WO2010134447A1 - オフセット補償回路及びオフセット補償方法 - Google Patents

オフセット補償回路及びオフセット補償方法 Download PDF

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祐司 木村
康之介 山元
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Mitsumi Electric Co Ltd
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Mitsumi Electric Co Ltd
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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    • H—ELECTRICITY
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    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0264—Arrangements for coupling to transmission lines
    • H04L25/0292—Arrangements specific to the receiver end
    • H04L25/0296—Arrangements to ensure DC-balance

Definitions

  • the present invention relates to an offset compensation circuit and an offset compensation method for compensating an offset of an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • the OFDM scheme has a high transmission rate within a limited band and is resistant to multipath, and has recently been used for various wireless communications.
  • g an OFDM wireless signal is used.
  • Fig. 10 shows the OFDM baseband signal spectrum without DC offset and frequency offset. If the OFDM signal has no DC offset and no frequency offset, the subcarriers do not interfere with each other. Further, the center frequency of the DC subcarrier is 0 Hz.
  • FIG. 11 shows an OFDM baseband signal spectrum including a DC offset and a frequency offset. Since the presence of the DC offset and the frequency offset affects the demodulation process, it is necessary to compensate for the DC offset and the frequency offset.
  • the direct conversion OFDM receiver directly demodulates the RF (high frequency) signal received by the antenna to extract the I (in-phase) and Q (quadrature) components of the OFDM baseband signal, and then performs OFDM demodulation. Do.
  • the frequency of the RF signal and the local oscillation signal are the same, but the level of the RF signal is not sufficient and the S / N is not good compared to the local oscillation signal.
  • a DC offset occurs due to the wraparound of the component to the RF signal.
  • the frequency intervals of all subcarriers are set so as to satisfy orthogonality, and the DC offset does not affect the demodulation process if it is originally.
  • the oscillation frequency of the local oscillator does not completely coincide with the frequency of the RF signal and is slightly shifted, that is, it has a frequency offset. This frequency shift itself is a part of the frequency correction processing in the subsequent stage.
  • the frequency error estimate is estimated larger or less than the actual one.
  • a first method that first compensates for a DC offset and then compensates for a frequency offset, and first compensates for a frequency offset and then compensates for a DC offset.
  • Second method for compensation see, for example, Patent Document 2
  • frequency offset candidate values are obtained by singular value decomposition of a system matrix, optimal frequency offset candidate values are searched, and optimal frequency offset candidates.
  • third method for estimating the DC offset from the value see, for example, Patent Document 3).
  • FIG. 12 shows a flowchart of an example of a conventional OFDM signal offset compensation method (first method).
  • first method a DC offset is estimated from the preamble of the OFDM signal, and the estimated DC offset is compensated.
  • step S2 the frequency offset is estimated, and the estimated frequency offset is compensated.
  • FIG. 13 is a flowchart showing an example of a conventional OFDM signal offset compensation method (second method).
  • step S3 the frequency offset is estimated from the preamble of the OFDM signal, and the preamble frequency offset is compensated. Thereafter, in step S4, a DC offset is estimated from the preamble compensated for the frequency offset, and in step S5, the DC offset is compensated for the OFDM signal data and the frequency offset is compensated.
  • FIG. 14 shows a flowchart of an example of a conventional OFDM signal offset compensation method (third method).
  • a frequency offset candidate value is obtained by singular value decomposition of the system matrix, and the optimum frequency offset candidate value is searched by multiplying the received signal by the frequency offset candidate value in step S6.
  • a DC offset is estimated from a candidate value of a large frequency offset.
  • the DC offset estimated in step S7 is compensated, and the estimated frequency offset is compensated.
  • the value observed as the DC offset value at the center frequency of 0 Hz includes the adjacent subcarrier component D ′.
  • FIG. 15 shows an extracted subcarrier component D ′ adjacent thereto.
  • the component D ′ of the adjacent subcarrier is compensated in step S1, so that interference with the adjacent subcarrier is caused as shown in FIG. There was a problem of deterioration.
  • the DC offset can be accurately estimated in step S4.
  • the OFDM signal includes a DC offset and a frequency offset
  • the frequency offset is estimated first, an error occurs in the estimated value of the frequency offset due to the influence of the DC offset. There was a problem that the reception performance deteriorated due to the error of the estimated value.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and provides an offset compensation circuit and an offset compensation method for accurately estimating and compensating for a DC offset and a frequency offset at high speed without increasing the circuit scale. With the goal.
  • an offset compensation circuit is an offset compensation circuit that estimates and compensates for a DC offset and a frequency offset of an OFDM signal, and is included in a signal obtained by orthogonally demodulating the OFDM signal.
  • DC offset estimation compensation means for estimating and compensating for an offset value
  • frequency offset estimation compensation means for estimating and compensating for a frequency offset value included in the signal compensated by the DC offset estimation compensation means
  • the frequency offset estimation compensation Using the DC offset value estimated by the DC offset estimation compensation means and the frequency offset value estimated by the frequency offset estimation compensation means, the sub-carrier overcompensation component in the DC offset compensation means
  • an offset compensation method is an offset compensation method for estimating and compensating for a DC offset and a frequency offset of an OFDM signal, and is included in a signal obtained by orthogonally demodulating the OFDM signal.
  • a first step for estimating and compensating for an offset value, a second step for estimating and compensating for a frequency offset value included in the signal compensated for in the first step, and a frequency offset compensated for in the second step The third step of estimating the DC offset value from the signal, the DC offset value estimated in the third step, and the frequency offset value estimated in the second step are used.
  • a compensation component is calculated, and the overcompensation component is calculated from the DC offset value estimated in the first step.
  • a fourth step of removing the overcompensation component in the fourth step a fifth step of compensating the signal obtained by orthogonally demodulating the OFDM signal with the DC offset value, and a signal compensated in the fifth step. And a sixth step of compensating and outputting the included frequency offset value.
  • the DC offset and the frequency offset can be compensated at high speed and with high accuracy without increasing the circuit scale.
  • 5 is a flowchart of a conventional OFDM signal offset compensation method.
  • 5 is a flowchart of a conventional OFDM signal offset compensation method.
