WO2010149431A2 - Verfahren zur ansteuerung eines rückwärts leitfähigen igbt - Google Patents

Verfahren zur ansteuerung eines rückwärts leitfähigen igbt Download PDF

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WO2010149431A2
WO2010149431A2 PCT/EP2010/056684 EP2010056684W WO2010149431A2 WO 2010149431 A2 WO2010149431 A2 WO 2010149431A2 EP 2010056684 W EP2010056684 W EP 2010056684W WO 2010149431 A2 WO2010149431 A2 WO 2010149431A2
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gate
voltage
igbt
control signal
input
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Hans-Günter ECKEL
Mark-Matthias Bakran
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
    • H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
    • H03K17/567—Circuits characterised by the use of more than one type of semiconductor device, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/10—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage
    • H03K17/107—Modifications for increasing the maximum permissible switched voltage in composite switches

Definitions

  • the invention relates to a method and a device for controlling a reverse conducting IGBT.
  • RC-IGBTs Reverse Conducting IGBTs
  • An RC-IGBT differs from a conventional IGBT in that the diode function and the IGBT function are combined in one chip. This creates a power semiconductor in which the anode efficiency in the diode mode is dependent on the gate voltage. This requires a change in the drive over a conventional IGBT.
  • a bridge branch of a voltage source inverter having two conventional IGBTs these reverse-blocking IGBTs are each connected in anti-parallel with one diode.
  • These two conventional IGBTs of a bridge branches are controlled in such a way that during a transition from one state to another state, both IGBTs are switched off for a short time.
  • the control of these two conventional IGBTs of a bridge branch is independent of the sign of an output current. For both current directions, two semiconductors are available, which can carry an output current.
  • a reverse conducting IGBT in a diode mode i. a negative collector current flows, or in an IGBT mode, i. it flows a positive collector current, operated.
  • the gate-emitter voltage of a reverse conducting IGBT is above its threshold voltage while the current flows from the emitter to the collector (negative collector current), i. this RC-IGBT is operated in diode mode, the anode efficiency is lowered, whereby the forward voltage is increased. That is, to determine in which mode the RC-IGBT is located, an output current of a bridge branch of a voltage source inverter must be measured.
  • the invention is based on the object of specifying a driving method and a drive device, without having to modify an interface between the controller and a semiconductor-near drive.
  • IGBT not only a measured voltage determined from its measured collector-emitter voltage, but also a state of a pending target control signal of this reverse-conducting IGBT is used, can be dispensed with a voltage determination with high resolution.
  • the measuring voltage derived from the measured collector-emitter voltage is evaluated in this switching moment. It is checked whether the value of this measuring voltage has a low value. If this is the case, the reverse conducting IGBT to be controlled is in diode mode with the consequence that the gate of this RC-IGBT must remain switched off. If the value of this determined measurement voltage is greater than a predetermined low value, then it can be assumed that the value of the associated collector-emitter voltage approximately corresponds to the value of an intermediate circuit voltage. This means that the gate of an RC-IGBT to be controlled must be switched on so that this RC-IGBT can be operated in IGBT mode.
  • the reference value with which a determined measuring voltage is compared, can be selected between the value zero and the value of a minimum permissible DC voltage (DC link voltage).
  • a value of a measured intermediate circuit voltage can also be used.
  • the measurement of the intermediate circuit voltage can be carried out as a difference voltage between the potential between a potential of a positive bus of a voltage intermediate circuit of amatszwi- schennik inverter and a reference potential of a semiconductor driver, and the voltage between a potential of a negative rail of the voltage intermediate circuit and the reference potential of the semiconductor driver ,
  • the switching state selected upon turning-on of the reverse conducting IGBT to be driven is stored and maintained until either the command control signal changes from the switching state "ON” to the switching state "OFF", or until a change of sign of one through it RC-IGBT flowing current takes place. This current reversal is determined by means of the collector-emitter voltage.
  • FIG. 1 shows a bridge branch with two RC-IGBTs and a DC voltage source of a voltage source converter
  • FIG. 2 shows a block diagram of a control of a pulse-controlled converter of a voltage intermediate-circuit converter with semiconductor-near drive devices of two RC-IGBTs of a bridge branch according to FIG. 1, in which FIG.
