WO2010079059A1 - Steuern des stromflusses durch einen spulenantrieb eines ventils unter verwendung eines stromintegrals - Google Patents

Steuern des stromflusses durch einen spulenantrieb eines ventils unter verwendung eines stromintegrals Download PDF

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WO2010079059A1
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coil drive
integral
voltage
supply voltage
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PCT/EP2009/067253
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Johannes Beer
Stephan Bolz
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Continental Automotive Gmbh
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    • F02D2041/2003—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils using means for creating a boost voltage, i.e. generation or use of a voltage higher than the battery voltage, e.g. to speed up injector opening
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    • F02D2041/202—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit
    • F02D2041/2058—Output circuits, e.g. for controlling currents in command coils characterised by the control of the circuit using information of the actual current value

Definitions

  • the present invention relates to the technical field of driving coil drives for a valve, in particular a direct fuel injection valve for an engine of a motor vehicle.
  • an engine controller determines the air mass trapped in a cylinder per working cycle via the so-called cylinder filling model.
  • the corresponding fuel quantity setpoint (MFF SP) is injected via an injection valve. This achieves the purpose of dimensioning the fuel quantity to be injected in such a way that there is an optimum lambda value for exhaust gas aftertreatment in the catalytic converter.
  • the fuel is injected directly into the combustion chamber at a pressure in the range of 40 to 200 bar.
  • Tightness against an uncontrolled fuel outflow and the jet preparation of the fuel to be injected also a precise time metering of the pilot injection quantity.
  • MFF max per working cycle For example, for supercharged operation at the full engine load, a maximum fuel quantity MFF max per working cycle must be measured, whereas in idling mode a minimum fuel quantity MFF min must be applied.
  • MFF_max u. MFF_min define the limits of the linear working range of the injection valve. This means that for these injection quantities a linear relationship between the Injection time (electrical drive time (Ti)) and the injected fuel quantity per cycle (MFF) exists.
  • the amount spread which is defined as the quotient between the maximum fuel quantity MFF_max and the minimum fuel quantity MFF min, is approximately 15.
  • the engine capacity is reduced and the rated power of the engine is reduced Engine maintained or even raised via appropriate engine charging mechanisms.
  • the requirement for the maximum amount of fuel MFF_max at least meets the requirements of a naturally aspirated engine with a larger displacement.
  • the minimum amount of fuel MFF min is determined by the idle operation and the minimum air mass in the overrun mode of the engine reduced in displacement u. thus reduced. Consequently, for future engines, there is an increased requirement for both the quantity spread and the minimum fuel quantity MFF_min.
  • injection quantities smaller than the minimum amount of fuel MFF min there is both an impermissible pulse-to-pulse variation of the injection quantity and a variation of the average injection quantities between the various injection valves of an engine.
  • MFF f (Ti)
  • the additional influencing variables which are included in this calculation, such as fuel pressure, cylinder internal pressure during the injection process, and possible variations in the supply voltage are omitted here for the sake of simplicity.
  • Figure 4a shows the characteristic of a direct injection valve.
  • the injected fuel quantity MFF is plotted as a function of the time Ti of the electrical control. How out 4a, there is a working range which is linear to a very good approximation for periods of time Ti greater than Ti min. This means that the amount of injected fuel MFF is directly proportional to the period of time Ti of the electric drive. For periods of time Ti less than Ti min results in a highly non-linear behavior. In the illustrated example, Ti min is about 0.3 ms.
  • the slope of the characteristic in the linear working range corresponds to the static flow of the injection valve, i. the fuel flow rate that is permanently achieved at full valve lift.
  • the cause of the non-linear behavior for periods Ti less than about 0.3 ms or for fuel quantities MFF ⁇ MFF_min lies in particular in the inertia of an injector-spring mass system and the temporal behavior during Auf u. Degradation of the magnetic field by a coil, which magnetic field actuates the valve needle of the injection valve. Due to these dynamic effects, the complete valve lift is no longer reached for Ti ⁇ Ti_min. This means that the valve is closed again before the design
  • the electrical control of a direct injection valve usually takes place via current-controlled full-bridge output stages of the engine control, which make it possible to pressurize the injection valve with a vehicle electrical system voltage of the motor vehicle and, alternatively, with an amplification voltage.
  • the boost voltage is often referred to as boost voltage (Vboost) and can be, for example, about 60V.
  • FIG. 4b shows a typical current control profile for a direct-injection valve with coil drive. The control is divided into the following phases:
  • A) Pre-charge phase During this phase of the duration t_pch, the battery voltage Vbat, which corresponds to the vehicle electrical system voltage of the motor vehicle, is applied to the coil drive of the injection valve by the bridge circuit of the output stage. When a current setpoint I_pch_sp is reached, the battery voltage Vbat is switched off by a two-point controller, and Vbat is switched on again when the current threshold falls below a further threshold. This results in a temporal fluctuation of the current during the pre-charge phase, wherein the maximum value is defined by the current setpoint I pch sp.
  • Boost phase The pre-charge phase is followed by the boost phase.
  • the gain ⁇ voltage Vboost is as long as applied to the coil drive until a maximum current I_peak is reached by the output stage. Due to the rapid power build-up, the injection valve opens accelerated.
  • I_peak has been reached, a freewheeling phase follows until the end of t_l, during which time the battery voltage Vbat is applied to the coil drive.
  • Ti of the electrical control is measured from the beginning of the boost phase. This means that the transition into the freewheeling phase is triggered by reaching the predetermined maximum current I peak.
  • the duration t_l the boost phase is fixed as a function of the motor ⁇ fuel pressure.
  • the duration Ti of the electrical drive is defined as the time between the start of the boost phase and the cut-off of the holding current.
  • the invention has for its object to improve the current profile for an injection valve to the effect that even at low fuel volumes, a reproducible injection behavior is achieved in particular with regard to fluctuations in the actual injection quantity.
  • a device for controlling the flow of current through a coil drive of a valve in particular a direct injection valve for an engine of a motor vehicle, is described.
  • the device described has (a) a first switching element for coupling the coil drive with a first voltage source, which provides a first supply voltage, (b) a second switching element for coupling the coil drive with a second voltage source, which provides a second supply voltage is greater than the first supply voltage, (c) a current measuring device, which is coupled to the coil drive and which outputs a current measurement signal, which is indicative of the current flow through the coil drive in a current flow through the coil drive, and (d) a control device which with the current measuring device and is coupled to the two switching elements and having an integrator for determining a current integral, which is indicative of the integral of the current measurement signal from a start time to an end time.
  • the control device is set up such that, depending on the current integral, the switching state of at least one of the two switching elements can be controlled.
  • the control device is based on the finding that the current flow through the coil drive can be set particularly accurately if the output current for the actuation of the first and / or the second switching element is not directly the current flow through the coil drive but an integral over the current flow is used.
  • the term current flow is understood to mean the current intensity of a current flowing through the coil drive.
  • the current flow is usually a time-dependent variable, which is correlated in the coil drive of a direct injection valve for an engine of a motor vehicle with the current crankshaft angle in time.
  • the current integral is used for the actuation of the first and / or the second switching element.
  • the current integral ia due to the If the voltage level of the two switching elements in turn depends on the position of the first and / or the second switching element, the current integral constitutes a feedback signal within a feedback-dependent control.
  • the control device according to the invention thus has at least a time interval defined by the start time and the end time. a closed loop.
  • the control device according to the invention can thus also be referred to as a control device.
  • the current measuring device may be, for example, an ohmic resistor, which is connected in series with the coil drive.
  • the current integral can be measured within different phases of the current drive profile for the coil drive and used to control or regulate the voltage application of the coil drive. Even if the time interval between start time and end time is comparatively short, the current integral represents a particularly reliable feedback quantity compared to the simple current measurement signal.
  • the use of the current integral as the feedback quantity has the advantage that, in the case of fuel injection, undesired pulse-to-pulse variations with respect to the quantity of injected fuel can be considerably reduced. This is especially true if only a particularly small amount of fuel to be injected, which is smaller than a minimum amount of fuel that can be applied with conventional, operated only in a linear operating range injectors in the combustion chamber of an engine.
  • An injection valve controlled by the control device according to the invention can thus also inject smaller quantities of fuel with a high quantity accuracy.
  • the two switching elements can be controlled in a mutually correlated manner. In particular, it may be ruled out that both the first switching element and the second switching element are simultaneously in a closed state.
  • the use of the current integral as feedback variable also has the advantage that temperature fluctuations can be negatively impacted by conventionally actuated direct injection valves on the respective injection quantity and in particular on the pulse to pulse constancy of the injection quantity of different injection processes by one and the same injection valve. This applies both to the injection valve and to an electrical output stage with which the coil drive of the injection valve is driven.
  • the first supply voltage is a vehicle electrical system voltage of a motor vehicle.
  • the vehicle electrical system voltage can be the charging end voltage of a battery of the motor vehicle, which is determined by the rated voltage of the battery. For example, at a typical rated battery voltage of 12 volts, the on-board voltage may be 14 volts.
  • the second supply voltage is a boost voltage.
  • the amplification voltage which can also be referred to as boost voltage, can be generated for example from the first supply voltage in a known manner by means of a DC / DC voltage conversion.
  • the boost voltage may have a level of 60 volts.
  • the starting time is the beginning of a boost phase in a time-current drive profile of the coil drive. The amplification phase can begin in particular when the
  • Coil drive is acted upon by closing the second switching element with the second supply voltage. This means that the time of closing the first switching element coincides with the start time point for determining the current integral.
  • the coil drive is temporarily subjected to an increased coil current.
  • the increased coil current can be so great that, if it would be maintained for a longer period of time, it would lead to destruction of the coil drive.
  • the end time is the end of the amplification phase in the time current control profile of the coil drive.
  • the end of the amplification phase does not necessarily coincide with a transition of the second switching element from a closed to a open state together. This may in particular be related to the already mentioned above inductance of the coil drive, which ensures that a once built coil current does not collapse immediately when the supply voltage that has caused the coil current is no longer available.
  • the duration and thus the end of the amplification phase can therefore be defined by the fact that the coil current during a voltage application of the coil drive with the first supply voltage or with the second supply voltage is greater than a so-called holding current setpoint, which ensures a constant opening of the injection valve during a holding phase ,
  • This holding current value can be generated, for example, by means of a known two-point regulator, which operates with the first supply voltage.
  • control device further comprises a comparator for comparing the current integral with at least one current integral reference value.
  • the current integral reference value can be dimensioned such that the current integral reaches this current integral reference value before a predetermined peak current is reached.
