WO2010113527A1 - ２次歪補正受信機及び２次歪補正方法 - Google Patents

２次歪補正受信機及び２次歪補正方法 Download PDF

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signal
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森田忠士
清水克人
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パナソニック株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a wireless communication apparatus, and more particularly, to a secondary distortion correction receiver and a secondary distortion correction method for correcting intermodulation secondary distortion.
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver 10 disclosed in Non-Patent Document 1.
  • the intermodulation secondary distortion generated in the mixer 11 is adjusted by subtracting the weighted reference signal from the IF signal.
  • the correction coefficient used for this weighting is determined by the following method.
  • a differential output signal is output to an LPF (Low Pass Filter) 12, and a common mode output signal is output to the common mode detection unit 14.
  • the common mode detection unit 14 detects the common mode output signal of the mixer 11, and the LPF 15 performs low-pass filter processing on the signal to remove the harmonic component.
  • an ADC (Analog to Digital Converter) 16 converts the output of the LPF 15 into a digital signal, generates a digital domain reference signal, and outputs the digital domain reference signal to the LMS 17.
  • the LPF 12 removes the harmonic signal from the differential output signal of the mixer 11. Further, the ADC 13 converts the output of the LPF 12 into a digital signal, generates an IF signal in the digital domain, and outputs the IF signal in the digital domain to the LMS 17.
  • An LMS (Least Mean Square) 17 obtains a correlation value between the reference signal in the digital domain and the IF signal, and determines an optimal correction coefficient used for correcting the intermodulation secondary distortion by using the LMS algorithm. To do.
  • a DC (Direct Current) detection unit 22 detects a DC (Direct Current) component included in the output of the mixer 21, and the receiver 20 determines a constant according to the DC component.
  • the DC component of the mixer output is corrected and secondary distortion is suppressed.
  • both the differential output signal of the mixer and the common mode output signal are required, and the correction coefficient is calculated using only the differential output signal of the mixer. It is difficult to decide.
  • the center voltage of both the differential output signal of the mixer and the common mode output signal is determined. Must be adjusted with high accuracy. For this reason, two circuits for adjusting the center voltages of both the differential output signal and the common mode output signal of the mixer are required, and extra man-hours are required for the adjustment.
  • Patent Document 1 has a problem that it is difficult to sufficiently cancel the intermodulation secondary distortion.
  • An object of the present invention is to provide a second-order distortion correction receiver and a second-order distortion correction method capable of canceling intermodulation second-order distortion with high accuracy with a simple circuit configuration without requiring a complicated adjustment process. Is to provide.
  • the second-order distortion correction receiver extracts an active element having nonlinear characteristics that performs a nonlinear process on an input signal and outputs a differential output signal and a common mode output signal, and the common mode output signal.
  • a correction signal injection unit for outputting, a DC component detection unit for calculating an average DC component of the correction differential output signal, a weight determination unit for determining a weighting coefficient used in the weighting unit using the average DC component,
  • the structure which comprises is taken.
  • a second-order distortion correction method is a second-order distortion correction method for removing a second-order distortion component generated by an active element having nonlinear characteristics, wherein the active element performs nonlinear processing on an input signal. Extracting the obtained differential output signal and common mode output signal, weighting the common mode output signal, generating a correction signal, injecting the correction signal into the differential output signal, and correcting differential An output signal is output, an average DC component of the corrected differential output signal is calculated, and a weighting coefficient used for the weighting is determined using the average DC component.
  • the weighting coefficient used for the common mode output signal can be determined using the average DC component of the corrected differential output signal obtained by injecting the correction signal into the differential output signal.
  • the weighting coefficient for canceling the second-order distortion component can be determined using only the differential output signal of the nonlinear active element, and a simple adjustment without requiring a complicated adjustment process. With the circuit configuration, it is possible to cancel the intermodulation secondary distortion with high accuracy.
  • the figure which shows the structure of the receiver of patent document 1 The block diagram which shows the basic composition of the receiver of this invention.
  • FIG. The block diagram which shows the principal part structure of the receiver which concerns on Embodiment 4 of this invention.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a basic configuration of the receiver 100 of the present invention.
  • the non-linear active element unit 110 performs non-linear conversion on the input signal, and outputs a differential output signal obtained by the non-linear conversion and a common mode output signal.
  • the differential output signal is a signal indicating a difference component between two system output signals in the differential system when a differential output type active element is used for the nonlinear active element unit 110 (differential system). It is.
  • the common mode output signal is a signal indicating a sum component of two system output signals in the differential system.
  • the non-linear active element unit 110 has non-linear characteristics and is constituted by, for example, a mixer.
  • the differential output signal contains intermodulation second-order distortion components.
  • the common mode detection unit 120 detects a common mode output signal output from the nonlinear active element unit 110.
  • the detected common mode output signal includes both a DC (Direct Current) component generated by signal input and an AC component including an intermodulation second-order distortion component.
  • the secondary distortion component has a tendency to be canceled out by the differential output, and is enhanced by the common mode output.
  • the weighting unit 130 weights the above-described common mode output signal using a weighting coefficient (weighting coefficient) determined by the weight determination unit 160 described later, and generates a correction signal.
  • the correction signal injection unit 140 subtracts the correction signal output from the weighting unit 130 from the differential output signal of the nonlinear active element unit 110 to generate a corrected differential output signal. As a result, the secondary distortion component included in the differential output signal is removed. A method for removing the distortion component will be described later.
  • the DC detection unit 150 detects the average DC component of the corrected differential output signal output from the correction signal injection unit 140. A method of detecting the average DC component in the DC detection unit 150 will be described later.
  • the weight determination unit 160 calculates a more optimal weighting factor from the average DC component detected by the DC detection unit 150 and the current weighting factor, and outputs it to the weighting unit 130. A method for calculating the weighting coefficient will be described later.
  • K1 and K2 (K1-K2 ⁇ 1) are introduced as coefficients representing an unbalanced component between differential outputs.
  • each differential component signal is a signal obtained by multiplying K1 or K2 by (Equation 3)
  • the differential output components (Y1, Y2) are expressed by (Equation 4) and (Equation 5), respectively. Can do.
  • Each of the intermodulation secondary distortion component and the DC component is extracted from (Equation 4) and (Equation 5) and arranged as a differential component thereof.