  • FIG. 3 is a block diagram of an embodiment of a
  • Device for controlling an RC-IGBTs illustrated according to the invention and in the 4 is a block diagram of an embodiment of a
  • 2 denotes a bridge branch, 4 a DC voltage source, 6 a positive busbar, and 8 a negative busbar.
  • the bridge branch 2 has two reverse-conducting IGBTs T 1 and T 2, which are electrically connected in series. A connection point of these two reverse-conducting IGBTs Tl and T2 form an AC-side output A, to which a load can be connected.
  • the DC voltage source has two capacitors 10 and 12, which are also electrically connected in series. A connection point of these two capacitors 10 and 12 forms a mid-point connection M. At these two capacitors 10 and 12 connected electrically in series, a DC voltage U d is applied .
  • the two capacitors 10 and 12 instead of the two capacitors 10 and 12, only one
  • Capacitor are used, which is arranged between the busbars 6 and 8. The center M is then not accessible.
  • this DC voltage source 4 forms a voltage intermediate circuit, wherein the pending DC voltage U d is referred to as Eisennikspan- voltage.
  • the bridge branch 2 is three times in a three-phase pulse converter of a voltage source inverter. At the AC-side output A is based on the mid-point terminal M of the DC voltage source 4 to a pulse width modulated square-wave voltage U AM .
  • FIG. 2 shows a block diagram of a controller 16 of a three-phase converter, in particular a pulse current converter of a voltage source converter, with associated semiconductor driver devices 14 of a bridge branch 2 of this converter.
  • the controller 16 generates in response to a desired value, for example, a speed setpoint value n *, two bridge control signals S n , S ⁇ * 2 and S ⁇ 3 , S ⁇ * 4 and S ⁇ 5 and S ⁇ 6, respectively, for each bridge branch 2.
  • a desired value for example, a speed setpoint value n *
  • only one bridge branch 2 is represented by the three bridge branches of a three-phase power converter.
  • the two desired control signals S n , S ⁇ 2 are each fed to a semiconductor-near drive device 14 of each reverse-conducting IGBTs T 1 and T 2 of the bridge branch 2.
  • S T i or S T 2 On the output side, in each case, there is an actual control signal S T i or S T 2, with which a gate of an associated reverse-conducting IGBT T 1 or T 2 is driven.
  • the AC voltage-side output is not designated as in FIG. 1 by A but by R.
  • the other bridge branches, each with an AC side output of a three-phase pulse converter are not shown. These three bridge branches are electrically connected in parallel with the DC voltage source 4, which forms the voltage intermediate circuit of a voltage intermediate-circuit converter.
  • FIG. 3 shows a schematic diagram of an embodiment of a half-conductor-near control device 14 is schematically illustrated according to the invention.
  • This semiconductor-near control device 14 has a voltage divider 17, an evaluation device 18 and a driver circuit 20.
  • the voltage divider 17 is electrically connected in parallel to the collector-emitter path of the backward conductive IGBTS Tl.
  • An output terminal 22 of the voltage divider 17 is connected to an input terminal 24 of the evaluation device 18.
  • On the output side of this evaluation device 18 is connected to an input of the driver circuit 20, the output side is connected to a gate terminal G of the backward conductive IGBTs Tl.
  • the voltage divider 17 consists of a series circuit of three resistors Rl, R2, and R3 or three impedances.
  • the resistors R2 and R3 or the corresponding impedances can also be combined to form a resistor or an impedance.
  • the connection point of the two resistors R 1 and R 2 forms the output terminal 22 of the voltage divider 17.
  • the potential of the emitter E of the reverse-conducting IGBT T 1 to be triggered forms the potential.
  • a reference terminal of the evaluation device 18 and the driver circuit 20 is electrically conductively connected to the emitter terminal E of the RC-IGBTs Tl.
  • FIG. 4 shows a block diagram of an embodiment of the evaluation device 18 of the semiconductor-near drive device 14.
  • This embodiment of the evaluation device 18 has two comparators 26 and 28 on the input side and a logic circuit 30 on the output side.
  • This logic circuit 30 consists of an AND, an OR and a NOT gate 32, 34 and 36 and an output side RS flip-flop 38.