  • the predetermined peak current may, for example, be a current value which, in the case of a conventional valve actuation strategy, results in a decoupling of the coil drive from the second supply voltage in the case of a relatively large injection quantity.
  • the current integral reference value may also be so large that the current integral reaches this current integral reference value after the above-mentioned predetermined peak current is reached.
  • a so-called freewheeling phase within the amplification phase can be aborted and / or a shutdown phase can be started outside the amplification phase.
  • the freewheeling phase can be determined by the fact that within the amplification phase, when the coil drive is acted upon by the first supply voltage, a current flows through the coil drive, which current is greater than the holding current desired value described above.
  • the Shutdown is characterized in that both switching elements are in the open state, so that the coil drive is subjected to neither the first nor the second supply voltage and the coil current can discharge via freewheeling diodes in the second supply voltage.
  • the comparator is set up to compare the current integral with a first current integral reference value. This has the advantage that thereby the value of the minimum injection quantity can be set accurately.
  • the control device has a further comparator for comparing the current measuring signal with at least one current measuring signal reference value.
  • the current measuring signal reference value can be, for example, a predetermined peak current which, in the case of a conventional valve actuation strategy, leads to a decoupling of the coil drive from the second supply voltage in the case of a relatively large injection quantity within the amplification phase.
  • At least a part of the control device is realized by means of a microcontroller.
  • the part of the control device can be the integrator, the comparator and / or the further comparator.
  • the microcontroller can be a programmable processor, so that the part of the control device can be realized by means of a computer program, ie by means of software.
  • the microcontroller can also by means of one or more special electronic circuits, ie in hardware, or in Any hybrid form, ie using software components and hardware components, realized.
  • the integrator is realized by means of active electronic components.
  • the current measuring device can be realized by means of a small ohmic resistance, which advantageously avoids a greater power loss in the current measurement.
  • the disadvantage associated with a small resistance value of a small current measuring signal can be avoided by using at least one active electronic component for an amplifier circuit which amplifies the voltage dropped across the resistor. This means that the integral is measured by an amplified current measurement signal, so that the accuracy of the integration is significantly improved.
  • the integrator has one or two operational amplifiers. This has the advantage that a powerful integrator can be realized in a particularly simple manner.
  • the integrator is realized by means of a discrete circuit of components.
  • the components used for the discrete circuit are in particular passive components such as resistors and capacitors and / or active components such as bipolar transistors. This means that no integrated components such as, for example, operational amplifiers or specific ASIC (Application Specific Integrated Circuit) components are used for the described amplifier circuit.
  • the integrator can be realized in a particularly cost-effective manner.
  • a method for controlling the flow of current through a coil drive of a valve in particular a direct injection valve for an engine of a motor vehicle, is described.
  • the described Method comprises (a) measuring a current flow through the coil drive by means of a current measuring device, (b) outputting a current measuring signal from the current measuring device, which is indicative of the current flow through the coil drive, and (c) supplying the current measuring signal to a control device is coupled to a first switching element and to a second switching element.
  • the first switching element for coupling the coil drive is provided with a first voltage source, which provides a first supply voltage and the second switching element is for
  • Coupling of the coil drive provided with a second voltage source which provides a second supply voltage which is greater than the first supply voltage.
  • the described method further comprises (d) determining a current integral by means of an integrator associated with the controller, wherein the current integral for the integral is indicative of the current sense signal from a start time to an end time, and (e) controlling the switching state of at least one the two switching elements in dependence on the current integral by means of the control device.
  • the method according to the invention is based on the finding that the current flow through the coil drive can be set particularly precisely if, as an output variable for the actuation of the first and / or the second switching element
  • Integral is used over the current flow which flows through the coil drive within a predetermined time interval.
  • the current integral represents a feedback signal for a feedback-dependent control, so that the control method according to the invention describes a control by means of a closed control loop.
  • the method according to the invention has the advantage that even particularly small injection quantities, which are smaller than the minimum injection quantities of conventional control methods for injection valves, can be metered with high accuracy and with high reproducibility.
  • the working range of a direct injection valve which so far can only be operated reliably in its linear working range, are extended to the non-linear working range.
  • a computer program for controlling the flow of current through a coil drive of a valve in particular a direct injection valve for an engine of a motor vehicle.
  • the computer program when executed by a processor, is configured to perform the method of the preceding claim.
  • the mention of such a computer program is synonymous with the mention of a program element, a computer program product and / or a computer readable medium containing instructions for controlling a computer system to suit the operation of a system or method coordinate and to achieve the effects associated with the method according to the invention.
  • the computer program may be implemented as a computer-readable instruction code in any suitable programming language such as JAVA, C ++, etc.
  • the computer program can be stored on a computer-readable storage medium (CD-ROM, DVD, Blu-ray Disc, removable drive, volatile or non-volatile memory, built-in memory / processor, etc.).
  • the instruction code may program a computer or other programmable device, such as, in particular, an engine control unit of a motor vehicle, such that the desired
  • the computer program may be provided in a network, such as the Internet, from where it may be downloaded by a user as needed.
  • FIG. 1 shows a device for regulating the current flow through a coil drive of a direct injection valve, wherein the feedback variable used is a current integral of the coil drive, which is determined by an integrator realized by means of a microprocessor.
  • FIG. 2 a shows an integrator realized by means of two operational amplifiers.
  • FIG. 2b shows an integrator realized by means of discrete components.
  • Figure 3a shows a comparator which compares the current integral of the coil drive with a reference value and, when the current integral exceeds the reference value, causes a change in the switching state of the switching elements T2 and T3 shown in Figure 1.
  • FIG. 3b shows different temporal voltage profiles, which are taken into account in the detection of the current integral of the coil drive and in the regulation of the current flow through the coil drive.
  • FIG. 1 shows a device 100 for regulating the flow of current through a coil drive 110 of a direct injection valve.
  • the direct injection valve is not shown for reasons of clarity.
  • the control device 100 can be coupled to two voltage sources, wherein a first voltage source provides a first supply voltage Vbat and the second voltage source provides a second supply voltage Vboost.
  • the first supply voltage Vbat corresponds to a vehicle electrical system voltage or a battery voltage of a motor vehicle.
  • the second supply voltage Vboost is a boost voltage or a boost voltage, which can be generated, for example, by means of a conventional DC-DC conversion from the first supply voltage Vbat.
  • the coil drive 110 can be coupled to the first supply voltage Vbat via a first switching element T1 formed as a transistor and to the second supply voltage Vboost via a second switching element T2, likewise designed as a transistor.
  • a transistor designed as a third switching element T3 connects the coil drive 110 with a current measuring device Rl.
  • the current measuring device is a simple ohmic resistor Rl.
  • the transistor T3 is activated, ie, in a low-resistance state, the same current flows through the current measuring device R1 as through the coil drive 110.
  • a voltage Isense drops across the resistor R1 with respect to the ground potential GND, which is directly proportional to the current current flow the coil drive 110 is.
  • the voltage Isense is also referred to as current measurement signal in the context of this application.
  • the current measuring signal Isense is supplied to an analog to digital converter 120, which transmits digital signals corresponding to the respective current measuring signal Isense to a microprocessor 130 at a predetermined sampling frequency.
  • the microprocessor 130 has an integrator 140 and a comparator 150 connected downstream of the integrator 140.
  • the integrator 140 forms a current integral, which is indicative of the integral over the current measurement signal Isense from a predetermined start time to a predetermined end time. Once the current integral exceeds a predetermined reference value, the comparator 150 provides an output signal which causes the microprocessor 130 to both
  • controller 130 To operate switching elements Tl and T2 so that the current flow is changed by the coil drive 110 in a suitable manner. For this reason, the microprocessor may also be referred to as controller 130.
  • the current integral represents a feedback variable, which depends on the current measurement signal Isense and regulates the current flow through the coil drive 110 via the actuation of the switching elements T 1 and T 2.
  • the coil drive 110 is connected to the battery voltage Vbat via the switching element T1, the diode D1 and the switching element T3.
  • the current that increases with time due to the inductance of the coil of the coil drive 110 is measured as a voltage drop Isense at the resistor R1 and compared with a first limit value. If the current exceeds the first limit value, T 1 is switched off and the current flow through the coil of the coil drive 110 is reduced via a freewheeling diode D 2. This current reduction is additionally driven by the counter electromotive force of the coil inductance described with the Lenz 'rule. The power dissipation continues until a second current limit is reached. Thereafter, the switching element Tl turns on again, whereupon the coil current increases again. This process repeats periodically, so that during the pre-charge phase, a mean current I pch flows.
  • the switching element Tl is turned off and the coil drive 110 is now connected via the closed switching element T2 with the increased voltage Vboost. This achieves the fastest possible power build-up within the coil drive and thus a drastic acceleration of the turn-on of the injector.
  • diode Dl prevents current flow across the unshown parasitic substrate diode from the first MOSFET
  • the switch-off threshold is set to a much higher, third Limit raised.
  • the third limit is the maximum current I_peak.
  • the coil current continues to increase until the third limit value or the maximum current I peak is reached. Then, the second switching element T2 is turned off and the first switching element Tl is turned on, so that the coil drive 110 initially discharges to Vbat until a fourth limit is reached. This completes the amplification phase.
  • the first switching element Tl switches off (beginning of the Abkommut réelles phase) and the discharge of the coil drive 110 now takes place via the freewheeling diode D2 and the Rekuperationsdiode D3 until a fifth threshold is exceeded.
  • the holding phase - as in the pre-charge phase - by periodically switching on and off of the first switching element Tl a mean holding current I hold in the coil drive 110 for the duration of the holding phase t_hold set.
  • the complete discharge of the coil drive 110 is carried out after switching off the two switching elements Tl and T2 via the freewheeling diode D2 and the recuperation diode D3 in the shutdown phase.
  • the integral current integral I is determined and used to control the switch-off point in the injection of smallest fuel quantities.
  • the current integral is determined by a temporal integration of the current measuring signal Isense.
  • the changes described in the following points 2) and 3) are required in the course of the operation of the spool drive 110:
  • the pre-charge phase (t_pch), the boost phase (t_l) and possibly also the commutation phase (t_2) can proceed as usual.
  • the boost phase (t 1) and, if necessary, the commutation phase (t_2) must be aborted when a preset reference value for the current integral is reached.
  • the current measurement signal Isense (via the analog to digital converter 120) is supplied to the integrator 140.
  • the integrator 140 then provides an output signal Integral I, which is compared by means of the comparator 150 with a further, sixth limit. According to the embodiment shown here, both the
  • an analog signal can also be integrated and a voltage level which corresponds to the current integral can be compared with a reference voltage.
  • the current actuation of the coil drive 110 is interrupted and the switch-off phase is initiated.
