WO2009113307A1

WO2009113307A1 - 信号分波器とこれを用いた電子機器、アンテナ装置およびこれらに使われる信号伝送方式

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Publication number: WO2009113307A1
Application number: PCT/JP2009/001107
Authority: WO
Inventors: 佐古元彦; 福島奨; 北村英則; 山本雄大; 林拓哉
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2008-03-13
Filing date: 2009-03-12
Publication date: 2009-09-17
Also published as: JPWO2009113307A1; CN103401522A; CN101971492A; US8816794B2; KR20100132952A; EP2251978A1; US20110038429A1

Abstract

　本発明の信号分布器は、少なくとも４端子を有する回路網に接続される信号分波器であって、この回路網の第１端子に一方が接続される第１線路と、回路網の第２端子に一方が接続される第２線路と、回路網の第３端子に一方が接続される第３線路と、回路網の第４端子に一方が接続される第４線路とを有し、第１線路の他方と第２線路の他方とは第１交点において接続され、第３線路の他方と第４線路の他方とは第２交点において接続され、第１交点から信号を入力した場合、第３線路の第２交点側に現れる信号の位相と、第４線路の第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。

Description

信号分波器とこれを用いた電子機器、アンテナ装置およびこれらに使われる信号伝送方式

　本発明は、例えば、携帯電話等の高周波信号の送信、受信、伝送を行っている電子部品に用いられる信号分波器、又は信号合波器と、これらを用いた電子機器に関する。

　図４３は従来のスイッチ共用器のブロック図である。なお、ここでは、ヨーロッパにおいてサービスされている携帯電話で９００ＭＨｚ帯のＧＳＭというシステムと、１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳとよばれるシステムの複合端末におけるアンテナスイッチ共用器の回路構成を例にとって説明する。

　図４３において、１００１から１００５は入出力ポート、１００６，１００７は制御端子、１００８～１０１１はダイオード、１０１２，１０１３は伝送線路、１０１４，１０１５はバンドパスフィルタ、１０１６はダイプレクサである。ダイプレクサ１０１６は、ローパスフィルタ１０１６ａとハイパスフィルタ１０１６ｂを組み合わせた回路で構成されるのが一般的である。また、ＨＰＦはハイパスフィルタを示し、ＬＰＦはローパスフィルタを示し、ＢＰＦはバンドパスフィルタを示す。

　アンテナ（図示せず）は入出力ポート１００５に接続され、アンテナでキャッチした信号はまずダイプレクサ１０１６によってＧＳＭ帯の信号とＤＣＳ帯の信号に振り分けられる。また、伝送線路１０１２および１０１３はそれぞれＧＳＭ帯、ＤＣＳ帯で波長の４分の１に設定され、制御端子１００６にプラスの電圧が印加されて電流が流れると、ダイオード１００８および１０１０がＯＮ状態となり、入出力ポート１００５と入出力ポート１００１が接続される。同様に制御端子１００７にプラスの電圧が印加されて電流が流れると、ダイオード１００９および１０１１がＯＮ状態となり、入出力ポート１００５と入出力ポート１００３が接続される。なお、制御端子１００６および１００７に電圧が印加されない場合は、ダイオード１００８から１０１１がオフ状態となり、入出力ポート１００５と入出力ポート１００２および１００４が接続されることになる。

　通常、入出力ポート１００１および１００３は送信用のポートとなり、また、バンドパスフィルタ１０１４および１０１５は受信帯域制限用のフィルタとなり、さらに入出力ポート１００２および１００４は受信用の入出力ポートとして使用される。尚、本出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。

　上記従来のスイッチ共用器において、ダイプレクサ１０１６は、ローパスフィルタ１０１６ａとハイパスフィルタ１０１６ｂを組み合わせた回路で構成されるため、異なる周波数帯の信号を分離する事はできるが、同一周波数の２つの信号を分離する事はできないという問題があった。また、制御端子１００６，１００７と、ダイオード１００８～１０１１と、伝送線路１０１２，１０１３とで構成されるスイッチ共用器は、ダイオード１００８～１０１１の状態により、時間的にダイプレクサ１０１６に接続される入出力ポートを選択できるため、同一周波数の２つの信号を時間的に切り替えながら使用することができる。しかし、同一周波数の２つの信号を同一時間に送受する事はできないという問題があった。これは、例えば、携帯電話においては、データを送受するスピードが遅くなる。
国際公開第０１／０４５２８５号パンフレット