  • the differential component IM2_diff of the intermodulation second-order distortion component is expressed by (Expression 6)
  • the differential component DC_diff of the DC component is expressed by (Expression 7).
  • each of the intermodulation secondary distortion component and the DC component is extracted from (Equation 4) and (Equation 5) and arranged as a common mode component thereof.
  • the common mode component IM2_com of the intermodulation second-order distortion component is expressed by (Expression 8), and the common mode component DC_com of the DC component is expressed by (Expression 9).
  • the correction differential output signal component obtained by multiplying the above common mode component by the weighting coefficient w and injecting the obtained correction signal into the differential output signal of the nonlinear active element is arranged.
  • the intermodulation second-order distortion component IM2_out included in the corrected differential output signal is expressed by (Expression 10)
  • the DC component DC_out included in the corrected differential output signal is expressed by (Expression 11).
  • the inventors of the present application have discovered the relationship between the above-described intermodulation second-order distortion component and DC component, and have come up with a second-order distortion correction receiver and a second-order distortion correction method according to the present invention.
  • the non-linear active element unit 110 performs non-linear conversion on the input signal, and outputs a differential output signal obtained by the non-linear conversion and a common mode output signal.
  • the non-linear active element unit 110 has non-linear characteristics and is configured by, for example, a mixer.
  • the differential output signal contains intermodulation second-order distortion components.
  • the DC component and the intermodulation second-order distortion component included in the differential output signal are expressed by the above-described (Expression 6) and (Expression 7), respectively.
  • the common mode detection unit 120 detects a common mode output signal output from the nonlinear active element unit 110.
  • the common mode output signal detected here includes both a DC component generated by signal input and an AC component including an intermodulation second-order distortion component. These components are represented by (Expression 8) and (Expression 9), respectively.
  • the weighting unit 130 weights the above-described common mode output signal using a weighting coefficient to generate a correction signal.
  • the weighting can be realized by using a current mirror circuit or a variable amplifier.
  • the correction signal generated by weighting the common mode output signal is injected into the differential output signal of the nonlinear active element unit 110 in the correction signal injection unit 140 to generate a corrected differential output signal.
  • the DC component and the intermodulation second-order distortion component included in the corrected differential output signal are expressed by the above-described (Expression 10) and (Expression 11), respectively.
  • the DC detection unit 150 detects the average DC component of the corrected differential output signal.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a specific configuration of the DC detection unit 150.
  • the average calculation unit 151 performs an average calculation on the corrected differential output signal input so far.
  • a primary IIR (Infinite Impulse Response) filter can be used as an example of a specific configuration of the average calculation unit 151.
  • the counter unit 152 counts a predetermined period, and outputs an update timing signal to the update unit 153 every fixed period.
  • the update unit 153 updates the average value calculated by the average calculation unit 151 and outputs it as an average DC component.
  • the predetermined period of time described above is, for example, 20 milliseconds.
  • this “certain period” requires a long time spanning a plurality of symbols, and the length varies depending on the communication method.
  • the weight determination unit 160 determines the weighting coefficient using the average DC component included in the corrected differential output signal. Specifically, the weight determination unit 160 sets the coefficient w_cal that makes the average DC component included in the corrected differential output signal zero as a weighting coefficient.
  • the coefficient w_cal is obtained from the above (Equation 12).
  • the weight determination unit 160 calculates a more optimal weighting coefficient (w (t + 1)) at the next time point from the average DC component detected by the DC detection unit 150 and the current weighting coefficient (w (t)). To do.
  • the weighting coefficient (w (t + 1)) at the next time point can be obtained from (Equation 13) below.
  • ⁇ is an update coefficient, and is a sufficiently small fixed value in the present embodiment.
  • ⁇ is a large value.
  • the time until the weighting coefficient w (t) converges to the optimum value is shortened, but the stability of the system having the receiver 100 tends to be low.
  • the time until the weighting coefficient w (t) converges to the optimum value becomes longer, but the stability of the system tends to be improved. Therefore, it is assumed that the optimum update coefficient ⁇ in this system is determined by selecting an optimum value by actually performing the evaluation.
  • the weighting coefficient w (t) calculated by the weight determining unit 160 is output to the weighting unit 130, and the weighting unit 130 uses the weighting coefficient w (t) to weight the common mode output signal. To be implemented.
  • the weight determination unit 160 determines the weighting coefficient so that the DC component becomes zero.
  • the weighting unit 130 generates a correction signal by weighting the common mode output signal using the weighting coefficient.
  • the correction signal injection unit 140 removes the intermodulation second-order distortion component from the correction differential output signal by injecting the correction signal into the differential output signal.
  • the relationship between the intermodulation second-order distortion component and the DC component described above is used. That is, in the present embodiment, the weighting coefficient (see (Equation 12)) that can completely cancel the DC component of the corrected differential output signal and the intermodulation second-order distortion component of the corrected differential output signal are completely canceled.
  • the relationship that the weighting coefficient that can be used is the same value is used. Therefore, when determining the weighting coefficient, it is sufficient to use only the DC component of the corrected differential output signal detected by the DC detection unit 150, and adjustment of the center voltages of the corrected differential output signal and the common mode output signal is unnecessary. It is. Therefore, the intermodulation secondary distortion component can be canceled with high accuracy with a simple circuit configuration without requiring a complicated adjustment process.
  • the nonlinear active element unit 110 performs nonlinear processing on the input signal and outputs a differential output signal and a common mode output signal.
  • the common mode detection unit 120 extracts a common mode output signal.
  • the weighting unit 130 generates a correction signal by weighting the extracted common mode output signal.
  • the correction signal injection unit 140 injects the correction signal into the differential output signal and outputs the corrected differential output signal.
  • the DC detection unit 150 calculates an average DC component of the corrected differential output signal.
  • the weight determination unit 160 determines a weighting coefficient used in the weighting unit 130 using the average DC component. At this time, the weight determination unit 160 sets a coefficient that makes the average DC component included in the corrected differential output signal zero as a weighting coefficient.
  • the weighting unit 130 generates a correction signal by weighting the common mode output signal using a weighting coefficient (see (Equation 12)) that can cancel the DC component, and the correction signal injection unit 140 By injecting the correction signal into the differential output signal and outputting the corrected differential output signal, the intermodulation second-order distortion component can be canceled.