  • 5 is a flowchart of a conventional OFDM signal offset compensation method.
  • It is a figure which shows the OFDM baseband signal spectrum for demonstrating the interference with respect to an adjacent subcarrier.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an embodiment of an OFDM receiver to which an offset compensation circuit of the present invention is applied.
  • an RF signal received by an antenna 10 is amplified by a low noise amplifier (LNA) 11 and then supplied to mixers 12 and 13, respectively.
  • LNA low noise amplifier
  • the local oscillation signal output from the local oscillator 14 is directly supplied to the mixer 12, and is phase-shifted by ⁇ / 2 by the phase shifter 15 and supplied to the mixer 13.
  • the mixers 12 and 13, the local oscillator 14, and the phase shifter 15 constitute a direct conversion type quadrature demodulator.
  • the mixer 12 multiplies the RF signal and the phase-shifted local oscillation signal to output an I (in-phase) signal of the OFDM baseband signal.
  • the mixer 13 multiplies the RF signal and the local oscillation signal and outputs a Q (orthogonal) signal of the OFDM baseband signal.
  • the I signal output from the mixer 12 is amplified by an AGC (automatic gain control) amplifier 17, then unnecessary high frequency components are removed by a low-pass filter 18, digitized by an A / D converter 19, and sent to a digital compensation / demodulation unit 20. Supplied.
  • the Q signal output from the mixer 13 is amplified by an AGC (automatic gain control) amplifier 21, then unnecessary high frequency components are removed by a low-pass filter 22, and digitized by an A / D converter 23 to be digitally compensated / demodulated. 20 is supplied.
  • the digital compensation / demodulation unit 20 estimates and compensates the DC offset and the frequency offset from the I and Q signals, and then performs demodulation. That is, offset compensation is executed in the digital compensation / demodulation unit 20.
  • FIG. 2 shows a block diagram of an embodiment of the offset compensation circuit of the present invention.
  • the I and Q signals output from the A / D converters 19 and 23 are supplied to the multiplier 31 after passing through various blocks.
  • a frequency offset value ⁇ f is supplied from a frequency offset estimation unit 38, which will be described later
  • the multiplier 31 performs carrier recovery from the frequency offset ⁇ f, performs frequency offset compensation by performing complex multiplication on each of the I and Q signals, and outputs the result.
  • the I and Q signals output from the multiplier 31 are supplied to a subtracter 32 and a DC offset estimation unit 33.
  • FIG. 3 shows a configuration diagram of an embodiment of an OFDM radio frame in the wireless LAN standard IEEE802.11a.
  • the OFDM radio frame has a PLCP preamble, a SIGNAL that is an OFDM header, and data in the data area.
  • the PLCP preamble has a short training symbol that is a fixed pattern using short symbols and a long training symbol that is a fixed pattern using long symbols.
  • the short training symbol has symbols S 1 to S 10 .
  • the short training symbol and the long training symbol are used for synchronization, AGC, and offset estimation.
  • the DC offset estimator 33 obtains a time average value of n samples of one symbol period for each of the short training symbols (eg, symbol S 7 ) of the I and Q signals, and uses this time average value to estimate the DC offset of each of the I and Q signals. Value.
  • a received signal (training symbol) without a DC offset is s (t) and a DC offset is D
  • a received signal r (t) having a DC offset is expressed as follows.
  • the I and Q signals of each symbol When there is no DC offset and no frequency offset, the I and Q signals of each symbol have a time average value of 1 symbol period as shown in FIG. 4A. However, when there is a DC offset and a frequency offset, the I and Q signals of each symbol have values other than 0 for the time average value of one symbol period.
  • the DC offset estimation unit 33 holds the DC offset value D 0 estimated for each of the I and Q signals and supplies it to the selector 34 and the subtracter 35.
  • control unit 40 the timing of the symbol S 7 in operation stable time (e.g. short training symbols for AGC amplifier 17, 21 and other circuitry from the start of reception of the OFDM radio frame, Note that, for example, in the case of such S 5 and S 6
  • the DC offset estimation unit 33 is instructed to start the DC offset estimation operation. Further, the control unit 40 causes the selector 34 to select the DC offset value D 0 output from the DC offset estimation unit 33 and supplies it to the subtracter 32.
  • the subtracter 32 supplies I, to the multiplier 37 and the frequency offset estimator 38 subtracts the DC offset value D 0 for each Q signal output of the multiplier 31.
  • the frequency offset estimator 38 estimates the frequency offset using the 2n-sample I and Q signals that are the next two symbols (for example, the symbols S 8 and S 9 ) after the symbol (for example, the symbol S 7 ) used for the DC offset estimation. Do.
  • the frequency offset estimator 38 performs a complex correlation operation with the I and Q signals of n samples (one symbol period) before, and calculates a phase change amount with the I and Q signals n samples before, thereby calculating the frequency. Estimate the offset.
  • the training symbol is a periodic signal, and the same data is repeated for each symbol interval ⁇ t, and therefore is expressed by the following equation.
  • r (t) s (t) exp (j2 ⁇ ft) Since r (t) is a periodic signal, the following equation can be obtained by taking the autocorrelation for one symbol period. Note that s * represents a complex number conjugate with s.
  • the frequency offset estimation unit 38 estimates the frequency offset value ⁇ f and supplies it to the overcompensation component calculation unit 36 and the switch 39.
  • the control unit 40 switches the switch 39 so as to supply the multiplier 31 with the carrier regenerated from the frequency offset value ⁇ f at the next symbol (for example, the symbol S 10 ) for which the frequency offset has been estimated.
  • the multiplier 31 outputs I and Q signals compensated for the frequency offset.
  • the value D 0 observed as the DC offset value at the center frequency 0 Hz is adjacent to the value D 0.
  • a subcarrier component D ′ is also included.
  • the OFDM baseband signal spectrum compensated for the DC offset and the frequency offset is DC offset compensated up to the adjacent subcarrier component D ′, and the adjacent subcarrier is interfered (overcompensated). It is in the state.