　本発明は、同一周波数の２つの信号を同一時間に送受する事ができる信号分波器を提供する。

　本発明の信号分波器は、少なくとも４端子を有する回路網に接続される信号分波器であって、この回路網の第１端子に一方が接続される第１線路と、回路網の第２端子に一方が接続される第２線路と、回路網の第３端子に一方が接続される第３線路と、回路網の第４端子に一方が接続される第４線路とを有し、第１線路の他方と第２線路の他方とは第１交点において接続され、第３線路の他方と第４線路の他方とは第２交点において接続されている。そして、本発明の信号分波器は、第１交点から信号を入力した場合、第３線路の第２交点側に現れる信号の位相と、第４線路の第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。

　本発明の信号分波器においては、第１交点から信号を入力した場合、第３線路の第２交点側に現れる信号の位相と、第４線路の第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点と第２交点との間のアイソレーションを概ね取る事ができ、これにより第１交点と第２交点とは、回路網との信号のやり取りを相互に独立に行うことが可能となる。これにより、同一周波数の２つの信号を同一時間に送受する事ができる信号分波器を提供することが可能となる。

図１は、本発明の実施の形態１に係る信号分波器のブロック図である。図２は、本発明の実施の形態２に係る信号分波器のブロック図である。図３は、本発明の実施の形態３に係る信号分波器１のブロック図である。図４は一般的なダイバーシティアンテナの概念図である。図５は、本発明の実施の形態4に係るアンテナ装置のブロック図である。図６は、本発明の実施の形態５に係るアンテナ装置のブロック図である。図７は、本発明の実施の形態６に係るアンテナ装置７０１のブロック図である。図８は本発明の実施の形態７に係る信号分波器を使用した信号伝送の方法を示す図である。図９は本発明の実施の形態７に係る信号分波器を使用したアンテナの動作説明図である。図１０は本発明の実施の形態７に係る信号分波器を使用したアンテナの動作原理を示す図である。図１１は本発明の実施の形態７に係るアンテナ装置を示す図である。図１２は本発明の実施の形態７に係る別のアンテナ装置を示す図である。図１３は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図１４は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図１５は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図１６は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図１７は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図１８は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図１９は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図２０は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図２１は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図２２は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置を設計した一例を示す図である。図２３は本発明の実施の形態４～６に係るアンテナ装置を電子機器に使用した場合のブロック図である。図２４は本発明の実施の形態８に係る別のアンテナ装置を示す図である。図２５は一般の携帯電話で用いられる信号伝送方式のブロック図である。図２６は、本発明の実施の形態９に係る信号伝送方式のブロック図である。図２７は、本発明の実施の形態１０に係る信号伝送方式のブロック図である。図２８は、本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式のブロック図である。図２９は本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式に用いられる２端子対線路の断面形状を示す図である。図３０は本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式に用いられる２端子対線路の断面形状を示す図である。図３１は本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式に用いられる２端子対線路の別の断面形状を示す図である。図３２は本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式に用いられる２端子対線路の別の断面形状を示す図である。図３３は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図３４は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図３５は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図３６は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図３７は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図３８は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図３９は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図４０は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図４１は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図４２は６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式を設計した一例を示す図である。図４３は従来のスイッチ共用器のブロック図である。

符号の説明

１　　信号分波器
２　　第１端子
３　　第２端子
４　　第３端子
５　　第４端子
６　　回路網
７　　第１線路
８　　第２線路
９　　第３線路
１０　　第４線路
１１　　第１交点
１２　　第２交点
１３　　第１整合回路
１４　　第２整合回路
１５　　第３整合回路
１６　　第４整合回路
１７　　第１位相器
１８　　第２位相器
１９　　第３位相器
２０　　第４位相器
２１　　第１負荷回路
２２　　第２負荷回路
５０１　　アンテナ装置
８３４　　グランド板
８３５　　第１エレメント
８３６　　第２エレメント
８３７　　第３エレメント
８３８　　第４エレメント
９２７　　２端子対線路

　（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１に係る信号分波器のブロック図である。図１において、本実施の形態１の信号分波器１は、第１端子２、第２端子３、第３端子４、および第４端子５の４端子を少なくとも有する回路網６に接続される信号分波器１である。そして、回路網６の第１端子２に一方が接続される第１線路７と、回路網６の第２端子３に一方が接続される第２線路８と、回路網６の第３端子４に一方が接続される第３線路９と、回路網６の第４端子５に一方が接続される第４線路１０とを有し、第１線路７の他方と第２線路８の他方とは第１交点１１において接続され、第３線路９の他方と第４線路１０の他方とは第２交点１２において接続されている。