  • the value of the sixth threshold may be variable by the operating software of the control device 100 so as to be able to control the desired injection quantity.
  • the influence of a variation of the fuel flow MFF profile, which is smaller than the minimum fuel quantity MFF min, can be compensated by an additional controller for the current integral during the boost phase.
  • the current integral results from the following equation: t End Boost
  • Integral _I (t _End _Boost) ⁇ l (t) dt t Start Boost
  • I (t) is the time-dependent current strength through the Spu ⁇ lena drive.
  • t_Start_Boost is the start of the boost phase
  • t_End_Boost is the time of the end of the boost phase.
  • the setpoint values KF_Setpoint_Integral_I_x (x 1, 2, 3), for example, can be stored as maps in a memory.
  • Pre-charge phase can be executed in the same way as with conventional current regulation without consideration of the current integral during the boost phase. In the case of multiple injection, the pre-charge phase can also be omitted.
  • FIGS. 2a and 2b integrated circuit with discrete transistor current source
  • FIG. 2 a shows an analog integrator 240 which has two operational amplifiers, a first operational amplifier 242 and a second operational amplifier 244.
  • the voltage Isense is first supplied via the resistor R2 to the operational amplifier 242 connected as an inverter. If the two resistors R2 and R3 are the same size, the output level of the operational amplifier 242 is -Isese.
  • FIG. 2b shows an analog integrator 240, which is realized by means of discrete components.
  • a transistor T6 together with a resistor R7 forms a voltage-controlled current source.
  • a PNP transistor T5 is connected upstream as emitter follower. Its (positive) base-emitter threshold voltage equals the (negative) base-emitter threshold voltage of the
  • Transistor T6 largely off, which can be influenced by means of a resistor R5, the emitter current of the transistor T5 in a suitable manner.
  • the collector current of the transistor T6 is thus determined essentially by the value of the voltage Isense and by the value of the resistor R7.
  • the collector current of the transistor T6 also flows through the transistor T7, which forms a current mirror together with a transistor T8.
  • the resistors R6 and R8 serve to compensate for any tolerances of the base-emitter threshold voltages of the transistors T7 and T8.
  • the collector current of the transistor T8 substantially corresponds to the collector current of the transistor T6. If Isense now has a positive voltage value, a proportional current will flow through the capacitor Cl and charge it. As a result, the voltage of Integral_I increases according to the time integral of Isense.
  • the capacitor C1 is short-circuited before the start of the integration phase, in order to achieve a defined initial state (OV) of integral I. receive.
  • the transistor T4 can be actuated by the drive circuit shown in Figure 1.
  • FIG. 3a shows a comparator 350 which compares the current integral Integral_I of the coil drive with the above-mentioned sixth limit value. If current integral Integral I exceeds the sixth limit, then the comparator causes a change in the switching states of the switching elements T2 and T3 shown in Figure 1.
  • FIG. 3b shows different temporal voltage profiles, which are taken into account in the detection of the current integral of the coil drive and in the regulation of the current flow through the coil drive.
  • the present invention describes an apparatus and a method which allow for a direct injection valve with a coil drive (110) by regulation based also on a current integral of the coil drive (110), in particular during a boost phase of a current drive profile of the coil drive (110) in particular to reduce the pulse to pulse variation of the amount of fuel injected by the direct injection valve. It also describes a computer program with which said method can be performed.

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Abstract

Es wird eine Vorrichtung (100) und ein Verfahren beschrieben, welche es erlauben für ein Direkteinspritzventil mit einem Spulenantrieb (110) durch eine Regelung basierend auch einem Stromintegral des Spulenantriebs (110) insbesondere während einer Boost-Phase eines Strom-Ansteuerprofils des Spulenantriebs (110) insbesondere die Puls zu Puls Variation der Menge an durch das Direkteinspritzventil eingespritzten Kraftstoff zu reduzieren. Es wird ferner ein Computerprogramm beschrieben, mit dem das genannte Verfahren durchgeführt werden kann.

Description

Beschreibung
Steuern des Stromflusses durch einen Spulenantrieb eines Ventils unter Verwendung eines Stromintegrals
Die vorliegende Erfindung betrifft das technische Gebiet der Ansteuerung von Spulenantrieben für ein Ventil, insbesondere ein Kraftstoff-Direkteinspritzventil für einen Motor eines Kraftfahrzeuges .
Für den Betrieb moderner Verbrennungsmotoren und die Einhaltung strenger Emissionsgrenzwerte bestimmt eine Motorsteuerung über das sog. Zylinderfüllungsmodell die in einem Zylinder pro Arbeitsspiel eingeschlossene Luftmasse. Entsprechend der mo- dellierten Luftmasse und dem gewünschten Verhältnis zwischen Luftmenge und Kraftstoffmenge (Lambda) wird der entsprechende Kraftstoffmengensollwert (MFF SP) über ein Einspritzventil eingespritzt. Damit wird erreicht, die einzuspritzende Kraftstoffmenge so zu bemessen, dass ein für die Abgasnach- behandlung im Katalysator optimaler Wert für Lambda vorliegt . Für direkteinspritzende Ottomotoren mit einer inneren Gemischbildung wird der Kraftstoff mit einem Druck im Bereich von 40 bis 200bar direkt in den Brennraum eingespritzt.
Hauptanforderung an das Einspritzventil ist neben einer
Dichtheit gegen einen unkontrollierten Kraftstoffausfluss und der Strahlaufbereitung des einzuspritzenden Kraftstoffs auch eine zeitlich exakte Zumessung der vorgesteuerten Einspritzmenge. Insbesondere bei aufgeladenen direkteinspritzenden Ottomotoren ist eine sehr hohe Mengenspreizung der geforderten Kraftstoffmenge erforderlich. So muss beispielsweise für den aufgeladenen Betrieb an der motorischen Volllast eine maximale Kraftstoffmenge MFF max pro Arbeitsspiel zugemessen werden, wohingegen im leerlaufnahen Betrieb eine minimale Kraft- stoffmenge MFF min zugemessen werden muss. Die beiden Kenngrößen MFF_max u. MFF_min definieren dabei die Grenzen des linearen Arbeitsbereichs des Einspritzventils. Dies bedeutet, dass für diese Einspritzmengen ein linearer Zusammenhang zwischen der Einspritzzeit (elektrische Ansteuerdauer (Ti)) und der eingespritzten Kraftstoffmenge pro Arbeitsspiel (MFF) besteht.
Für Direkteinspritzventile mit Spulenantrieb beträgt die Mengenspreizung, welche definiert ist als der Quotient zwischen der maximalen Kraftstoffmenge MFF_max und der minimalen Kraftstoffmenge MFF min, ungefähr 15. Für zukünftige Motoren mit dem Fokus auf einer C02-Reduktion wird der Hubraum der Motoren verkleinert und die Nennleistung des Motors über entsprechende Motorauflademechanismen beibehalten oder sogar angehoben. Somit entspricht die Anforderung an die maximale Kraftstoffmenge MFF_max mindestens den Anforderungen eines Saugmotors mit einem größeren Hubraum. Die minimale Kraftstoffmenge MFF min wird jedoch über den leerlaufnahen Betrieb und der minimalen Luftmasse im Schubbetrieb des im Hubraum verkleinerten Motors bestimmt u. somit verringert. Folglich ergibt sich für zukünftige Motoren eine erhöhte Anforderung sowohl an die Mengenspreizung als auch an die minimale Kraftstoffmenge MFF_min. Bei Einspritzmengen kleiner der minimalen Kraftstoffmenge MFF min kommt es jedoch sowohl zu einer unzulässigen Puls zu Puls Variation der Einspritzmenge als auch zu einer Variation der mittleren Einspritzmengen zwischen den verschiedenen Einspritzventilen eines Motors .
Die Kennlinie eines Einspritzventils definiert den Zusammenhang zwischen der eingespritzten Kraftstoffmenge MFF und der Zeitdauer Ti der elektrischen Ansteuerung (MFF = f (Ti)) . Die Invertierung dieser Beziehung Ti=g(MFF_SP) wird in der Motorsteuerung genutzt, um die Soll-Kraftstoffmenge (MFF SP) in die erforderliche Einspritzzeit umzurechnen. Die in diese Berechnung zusätzlichen eingehenden Einflussgrößen wie Kraftstoffdruck, Zylinderinnendruck während des Einspritzvorgangs, sowie mögliche Variationen der Versorgungsspannung werden hier zur Vereinfachung weggelassen.
Figur 4a zeigt die Kennlinie eines Direkteinspritzventils. Dabei ist die eingespritzte Kraftstoffmenge MFF in Abhängigkeit von der Zeitdauer Ti der elektrischen Ansteuerung aufgetragen. Wie aus Figur 4a ersichtlich, gibt es für Zeitdauern Ti größer als Ti min einen in sehr guter Näherung linearen Arbeitsbereich. Dies bedeutet, dass die eingespritzte Kraftstoffmenge MFF direkt proportional zu der Zeitdauer Ti der elektrischen Ansteuerung ist. Für Zeitdauern Ti kleiner als Ti min ergibt sich ein stark nicht lineares Verhalten. In dem dargestellten Beispiel ist Ti min ungefähr 0,3 ms.
Die Steigung der Kennlinie im linearen Arbeitsbereich entspricht dem statischen Durchfluss des Einspritzventils, d.h. der Kraftstoffdurchflussrate, die bei vollständigem Ventilhub dauerhaft erreicht wird. Die Ursache für das nicht lineare Verhalten für Zeitdauern Ti kleiner als ungefähr 0,3 ms bzw. für Kraftstoffmengen MFF < MFF_min liegt insbesondere in der Trägheit eines Injektor-Federmassesystems sowie dem zeitlichen Verhalten beim Auf- u. Abbau des Magnetfeldes durch eine Spule, welches Magnetfeld die Ventilnadel des Einspritzventils betätigt. Durch diese dynamischen Effekte wird für Ti < Ti_min der vollständige Ventilhub nicht mehr erreicht. Dies bedeutet, dass das Ventil wieder geschlossen wird bevor die konstruktiv vorgegebene
Endposition, welche den maximalen Ventilhub definiert, erreicht wurde .
Um eine definierte und reproduzierbare Einspritzmenge zu ge- währleisten, werden Direkteinspritzventile üblicherweise in ihrem linearen Arbeitsbereich betrieben. Daraus ergibt sich eine minimale Kraftstoffmenge MFF min pro Einspritzpuls, welche mindestens gegeben sein muss, um die Einspritzmenge genau zu bestimmen. In dem In Figur 4a dargestellten Beispiel ist diese minimale Kraftstoffmenge MFF_min etwas kleiner als 10 mg.