  • the first comparator 26 is the output side connected to an input of the AND gate 32, wherein the second input of this AND gate 32 is a target control signal S ⁇ * ⁇ of the to be controlled backward conductive IGBTs Tl pending.
  • this AND gate 32 is connected to a set input S of the RS flip-flop 38.
  • the second comparator 28 is connected on the output side to an input of the OR gate 34, whose second input is linked to the output of the NOT gate 36, at whose input the desired control signal S ⁇ * ⁇ is present.
  • the OR gate 34 is connected to a reset input R of the RS flip-flop 38.
  • this RS flip-flop 38 is linked to the input of the downstream driver circuit 20.
  • a detected measuring voltage u M present at the input terminal 24 of the evaluation device 18 is supplied on the one hand to the non-inverting input of the first comparator 26 and on the other hand to the inverting input of the second comparator 28.
  • the inverting input of the first comparator 26 has a positive reference value U R + and the noninverting input of the second comparator 28 is a negative reference value U R -.
  • an actual control signal S ⁇ i is generated from a desired control signal S f1 of the backward conductive IGBTs Tl, from which a gate voltage for the RC-IGBT Tl is generated by means of the driver circuit 20.
  • an actual control signal Sn changes its switching state from “OFF” to “ON” if and only if an associated desired control signal S n in the switching state "ON” and the detected measuring voltage u M a
  • the RC-IGBT T1 changes from diode to IGBT mode when the gate G is not switched on, the RC-IGBT T1 picks up the intermediate circuit voltage. This is detected, in which the measuring voltage u M exceeds the reference value U R + . Switching from IGBT mode to diode mode when not driven
  • Gate G of the backward conductive IGBT Tl leads to a forward recovery voltage of the diode, which is at least one power of ten above a steady state forward voltage and is detected by falling below the reference value U R _.
  • the collector-to-emitter voltage U CE no longer has to be measured with a high resolution. If only one measured voltage u M determined from a measured collector-emitter voltage U CE is used for determining a switching state of an actual control signal S T i or S T 2, an associated voltage measuring device must have a voltage value different from -0.7V of + 0.7V can, where also a high voltage value of a DC voltage (DC link voltage) must be detected.

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  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT (T1, T2). Erfindungsgemäß wird eine aus einer gemessenen Kollektor-Emitter-Spannung (UCE) ermittelte Mess-Spannung (uM) mit einer positiven und negativen Referenzspannung (uR+,uR-) auf Über- und Unterschreitung verglichen und wird zusätzlich ein Schalt-Zustand seines Soll-Steuersignals (S* T 1,S* T 2) für die Generierung eines Ist-Steuersignals (ST1,ST2) verwendet. Somit erhält man eine Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBTs (T1, T2), bei der eine Spannungserfassungs-Einrichtung ohne hohe Auflösung verwendet werden kann.

Description

Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT.
Rückwärts leitfähige IGBTs sind auch als Reverse Conducting IGBTs (RC-IGBT) bekannt. Diese RC-IGBTs sind eine Weiterent- wicklung der bekannten rückwärts sperrfähigen IGBTs. Ein RC- IGBT unterscheidet sich von einem herkömmlichen IGBT dadurch, dass die Dioden-Funktion und die IGBT-Funktion in einem Chip vereint sind. Dadurch entsteht ein Leistungshalbleiter, bei dem die Anodeneffizienz im Dioden-Modus von der Gate-Spannung abhängig ist. Dies verlangt nach einer Änderung in der Ansteuerung gegenüber einem herkömmlichen IGBT.
Außerdem ergeben sich Vorteile in der Durchlassspannung, dem thermischen Verhalten und der Stoßstromfestigkeit. Dadurch weist ein derartiger Leistungshalbleiter, der dieselbe Siliziumfläche wie ein herkömmlicher IGBT aufweist, eine höhere Leistung auf, wodurch ein Spannungszwischenkreis-Umrichter mit einer höheren Leistung realisiert werden kann. In der Veröffentlichung "A High Current 3300V Module Employing Re- verse Conducting IGBTs Setting a New Benchmark in Output Power Capability" von M. Rahimo, U. Schlapbach, A. Kopta, J. Vobecky, D. Schneider und A. Baschnagel, abgedruckt in ISPSD 2008, wird ein Hochstrom 3300V-RC-IGBT-Modul vorgestellt. In dieser Veröffentlichung ist ebenfalls ein Kommutierungsver- fahren von einem im Dioden-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT auf einen im IGBT-Modus betriebenen rückwärts leitfähigen IGBT, die einen Kommutierungskreis bilden, beschrieben .