　更に、本実施の形態１の信号分波器１は、第１線路７の途中に接続された第１整合回路１３と第１位相器１７と、第２線路８の途中に接続された第２整合回路１４と第２位相器１８と、第３線路９の途中に接続された第３整合回路１５と第３位相器１９と、第４線路１０の途中に接続された第４整合回路１６と第４位相器２０とを有している。また、第１交点１１とグランドとの間には第１負荷回路２１が接続されており、第２交点１２とグランドとの間には第２負荷回路２２が接続されている。

　更に、回路網６は、第５端子２３と第６端子２４と第７端子２５と第８端子２６とを有する。ここで、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の位相と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。また、当然の事であるが、第２交点１２から信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。上記の条件を満たすように、第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、及び第４整合回路１６と、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、及び第４位相器２０とは、適切な値となるように設計されている。

　このことから、例えば、第１負荷回路２１から送信された信号は、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の位相と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることから、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ概ね伝搬していかない。

　逆に、第２負荷回路２２から送信された信号についても、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ概ね伝搬していかない。

　よって、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間でアイソレーションが確保できる事となる。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２とは、回路網６との信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２とは、時間的、周波数的な選択をする必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。

　尚、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、及び第４整合回路１６と、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、及び第４位相器２０とが設計されていても良い。また、同様に、第２交点１２から信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、及び第４整合回路１６と、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、及び第４位相器２０とが設計されていてもよい。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　また、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路７、第２線路８の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４と、第１位相器１７、第２位相器１８とは設計されてもよい。

　ここで、例えば、第１端子２と第２端子３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子２と第２端子３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零ということになる。故に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点１１から第１負荷回路側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、例えば、第１端子２と第２端子３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子２と第２端子３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度ということになる。故に、第１端子２と、第２端子３とに、位相差は±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点１１から第１負荷回路側へ信号は概ね伝搬していくこととなる。

　このように、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように信号分波器１が設計される事により、第１端子２と第２端子３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して、第１負荷回路２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点側１２に現れる信号の位相と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量と、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量との差は、零となる。つまり、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点１２において同相で足し合わされ、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ概ね伝搬されてゆく。

　逆に、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点１２において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ概ね伝搬されて行かない。よって、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１負荷回路２１側のみへ伝搬されてゆき、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２負荷回路２２側のみへ伝搬されて行く。

　つまり、本実施の形態１の信号分波器１は、第１端子２と第２端子３との間に生じる前記２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。尚、この場合に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４と、第１位相器１７、第２位相器１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

　また、同様に、第１端子２と、第２端子３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路９、第４線路１０の線路長と、第３整合回路１５、第４整合回路１６と、第３位相器１９、第４位相器２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ伝搬する信号のコモンモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子２から第１交点１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３から第１交点１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路７、第２線路８の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４と、第１位相器１７、第２位相器１８とが設計されていてもよい。

　例えば、第１端子２と第２端子３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子２から第１交点１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３から第１交点１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点１１においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。

　つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点１１から第１端子２、及び第２端子３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子２及び第２端子３から、それぞれ第１交点１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。

　よって、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点１１側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点１２側へ伝搬して行く事となる。これにより、第２負荷回路２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を更に向上させる事ができると共に、第１負荷回路２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合に、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４と、第１位相器１７、第２位相器１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路９、第４線路１０との線路長と、第３整合回路１５、第４整合回路１６と、第３位相器１７、第４位相器１８とは、設計されてもよい。

　これにより、例えば、第１端子２と第２端子３との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量と、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点１２は仮想的に接地された場所となる。

　仮想的に接地された第２交点１２から第１端子２、及び第２端子３までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子２及び第２端子３から、それぞれ第２交点１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点１１側へ伝搬して行く事となる。これにより、第１負荷回路２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子２と、第２端子３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路９、第４線路１０の線路長と、第３整合回路１５、第４整合回路１６と、第３位相器１９、第４位相器２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　尚、第３端子４から第２交点１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第４端子５から第２交点１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路９、第４線路１０との線路長と、第３整合回路１５、第４整合回路１６と、第３位相器１９、第４位相器２０とは、設計されてもよい。