  • the weighting coefficient is determined using only the corrected differential output signal, a circuit for adjusting the center voltage of the differential output signal and the common mode output signal is not necessary, and the adjustment man-hours are also increased. It becomes unnecessary. Therefore, the intermodulation secondary distortion can be canceled with high accuracy with a simple configuration without requiring a complicated adjustment process.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a main configuration of the receiver according to the present embodiment.
  • the same components as those of the receiver 100 of FIG. 3 are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 5 employs a configuration in which an LPF 210 is added between the common mode detection unit 120 and the weighting unit 130 with respect to the receiver 100 of FIG.
  • the LPF 210 uses a filter that removes unnecessary interfering waves and the like outside the band because the intermodulation second-order distortion component to be canceled becomes a pass frequency band.
  • the LPF 210 removes components other than the intermodulation second-order distortion component from the common mode output signal. Only the same frequency component as the intermodulation second-order distortion component is input. As a result, since an appropriate correction signal can be generated in the weighting unit 130, the intermodulation second-order distortion component can be canceled with high accuracy in the correction signal injection unit 140.
  • the receiver 200 includes the LPF 210 that removes frequency components other than the frequency band of the common mode output signal between the common mode detection unit 120 and the weighting unit 130.
  • the intermodulation secondary distortion can be canceled with higher accuracy with a simple circuit configuration.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a main configuration of the receiver according to the present embodiment.
  • the present embodiment is an example in which a mixer 310 is applied to the nonlinear active element unit 110.
  • the mixer 310 down-converts the frequency of the input signal to a lower frequency band. Then, the mixer 310 outputs the differential output signal and the common mode output signal obtained when down-converting the frequency of the input signal to a lower frequency band to the correction signal injection unit 140 and the common mode detection unit 120, respectively. .
  • the mixer 310 has a double balance mixer configuration as shown in FIG. In this case, the mixer 310 switches the frequency of the input signals RF + and RF ⁇ to a lower frequency band by switching the input signals RF + and RF ⁇ with the local signals LO + and LO ⁇ .
  • the configuration of the mixer 310 may be a configuration other than that shown in FIG.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a main configuration of the receiver according to the present embodiment.
  • the present embodiment is an example in which an amplifier 410 is applied to the nonlinear active element unit 110.
  • the amplifier 410 adjusts (amplifies) the amplitude of the input signal. Then, the amplifier 410 outputs the differential output signal and the common mode output signal obtained when adjusting (amplifying) the amplitude of the input signal to the correction signal injection unit 140 and the common mode detection unit 120, respectively.
  • the amplifier 410 has a differential amplifier configuration as shown in FIG. 9, for example.
  • FIG. 9 For example.
  • FIG. 9 what is necessary is just to use what is generally known for the structure of amplifier, and structures other than FIG. 9 may be used.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of the DC detection unit 150A according to the present embodiment.
  • the DC detection unit 150A of FIG. 10 includes a ⁇ DC detection unit 154 and an update unit 155 instead of the counter unit 152 and the update unit 153 with respect to the DC detection unit 150 of FIG.
  • the update unit 153 updates the average DC value every certain period.
  • the ⁇ DC detection unit 154 calculates the difference between the average DC value (t) calculated by the average calculation unit 151 and the average DC value (t ⁇ 1) at the previous time step. To do.
  • the ⁇ DC detection unit 154 determines that the average DC value has converged when the difference between the average DC value (t ⁇ 1) and the average DC value (t) is smaller than a certain threshold value. At that timing, the ⁇ DC detection unit 154 gives a weighting coefficient update instruction to the update unit 155.
  • the update unit 155 updates the average DC value in accordance with the update instruction from the ⁇ DC detection unit 154.
  • DC detection section 150A determines the degree of convergence of the average DC component value, and outputs the average DC component to weight determination section 160 when it is determined that the value has converged.
  • the weighting coefficient can be converged at a higher speed.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a main configuration of the receiver according to the present embodiment.
  • the same reference numerals as those of FIG. 5 are given to the same components as those of the receiver 200 of FIG. 11 employs a configuration in which a communication status detection unit 510 and a ⁇ value control unit 520 are further added to the receiver 200 of FIG.
  • the communication status detection unit 510 checks fluctuations in the radio wave condition around the receiver 500.
  • a method for examining the fluctuation of the radio wave state it is conceivable to make a judgment based on various indices such as a fluctuation difference of an EVM (Error Vector Magnitude) index and a fluctuation difference of a DC value detected by the DC detection unit 150.
  • EVM Error Vector Magnitude
  • the communication status detection unit 510 calculates the EVM value of the corrected differential output signal. Next, the communication status detection unit 510 calculates a variation difference between the EVM value (t) and the EVM value (t ⁇ 1) at the previous time step. If the variation difference is larger than a predetermined threshold, the communication status detection unit 510 notifies the ⁇ value control unit 520 of a ⁇ value change.
  • the ⁇ value control unit 520 When the ⁇ value control unit 520 receives the ⁇ value change notification from the communication status detection unit 510, the ⁇ value control unit 520 changes the ⁇ value to ⁇ _pred set in advance, and outputs the changed ⁇ value to the weight determination unit 160. Note that the ⁇ value control unit 520 resets the changed ⁇ value to the original value after a certain period of time, and outputs the reset ⁇ value to the weight determination unit 160.
  • the communication status detection unit 510 checks the fluctuation of the radio wave condition around the receiver 500, and the ⁇ value control unit 520 receives the ⁇ value change notification in advance when the ⁇ value change notification is received. And the changed ⁇ value is output to the weight determination unit 160. Therefore, when the change in the communication state is large, the weight determination unit 160 determines the weight coefficient using the update coefficient ⁇ changed to a predetermined value.
  • the time required for convergence of the weighting coefficient can be shortened by temporarily changing the update coefficient ⁇ to a large value. Then, after a certain period of time has passed, that is, after reaching the final stage of convergence, the optimum weighting can be determined at a higher speed in total by resetting the ⁇ value to the original small value.
  • the time required for convergence of the weighting coefficient can be shortened.