Bei einem Brückenzweig eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, der zwei konventionelle IGBTs aufweist, sind diese rückwärts sperrfähigen IGBTs jeweils eine Diode antiparallel geschaltet. Diese beiden konventionellen IGBTs eines Brücken- zweiges werden derart gesteuert, dass während eines Übergangs von einem Zustand in einem anderen Zustand kurzzeitig beide IGBTs ausgeschaltet sind. Die Ansteuerung dieser beiden konventionellen IGBTs eines Brückenzweiges erfolgt unabhängig vom Vorzeichen eines Ausgangsstromes. Für beide Stromrichtungen stehen zwei Halbleiter zur Verfügung, die einen Ausgangsstrom führen können.
Werden bei einem Spannungszwischenkreis-Umrichter, insbeson- dere bei einem lastseitigen Pulsstromrichter, anstelle von rückwärts sperrfähigen IGBTs rückwärts leitfähige IGBTs verwendet, ist dieses bekannte Ansteuerverfahren wenig vorteilhaft. Wie bereits erwähnt, wird ein rückwärts leitfähiger IGBT in einem Dioden-Modus, d.h. es fließt ein negativer KoI- lektor-Strom, oder in einem IGBT-Modus, d.h. es fließt ein positiver Kollektorstrom, betrieben. Wenn sich die Gate-Emitter-Spannung eines rückwärts leitfähigen IGBTs oberhalb seiner Threshold-Spannung befindet, während der Strom vom Emitter zum Kollektor (negativer Kollektor-Strom) fließt, d.h. dieser RC-IGBT wird im Dioden-Modus betrieben, wird die Anodeneffizienz abgesenkt, wodurch die Durchlassspannung erhöht ist. D.h., um feststellen zu können, in welchem Modus der RC- IGBT sich befindet, muss ein Ausgangsstrom eines Brückenzweiges eines Spannungszwischenkreis-Umrichters gemessen werden.
Bekanntermaßen ist eine Strommessung stets mit einer gewissen Toleranz verbunden. Eine Zustandsumschaltung genau bei Strom Null ist also kaum realisierbar. Da ein IGBT-Modus (positiver Kollektor-Emitter-Strom) bei ausgeschaltetem Gate nicht mög- lieh ist, ein Dioden-Modus (negativer Kollektor-Emitter- Strom) bei eingeschaltetem Gate jedoch mit erhöhten Durchlassverlusten möglich ist, muss bei einem positiven Kollektor-Emitter-Strom das zugehörige Gate auf jeden Fall eingeschaltet sein.
Wird das Vorzeichen eines Ausgangsstromes eines Brückenzweiges mit zwei rückwärts leitfähigen IGBTs zur Generierung von Ansteuersignalen verwendet, verändert das eine Schnittstelle zwischen Steuerung und Leistungsteil des Umrichters, d.h. konventionelle IGBTs eines lastseitigen Pulsstromrichters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters kann nicht ohne weiteren Aufwand durch rückwärts leitfähige IGBTs ersetzt werden.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Ansteuerverfahren und eine Ansteuervorrichtung anzugeben, ohne dass eine Schnittstelle zwischen Steuerung und einer halbleiternahen Ansteuerung abgeändert werden muss.
Diese Aufgabe wird einerseits mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und andererseits mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 5 erfindungsgemäß gelöst.
Dadurch, dass zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen
IGBT nicht nur eine aus seiner gemessenen Kollektor-Emitter- Spannung ermittelten Mess-Spannung, sondern auch ein Zustand eines anstehenden Soll-Steuersignals dieses rückwärts leitfähigen IGBT verwendet wird, kann auf eine Spannungs-Ermittlung mit hoher Auflösung verzichtet werden.