　これにより、例えば、第３端子４と第４端子５との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第３端子４から第２交点１２までの位相変化量と、第４端子５から第２交点１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点１２から第３端子４、及び第４端子５までの位相変化量は共に９０度となることより、第３端子４及び第４端子５から、それぞれ第２交点１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第３端子４と第４端子５との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点１１側へ伝搬して行く事となる。これにより、第１負荷回路２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第３端子４と、第４端子５とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路９、第４線路１０の線路長と、第３整合回路１５、第４整合回路１６と、第３位相器１９、第４位相器２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　尚、図１において、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、第４整合回路１６、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、第４位相器２０のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。また、必要であれば、第１交点１１と第１負荷回路２１との間、第２交点１２と第２負荷回路２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態の信号分波器１と第１負荷回路２１との間、及び、信号分波器１と第２負荷回路２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、第４整合回路１６、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、第４位相器２０とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計されるが、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、信号分波器１を用いた電子機器(図示せず)の送受信特性を向上させる事ができる。

　また、図１においては、第５端子２３、第６端子２４、第７端子２５、及び第８端子２６から、信号が入出力されているが、入出力端子数はこれに限定する必要はなく、少なくとも１つの入出力端子から信号が入出力されていれば良い。

　（実施の形態２）
　図２は、本発明の実施の形態２に係る信号分波器のブロック図である。尚、実施の形態１と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図２において、実施の形態２の信号分波器１は、少なくとも３端子を有する回路網６に接続される信号分波器１であって、この回路網６の第１端子２に一方が接続される第１線路７と、回路網６の第２端子３に一方が接続される第２線路８と、回路網６の第３端子４に一方が接続される第３線路９とを有し、第１線路７の他方と第２線路８の他方とは第１交点１１に接続されている。

　そして、第３線路９の他方から信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路７、第２線路８、及び第３線路９の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４、及び第３整合回路１５と、第１位相器１７、第２位相器１８、及び第３位相器１９とは設計されている。

　このことから、例えば、第１負荷回路２１から送信された信号は、第３線路９の他方側及び第３端子において相殺されるため、第２負荷回路２２側へ概ね伝搬して行かない。逆に、第２負荷回路２２から送信された信号についても、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ概ね伝搬して行かない。

　よって、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間でアイソレーションが確保できる事となる。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２とは、回路網６との信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２とは、時間的、周波数的な選択をする必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。また、本実施の形態２の信号分波器１は、本実施の形態１の信号分波器１と比較して、第３端子４と第２負荷回路２２とを接続する線路数、整合回路数、位相器数を減らす事ができるため、小型化、軽量化を図ることができる。

　尚、第３線路９の他方から信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７及び第２線路８の線路長と、第１整合回路１３及び第２整合回路１４と、第１位相器１７及び第２位相器１８とが設計されていても良い。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　ここで、例えば、第１端子２と第２端子３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子２と第２端子３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となる。故に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点１１から第１負荷回路側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、例えば、第１端子２と第２端子３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子２と第２端子３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子２と、第２端子３とに、位相差が±１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点１１から第１負荷回路側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬して行くこととなる。

　このように、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように信号分波器１が設計される事により、第１端子２と第２端子３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路２１へ伝搬させることができる。更に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第３線路の他方から信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点側１１に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量と、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量との差は、零となる。つまり、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第３端子４において同相で足し合わされ、第２負荷回路２２側へ概ね伝搬されてゆき、逆に、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第３端子４において逆相で足し合わされて相殺され、第２負荷回路２２側へ概ね伝搬されて行かない。よって、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１負荷回路２１側のみへ伝搬されてゆき、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２負荷回路２２側のみへ伝搬されて行く。

　つまり、本実施の形態２の信号分波器１は、第１端子２と第２端子３との間に生じる前記２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。尚、この場合に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４と、第１位相器１７、第２位相器１８とが設計されていてもよい。

　これにより、第１交点１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ伝搬する信号のコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　例えば、第１端子２と第２端子３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子２から第１交点１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３から第１交点１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点１１においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点１１から第１端子２、及び第２端子３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子２及び第２端子３から、それぞれ第１交点１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点１１側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点１２側へ伝搬して行く事となる。

　これにより、第１負荷回路２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を更に向上させる事ができる。

　尚、図２において第１整合回路１３、第２整合回路１４、第１位相器１７、第２位相器１８のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路７及び第２線路８における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点１１と第１負荷回路２１との間、第３端子４と第２負荷回路２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態の信号分波器１と第１負荷回路２１との間、及び、信号分波器１と第２負荷回路２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第１位相器１７、及び第２位相器１８は、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計されるが、第３線路９の他方から信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、信号分波器１を用いた電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　また、図２においては、第５端子２３、第６端子２４、第７端子２５、及び第８端子２６から、信号が入出力されているが、入出力端子数はこれに限定する必要はなく、少なくとも１つの入出力端子から信号が入出力されていれば良い。