Die elektrische Ansteuerung eines Direkteinspritzventils erfolgt üblicherweise über stromgeregelte Vollbrücken-Endstufen der Motorsteuerung, die es erlauben, das Einspritzventil mit einer Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs und alternativ mit einer Verstärkungsspannung zu beaufschlagen. Die Verstärkungsspannung wird häufig auch als Boostspannung (Vboost) bezeichnet und kann beispielsweise ca. 60V betragen. Figur 4b zeigt ein typisches Strom-Ansteuerprofil für ein Direkteinspritzventil mit Spulenantrieb. Die Ansteuerung gliedert sich in folgende Phasen:
A) Pre-Charge-Phase : Während dieser Phase der Dauer t_pch wird durch die Brückenschaltung der Endstufe die Batteriespannung Vbat, welche der Bordnetzspannung des Kraftfahrzeugs entspricht, an den Spulenantrieb des Einspritzventils angelegt. Bei Er- reichen eines Stromsollwertes I_pch_sp wird die Batteriespannung Vbat durch einen Zweipunktregler abgeschaltet, nach Unterschreiten einer weiteren Stromschwelle wird Vbat wieder eingeschaltet. Dadurch ergibt sich während der Pre-Charge-Phase eine zeitliche Schwankung des Stroms, wobei der Maximalwert durch den Stromsollwert I pch sp definiert ist.
B) Boost-Phase: An die Pre-Charge Phase schließt sich die Boost-Phase an. Dazu wird von der Endstufe die Verstärkungs¬ spannung Vboost solange an den Spulenantrieb angelegt, bis ein Maximalstrom I_peak erreicht ist. Durch den schnellen Stromaufbau öffnet das Einspritzventil beschleunigt. Nach Erreichen von I_peak schließt sich bis zum Ablauf von t_l eine Freilaufphase an, während dieser wiederum die Batteriespannung Vbat an den Spulenantrieb angelegt wird. Die Zeitdauer Ti der elektrischen Ansteuerung wird ab dem Beginn der Boost-Phase gemessen. Dies bedeutet, dass der Übergang in die Freilaufphase durch das Erreichen des vorgegebenen Maximalstroms I peak getriggert wird. Die Dauer t_l der Boost-Phase ist in Abhängigkeit des Kraft¬ stoffdrucks fest vorgegeben.
C) Abkommutierungs-Phase : Nach Ablauf von t 1 schließt sich eine Abkommutierungs-Phase an. Dabei wird das Magnetfeld des In¬ jektors durch Anlegen einer negativen Verstärkungsspannung -Vboost schnell abgebaut. Die Abkommutierungs-Phase ist zeitgesteuert und hängt von der Batteriespannung Vbat und von der Dauer t_l der Boost-Phase ab. Die Abkommutierungs-Phase endet nach Ablauf einer weiteren Zeitspanne t 2. D) Halte-Phase: An die Abkommutierungs-Phase schließt sich die sog. Haltephase an . Hier wird wiederum über einen Zweipunktregler der Haltestromsollwert I hold sp über die Batteriespannung Vbat eingeregelt .
E) Abschalt-Phase : Durch Abschalten der Spannung entlädt sich die Spule über eine Freilaufdiode . Das Einspritzventil schließt über eine Federkraft, welche durch den an dem Einspritzventil anliegenden Kraftstoffdruck unterstützt wird.
Wie aus Figur 4b ersichtlich, ist die Zeitdauer Ti der e- lektrischen Ansteuerung als die Zeit zwischen dem Start der Boost-Phase und dem Abschalten des Haltestroms definiert.
In der Praxis beruhen unerwünschte Schwankungen hinsichtlich der tatsächlich eingespritzten Kraftstoffmenge MFF neben möglichen Variationen des an dem Einspritzventil anliegenden Kraftstoffdrucks auch auf unerwünschte Variationen des in Figur 4b dargestellten Stromprofils. Unerwünschte Variationen des Stromprofils führen insbesondere bei geringen Kraftstoffmengen zu einer großen Abweichung der eingespritzten Kraftstoffmenge vom Nominalwert. Dies gilt in besonderem Maße dann, wenn die Kraftstoffmengen MFF kleiner sind als die oben beschriebene minimale Kraftstoffmenge MFF_min.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, das Stromprofil für ein Einspritzventil dahingehend zu verbessern, dass auch bei geringen Kraftstoffmengen ein reproduzierbares Einspritzverhalten insbesondere hinsichtlich von Schwankungen der tatsächlichen Einspritzmenge erreicht wird.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Gegenstände der unabhängigen Patentansprüche. Vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben. Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Vorrichtung zum Steuern des Stromflusses durch einen Spulenantrieb eines Ventils, insbesondere eines Direkteinspritzventils für einen Motor eines Kraftfahrzeuges, beschrieben. Die beschriebene Vorrichtung weist auf (a) ein erstes Schaltelement zum Koppeln des Spulenantriebs mit einer ersten Spannungsquelle, welche eine erste Versorgungsspannung bereitstellt, (b) ein zweites Schaltelement zum Koppeln des Spulenantriebs mit einer zweiten Spannungsquelle, welche eine zweite Versorgungsspannung be- reitstellt, die größer ist als die erste Versorgungsspannung, (c) eine Strommesseinrichtung, welche mit dem Spulenantrieb gekoppelt ist und welche bei einem Stromfluss durch den Spulenantrieb ein Strommesssignal ausgibt, welches für den Stromfluss durch den Spulenantrieb indikativ ist, und (d) eine Steuereinrichtung, welche mit der Strommesseinrichtung und mit den beiden Schaltelementen gekoppelt ist und welche einen Integrator zum Bestimmen eines Stromintegrals aufweist, welches für das Integral über das Strommesssignal von einem Startzeitpunkt bis zu einem Endzeitpunkt indikativ ist. Erfin- dungsgemäß ist die Steuereinrichtung derart eingerichtet, dass abhängig von dem Stromintegral der Schaltzustand von zumindest einem der beiden Schaltelemente steuerbar ist.
Der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der Stromfluss durch den Spulenantrieb besonders genau eingestellt werden kann, wenn als Ausgangsgröße für die Betätigung des ersten und/oder des zweiten Schaltelements nicht direkt der Stromfluss durch den Spulenantrieb sondern ein Integral über den Stromfluss verwendet wird. Dabei ist unter dem Begriff Stromfluss die Stromstärke eines durch den Spulenantrieb fließenden Stroms zu verstehen. Der Stromfluss ist üblicherweise eine zeitabhängige Größe, welche bei dem Spulenantrieb eines Direkteinspritzventils für einen Motor eines Kraftfahrzeuges zeitlich mit dem aktuellen Kurbelwellenwinkel korreliert ist.
Bei der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung wird das Stromintegral für die Betätigung des ersten und/oder des zweiten Schaltelements verwendet. Da das Stromintegral u.a. aufgrund der unterschiedlichen Spannungspegel der beiden Schaltelemente wiederum von der Stellung des ersten und/oder des zweiten Schaltelements abhängt, stellt das Stromintegral ein Rückkopplungssignal innerhalb einer rückkopplungsbehafteten Steuerung dar. Die erfindungsgemäße Steuervorrichtung weist somit zumindest innerhalb eines Zeitintervalls, welches durch den Startzeitpunkt und dem Endzeitpunkt definiert ist, einen geschlossenen Regelkreis auf. Die erfindungsgemäße Steuervorrichtung kann somit auch als Regelvorrichtung bezeichnet werden.
Die Strommesseinrichtung kann beispielsweise ein ohmscher Widerstand sein, welcher mit dem Spulenantrieb in Serie geschaltet ist.
Das Stromintegral kann innerhalb verschiedener Phasen des Strom-Ansteuerprofils für den Spulenantrieb gemessen und zur Steuerung bzw. zur Regelung der Spannungsbeaufschlagung des Spulenantriebs verwendet werden. Auch wenn die Zeitspanne zwischen Startzeitpunkt und Endzeitpunkt vergleichsweise kurz ist, stellt das Stromintegral im Vergleich zu dem einfachen Strommesssignal eine besonders verlässliche Rückkopplungsgröße dar .
Die Verwendung des Stromintegrals als Rückkopplungsgröße hat den Vorteil, dass bei einer Kraftstoffeinspritzung unerwünschte Puls zu Puls Variationen in Bezug auf die Menge des eingespritzten Kraftstoffs erheblich vermindert werden können. Dies gilt insbesondere dann, wenn lediglich eine besonders kleine Kraftstoffmenge eingespritzt werden soll, welche kleiner ist als eine minimale Kraftstoffmenge, die mit herkömmlichen, lediglich in einem linearen Arbeitsbereich betriebenen Einspritzventilen, in den Verbrennungsraum eines Motors appliziert werden kann. Ein mit der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung gesteuertes Ein- spritzventil kann somit auch kleinere Kraftstoffmengen mit einer hohen Mengengenauigkeit einspritzen. Bevorzugt können die beiden Schaltelemente in einer zueinander korrelierten Weise angesteuert werden. Insbesondere kann es ausgeschlossen sein, dass sowohl das erste Schaltelement als auch das zweite Schaltelement gleichzeitig in einem geschlossenen Zustand sind. Dies hätte nämlich zur Folge, dass infolge eines "Kurzschlussstroms" zwischen den beiden Spannungsquellen, welcher an dem Spulenantrieb vorbei fließt, eine der beiden Versorgungsspannungen zusammenbrechen würde. Selbstverständlich können zu einem bestimmten Zeitpunkt auch beide Schalt- elemente im geöffneten Zustand vorliegen, so dass im Ergebnis keine der beiden Spannungsquellen mit dem Spulenantrieb gekoppelt ist.