Wechselt das Soll-Steuersignal eines anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBT auf einen Schalt-Zustand "EIN", wird in diesem Umschaltmoment die aus der gemessenen Kollektor-Emitter- Spannung abgeleiteten Mess-Spannung ausgewertet. Dabei wird überprüft, ob der Wert dieser Mess-Spannung einen niedrigen Wert aufweist. Stimmt dies zu, so befindet sich der anzusteuernde rückwärts leitfähige IGBT im Dioden-Modus mit der Konsequenz, dass das Gate dieses RC-IGBT ausgeschaltet bleiben muss. Ist der Wert dieser ermittelten Mess-Spannung größer einem vorbestimmten niedrigen Wert, so ist davon auszugehen, dass der Wert der zugehörigen Kollektor-Emitter-Spannung annähernd dem Wert einer Zwischenkreisspannung entspricht. D.h., dass das Gate eines anzusteuernden RC-IGBT einzuschal- ten ist, damit dieses RC-IGBT im IGBT-Modus betrieben werden kann. Weist das Soll-Steuersignal dieses RC-IGBTs den Schalt- Zustand "AUS" auf, so wird dieser RC-IGBT auf jeden Fall ausgeschaltet . Der Referenzwert, mit dem eine ermittelte Mess-Spannung verglichen wird, kann zwischen dem Wert Null und dem Wert einer minimalen zulässigen Gleichspannung (Zwischenkreisspannung) gewählt werden. Als Referenzwert kann auch ein Wert einer gemessenen Zwischenkreisspannung verwendet werden. Die Messung der Zwischenkreisspannung kann als Differenzspannung zwischen der Spannung zwischen einem Potential einer positiven Stromschiene eines Spannungszwischenkreises eines Spannungszwi- schenkreis-Umrichters und einem Bezugspotential einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung, sowie der Spannung zwischen einem Potential einer negativen Stromschiene des Spannungszwischenkreises und dem Bezugspotential der halbleiternahen Ansteuervorrichtung durchgeführt werden.
Der beim Einschalten des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBT gewählte Schalt-Zustand wird abgespeichert und solange beibehalten, bis entweder das Soll-Steuersignal vom Schalt- Zustand "EIN" auf den Schalt-Zustand "AUS" wechselt, oder bis ein Wechsel eines Vorzeichens eines durch diesen RC-IGBT fließenden Stromes erfolgt. Diese Stromrichtungsumkehr wird mittels der Kollektor-Emitter-Spannung ermittelt.
Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der eine Ausführungsform einer Ansteuervorrichtung schematisch veranschaulicht ist, die das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren realisiert.
FIG 1 zeigt einen Brückenzweig mit zwei RC-IGBTs und eine Gleichspannungsquelle eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, die
FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung eines Pulsstromrichters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters mit halbleiternahen Ansteuervorrichtungen zweier RC- IGBTs eines Brückenzweiges nach FIG 1, in der
FIG 3 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer
Vorrichtung zur Ansteuerung eines RC-IGBTs nach der Erfindung veranschaulicht und in der FIG 4 ist ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer
Auswerteeinrichtung der Vorrichtung gemäß FIG 3 dargestellt.
In der FIG 1 sind mit 2 ein Brückenzweig, mit 4 eine Gleichspannungsquelle, mit 6 eine positive Stromschiene und mit 8 eine negative Stromschiene bezeichnet. Mittels dieser beiden Stromschienen 6 und 8 sind der Brückenzweig 2 und die Gleichspannungsquelle 4 elektrisch parallel geschaltet. Der Brü- ckenzweig 2 weist zwei rückwärts leitfähige IGBTs Tl und T2 auf, die elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbindungspunkt dieser beiden rückwärts leitfähiger IGBTs Tl und T2 bilden einen wechselspannungsseitigen Ausgang A, an dem eine Last anschließbar ist. Die Gleichspannungsquelle weist zwei Kondensatoren 10 und 12 auf, die ebenfalls elektrisch in Reihe geschaltet sind. Ein Verbindungspunkt dieser beiden Kondensatoren 10 und 12 bildet einen Mittelpunkt-Anschluss M. An diesen beiden elektrisch in Reihe geschalteten Kondensatoren 10 und 12 steht eine Gleichspannung Ud an. Alternativ kann statt der beiden Kondensatoren 10 und 12 auch nur ein
Kondensator verwendet werden, der zwischen den Stromschienen 6 und 8 angeordnet ist. Der Mittelpunkt M ist dann nicht zugänglich. Bei einem Spannungszwischenkreis-Umrichter bildet diese Gleichspannungsquelle 4 einen Spannungszwischenkreis, wobei die anstehende Gleichspannung Ud als Zwischenkreisspan- nung bezeichnet wird. Der Brückenzweig 2 ist bei einem dreiphasigen Pulsstromrichter eines Spannungszwischenkreis-Umrichters dreimal vorhanden. Am wechselspannungsseitigen Ausgang A steht bezogen auf den Mittelpunkt-Anschluss M der Gleichspannungsquelle 4 eine pulsweitenmodulierte Rechteckspannung UAM an.
