WO2010101173A1 - 送信装置、受信装置および通信システム - Google Patents

送信装置、受信装置および通信システム Download PDF

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WO2010101173A1
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unit
doping
bit
sequence
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理 中村
泰弘 浜口
一成 横枕
淳悟 後藤
宏樹 高橋
信介 衣斐
政一 三瓶
伸一 宮本
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シャープ株式会社
国立大学法人大阪大学
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    • H04L1/007—Unequal error protection

Definitions

  • the present invention relates to a technique for inserting a known doping bit sequence into an information bit sequence.
  • Gray coding is the most common signal point arrangement. As shown in FIG. 10, 1 bit is used to minimize the bit error that occurs when a symbol error occurs in each symbol adjacent in the vertical or horizontal direction. Only arranged differently. There is also a modulation scheme called multilevel coding. Multi-layer coding is a modulation scheme in which a modulation signal is configured as multi-layer QPSK as shown in the figure, for example, when 4-bit transmission is performed in one transmission opportunity.
  • Non-Patent Document 1 proposes a method of performing different encoding for each layer in multilevel encoding.
  • multilevel encoding as shown in FIG. 11B, the distance between signal points in layer 2 is different from the distance between signal points in layer 1. Therefore, when the same error correction code is used for each layer, the transmission characteristics are different.
  • Non-Patent Document 1 when there are M layers, the information source is encoded by an encoder having a different coding rate for each layer, and a DA converter (modulation) A communication system that converts bits into symbols and transmits them has been proposed.
  • the coding rate is increased because layer 2 has a long distance between signal points, and the coding rate is high because layer 1 has a short distance between signal points.
  • error correction coding with appropriate redundancy can be performed even when information is carried on the amplitude, and the transmission characteristics of the entire transmission sequence can be improved.
  • Non-Patent Document 2 shows that improvement in characteristics can be expected by feeding back the output of the decoder to the demodulator and using it as prior information at the time of demodulation.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and a transmitting apparatus and a receiving apparatus that can obtain a high coding modulation gain without reducing the overall redundancy by using the current encoder configuration.
  • An object is to provide an apparatus and a communication system.
  • the transmitting apparatus of the present invention is a transmitting apparatus that transmits a radio signal to a receiving apparatus, and a known doping between the receiving apparatus and an information bit sequence transmitted to the receiving apparatus.
  • a doping unit for inserting a bit sequence, an encoding unit for performing error correction coding on the bit sequence in which the doping bit sequence is inserted, and puncturing the bit sequence on which the error correction coding has been performed A puncturing unit and a wireless transmission unit that transmits the punctured bit sequence are provided.
  • the transmission device of the present invention further includes a sequence division unit that divides an information bit sequence to be transmitted to the reception device into a plurality of bit sequences, and the doping unit includes the divided bit sequence.
  • the doping bit sequence is inserted into at least one bit sequence, and the encoding unit is configured to insert a bit sequence in which the doping bit sequence is inserted or a bit sequence in which the doping bit sequence is not inserted.
  • error correction coding is performed.
  • a doping bit sequence is inserted into at least one bit sequence among the divided bit sequences, and a bit sequence in which a doping bit sequence is inserted or a bit sequence in which a doping bit sequence is not inserted.
  • error correction coding since error correction coding is performed, the propagation characteristics of each layer can be adjusted, and as a result, the overall propagation characteristics can be improved. Further, by inserting a doping bit sequence, it is possible to improve the error correction capability without changing the configuration of the error correction encoding unit.
  • the sequence division unit divides an information bit sequence to be transmitted to the reception device into bit sequences of the number of layers, and the doping unit includes the divided bits.
  • the doping bit sequence is inserted into a bit sequence corresponding to at least one layer in the sequence, and the puncture unit includes the bit sequence in which the doping bit sequence is inserted and the doping bit sequence. Puncturing is performed at different puncture rates for non-bit sequences.
  • a doping bit sequence is inserted into a bit sequence corresponding to at least one of the divided bit sequences, and a bit sequence in which a doping bit sequence is inserted and a doping bit sequence are inserted. Puncturing is performed at different puncture rates with respect to the bit sequence that is not performed, so changing the puncture rate for each layer or inserting a doping bit sequence using the fact that the propagation characteristics of each layer are different As a result, the propagation characteristics of each layer can be adjusted. As a result, the overall propagation characteristics can be improved, and the error correction capability can be improved without changing the configuration of the error correction encoding unit.
  • the receiving device of the present invention is a receiving device that receives a radio signal transmitted from a transmitting device, and is inserted into the bit sequence and a radio receiving unit that extracts a bit sequence from the received radio signal. And a decoding unit that performs error correction decoding on the received bit sequence based on the information indicating the doping bit sequence and the insertion position thereof.
  • the error correction decoding is performed on the received bit sequence based on the doping bit sequence inserted in the bit sequence and the information indicating the insertion position, so the number of state transitions can be reduced.
  • the error correction capability can be increased.
  • the receiving apparatus of the present invention further includes a sequence combining unit that combines a plurality of divided bit sequences, and the decoding unit includes a bit sequence into which the doping bit sequence is inserted and the doping bit sequence. Each of the bit sequences not inserted is subjected to error correction decoding, and the sequence combining unit combines the error correction decoded bit sequences to output an information bit sequence. .
  • the error correction decoding is performed on the received bit sequence based on the doping bit sequence inserted in the bit sequence and the information indicating the insertion position, so the number of state transitions can be reduced.
  • the error correction capability can be increased.
  • the receiving apparatus of the present invention further includes a MAP demodulating unit that performs demodulation using the bit sequence input from the radio receiving unit and the bit sequence subjected to the error correction decoding, and the error correcting unit. It is characterized in that decoding in the decoding unit and demodulation in the MAP demodulation unit are repeated an arbitrary number of times.
  • the transmission apparatus can maintain predetermined communication quality even if the number of bits of the doping bit sequence is reduced or the puncture rate is increased. Is possible. This makes it possible to perform transmission with better frequency utilization efficiency.
  • the communication system according to the present invention includes the transmission device according to (1) and the reception device according to (4), the transmission device according to (2), or the reception device according to (5). It is characterized by being.
  • the propagation characteristics of the layer can be adjusted.
  • the error correction capability can be improved without changing the configuration of the error correction encoding unit.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a schematic configuration of a transmission apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • narrow band single carrier transmission is assumed for the sake of simplicity, but the present invention is based on OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) or DFT-S-OFDM (Discrete) which is multicarrier transmission. It is also applicable to broadband single carrier transmission such as Fourier Transform Spread OFDM).
