WO2010100711A1 - 電波分波器 - Google Patents

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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
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    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H—ELECTRICITY
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10B—ELECTRONIC MEMORY DEVICES
    • H10B61/00—Magnetic memory devices, e.g. magnetoresistive RAM [MRAM] devices
    • H—ELECTRICITY
    • H10—SEMICONDUCTOR DEVICES; ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N—ELECTRIC SOLID-STATE DEVICES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H10N59/00—Integrated devices, or assemblies of multiple devices, comprising at least one galvanomagnetic or Hall-effect element covered by groups H10N50/00 - H10N52/00

Definitions

  • the spin torque diode can take out a DC voltage with high-frequency AC as an input, it can be used as a kind of receiver. However, since it is difficult to control the reception frequency with high accuracy, it is difficult to use the reception frequency as it is.
  • the present invention provides a receiver and a radio wave demultiplexer that can be industrially produced by applying the spin torque effect.
  • a radio wave demultiplexer includes a single bit line in which a direct current source and an antenna are connected in parallel, and a nonmagnetic layer comprising a fixed layer made of a ferromagnetic material and a free layer made of a ferromagnetic material.
  • a plurality of magnetoresistive elements connected to the bit lines, a plurality of source lines connected to the plurality of magnetoresistive elements, and a plurality of sources connected to the plurality of source lines, respectively.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a radio wave demultiplexer applying spin torque according to the present invention.
  • 1 is a current driver
  • 2 is a memory for storing the magnitude of a current flowing through a digit line
  • 3 is a digit line through which a current for generating a magnetic field applied to the magnetoresistive effect element is passed
  • 4 is a direct current source
  • 5 is a direct current Inductance to be passed
  • 6 is a capacity for passing only alternating current
  • 7 is an antenna
  • 8 is a bit line
  • 9 is a magnetoresistive effect element
  • 10 is an amplifier
  • 11 is a mixer.
  • FIG. 2 is a diagram showing the portion of the magnetoresistive effect element in more detail.
  • a digit line 3 for generating a magnetic field 31 to be applied to the free layer 23 is formed immediately below the magnetoresistive effect element 9 in a direction perpendicular to the bit line.
  • a signal generated by the magnetoresistive effect element 9 is guided to the amplifier 10 manufactured in the peripheral portion of the receiving device body through the source line 33.
  • a radio signal to be received is first caught by an antenna 7 outside the receiver.
  • This radio signal is a signal in which information such as a video signal and an audio signal is superimposed at a lower frequency on a high frequency of a preset frequency f (frequency band is normally set to 1 to 30 GHz).
  • the direct current generated by the direct current source 4 is superimposed on the signal received by the antenna 7 via the capacitor 6 and the inductance 5 at the bias T 22 and guided to the bit line 8. This signal current is applied to all the magnetoresistive effect elements 9 from the bit line 8 to the channels 1 to n.
  • V j I i sin (2 ⁇ f i t) ⁇ ⁇ R ⁇ sin (2 ⁇ f i t + ⁇ )
  • f i the ferromagnetic resonance frequency of the free layer of the magnetoresistive effect element connected to the i-th channel
  • ⁇ is the phase difference between the input signal and the ferromagnetic resonance vibration
  • I i is generated by a DC power source.
  • the ferromagnetic resonance frequency f i of each channel by setting the frequency of the frequency f that carry signals such as video signals and audio signals, only the signal superimposed on a specific frequency demultiplexes the detection it can.
  • the frequency f i of the ferromagnetic resonance of each magnetoresistive element can be set as follows corresponding to the saturation magnetization Ms of the free layer and the magnetic field H i generated by the current flowing through the digit line.
  • ⁇ is a magnetic rotation ratio
  • ⁇ 0 is a vacuum permeability.
  • FIG. 4 shows an example of the relationship between the external magnetic field H i and the ferromagnetic resonance frequency f i . It can be seen that the resonance frequency can be changed from 3.2 GHz to 20 GHz by changing the magnetic field from 1 mT to 10 mT. Since the resonance line width of ferromagnetic resonance is usually about several tens of MHz, about ten resonance frequencies from resonance frequencies f 1 to f 10 can be dispersed between 3.2 GHz and 20 GHz as shown in FIG. It is. Thus, it is possible to demultiplex and detect about 10 different radio signals using this demultiplexer.