  • the DC offset estimator 33 obtains a time average value of n samples of one symbol period in the next symbol (for example, symbol S 10 ) subjected to frequency offset estimation, and uses this time average value as the DC offset of each of the I and Q signals.
  • the estimated value is d ′.
  • the DC offset estimated value d ′ in this case is a component caused by a component D ′ that is regarded as an offset of an adjacent subcarrier and is overcompensated.
  • the control unit 40 controls the overcompensation component calculation unit 36 to supply the DC offset estimation values d ′ of the I and Q signals output from the DC offset estimation unit 33.
  • the overcompensation component calculation unit 36 calculates an overcompensation component D ′, which is a component of adjacent subcarriers, using the following equation (2) based on the DC offset estimation value d ′ of each of the I and Q signals.
  • f 0 is the subcarrier spacing.
  • a rectangular wave having a constant complex number A from time 0 to time T is expressed by the following equation (3).
  • the complex DC offset added to the OFDM signal can also be considered in the same manner as the rectangular wave represented by the above equation (3). Therefore, the frequency spectrum of the DC offset is as shown in FIG. 6C.
  • Equation (2) When the above equation (5) is solved for D ′, the above equation (2) is obtained.
  • the condition under which D ′ can be obtained using equation (2) is the case where d ′ is other than 0 because D ′ is calculated using the ratio to d ′.
  • the overcompensation component calculation unit 36 supplies the overcompensation component D ′ of each of the I and Q signals to the subtractor 35.
  • the subtracter 35 subtracts the overcompensation component D ′ from the DC offset value D 0 held and output by the DC offset estimator 33 and supplies it to the selector 34.
  • Selector 34 under the control of the controller 40, for example, supplied to the subtracter 32 selects the output of the subtracter 35 is at the reception timing of the symbol S 10 and later.
  • the switch 39 supplies the carrier 37 reproduced from the frequency offset value ⁇ f to the multiplier 37 under the control of the control unit 40.
  • the subtractor 32 subtracts the true value D of the DC offset from each of the I and Q signals that have passed through the multiplier 31, performs DC offset compensation, and supplies the result to the multiplier 37 and the frequency offset estimation unit 38.
  • This DC offset compensation is not affected by the overcompensation component D '.
  • the multiplier 37 performs frequency offset compensation by performing complex multiplication of the carrier reproduced from the frequency offset ⁇ f on each of the I and Q signals, and outputs the result.
  • FIG. 7 is a flowchart for explaining the operation of the offset compensation circuit according to the embodiment of the present invention.
  • DC offset estimator 33 in step S11 it estimates a DC offset value D 0.
  • step S12 the subtractor 32 performs DC offset compensation of the I and Q signals.
  • step S13 the frequency offset estimation unit 38 estimates the frequency offset value ⁇ f.
  • step S14 the multiplier 31 performs frequency offset compensation of the I and Q signals.
  • step S15 the DC offset estimation unit 33 estimates the DC offset estimated value d ′.
  • step S ⁇ b> 16 the overcompensation component calculation unit 36 calculates the overcompensation component D ′ using the DC offset estimation value d ′ supplied from the DC offset estimation unit 33.
  • the subtractor 35 subtracts the calculated overcompensation component D ′ from the DC offset value D 0 to obtain the DC offset D, and supplies the DC offset D to the subtractor 32.
  • step S17 the subtractor 32 performs DC offset compensation of the I and Q signals using the DC offset D.
  • step S18 the multiplier 31 performs frequency offset compensation of the I and Q signals and outputs the result. After step S18 is executed, demodulation of the OFDM received signal is started.
  • steps S13 to S17 may be executed a plurality of times, then step S18 may be executed, and then demodulation of the OFDM received signal may be started.
  • FIG. 8 shows a flowchart in this case.
  • steps S23 to S27 corresponding to steps S13 to S17 are repeated m times (m is an integer). That is, in step S23, the frequency offset estimation unit 38 estimates the frequency offset value ⁇ f.
  • the multiplier 31 performs frequency offset compensation for the I and Q signals.
  • step S25 the DC offset estimation unit 33 estimates the DC offset estimated value d ′.
  • step S ⁇ b> 26 the overcompensation component calculation unit 36 calculates the overcompensation component D ′ using the DC offset estimation value d ′ supplied from the DC offset estimation unit 33.
  • the subtractor 35 subtracts the overcompensation component D ′ from the DC offset value D 0 to obtain the DC offset D, and supplies the DC offset D to the subtractor 32.
  • step S27 the subtractor 32 performs DC offset compensation of the I and Q signals using the DC offset D.
  • step S28 corresponding to step S18, the multiplier 31 performs frequency offset compensation of the I and Q signals and outputs the result. After executing this step S28, demodulation of the OFDM received signal is started.
  • the offset estimation accuracy can be further improved.
  • FIG. 9 shows an EVM (Error Vector Magnitude) with respect to the frequency offset value when the DC offset and the frequency offset are compensated.
  • EVM Error Vector Magnitude
  • the maximum frequency used is 5.805 GHz ⁇ 232.2 kHz.
  • the compensation result according to the present embodiment shows an improvement of about 25 dB relative to the compensation result according to the prior art. It turns out that it is suppressing.
  • a time average is used for estimating the DC offset
  • a complex correlation operation is used for estimating the frequency offset
  • the calculation of the above equation (2) is added, so that the DC offset and the frequency offset with high accuracy can be obtained. Compensation can be performed.
  • the multiplier 31 and the overcompensation component calculator 36 may be added as compared with the conventional example (Patent Document 1), it is not necessary to add a particularly large block. For this reason, an increase in circuit scale can be suppressed.
  • the time required for the estimation of the DC offset, the estimation of the frequency offset, and the calculation of the equation (2) is four symbol periods of the short training symbol, and the DC offset and the frequency offset can be compensated at high speed.
  • This embodiment has been described by taking the wireless LAN standard IEEE 802.11a, g as an example, but is not limited to the above embodiment.
  • the present invention can be applied to the OFDM system adopted in the entire wireless LAN standard IEEE 802.11. Further, the present invention can be applied not only to a wireless LAN but also to general wireless communication using OFDM.