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • DFT-S-OFDM Discrete
  • broadband single carrier transmission such as Fourier Transform Spread OFDM
  • an N-bit information bit sequence to be transmitted is divided by the sequence division unit 10 into the number of layers.
  • the number of layers is 2 for simplicity, but the present invention can be implemented even when the number of layers is 3 or more.
  • description will be made on the assumption that N bits are divided into N 1 bits and N 2 bits in sequence dividing unit 10.
  • the N 1 bit sequence output from the sequence division unit 10 is input to the doping unit 23.
  • the doping unit 23 inserts (doping) a known bit sequence between the transmitting device and the receiving device at a known location.
  • the doping bit sequence to be doped may be any one such as an M sequence or a Gold sequence as long as it is known between the transmission device and the reception device.
  • the place to be inserted may be discrete or continuous.
  • the sequence in which the doping process is performed on the N 1- bit information bit sequence is (1 + ⁇ ) N 1 bit.
  • the output of the doping unit 23 is input to the encoding unit 11a in FIG. 1, and error correction encoding is performed.
  • the encoding unit 11a performs error correction encoding such as turbo code or convolutional code.
  • error correction encoding such as turbo code or convolutional code.
  • turbo code a turbo code is used as an error correction code
  • the present invention can be applied even when another error correction code (for example, a convolutional code) is assumed.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the encoding unit 11a (11b). 2
  • the input information bit sequence is input to the copy unit 12
  • a copy of the information bit sequence N 1 bits is performed.
  • the first output from the copy unit 12 is directly input to the P / S conversion unit 13 as a systematic (organization) bit.
  • the second output of the copy unit 12 is input to the RSC unit 14a.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of the RSC unit 14a.
  • the RSC unit 14a performs encoding using a recursive systematic convolutional code (Recursive Systematic Convolutional code).
  • a recursive systematic convolutional code Recursive Systematic Convolutional code
  • the RSC unit 14a has a configuration in which one parity (redundant) bit is output per one input information bit by the delay circuits 15a and 15b and the exclusive OR circuits 16a to 16c. take.
  • the RSC unit 14b has the same configuration.
  • FIG. 4 is a state transition diagram of the RSC unit 14a (RSC unit 14b).
  • the numbers surrounded by squares indicate the states of the shift registers (delay circuits 15a and 15b).
  • the numbers described in the arrow and the vicinity thereof represent the shift of the state of the shift register and (input information bit / output redundant bit) at that time. For example, the transition from the state “10” to the state “01” indicates that the input information bit is “1” and the information bit output at this time is “0”. In this way, encoding is performed with constraints on the input information bits, the state of the shift register, and the output redundant bits.
  • the third output of the copy unit 12 is input to the interleave unit 17.
  • the interleave unit 17 changes the sequence of information bits and outputs the information bit to the RSC unit 14b.
  • the P / S conversion unit 13 performs P / S (Parallel-to-Serial) conversion on the systematic bits and the two redundant bits, and outputs a coded bit sequence.
  • coding rate as 1/3, if the coding rate of error correction code and R o, the number of coded bits P / S conversion unit outputs the formula (1) Indicated.
  • the coded bit sequence represented by Expression (1) is input to the puncturing unit 15 in the coding unit.
  • Puncturing is performed on the number of bits indicated by equation (2).
  • the puncture unit 15 outputs the number of bits represented by Expression (3).
  • the output of the encoding unit is input to the doping bit removal unit.
  • the doping bit removal unit removes the doping bit N 1 ⁇ inserted in the information bit. That is, the doping bit removal unit 20b outputs a series of the number of bits represented by Expression (4) to the interleaving unit 21a.
  • the coding rate R 1 of layer 1 is expressed by equation (5).
  • the information bit sequence of N 2 bits output from the sequence division unit 10 in FIG. 1 is input to the encoding unit 11b.
  • This encoding unit 11b is premised on using the same one as the encoding unit 11a used in layer 1. Therefore, the number of bits output from the P / S conversion unit in the encoding unit 11b is N 2 / R o .
  • the output of the encoding unit 11b is input to the puncturing unit 20b.
  • the puncture rate is punctured by the same puncture rate as that of the encoding unit 11a.
  • the output of the puncturing unit 15 shown in FIG. 2 is input to the puncturing unit 20b as the output of the encoding unit 11b.
  • the puncturing unit 20b performs puncturing so that the total puncturing rate with the puncturing rate of the puncturing unit in the encoding unit 11b is ⁇ ′. Therefore, the number of bits output from the puncturing unit 20b is expressed by Expression (6).
  • the coding rate R 2 of the layer 2 is as follows.
  • the bit sequence output from the doping bit removal unit 20a and the puncturing unit 20b is input to the multilayer modulation unit 22 via the interleaving units 21a and 21b.
  • the multi-layer modulation unit 22 applies multi-layer modulation (multi-level encoding) using the input layer 1 and layer 2 bit sequences. For example, a QPSK signal point constellation with an amplitude gain of 1 is formed for the code bit sequence output by the interleave unit 21a.
  • a QPSK signal point arrangement with an amplitude gain of 0.5 is formed, and a symbol sequence is generated by synthesizing two QPSK signal points.
  • the symbol sequence output from the multilayer modulation unit 22 is input to the wireless transmission unit 24 and is transmitted from the antenna unit 25 after applying D / A (Digital-to-Analog) conversion, filtering, up-conversion, and the like.
  • D / A Digital-to-Analog
  • a high coding modulation gain can be obtained by flexibly exchanging redundancy according to the distance between signal points of each layer of multilevel coding.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a schematic configuration of the receiving apparatus according to the present embodiment.
  • a signal received by the antenna unit 30 is input to the radio reception unit 31, and processing such as down-conversion, filtering, and A / D (Analog-to-Digital) conversion is applied.
  • the output of the radio reception unit 31 is input to the propagation path compensation unit 32, and the influence received on the propagation path is compensated.
  • the output of the propagation path compensation unit 32 is input to the multi-layer demodulation unit 33.
  • the multi-layer demodulator 33 calculates a bit log likelihood ratio (Log Likelihood Ratio; LLR) based on the signal point arrangement of multi-layer modulation (multi-level encoding).
  • LLR bit log likelihood ratio
  • the bit LLR is input to the deinterleaving units 34a and 34b for each layer, and a process of returning the order changed in the transmission apparatus is performed.
  • the output of the deinterleaving unit 34b is input to the decoding unit 35b.
  • decoding is performed using the state transition diagram (for example, refer FIG. 4) comprised based on an encoder.
  • the decoding unit 35b calculates the probability of each state transition (calculated from the bit LLR), but the bit LLR is calculated as 0 for the redundant bit punctured by the transmission device.
