WO2010121278A1 - Hochfrequenz -richtkoppler - Google Patents

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WO2010121278A1
WO2010121278A1 PCT/AT2010/000106 AT2010000106W WO2010121278A1 WO 2010121278 A1 WO2010121278 A1 WO 2010121278A1 AT 2010000106 W AT2010000106 W AT 2010000106W WO 2010121278 A1 WO2010121278 A1 WO 2010121278A1
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directional coupler
output
signal
frequency directional
tuning device
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Inventor
Lukas W. Mayer
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Mayer Lukas W
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port
    • H01P5/19—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port of the junction type
    • H01P5/22—Hybrid ring junctions
    • H01P5/227—90° branch line couplers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/04—Coupling devices of the waveguide type with variable factor of coupling

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency directional coupler with four switched in a circle ⁇ / 4-strip conductors whose interfaces form an input, two antenna ports and an output.
  • Directional couplers of this type in combination with a cross-polarized antenna, allow the input signal to be radiated over the antenna as a circularly-polarized wave and to simultaneously output a wave received through the antenna in opposite polarity as an output signal, see e.g. No. 6,255,993 or WO 2008/027650 A.
  • This is used, for example, for communication with RFID transponders with linearly polarized transmit-receiving antennas in order to make the communication independent of the spatial orientation of the transponder on the one hand and on the other hand Crosstalk of the transmission signal to the received signal by the different polarization to prevent.
  • the quality of the transmit / receive channel separation of the directional coupler depends on the accuracy of the tuning of its four ⁇ / 4-strip conductors , which affect the directivity and thus the achievable at the output Nutzsignal-to-Sendesignal- ratio.
  • the invention has the object of providing a high-frequency directional coupler for circularly polarized antenna systems create, which has an improved directivity and is simple and inexpensive.
  • a high-frequency directional coupler of the aforementioned type which is characterized according to the invention 5 by at least one switched into a ⁇ / 4 stripline controllable impedance, which from a connected to the output tuner with a view to minimizing the - when an input signal is supplied to the input, the signal occurring at the output is controlled.
  • the directional coupler thus becomes a self-adaptive tuning system, even under changing environmental conditions, such as a changing position and
  • .5 is characterized in that at least two ⁇ / 4-strip conductors are each provided with an impedance controlled by the tuner.
  • the control has at least two degrees of freedom, and the compensation signal controlled by the control of the impedances from the input to the output
  • BO can thus be changed in two degrees of freedom, amplitude and phase, to achieve the tuning optimum.
  • the two impedances lie in the ⁇ / 4 strip conductors leading to the output. This will reduce the losses
  • each controllable impedance is approximately half way through its ⁇ / 4 stripline, where it can exert its greatest effectiveness.
  • each controllable impedance is formed by a varactor diode, which is galvanic inserted separately in the ⁇ / 4-strip conductor and whose control bias is applied by the tuning device via a high-frequency cut filter.
  • Varactor diodes have the advantage of a very low power loss.
  • the tuner preferably controls the impedance (s) such that the output is minimal in a time average. This considerably simplifies the circuit in comparison with the known active compensation circuits: the tuner requires only a measured value of the output signal, and the time averaging results in a sluggish control which prevents a relevant reception signal, e.g. the data telegram of an RFID transponder is also deleted.
  • the tuning device fixes the controllable impedance (s) for the duration of a received signal expected at the antenna port, so that, for example, during the reception of a data telegram of an RFID transponder, no tuning takes place takes place, which could corrupt the received signal.
  • the tuning device opens a switch inserted into the output of the directional coupler when the output signal exceeds a predetermined threshold value. This allows subordinate assemblies to be protected from excessive signal amplitudes, such as may occur during initial alignment or during temporary mismatches.
  • Fig. 1 is a circuit diagram of the high-frequency directional coupler of the invention.
  • Fig. 1 shows a directional coupler 1 for the high frequency range, in particular microwave range, for example the range of 800 - 900 MHz.
  • the directional coupler 1 is constructed in stripline technology and intended for cooperation with a linear cross-polarized transceiver antenna 2, for example a patch antenna.
  • the antenna 2 has two cross-polarized An ⁇ statements 3, 4, u.zw. a terminal 3 for excitation in the horizontal direction and a terminal 4 for excitation in the vertical direction (or vice versa).