  • a method of matching this with a preset frequency f i is as follows. Before the duplexer is manufactured and shipped, a current superimposed with a sine wave having the set frequency f i is applied to the bit line 8. Next, the value of the current that maximizes the output from the i-th channel while flowing the current through the digit line 3 installed immediately below the i-th channel magnetoresistive effect element 9 and adjusting the magnitude of the current. Is recorded in the memory 2. This operation is performed for all the channels from the first channel to the tenth channel, and the information is recorded in the memory 2.
  • the recorded information is read from the memory 2 and transferred to the current driver 1, and a predetermined current value is applied to the digit line for each channel.
  • the free layer may be formed of a multilayer film of NiFe, CoFe, or NiFe / CoFe depending on the frequency to be set.
  • the fixed layer can also have a CoFe or CoFe / Ru / CoFe laminated ferrimagnetic structure.
  • the shape of the tunnel magnetoresistive element 9 is such that the direction parallel to the bit line 8 in FIG. 3 is long, the direction perpendicular thereto is shortened, and the easy axis is parallel to the bit line 8 in FIG.
  • the length ratio that is, the aspect ratio, is preferably about 1.5 to 2.5 as a ratio of long side / short side. This is to stabilize the motion of free layer magnetization due to ferromagnetic resonance excited by the spin torque effect.
  • planar shape of the magnetoresistive effect element is desirably an octagon or a hexagon in which four vertices of an ellipse or a rectangle are cut off as shown in FIG. Thereby, the motion of the free layer magnetization due to ferromagnetic resonance is further stabilized.
  • a tunnel magnetoresistive effect element made of CoFe (3 nm) / Ru (0.8 nm) / CoFeB (2.5 nm) / MgO (1 nm) / CoFeB (3 nm) which can obtain a particularly high tunnel magnetoresistance ratio.
  • the inside of () represents a film thickness.
  • the size of the tunnel magnetoresistive effect element was an ellipse of 80 ⁇ 160 nm.
  • the current I i per channel is 100 ⁇ A. It was. Therefore, the value of the current I energized by the DC power supply 4 is only 1 mA when demultiplexing for 10 channels.
  • the distance between the free layer 23 of the tunnel magnetoresistive element and the center of the digit line is about 300 nm.
  • the current value for generating a magnetic field of 1 mT is 750 ⁇ A
  • the current value for generating a magnetic field of 10 mT is 7.5 mA.
  • a current of about 750 ⁇ A is applied to the digit line immediately below channel 1
  • a current of 7.5 mA is applied to the digit line immediately below channel 10.
  • the resonance frequency of the tunnel magnetoresistive effect element 1 is 3.2 GHz
  • the resonance frequency of the tunnel magnetoresistive effect element of the channel 10 is 20 GHz.
  • the resonance frequencies of the other channels were set by adjusting the value of the current flowing through the digit line so that the interval between the resonance frequencies of adjacent resonance lines was 1.87 GHz.
  • the signal obtained from each channel was about 1 mV, which was amplified several tens of times by an amplifier, and various signals superimposed on the high frequency radio wave could be detected.
  • a ferromagnetic thin film such as NiFe
  • the current value necessary for generating the magnetic field can be further halved to further reduce power consumption. I can do it.
  • the size of the demultiplexer is extremely small as a few tens of ⁇ m ⁇ several tens of ⁇ m as a whole, and can be formed on a semiconductor substrate on which peripheral circuits such as amplifiers are formed by using a lithography process, thereby reducing manufacturing costs. There is an advantage that you can.
  • the film configuration is CoFe (3 nm) / Ru (0.8 nm) / CoFe (2.5 nm) / Cu (3 nm) / CoFe (1 nm) / NiFe (2 nm).
  • the inside of () represents a film thickness.
  • the size of the giant magnetoresistive element was an ellipse of 80 ⁇ 160 nm.
  • the spin torque magnetization reversal is performed with a pulse width of 1 ns from the plot of J c against ln (t).
  • the current density (threshold current density) and the thermal stability index ⁇ can be obtained.
  • the giant magnetoresistive element of this example had a threshold current density of 8 MA / cm 2 and a thermal stability city index of 60. Therefore, the threshold current value of the spin torque magnetization reversal is about 800 ⁇ A.