  • Decoding unit inputs a hard decision bit sequence to decoding of N 2 bits in series connection.
  • the layer 1 bit LLR output from the multi-layer demodulator 33 is input to the decoder 35a after the sequence order is returned by the deinterleaver 34a.
  • the decoding unit 35a calculates the bit LLR as 0 for redundant bits punctured by the transmission device.
  • doping information (a series of doping bits, a position to be inserted) is input to the decoding unit 35a.
  • the decoding unit 35a knows that the organization (doping) bit is not transmitted in a certain state transition from the doping information. Therefore, as shown in FIG. 8, for example, when the doping bit “0” is input in the transmission apparatus, the state transition due to the input “1” is excluded. Therefore, when the doping bit is inserted, the right side of FIG. A state transition diagram as shown in FIG.
  • the number of state transitions is reduced by half in the decoding units 35a and 35b of the reception device, so that the error correction capability of the decoding units 35a and 35b can be increased. Become.
  • the outputs of the decoding units 35a and 35b are input to the sequence combination unit 36.
  • the sequence coupling unit 36 processing for returning the sequence divided on the transmission device side is performed.
  • the sequence combination unit 36 outputs an information bit sequence.
  • the hard decision outputs of the decoding units 35a and 35b are output as information bits as they are, but the outputs of the decoding units 35a and 35b are fed back to the multi-layer MAP demodulator, and the multi-layer MAP demodulator
  • the characteristics can be improved by performing MAP (Maximum A Priori) estimation. Since the transmitter configuration is the same as that of the first embodiment, the receiver configuration will be described with reference to the drawings.
  • FIG. 9 is a block diagram showing a schematic configuration of a receiving apparatus according to the second embodiment.
  • the signal received by the antenna unit 40 is input to the propagation path compensation unit 42 via the radio reception unit 41.
  • the propagation path compensation unit 42 performs processing for compensating for the influence of the signal on the propagation path.
  • the output of the propagation path compensation unit 42 is input to the multi-layer MAP demodulation unit 43.
  • the signal processing of the multi-layer MAP demodulator 43 will be described later, but the multi-layer MAP demodulator 43 calculates the bit LLR for each layer, the layer 1 bit LLR to the deinterleave unit 44a, and the layer 2 bit LLR to Output to the interleave unit 44b.
  • the output of the deinterleaving unit 44a is input to the decoding unit 45a. Similar to the first embodiment, the decoding unit 45a performs error correction decoding in consideration of the insertion of doping bits. Then, the encoded bit LLR after error correction is input to the interleave unit 46a. Note that the input LLR (preliminary LLR) to the decoding unit 45a is subtracted from the output LLR (post-LLR) of the decoding unit 45a and input to the interleaving unit 46a so that the output of the decoding unit 45a becomes an external LLR. Good.
  • the interleaving unit 46a switches the sequence order of the bit LLRs in the same order as the interleaving unit 21a of the transmission apparatus shown in FIG. Similar processing is performed for layer 2 as well. That is, the bit LLR sequence output from the multi-layer MAP demodulator 43 is input to the decoder 45b via the deinterleaver 44b. Similarly to the first embodiment, the decoding unit 45b performs error correction decoding using doping information, and outputs the obtained bit LLR to the multilayer MAP demodulation unit 43 via the interleaving unit 46b.
  • h (t), s (t), and n (t) are a propagation path, a transmission symbol, and noise at time t, respectively.
  • s (t) is a J-bit coded bit ⁇ b 1 (t), b 2 (t),. . . , B J (t) ⁇ .
  • the LLR (external LLR) ⁇ E (b j (t)) output from the multilayer MAP demodulator 43 is given by Expression (10).
  • ⁇ A (b j (t)) is a prior LLR, and is input from the interleave unit 46a and the interleave unit 46b.
  • ⁇ P (b j (t)) is a posterior LLR and is given by Expression (11).
  • the posterior LLR ⁇ P (b j (t)) is expressed by Expression (12), considering that the bit probability is the sum of the probabilities of symbols included in the bits as constituent bits.
  • equation (13) is obtained.
  • s i (t)] is the probability that the received signal will be r (t) under the condition that the transmission symbol is s i (t), and the noise is said to be Gaussian. Under the assumption, it is expressed by equation (14).
  • ⁇ 2 represents noise variance.
  • the present invention includes a case where only the maximum value is considered instead of calculating ⁇ in the equation (13).
  • Pr [s i (t)] in equation (13) is the probability of occurrence of the symbol s i (t), and can be expressed by equation (15) using the LLR output from the interleave unit. .
  • the multi-layer MAP demodulator 43 calculates LLR ⁇ E (b j (t)) of each bit based on the above formula and outputs it to the deinterleave units 44a and 44b for each layer.
  • LLR ⁇ E (b j (t)) of each bit based on the above formula
  • LLR ⁇ E (b j (t)) of each bit based on the above formula
  • LLR ⁇ A (b j (t)) is set to 0 and external LLR is calculated.
  • the hard decision value (0 or 1) of the a posteriori LLR calculated by the decoding units 45a and 45b is input to the sequence combining unit 47 to combine the bit sequences of the layers, Output as bits.