  • the antenna 2 emits, for example, a right-circularly polarized transmission wave 5.
  • the antenna 2 can receive a left-hand circularly polarized receiving wave 6 and provide it at its terminals 3, 4 as two sine waves - phase-shifted in the opposite direction.
  • the directional coupler 1 is a four-port with an input 7, two antenna ports 8, 9 and an output 10 and serves to output an input signal fed to the input 7 on the antenna ports 8, 9 so that the antenna 2 is excited to emit the transmission shaft 5 and, conversely, output a receiving wave 6 received by the antenna 2 on the output 10 as an output signal.
  • the directional coupler 1 is composed of four ⁇ / 4 strip conductors 11-14 connected electrically in a circle (physically, for example, as a square or rhombus) whose connection points or interfaces are the input 7, the two antenna ports 8, 9 and the output 10 form.
  • the impedances of the strip conductors 11, 13 are selected to be 50 ohms and the impedances of the strip conductors 12, 14 to 71 ohms, for example; or alternatively, for example, the impedances of the strip conductors 11, 13 to 35 ohms and the impedances of the strip conductors 12, 14 to 50 ohms; both variants are equivalent for the function. If the mutually opposite strip conductors are provided with slightly different impedances, the ratio of the powers supplied to the antenna ports 8, 9 can additionally be fine-tuned.
  • a controllable impedance 15, 16 is switched on, which is controlled by a tuning device 17 is controlled via control lines 18, 19.
  • the controllable impedances 15, 16 are designed as lossless as possible controllable inductors or capacitors.
  • the controllable impedances 15, 16 are varactor diodes, which can be changed in their capacity by blocking or bias voltages Ui, U 2 transmitted via the control lines 18, 19 and a ground path 22.
  • the varactor diodes 15, 16 are electrically isolated by means of capacitors 23, 24 inserted into the strip conductors 13, 14 in order to apply the bias voltages Ui, U 2 can. To prevent leakage of the high frequency in the control lines 18, 19 and the ground path 22, these are provided with high-frequency blocking filters 25 - 27.
  • controllable impedances 15, 16 are located approximately halfway through their stripline 13, 14, as shown. in the middle. By simulations, it has been found that the optimum position of the impedances 15, 16 depends on the type of controllable impedances used, and e.g. at varactor diodes may differ slightly from the stripline center.
  • any possible slight detuning or asymmetry of the directional coupler 1 caused by the insertion of the impedances 15, 16 into the strip conductors 13, 14 can be compensated by a corresponding oppositely changing change in the line lengths and / or impedances of the strip conductors 11-14.
  • the fine tuning of the line lengths and / or impedances is preferably carried out so that the directional coupler 1 is balanced at idle, when the controllable impedances 15, 16 are set to the center of their tuning range.
  • FIG. 2 shows the power P RX of the output signal of the directional coupler 1 measured at the output 10 as a function of changes in the bias voltages Ui and U 2 when an input signal having the nominal wavelength ⁇ of the directional coupler 1 is input at the input 7.
  • the bias voltages Ui, U 2 of the varactor diodes 15, 16 the minimum 28 of the output signal P RX is sought;
  • the directional coupler 1 is in perfect coordination under the given circumstances, such as its manufacturing tolerances, the antenna structure, the distance and location of an RFID transponder, parasitic components in the transmission reception field of the antenna 2, etc.
  • any search algorithm known in the art may be used to tune the biases Ui, U 2 , eg a gradient algorithm, which in each case in the direction of the strongest gradient of the area of P RX to the minimum 28 progresses.
  • the control performed by the tuner 17 preferably has some inertia, e.g. by averaging the tapped at the output 10 output signal, so that a transiently occurring in the output signal, for example, the data message of a responding RFID transponder, essentially not included in the scheme and therefore not distorted or compensated by the scheme.
  • the tuner 17 may be programmed to fix the bias voltages Ui, U2 for the duration of an expected received signal, for example the duration of the response signal of an RFID transponder fed and / or interrogated by the transmit signal.
  • a controllable high-frequency switch 29 can be inserted in the output 10 of the directional coupler 1 in the output 10 of the directional coupler 1 .
  • the switch 29 is controlled via a control line 30 of the tuning means 17 so that it opens when the signal at the output 10 exceeds a predetermined threshold to the directional coupler 1 connected high-frequency modules from excessive voltages at the beginning or in the course of a control operation protect.