  • the current I i per channel is 400 ⁇ A. It was. Therefore, the value of the current I energized by the DC power supply 4 is only 4 mA when performing demultiplexing of 10 channels.
  • the resistance of the giant magnetoresistive element when the magnetization of the free layer and the fixed layer is orthogonal is about 50 ⁇ , and the resistance of the tunnel magnetoresistive element when the magnetization of the free layer and the fixed layer is parallel is 50 ⁇ , antiparallel
  • the resistance in this case is 55 ⁇ , and the so-called tunnel magnetoresistance ratio is 10%.
  • a current flowing through the digit line is changed as shown in FIG. 4 with respect to the magnetic field H i generated.
  • the cross sectional dimension of the digit line was a rectangle of 500 nm ⁇ 500 nm.
  • the distance from the free layer of the giant magnetoresistive element to the center of the digit line is about 300 nm.
  • the current value for generating a magnetic field of 1 mT is 750 ⁇ A, and the current value for generating a magnetic field of 10 mT is 7.5 mA.
  • a current of about 750 ⁇ A is passed through the digit line immediately below channel 1 and a current of 7.5 mA is passed through the digit line directly below channel 10.
  • the resonant frequency of the tunnel magnetoresistive element of channel 1 is 3.2 GHz
  • the resonant frequency of the tunnel magnetoresistive element of channel 10 is 20 GHz.
  • the resonance frequencies of the other channels were set by adjusting the value of the current flowing through the digit line so that the interval between the resonance frequencies of adjacent resonance lines was 1.87 GHz.
  • the signal obtained from each channel was about 1 nV, which was amplified several thousand times by an amplifier, and various signals superimposed on high-frequency radio waves could be detected.
  • a ferromagnetic thin film such as NiFe
  • the current value necessary for generating the magnetic field can be further halved to further reduce power consumption. I can do it.