  • sequence division unit 11a encoding unit 11b encoding unit 20a doping bit removing unit 20b puncturing unit 21a interleaving unit 21b interleaving unit 22 multilayer modulating unit 23 doping unit 24 radio transmitting unit 25 antenna unit 30 antenna unit 31 radio receiving unit 32 propagation Path compensator 33 Multi-layer demodulator 34a Deinterleaver 34b Deinterleaver 35a Decoder 35b Decoder 36 Sequence combiner 40 Antenna unit 41 Radio receiver 42 Propagation channel compensator 43 Multilayer MAP demodulator 44a Deinterleaver 44b Deinterleaver 44b Interleaving unit 45a Decoding unit 45b Decoding unit 46a Interleaving unit 46b Interleaving unit 47 Sequence combining unit

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Abstract

　符号器構成が決まっているシステムにおいても、送信装置および受信装置間で既知のドーピングビット系列を、送信する情報ビット系列に挿入することによって、復号器の性能を向上させる。受信装置に対して無線信号を送信する送信装置であって、前記受信装置に対して送信する情報ビット系列に対して、前記受信装置との間で既知のドーピングビット系列を挿入するドーピング部２３と、ドーピングビット系列が挿入されたビット系列に対して、誤り訂正符号化を行なう符号化部１１ａ、１１ｂと、誤り訂正符号化がされたビット系列に対してパンクチャを行なうパンクチャ部と、パンクチャがされたビット系列を送信する無線送信部２４と、を備える。

Description

送信装置、受信装置および通信システム
　本発明は、情報ビット系列に対して、既知のドーピングビット系列を挿入する技術に関する。
　シャノンによる情報理論の創設以来、無線通信システムの高速大容量化を目的として、与えられた無線通信路に対する伝送可能な通信速度の上限であるシャノン限界を実現するための伝送方式について多くの検討がなされてきた。シャノン限界に漸近させるための技術として、符号化と変調が挙げられるが、符号化方式では、高い誤り訂正機能を有するターボ符号が、現在の無線通信システムでは多く用いられており、様々な標準規格で採用されている。
　一方、変調方式では、より大きな伝送容量の実現のために、多値変調における最適信号点配置が検討されている。信号点配置としてはグレイ符号化が最も一般的であり、図１０に示すように垂直あるいは水平方向に隣り合う各シンボルにおいて、シンボル誤りの際に発生するビット誤りを最小限に抑えるために１ビットのみ異なるように配置されている。また、マルチレベル符号化と呼ばれる変調方式も存在する。マルチレイヤ符号化とは、例えば、１回の伝送機会に４ビットの送信を行なう場合、図のようにマルチレイヤのＱＰＳＫとして変調信号を構成する変調方式である。
　符号化と変調は、長い間独立に検討されてきたが、さらなるシャノン限界への漸近化を目指し、両技術を融合して最適化を図る符号化変調方式が検討されるようになった。例えば、非特許文献１では、マルチレベル符号化においてレイヤ毎に異なる符号化を行なう手法が提案されている。マルチレベル符号化では、図１１Ｂに示すように、レイヤ２の信号点間距離と、レイヤ１の信号点間距離が異なる。そのため、各レイヤに対して同一の誤り訂正符号を用いた場合、伝送特性が異なる。
　つまり、レイヤ２と比較して、レイヤ１の伝送特性が著しく劣化してしまう。そこで、非特許文献１では、図１２に示すように、Ｍ個のレイヤがある場合、情報源は、レイヤ毎にそれぞれ異なる符号化率の符号器によって符号化され、Ｄ－Ａ変換器（変調器）によってビットからシンボルに変換し送信する通信システムが提案されている。
　例えば、図１１Ａおよび図１１Ｂに示すようなマルチレベル符号化を行なった場合、レイヤ２は信号点間距離が長いため、符号化率を上げ、レイヤ１は信号点間距離が短いため符号化率を下げることで、振幅に情報を乗せる場合でも適切な冗長度の誤り訂正符号化が可能となり、送信系列全体の伝送特性を向上させることができる。
　また、近年では、繰り返し信号検出を符号化変調方式に利用することで、さらなる伝送容量の改善が実現できるＢＩＣＭ－ＩＤ(Bit Interleaved Coded Modulation with Iterative Detection)も検討されている。例えば、非特許文献２では、復号器の出力を復調器にフィードバックし、復調時に事前情報として用いることで特性改善が望めることが示されている。
H. Imai, S. Hirakawa, "A New Multilevel Coding Method UsingError-Correcting Codes," IEEE May 1977, Trans. Inform. Theory, vol. IT-23, No.3. X. Li, J. A. Ritcey, "Bit-interleaved coded modulation withiterative decoding using soft feedback," IEEE , May 1998 Commun. Lett., vol. 34, no. 10, pp. 942-943.
　本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、現行の符号器構成を用いて全体の冗長度を下げることなく高い符号化変調の利得を得ることを可能とする送信装置、受信装置、および通信システムを提供することを目的とする。
　（１）上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような手段を講じた。すなわち、本発明の送信装置は、受信装置に対して無線信号を送信する送信装置であって、前記受信装置に対して送信する情報ビット系列に対して、前記受信装置との間で既知のドーピングビット系列を挿入するドーピング部と、前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列に対して、誤り訂正符号化を行なう符号化部と、前記誤り訂正符号化がされたビット系列に対してパンクチャを行なうパンクチャ部と、前記パンクチャがされたビット系列を送信する無線送信部と、を備えることを特徴としている。
　このように、受信装置に対して送信する情報ビット系列に対して、前記受信装置との間で既知のドーピングビット系列を挿入するので、レイヤの伝搬特性を調整することが可能となると共に、誤り訂正符号化部の構成を変更することなく誤り訂正能力を向上させることが可能となる。
　（２）また、本発明の送信装置は、前記受信装置に対して送信する情報ビット系列を、複数のビット系列に分割する系列分割部をさらに備え、前記ドーピング部は、前記分割されたビット系列のうち、少なくとも一つのビット系列に対して、前記ドーピングビット系列を挿入し、前記符号化部は、前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列または前記ドーピングビット系列が挿入されていないビット系列に対して、誤り訂正符号化を行なうことを特徴としている。