  • the second-order distortion correction receiver and second-order distortion correction method according to the present invention it is possible to cancel intermodulation second-order distortion with high accuracy with a simple circuit configuration.
  • Non-linear active element unit 120 Common mode detection unit 130 Weighting unit 140 Correction signal injection unit 150, 150A DC detection unit 160 Weight determination unit 151 Average calculation unit 152 Counter unit 153, 155 Update Unit 154 ⁇ DC detection unit 210 LPF 310 mixer 410 amplifier 510 communication status detection unit 520 ⁇ value control unit 311 to 316, 411, 412 transistor

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Abstract

　複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる２次歪補正受信機及び２次歪補正方法を開示する。非線形能動素子部（１１０）は、入力信号に対して非線形処理を行って、差動出力信号及びコモンモード出力信号を出力する。コモンモード検出部（１２０）は、コモンモード出力信号を抽出する。重み付け部（１３０）は、抽出されたコモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成する。補正信号注入部（１４０）は、補正信号を差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力する。ＤＣ検出部（１５０）は、補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出する。重み決定部（１６０）は、平均ＤＣ成分を用いて、重み付け部（１３０）で用いる重み付け係数を決定する。このとき、重み決定部（１６０）は、補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数を重み付け係数とする。

Description

２次歪補正受信機及び２次歪補正方法
　本発明は、無線通信装置に関し、特に相互変調２次歪を補正する２次歪補正受信機及び２次歪補正方法に関する。
　近年、携帯電話やワンセグ受信機などの無線受信機において、広帯域化が要求されている。より広帯域な受信システムを実現するには、相互変調２次歪のキャンセル機能を強化する必要がある。
　相互変調２次歪のキャンセル方式の中でよく知られている方法として、非特許文献１に開示された方法がある。図１は、非特許文献１に開示される受信機１０の構成を示すブロック図である。非特許文献１に開示される方法では、図１に示すように、ＩＦ信号から重み付けされたレファレンス信号を減算させることによって、ミキサ１１で発生する相互変調２次歪を調整する。この重み付けに用いる補正係数は以下の方法で決定される。
　ミキサ１１からは、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２に対して差動出力信号が出力され、コモンモード検出部１４に対してコモンモード出力信号が出力される。まず、コモンモード検出部１４は、ミキサ１１のコモンモード出力信号を検出し、その信号に対して、ＬＰＦ１５はローパスフィルタ処理を行い、その高調波成分を除去する。さらに、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）１６は、ＬＰＦ１５の出力をデジタル信号に変換し、デジタル領域のレファレンス信号を生成し、デジタル領域のレファレンス信号をＬＭＳ１７に出力する。
　次に、ミキサ１１の差動出力信号に対して、ＬＰＦ１２は、その高調波信号を除去する。さらに、ＡＤＣ１３は、ＬＰＦ１２の出力をデジタル信号に変換して、デジタル領域のＩＦ信号を生成し、デジタル領域のＩＦ信号をＬＭＳ１７に出力する。
　ＬＭＳ（Least Mean Square）１７は、前述のデジタル領域のレファレンス信号とＩＦ信号との間の相関値を求め、ＬＭＳアルゴリズムを用いることによって、相互変調２次歪の補正に用いる最適な補正係数を決定する。
　また、別の相互変調２次歪のキャンセル方式として、特許文献１に開示された方法がある。この方式では、図２のように、ＤＣ（Direct Current）検出部２２は、ミキサ２１の出力に含まれているＤＣ（Direct Current）成分を検出し、受信機２０は、ＤＣ成分に応じた定電流を定電流源２３からミキサ２１の出力に注入することによって、ミキサ出力のＤＣ成分を補正し２次歪を抑圧する。
米国特許第７４２１２６０号明細書
IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS,VOL.43,NO.11,NOVEMBER 2008, "Digital Adaptive IIP2 Calibration Scheme for CMOS Downconversion Mixers"
　しかしながら、前記非特許文献１の方式では、補正係数を決定するには、ミキサの差動出力信号及びコモンモード出力信号の両方が必要となり、ミキサの差動出力信号のみだけを用いて補正係数を決定することが難しい。さらに、ミキサの差動出力信号とコモンモード出力信号との間で相関を取りＬＭＳアルゴリズムを用いて補正係数を決定するためには、ミキサの差動出力信号及びコモンモード出力信号の両方の中心電圧を精度良く調整する必要がある。そのため、ミキサの差動出力信号及びコモンモード出力信号の両方の中心電圧を調整するための回路が２つ必要となり、その調整に余分な工数が必要になる。
　また、前記特許文献１の方式では、相互変調２次歪を十分にキャンセルさせることが難しいという課題があった。
　本発明の目的は、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる２次歪補正受信機及び２次歪補正方法を提供することである。
　本発明の２次歪補正受信機は、入力信号に対して非線形処理を行って差動出力信号及びコモンモード出力信号を出力する、非線形特性を持つ能動素子と、前記コモンモード出力信号を抽出するコモンモード検出部と、抽出された前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成する重み付け部と、前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力する補正信号注入部と、前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出するＤＣ成分検出部と、前記平均ＤＣ成分を用いて、前記重み付け部で用いる重み付け係数を決定する重み決定部と、を具備する構成を採る。