  • the switch 29 can also be designed as a changeover switch which switches the connection point of the strip conductors 13, 14 when opening the output 10 to a suitable terminating resistor 31 in order not to impair the internal function of the directional coupler 1 as a result of the opening.

Abstract

Hochfrequenz-Richtkoppler (1) mit vier im Kreis geschalteten ?/4-Streifenleitern (11 - 14), deren Schnittstellen einen Eingang (7), zwei Antennenports (8, 9) und einen Ausgang (10) bilden, mit zumindest einer in einen Streifenleiter (13, 14) eingeschalteten steuerbaren Impedanz (15, 16), welche von einer an den Ausgang (10) angeschlossenen Abstimmeinrichtung (17) im Hinblick auf eine Minimierung des - bei Einspeisung eines Eingangssignals am Eingang (7) - am Ausgang (10) auftretenden Signals gesteuert ist.

Description

Hochfrequenz-Richtkoppler
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Hochfrequenz- Richtkoppler mit vier im Kreis geschalteten λ/4-Streifen- leitern, deren Schnittstellen einen Eingang, zwei Antennenports und einen Ausgang bilden.
Richtkoppler dieser Art erlauben in Kombination mit einer kreuzpolarisierten Antenne das Abstrahlen des Eingangssignals über die Antenne als zirkularpolarisierte Welle und das gleich- zeitige Ausgeben einer über die Antenne entgegengesetzt- zirkularpolarisiert empfangenen Welle als Ausgangssignal, siehe z.B. US 6 255 993 oder WO 2008/027650 A. Dies wird beispielsweise zur Kommunikation mit RFID-Transpondern (radio frequency identification transponders) mit linear polarisierten Sendeemp- fangsantennen verwendet, um einerseits die Kommunikation unabhängig von der räumlichen Orientierung des Transponders zu machen und anderseits ein Übersprechen des Sendesignals auf das Empfangssignal durch die unterschiedliche Polarisation zu unterbinden. Die Güte der Sende/Empfangskanaltrennung des Richt- kopplers („Richtschärfe") hängt dabei von der Exaktheit der Abstimmung seiner vier λ/4-Streifenleiter ab. Unsymmetrien im Schaltungsaufbau, Lageänderungen des Transponders und parasitäre Komponenten im Ausbreitungsfeld zwischen Antenne und Transponder führen zu Fehlanpassungen, welche die Richtschärfe und damit das am Ausgang erzielbare Nutzsignal-zu-Sendesignal- Verhältnis beeinträchtigen.
Um eine höhere Richtschärfe zu erzielen, wurde in der WO 2006/088583 bereits vorgeschlagen, bei RFID-Systemen mit gesonderten, linearpolarisierten Sende- und Empfangsantennen das in den Empfangskanal einstreuende Sendesignal durch Einspeisung eines aus dem Sendekanal abgeleiteten Kompensationssignals zu löschen („aktive Trägerunterdrückung"). Dies erfordert jedoch aufwendige und kostspielige Hochfrequenzbaugruppen zur Nachbearbeitung des Empfangssignals. Überdies gehen bei dieser Lösung die Vorteile der Zirkularpolarisation in Bezug auf Lageänderungen des Transponders verloren.
Die Erfindung setzt sich zum Ziel, einen Hochfrequenz- Richtkoppler für zirkulär polarisierte Antennensysteme zu schaffen, welcher eine verbesserte Richtschärfe hat und dabei einfach und kostengünstig aufgebaut ist.
Dieses Ziel wird mit einem Hochfrequenz-Richtkoppler der einleitend genannten Art erreicht, der sich gemäß der Erfindung 5 durch zumindest eine in einen λ/4-Streifenleiter eingeschaltete steuerbare Impedanz auszeichnet, welche von einer an den Ausgang angeschlossenen Abstimmeinrichtung im Hinblick auf eine Minimierung des - bei Einspeisung eines Eingangssignals am Eingang - am Ausgang auftretenden Signals gesteuert ist.