　このように、分割されたビット系列のうち、少なくとも一つのビット系列に対して、ドーピングビット系列を挿入し、また、ドーピングビット系列が挿入されたビット系列またはドーピングビット系列が挿入されていないビット系列に対して、誤り訂正符号化を行なうので、各レイヤの伝搬特性を調整することができ、その結果、全体の伝搬特性を向上させることが可能となる。また、ドーピングビット系列を挿入することによって、誤り訂正符号化部の構成を変更することなく誤り訂正能力を向上させることが可能となる。
　（３）また、本発明の送信装置において、前記系列分割部は、前記受信装置に対して送信する情報ビット系列を、レイヤ数のビット系列に分割し、前記ドーピング部は、前記分割されたビット系列のうち、少なくとも一つのレイヤに対応するビット系列に対して、前記ドーピングビット系列を挿入し、前記パンクチャ部は、前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列と、前記ドーピングビット系列が挿入されていないビット系列とに対して、それぞれ異なるパンクチャ率でパンクチャを行なうことを特徴としている。
　このように、分割されたビット系列のうち、少なくとも一つのレイヤに対応するビット系列に対して、ドーピングビット系列を挿入し、また、ドーピングビット系列が挿入されたビット系列と、ドーピングビット系列が挿入されていないビット系列とに対して、それぞれ異なるパンクチャ率でパンクチャを行なうので、各レイヤの伝搬特性が異なることを利用して、レイヤ毎にパンクチャの割合を変更したり、ドーピングビット系列を挿入したりすることによって、各レイヤの伝搬特性を調整することが可能となる。その結果、全体の伝搬特性を向上させることが可能となり、また、誤り訂正符号化部の構成を変更することなく誤り訂正能力を向上させることが可能となる。
　（４）また、本発明の受信装置は、送信装置から送信された無線信号を受信する受信装置であって、受信した無線信号からビット系列を抽出する無線受信部と、前記ビット系列に挿入されているドーピングビット系列およびその挿入位置を示す情報に基づいて、受信したビット系列に対して、誤り訂正復号化を行なう復号部と、を備えることを特徴としている。
　このように、ビット系列に挿入されているドーピングビット系列およびその挿入位置を示す情報に基づいて、受信したビット系列に対して、誤り訂正復号化を行なうので、状態遷移数を少なくすることが可能となり、誤り訂正能力を高めることが可能となる。
　（５）また、本発明の受信装置は、分割された複数のビット系列を結合する系列結合部をさらに備え、前記復号部は、前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列および前記ドーピングビット系列が挿入されていないビット系列に対して、それぞれ誤り訂正復号化を行ない、前記系列結合部は、前記誤り訂正復号化された各ビット系列を結合して、情報ビット系列を出力することを特徴としている。
　このように、ビット系列に挿入されているドーピングビット系列およびその挿入位置を示す情報に基づいて、受信したビット系列に対して、誤り訂正復号化を行なうので、状態遷移数を少なくすることが可能となり、誤り訂正能力を高めることが可能となる。
　（６）また、本発明の受信装置は、前記無線受信部から入力されたビット系列と、前記誤り訂正復号化されたビット系列とを用いて復調を行なうＭＡＰ復調部をさらに備え、前記誤り訂正復号部における復号と前記ＭＡＰ復調部における復調とを任意の回数繰り返すことを特徴としている。
　このように、誤り訂正復号部における復号と前記ＭＡＰ復調部における復調とを任意の回数繰り返すので、多値変調において、シンボルを構成する他のビットの尤度を用いて、目的のビットの尤度を算出することが可能となる。その結果、伝搬特性の向上を図ることが可能となる。また、受信装置において、このような繰り返し処理を前提とすることによって、送信装置において、ドーピングビット系列のビット数を削減したり、パンクチャ率を増加させたりしても、所定の通信品質を保つことが可能となる。これにより、周波数利用効率のより優れた伝送を行なうことが可能となる。
　（７）また、本発明の通信システムは、上記（１）記載の送信装置および上記（４）記載の受信装置、または上記（２）記載の送信装置または上記（５）記載の受信装置から構成されることを特徴としている。
　この構成により、受信装置に対して送信する情報ビット系列に対して、前記受信装置との間で既知のドーピングビット系列を挿入するので、レイヤの伝搬特性を調整することが可能となると共に、誤り訂正符号化部の構成を変更することなく誤り訂正能力を向上させることが可能となる。
　本発明によれば、受信装置に対して送信する情報ビット系列に対して、前記受信装置との間で既知のドーピングビット系列を挿入するので、レイヤの伝搬特性を調整することが可能となると共に、誤り訂正符号化部の構成を変更することなく誤り訂正能力を向上させることが可能となる。
本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略構成を示すブロック図である。 符号化部１１ａ（１１ｂ）の概略構成を示すブロック図である。 ＲＳＣ部１４ａの概略構成を示すブロック図である。 状態遷移図である。 符号化およびパンクチャの概念を示す図である。 既知のビット系列を、既知の場所に挿入（ドーピング）する概念を示す図である。 本実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。 状態遷移図である。 第２の実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。 信号点配置を示す図である。 ４ビットをマルチレベル符号化する例を示す図である。 ４ビットをマルチレベル符号化する例を示す図である。 従来の送信装置の概要を示す図である。
　以下、本実施形態では、図面を参照してマルチレベル符号化（マルチレイヤ変調）を一例として、レイヤ間で冗長度を交換することで高い変調符号化とＢＩＣＭ－ＩＤの利得を得る方法について説明する。
　［第１の実施形態］
　図１は、本発明の第１の実施形態に係る送信装置の概略構成の一例を示すブロック図である。ここで、本実施形態では、説明を簡単にするために狭帯域シングルキャリア伝送を前提とするが、本発明は、マルチキャリア伝送であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）やＤＦＴ－Ｓ－ＯＦＤＭ（Discrete Fourier Transform Spread OFDM）等の広帯域シングルキャリア伝送にも適用可能である。また、送信アンテナ数および受信アンテナ数を共に１本として説明を行なうが、多アンテナシステムにおいても本発明を適用可能である。
　図１において、送信すべきＮビットの情報ビット系列は、系列分割部１０によってレイヤ数に分割される。なお、本実施形態では簡単のためレイヤ数を２として説明を行なうが、レイヤ数が３以上の場合でも本発明を実施することは可能である。ここで、系列分割部１０で、ＮビットがＮ１ビットとＮ２ビットに分割されたとして説明を行なう。
　系列分割部１０から出力されたＮ１ビット系列は、ドーピング部２３へ入力される。ドーピング部２３では、図６に示すように、送信装置および受信装置間で既知のビット系列を、既知の場所に挿入（ドーピング）する。この時、ドーピングされるドーピングビット系列は、送信装置および受信装置間で既知であれば、Ｍ系列やＧｏｌｄ系列等、どのようなものであってもよい。また、挿入される場所も、離散的であっても、連続的であってもよい。ドーピング率αによって、Ｎ１ビットの情報ビット系列に対してドーピング処理が施された系列は、（１＋α）Ｎ１ビットとなる。ドーピング部２３の出力は、図１における符号化部１１ａへ入力され、誤り訂正符号化が行なわれる。