  • the size of the demultiplexer is extremely small as a few tens of ⁇ m ⁇ several tens of ⁇ m as a whole, and can be formed on a semiconductor substrate on which peripheral circuits such as amplifiers are formed by using a lithography process, thereby reducing manufacturing costs. There is an advantage that you can.

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  • Hall/Mr Elements (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　スピントルク効果を応用した、小型でかつ受信周波数の制御が容易な分波器を提供する。　直流電流源４とアンテナ７が並列に接続された１本のビット線８と、ビット線に接続された磁気抵抗効果素子９に接続された複数のソース線と、各ソース線に接続された増幅器１０と、各増幅器からの出力をミックスするミキサー１１と、磁気抵抗効果素子の自由層に磁界を印加するためのデジット線３と、各デジット線に所定の電流を印加するために設けられた電流ドライバー１と、各デジット線にどれだけの電流を印加するかをあらかじめ記憶しているメモリ２とで電波分波器を構成する。デジット線から磁気抵抗効果素子の自由層に印加される磁界によって各磁気抵抗効果素子の共鳴周波数を調整する。

Description

電波分波器
　本発明は、スピントルクを応用した電波分波器に関するものである。
　近年、従来のダイナミック・ランダム・アクセスメモリ（ＤＲＡＭ）を置きかえる可能性を有するものとして、磁気ランダム・アクセスメモリ（ＭＲＡＭ）が注目されている。また、磁気再生ヘッドで用いられる巨大磁気抵抗効果（ＧＭＲ）膜やトンネル磁気抵抗効果（ＴＭＲ）膜に一定以上の電流を流すだけで、自由層の磁化を、磁界を用いずに磁化反転可能であることが、たとえば、Journal of Magnetism and Magnetic Materials, 159, L1-6 (1996)に理論的に示された。その後、例えばPhysical Review Letters, Vol.84, No.14, pp.2149-2152 (2000)には、二つのＣｕの電極の間にＣｏ／Ｃｕ／Ｃｏの多層膜（ＧＭＲ膜）を含む直径１３０ｎｍのピラーを形成し、ピラーに流れる電流のスピンからＣｏ層の磁化に与えられるスピントルクを用いて、Ｃｏ層の磁化を反転する記録方式の実験例が報告されている。さらに、たとえば、Applied Physics Letters, Vol.84, pp.2118-2120 (2004)に記載されているように、ＴＭＲ膜を用いたナノピラーを用いて、スピントルク磁化反転が実証された。特にＴＭＲ膜を用いたスピントルク磁化反転では、従来のＭＲＡＭと同等以上の出力が得られるため、大いに注目を集めている。
　また最近、スピントルク効果をマイクロ波帯の発振や受信に用いる方法が注目を集めている。例えば磁気抵抗効果素子の両端に、自由層がスピントルク磁化反転するのに必要な電流より小さい電流Ｉdcを流して、自由層の磁化に歳差運動を励起し、巨大磁気抵抗効果ないしトンネル磁気抵抗効果を介して素子の両端に交流電圧を励起するスピントルク発振器が、たとえばNature, Vol.425, pp.382-385 (2003)で提唱された。さらにまた、磁気抵抗効果素子にバイアスＴを介してＧＨｚ級の周波数の交流電流を流し、逆にＤＣ電圧Ｖdcを取り出すスピントルクダイオードと呼ばれる新しい素子が、たとえばNature, Vol.438, pp.339-342 (2005)で提唱された。これらの素子のサイズはμｍ級と極めて小さいため、極めてサイズの小さな発振・受信器への応用が期待されている。