LO Auf diese Weise wird die Möglichkeit einer aktiven Unterdrückung des Sendesignals im Empfangssignal direkt in den Richtkoppler integriert. Der Richtkoppler wird damit zu einem sich selbst adaptiv abstimmenden System, das auch unter wechselnden Umgebungsbedingungen, wie einer wechselnden Lage und
L5 Entfernung eines RFID-Transponders und/oder parasitären Elemente im Sendeempfangsfeld der Antenne, stets optimal abgestimmt ist. Damit werden eine maximale Richtschärfe und ein optimales Signal/Rausch-Verhältnis im Empfangssignal erreicht. Nachträgliche Trägerunterdrückungsverfahren durch teure und aufwendige
10 Hochfrequenzbaugruppen sind nicht mehr 'nötig. Die Kompensation direkt im Richtkoppler ist mit wenigen hochfrequenzführenden Bauteilen erreichbar und hat damit auch den Vorteil minimaler Verluste.
Eine besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung
.5 zeichnet sich dadurch aus, daß zumindest zwei λ/4-Streifenleiter mit jeweils einer von der Abstimmeinrichtung gesteuerten Impedanz versehen sind. Dadurch hat die Regelung jedenfalls zumindest zwei Freiheitsgrade, und das durch die Steuerung der Impedanzen vom Eingang zum Ausgang gelenkte Kompensationssignal
BO kann demgemäß in zwei Freiheitsgraden, Amplitude und Phase, verändert werden, um das Abstimmungsoptimum zu erreichen.
Besonders vorteilhaft ist es, wenn gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung die beiden Impedanzen in den zum Ausgang führenden λ/4-Streifenleitern liegen. Dadurch werden die Verlu-
35 ste in den Hauptsignalwegen des Richtkopplers möglichst gering gehalten. Bevorzugt liegt jede steuerbare Impedanz etwa auf halbem Wege ihres λ/4-Streifenleiters, wo sie ihre größte Wirksamkeit entfalten kann.
Als steuerbare Impedanz kann jedes in der Technik bekannte Element verwendet werden, beispielsweise MEM-Elemente (micro- electronic-mechanical elements) , PIN-Dioden, steuerbare Abschwächer usw. Bevorzugt wird vorgesehen, daß jede steuerbare Impedanz durch eine Varaktordiode gebildet ist, die galvanisch getrennt in den λ/4-Streifenleiter eingefügt und deren Steuer- Vorspannung von der Abstimmeinrichtung über ein Hochfrequenz- Sperrfilter aufgebracht ist. Varaktordioden haben den Vorteil einer sehr geringen Verlustleistung.
Die Abstimmeinrichtung steuert die Impedanz (en) bevorzugt so, daß das Ausgangssignal in einem zeitlichen Mittel minimal ist. Dies vereinfacht die Schaltung im Vergleich zu den bekannten aktiven Kompensationsschaltungen wesentlich: Die Abstimmeinrichtung benötigt lediglich einen Meßwert des Ausgangssignals, und durch die zeitliche Mittelung ergibt sich eine träge Regelung, welche verhindert, daß ein relevantes Empfangs- signal, z.B. das Datentelegramm eines RFID-Transponders, mitgelöscht wird.
Aus dem letzten Grund ist es besonders vorteilhaft, wenn alternativ oder zusätzlich die Abstimmeinrichtung die steuerbare (n) Impedanz (en) für die Dauer eines an den Antennenports er- warteten Empfangssignals fixiert, sodaß z.B. während des Empfangs eines Datentelegramms eines RFID-Transponders keine Abstimmung erfolgt, welche das Empfangssignal verfälschen könnte. Schließlich kann auch vorgesehen werden, daß die Abstimmeinrichtung einen in den Ausgang des Richtkopplers einge- fügten Schalter öffnet, wenn das Ausgangssignal einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt. Dadurch können nachgeordnete Baugruppen , vor zu großen Signalamplituden, wie sie z.B. während des ersten Abgleichs oder in Zeiten vorübergehender Fehlabstimmung auftreten können, geschützt werden. Die Erfindung wird nachstehend anhand eines in den beigeschlossenen Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt - A -
Fig. 1 ein Schaltbild des Hochfrequenz-Richtkopplers der Erfindung und