　本発明の２次歪補正方法は、非線形特性を持つ能動素子により発生する２次歪成分を除去する２次歪補正方法であって、入力信号に対して、前記能動素子が非線形処理を行って得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を抽出し、前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成し、前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力し、前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出し、前記平均ＤＣ成分を用いて、前記重み付けに用いる重み付け係数を決定する。
　これらによれば、補正信号を差動出力信号に注入して得られる補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を用いて、コモンモード出力信号に対して用いる重み付け係数を決定することができるので、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる。
　本発明によれば、非線形能動素子の差動出力信号のみを用いて、２次歪み成分をキャンセルするための重み付け係数を決定することができ、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる。
非特許文献１の受信機の構成を示す図 特許文献１の受信機の構成を示す図 本発明の受信機の基本構成を示すブロック図 本発明の実施の形態１に係るＤＣ検出部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態２に係る受信機の要部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る受信機の要部構成を示すブロック図 実施の形態３に係るミキサの構成例を示す図 本発明の実施の形態４に係る受信機の要部構成を示すブロック図 実施の形態４に係るアンプの構成例を示す図 本発明の実施の形態５に係るＤＣ検出部の内部構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６に係る受信機の要部構成を示すブロック図
　以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　（本発明の２次歪補正受信機の基本構成）
　図３は、本発明の受信機１００の基本構成を示すブロック図である。
　非線形能動素子部１１０は、入力信号に対して非線形変換し、非線形変換により得られた差動出力信号と、コモンモード出力信号とを出力する。ここで、差動出力信号とは、非線形能動素子部１１０に差動出力型の能動素子を用いた場合（差動システム）に、当該差動システムにおける２系統出力信号の差の成分を示す信号である。コモンモード出力信号とは、当該差動システムにおける２系統出力信号の和の成分を示す信号である。
　この非線形能動素子部１１０は、非線形特性を有し、例えばミキサにより構成される。そして、その差動出力信号には、相互変調２次歪成分が混入している。
　コモンモード検出部１２０は、非線形能動素子部１１０から出力されるコモンモード出力信号を検出する。ここで検出されるコモンモード出力信号には、信号入力によって発生するＤＣ（Direct Current）成分、及び、相互変調２次歪成分を含むＡＣ成分の両方の成分が含まれている。
　なお、２次歪成分は、差動出力では打ち消される傾向があり、コモンモード出力では強めあって出力されるという特徴がある。
　そして、重み付け部１３０は、前述のコモンモード出力信号に対して、後述の重み決定部１６０により決定される重み付け係数（重み付け係数）を用いて重み付けを行い、補正信号を生成する。
　補正信号注入部１４０は、非線形能動素子部１１０の差動出力信号から、重み付け部１３０から出力される補正信号を減算して、補正差動出力信号を生成する。これにより、差動出力信号に含まれていた２次歪成分が除去される。なお、歪成分の除去の方法については、後述する。
　次に、ＤＣ検出部１５０において、補正信号注入部１４０から出力される補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を検出する。ＤＣ検出部１５０における平均ＤＣ成分の検出方法については、後述する。
　重み決定部１６０は、ＤＣ検出部１５０により検出された平均ＤＣ成分と、現時点での重み付け係数とから、より最適な重み付け係数を算出し、重み付け部１３０へ出力する。重み付け係数の算出方法については、後述する。
　（相互変調２次歪成分とＤＣ成分との関係）
　ここで、ある信号を非線形能動素子に入力した時に発生する相互変調２次歪とＤＣオフセットとの関係について説明する。相互変調２次歪は、非線形能動素子の２乗成分によって発生すると言われている。そこで（式１）の２乗演算に関する入出力モデルについて考える。（式１）において、Ｘが入力信号であり、Ｙが出力信号である。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　次に、入力信号Ｘとして、（式２）に示すように、ともに振幅の大きさがＡで、周波数の異なる２つのトーン波が入力される場合を考える。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　その時の出力信号Ｙは（式３）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　ここでは、非線形能動素子として差動出力型の能動素子を用いた受信機を想定するので、差動出力間のアンバランス成分を表す係数として、Ｋ１及びＫ２（Ｋ１－Ｋ２＜＜１）を導入する。差動成分それぞれの信号が、Ｋ１又はＫ２を（式３）に掛け合わせた信号であるとすると、差動出力成分（Ｙ１、Ｙ２）は、それぞれ（式４）、（式５）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　上記（式４）及び（式５）から、相互変調２次歪成分及びＤＣ成分の各々を抽出し、それらの差動成分として整理する。相互変調２次歪成分の差動成分ＩＭ２＿ｄｉｆｆは（式６）で表され、ＤＣ成分の差動成分ＤＣ＿ｄｉｆｆは（式７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　同様に、（式４）と（式５）の中から、相互変調２次歪成分とＤＣ成分の各々を抽出し、それらのコモンモード成分として整理する。相互変調２次歪成分のコモンモード成分ＩＭ２＿ｃｏｍは（式８）で表され、ＤＣ成分のコモンモード成分ＤＣ＿ｃｏｍは（式９）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　ここで上記のコモンモード成分に重み付け係数ｗを乗算し、得られる補正信号を非線形能動素子の差動出力信号に注入して得られる補正差動出力信号成分を整理する。補正差動出力信号に含まれる相互変調２次歪成分ＩＭ２＿ｏｕｔは（式１０）で表され、補正差動出力信号に含まれるＤＣ成分ＤＣ＿ｏｕｔは（式１１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　ここで（式１１）のＤＣ成分ＤＣ＿ｏｕｔに注目し、この成分が完全にゼロになるような重み付け係数ｗを見つけることを考える。ＤＣ成分ＤＣ＿ｏｕｔが完全にゼロになるようなｗは、（式１２）に示すｗ＿ｃａｌになると予測される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　ここで、このｗ＝ｗ＿ｃａｌの状態で、上記補正差動出力信号に含まれる相互変調２次歪成分ＩＭ２＿ｏｕｔを調べる。（式１２）のｗ＿ｃａｌを（式１０）中のｗに代入すると、ＩＭ２＿ｏｕｔはゼロになることがわかる。