Journal of Magnetism and Magnetic Materials, 159, L1-6 (1996) Physical Review Letters, Vol.84, No.14, pp.2149-2152 (2000) Applied Physics Letters, Vol.84, pp.2118-2120 (2004) Nature, Vol.425, pp.382-385 (2003) Nature, Vol.438, pp.339-342 (2005) Nature Physics, Vol.4, pp.803-809 (2008)
　しかし、従来のスピントルクを用いた発振・受信器には、以下のような問題がある。まず発振器では、出力が小さいという問題がある。当初提案された巨大磁気抵抗効果を用いたスピントルク発振器では、その出力は僅か数ｎＷ程度であった。最近、ＭｇＯを障壁層として用いたトンネル磁気抵抗効果素子を用いて、μＷ級の出力が得られたことがNature Physics, Vol.4, pp.803-809 (2008)で報告された。しかし、これ以上に出力を増大させるには、１０００％を越える磁気抵抗比を有するトンネル磁気抵抗効果素子が必要とされており、実現は非常に困難と考えられる。また、スピントルク効果を発振器として用いるには、発振周波数を極めて高い精度で制御する必要があるが、現実には材料特性や素子形状のばらつきなどの影響で発振周波数を制御することは容易ではない。したがってスピントルク効果を発振器に応用することは、工業的に現実的でないと考えられる。
　一方、スピントルクダイオードは、高周波の交流を入力として直流電圧を取り出すことが出来るので、一種の受信器として用いることが可能である。しかし、受信周波数を高い精度で制御することは困難であるため、このままで受信器として用いることは難しい。
　本発明は、スピントルク効果を応用した工業的に生産可能な受信器及び電波分波器を提供する。
　本発明の電波分波器は、直流電流源とアンテナとが並列に接続された１本のビット線と、それぞれが、非磁性層を強磁性体からなる固定層と強磁性体からなる自由層とで挟んだ構造を有し、ビット線に接続された複数の磁気抵抗効果素子と、複数の磁気抵抗効果素子にそれぞれ接続された複数のソース線と、複数のソース線にそれぞれ接続された複数の増幅器と、複数の増幅器の出力を混合するミキサーと、複数の磁気抵抗効果素子の自由層にそれぞれ独立して磁界を印加するための複数のデジット線と、各デジット線に所定の電流を印加するための電流ドライバーと、デジット線に印加する電流の大きさを記憶しているメモリとを有する。直流電流源は、磁気抵抗効果素子の各自由層に、スピントルク効果による磁化反転を生じさせない大きさの電流を供給する。
　磁気抵抗効果素子の固定層と自由層の磁化方向は略垂直である。磁気抵抗効果素子は、トンネル磁気抵抗効果素子、あるいは巨大磁気抵抗効果素子とすることができる。また、ｉ番目の磁気抵抗効果素子の強磁性共鳴の周波数ｆiを、ｉ番目の磁気抵抗効果素子に隣接して配置されたデジット線を流れる電流で発生される大きさＨiの磁界を用いて設定する。
　本発明によれば、スピントルク効果を応用した、小型でかつ受信周波数の制御が容易な電波分波器を構成できる。
スピントルク効果を応用した本発明の電波分波器を示す図である。 分波器を構成する磁気抵抗効果素子の基本構造を示す図である。 磁気抵抗効果素子の共鳴周波数を調整するデジット線を含む素子の摸式図である。 磁気抵抗効果素子の共鳴周波数と印加磁界の大きさの関係を示す図である。 共鳴周波数の設定例を示す図である。 磁気抵抗効果素子の平面形状を示す図である。
符号の説明
１　電流ドライバー
２　メモリ
３　デジット線
４　直流電源
５　インダクタンス
６　容量
７　アンテナ
８　ビット線
９　磁気抵抗効果素子
１０　アンプ
２１　無線電波
２２　バイアスＴ
２３　自由層
２４　障壁層
２５　固定層
３１　デジット線電流で発生された磁界
３２　金属プレート
３３　ソース線
　以下、本発明の実施の形態を、図面を用いて詳細に説明する。磁気抵抗効果素子としては巨大磁気抵抗効果素子を用いることも可能であるが、以下では大きな出力が得られるトンネル磁気抵抗効果素子を用いた例について説明する。