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Abstract

　オフセット補償回路は、ＯＦＤＭ信号に含まれるＤＣオフセット値を推定して補償するＤＣオフセット推定補償手段と、前記ＤＣオフセットを補償された信号に含まれる周波数オフセット値を推定して補償する周波数オフセット推定補償手段と、前記周波数オフセット推定補償手段で補償されたのち前記ＤＣオフセット推定補償手段で推定されたＤＣオフセット値と、前記周波数オフセット推定補償手段で推定された周波数オフセット値を用いて、前記ＤＣオフセット補償手段におけるサブキャリアの過補償成分を算出する過補償成分算出手段と、前記ＤＣオフセット推定補償手段で推定されたＤＣオフセット値から前記過補償成分算出手段で算出した過補償成分を取り除いて前記ＤＣオフセット推定補償手段でのＤＣオフセット補償に用いる過補償成分除去手段とを有し、過補償成分を取り除いたのちＤＣオフセットを補償した信号に対し周波数オフセットを補償し出力する。

Description

オフセット補償回路及びオフセット補償方法
　本発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｄｉｖｉｓｉｏｎ　Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）信号のオフセットを補償するオフセット補償回路及びオフセット補償方法に関する。
　ＯＦＤＭ方式は、制限された帯域内で高い伝送レートを有し、また、マルチパスに強いため、近年種々の無線通信に利用されている。例えば、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ｇにおいて、ＯＦＤＭ方式の無線信号が使用される。
　図１０にＤＣオフセット及び周波数オフセットのないＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムを示す。ＯＦＤＭ信号にＤＣオフセット及び周波数オフセットがない場合は、各サブキャリアは互いに干渉することはない。また、ＤＣサブキャリアのセンター周波数は０Ｈｚとなる。
　図１１にＤＣオフセット及び周波数オフセットを含むＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムを示す。ＤＣオフセットと周波数オフセットが存在すると復調処理に影響を及ぼすために、ＤＣオフセットと周波数オフセットを補償する必要がある。
　ここで、ＯＦＤＭ信号のＤＣオフセットと周波数オフセットについて説明する。ダイレクトコンバージョン方式のＯＦＤＭ受信装置は、アンテナで受信したＲＦ（高周波）信号を直接的に直交復調してＯＦＤＭベースバンド信号のＩ（同相）成分とＱ（直交）成分を取り出し、その後にＯＦＤＭ復調を行う。
　しかし、このダイレクトコンバージョン方式では、ＲＦ信号と局部発振信号の周波数が同じであるが、局部発振信号に比べてＲＦ信号のレベルが充分ではなくＳ／Ｎが良好とは言えないため、局部発振信号成分のＲＦ信号への回り込み等により、ＤＣオフセットが生じる。ただ、ＯＦＤＭ方式では、全てのサブキャリアの周波数間隔が直交性を満たすように設定され、上記ＤＣオフセットは本来ならば、復調処理に影響を及ぼすことはない。ところが、局部発振器の発振周波数はＲＦ信号の周波数と完全には一致せず僅かにずれ、つまり、周波数オフセットを有している場合が一般的であり、この周波数ずれ自体は後段の周波数補正処理部分によって補正されるものの、上記のＤＣオフセットがある場合は、その周波数誤差推定が実際より大きく推定されたり、少なく推定されたりする。
　従来のＯＦＤＭ信号のオフセット補償方法として、先にＤＣオフセットを補償して次に周波数オフセットを補償する第１の方法（例えば特許文献１参照）、先に周波数オフセットを補償して次にＤＣオフセットを補償する第２の方法（例えば特許文献２参照）、システムの行列を特異値分解して周波数オフセットの候補値を求めておき、最適な周波数オフセットの候補値を探索し、最適な周波数オフセットの候補値からＤＣオフセットを推定する第３の方法（例えば特許文献３参照）等がある。
　図１２は従来のＯＦＤＭ信号のオフセット補償方法（第１の方法）の一例のフローチャートを示す。図１２において、ステップＳ１でＯＦＤＭ信号のプリアンブルからＤＣオフセットを推定し、推定したＤＣオフセットを補償する。その後、ステップＳ２で周波数オフセットを推定し、推定した周波数オフセットを補償する。
　図１３は従来のＯＦＤＭ信号のオフセット補償方法（第２の方法）の一例のフローチャートを示す。図１３において、ステップＳ３でＯＦＤＭ信号のプリアンブルから周波数オフセットを推定しプリアンブルの周波数オフセットを補償する。その後、ステップＳ４で周波数オフセットを補償したプリアンブルからＤＣオフセットを推定し、ステップＳ５でＯＦＤＭ信号のデータに対しＤＣオフセットを補償すると共に周波数オフセットを補償する。
　図１４は従来のＯＦＤＭ信号のオフセット補償方法（第３の方法）の一例のフローチャートを示す。図１４において、システムの行列を特異値分解して周波数オフセットの候補値を求めておき、ステップＳ６で受信信号に周波数オフセットの候補値を乗算して最適な周波数オフセットの候補値を探索し、最適な周波数オフセットの候補値からＤＣオフセットを推定する。次に、ステップＳ７で推定したＤＣオフセットを補償し、推定した周波数オフセットを補償する。
特開２００３－３２２１６号公報 特開２００４－３０４５０７号公報 特開２００８－１３５８８８号公報
　図１１のＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムでは、センター周波数０Ｈｚにおいて、ＤＣオフセット値として観測される値には、隣接するサブキャリアの成分Ｄ’も含まれている。図１５に隣接するサブキャリアの成分Ｄ’を抜き出して示している。
　図１２に示す第１の方法では、隣接するサブキャリアの成分Ｄ’までステップＳ１で補償されるため、図１５に示すように、隣接するサブキャリアに対する干渉を引き起こしてしまい、この干渉により受信性能が劣化するという問題があった。