Die FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Steuerung 16 eines dreiphasigen Stromrichters, insbesondere eines Pulsstromrich- ters eines Spannungszwischenkreis-Umrichters, mit zugehörigen halbleiternahen Ansteuervorrichtungen 14 eines Brückenzweiges 2 dieses Stromrichters. Die Steuerung 16 generiert in Abhängigkeit eines Sollwertes, beispielsweise eines Drehzahl-Soll- wertes n*, pro Brückenzweig 2 zwei Soll-Steuersignale Sn, Sτ * 2 bzw. S^3, Sτ * 4 bzw. S^5 und S^6. Wegen der Übersichtlichkeit ist von den drei Brückenzweigen eines dreiphasigen Stromrichters nur ein Brückenzweig 2 dargestellt. Die beiden Soll-Steuersignale Sn, S^2 sind jeweils einer halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14 eines jeden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl und T2 des Brückenzweiges 2 zugeführt. Ausgangssei- tig steht jeweils ein Ist-Steuersignal STi bzw. ST2 an, mit dem ein Gate eines zugehörigen rückwärts leitfähigen IGBTs Tl bzw. T2 angesteuert wird. In dieser Darstellung ist der wech- selspannungsseitige Ausgang nicht wie in der FIG 1 mit A sondern mit R bezeichnet. Die weiteren Brückenzweige mit jeweils einem wechselspannungsseitigen Ausgang eines dreiphasigen Pulsstromrichters sind nicht dargestellt. Diese drei Brücken- zweige sind elektrisch parallel zur Gleichspannungsquelle 4 geschaltet, die den Spannungszwischenkreis eines Spannungszwischenkreis-Umrichters bildet.
In der FIG 3 ist ein Prinzipschaltbild einer Ausführungsform einer halberleiternahen Ansteuervorrichtung 14 nach der Erfindung schematisch veranschaulicht. Diese halbleiternahe Ansteuervorrichtung 14 weist einen Spannungsteiler 17, eine Auswerteeinrichtung 18 und eine Treiberschaltung 20 auf. Der Spannungsteiler 17 ist elektrisch parallel zur Kollektor- Emitter-Strecke des rückwärts leitfähigen IGBTS Tl geschaltet. Ein Ausgangs-Anschluss 22 des Spannungsteilers 17 ist mit einem Eingangs-Anschluss 24 der Auswerteeinrichtung 18 verknüpft. Ausgangsseitig ist dieser Auswerteeinrichtung 18 mit einem Eingang der Treiberschaltung 20 verbunden, die aus- gangsseitig mit einem Gate-Anschluss G des rückwärts leitfähigen IGBTs Tl verknüpft ist. Der Spannungsteiler 17 besteht aus einer Reihenschaltung dreier Widerstände Rl, R2, und R3 oder dreier Impedanzen. Die Widerstände R2 und R3 bzw. die entsprechenden Impedanzen können auch zu einem Widerstand bzw. einer Impedanz zusammengefasst sein. Der Verbindungspunkt der beiden Widerstände Rl und R2 bildet den Ausgangs- Anschluss 22 des Spannungsteilers 17. Das Potential des Emitters E des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl bil- det ein Bezugspotential der halbleiternahen Ansteuervorrichtung 14. Aus diesem Grund ist ein Bezugs-Anschluss der Auswerteeinrichtung 18 und der Treiberschaltung 20 mit dem Emit- ter-Anschluss E des RC-IGBTs Tl elektrisch leitend verbunden.