　符号化部１１ａでは、ターボ符号や畳み込み符号等の誤り訂正符号化が行なわれる。本実施形態では、誤り訂正符号としてターボ符号を用いた場合について説明を行なうが、他の誤り訂正符号（例えば、畳み込み符号）を想定した場合においても、本発明を適用可能である。
　図２は、符号化部１１ａ（１１ｂ）の概略構成を示すブロック図である。図２において、入力された情報ビット系列は、コピー部１２に入力され、情報ビット系列Ｎ１ビットのコピーが行なわれる。コピー部１２の出力の１つ目は、システマティック（組織）ビットとして、そのままＰ／Ｓ変換部１３に入力される。コピー部１２の２つ目の出力は、ＲＳＣ部１４ａに入力される。
　図３は、ＲＳＣ部１４ａの概略構成を示すブロック図である。ＲＳＣ部１４ａは、再帰的組織畳み込み符号（Recursive Systematic Convolutional code)により符号化を行なう。図３に示すように、ＲＳＣ部１４ａは、遅延回路１５ａ、１５ｂおよび排他的論理和回路１６ａ～１６ｃによって、１ビットの入力情報ビットにつき、１ビットのパリティ（冗長）ビットが出力される構成を採る。なお、ＲＳＣ部１４ｂも同様の構成を採る。
　図４は、ＲＳＣ部１４ａ（ＲＳＣ部１４ｂ）の状態遷移図である。図４において、四角で囲まれた数字は、シフトレジスタ（遅延回路１５ａ、１５ｂ）の状態を示している。矢印とその近くに記載している数字はそれぞれ、シフトレジスタの状態の遷移と、その際の（入力情報ビット／出力冗長ビット）を表している。例えば、状態「１０」から状態「０１」への遷移は、入力する情報ビットが「１」で、その際出力する情報ビットは「０」であることを示している。このように、入力される情報ビット、シフトレジスタの状態、出力冗長ビットに拘束を持って、符号化が行なわれる。
　図２において、コピー部１２の３つ目の出力は、インターリーブ部１７に入力される。インターリーブ部１７は、情報ビットの系列順を入れ替え、ＲＳＣ部１４ｂに出力する。Ｐ／Ｓ変換部１３は、組織ビットと、２つの冗長ビットをＰ／Ｓ（Parallel-to-Serial）変換し、符号化ビット系列を出力する。本実施形態では、符号化率を１／３として説明を行なったが、誤り訂正符号の符号化率をＲｏとすると、Ｐ／Ｓ変換部が出力する符号化ビット数は式（１）で示される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　式（１）で示される符号化ビット系列は、符号化部内のパンクチャ部１５に入力される。パンクチャ部２０ｂでは、パンクチャ率βによってパンクチャが行なわれる。式（２）で示されるビット数へのパンクチャが行なわれる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 　従って、パンクチャ部１５から式（３）で示されるビット数が出力される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 　符号化部の出力はドーピングビット除去部に入力される。図２に示すようにターボ符号では、他のビットの拘束を受けない組織（情報）ビットを送信するが、組織ビット中に含まれるドーピングビットは、送受信で既知の系列であるので、送信する必要がない。このため、ドーピングビット除去部では、情報ビットに挿入したドーピングビットＮ１αの除去を行なう。つまりドーピングビット除去部２０ｂは、式（４）で示されるビット数の系列をインターリーブ部２１ａに出力する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　ここで、レイヤ１の符号化率Ｒ１は、式（５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 　一方、図１の系列分割部１０が出力するＮ２ビットの情報ビット系列は符号化部１１ｂに入力される。この符号化部１１ｂは、レイヤ１で用いた符号化部１１ａと同一のものを用いることを前提としている。したがって、符号化部１１ｂ内のＰ／Ｓ変換部が出力するビット数はＮ２／Ｒｏとなる。符号化部１１ｂの出力は、パンクチャ部２０ｂに入力される。パンクチャ率は符号化部１１ａと同様のパンクチャ率によるパンクチャを行なうことになる。図２に示すパンクチャ部１５の出力は、符号化部１１ｂの出力としてパンクチャ部２０ｂに入力される。パンクチャ部２０ｂは、符号化部１１ｂ内のパンクチャ部のパンクチャ率との合計のパンクチャ率がβ’となるようにパンクチャを行なう。したがってパンクチャ部２０ｂが出力するビット数は式（６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 　従って、レイヤ２の符号化率Ｒ２は、次のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 　従って、システム全体の符号化率Ｒｓｙｓは、式（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 　ドーピングビット除去部２０ａ、パンクチャ部２０ｂが出力するビット系列は、インターリーブ部２１ａ、２１ｂを介して、マルチレイヤ変調部２２に入力される。マルチレイヤ変調部２２では、入力されたレイヤ１およびレイヤ２のビット系列を用いて、マルチレイヤ変調（マルチレベル符号化）を適用する。例えば、インターリーブ部２１ａが出力する符号ビット系列に対して振幅利得が１のＱＰＳＫ信号点配置を形成する。一方、インターリーブ部２１ｂの出力符号ビット系列に対しては、振幅利得が０．５のＱＰＳＫ信号点配置を形成し、２つのＱＰＳＫの信号点を合成したシンボル系列を生成する。マルチレイヤ変調部２２が出力するシンボル系列は、無線送信部２４に入力され、Ｄ／Ａ（Digital-to-Analog）変換、フィルタリング、アップコンバート等を適用した後、アンテナ部２５から送信される。
　このように、マルチレベル符号化の各レイヤの信号点間距離に応じて冗長度を柔軟に交換することで、高い符号化変調の利得を得ることができる。
　図７は、本実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。アンテナ部３０で受信した信号は、無線受信部３１に入力され、ダウンコンバート、フィルタリング、Ａ／Ｄ（Analog-to-Digital）変換等の処理が適用される。無線受信部３１の出力は、伝搬路補償部３２に入力され、伝搬路で受けた影響が補償される。伝搬路補償部３２の出力は、マルチレイヤ復調部３３に入力される。マルチレイヤ復調部３３では、マルチレイヤ変調（マルチレベル符号化）の信号点配置を基に、ビット対数尤度比（Log Likelihood Ratio; LLR）の計算が行なわれる。
　ビットＬＬＲは、レイヤ毎にデインターリーブ部３４ａおよび３４ｂに入力され、送信装置で入れ替えられた順番を戻す処理が行なわれる。デインターリーブ部３４ｂの出力は、復号部３５ｂに入力される。復号部３５ｂでは、符号器に基づいて構成される状態遷移図（例えば、図４参照）を用いて復号が行なわれる。復号部３５ｂでは、各状態遷移の確率（ビットＬＬＲから計算される）を計算するが、送信装置でパンクチャが行なわれた冗長ビットに関しては、ビットＬＬＲが０として計算される。復号部はＮ２ビットの復号した硬判定ビット系列を系列結合部に入力する。
　一方、マルチレイヤ復調部３３から出力されたレイヤ１のビットＬＬＲはデインターリーブ部３４ａで系列順が戻された後、復号部３５ａに入力される。復号部３５ａでは、復号部３５ｂと同様に、送信装置でパンクチャが行なわれた冗長ビットに関しては、ビットＬＬＲが０として計算される。また、復号部３５ａには、ドーピング情報（ドーピングビットの系列、挿入される位置）が入力される。復号部３５ａは、ドーピング情報によって、ある状態遷移において組織（ドーピング）ビットが送信されていないことが分かっている。従って、図８に示すように、例えば、送信装置でドーピングビット「０」が入力された場合、入力「１」による状態遷移は除外されるので、ドーピングビットが挿入された場合、図８の右に示すような状態遷移図が構成される。