　図１３に示す第２の方法では、ステップＳ３で周波数オフセットが完全に補償されていれば、ステップＳ４でＤＣオフセットを正確に推定することができる。しかし、ＯＦＤＭ信号にＤＣオフセット及び周波数オフセットが含まれる場合に、先に周波数オフセットを推定すると、ＤＣオフセットの影響で周波数オフセットの推定値に誤差が生じる。この推定値の誤差により受信性能が劣化するという問題があった。
　図１４に示す第３の方法では、システムの行列を特異値分解して周波数オフセットの候補値を求めるために回路規模が大きくなり算出に時間がかかる。更に、ステップＳ６で受信信号に周波数オフセットの候補値を乗算して最適な周波数オフセットの候補値を探索するために算出時間がかかり、リアルタイムのオフセット補償動作を行うことができないという問題があった。
　本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、回路規模を増大させることなく、ＤＣオフセット及び周波数オフセットを高速にかつ精度良く推定し補償するオフセット補償回路及びオフセット補償方法を提供することを目的とする。
　上記の課題を解決するため、本発明に係るオフセット補償回路は、ＯＦＤＭ信号のＤＣオフセット及び周波数オフセットを推定して補償するオフセット補償回路であって、前記ＯＦＤＭ信号を直交復調した信号に含まれるＤＣオフセット値を推定して補償するＤＣオフセット推定補償手段と、前記ＤＣオフセット推定補償手段で補償された信号に含まれる周波数オフセット値を推定して補償する周波数オフセット推定補償手段と、前記周波数オフセット推定補償手段で補償されたのち前記ＤＣオフセット推定補償手段で推定されたＤＣオフセット値と、前記周波数オフセット推定補償手段で推定された周波数オフセット値を用いて、前記ＤＣオフセット補償手段におけるサブキャリアの過補償成分を算出する過補償成分算出手段と、前記ＤＣオフセット推定補償手段で推定されたＤＣオフセット値から前記過補償成分算出手段で算出した過補償成分を取り除いて前記ＤＣオフセット推定補償手段でのＤＣオフセット補償に用いる過補償成分除去手段とを有し、前記過補償成分を取り除いたのち前記ＤＣオフセット推定補償手段でＤＣオフセットを補償した信号に対し前記周波数オフセット推定補償手段で周波数オフセットを補償し出力することを特徴とする。
　上記の課題を解決するため、本発明に係るオフセット補償方法は、ＯＦＤＭ信号のＤＣオフセット及び周波数オフセットを推定して補償するオフセット補償方法であって、前記ＯＦＤＭ信号を直交復調した信号に含まれるＤＣオフセット値を推定して補償する第１ステップと、前記第１ステップで補償された信号に含まれる周波数オフセット値を推定して補償する第２ステップと、前記第２ステップで周波数オフセットを補償された信号からＤＣオフセット値を推定する第３ステップと、前記第３ステップで推定されたＤＣオフセット値と、前記第２ステップで推定された周波数オフセット値を用いて、前記第１ステップにおけるサブキャリアの過補償成分を算出し、前記第１ステップで推定されたＤＣオフセット値から前記過補償成分を取り除く第４ステップと、前記第４ステップで前記過補償成分を取り除いたＤＣオフセット値で前記ＯＦＤＭ信号を直交復調した信号の補償を行う第５ステップと、前記第５ステップで補償された信号に含まれる周波数オフセット値を補償し出力する第６ステップとを有することを特徴とする。
　本発明に係るオフセット補償回路及びオフセット補償方法によれば、回路規模を増大させることなく、ＤＣオフセット及び周波数オフセットを高速かつ精度良く補償することができる。
ＯＦＤＭ受信機の一実施形態のブロック構成図である。 オフセット補償回路の一実施形態のブロック構成図である。 ＯＦＤＭ無線フレームの一例の構成図である。 シンボルの波形図である。 シンボルの波形図である。 ＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムを示す図である。 本発明を説明するためのシンボルの波形図である。 本発明を説明するためのシンボルの波形図である。 本発明を説明するためのシンボルの波形図である。 オフセット補償回路動作の一実施形態のフローチャートである。 オフセット補償を複数回実行する場合のフローチャートである。 シミュレーション結果を示す図である。 ＤＣオフセット及び周波数オフセットのないＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムを示す図である。 ＤＣオフセット及び周波数オフセットを含むＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムを示す図である。 従来のＯＦＤＭ信号のオフセット補償方法のフローチャートである。 従来のＯＦＤＭ信号のオフセット補償方法のフローチャートである。 従来のＯＦＤＭ信号のオフセット補償方法のフローチャートである。 隣接するサブキャリアに対する干渉を説明するためのＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムを示す図である。
　以下、本発明を実施するための形態について、添付図面を参照しながら説明する。
　図１は、本発明のオフセット補償回路を適用したＯＦＤＭ受信機の一実施形態のブロック構成図を示す。図１において、アンテナ１０で受信したＲＦ信号はローノイズアンプ（ＬＮＡ）１１で増幅されたのち、ミキサ１２，１３それぞれに供給される。
　局部発振器１４が出力する局部発振信号は直接ミキサ１２に供給されると共に、移相器１５でπ／２移相されてミキサ１３に供給される。ミキサ１２，１３と局部発振器１４と移相器１５はダイレクトコンバージョン方式の直交復調器を構成している。ミキサ１２はＲＦ信号と移相された局部発振信号を乗算してＯＦＤＭベースバンド信号のＩ（同相）信号を出力する。ミキサ１３はＲＦ信号と局部発振信号を乗算してＯＦＤＭベースバンド信号のＱ（直交）信号を出力する。