　つまり、受信機１００において、最終出力（補正差動出力信号）に含まれるＤＣ成分がゼロになるような重み付け係数（ｗ＝ｗ＿ｃａｌ）を用いて、コモンモード出力信号を重み付けして、補正信号を生成し、当該補正信号を差動出力信号に注入して最終出力（補正差動出力信号）を出力することにより、最終出力（補正差動出力信号）に含まれる相互変調２次歪成分もゼロになることが分かる。
　本願発明者らは、上述した相互変調２次歪成分とＤＣ成分との関係を発見し、本願発明に係る２次歪補正受信機及び２次歪補正方法を想到するに至った。
　（実施の形態１）
　本実施の形態では、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる受信機及び歪補正方法について説明する。なお、本実施の形態に係る受信機の構成は、図３と同様の構成であるため、図３を援用して説明する。
　非線形能動素子部１１０は、入力信号に対して非線形変換し、非線形変換により得られた差動出力信号と、コモンモード出力信号とを出力する。この非線形能動素子部１１０は、非線形特性を有し、例えばミキサにより構成される。そして、差動出力信号には、相互変調２次歪成分が混入している。差動出力信号に含まれるＤＣ成分及び相互変調２次歪成分は、それぞれ、上述した（式６）、（式７）で表される。
　コモンモード検出部１２０は、非線形能動素子部１１０から出力されるコモンモード出力信号を検出する。ここで検出されるコモンモード出力信号は、信号入力によって発生するＤＣ成分と、相互変調２次歪成分を含むＡＣ成分の両方の成分が含まれている。これらの成分は、それぞれ、上述した（式８）、（式９）で表される。
　重み付け部１３０は、前述のコモンモード出力信号に対して、重み付け係数を用いて重み付けを行い、補正信号を生成する。重み付けは、具体的には、カレントミラー回路を用いたり、可変増幅器を用いたりすることにより実現できる。
　コモンモード出力信号に重み付けを行うことによって生成された補正信号は、補正信号注入部１４０において、非線形能動素子部１１０の差動出力信号に注入され、補正差動出力信号が生成される。補正差動出力信号に含まれるＤＣ成分及び相互変調２次歪成分は、それぞれ、上述した（式１０）、（式１１）で表される。
　ＤＣ検出部１５０は、補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を検出する。図４は、ＤＣ検出部１５０の具体的な構成を示すブロック図である。
　平均演算部１５１は、それまでに入力されていた補正差動出力信号に対して、平均演算を実施する。この平均演算部１５１の具体的な構成の一例として、一次型のＩＩＲ（Infinite Impulse Response）フィルタを用いることができる。
　カウンタ部１５２ではあらかじめ決定されている一定期間をカウントし、一定期間ごとに更新タイミング信号を更新部１５３に出力する。
　更新部１５３は、カウンタ部１５２より一定期間ごとに与えられる更新タイミング信号が入力されると、平均演算部１５１で算出された平均値を更新し、平均ＤＣ成分として出力する。
　なお、上記の、あらかじめ決定されている一定期間とは、例えば、２０ミリ秒である。ただし、この「一定期間」としては、通信されるデータに依存せずにＤＣ成分を検出するために、複数のシンボルをまたがるような長い時間が必要であり、その長さは通信方式によって異なる。
　再度、図３に戻り、重み決定部１６０は、補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分を用いて、重み付け係数を決定する。具体的には、重み決定部１６０は、補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数ｗ＿ｃａｌを重み付け係数とする。係数ｗ＿ｃａｌは、上述の（式１２）より得られる。
　また、重み決定部１６０は、ＤＣ検出部１５０で検出した平均ＤＣ成分と、現時点での重み付け係数（ｗ（ｔ））から、より最適な次時点での重み付け係数（ｗ（ｔ＋１））を算出する。次時点での重み付け係数（ｗ（ｔ＋１））は、以下の（式１３）より求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　（式１３）において、μは更新係数であり、本実施の形態においては、十分に小さい固定の値とする。この更新係数μに大きい値を選択すると、重み付け係数ｗ（ｔ）が最適値へ収束するまでの時間は短くなるが、受信機１００を有するシステムの安定度は低くなる傾向がある。一方、更新係数μに小さい値を選択すると、重み付け係数ｗ（ｔ）が最適値へ収束するまでの時間は長くなるが、システムの安定度は向上するという傾向がある。従って、このシステムにおける最適な更新係数μは、実際に評価を実施することによって最適な値を選択することにより決定されるとする。
　なお、上記の（式１３）による重み付け係数ｗ（ｔ）の更新を行うためには、図４の更新部１５３として、乗算回路及び加算回路を用いることによって容易に実現することができる。また、乗算回路に代えてビットシフトにより乗算を実現してもよい。
　このように、重み決定部１６０で算出された重み付け係数ｗ（ｔ）は、重み付け部１３０に出力され、重み付け部１３０では、重み付け係数ｗ（ｔ）が用いられて、コモンモード出力信号に重み付けが実施される。
　なお、上記のシステムは、非線形能動素子部１１０に信号が何も入力されていない時に、補正信号注入部１４０の出力信号のＤＣオフセット成分が完全にゼロになるように事前に調整されていることを前提にしている。
　そして、事前に補正信号注入部１４０の出力信号のＤＣオフセット成分が完全にゼロになるように調整された状態で、ある入力信号が非線形能動素子部１１０に入力される状態で、ＤＣ検出部１５０は、補正信号注入部１４０から出力される補正差動出力信号のＤＣ成分を検出する。そして、重み決定部１６０は、当該ＤＣ成分がゼロになるように重み付け係数を決定する。そして、重み付け部１３０は、当該重み付け係数を用いてコモンモード出力信号に重み付けして補正信号を生成する。そして、補正信号注入部１４０は、当該補正信号を差動出力信号に注入することにより、補正差動出力信号から相互変調２次歪成分を除去する。
　このように、本実施の形態では、前述した相互変調２次歪成分とＤＣ成分との関係を利用している。すなわち、本実施の形態では、補正差動出力信号のＤＣ成分が完全にキャンセルできている重み付け係数（（式１２）参照）と、補正差動出力信号の相互変調２次歪成分を完全にキャンセルできる重み付け係数とが、同じ値であるという関係を利用している。そのため、重み付け係数を決定する際には、ＤＣ検出部１５０で検出された補正差動出力信号のＤＣ成分のみを用いればよく、補正差動出力信号及びコモンモード出力信号の中心電圧の調整も不要である。従って、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な回路構成で、相互変調２次歪成分を精度よくキャンセルすることができる。