　このように、送信装置でドーピングを行なうことによって、受信装置の復号部３５ａ、３５ｂにおいて、状態遷移数が半分に削減されるため、復号部３５ａ、３５ｂの誤り訂正能力を高めることができるようになる。
　図７において、復号部３５ａ、３５ｂの出力は、系列結合部３６に入力される。系列結合部３６では、送信装置側で分割された系列を、元に戻す処理が施される。系列結合部３６は、情報ビット系列を出力する。
　このように、マルチレベル符号化（マルチレイヤ変調）において、各レイヤの伝搬特性が異なることを利用し、レイヤ毎にパンクチャの割合を増加させたり、ドーピングビットを挿入したりすることによって、各レイヤの伝搬特性を調節することが可能となり、また、全体の伝搬特性を向上させることが可能となる。また、ドーピングビットを注入することによって、符号部の構成を変更せずに誤り訂正能力を向上させることができる。
　［第２の実施形態］
　第１の実施形態では、復号部３５ａ、３５ｂの硬判定出力を、そのまま情報ビットとして出力したが、復号部３５ａ、３５ｂの出力を、マルチレイヤＭＡＰ復調部に帰還させ、マルチレイヤＭＡＰ復調部でＭＡＰ（Maximum A Priori）推定を行なうことによって、特性改善を図ることができる。送信装置構成は第１の実施形態と同様であるため、受信装置構成について図面を用いて説明を行なう。
　図９は、第２の実施形態に係る受信装置の概略構成を示すブロック図である。図９において、アンテナ部４０で受信した信号は、無線受信部４１を介して伝搬路補償部４２に入力される。伝搬路補償部４２では、信号が伝搬路で受けた影響を補償する処理が施される。伝搬路補償部４２の出力は、マルチレイヤＭＡＰ復調部４３に入力される。マルチレイヤＭＡＰ復調部４３の信号処理については後述するが、マルチレイヤＭＡＰ復調部４３はレイヤ毎にビットＬＬＲを算出し、レイヤ１のビットＬＬＲをデインターリーブ部４４ａに、レイヤ２のビットＬＬＲをデインターリーブ部４４ｂに出力する。
　デインターリーブ部４４ａの出力は、復号部４５ａに入力される。復号部４５ａでは、第１の実施形態と同様に、ドーピングビットが挿入されていることを考慮し、誤り訂正復号を行なう。そして、誤り訂正後の符号化ビットＬＬＲを、インターリーブ部４６ａに入力する。なお、復号部４５ａの出力が外部ＬＬＲとなるように、復号部４５ａへの入力ＬＬＲ（事前ＬＬＲ）を復号部４５ａの出力ＬＬＲ（事後ＬＬＲ）から減算し、インターリーブ部４６ａに入力する構成としてもよい。
　インターリーブ部４６ａは、図１に示す送信装置のインターリーブ部２１ａと同じ順番でビットＬＬＲの系列順を入れ替え、マルチレイヤＭＡＰ復調部４３に出力する。また、レイヤ２に関しても同様の処理が行なわれる。すなわち、マルチレイヤＭＡＰ復調部４３から出力されたビットＬＬＲ系列は、デインターリーブ部４４ｂを介して、復号部４５ｂに入力される。復号部４５ｂは、第１の実施形態と同様に、ドーピング情報を用いて誤り訂正復号を行ない、得られたビットＬＬＲを、インターリーブ部４６ｂを介して、マルチレイヤＭＡＰ復調部４３に出力する。
　次に、マルチレイヤＭＡＰ復調部４３について説明する。時刻ｔにおける受信信号をｒ（ｔ）とすると、ｒ（ｔ）は、式（９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 　ここで、ｈ（ｔ）、ｓ（ｔ）、ｎ（ｔ）は、それぞれ、時刻ｔにおける伝搬路、送信シンボル、雑音である。またｓ（ｔ）は、Ｊビットの符号化ビット｛ｂ１（ｔ）、ｂ２（ｔ）、．．．、ｂＪ（ｔ）｝から構成されるものとする。マルチレイヤＭＡＰ復調部４３が出力するＬＬＲ（外部ＬＬＲ）λＥ（ｂｊ（ｔ））は、式（１０）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 　ここで、λＡ（ｂｊ（ｔ））は、事前ＬＬＲであり、インターリーブ部４６ａおよびインターリーブ部４６ｂから入力される。また、λＰ（ｂｊ（ｔ））は、事後ＬＬＲであり、式（１１）で与えられる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 　また、ビット確率は、そのビットが構成ビットとして含まれるシンボルの確率の総和であることを考慮すると、事後ＬＬＲλＰ（ｂｊ（ｔ））は、式（１２）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 　さらに、上式にベイズの定理を適用することで、式（１３）を得る。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
 　ここで、Ｐｒ[ｒ（ｔ）｜ｓｉ（ｔ）]は、送信シンボルがｓｉ（ｔ）であるという条件で受信信号がｒ（ｔ）となる確率であり、雑音がガウス分布すると言う仮定の下で、式（１４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
 　ここで、σ２は、雑音の分散を表す。また、式（１３）中のΣを計算する代わりに、最大値のみを考慮する場合も、本発明に含まれる。さらに、式（１３）におけるＰｒ[ｓｉ（ｔ）]は、ｓｉ（ｔ）というシンボルの発生確率であり、インターリーブ部から出力されるＬＬＲを用いて、式（１５）で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
 　ただし、Ｂｉ、ｊ∈｛０、１｝は、送信シンボル候補ｓｉ（ｔ）を構成するＪビット中のｊ番目のビットである。また、Ｐｒ［ｂｊ（ｔ）＝Ｂｉ、ｊ］は、式（１６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
 　マルチレイヤＭＡＰ復調部４３では、以上の数式に基づいて、各ビットの、ＬＬＲλＥ（ｂｊ（ｔ））を算出し、レイヤ毎にデインターリーブ部４４ａ、４４ｂに出力する。なお、上記の説明では、ＭＡＰによる復調の一例を示したが、必ずしも上記の方法を取る必要はなく、インターリーブ部４６ａ、４６ｂの出力を用いてシンボルの発生確率を計算するものであればどのようなものであってもよい。
　また、ここでマルチレイヤＭＡＰ復調部４３において、初回は事前情報がないため、ＬＬＲλＡ（ｂｊ（ｔ））を０として外部ＬＬＲの算出を行なう。復調と復号を所定の回数繰り返した後、復号部４５ａ、４５ｂが算出する事後ＬＬＲの硬判定値（０か１）を系列結合部４７に入力することで各レイヤのビット系列を結合し、情報ビットとして出力する。
　上記のように、受信装置でシンボルを考慮して繰り返し処理を行なうことによって、多値変調において、シンボルを構成する他のビットの尤度を用いて、目的のビットの尤度を算出することができる。その結果、伝送特性の向上を図ることができる。また、受信装置における繰り返し処理を前提とすれば、送信装置におけるドーピングビットのビット数を削減したり、パンクチャ率を増加させたりしても所定の通信品質を保つことができるため、周波数利用効率のより優れた伝送を行なうことが可能となる。
１０　系列分割部
１１ａ　符号化部
１１ｂ　符号化部
２０ａ　ドーピングビット除去部
２０ｂ　パンクチャ部
２１ａ　インターリーブ部
２１ｂ　インターリーブ部
２２　マルチレイヤ変調部
２３　ドーピング部
２４　無線送信部
２５　アンテナ部
３０　アンテナ部
３１　無線受信部
３２　伝搬路補償部
３３　マルチレイヤ復調部
３４ａ　デインターリーブ部
３４ｂ　デインターリーブ部
３５ａ　復号部
３５ｂ　復号部
３６　系列結合部
４０　アンテナ部
４１　無線受信部
４２　伝搬路補償部
４３　マルチレイヤＭＡＰ復調部
４４ａ　デインターリーブ部
４４ｂ　デインターリーブ部