　ミキサ１２の出力するＩ信号はＡＧＣ（自動利得制御）アンプ１７で増幅されたのち、ローパスフィルタ１８で不要高周波成分を除去され、Ａ／Ｄコンバータ１９でデジタル化されてデジタル補償・復調部２０に供給される。また、ミキサ１３の出力するＱ信号はＡＧＣ（自動利得制御）アンプ２１で増幅されたのち、ローパスフィルタ２２で不要高周波成分を除去され、Ａ／Ｄコンバータ２３でデジタル化されてデジタル補償・復調部２０に供給される。
　デジタル補償・復調部２０はＩ，Ｑ信号からＤＣオフセット及び周波数オフセットの推定及び補償を行い、その後、復調を行う。すなわち、デジタル補償・復調部２０内においてオフセット補償が実行される。
　＜オフセット補償回路＞
　図２は、本発明のオフセット補償回路の一実施形態のブロック構成図を示す。図２において、Ａ／Ｄコンバータ１９，２３が出力するＩ，Ｑ信号は各種ブロックを通過したのち乗算器３１に供給される。乗算器３１は後述する周波数オフセット推定部３８から周波数オフセット値Δｆを供給された場合、この周波数オフセットΔｆからキャリア再生を行い、Ｉ，Ｑ信号それぞれに複素乗算することで周波数オフセット補償を行って出力する。乗算器３１の出力するＩ，Ｑ信号は減算器３２及びＤＣオフセット推定部３３に供給される。
　ここで、図３に、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａにおけるＯＦＤＭ無線フレームの一実施形態の構成図を示す。ＯＦＤＭ無線フレームはＰＬＣＰプリアンブル、ＯＦＤＭヘッダであるＳＩＧＮＡＬ、データ領域のＤａｔａを有している。ＰＬＣＰプリアンブルはショートシンボルによる固定パターンであるショートトレーニングシンボルと、ロングシンボルによる固定パターンであるロングトレーニングシンボルを有している。ショートトレーニングシンボルはシンボルＳ１～Ｓ１０を有している。ショートトレーニングシンボル及びロングトレーニングシンボルは、同期、ＡＧＣ、オフセット推定に用いられる。
　なお、本実施形態では１シンボルの周期をｎ回（例えば、ｎ＝１６）サンプリングして、それぞれＩ，Ｑ信号がＡ／Ｄコンバータ１９，２３から供給されている。
　ＤＣオフセット推定部３３は、Ｉ，Ｑ信号それぞれのショートトレーニングシンボル（例えばシンボルＳ７）について１シンボル周期のｎサンプルの時間平均値を求め、この時間平均値をＩ，Ｑ信号それぞれのＤＣオフセット推定値とする。
　具体的には、ＤＣオフセットのない受信信号（トレーニングシンボル）をｓ（ｔ）、ＤＣオフセットをＤとすると、ＤＣオフセットの存在する受信信号ｒ（ｔ）は次のように表される。
　ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）＋Ｄ
ここで、トレーニングシンボルであるｓ（ｔ）は直流成分がない周期信号であるため１シンボル区間の平均値は０となる。従って、ｒ（ｔ）を１シンボル区間（Ｎサンプル）で平均をとると、次式によりＤＣオフセットを求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
  
　なお、ＤＣオフセット及び周波数オフセットがない場合には、各シンボルのＩ，Ｑ信号は図４Ａに示すように１シンボル周期の時間平均値が０となる。しかし、ＤＣオフセット及び周波数オフセットがある場合には各シンボルのＩ，Ｑ信号は１シンボル周期の時間平均値は０以外の値となる。ＤＣオフセット推定部３３はＩ，Ｑ信号それぞれで推定したＤＣオフセット値Ｄ０を保持し、セレクタ３４及び減算器３５に供給する。
　ところで、制御部４０はＯＦＤＭ無線フレームの受信開始からＡＧＣアンプ１７，２１やその他回路の動作が安定した時点（例えばショートトレーニングシンボルのシンボルＳ７のタイミング、なお、例えばＳ５やＳ６等の場合もある）でＤＣオフセット推定部３３にＤＣオフセット推定動作の開始を指示している。また、制御部４０はＤＣオフセット推定部３３の出力するＤＣオフセット値Ｄ０をセレクタ３４に選択させて減算器３２に供給する。
　減算器３２は乗算器３１の出力するＩ，Ｑ信号それぞれについてＤＣオフセット値Ｄ０を減算して乗算器３７及び周波数オフセット推定部３８に供給する。
　周波数オフセット推定部３８はＤＣオフセット推定に用いたシンボル（例えばシンボルＳ７）の次の２シンボル（例えばシンボルＳ８，Ｓ９）である２ｎサンプルのＩ，Ｑ信号を用いて周波数オフセットの推定を行う。周波数オフセット推定部３８はｎサンプル（１シンボル周期）前のサンプルのＩ，Ｑ信号との複素相関演算を行って、ｎサンプル前のＩ，Ｑ信号との位相変化量を算出し、それにより周波数オフセットを推定する。
　具体的には、周波数オフセットのない受信信号（トレーニングシンボル）をｓ（ｔ）とすると、トレーニングシンボルは周期信号であり、１シンボル区間Δｔ毎に同じデータが繰り返されるので次式で表される。
　ｓ（ｔ）＝ｓ（ｔ－Δｔ）
また、周波数オフセットΔｆのある信号ｒ（ｔ）は次式で表される。
　ｒ（ｔ）＝ｓ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πΔｆｔ）
また、ｒ（ｔ）は周期信号であるため、１シンボル区間の自己相関をとると、次式を得ることができる。なお、ｓ＊はｓと共役な複素数を表す。
　ｒ（ｔ）ｓ＊（ｔ－Δｔ）＝｜ｓ（ｔ）｜２ｅｘｐ（ｊ２πΔｆΔｔ）
この式における位相Δωは次式で表される。
　Δω＝ａｒｇ｜ｓ（ｔ）｜２ｅｘｐ（ｊ２πΔｆΔｔ）
従って、周波数オフセットΔｆは以下のように表せる。
　Δｆ＝Δω／２πΔｔ
　なお、周波数オフセットがある場合には各シンボルのＩ，Ｑ信号は図４Ｂに示すように見かけ上の１シンボル周期が変化し、現在のサンプルと１シンボル周期前のサンプルとの相関が低くなる。周波数オフセット推定部３８は周波数オフセット値Δｆを推定して過補償成分算出部３６及びスイッチ３９に供給する。
　制御部４０は、周波数オフセット推定を行った次のシンボル（例えばシンボルＳ１０）で周波数オフセット値Δｆから再生されたキャリアを乗算器３１に供給するようスイッチ３９の切替えを行う。これにより、乗算器３１は周波数オフセットを補償したＩ，Ｑ信号を出力する。
