WO2010108341A1 - 一种绕线转子无刷双馈电机 - Google Patents

一种绕线转子无刷双馈电机 Download PDF

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phase winding
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王雪帆
舒迪宪
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华中科技大学
中国长江航运集团电机厂
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    • H02K17/16—Asynchronous induction motors having rotors with internally short-circuited windings, e.g. cage rotors
    • H02K17/165—Asynchronous induction motors having rotors with internally short-circuited windings, e.g. cage rotors characterised by the squirrel-cage or other short-circuited windings
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    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
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    • H02K3/00—Details of windings
    • H02K3/04—Windings characterised by the conductor shape, form or construction, e.g. with bar conductors
    • H02K3/12—Windings characterised by the conductor shape, form or construction, e.g. with bar conductors arranged in slots

Definitions

  • the invention belongs to the technical field of electric motors, and particularly relates to an AC brushless doubly-fed motor designed by utilizing a harmonic magnetomotive force of a rotor winding tooth. Background technique
  • the AC brushless doubly-fed motor is suitable for a variable frequency speed control system, which is characterized by reliable operation and small required inverter capacity.
  • There are two sets of windings on the stator of the motor one set of pole pairs is p and the other set of pole pairs is p 2 .
  • p the stator winding
  • a rotating magnetic field with a magnetic pole pair of /?i is generated.
  • the induced current in the rotor also generates a /3 ⁇ 4 parapolar magnetic field.
  • the direction of rotation is reversed. For example, when the inverter P2 winding is connected to the variable frequency power supply and the frequency of the variable frequency power supply is changed, the motor speed can be changed.
  • the key lies in the rotor.
  • rotor structures studied in recent years one is a reluctance rotor and the other is a cage type short-circuit winding rotor. Since the core of the reluctance rotor must be made into a salient-like structure, the windings of the cage-type short-circuit winding rotor must be made into concentric distributed short-circuit windings. Under these conditions, the two rotors can only be applied to specific The number of poles, and the performance index is quite different from the conventional AC motor rotor, and the volume is also large.
  • the AC brushless doubly-fed motor can also be used as a generator for wind power or hydropower generation where variable-speed constant-frequency output power is required.
  • Summary of the invention The object of the present invention is to overcome the defects of the prior art, and to provide an AC brushless doubly-fed motor designed according to the principle that the "tooth harmonic" and the “fundamental wave” of the winding of the electric machine are accompanied by the "rotational direction”. .
  • the rotor phase winding of the motor of the present invention has a reversed turn and the number of turns is less than nm k , and the spans of the turns are equal. All the adjacent turns of the slot in the phase winding are connected in series and then short-circuited.
  • the cross-sectional area of the rotor groove of the motor is designed according to the principle that the conductor slot fullness is equal.
  • the rotor is a non-uniform groove with different groove cross-sectional areas. shape.
  • tooth harmonic refers to the tooth harmonic magnetomotive force generated when the rotor winding flows current, which is related to the magnetoresistance of the magnetoresistive brushless doubly-fed rotor using the magnetic resistance along the circumference of the rotor core.
  • the principle of variation which affects the air gap flux density distribution and forms harmonics, is different. The principle of the present invention will be specifically described below.
  • the winding wire is usually embedded in the surface groove of the core, so that the winding
  • the turns conductors are not continuously distributed along the circumference of the core surface in an ideal sinusoidal pattern.
  • the number of times is also ⁇ ⁇ , that is, the pole logarithm
  • For the /3 ⁇ 4 woman's tooth harmonic magnetomotive force.
  • This tooth harmonic magnetomotive has two main features:
  • the harmonic magnetomotive force winding coefficient is equal to the fundamental wave magnetomotive force winding coefficient
  • the following is an example of three-phase symmetric integer slot windings. The direction of rotation of its magnetomotive force.
  • the direction of rotation of the Z + tooth harmonic magnetomotive force is the same as the direction of rotation of the fundamental wave rotating magnetomotive force with the pole pair number P1 .
  • the rotor winding is required to simultaneously generate two pole-number-rotating magnetomotive forces of / ⁇ and /3 ⁇ 4, and the rotation directions of the two pole-pair magnetomotive forces are opposite.
  • the connection method is not difficult to know from the above analysis.
  • the adjacent turns of all the slot numbers in the phase winding should be connected in series and then self-short-coupled.
  • a wound rotor winding composed of a plurality of turns is an important feature of the present invention.