Die FIG 4 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Auswerteeinrichtung 18 der halbleiternahen Ansteuereinrichtung 14. Diese Ausführungsform der Auswerteeinrichtung 18 weist eingangsseitig zwei Komparatoren 26 und 28 und aus- gangsseitig eine Logikschaltung 30 auf. Dieses Logikschaltung 30 besteht aus einem UND-, einem ODER- und einem NICHT-Gatter 32, 34 und 36 und einem ausgangsseitigen RS-Flip-Flop 38. Der erste Komparator 26 ist ausgangsseitig mit einem Eingang des UND-Gatters 32 verknüpft, wobei am zweiten Eingang dieses UND-Gatters 32 ein Soll-Steuersignal Sτ * ι des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs Tl ansteht. Ausgangsseitig ist dieses UND-Gatter 32 mit einem Setz-Eingang S des RS-Flip- Flops 38 verbunden. Der zweite Komparator 28 ist ausgangsseitig mit einem Eingang des ODER-Gatters 34 verbunden, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des NICHT-Gatters 36 verknüpft ist, an dessen Eingang das Soll-Steuersignal Sτ * ι ansteht. Ausgangsseitig ist das ODER-Gatter 34 mit einem Rück- setz-Eingang R des RS-Flip-Flops 38 verbunden. Ausgangsseitig ist dieses RS-Flip-Flops 38 mit dem Eingang der nachgeschal- teten Treiberschaltung 20 verknüpft. Eine am Eingangs-An- schluss 24 der Auswerteeinrichtung 18 anstehende ermittelte Mess-Spannung uM ist einerseits dem nichtinvertierenden Eingang des ersten Komparators 26 und andererseits dem invertierenden Eingang des zweiten Komparators 28 zugeführt. Dem in- vertierenden Eingang des ersten Komparators 26 ist ein positiver Referenzwert UR+ und dem nichtinvertierenden Eingang des zweiten Komparators 28 ist ein negativer Referenzwert UR- zugeführt .
Mittels dieser Auswerteeinrichtung 18 wird aus einem Soll- Steuersignal Sf1 des rückwärts leitfähigen IGBTs Tl ein Ist- Steuersignal Sτi generiert, aus dem mittels der Treiberschaltung 20 eine Gate-Spannung für den RC-IGBT Tl generiert wird. Mittels dieser Auswerteeinrichtung 18 wechselt ein Ist-Steuersignal Sn seinen Schalt-Zustand von "AUS" in "EIN" genau dann, wenn ein zugehöriges Soll-Steuersignal Sn im Schaltzu- stand "EIN" ist und die ermittelte Mess-Spannung uM einen
Wert aufweist, der den positiven Referenzwert UR+ übersteigt. Dadurch wird der rückwärts leitfähige IGBT Tl eingeschaltet. Ist dagegen der Wert der ermittelten Mess-Spannung uM kleiner als der negative Referenzwert UR_, wobei der Schalt-Zustand des Soll-Steuersignals Sn unverändert ist, wird der rückwärts leitfähige IGBT Tl ausgeschaltet. Der beim Einschalten gewählte Schalt-Zustand wird solange beibehalten, bis entweder das Soll-Steuersignal Sn seinen Schalt-Zustand von "EIN" auf "AUS" wechselt, oder bis eine Stromumkehr erfolgt. Eine Stromumkehr wird daran erkannt, dass der Wert der ermittelten Mess-Spannung uM kleiner ist als der negative Referenzwert UR- . Ist das Soll-Steuersignal Sn im Schalt-Zustand "AUS", wird der rückwärts leitfähige IGBT Tl unabhängig vom Wert seiner ermittelten Mess-Spannung uM auf jeden Fall ausgeschaltet.
Wechselt der RC-IGBT Tl bei nicht eingeschaltetem Gate G von Dioden- in den IGBT-Modus, so nimmt der RC-IGBT Tl die Zwi- schenkreisspannung auf. Dies wird erkannt, in dem die Mess- Spannung uM den Referenzwert UR+ überschreitet. Ein Wechseln vom IGBT-Modus in den Dioden-Modus bei nicht angesteuerten
Gate G des rückwärts leitfähigen IGBTs Tl führt zu einer For- ward-Recovery-Spannung der Diode, die mindestens eine Zehnerpotenz oberhalb einer stationären Durchlassspannung liegt und durch Unterschreitung des Referenzwertes UR_ erkannt wird.