Fig. 2 das Ausgangssignal des Richtkopplers in Abhängigkeit von den Steuerspannungen der beiden Varaktordioden. Fig. 1 zeigt einen Richtkoppler 1 für den Hochfrequenzbereich, insbesondere Mikrowellenbereich, z.B. den Bereich von 800 - 900 MHz. Der Richtkoppler 1 ist in Streifenleitertechnologie aufgebaut und zum Zusammenwirken mit einer linear kreuzpolarisierten Sendeempfangsantenne 2 bestimmt, z.B. einer Pat- chantenne. Die Antenne 2 besitzt zwei kreuzpolarisierte An¬ schlüsse 3, 4, u.zw. einen Anschluß 3 zur Anregung in horizontaler Richtung und einen Anschluß 4 zur Anregung in vertikaler Richtung (oder umgekehrt). Werden die Anschlüsse 3, 4 unter einem Phasenversatz von λ/4, d.h. 90°, sinusförmig gespeist, strahlt die Antenne 2 z.B. eine rechtszirkular polarisierte Sendewelle 5 ab. Umgekehrt kann die Antenne 2 eine linkszirku- lar polarisierte Empfangswelle 6 empfangen und an ihren Anschlüssen 3, 4 als zwei - in umgekehrter Richtung phasenversetzte - Sinuswellen zur Verfügung stellen. Der Richtkoppler 1 ist ein Viertor mit einem Eingang 7, zwei Antennenports 8, 9 und einem Ausgang 10 und dient dazu, ein am Eingang 7 eingespeistes Eingangssignal auf den Antennenports 8, 9 so auszugeben, daß die Antenne 2 zur Abstrahlung der Sendewelle 5 angeregt wird, und umgekehrt eine von der Antenne 2 empfangene Empfangswelle 6 auf dem Ausgang 10 als Ausgangssignal auszugeben. Zu diesem Zweck setzt sich der Richtkoppler 1 aus vier elektrisch im Kreis (physisch z.B. als Quadrat oder Raute) geschalteten λ/4-Streifenleitern 11 - 14 zusammen, deren Verbindungspunkte bzw. Schnittstellen den Eingang 7, die beiden Antennenports 8, 9 und den Ausgang 10 bilden.
Unter dem Begriff „λ/4"-Streifenleiter wird in der vorliegenden Beschreibung ein Streifenleiter verstanden, welcher einen Phasenversatz des über ihn übertragenen Signals um eine viertel Wellenlänge (λ/4), d.h. 90°, bzw. um ein äquivalentes Winkelmaß nλ + λ/4 bzw. n360° + 90° (n = 1, 2...) erzeugt.
Wie dem Fachmann bekannt, ist für die Funktion des Richtkopplers 1 neben der Länge der Streifenleiter 11 - 14 auch deren Impedanz entsprechend zu wählen, wie in Fig. 1 durch die unterschiedlichen Breiten der Streifenleiter angedeutet. Für einen 3dB-Richtkoppler, der an allen vier Toren 7 - 10 an 50 Ohm angepaßt sein soll, werden beispielsweise die Impedanzen der Streifenleiter 11, 13 zu 50 Ohm und die Impedanzen der Streifenleiter 12, 14 zu 71 Ohm gewählt; oder alternativ z.B. die Impedanzen der Streifenleiter 11, 13 zu 35 Ohm und die Impedanzen der Streifenleiter 12, 14 zu 50 Ohm; beide Varianten sind für die Funktion äquivalent. Werden die einander gegenüberliegenden Streifenleiter mit geringfügig unterschiedlichen Impedanzen versehen, kann zusätzlich das Verhältnis der an die Antennenports 8, 9 gelieferten Leistungen feinabgestimmt werden.
In zumindest einen der Streifenleiter 11 - 14, bevorzugt in zumindest zwei oder mehr Streifenleiter 11 - 14, besonderes bevorzugt in genau die beiden zum Ausgang 10 führenden Streifenleiter 13, 14, ist jeweils eine steuerbare Impedanz 15, 16 eingeschaltet, welche von einer Abstimmeinrichtung 17 über Steuerleitungen 18, 19 gesteuert wird. Die Abstimmeinrichtung 17, z.B. eine Mikroprozessorsteuerung, ist ihrerseits über eine Leitung 20 an den Ausgang 10 angeschlossen und empfängt von diesem über einen Abgriff 21, bevorzugt in Form eines Amplituden- oder Leistungsdetektors, einen Meßwert des Signals auf dem Ausgang 10, insbesondere einen Meßwert der Amplitude oder Leistung des Ausgangsignals. Die steuerbaren Impedanzen 15, 16 sind möglichst verlustfrei als steuerbare Induktivitäten oder Kapazitäten ausgeführt. Bevorzugt sind 'die steuerbaren Impedanzen 15, 16 Varaktordioden, welche durch über die Steuerleitungen 18, 19 und einen Massepfad 22 übertragene Sperr- bzw. Vorspannungen Ui, U2 in ihrer Kapazität veränderbar sind.