  • the advantage of this is that not only the winding turns can be flexibly changed, but also the number of turns of each turn can be different to minimize the weakening.
  • the slot number phase diagram can be drawn first, as shown in Figure 1).
  • Electrical angle; 240 for 7 ⁇ 4.
  • the electrical angle of 133° the winding distribution coefficient is significantly improved, and the appropriate winding span is selected, and the higher harmonics can also be significantly reduced.
  • the new winding wire is specifically connected in such a way that the adjacent wires of each slot number in each phase winding are sequentially connected in series and then self-short-coupled, as shown in FIG. 6.
  • the rotor winding shown in Figure 6 has a higher harmonic content with a lower coefficient of drag, but the conductor utilization is lower due to the removal of more slots.
  • the unequal twist line ⁇ can be considered as described above.
  • Figure 7 shows a wiring method for a rotor winding using an unequal twisting scheme. The number of the slot number in the figure indicates the relative turns ratio.
  • the rotor groove shape can be designed to have a groove shape with different groove cross-sections.
  • the invention adopts a wound type rotor winding. Another characteristic of this type of winding is that the connection between the turns can be flexibly adopted in various ways according to actual conditions.

Description

一种绕线转子无刷双馈电机
技术领域
本发明属于电机技术领域， 具体涉及一种利用了转子绕组齿谐波磁动势 设计的交流无刷双馈电机。 背景技术
本技术领域的技术人员十分清楚，交流无刷双馈电机适用于变频调速系 统，其特点是运行可靠和所需变频器容量小等。这种电机定子上设有两套绕 组， 一套极对数为 p 另一套极对数为 p2 。 当定子绕组 接通电网电源, 产生磁极对数为/? i的旋转磁场， 转子中感应电流除产生/? i对极磁场外， 还 产生 /¾对极磁场， 这两种极对数磁场相对转子而言， 旋转方向相反,如这时 在定子 P2绕组接变频电源， 改变变频电源的频率， 就可以改变电机转速。
(电工技术杂志， 2002年第 1期， .7-10)—文中介绍了无刷双馈变频调速 电动机的工作原理及现有无刷双馈调速系统存在的一些问题。
无刷双馈变频调速电动机要想有较好的性能， 关键在于转子。近年来研 究的转子结构主要有两种， 一种为磁阻转子， 另一种为笼型短路绕组转子。 由于磁阻转子其铁芯必须制成类似凸极的结构，笼型短路绕组转子其绕组必 须制成同心式分布短路绕组，在这些条件的限制下，使得这两种转子只能适 用于特定的极数，且性能指标与常规交流电机转子相比有相当差距，体积也 较大等。