　以上のように、非線形能動素子部１１０は、入力信号に対して非線形処理を行って、差動出力信号及びコモンモード出力信号を出力する。コモンモード検出部１２０は、コモンモード出力信号を抽出する。重み付け部１３０は、抽出されたコモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成する。補正信号注入部１４０は、補正信号を差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力する。ＤＣ検出部１５０は、補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出する。重み決定部１６０は、平均ＤＣ成分を用いて、重み付け部１３０で用いる重み付け係数を決定する。このとき、重み決定部１６０は、補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数を重み付け係数とする。
　このようにして、重み付け部１３０は、ＤＣ成分をキャンセルできる重み付け係数（（式１２）参照）を用いて、コモンモード出力信号を重み付けして補正信号を生成し、補正信号注入部１４０が、当該補正信号を差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力することにより、相互変調２次歪成分をキャンセルすることができる。
　本実施の形態では、重み付け係数は、補正差動出力信号のみを用いて決定されるので、差動出力信号及びコモンモード出力信号の中心電圧を調整するための回路が不要となり、その調整工数も不要になる。そのため、複雑な調整工程を必要とすることなく、簡易な構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルさせることができる。
　（実施の形態２）
　図５は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図５の受信機２００において、図３の受信機１００と共通する構成部分には、図３と同一の符号を付して説明を省略する。図５の受信機２００は、図３の受信機１００に対して、コモンモード検出部１２０と重み付け部１３０との間にＬＰＦ２１０を追加した構成を採る。
　ＬＰＦ２１０は、キャンセルしたい相互変調２次歪の成分が通過周波数帯域となり、帯域外の不必要な妨害波などを除去するフィルタを使用する。コモンモード検出部１２０の後段にＬＰＦ２１０を設けることにより、ＬＰＦ２１０が、コモンモード出力信号のうち、相互変調２次歪成分以外の成分を除去するので、重み付け部１３０には、コモンモード出力信号のうち、相互変調２次歪成分と同一の周波数成分のみが入力されるようになる。この結果、重み付け部１３０において、適切な補正信号を生成することができるので、補正信号注入部１４０において、相互変調２次歪成分を精度良くキャンセルすることができる。
　以上のように、本実施の形態では、受信機２００は、コモンモード検出部１２０と重み付け部１３０との間に、コモンモード出力信号の周波数帯以外の周波数成分を除去するＬＰＦ２１０を具備する。これにより、簡易な回路構成で、さらに高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができる。
　（実施の形態３）
　図６は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図６の受信機３００において、図５の受信機２００と共通する構成部分には、図５と同一の符号を付して説明を省略する。本実施の形態は、非線形能動素子部１１０にミキサ３１０を適用した例である。
　ミキサ３１０は、入力信号の周波数をより低い周波数帯へダウンコンバートする。そして、ミキサ３１０は、入力信号の周波数をより低い周波数帯へダウンコンバートする際に得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を、それぞれ、補正信号注入部１４０及びコモンモード検出部１２０に出力する。
　ミキサ３１０は、例えば、図７に示すようなダブルバランスミキサの構成を採る。この場合、ミキサ３１０は、入力信号ＲＦ＋，ＲＦ－をローカル信号ＬＯ＋，ＬＯ－によりスイッチングを行うことによって、入力信号ＲＦ＋，ＲＦ－の周波数をより低い周波数帯へダウンコンバートする。なお、ミキサ３１０の構成は、図７以外の構成であってもよい。
　（実施の形態４）
　図８は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図８の受信機４００において、図５の受信機２００と共通する構成部分には、図５と同一の符号を付して説明を省略する。本実施の形態は、非線形能動素子部１１０にアンプ４１０を適用した例である。
　アンプ４１０は、入力信号の振幅を調整（増幅）する。そして、アンプ４１０は、入力信号の振幅を調整（増幅）する際に得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を、それぞれ、補正信号注入部１４０及びコモンモード検出部１２０に出力する。
　アンプ４１０は、例えば、図９に示すような差動アンプの構成を採る。なお、アンプの構成は、一般的に知られているものを用いればよく、図９以外の構成であってもよい。
　（実施の形態５）
　本実施の形態では、ＤＣ検出部の別の内部構成及び動作について説明する。なお、本実施の形態に係る受信機は、実施の形態１から実施の形態４の受信機のＤＣ検出部１５０に代えて、ＤＣ検出部１５０Ａを有する点のみが異なり、他の構成は同様である。そのため、本実施の形態に係る受信機の図示及び説明を省略し、ＤＣ検出部１５０Ａについてのみ説明する。
　図１０は、本実施の形態に係るＤＣ検出部１５０Ａの内部構成を示すブロック図である。なお、図１０のＤＣ検出部１５０Ａにおいて、図４のＤＣ検出部１５０と共通する構成部分には、図４と同一の符号を付して説明を省略する。図１０のＤＣ検出部１５０Ａは、図４のＤＣ検出部１５０に対し、カウンタ部１５２及び更新部１５３に代えて、ΔＤＣ検出部１５４及び更新部１５５を有する。
　ＤＣ検出部１５０では、更新部１５３は、一定の期間ごとに平均ＤＣ値を更新していた。
　一方、ＤＣ検出部１５０Ａでは、ΔＤＣ検出部１５４は、平均演算部１５１で計算される平均ＤＣ値（ｔ）と、一つ前のタイムステップにおける平均ＤＣ値（ｔ－１）との差を計算する。
　ΔＤＣ検出部１５４は、平均ＤＣ値（ｔ－１）と平均ＤＣ値（ｔ）との差が、ある閾値より小さくなれば、平均ＤＣ値として収束したと判断する。そして、そのタイミングで、ΔＤＣ検出部１５４は、更新部１５５に重み付け係数の更新指示を与える。
　そして、更新部１５５は、ΔＤＣ検出部１５４からの更新指示に従って、平均ＤＣ値を更新する。
　なお、これらの演算は、例えば数十ＭＨｚ程度の速度で行われることが考えられる。そのため、上述のタイムステップは数十ナノ秒程度が一般的である。なお、最適な閾値は、システムにより異なるので、実評価により最適な値を決定し用いる事が好ましい。