　ここで、先に説明したように、ＤＣオフセット及び周波数オフセットを含むＯＦＤＭ信号では、図１１及び図１５に示すように、センター周波数０Ｈｚにおいて、ＤＣオフセット値として観測される値Ｄ０には、隣接するサブキャリアの成分Ｄ’も含まれている。なお、ＤＣオフセットの真値をＤとすると、下記の（１）式の関係となる。
　　Ｄ０＝Ｄ＋Ｄ’　　　　　　　　　　…（１）
　このため、ＤＣオフセット及び周波数オフセットを補償したＯＦＤＭベースバンド信号スペクトラムは図５に示すように、隣接するサブキャリアの成分Ｄ’までＤＣオフセット補償されて、隣接するサブキャリアが干渉（過補償）された状態である。
　ＤＣオフセット推定部３３は、周波数オフセット推定を行った次のシンボル（例えばシンボルＳ１０）において、１シンボル周期のｎサンプルの時間平均値を求め、この時間平均値をＩ，Ｑ信号それぞれのＤＣオフセット推定値ｄ’とする。この場合のＤＣオフセット推定値ｄ’は、図５に示すように、隣接するサブキャリアのオフセットとみなされ過補償された成分Ｄ’に起因する成分である。制御部４０はＤＣオフセット推定部３３の出力するＩ，Ｑ信号それぞれのＤＣオフセット推定値ｄ’を過補償成分算出部３６に供給させるよう制御する。
　過補償成分算出部３６は、Ｉ，Ｑ信号それぞれのＤＣオフセット推定値ｄ’に基づき、下記の（２）式を用いて隣接するサブキャリアの成分である過補償成分Ｄ’を算出する。ここで、ｆ０はサブキャリア間隔である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　ここで、図６Ａに示すように、時刻０から時刻Ｔまで一定の複素数Ａを持つ矩形波は下記の（３）式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　上記の（３）式で表される矩形波をフーリエ変換して得られる周波数スペクトラムは、下記の（４）式で表すことができる。ここで、Ｔ＝１／ｆ０とすると、周波数スペクトラムは図６Ｂに示すようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　一方、ＯＦＤＭ信号に加わった複素数のＤＣオフセットについても、上記の（３）式で表される矩形波と同様に考えることができる。したがって、ＤＣオフセットの周波数スペクトラムは図６Ｃに示すようになる。
　次に、上記の（４）式をＤＣオフセット算出の式に置き換える。このため、上記の（４）式にＴ＝１／ｆ０，ＡＴ＝Ｄ’，ｆ＝Δｆを代入すると、下記の（５）式が得られる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　上記の（５）式をＤ’について解くと、上記の（２）式が得られる。なお、この（２）式を使用してＤ’を求めることができる条件としては、Ｄ’をｄ’との比を用いて算出するため、ｄ’が０以外の場合である。ｄ’が０となる場合は、周波数オフセットΔｆが、Δｆ＝±ｆ０，±２ｆ０，±３ｆ０，…となる場合であり、このようなΔｆ＝±ｆ０，±２ｆ０，±３ｆ０，…となる場合は、無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ｇにおいて補償が必要とされる周波数オフセットの範囲外である。
　図２に戻って説明するに、過補償成分算出部３６はＩ，Ｑ信号それぞれの過補償成分Ｄ’は減算器３５に供給される。減算器３５は、ＤＣオフセット推定部３３が保持して出力するＤＣオフセット値Ｄ０から過補償成分Ｄ’を減算してセレクタ３４に供給する。セレクタ３４は制御部４０の制御により、例えばシンボルＳ１０以降の受信タイミングでは減算器３５の出力を選択して減算器３２に供給する。また、スイッチ３９は制御部４０の制御により周波数オフセット値Δｆから再生されたキャリアを乗算器３７に供給する。
　これにより、減算器３２は、乗算器３１を通過したＩ，Ｑ信号それぞれからＤＣオフセットの真値Ｄを減算してＤＣオフセット補償を行って乗算器３７及び周波数オフセット推定部３８に供給する。このＤＣオフセット補償では過補償成分Ｄ’の影響を受けていない。そして、乗算器３７は周波数オフセットΔｆから再生されたキャリアをＩ，Ｑ信号それぞれに複素乗算することで周波数オフセット補償を行って出力する。
　次に、図７は、本発明の一実施形態に係るオフセット補償回路の動作を説明するためのフローチャートである。図７のフローチャートにおいて、ステップＳ１１でＤＣオフセット推定部３３は、ＤＣオフセット値Ｄ０を推定する。ステップＳ１２で減算器３２は、Ｉ，Ｑ信号のＤＣオフセット補償を行う。
　続いて、ステップＳ１３で周波数オフセット推定部３８は、周波数オフセット値Δｆの推定を行う。ステップＳ１４で乗算器３１は、Ｉ，Ｑ信号の周波数オフセット補償を行う。
　この後、ステップＳ１５でＤＣオフセット推定部３３は、ＤＣオフセット推定値ｄ’を推定する。ステップＳ１６で過補償成分算出部３６は、ＤＣオフセット推定部３３から供給されるＤＣオフセット推定値ｄ’を用いて過補償成分Ｄ’を算出する。減算器３５は、ＤＣオフセット値Ｄ０から、算出された過補償成分Ｄ’を減算してＤＣオフセットＤを求め、ＤＣオフセットＤを減算器３２に供給する。
　この後、ステップＳ１７で減算器３２は、ＤＣオフセットＤを用いてＩ，Ｑ信号のＤＣオフセット補償を行う。ステップＳ１８で乗算器３１は、Ｉ，Ｑ信号の周波数オフセット補償を行って出力する。このステップＳ１８が実行されたのち、ＯＦＤＭ受信信号の復調が開始される。
　ところで、上記のステップＳ１２を実行したのち、ステップＳ１３～Ｓ１７を複数回実行したのちステップＳ１８を実行し、そののちＯＦＤＭ受信信号の復調を開始してもよい。図８は、この場合のフローチャートを示す。図８のフローチャートにおいて、上記のステップＳ１２を実行したのち、ステップＳ１３～Ｓ１７に対応するステップＳ２３～Ｓ２７をｍ回（ｍは整数）ループして繰り返す。即ち、ステップＳ２３で周波数オフセット推定部３８は、周波数オフセット値Δｆの推定を行う。ステップＳ２４で乗算器３１は、Ｉ，Ｑ信号の周波数オフセット補償を行う。