交流无刷双馈电机也能作为发电机运行，用于风力或水力发电等需要做 到变速恒频输出电能的场合。 发明内容 本发明目的在于能克服现有技术的缺陷，提供一种电机转子绕组依据绕 组磁动势中 "齿谐波"与 "基波"相伴出现， 且旋转方向相反原理设计的交流无 刷双馈电机。
为实现上述发明目的， 本发明的交流无刷双馈电机， 定子上采用了两套 极对数分别为 和/¾的三相绕组； 转子则采用多相绕线型绕组， 相数 满 足关系式： = + /72 ) / »¾ 其式中， mk=L , 当/? 为奇数时； mk= 2 , 当 为偶数时， 转子槽沿气隙圓周均匀分布， 转子槽数 Z'满足关系式： Z' = n(Pl + p2 ) 其式中， 《为正整数， 转子绕组线圏为多匝结构， 每相绕组 线圏数为《 fe, 各个线圏跨距相等， 但是线圏之间的匝数比值不同， 相绕组 线圏数≤nmk时， 相绕组中所有线圏串联后自短路联结。
本发明所述的电机转子相绕组中所有线圏匝数相等， 各个线圏跨距相 等， 当相绕组线圏数少于《 fe时， 相绕组中所有线圏串联后自短路联结。
本发明所述的电机转子相绕组中含有反接的线圏且线圏数少于 nmk, 各 个线圏跨距相等， 相绕组中所有槽号相邻的线圏顺序串联后自短路联结。
电机转子槽截面积按其中导体槽满率相等原则设计，当采用不等匝线圏 或采用等匝线圏而线圏数少于《 fe时，转子为槽截面积大小不等的非均匀槽 形。
本发明的依据是交流电机中关于绕组"齿谐波"磁动势方面的理论。应该 指出的是，这里所说的"齿谐波 "是指转子绕组流过电流时产生的齿谐波磁动 势，这一点与磁阻式无刷双馈电机转子利用沿转子铁心圓周磁阻变化， 来影 响气隙磁通密度分布而形成谐波的原理有所不同。下面具体叙述本发明的原 理。
对于实际的交流电机， 绕组线圏一般嵌放于铁心表面槽内， 这样， 绕组 线圏导体就并非沿铁心表面圓周按理想正弦规律连续分布。根据交流电机绕 组理论， 对于按极对数 设计布置的 相对称绕组线圏， 除产生极对数为 的基波磁动势外， 还将同时产生次数为 ν^Ζ ΐ, 也即极对数为 /¾=Ζ士 的齿谐波磁动势。
这种齿谐波磁动势有以下两个主要特点：
1) 谐波磁动势绕组系数与基波磁动势绕组系数相等
这一点 4艮容易证明。 以整数槽绕组为例， 对于 V 次谐波， 正常绕组系 数一般表达式为 kdyv=kdvkyv , 其中
. qa
sm ——
. va
^sm—
以上两式中， α = 1ρ πΙΖ , τ = Ζ/(2Ρι), q = Z/2mpl, ； y为用槽数表 示的线圏节距。 将齿谐波次数
Figure imgf000005_0001
± 1代入以上两式得
. qa . qa . . qa.
smv—— sm(2 士 1)—— sin ( ； r士—— )
k = 2_ 2_ 2 _ _ +κ
dv . va · (2 士 1)α · , ~ dl
q sin― q sin q sin (； τ士 ) kyv =sin ^ = s (2mq ± 1)^ = s (y 士 =士 ! 即有^ fyv = ^^ ^^为对应基波的绕组系数， 此式表明齿谐波 磁动势绕组系数与基波磁动势绕组系数相等。
2)低次齿谐波磁动势与基波磁动势旋转方向相反
齿谐波一般成对出现， 例如一阶齿谐波 =2 ± 1 , 由于其中对应次数 v=2mq -1
Figure imgf000005_0002
+ 相比较少， 因而称为低次齿谐波。 下面以三相对称整数槽绕组为例分析 其磁动势的旋转方向。
对于三相对称绕组的谐波磁动势， 每相绕组磁动势分别为
fAv =Ρφν C0SV6>C0S6¾
2 2
fBv = Έφν cosv(e -—π) cos(i¾ ~^π)
4 4
fCv =¥ φν cos (6>-- π) cos(6¾ --π) 以上三式中， 令 =l , 可推导得出三相基波合成磁动势为 fx (t, ^)= F co^t -Θ); 令 v =2mq - 1 , 同样可推导得出三相齿谐波合成磁动 势为 ， ）= 。08(^ +
Figure imgf000006_0001