Da beim Verfahren zum Ansteuern eines rückwärts leitfähigen IGBT der Schalt-Zustand gespeichert wird, muss die Kollektor- Emitter-Spannung UCE nicht mehr mit einer hohen Auflösung gemessen werden. Wird nur eine aus einer gemessenen Kollektor- Emitter-Spannung UCE ermittelte Mess-Spannung uM für die Bestimmung eines Schalt-Zustands eines Ist-Steuersignals STi bzw. ST2 verwendet, muss eine zugehörige Spannungs-Messein- richtung einen Spannungswert von -0,7V von +0,7V unterschei- den können, wobei ebenfalls ein hoher Spannungswert einer Gleichspannung (Zwischenkreisspannung) erfasst werden muss.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT (Tl, T2), wobei dieser eingeschaltet wird, wenn sein SoIl- Steuersignal ( Sτ * ι , Sτ * 2 ) einen Ein-Zustand vorgibt und eine aus einer gemessenen Kollektor-Emitter-Spannung (UCE) ermittelte Mess-Spannung (uM) größer als ein positiver Referenzwert (UR+) ist und wobei beim unveränderten Schalt-Zustand des Soll- Steuersignals (Sn * ,Sτ * 2) des RC-IGBT (Tl, T2) ausgeschaltet wird, sobald die ermittelte Mess-Spannung (uM) kleiner als ein negativer Referenzwert (UR-) ist.
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Ein-Zustand so lange beibehalten wird, bis das Soll-Steuersignal ( Sτ * ι , Sτ * 2 ) einen Aus-Zustand vorgibt .
3. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Ein-Zustand solange beibehalten wird bis eine Stromumkehr erfolgt.
4. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Zustandswechsel des rückwärts leitfähigen IGBT (Tl, T2) gespeichert wird.
5. Vorrichtung zur Ansteuerung eines rückwärts leitfähigen IGBT (Tl, T2) mit einer Treiberschaltung (20), die ausgangs- seitig mit einem Gate-Anschluss (G) des rückwärts leitfähigen IGBTS (Tl, T2) elektrisch leitend verbunden ist, d a - d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass elektrisch parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) ein Spannungsteiler (17) geschaltet ist, dessen Ausgang (22) mit einem Eingang (24) einer Auswerteeinrichtung (18) verknüpft ist, die ausgangsseitig mit einem Eingang der Treiberschaltung (20) verbunden ist, wobei ein
Emitter-Anschluss (E) des rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) ein Bezugspotential der Vorrichtung bildet.
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Auswerteeinrichtung (18) zwei Komparatoren (26,28) und eine Logikschaltung (30) aufweist, wobei diese Logikschaltung (30) eingangsseitig jeweils mit einem Ausgang eines ersten und zweiten Komparators
(26,28) und ausgangsseitig mit einem Eingang der Treiberschaltung (20) verknüpft ist und wobei dieser Logikschaltung (30) ein Soll-Steuersignals (S^1,S^2) des anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) zugeführt ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass jedem Komparator (26,28) eingangsseitig eine ermittelte Mess-Spannung (uM) eines anzusteuernden rückwärts leitfähigen IGBTs (Tl, T2) und ein Refe- renzwert (UR+, UR-) zugeführt sind, wobei diese Mess-Spannung (uM) und der Referenzwert (UR+,UR-) beim zweiten Komparator (28) gegenüber dem ersten Komparator (26) vertauscht sind.
8. Vorrichtung nach Anspruch 6, d a d u r c h g e - k e n n z e i c h n e t, dass die Logikschaltung (30) eingangsseitig ein UND-, ODER- und ein NICHT-Gatter (32,34,36) aufweist, wobei das UND-Gatter (32) eingangsseitig mit dem Ausgang eines ersten Komparators (26) und das ODER-Gatter (34) eingangsseitig mit dem Ausgang eines zweiten Komparators (28) verknüpft ist, wobei ein Soll-Steuersignal ( Sτ * ι,Sτ * 2 ) dem
UND-Gatter (32) und dem NICHT-Gatter (36) zugeführt ist, wobei das NICHT-Gatter (36) mit dem ODER-Gatter (34) verbunden ist und wobei die Ausgänge des UND- und ODER-Gatters (32,34) jeweils mit einem Eingang eines RS-Flip-Flops (38) verknüpft sind.
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