　図１に、本発明によるスピントルクを応用した電波分波器の回路図を示す。１は電流ドライバー、２はデジット線に流す電流の大きさを記憶するメモリ、３は磁気抵抗効果素子に印加する磁界を発生させる電流を流すデジット線、４は直流電流源、５は直流のみを通すインダクタンス、６は交流のみを通す容量、７はアンテナ、８はビット線、９は磁気抵抗効果素子、１０はアンプ、１１はミキサーである。図２は、磁気抵抗効果素子の部分をさらに詳細に示した図である。２１は無線電波、２２はインダクタンス５と容量６からなるバイアスＴ、２３はスピントルク効果によって磁化が歳差運動を行う自由層、２４は障壁層、２５は磁化の方向が、自由層の磁化の方向と垂直に固定された固定層である。直流電流源４は、磁気抵抗効果素子の各自由層２３に、スピントルク効果による磁化反転を生じさせない大きさの直流電流を供給する。図３は、実際のデバイスの摸式図である。磁気抵抗効果素子９は、ビット線８と金属のプレート３２の間に形成される。磁気抵抗効果素子９の直下には、自由層２３に印加する磁界３１を発生させるためのデジット線３がビット線と垂直方向に形成されている。磁気抵抗効果素子９で発生した信号は、ソース線３３を介して受信デバイス本体の周辺部に作製されたアンプ１０へ導かれる。
　以下、本発明の分波器の動作を説明する。受信すべき無線信号は、まず受信器外部にあるアンテナ７でキャッチされる。この無線信号は、あらかじめ設定された周波数ｆ（周波数帯は通常１～３０ＧＨｚに設定する）の高周波の上に、ビデオ信号、音声信号等の情報がさらに低い周波数で重畳された信号である。アンテナ７で受信された信号に、バイアスＴ２２で、容量６とインダクタンス５を介して、直流電流源４で発生された直流が重畳されてビット線８に導かれる。この信号電流は、ビット線８から、チャンネル１～ｎまでの磁気抵抗効果素子９すべてに印加される。このとき、チャンネルｉ（ｉ＝１～ｎ）のトンネル磁気抵抗効果素子９の両端には、
　　　Ｖi＝Ｉisin(２πｆiｔ)×ΔＲ・sin(２πｆiｔ＋φ)
で表される電圧Ｖjがスピントルク効果により励起される。ここでｆiは、ｉ番目のチャンネルに接続されている磁気抵抗効果素子の自由層の強磁性共鳴周波数、φは入力信号と強磁性共鳴振動の位相差、Ｉiは直流電源により発生された直流電流Ｉが、ｎ個のチャンネルに分流されたのち、ｉ番目のチャンネルに流れ込んできた部分の電流の値、ΔＲはトンネル磁気抵抗効果による抵抗変化の量である。もしｆとｆiの値が一致していると、上式は
　　　Ｖｉ＝（１／４）ＩiΔＲcos(φ)
となり、一致していない場合には出力ゼロになる。したがって、各チャンネルの強磁性共鳴周波数ｆiを、ビデオ信号や音声信号等の信号を搬送する高周波の周波数ｆに設定しておけば、特定の周波数に重畳された信号のみを分波し、検出できる。
　それぞれの磁気抵抗効果素子の強磁性共鳴の周波数ｆiは、自由層の飽和磁化Ｍｓとデジット線を流れる電流によって発生される磁場Ｈiに対応して、以下のように設定できる。式中、γは磁気回転比、μ0は真空の透磁率である。
　　　ｆi～γ／（２π）μ0Ｈi 1/2Ｍｓ1/2
　図４に、外部磁場Ｈiと強磁性共鳴周波数ｆiの関係の一例を示す。１ｍＴから１０ｍＴの磁界の変化で、３．２ＧＨｚから２０ＧＨｚまで共鳴周波数を変化できることがわかる。強磁性共鳴の共鳴線幅は通常数１０ＭＨｚ程度なので、３．２ＧＨｚから２０ＧＨｚの間に、図５のように共鳴周波数ｆ1からｆ10までの、１０本程度の共鳴周波数を分散させることが可能である。このように、この分波器を用いて、１０局程度の異なった無線信号を分波・検出できる。
　実際に分波器を作製すると、磁気抵抗効果素子の作製ばらつきにより、分波器ごとに共鳴周波数がずれる。これをあらかじめ設定された周波数ｆiに合わせる方法は、以下の通りである。分波器を作製し出荷する前に、設定周波数ｆiを有する正弦波を重畳した電流をビット線８に通電する。次に、ｉ番目のチャンネルの磁気抵抗効果素子９の直下に設置されたデジット線３に電流を流し、電流の大きさを調整しながら、ｉ番目のチャンネルからの出力が最大になる電流の値を探し、メモリ２に記録する。この作業を、１番目のチャンネルから１０番目のチャンネルまですべてで行い、その情報をメモリ２に記録する。実際に分波器として使用する際には、記録した情報をメモリ２から読出し、電流ドライバー１に情報を転送して、それぞれのチャンネルに対し所定の電流値をデジット線に通電する。このようにすることで、磁気抵抗効果素子の作製誤差に関係せず、常に設定周波数ｆiに重畳された信号のみを分波できる分波器を構成できる。