— 1, 极 对数为 p2= Z - Pl的齿谐波磁动势旋转方向与极对数为 Pl的基波旋转磁动 势旋转方向相反， 同样也可以证明极对数为/ ¾=Z + 的齿谐波磁动势旋转 方向与极对数为 Pl的基波旋转磁动势旋转方向相同。 按无刷双馈电机原理， 要求转子绕组能同时产生 /^和 /¾两种极对数旋 转磁动势， 且这两种极对数磁动势的旋转旋转方向相反。 根据这样的要求， 首先确定所需要功率绕组的极对数 Pl, 然后根据选择控制绕组的极对数 p2, 并按前述反转齿谐波表达式 p2= Z-Pl, 及在满足转子绕组对称性条件的前 提下， 选取转子槽数 Z满足关系式 /¾= Z- ^。 这样就可能使所获得转子绕 组同时满足对于极对数 Pl和 p2的对称性条件， 并同时产生这两种极对数旋 转磁动势， 且可保证其旋转方向相反， 这时转子绕组相数 m = Zlmk ={px + p2)/mk(mk=l, 当 Z为奇数时； mk=2 , 当 Z为偶数时）， 每相绕组线圏数则为 mk。
显然， 根据上述关系式/? i=Z- /¾, 不难得知现在的极对数/?和 互为 齿谐波； 又根据齿谐波绕组系数与基波绕组系数相等的原理，对于用于无刷 双馈电机转子绕组， 只要针对极对数 /? 设计成高绕组系数， 那么对于另一 个极对数 /¾, 也就自动具有高绕组系数。
按照以上所述的确可以得到所需要的齿谐波转子绕组。 不过， 这样的转 子绕组所产生磁动势中， 除了有用的极对数 和/¾齿谐波外， 还存在着次 数为 v = 2 ¾±l (k=l, 2, 3, …正整数）等更高阶次的齿谐波， 这些齿 谐波， 尤其是其中阶次较低的， 相对于极对数 和/¾齿谐波磁势的幅值将 会很大, 严重影响无刷双馈电机的性能， 必须尽可能设法削弱， 以减小其影 响。
根据电机学原理，增加转子槽数，从而使得转子绕组分布效应增大是削 弱高次齿谐波一种有效办法。 为保证有用的极对数 和/¾磁势对称性， 转 子槽数应按 Z = ρλ + /72的整倍数增加， 也即新的转子槽数 Z'应满足关系式 Z' = nZ = n(Pl +p2) ( n=l, 2, 3, …正整数）， 这时转子绕组相数仍为 m = Z/mk ,但每相线圏数则为 nmk,其具体连接方式，由以上分析不难得知， 应将相绕组中所有槽号相邻的线圏顺序串联后再作自短路联结。
但是， 另一方面，这样的分布效应也不可避免地会削弱有用的一阶齿谐 波。 为保证这时的无刷双馈电机有着良好的性能， 必须设法使得其转子绕组 所能产生的一阶齿谐波磁势幅值尽可能大，而除此之外的其它高次谐波磁势 幅值尽可能小。
值得注意的是， 若增加槽数后的全部转子槽仍沿转子圓周均勾分布，且 采用等跨距线圏的情况下，这时转子每相绕组中总会有一些线圏产生的感应 电势是相互抵消的，为保证转子绕组能够产生较强的一阶齿谐波磁势就必须 去掉一部分线圏， 至于哪些线圏应当去掉， 如上所述， 需要遵循极对数 /^ 和 /¾磁势幅值最大同时其它高次谐波含量最小的原则， 依据绕组磁势谐波 分析结果来判定。
采用多匝线圏构成的绕线型转子绕组是本发明的重要特点，这样做的好 处是不但绕组线圏跨距可以灵活改变，每个线圏的匝数也可以不同， 以达到 最大程度削弱高次谐波的目的。 附图说明
图 1本发明当 )Ζ=6,
Figure imgf000008_0001
三相槽号相位分布 图；
图 2本发明当 β) Ζ=6, ρ2=2 槽号相位图； b) p2=2 三相槽号相位分布 图；
图 3本发明当 Z=6,
Figure imgf000008_0002
, 三相绕线转子绕组接线图；
图 4本发明当 Z=54, p2=2 三相槽号相位分布图；
图 5本发明当 Z=54, Pl=4 槽号相位图与三相槽号相位分布图； 图 6本发明当 7^A,plP2= 去掉一些线圏的绕线转子绕组接线图； 图 7本发明当 H,j lPl= ,y=， 不等匝线圏绕线转子绕组接线图； 图 8本发明当 Z=54, Pll p2=4/2, y=7 具有反接线圏的绕线转子绕组接 线图； 具体实施方式
下面用实例说明本发明的实施。
有一台齿谐波无刷双馈电机转子， 其功率绕组极对数为 /^=4, 选取控 制绕组极对数为 p2=2, 根据关系式 选取转子槽数为 Z=/?1+jp2 = 6， 又根据关系式 = Z/ fe：^ /^/；^ ^ ， 当 Z为奇数时； mk=2 , 当 Z 为偶数时）， 可知转子绕组相数 =Z/ fe=6/2=3。