Die Varaktordioden 15, 16 sind mittels Kondensatoren 23, 24 galvanisch getrennt in die Streifenleiter 13, 14 eingefügt, um die Vorspannungen Ui, U2 aufbringen zu können. Zur Verhinderung eines Ausleckens der Hochfrequenz in die Steuerleitungen 18, 19 und den Massepfad 22 sind diese mit Hochfrequenz- Sperrfiltern 25 - 27 versehen.
Durch Verstellen der Impedanzen 15, 16 können zwei Signalbeiträge, kommend von jeweils einer der Streifenleitungen, als in Amplitude und Phase einstellbares Kompensationssignal in den Ausgang 10 eingespeist werden. Die Summe dieser beiden derart eingespeisten Signale ergibt ein Kompensationssignal, dessen Amplitude im Bereich von Null bis etwa einem Zehntel der Si- gnalamplitude im Vorwärtspfad vom Eingang 7 zu den Antennenports 8, 9 liegt und dessen Phase im gesamten Bereich von 0° bis 360° variiert werden kann.
Die steuerbaren Impedanzen 15, 16 liegen wie gezeigt auf etwa halbem Wege ihres Streifenleiters 13, 14, d.h. etwa in der Mitte. Durch Simulationen wurde gefunden, daß die optimale Position der Impedanzen 15, 16 von der Art der verwendeten steuerbaren Impedanzen abhängt und z.B. bei Varaktordioden geringfügig von der Streifenleitermitte abweichen kann.
Eine allfällige durch das Einfügen der Impedanzen 15, 16 in die Streifenleiter 13, 14 verursachte geringfügige Verstimmung bzw. Unsymmetrie des Riehtkopplers 1 kann durch eine entsprechende entgegengesetzt wirkende Veränderung der Leitungslängen und/oder Impedanzen der Streifenleiter 11 - 14 kompensiert werden. Die Feinabstimmung der Leitungslängen und/oder Impedanzen wird bevorzugt so vorgenommen, daß der Richtkoppler 1 im Leerlauf symmetriert ist, wenn die steuerbaren Impedanzen 15, 16 auf die Mitte ihres Abstimmbereiches eingestellt sind.
Die Funktionsweise der von der Abstimmeinrichtung 17 ausgeführten Regelung ist aus Fig. 2 ersichtlich. Fig. 2 zeigt die am Ausgang 10 gemessene Leistung PRX des Ausgangssignals des Richtkopplers 1 in Abhängigkeit von Änderungen der Vorspannungen Ui und U2, wenn am Eingang 7 ein Eingangssignal mit der Nennwellenlänge λ des Richtkopplers 1 eingespeist wird. Durch Verändern der Vorspannungen Ui, U2 der Va- raktordioden 15, 16 wird das Minimum 28 des Ausgangssignals PRX gesucht; an diesem Punkt befindet sich der Richtkoppler 1 in perfekter Abstimmung unter den gegebenen Umständen, wie seinen Fertigungstoleranzen, dem Antennenaufbau, der Entfernung und Lage eines RFID-Transponders, parasitären Komponenten im Sende- empfangsfeld der Antenne 2 usw.
Zum Aufsuchen des Minimum 28 kann jeder in der Technik bekannte Suchalgorithmus zur Durchstimmung der Vorspannungen Ui, U2 verwendet werden, z.B. ein Gradientenalgorithmus, welcher jeweils in Richtung des stärksten Gradienten der Fläche von PRX zum Minimum 28 voranschreitet.
Die von der Abstimmeinrichtung 17 ausgeführte Regelung hat bevorzugt eine gewisse Trägheit, z.B. durch Mittelwertbildung des am Ausgang 10 abgegriffenen Ausgangssignals, sodaß ein im Ausgangssignal transient auftretendes Empfangssignal, beispielsweise das Datentelegramm eines antwortenden RFID- Transponders, im wesentlichen nicht in die Regelung miteingeht und daher von der Regelung nicht verfälscht oder auskompensiert wird.