Die Verwendung des Stromintegrals als Rückkopplungsgröße hat ferner den Vorteil, dass Temperaturschwankungen zumindest annähernd kompensiert werden können, welche sich bei herkömmlich angesteuerten Direkteinspritzventilen negativ auf die jeweilige Einspritzmenge und insbesondere auf die Puls zu Puls Konstanz der Einspritzmenge von verschiedenen Einspritzvorgängen durch ein und dasselbe Einspritzventil auswirken. Dies gilt sowohl für das Einspritzventil als auch für eine elektrische Endstufe, mit der der Spulenantrieb des Einspritzventils angetrieben wird.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die erste Versorgungsspannung eine Bordnetzspannung eines Kraftfahrzeugs. Die Bordnetzspannung kann dabei die Ladeschlussspannung einer Batterie des Kraftfahrzeuges sein, welche durch die Nennspannung der Batterie bestimmt wird. Bei einer typischen Batterie-Nennspannung von beispielsweise 12 Volt kann die Bord- netzspannung beispielsweise 14 Volt betragen.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist die zweite Versorgungsspannung eine Verstärkungsspannung. Die Verstärkungsspannung, welche auch als Boost-Spannung bezeichnet werden kann, kann beispielsweise in bekannter Weise mittels einer DC/DC Spannungswandlung aus der ersten Versorgungsspannung generiert sein. Die Verstärkungsspannung kann beispielsweise einen Pegel von 60 Volt aufweisen. Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Startzeitpunkt der Beginn einer Verstärkungsphase in einem zeitlichen Strom-Ansteuerprofil des Spulenantriebs. Die Ver- Stärkungsphase kann insbesondere dann beginnen, wenn der
Spulenantrieb durch ein Schließen des zweiten Schaltelements mit der zweiten Versorgungsspannung beaufschlagt wird. Dies bedeutet, dass der Zeitpunkt des Schließens des ersten Schaltelements mit der Startzeitpunk zum Bestimmen des Stromintegrals zusammenfällt.
Während der Verstärkungsphase, welche auch als sog. Boost-Phase bezeichnet werden kann, wird der Spulenantrieb kurzzeitig mit einem erhöhten Spulenstrom bestrieben. Der erhöhte Spulenstrom kann dabei so groß sein, dass er, sofern er für eine längere Zeitspanne aufrecht erhalten werden würde, zu einer Zerstörung des Spulenantriebs führen würde.
Es wird darauf hingewiesen, dass aufgrund der Induktivität des Spulenantriebs mit dem Anlegen der zweiten Versorgungsspannung an den Spulenantrieb, welcher Zeitpunkt den Beginn der Verstärkungsphase markiert, selbstverständlich nicht sofort der erhöhte Spulenstrom erreicht wird. Der Spulenstrom wird vielmehr - ausgehend von einem Ausgangswert - annähernd linear in Richtung des erhöhten Spulenstroms ansteigen. Dabei ist es nicht zwingend erforderlich, dass der Spulenstrom auch tatsächlich den erhöhten Spulenstrom erreicht. Insbesondere bei der Applizierung von lediglich sehr geringen Kraftstoffmengen kann nämlich die Kopplung des Spulenantriebs mit der zweiten Versorgungsspannung und ggf. auch mit der ersten Versorgungsspannung unterbrochen werden, bevor der erhöhte Spulenstrom durch den Spulenantrieb erreicht wird.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Endzeitpunkt das Ende der Verstärkungsphase in dem zeitlichen Strom-Ansteuerprofil des Spulenantriebs. Das Ende der Verstärkungsphase fällt dabei nicht zwangsläufig mit einem Übergang des zweiten Schaltelements von einem geschlossenen in einen offenen Zustand zusammen. Dies kann insbesondere mit der bereits oben genannten Induktivität des Spulenantriebs zusammenhängen, welche dafür sorgt, dass ein einmal aufgebauter Spulenstrom nicht sofort zusammenbricht, wenn die Versorgungsspannung, die den Spulenstrom veranlasst hat, nicht mehr vorhanden ist.
Die zeitliche Dauer und damit das Ende der Verstärkungsphase kann deshalb dadurch definiert sein, dass der Spulenstrom während einer Spannungsbeaufschlagung des Spulenantriebs mit der ersten Versorgungsspannung oder mit der zweiten Versorgungsspannung größer wird als ein sogenannter Haltestromsollwert, welcher für eine konstante Öffnung des Einspritzventils während einer Haltephase sorgt. Dieser Haltestromwert kann beispielsweise mittels eines bekannten Zweipunktreglers, welcher mit der ersten Versorgungsspannung arbeitet, erzeugt werden.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung weist die Steuereinrichtung ferner einen Komparator zum Vergleichen des Stromintegrals mit zumindest einem Stromintegral-Referenzwert auf. Der Stromintegral-Referenzwert kann dabei derart bemessen sein, dass das Stromintegral diesen Stromintegral-Referenzwert erreicht, bevor ein vorbestimmter Spitzenstrom erreicht wird. Der vorbestimmte Spitzenstrom kann beispielsweise ein Stromwert sein, der bei einer herkömmlichen Ventil-Ansteuerstrategie im Falle einer relativ großen Einspritzmenge zu einem Entkoppeln des Spulenantriebs von der zweiten Versorgungsspannung führt.
Der Stromintegral-Referenzwert kann auch so groß sein, dass das Stromintegral diesen Stromintegral-Referenzwert erreicht, nachdem der oben genannte vorbestimmte Spitzenstrom erreicht wird. Bei Erreichen des Referenzwertes kann beispielsweise eine sogenannte Freilaufphase innerhalb der Verstärkungsphase abgebrochen und/oder eine Abschaltphase außerhalb der Verstärkungsphase begonnen werden. Die Freilaufphase kann dabei dadurch bestimmt sein, dass innerhalb der Verstärkungsphase bei einer Beaufschlagung des Spulenantriebs mit der ersten Versorgungsspannung ein Strom durch den Spulenantrieb fließt, welcher größer ist als der oben beschriebene Haltestromsollwert. Die Abschaltphase zeichnet sich dadurch aus, dass beide Schaltelemente im geöffneten Zustand sind, so dass der Spulenantrieb weder mit der ersten noch mit der zweiten Versorgungsspannung beaufschlagt ist und sich der Spulenstrom über Freilaufdioden in die zweite Versorgungsspannung entladen kann.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Komparator derart eingerichtet, das Stromintegral mit einem ersten Stromintegral-Referenzwert zu vergleichen. Dies hat den Vorteil, dass dadurch der Wert der minimalen Einspritzmenge genau eingestellt werden kann.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung weist die Steuereinrichtung einen weiteren Komparator zum Vergleichen des Strommesssignals mit zumindest einem Strommesssignal-Referenzwert auf. Dies hat den Vorteil, dass die Steuereinrichtung den Schaltzustand von dem ersten und/oder dem zweiten Schaltelement nicht nur in Abhängigkeit des Stromintegrals sondern zusätzlich auch noch in Abhängigkeit von dem aktuell gegebenen Strommesssignals steuern kann.
Der Strommesssignal-Referenzwert kann beispielsweise ein vorbestimmter Spitzenstrom sein, der bei einer herkömmlichen Ventil-Ansteuerstrategie im Falle einer relativ großen Ein- spritzmenge innerhalb der Verstärkungsphase zu einem Entkoppeln des Spulenantriebs von der zweiten Versorgungsspannung führt.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist zumindest ein Teil der Steuereinrichtung mittels eines Mik- rocontrollers realisiert. Der Teil der Steuereinrichtung kann dabei der Integrator, der Komparator und/oder der weitere Komparator sein.
Der MikroController kann ein programmierbarer Prozessor sein, so dass der Teil der Steuereinrichtung mittels eines Computerprogramms, d.h. mittels einer Software realisiert werden kann. Der MikroController kann jedoch auch mittels einer oder mehrerer spezieller elektronischer Schaltungen, d.h. in Hardware, oder in beliebig hybrider Form, d.h. mittels Software-Komponenten und Hardware-Komponenten, realisiert werden.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Integrator mittels aktiver elektronischer Bauelemente realisiert. Dies hat den Vorteil, dass die Strommesseinrichtung mittels eines kleinen ohmschen Widerstandes realisiert sein kann, welcher auf vorteilhafte Weise eine größere Verlustleistung bei der Strommessung vermeidet. Der mit einem kleinen Widerstandswert verbundene Nachteil eines kleinen Strommesssignals kann dadurch vermieden werden, dass zumindest ein aktives elektronisches Bauelement für eine Verstärkerschaltung verwendet wird, welche die am Widerstand abfallende Spannung verstärkt. Dies bedeutet, dass das Integral von einem verstärkten Strommesssignal gemessen wird, so dass die Genauigkeit der Integration erheblich verbessert wird.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung weist der Integrator einen oder zwei Operationsverstärker auf. Dies hat den Vorteil, dass ein leistungsfähiger Integrator auf besonders einfache Weise realisiert werden kann.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Integrator mittels einer diskreten Schaltung von Bauelementen realisiert. Die für die diskrete Schaltung verwendeten Bauelemente sind dabei insbesondere passive Bauelemente wie Widerstände und Kondensatoren und/oder aktive Bauelemente wie Bipolartransistoren. Dies bedeutet, dass für die beschriebene Verstärkerschaltung keine integrierten Bausteine wie bei- spielsweise Operationsverstärker oder spezifische ASIC (Application Specific Integrated Circuit) Bausteine verwendet werden. Dadurch kann der Integrator auf besonders kostengünstige Weise realisiert werden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Verfahren zum Steuern des Stromflusses durch einen Spulenantrieb eines Ventils, insbesondere eines Direkteinspritzventils für einen Motor eines Kraftfahrzeuges, beschrieben. Das beschriebene Verfahren weist auf (a) ein Messen eines Stromflusses durch den Spulenantrieb mittels einer Strommesseinrichtung, (b) ein Ausgeben eines Strommesssignals von der Strommesseinrichtung, welches für den Stromfluss durch den Spulenantrieb indikativ ist und (c) ein Zuführen des Strommesssignals zu einer Steuereinrichtung, welche mit einem ersten Schaltelement und mit einem zweiten Schaltelement gekoppelt ist. Dabei ist das erste Schaltelement zum Koppeln des Spulenantriebs mit einer ersten Spannungsquelle vorgesehen, welche eine erste Versorgungs- Spannung bereitstellt und das zweite Schaltelement ist zum
Koppeln des Spulenantriebs mit einer zweiten Spannungsquelle vorgesehen, welche eine zweite Versorgungsspannung bereitstellt, die größer ist als die erste Versorgungsspannung. Das beschriebene Verfahren weist ferner auf (d) ein Bestimmen eines Stromintegrals mittels eines der Steuereinrichtung zugeordneten Integrators, wobei das Stromintegral für das Integral über das Strommesssignal von einem Startzeitpunkt bis zu einem Endzeitpunkt indikativ ist, und (e) ein Steuern des Schaltzustandes von zumindest einem der beiden Schaltelemente in Abhängigkeit von dem Stromintegral mittels der Steuereinrichtung.
Dem erfindungsgemäßen Verfahren liegt die Erkenntnis zugrunde, dass der Stromfluss durch den Spulenantrieb besonders genau eingestellt werden kann, wenn als Ausgangsgröße für die Be- tätigung des ersten und/oder des zweiten Schaltelements ein
Integral über den Stromfluss verwendet wird, welcher innerhalb eines vorbestimmten Zeitintervalls durch den Spulenantrieb fließt. Das Stromintegral stellt dabei ein Rückkopplungssignal für eine rückkopplungsbehaftete Steuerung dar, so dass das erfindungsgemäße Steuerverfahren eine Regelung mittels eines geschlossenen Regelkreises beschreibt.