对于 Z=6, Pl=4, p2=2, m=3的转子绕组， 若要求得到具体的接线方式， 可先画出槽号相位图， 如图 1 )所示， 以此可确定各相槽号分布如图 所 示， 可以看出， 这时对于/?=4为三相绕组， 若取线圏跨距 _y=l, 这时相绕 组分布系数为 1; 而对于 /¾=2, 参见图 2, 图 2a)为 /¾=2槽号相位图， 图 21ή 为 /¾=4时确定的三相槽号再按 /¾=2相位重新分布图，可以看出，这时对于 /¾=2也同样为三相绕组， 相绕组分布系数也为 1。 这一点符合前述关于 "齿 谐波"的理论叙述。
对比图 和图 可以看出， Ρι=4时的 A、 B、 C三相槽号分布相序 与 /¾=2时的 A、 B、 C三相槽号分布相序正好相反， 这一点也符合前述关 于无刷双馈电机转子工作原理的要求。
图 3所示为 Z= 6, Pl=4, p2=2三相绕组具体接线方式。
不过， 正如前所述， 直接按所谓"齿谐波 "原理得到的转子绕组， 因为转 子槽数过少，会含有较多的高次谐波导致电机过大的振动与噪音， 这样在实 际中就会难以得到应用， 为解决这个问题， 考虑采用更多的转子槽数。 根据 前述关系式^^/^二 /^+；^), 取 w=9, 则新的转子槽数 Z' = «Z = 54, 转 子绕组相数仍为 = Z / fe = 3 , 但这时每相线圏数则为 nmk=9x2。
增加转子槽数可显著削弱转子绕组磁势高次谐波，但同时所需要的基波 也会不可避免受到削弱。图 4和图 5所示为转子槽数为 Z=54,当极对数 /¾=2 和 7^=4时的三相线圏槽号相位分布， 可以看出， 这时的转子绕组相带宽对 于 p2=2为 120。电角度；对于 7^=4则为 240。电角度，绕组分布系数和槽数增 加前的 Z=6相比大大降低了。 为改善这一点， 可以考虑去掉相带边缘的一 些槽号，例如，在图 4或是 5中去掉如图中虚线框中的槽号，这样处理之后， 对于 /¾=2 , 相带宽变为 67°电角度； 对于 7^=4则变为 133°电角度， 绕组分 布系数显著提高， 选取适当线圏跨距， 其中高次谐波也可显著降低。 去槽以 后新的绕组线圏具体接线方式为每相绕组中所有槽号相邻的线圏顺序串联 后再作自短路联结， 如图 6所示。
图 6所示转子绕组有较高的绕阻系数较低的高次谐波含量，但由于去掉 了较多的槽号， 导体利用率较低。 为提高导体利用率， 并进一步降低绕组磁 势谐波含量， 因为本发明绕组线圏为多匝结构， 因此， 如前所述， 可考虑采 用不等匝线圏。 图 7为采用不等匝线圏方案转子绕组的一种接线方式， 图中 槽号上标数字表示相对匝数比值。
丟掉一部分线圏或采用不等匝线圏往往会造成转子槽满率不相等，为解 决这一问题，可以将转子槽形按槽满率相等的原则设计成槽截面大小不同的 槽形。
本发明采用的是绕线型转子绕组，这种类型绕组另一个特点是， 线圏之 间的连接可以根据实际情况要求灵活采用多种方式。 图 8所示为 Z=54, Pll
Figure imgf000010_0001
的一种具有反接线圏连接的转子绕组接线法， 这种接线的特点 是， 除了谐波含量较低外， Ρ ί =4绕组系数也较高， 为 0.9092 , 至于 ρ2 =2 的绕组系数则为 0.4546。

Claims

权 利 要 求 书
1. 一种绕线转子无刷双馈电机， 其特征在于： 定子上布置有两套绕组 极对数分别为 和/¾的三相绕组； 其转子上布置有多相绕线型绕组， 相数 满足关系式： m = (pl + p2 ) l mk 式中， fe=l , 当 为奇数时， mk= 2 , 当 为偶数时， 转子槽沿气隙圓周均匀分布， 转子槽数 Z'满足关系 式：
Figure imgf000011_0001
式中， 《为正整数， 转子绕组线圏为多匝结构， 每相绕组 线圏数为《 fe, 各个线圏跨距相等， 但是线圏之间的匝数比值不同， 相绕组 线圏数≤« fe时， 相绕组中所有线圏按槽号顺序依次串联后自短路联结。
2. 按权利要求 1所述的一种绕线转子无刷双馈电机， 其特征是： 电机 转子相绕组中所有线圏匝数相等，各个线圏跨距相等，当相绕组线圏数 < nmk 时， 相绕组中所有线圏按槽号顺序依次串联后串联后自短路联结。
3. 按权利要求 1或 2所述的一种绕线转子无刷双馈电机， 其特征是： 电机转子相绕组中含有反接的线圏且线圏数< ^¾, 各个线圏跨距相等， 相 绕组中所有线圏串联后自短路联结。
4. 按权利要求 1所述的一种绕线转子无刷双馈电机， 其特征是： 电机 转子槽截面积按其中导体槽满率相等原则设计，当采用不等匝线圏或采用等 匝线圏而线圏数< ^¾时， 转子为槽截面积大小不等的非均匀槽形。
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