４５ａ　復号部
４５ｂ　復号部
４６ａ　インターリーブ部
４６ｂ　インターリーブ部
４７　系列結合部

Claims (7)

  1. 　受信装置に対して無線信号を送信する送信装置であって、
    　前記受信装置に対して送信する情報ビット系列に対して、前記受信装置との間で既知のドーピングビット系列を挿入するドーピング部と、
    　前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列に対して、誤り訂正符号化を行なう符号化部と、
    　前記誤り訂正符号化がされたビット系列に対してパンクチャを行なうパンクチャ部と、
    　前記パンクチャがされたビット系列を送信する無線送信部と、を備えることを特徴とする送信装置。
  2. 　前記受信装置に対して送信する情報ビット系列を、複数のビット系列に分割する系列分割部をさらに備え、
    　前記ドーピング部は、前記分割されたビット系列のうち、少なくとも一つのビット系列に対して、前記ドーピングビット系列を挿入し、
    　前記符号化部は、前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列または前記ドーピングビット系列が挿入されていないビット系列に対して、誤り訂正符号化を行なうことを特徴とする請求項１記載の送信装置。
  3. 　前記系列分割部は、前記受信装置に対して送信する情報ビット系列を、レイヤ数のビット系列に分割し、
    　前記ドーピング部は、前記分割されたビット系列のうち、少なくとも一つのレイヤに対応するビット系列に対して、前記ドーピングビット系列を挿入し、
    　前記パンクチャ部は、前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列と、前記ドーピングビット系列が挿入されていないビット系列とに対して、それぞれ異なるパンクチャ率でパンクチャを行なうことを特徴とする請求項２記載の送信装置。
  4. 　送信装置から送信された無線信号を受信する受信装置であって、
    　受信した無線信号からビット系列を抽出する無線受信部と、
    　前記ビット系列に挿入されているドーピングビット系列およびその挿入位置を示す情報に基づいて、受信したビット系列に対して、誤り訂正復号化を行なう復号部と、を備えることを特徴とする受信装置。
  5. 　分割された複数のビット系列を結合する系列結合部をさらに備え、
    　前記復号部は、前記ドーピングビット系列が挿入されたビット系列および前記ドーピングビット系列が挿入されていないビット系列に対して、それぞれ誤り訂正復号化を行ない、
    　前記系列結合部は、前記誤り訂正復号化された各ビット系列を結合して、情報ビット系列を出力することを特徴とする請求項４記載の受信装置。
  6. 　前記無線受信部から入力されたビット系列と、前記誤り訂正復号化されたビット系列とを用いて復調を行なうＭＡＰ復調部をさらに備え、
    　前記誤り訂正復号部における復号と前記ＭＡＰ復調部における復調とを任意の回数繰り返すことを特徴とする請求項５記載の受信装置。
  7. 　請求項１記載の送信装置および請求項４記載の受信装置、または請求項２記載の送信装置または請求項５記載の受信装置から構成されることを特徴とする通信システム。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103222216A (zh) * 2010-12-01 2013-07-24 中兴通讯(美国)公司 用于改进dd-ofdm系统的接收器灵敏度而无需使用频率保护带的系统和方法
JP2015056735A (ja) * 2013-09-11 2015-03-23 日本電信電話株式会社 通信システム及び通信方法
KR102191303B1 (ko) * 2014-04-17 2020-12-15 삼성전자 주식회사 부호어를 생성하는 방법 및 장치 그리고 부호어를 복원하는 방법 및 장치

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002305454A (ja) * 2001-04-04 2002-10-18 Mitsubishi Electric Corp 誤り訂正符号化方法および復号化方法とその装置
JP2004505489A (ja) * 2000-07-19 2004-02-19 クゥアルコム・インコーポレイテッド 通信システムにおいてコード符号のパンクチャリングおよび反復を組合せて行うための方法および装置
JP2008160169A (ja) * 2006-11-29 2008-07-10 Mitsubishi Electric Corp 通信装置、ターボ符号器および通信方法

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4601044A (en) * 1983-11-04 1986-07-15 Racal Data Communications Inc. Carrier-phase adjustment using absolute phase detector
US5970098A (en) * 1997-05-02 1999-10-19 Globespan Technologies, Inc. Multilevel encoder
US6798852B2 (en) * 2000-06-06 2004-09-28 Ericsson Inc. Methods and systems for extracting a joint probability from a map decision device and processing a signal using the joint probability information
GB0126241D0 (en) * 2001-10-31 2002-01-02 Ibm A method and system for transmitting sensitive information over a network
JP3992489B2 (ja) * 2001-12-12 2007-10-17 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 無線通信方法及びその装置
US7139964B2 (en) * 2002-05-31 2006-11-21 Broadcom Corporation Variable modulation with LDPC (low density parity check) coding
CN101208866B (zh) * 2005-08-12 2012-05-23 富士通株式会社 发送装置
KR101421592B1 (ko) * 2007-09-05 2014-08-14 삼성전자주식회사 인터리버 분할 다중 접속 시스템에서 송수신 장치 및 방법

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004505489A (ja) * 2000-07-19 2004-02-19 クゥアルコム・インコーポレイテッド 通信システムにおいてコード符号のパンクチャリングおよび反復を組合せて行うための方法および装置
JP2002305454A (ja) * 2001-04-04 2002-10-18 Mitsubishi Electric Corp 誤り訂正符号化方法および復号化方法とその装置
JP2008160169A (ja) * 2006-11-29 2008-07-10 Mitsubishi Electric Corp 通信装置、ターボ符号器および通信方法

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