Das erfindungsgemäße Verfahren hat den Vorteil, dass auch besonders kleine Einspritzmengen, welche kleiner sind als die minimalen Einspritzmengen herkömmlicher Ansteuerverfahren für Einspritzventile, mit einer hohen Genauigkeit und mit einer hohen Reproduzierbarkeit dosiert werden können. Mit dem beschriebenen Verfahren kann der Arbeitsbereich eines Direkteinspritzventils, welches bisher zuverlässig nur in seinem linearen Arbeitsbereich betrieben werden kann, auf den nichtlinearen Arbeitsbereich ausgeweitet werden.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Computerprogramm zum Steuern des Stromflusses durch einen Spulenantrieb eines Ventils, insbesondere eines Direkteinspritzventils für einen Motor eines Kraftfahrzeuges, beschrieben. Das Compu- terprogram ist, wenn es von einem Prozessor ausgeführt wird, zum Durchführen des Verfahrens nach dem vorangehenden Anspruch eingerichtet .
Im Sinne der vorliegenden Anmeldung ist die Erwähnung eines solchen Computerprogramm gleichbedeutend mit der Erwähnung eines Programm-Elements, eines Computerprogrammprodukts und/oder eines computerlesbaren Mediums, das Anweisungen zum Steuern eines Computersystems enthält, um die Arbeitsweise eines Systems bzw. eines Verfahrens in geeigneter Weise zu koordinieren und um die mit dem erfindungsgemäßen Verfahren verknüpften Wirkungen zu erreichen.
Das Computerprogramm kann als computerlesbarer Anweisungscode in jeder geeigneten Programmiersprache wie beispielsweise in JAVA, C++ etc. implementiert sein. Das Computerprogramm kann auf einem computerlesbaren Speichermedium (CD-Rom, DVD, Blu-ray Disk, Wechsellaufwerk, flüchtiger oder nicht-flüchtiger Speicher, eingebauter Speicher/Prozessor etc.) abgespeichert sein. Der Anweisungscode kann einen Computer oder andere programmierbare Geräte wie insbesondere ein Steuergerät für einen Motor eines Kraftfahrzeugs derart programmieren, dass die gewünschten
Funktionen ausgeführt werden. Ferner kann das Computerprogramm in einem Netzwerk wie beispielsweise dem Internet bereitgestellt werden, von dem es bei Bedarf von einem Nutzer herunter geladen werden kann.
Es wird darauf hingewiesen, dass Ausführungsformen der Erfindung mit Bezug auf unterschiedliche Erfindungsgegenstände beschrieben wurden. Insbesondere sind einige Ausführungsformen der Erfindung mit Vorrichtungsansprüchen und andere Ausführungsformen der Erfindung mit Verfahrensansprüchen beschrieben. Dem Fachmann wird jedoch bei der Lektüre dieser Anmeldung sofort klar werden, dass, sofern nicht explizit anders angegeben, zusätzlich zu einer Kombination von Merkmalen, die zu einem Typ von Erfindungsgegenstand gehören, auch eine beliebige Kombination von Merkmalen möglich ist, die zu unterschiedlichen Typen von Erfindungsgegenständen gehören.
Weitere Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden beispielhaften Beschreibung derzeit bevorzugter Ausführungsformen. Die einzelnen Figuren der Zeichnung dieser Anmeldung sind lediglich als schematisch und als nicht maßstabsgetreu anzusehen.
Figur 1 zeigt eine Vorrichtung zum Regeln des Stromflusses durch einen Spulenantrieb eines Direkteinspritzventils, wobei als Rückkopplungsgröße ein Stromintegral des Spulenantriebs ver- wendet wird, welches von einem mittels eines Mikroprozessors realisierten Integrators ermittelt wird.
Figur 2a zeigt einen mittels zweier Operationsverstärker realisierten Integrator.
Figur 2b zeigt einen mittels diskreter Bauelemente realisierten Integrator .
Figur 3a zeigt einen Komparator, welcher das Stromintegral des Spulenantriebs mit einem Referenzwert vergleicht und, wenn das Stromintegral den Referenzwert überschreitet, eine Änderung des Schaltzustands der in Figur 1 dargestellten Schaltelemente T2 und T3 veranlasst.
Figur 3b zeigt verschiedene zeitliche Spannungsverläufe, welche bei der Erfassung des Stromintegrals des Spulenantriebs und bei der Regelung des Stromflusses durch den Spulenantrieb berücksichtigt werden. An dieser Stelle wird darauf hingewiesen, dass in der Zeichnung die Bezugszeichen von gleichen oder von einander entsprechenden Komponenten identisch sind oder sich lediglich in ihrer ersten Ziffer voneinander unterscheiden.
Ferner wird darauf hingewiesen, dass die nachfolgend beschriebenen Ausführungsformen lediglich eine beschränkte Auswahl an möglichen Ausführungsvarianten der Erfindung dar- stellen. Insbesondere ist es möglich, die Merkmale einzelner Ausführungsformen in geeigneter Weise miteinander zu kombinieren, so dass für den Fachmann mit den hier explizit dargestellten Ausführungsvarianten eine Vielzahl von verschiedenen Ausführungsformen als offensichtlich offenbart anzusehen sind.
Figur 1 zeigt eine Vorrichtung 100 zum Regeln des Stromflusses durch einen Spulenantrieb 110 eines Direkteinspritzventils. Das Direkteinspritzventil ist aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt.
Die Regelvorrichtung 100 ist mit zwei Spannungsquellen koppelbar, wobei eine erste Spannungsquelle eine erste Versorgungsspannung Vbat und die zweite Spannungsquelle eine zweite Versorgungsspannung Vboost bereitstellt. Gemäß dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel entspricht die erste Versorgungsspannung Vbat einer Bordnetzspannung bzw. einer Batteriespannung eines Kraftfahrzeugs. Die zweite Versorgungsspannung Vboost ist eine Verstärkungs- bzw. eine Boostspannung, welche beispielsweise mittels einer herkömmlichen DC-DC Konvertierung aus der ersten Versorgungsspannung Vbat erzeugt werden kann.
Der Spulenantrieb 110 ist über ein als Transistor ausgebildetes erstes Schaltelement Tl mit der ersten Versorgungsspannung Vbat und über ein ebenfalls als Transistor ausgebildetes zweites Schaltelement T2 mit der zweiten Versorgungsspannung Vboost koppelbar. Ein als Transistor ausgebildetes drittes Schalt- element T3 verbindet den Spulenantrieb 110 mit einer Strommesseinrichtung Rl. Gemäß dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel ist die Strommesseinrichtung ein einfacher ohmscher Widerstand Rl. Sofern der Transistor T3 aktiviert d.h. in einem niederohmigen Zustand ist, fließt somit durch die Strommesseinrichtung Rl der gleiche Strom wie durch den Spulenantrieb 110. Dabei fällt an dem Widerstand Rl gegenüber dem Massepotential GND ein Spannung Isense ab, welche direkt proportional zu dem aktuellen Stromfluss durch den Spulenantrieb 110 ist. Die Spannung Isense wird im Rahmen dieser Anmeldung auch als Strommesssignal bezeichnet.
Gemäß dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel wird das Strommesssignal Isense einem Analog zu Digital Wandler 120 zugeführt, welcher mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz digitale Signale, die dem jeweiligen Strommesssignal Isense entsprechen, an einen Mikroprozessor 130 übergibt. Der Mikroprozessor 130, weist einen Integrator 140 und einen dem Integrator 140 nachgeschalteten Komparator 150 auf. Der In- tegrator 140 bildet ein Stromintegral, welches für das Integral über das Strommesssignal Isense von einem vorgegebenen Startzeitpunkt bis zu einem vorgegebenen Endzeitpunkt indikativ ist. Sobald das Stromintegral einen vorgegebenen Referenzwert überschreitet, liefert der Komparator 150 ein Ausgangssignal, welches den Mikroprozessor 130 dazu veranlasst, die beiden
Schaltelemente Tl und T2 so zu betätigen, dass der Stromfluss durch den Spulenantrieb 110 in geeigneter Weise verändert wird. Aus diesem Grund kann der Mikroprozessor auch als Steuereinrichtung 130 bezeichnet werden.
Das Stromintegral stellt innerhalb der Vorrichtung 100 eine Rückkopplungsgröße dar, welche von dem Strommesssignal Isense abhängt und über die Betätigung der Schaltelemente Tl und T2 den Stromfluss durch den Spulenantrieb 110 regelt.
Im Folgenden wird die Funktionsweise der Regelvorrichtung 100 genauer erläutert. Dabei wird zunächst eine herkömmliche Ansteuerung des Spulenantriebs 110 beschrieben, bei welcher der Spulenstrom durch einen Vergleich mit einem oder mehreren Grenzwerten und durch ein entsprechendes Schalten der Schaltelemente Tl, T2 und T3 geregelt wird, bei welcher eine Bestimmung des Stromintegrals jedoch nicht vorgesehen ist. Dabei wird auch auf das in Figur 4b dargestellte zeitliche Stromprofil mit seinen unterschiedlichen Phasen Bezug genommen.
Während der Pre-Charge Phase t_pch wird der Spulenantrieb 110 über das Schaltelement Tl, die Diode Dl und das Schaltelement T3 mit der Batteriespannung Vbat verbunden. Der durch die Induktivität der Spule des Spulenantriebs 110 mit der Zeit ansteigende Strom wird als Spannungsabfall Isense am Widerstand Rl gemessen und mit einem ersten Grenzwert verglichen. Überschreitet der Strom den ersten Grenzwert, so wird Tl ausge- schaltet und der Stromfluss durch die Spule des Spulenantriebs 110 wird über eine Freilaufdiode D2 abgebaut. Dieser Stromabbau wird zusätzlich getrieben durch die mit der Lenz ' sehen Regel beschriebene elektromotorische Gegenkraft der Spuleninduktivität. Der Stromabbau setzt sich fort, bis ein zweiter Grenzwert des Stromes erreicht ist. Daraufhin schaltet das Schaltelement Tl wieder ein, worauf der Spulenstrom abermals ansteigt. Dieser Vorgang wiederholt sich periodisch, so dass während der Pre-Charge-Phase ein mittlerer Strom I pch fließt.