　以下、具体的な磁気抵抗効果素子の膜構造の例を述べる。最もスタンダードな構成は、高い磁気抵抗比を実現できるＣｏＦｅＢ固定層／ＭｇＯ障壁層／ＣｏＦｅＢ自由層からなるトンネル磁気抵抗効果素子である。さらに、ＣｏＦｅＢ固定層をＭｎＩｒ，ＰｔＭｎなどの反強磁性膜上に形成し、固定層の磁化を一方向に固定する。また、固定層をＣｏＦｅ，Ｒｕ，ＣｏＦｅＢの３層構造からなる積層フェリ構造とすれば、さらに素子の特性が安定化される。以上が基本構成であるが、設定したい周波数によって、自由層をＮｉＦｅ、あるいはＣｏＦｅ、又はＮｉＦｅ／ＣｏＦｅの多層膜で構成することも可能である。固定層もＣｏＦｅ、あるいはＣｏＦｅ／Ｒｕ／ＣｏＦｅの積層フェリ構造とすることも可能である。トンネル磁気抵抗効果素子９の形状であるが、図３のビット線８と平行な方向を長く、それと垂直な方向は短くし、磁化容易軸を図３のビット線８と平行な方向とする。長さの比、すなわちアスペクト比は、長辺／短辺の比で１．５～２．５程度とするのが望ましい。これはスピントルク効果によって励起される強磁性共鳴による自由層磁化の運動を安定化するためである。また磁気抵抗効果素子の平面形状は、図６のように、楕円、又は長方形の４つの頂点が切り落とされた８角形、ないし６角形であることが望ましい。これにより、強磁性共鳴による自由層磁化の運動がさらに安定化される。
　以下、特に高いトンネル磁気抵抗比が得られるＣｏＦｅ（３ｎｍ）／Ｒｕ（０．８ｎｍ）／ＣｏＦｅＢ（２．５ｎｍ）／ＭｇＯ（１ｎｍ）／ＣｏＦｅＢ（３ｎｍ）からなるトンネル磁気抵抗効果素子の場合を例にとって、詳細な動作条件を述べる。ここで、（）内は膜厚を表す。トンネル磁気抵抗効果素子のサイズは８０×１６０ｎｍの楕円とした。
　スピントルク磁化反転に用いる電流パルス幅ｔを変えてスピントルク磁化反転が起こる電流密度Ｊcを測定すると、ｌｎ(ｔ)に対するＪcのプロットから、１ｎｓのパルス幅でスピントルク磁化反転させるのに有する電流密度（しきい電流密度）と、熱安定指数Δを求めることができる。本実施例のトンネル磁気抵抗効果素子の、しきい電流密度は２ＭＡ／ｃｍ2である、熱安定性市指数は６０であった。したがって、スピントルク磁化反転のしきい電流値は、約２００μＡである。スピントルク効果を用いて強磁性共鳴を起こす場合、スピントルク磁化反転のしきい電流値の約半分の直流電流を印加する必要があるので、本実施例ではひとつのチャンネルあたりの電流Ｉiは１００μＡとした。よって直流電源４で通電する電流Ｉの値は、１０チャンネルの分波を行う場合、僅か１ｍＡである。
　自由層２３と固定層２５の磁化が直交しているときのトンネル磁気抵抗効果素子の抵抗は約４００Ω、自由層２３と固定層２５の磁化が平行の場合のトンネル磁気抵抗効果素子の抵抗は２００Ω、反平行の場合の抵抗は６００Ωであり、いわゆるトンネル磁気抵抗比は２００％である。スピントルク効果によって励起された強磁性共鳴の共鳴周波数は、デジット線を流れる電流が発生する磁界Ｈiに対し図４のように変化した。デジット線の断面寸法は５００ｎｍ×５００ｎｍの矩形とした。トンネル磁気抵抗素子の自由層２３とデジット線の中心までの距離は約３００ｎｍである。このとき、１ｍＴの磁界を発生させる電流値は７５０μＡ、１０ｍＴの磁界を発生させる電流値は７．５ｍＡとなる。本実施例では、チャンネル１の直下のデジット線には約７５０μＡの電流を、チャンネル１０の直下のデジット線には７．５ｍＡの電流を流す設定とした、このとき、図５のように、チャンネル１のトンネル磁気抵抗効果素子の共鳴周波数は３．２ＧＨｚ、チャンネル１０のトンネル磁気抵抗効果素子の共鳴周波数は２０ＧＨｚとなる。そのほかのチャンネルの共鳴周波数は、隣接する共鳴線の共鳴周波数の間隔が１．８７ＧＨｚとなるように、デジット線に流す電流値を調整して設定した。
　それぞれのチャンネルから得られる信号は約１ｍＶ程度であり、これをアンプによって数１０倍に増幅して、高周波電波に重畳されている各種の信号の検出を行うことが出来た。デジット線の上面を除く３面に、例えばＮｉＦｅのような強磁性薄膜を形成すると、上記の磁界を発生させるために必要な電流の値をさらに半分にでき、一層の低消費電力化を図ることが出来る。また、分波器のサイズは、全体でも数１０μｍ×数１０μｍと極めて小さく、またリソグラフィー工程を用いて、アンプ等の周辺回路が形成された半導体基板の上に一括形成できるので、製造コストも削減できるという利点がある。
　次に、磁気抵抗効果素子として巨大磁気抵抗効果素子を用いた場合の例を示す。膜構成は、ＣｏＦｅ（３ｎｍ）／Ｒｕ（０．８ｎｍ）／ＣｏＦｅ（２．５ｎｍ）／Ｃｕ（３ｎｍ）／ＣｏＦｅ（１ｎｍ）／ＮｉＦｅ（２ｎｍ）である。ここで、()内は膜厚を表す。巨大磁気抵抗効果素子のサイズは８０×１６０ｎｍの楕円とした。スピントルク磁化反転に用いる電流パルス幅ｔを変えてスピントルク磁化反転が起こる電流密度Ｊcを測定すると、ｌｎ(ｔ)に対するＪcのプロットから、１ｎｓのパルス幅でスピントルク磁化反転させるのに有する電流密度（しきい電流密度）と、熱安定指数Δを求めることができる。本実施例の巨大磁気抵抗効果素子の、しきい電流密度は８ＭＡ／ｃｍ2である、熱安定性市指数は６０であった。したがって、スピントルク磁化反転のしきい電流値は、約８００μＡである。