Alternativ oder zusätzlich kann die Abstimmeinrichtung 17 so programmiert werden, daß sie die Vorspannungen Ui, U2 für die Dauer eines erwarteten Empfangssignals fixiert, beispielsweise für die Dauer des Antwortsignals eines RFID-Transponders, der mittels des Sendesignals gespeist und/oder abgefragt wird.
In den Ausgang 10 des Richtkopplers 1 kann optional ein steuerbarer Hochfrequenzschalter 29 eingefügt werden. Der Schalter 29 wird über eine Steuerleitung 30 von der Abstimmeinrichtung 17 so gesteuert, daß er öffnet, wenn das Signal am Ausgang 10 einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet, um an den Richtkoppler 1 angeschaltete Hochfrequenz-Baugruppen vor übermäßigen Spannungen am Anfang oder im Zuge eines Regelungsvorgangs zu schützen. Der Schalter 29 kann auch als Umschalter ausgeführt werden, welcher den Verbindungspunkt der Streifen- leiter 13, 14 beim Öffnen des Ausgangs 10 an einen geeigneten Abschlußwiderstand 31 anschaltet, um die interne Funktion des Richtkopplers 1 nicht durch das Öffnen zu beeinträchtigen.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsformen beschränkt, sondern umfaßt alle Varianten und Modifika- tionen, die in den Rahmen der angeschlossenen Ansprüche fallen.

Claims

Patentansprüche :
1. Hochfrequenz-Richtkoppler (1) mit vier im Kreis geschalteten λ/4-Streifenleitern (11 - 14), deren Schnittstellen
5 einen Eingang (7), zwei Antennenports (8, 9) und einen Ausgang (10) bilden, gekennzeichnet durch zumindest eine in einen λ/4- Streifenleiter (13, 14) eingeschaltete steuerbare Impedanz (15, 16), welche von einer an den Ausgang (10) angeschlossenen Abstimmeinrichtung (17) im Hinblick auf eine Minimierung des - 10 bei Einspeisung eines Eingangssignals am Eingang (7) - am Ausgang (10) auftretenden Signals gesteuert ist.
2. Hochfrequenz-Richtkoppler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest zwei λ/4-Streifenleiter (13, 14) mit jeweils einer von der Abstimmeinrichtung (17) gesteuerten
L5 Impedanz (15, 16) versehen sind.
3. Hochfrequenz-Richtkoppler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Impedanzen (15, 16) in den zum Ausgang (10) führenden λ/4-Streifenleitern (13, 14) liegen.
4. Hochfrequenz-Richtkoppler nach einem der Ansprüche 1 -1O bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß jede steuerbare Impedanz
(15, 16) etwa auf halbem Wege ihres λ/4-Streifenleiters (13, 14) liegt.
5. Hochfrequenz-Richtkoppler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß jede steuerbare Impedanz
Ib durch eine Varaktordiode (15, 16) gebildet ist, die galvanisch getrennt in den λ/4-Streifenleiter (13, 14) eingefügt und deren Steuer-Vorspannung (Ui, U2) von der Abstimmeinrichtung (17) über ein Hochfrequenz-Sperrfilter (18, 19) aufgebracht ist.
6. Hochfrequenz-Richtkoppler nach einem der Ansprüche 1 30 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmeinrichtung (17) die Impedanz (en) (15, 16) so steuert, daß das Ausgangssignal in einem zeitlichen Mittel minimal ist.
7. Hochfrequenz-Richtkoppler nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmeinrichtung (17)
35 die steuerbare (n) Impedanz (en) (15, 16) für die Dauer eines an den Antennenports (8, 9) erwarteten Empfangssignals fixiert.
8. Hochfrequenz-Richtkoppler nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abstimmeinrichtung (17) einen in den Ausgang (10) des Riehtkopplers (1) eingefügten
Schalter (29) öffnet, wenn das Ausgangssignal einen vorgegebe- nen Schwellwert übersteigt.
PCT/AT2010/000106 2009-04-22 2010-04-15 Hochfrequenz -richtkoppler WO2010121278A1 (de)

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Application Number Priority Date Filing Date Title
EP09450084.0 2009-04-22
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