Zu Beginn der Einschaltphase der elektrischen Ansteuerung Ti wird das Schaltelement Tl ausgeschaltet und der Spulenantrieb 110 wird nun über das geschlossene Schaltelement T2 mit der erhöhten Spannung Vboost verbunden. Dadurch erreicht man einen möglichst raschen Stromaufbau innerhalb des Spulenantriebs und somit eine drastische Beschleunigung des Einschaltverhaltens des Einspritzventils .
Während des Anlegens der erhöhten Spannung Vboost verhindert die Diode Dl einen Stromfluss über die nicht dargestellte parasitäre Substratdiode von dem als MOSFET ausgebildeten ersten
Schaltelement Tl in das Spannungsniveau Vbat. Zugleich wird die Ausschaltschwelle auf einen wesentlich höheren, dritten Grenzwert angehoben. Der dritte Grenzwert ist der Maximalstrom I_peak.
In der Folge erhöht sich der Spulenstrom weiter, bis der dritte Grenzwert bzw. der Maximalstrom I peak erreicht ist. Dann wird das zweite Schaltelement T2 ausgeschaltet und das erste Schaltelement Tl eingeschaltet, so dass sich der Spulenantrieb 110 zunächst nach Vbat entlädt bis ein vierter Grenzwert erreicht ist. Damit ist die Verstärkungsphase beendet.
Danach schaltet auch das erste Schaltelement Tl aus (Beginn der Abkommutierungs-Phase) und die Entladung des Spulenantriebs 110 erfolgt nun über die Freilaufdiode D2 und die Rekuperationsdiode D3, bis ein fünfter Grenzwert unterschritten wird. Dann wird in der Haltephase - wie in der Pre-Charge-Phase - durch periodisches Ein- und Ausschalten des ersten Schaltelements Tl ein mittlerer Haltestrom I hold in dem Spulenantrieb 110 für die Zeitdauer der Haltephase t_hold eingestellt. Die vollständige Entladung des Spulenantriebs 110 erfolgt nach dem Ausschalten der beiden Schaltelemente Tl und T2 über die Freilaufdiode D2 und über die Rekuperationsdiode D3 im Rahmen der Abschaltphase.
Bei der in dieser Anmeldung beschriebenen Schaltung wird das Stromintegral Integral I bestimmt und zur Steuerung des Ausschaltpunktes bei der Einspritzung von kleinsten Kraftstoffmengen verwendet. Wie bereits oben beschrieben, wird das Stromintegral durch eine zeitliche Integration des Strommesssignals Isense bestimmt. Um das Stromintegral in geeigneter Weise bei der Ansteuerung der verschiedenen Schaltelemente zu verwenden, sind die unter den nachfolgenden Punkten 2) und 3) beschriebenen Änderungen beim Ablauf der Betätigung des Spulenantriebs 110 erforderlich:
1) Die Pre-Charge-Phase (t_pch) , die Boost-Phase (t_l) und ggf. auch die Abkommutierungs-Phase (t_2) können wie gewohnt ablaufen . 2) Die Boost-Phase (t 1) und ggf. auch die Abkommutierungs-Phase (t_2) müssen bei Erreichen eines vorgegebenen Referenzwertes für das Stromintegral abgebrochen werden.
3) Bei der Einspritzung von kleinsten Kraftstoffmengen gibt es keine Haltephase (t hold) . Vielmehr wird bei Erreichen des eingestellten Referenzwertes unmittelbar die Entladung des Spulenantriebs 110 eingeleitet. Dabei sind die Schaltelemente Tl, T2 und T3 ausgeschaltet.
Wie aus Figur 1 ersichtlich, wird das Strommesssignal Isense (über den Analog zu Digital Wandler 120) dem Integrator 140 zugeführt. Der Integrator 140 stellt dann ein Ausgangssignal Integral I zur Verfügung, welches mittels des Komparators 150 mit einem weiteren, sechsten Grenzwert verglichen wird. Gemäß dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel erfolgt sowohl die
Integration als auch der Vergleich unter der Verwendung von digitalen Daten. Wie nachfolgend noch genauer erläutert wird, kann selbstverständlich auch ein analoges Signal integriert und ein Spannungspegel, welche dem Stromintegral entspricht, mit einer Referenzspannung verglichen werden.
Bei Erreichen des sechsten Grenzwertes wird die aktuelle Betätigung des Spulenantriebs 110 unterbrochen und die Ab- schalt-Phase eingeleitet. Der Wert des sechsten Grenzwertes kann durch die Betriebssoftware der Regelvorrichtung 100 veränderlich sein, um so die gewünschte Einspritzmenge regeln zu können.
Der Einfluss einer Variation des Stromprofils für Kraft- stoffmengen MFF, die kleiner sind als die minimale Kraftstoffmenge MFF min, lässt sich durch einen zusätzlichen Regler für das Stromintegral während der Boost-Phase kompensieren. Dieser Regler kann für die Boost-Phase den Sollwert des Stromintegrals gemäß verschiedener Kennfeldern KF_Setpoint_Integral_I_x (x = 1, 2, 3) über eine Anpassung der Zeit t_l der Boost-Phase einstellen. Das Stromintegral ergibt dabei sich aus folgender Gleichung: t End Boost
Integral _I(t _End _Boost) = \l(t)dt t Start Boost
Dabei ist I (t) die zeitabhängige Stromstärke durch den Spu¬ lenantrieb. t_Start_Boost ist der Zeitpunkt des Beginns der Boost-Phase, t_End_Boost ist der Zeitpunkt des Endes der Bo- ost-Phase .
Die Sollwerte KF_Setpoint_Integral_I_x (x = 1, 2, 3) können beispielsweise als Kennfelder in einem Speicher abgelegt werden.
Damit kann sich bei Berücksichtigung des Stromintegrals folgende Ansteuerstrategie für den Spulenantrieb ergeben:
A) Pre-Charge-Phase : Die Pre-Charge-Phase kann genauso ablaufen wie bei einer herkömmlichen Stromregelung ohne Berücksichtigung des Stromintegrals während der Boost-Phase. Im Falle einer Mehrfacheinspritzung kann die Pre-Charge-Phase auch entfallen.
B) Boost-Phase: Abhängig von der gesamten Zeitdauer Ti der elektrischen Ansteuerung ergeben sich folgende Fallunterscheidungen :
Bl) Ti > t_l + t_2 (es gibt eine Haltephase) oder t_l < Ti < t_l + t_2 (es gibt keine Haltephase, das Ein- spritzventil wird innerhalb der Abkommutierungs-Phase abge¬ schaltet) :
1) Wenn die Stromstärke I durch den Spulenantrieb den Maxi¬ malstrom I peak erreicht, dann beginnt die Freilaufphase. Dieses Verhalten unterscheidet sich nicht von einer herkömmlichen Stromregelung ohne Berücksichtigung des Stromintegrals.
2) Wenn das Integral I (t End Boost) gleich groß ist wie ein erster Sollwert KF_Setpoint_Integral_I_l (I_peak, Kraftstoff- druck) , dann ist t_l = t_End_Boost, die Freilaufphase wird beendet und das Strom-Ansteuerprofil wird mit der Abschalt-Phase fortgesetzt . B2) Ti = t_l : Hier sind zwei Fälle B2i) und B2ii) zu unterscheiden :
B2i) Ti > t_peak, wobei t_peak der Zeitpunkt des Erreichens des Maximalstroms I peak ist. Dies bedeutet, dass der Maximalstrom I_peak auch tatsächlich erreicht wird:
1) Nach Erreichen von I_peak schließt sich eine Freilaufphase an.
2) Wenn das Integral_I (t_End_Boost) gleich groß ist wie ein zweiter Sollwert KF_Setpoint_Integral_I_2 (Ti, I_peak, Kraft- stoffdruck) , dann ist t_l = t_End_Boost, die Freilaufphase wird beendet und das Strom-Ansteuerprofil wird mit der Abschalt-Phase fortgesetzt .
B2ii) Ti < t_peak: Dies bedeutet, dass die Abschalt-Phase beginnt, bevor der Strom durch den Spulenantrieb I peak erreicht.
Wenn das Integral I (t End Boost) gleich groß ist wie ein dritter Sollwert KF_Setpoint_Integral_I_3 (Ti, I_peak, Kraftstoffdruck) , dann ist t 1 = t End Boost und das Strom-Ansteuerprofil wird mit der Abschalt-Phase fortgesetzt.
C) Abkommutierungs-Phase : Sofern die Abkommutierungs-Phase durchgeführt wird, ergeben sich keine Änderungen gegenüber einer herkömmlichen Stromregelung ohne Berücksichtigung des Stromintegrals .
D) Halte-Phase: Sofern die Halte-Phase durchgeführt wird, ergeben sich keine Änderungen gegenüber einer herkömmlichen
Stromregelung ohne Berücksichtigung des Stromintegrals.
E) Abschalt-Phase: Für die Abschalt-Phase ergeben sich ebenfalls keine Änderungen gegenüber einer herkömmlichen Stromregelung ohne Berücksichtigung des Stromintegrals. Gemäß dem hier dargestellten Ausführungsbeispiel wird zur Vermeidung einer übermäßigen Verlustleistung für den Widerstand Rl ein möglichst geringer Wert gewählt. Demzufolge liegt auch der Spannungsabfall an Rl, welcher mit dem Strommesssignal Isense identisch ist, im Bereich von wenigen 10OmV.
Dieser geringe Wert kann jedoch eine einfache analoge Signalintegration erschweren. Dies gilt jedenfalls dann, wenn der entsprechende analoge Integrator lediglich einen Kondensator und einen Widerstand aufweist. Eine hinreichende Genauigkeit der Integration wird nämlich nur dann gewährleistet, wenn der Endwert des Integrationsvorgangs wesentlich kleiner ist als die zu integrierende Eingangsspannung.
Eine analoge Integratorschaltung mit aktiven Bauelementen (Transistoren, Operationsverstärkern) kann diese Beschränkung vermeiden. Hierbei sind zwei bevorzugte Ausführungsformen vorstellbar, die in den Figuren 2a (Integrator mit Operationsverstärker) und 2b (Integrator mit diskreter Transistor- Stromquelle) dargestellt sind.
Figur 2a zeigt einen analogen Integrator 240, welcher zwei Operationsverstärker, einen ersten Operationsverstärker 242 und einen zweiten Operationsverstärker 244 aufweist. Die Spannung Isense wird zunächst über den Widerstand R2 dem als Inverter verschalteten Operationsverstärker 242 zugeführt. Sind die beiden Widerstände R2 und R3 gleich groß, so liegt der Ausgangspegel des Operationsverstärkers 242 bei -Isense.