　以上のように、本実施の形態では、ＤＣ検出部１５０Ａは、平均ＤＣ成分の値の収束度を判定し、値が収束したと判定した場合に、平均ＤＣ成分を重み決定部１６０に出力する。これにより、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができるという効果に加えて、より高速に重み付け係数を収束させることができるようになる。
　（実施の形態６）
　本実施の形態では、受信機周辺の電波状態が激変した場合、一時的に、更新係数μ（（式１３）参照）の値をμ＿ｐｒｅｄに変更する。ここで、μ＿ｐｒｅｄは、事前に設定されており、重み付け係数の収束完了までに要する時間を短くするために大きな値に設定されている。
　図１１は、本実施の形態に係る受信機の要部構成を示すブロック図である。なお、図１１の受信機５００において、図５の受信機２００と共通する構成部分には、図５と同一の符号を付して説明を省略する。図１１の受信機５００は、図５の受信機２００に対して、通信状況検出部５１０及びμ値制御部５２０を更に追加した構成を採る。
　通信状況検出部５１０は、受信機５００の周辺の電波状態の変動を調べる。電波状態の変動を調べる方法としては、ＥＶＭ（Error Vector Magnitude）指標の変動差、ＤＣ検出部１５０で検出されるＤＣ値の変動差などいろいろな指標による判断が考えられる。以下では、その一例として、通信状況検出部５１０が、ＥＶＭ指標の変動差を用いて、電波状況の変動を調べる場合を例に説明する。
　通信状況検出部５１０は、補正差動出力信号のＥＶＭ値を計算する。次に、通信状況検出部５１０は、ＥＶＭ値（ｔ）と、一つ前のタイムステップにおけるＥＶＭ値（ｔ－１）との変動差を計算する。そして、その変動差が、事前に決められた閾値より大きい場合、通信状況検出部５１０は、μ値制御部５２０に対してμ値変更通知を行う。
　μ値制御部５２０は、通信状況検出部５１０からのμ値変更通知を受け取ると、μ値を事前に設定されたμ＿ｐｒｅｄに変更し、変更後のμ値を重み決定部１６０に出力する。なお、μ値制御部５２０は、一定時間が経過した後、変更されたμ値を元の値に再設定し、再設定後のμ値を重み決定部１６０に出力する。
　以上のように、本実施の形態では、通信状況検出部５１０は、受信機５００の周辺の電波状態の変動を調べ、μ値制御部５２０は、μ値変更通知を受け取ると、μ値を事前に設定されたμ＿ｐｒｅｄに変更し、変更後のμ値を重み決定部１６０に出力する。したがっって、重み決定部１６０は、通信の状態の変化が大きい場合、あらかじめ決められた値に変更された更新係数μを用いて、重み係数を決定する。
　このようにして、受信機の電波変動がある場合、更新係数μを一時的に大きな値に変更することにより、重み付け係数の収束に要する時間を早めることができる。そして、一定期間経過した後、すなわち収束の最終段階に達した後に、μ値を元の小さな値に再設定することで、トータルでより高速に最適重み付けを決定することができる。このように、本実施の形態によれば、簡易な回路構成で、高精度に相互変調２次歪をキャンセルすることができるという効果に加えて、受信機の電波変動があった場合にでも、重み付け係数の収束に要する時間を早めることができる。
　２００９年４月３日出願の特願２００９－０９１０５７に含まれる明細書、図面及び要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。
　本発明に係る次歪補正受信機及び２次歪補正方法によれば、簡易な回路構成で、相互変調２次歪を精度よくキャンセルさせることができる。
　１００，２００，３００，４００，５００　受信機
　１１０　非線形能動素子部
　１２０　コモンモード検出部
　１３０　重み付け部
　１４０　補正信号注入部
　１５０，１５０Ａ　ＤＣ検出部
　１６０　重み決定部
　１５１　平均演算部
　１５２　カウンタ部
　１５３，１５５　更新部
　１５４　ΔＤＣ検出部
　２１０　ＬＰＦ
　３１０　ミキサ
　４１０　アンプ
　５１０　通信状況検出部
　５２０　μ値制御部
　３１１～３１６，４１１，４１２　トランジスタ

Claims (11)

  1. 　入力信号に対して非線形処理を行って差動出力信号及びコモンモード出力信号を出力する、非線形特性を持つ能動素子と、
    　前記コモンモード出力信号を抽出するコモンモード検出部と、
    　抽出された前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成する重み付け部と、
    　前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力する補正信号注入部と、
    　前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出するＤＣ成分検出部と、
    　前記平均ＤＣ成分を用いて、前記重み付け部で用いる重み付け係数を決定する重み決定部と、
    　を具備する２次歪補正受信機。
  2. 　前記重み決定部は、前記補正差動出力信号に含まれる平均ＤＣ成分をゼロにする係数を前記重み付け係数とする、
    　請求項１記載の２次歪補正受信機。
  3. 　前記重み決定部は、前記平均ＤＣ成分の値と、現時点で用いている前記重み付け係数とを用いて、前記重み付け係数を更新する、
    　請求項１記載の２次歪補正受信機。
  4. 　前記重み決定部は、前記平均ＤＣ成分の値に所定の更新係数を乗算して得られる値と、現時点で用いている前記重み付け係数とを加算することにより、更新後の重み付け係数を生成する、
    　請求項１記載の２次歪補正受信機。
  5. 　前記重み決定部は、通信の状態の変化が大きい場合は、前記更新係数をあらかじめ設定された係数に変更して、前記重み係数を決定する、
    　請求項４記載の２次歪補正受信機。
  6. 　前記ＤＣ成分検出部は、一定期間ごとに前記平均ＤＣ成分の値を前記重み付け決定部に出力する、
    　請求項１に記載の２次歪補正受信機。
  7. 　前記ＤＣ成分検出部は、前記平均ＤＣ成分の値の収束度を判定し、値が収束したと判定した場合に、前記平均ＤＣ成分を前記重み決定部に出力する、
    　請求項１に記載の２次歪補正受信機。
  8. 　前記コモンモード検出部と前記重み付け部との間に設けられ、前記コモンモード出力信号の周波数帯以外の周波数成分を除去するローパスフィルタ部を、更に具備する、
    　請求項１に記載の２次歪補正受信機。
  9. 　前記能動素子は、ミキサであり、前記入力信号の周波数をダウンコンバートする、
    　請求項１に記載の２次歪補正受信機。
  10. 　前記能動素子は、アンプであり、前記入力信号の振幅を調整する、
    　請求項１に記載の２次歪補正受信機。
  11. 　非線形特性を持つ能動素子により発生する２次歪成分を除去する２次歪補正方法であって、
    　入力信号に対して、前記能動素子が非線形処理を行って得られる差動出力信号及びコモンモード出力信号を抽出し、
    　前記コモンモード出力信号に重み付けを行うことにより、補正信号を生成し、
    　前記補正信号を前記差動出力信号に注入して、補正差動出力信号を出力し、
    　前記補正差動出力信号の平均ＤＣ成分を算出し、
    　前記平均ＤＣ成分を用いて、前記重み付けに用いる重み付け係数を決定する、
    　２次歪補正方法。
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