　この後、ステップＳ２５でＤＣオフセット推定部３３は、ＤＣオフセット推定値ｄ’を推定する。ステップＳ２６で過補償成分算出部３６は、ＤＣオフセット推定部３３から供給されるＤＣオフセット推定値ｄ’を用いて過補償成分Ｄ’を算出する。また、減算器３５は、ＤＣオフセット値Ｄ０から過補償成分Ｄ’を減算してＤＣオフセットＤを求め、ＤＣオフセットＤを減算器３２に供給する。この後、ステップＳ２７で減算器３２は、ＤＣオフセットＤを用いてＩ，Ｑ信号のＤＣオフセット補償を行う。最後に、ステップＳ１８に対応するステップＳ２８で乗算器３１は、Ｉ，Ｑ信号の周波数オフセット補償を行って出力する。このステップＳ２８を実行したのちＯＦＤＭ受信信号の復調が開始される。
　このように、図７の一部の処理を図８のように複数回実行することにより、オフセット推定精度をより向上させることができる。
　図９にＤＣオフセット及び周波数オフセットの補償を行った場合の周波数オフセット値に対するＥＶＭ（Ｅｒｒｏｒ　Ｖｅｃｔｏｒ　Ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）を示す。これは無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａに基づくシミュレーション結果である。ここで、実線は従来技術による補償結果を示し、黒丸付の一点鎖線は本実施形態による補償結果を示す。
　無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａでは使用する最大周波数は５．８０５ＧＨｚ±２３２．２ｋＨｚである。図９に示すように、周波数オフセット－２３２．２ｋＨｚにおいて、本実施形態による補償結果は、従来技術による補償結果に対し約２５ｄＢの改善が見られ、本実施形態では周波数オフセットに対しＥＶＭの劣化を抑制していることが分かる。
　本実施形態ではＤＣオフセットの推定には時間平均を用い、周波数オフセットの推定には複素相関演算を用い、上記の（２）式の演算を追加することで、精度の高いＤＣオフセット及び周波数オフセットの補償を行うことができる。また、従来例（特許文献１）と比較して追加するブロックは乗算器３１と過補償成分算出部３６でよいため、特別に大きなブロックを追加する必要がない。このため、回路規模の増大を抑えることができる。上記のＤＣオフセットの推定、周波数オフセットの推定、上記の（２）式の演算に要する時間は、ショートトレーニングシンボルの４シンボル周期であり、ＤＣオフセット及び周波数オフセットを高速に補償することができる。
　本実施形態は無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１ａ，ｇを一例として説明してきたが、上記の実施形態に限定されない。無線ＬＡＮ規格ＩＥＥＥ８０２．１１全般において採用されるＯＦＤＭ方式に適用することができる。また、無線ＬＡＮに限らずＯＦＤＭを用いた無線通信一般にも適用することができる。
　本国際出願は、２００９年５月１９日に出願された日本国特許出願２００９－１２０４８３号に基づく優先権を主張するものであり、日本国特許出願２００９－１２０４８３号の全内容を本国際出願に援用する。

Claims (4)

  1. 　ＯＦＤＭ信号のＤＣオフセット及び周波数オフセットを推定して補償するオフセット補償回路であって、
    　前記ＯＦＤＭ信号を直交復調した信号に含まれるＤＣオフセット値を推定して補償するＤＣオフセット推定補償手段と、
    　前記ＤＣオフセット推定補償手段で補償された信号に含まれる周波数オフセット値を推定して補償する周波数オフセット推定補償手段と、
    　前記周波数オフセット推定補償手段で補償されたのち前記ＤＣオフセット推定補償手段で推定されたＤＣオフセット値と、前記周波数オフセット推定補償手段で推定された周波数オフセット値を用いて、前記ＤＣオフセット補償手段におけるサブキャリアの過補償成分を算出する過補償成分算出手段と、
    　前記ＤＣオフセット推定補償手段で推定されたＤＣオフセット値から前記過補償成分算出手段で算出した過補償成分を取り除いて前記ＤＣオフセット推定補償手段でのＤＣオフセット補償に用いる過補償成分除去手段と、
    を有し、
    　前記過補償成分を取り除いたのち前記ＤＣオフセット推定補償手段でＤＣオフセットを補償した信号に対し前記周波数オフセット推定補償手段で周波数オフセットを補償し出力することを特徴とするオフセット補償回路。
  2. 　請求項１記載のオフセット補償回路において、
    　前記過補償成分算出手段は、前記周波数オフセット値をΔｆとし、前記ＤＣオフセット推定値をｄ’とし、前記過補償成分をＤ’とし、サブキャリア間隔をｆ０として、下記の式
    Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
     に従って、前記過補償成分を算出することを特徴とするオフセット補償回路。
  3. 　ＯＦＤＭ信号のＤＣオフセット及び周波数オフセットを推定して補償するオフセット補償方法であって、
    　前記ＯＦＤＭ信号を直交復調した信号に含まれるＤＣオフセット値を推定して補償する第１ステップと、
    　前記第１ステップで補償された信号に含まれる周波数オフセット値を推定して補償する第２ステップと、
    　前記第２ステップで周波数オフセットを補償された信号からＤＣオフセット値を推定する第３ステップと、
    　前記第３ステップで推定されたＤＣオフセット値と、前記第２ステップで推定された周波数オフセット値を用いて、前記第１ステップにおけるサブキャリアの過補償成分を算出し、前記第１ステップで推定されたＤＣオフセット値から前記過補償成分を取り除く第４ステップと、
    　前記第４ステップで前記過補償成分を取り除いたＤＣオフセット値で前記ＯＦＤＭ信号を直交復調した信号の補償を行う第５ステップと、
    　前記第５ステップで補償された信号に含まれる周波数オフセット値を補償し出力する第６ステップと、
    を有することを特徴とするオフセット補償方法。
  4. 　請求項３記載のオフセット補償方法において、
    　前記第２乃至第５ステップを複数回繰り返すことを特徴とするオフセット補償方法。
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