Diese Spannung wird nun über den Widerstand R4 dem als invertierenden Integrator verschalteten zweiten Operationsverstärker 244 zugeführt. Hat Isense nun einen (positiven) Spannungswert, dann ist die Spannung am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 242 negativ. Durch den Widerstand R4 wird nun ein Strom fließen, der auch durch den Kondensator Cl fließt. Entsprechend steigt die Ausgangsspannung Integral_I des zweiten Operationsverstärkers 244 mit der Zeit an und entspricht dem zeitlichen Integral von Isense. Mit dem als Schalter arbeitenden Transistor T4 wird der Kondensator Cl vor Beginn der Integrationsphase kurzgeschlossen, um so einen definierten Anfangszustand (OV) von Integral_I zu erhalten. Der Transistor T4 kann ebenfalls von der in Figur 1 dargestellten Ansteuerschaltung betätigt werden.
Figur 2b zeigt einen analogen Integrator 240, welcher mittels diskreter Bauelemente realisiert ist. Ein Transistor T6 bildet zusammen mit einem Widerstand R7 eine spannungsgesteuerte Stromquelle. Zur Kompensation der Basis-Emitter-Schwellspannung des Transistors T6 ist ein PNP-Transistor T5 als Emitterfolger vorgeschaltet. Dessen (positive) Basis-Emitter-Schwellspannung gleicht die (negative) Basis-Emitter-Schwellspannung des
Transistors T6 weitgehend aus, wobei mithilfe eines Widerstandes R5 der Emitterstrom des Transistors T5 in geeigneter Weise beeinflusst werden kann.
Der Kollektorstrom des Transistors T6 ist somit im Wesentlichen durch den Wert der Spannung Isense und durch den Wert des Widerstandes R7 bestimmt. Der Kollektorstrom des Transistors T6 fließt auch durch den Transistor T7, welcher zusammen mit einem Transistor T8 einen Stromspiegel bildet. Die Widerstände R6 und R8 dienen zum Ausgleich etwaiger Toleranzen der Basis-Emitter-Schwellspannungen der Transistoren T7 und T8.
Der Kollektorstrom des Transistors T8 entspricht im Wesentlichen dem Kollektorstrom des Transistors T6. Hat Isense nun einen positiven Spannungswert, wird ein dazu proportionaler Strom durch den Kondensator Cl fließen und diesen laden. In der Folge steigt die Spannung von Integral_I entsprechend dem zeitlichen Integral von Isense.
Mit dem als Schalter arbeitenden Transistor T4 wird der Kondensator Cl vor Beginn der Integrationsphase kurzgeschlossen, um so einen definierten Anfangszustand (OV) von Integral I zu erhalten. Auch hier kann der Transistor T4 von der in Figur 1 dargestellten Ansteuerschaltung betätigt werden.
Figur 3a zeigt einen Komparator 350, welcher das Stromintegral Integral_I des Spulenantriebs mit dem oben genannten sechsten Grenzwert vergleicht. Wenn Stromintegral Integral I den sechsten Grenzwert überschreitet, dann veranlasst der Komparator eine Änderung der Schaltzustände der in Figur 1 dargestellten Schaltelemente T2 und T3.
Figur 3b zeigt verschiedene zeitliche Spannungsverläufe, welche bei der Erfassung des Stromintegrals des Spulenantriebs und bei der Regelung des Stromflusses durch den Spulenantrieb berücksichtigt werden. Bei einem hohen Signalwert an T2, T3, T4 ist der jeweilige Transistor bzw. das jeweilige Schaltelement eingeschaltet (niederohmiger Zustand) , bei einem niedrigen Signalwert ist der jeweilige Transistor bzw. das jeweilige Schaltelement ausgeschaltet (hochohmiger Zustand) .
Es wird darauf hingewiesen, dass die hier beschriebenen Ausführungsformen lediglich eine beschränkte Auswahl an möglichen Ausführungsvarianten der Erfindung darstellen. So ist es möglich, die Merkmale einzelner Ausführungsformen in geeigneter Weise miteinander zu kombinieren, so dass für den Fachmann mit den hier expliziten Ausführungsvarianten eine Vielzahl von verschiedenen Ausführungsformen als offensichtlich offenbart anzusehen sind. Dies gilt insbesondere für eine Kombination der in den Figuren 1, 2a, 2b und 3a dargestellten Komponenten. Auch wenn in Figur 1 die Signalauswertung mittels des MikroControllers 130 in digitaler Weise erfolgt, so kann die Funktionalität des Integrators 140 und/oder des Komparators 150 auch durch analoge Schaltungen, wie in den Figuren 2a, 2b und 3a dargestellt, realisiert werden. Zusammenfassend bleibt festzustellen: Die vorliegende Erfindung beschreibt eine Vorrichtung und ein Verfahren, welche es erlauben für ein Direkteinspritzventil mit einem Spulenantrieb (110) durch eine Regelung basierend auch einem Stromintegral des Spulenantriebs (110) insbesondere während einer Boost-Phase eines Strom-Ansteuerprofils des Spulenantriebs (110) insbesondere die Puls zu Puls Variation der Menge an durch das Direkteinspritzventil eingespritzten Kraftstoff zu reduzieren. Es wird ferner ein Computerprogramm beschrieben, mit dem das genannte Verfahren durchgeführt werden kann.

Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zum Steuern des Stromflusses durch einen Spulenantrieb (110) eines Ventils, insbesondere eines Direkt- einspritzventils für einen Motor eines Kraftfahrzeuges, die Vorrichtung (100) aufweisend
• ein erstes Schaltelement (Tl) zum Koppeln des Spulenantriebs (110) mit einer ersten Spannungsquelle, welche eine erste Versorgungsspannung (Vbat) bereitstellt, • ein zweites Schaltelement (T2) zum Koppeln des Spulenantriebs (110) mit einer zweiten Spannungsquelle, welche eine zweite Versorgungsspannung (Vboost) bereitstellt, die größer ist als die erste Versorgungsspannung (Vbat) ,
• eine Strommesseinrichtung (Rl), welche mit dem Spulen- antrieb (110) gekoppelt ist und welche bei einem Stromfluss durch den Spulenantrieb (110) ein Strommesssignal (Isense) ausgibt, welches für den Stromfluss durch den Spulenantrieb (110) indikativ ist, und
• eine Steuereinrichtung (130), welche mit der Strommesseinrichtung (Rl) und mit den beiden Schaltelementen (Tl, T2) gekoppelt ist und welche einen Integrator (140, 240) zum Bestimmen eines Stromintegrals aufweist, welches für das Integral über das Strommesssignal (Isense) von einem Startzeitpunkt bis zu einem Endzeitpunkt indikativ ist, wobei die Steuereinrichtung (130) derart eingerichtet ist, dass abhängig von dem Stromintegral der Schaltzustand von zumindest einem der beiden Schaltelemente (Tl, T2) steuerbar ist.
2. Vorrichtung nach dem vorangehenden Anspruch, wobei die erste Versorgungsspannung eine Bordnetzspannung (Vbat) eines Kraftfahrzeugs ist.
3. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die zweite Versorgungsspannung eine Verstärkungsspannung (Vboost) ist.
4. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Startzeitpunkt der Beginn einer Verstärkungsphase (t_l) in einem zeitlichen Strom-Ansteuerprofil des Spulenantriebs (110) ist .
5. Vorrichtung nach dem vorangehenden Anspruch, wobei der Endzeitpunkt das Ende der Verstärkungsphase (t 1) in dem zeitlichen Strom-Ansteuerprofil des Spulenantriebs (110) ist.
6. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuereinrichtung (130) ferner einen Komparator (150, 350) zum Vergleichen des Stromintegrals mit zumindest einem Stromintegral-Referenzwert aufweist .
7. Vorrichtung nach dem vorangehenden Anspruch, wobei der Komparator (150, 350) eingerichtet ist, das Stromintegral mit einem ersten Stromintegral-Referenzwert zu vergleichen.
8. Vorrichtung nach einem der beiden vorangehenden Ansprüche, wobei die Steuereinrichtung (130) einen weiteren Komparator zum Vergleichen des Strommesssignals mit zumindest einem Strommesssignal-Referenzwert aufweist .
9. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei zumindest ein Teil der Steuereinrichtung mittels eines Mik- rocontrollers (130) realisiert ist.
10. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Integrator (240) mittels aktiver elektronischer Bauelemente realisiert ist.
11. Vorrichtung nach dem vorangehenden Anspruch, wobei der Integrator (240) einen oder zwei Operationsverstärker (242, 244) aufweist.
12. Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei der Integrator (240) mittels einer diskreten Schaltung von Bauelementen realisiert ist.
13. Verfahren zum Steuern des Stromflusses durch einen Spu- lenantrieb (110) eines Ventils, insbesondere eines Direkteinspritzventils für einen Motor eines Kraftfahrzeuges, das Verfahren aufweisend
• Messen eines Stromflusses durch den Spulenantrieb (110) mittels einer Strommesseinrichtung (Rl), • Ausgeben eines Strommesssignals (Isense) von der Strommesseinrichtung (Rl), welches für den Stromfluss durch den Spulenantrieb (110) indikativ ist,
• Zuführen des Strommesssignals (Isense) zu einer Steuereinrichtung (130), welche mit einem ersten Schaltelement (Tl) und mit einem zweiten Schaltelement (T2) gekoppelt ist, wobei
- das erste Schaltelement (Tl) vorgesehen ist zum Koppeln des Spulenantriebs (110) mit einer ersten Spannungsquelle, welche eine erste Versorgungsspannung (Vbat) bereitstellt, und wobei
- das zweite Schaltelement (T2) vorgesehen ist zum Koppeln des Spulenantriebs (110) mit einer zweiten Spannungsquelle, welche eine zweite Versorgungsspannung (Vboost) bereitstellt, die größer ist als die erste Versorgungsspannung (Vbat) ,
• Bestimmen eines Stromintegrals mittels eines der Steuereinrichtung (130) zugeordneten Integrators (140, 240), wobei das Stromintegral für das Integral über das Strommesssignal (Isense) von einem Startzeitpunkt bis zu einem Endzeitpunkt indikativ ist, und
• Steuern des Schaltzustandes von zumindest einem der beiden Schaltelemente (Tl, T2) in Abhängigkeit von dem Stromintegral mittels der Steuereinrichtung (130) .
14. Computerprogramm zum Steuern des Stromflusses durch einen Spulenantrieb (110) eines Ventils, insbesondere eines Direkteinspritzventils für einen Motor eines Kraftfahrzeuges, wobei das Computerprogram, wenn es von einem Prozessor (130) ausgeführt wird, zum Durchführen des Verfahrens nach dem vorangehenden Anspruch eingerichtet ist.
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