　スピントルク効果を用いて強磁性共鳴を起こす場合、スピントルク磁化反転のしきい電流値の約半分の直流電流を印加する必要があるので、本実施例ではひとつのチャンネルあたりの電流Ｉiは４００μＡとした。よって直流電源４で通電する電流Ｉの値は、１０チャンネルの分波を行う場合、僅か４ｍＡである。自由層と固定層の磁化が直交しているときの巨大磁気抵抗効果素子の抵抗は約５０Ω、自由層と固定層の磁化が平行の場合のトンネル磁気抵抗効果素子の抵抗は５０Ω、反平行の場合の抵抗は５５Ωであり、いわゆるトンネル磁気抵抗比は１０％である。スピントルク効果によって励起された強磁性共鳴の共鳴周波数は、デジット線を流れる電流が発生する磁界Ｈiに対し図４のように変化した。デジット線の断面寸法は５００ｎｍ×５００ｎｍの矩形とした。巨大磁気抵抗素子の自由層とデジット線の中心までの距離は約３００ｎｍである。このとき、１ｍＴの磁界を発生させる電流値は７５０μＡ、１０ｍＴの磁界を発生させる電流値は７．５ｍＡとなる。本実施例では、チャンネル１の直下のデジット線には約７５０μＡの電流を、チャンネル１０の直下のデジット線には７．５ｍＡの電流を流す設定とした。このとき、チャンネル１のトンネル磁気抵抗効果素子の共鳴周波数は３．２ＧＨｚ、チャンネル１０のトンネル磁気抵抗効果素子の共鳴周波数は２０ＧＨｚとなる。そのほかのチャンネルの共鳴周波数は、隣接する共鳴線の共鳴周波数の間隔が１．８７ＧＨｚとなるように、デジット線に流す電流値を調整して設定した。
　それぞれのチャンネルから得られる信号は約１ｎＶ程度であり、これをアンプによって数１０００倍に増幅して、高周波電波に重畳されている各種の信号の検出を行うことが出来た。デジット線の上面を除く３面に、例えばＮｉＦｅのような強磁性薄膜を形成すると、上記の磁界を発生させるために必要な電流の値をさらに半分にでき、一層の低消費電力化を図ることが出来る。また、分波器のサイズは、全体でも数１０μｍ×数１０μｍと極めて小さく、またリソグラフィー工程を用いて、アンプ等の周辺回路が形成された半導体基板の上に一括形成できるので、製造コストも削減できるという利点がある。

Claims (5)

  1. 　直流電流源とアンテナとが並列に接続された１本のビット線と、
    　それぞれが、非磁性層を強磁性体からなる固定層と強磁性体からなる自由層とで挟んだ構造を有し、前記ビット線に接続された複数の磁気抵抗効果素子と、
    　前記複数の磁気抵抗効果素子にそれぞれ接続された複数のソース線と、
    　前記複数のソース線にそれぞれ接続された複数の増幅器と、
    　前記複数の増幅器の出力を混合するミキサーと、
    　前記複数の磁気抵抗効果素子の自由層にそれぞれ独立して磁界を印加するための複数のデジット線と、
    　各デジット線に所定の電流を印加するための電流ドライバーと、
    　前記デジット線に印加する電流の大きさを記憶しているメモリとを有し、
    　前記直流電流源は前記磁気抵抗効果素子の各自由層に、スピントルク効果による磁化反転を生じさせない大きさの直流電流を供給することを特徴とする電波分波器。
  2. 　請求項１記載の電波分波器において、前記磁気抵抗効果素子の前記固定層と前記自由層の磁化方向は略垂直であることを特徴とする電波分波器。
  3. 　請求項１又は２記載の磁気抵抗効果素子において、前記非磁性層は絶縁障壁層であることを特徴とする電波分波器。
  4. 　請求項１又は２記載の磁気抵抗効果素子において、前記非磁性層は導電性金属層であることを特徴とする電波分波器。
  5. 　請求項１～４のいずれか１項記載の電波分波器において、磁気回転比をγ、真空の透磁率をμ0、自由層の強磁性体の飽和磁化をＭｓとするとき、ｉ番目のトンネル磁気抵抗効果素子の強磁性共鳴の周波数ｆiが、前記ｉ番目のトンネル磁気抵抗効果素子に隣接して配置されたデジット線を流れる電流で発生される大きさＨiの磁界を用いて、下式で設定されることを特徴とする電波分波器。
    　　　　　ｆi～γ／（２π）μ0Ｈi 1/2Ｍｓ1/2
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