　（実施の形態３）
　図３は、本発明の実施の形態３に係る信号分波器１のブロック図である。尚、実施の形態１と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図３において、本実施の形態３の信号分波器１は、第１端子２に一方が接続される第１線路７と、第１端子２に一方が接続される第３線路９と、第２端子３に一方が接続される第２線路８と、第２端子３に一方が接続される第４線路１０とを有し、第１線路７の他方と第２線路８の他方とは第１交点１１に接続され、第３線路９の他方と第４線路１０の他方とは第２交点１２に接続されている。

　そして、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の位相と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、及び第４整合回路１６と、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、及び第４位相器２０とは設計されている。

　このことから、例えば、第１負荷回路２１から送信された信号は、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の位相と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることから、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ概ね伝搬して行かない。

　逆に、第２負荷回路２２から送信された信号についても、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ概ね伝搬して行かない。

　よって、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間でアイソレーションが確保できる。

　これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２とは、回路網６との信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２とは、時間的、周波数的な選択をする必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。また、本実施の形態３の信号分波器１は、回路網６との間を２つの接続端子のみで接続する事が可能であり、実施の形態１、２で示した信号分波器１と比較して、構造の簡易化を図ることが可能となる。

　尚、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、及び第４整合回路１６と、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、及び第４位相器２０とが設計されていても良い。

　また、同様に、第２交点１２から信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、及び第４整合回路１６と、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、及び第４位相器２０とが設計されていてもよい。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　ここで、例えば、第１端子２と第２端子３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子２と第２端子３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となる。

　故に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点１１から第１負荷回路側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、例えば、第１端子２と第２端子３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子２と第２端子３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子２と、第２端子３とに、位相差が±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点１１から第１負荷回路側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬して行く。

　このように、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計される事により、第１端子２と第２端子３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の位相と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の位相と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量と、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量との差は、零となる。

　つまり、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点１２において同相で足し合わされ、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ概ね伝搬されてゆく。

　逆に、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点１２において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ概ね伝搬されて行かない。

　よって、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１負荷回路２１側のみへ伝搬されてゆき、第１端子２と第２端子３との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２負荷回路２２側のみへ伝搬されて行くこととなる。つまり、本実施の形態３の信号分波器１は、第１端子２と第２端子３との間に生じる前記２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

　尚、この場合に、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４と、第１位相器１７、第２位相器１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ伝搬する信号のコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　また、同様に、第１端子２と、第２端子３とに、位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路９、第４線路１０の線路長と、第３整合回路１５、第４整合回路１６と、第３位相器１９、第４位相器２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点１２から第２負荷回路２２側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子２と、第２端子３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合に、第１線路７の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７、第２線路８の線路長と、第１整合回路１３、第２整合回路１４と、第１位相器１７、第２位相器１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点１１から第１負荷回路２１側へ伝搬する信号のコモンモード信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路９、第４線路１０との線路長と、第３整合回路１５、第４整合回路１６と、第３位相器１９、第４位相器２０とは、設計されてもよい。

　これにより、例えば、第１端子２と第２端子３との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量と、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。

　つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点１２から第１端子２、及び第２端子３までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子２及び第２端子３から、それぞれ第２交点１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。

　よって、第１端子２と第２端子３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点１１側へ伝搬して行く事となる。これにより、第１負荷回路２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を更に向上させる事ができる。

　尚、図３において、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、第４整合回路１６、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、第４位相器２０のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路７、第２線路８、第３線路９、及び第４線路１０における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点１１と第１負荷回路２１との間、第２交点１２と第２負荷回路２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態の信号分波器１と第１負荷回路２１との間、及び、信号分波器１と第２負荷回路２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路１３、第２整合回路１４、第３整合回路１５、第４整合回路１６、第１位相器１７、第２位相器１８、第３位相器１９、第４位相器２０とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計されるが、第１交点１１から信号を入力した場合、第３線路９の第２交点１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路１０の第２交点側１２に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　また、図３においては、第５端子２３、第６端子２４、第７端子２５、及び第８端子２６から、信号が入出力されているが、入出力端子数はこれに限定する必要はなく、少なくとも１つの入出力端子から信号が入出力されていれば良い。

　（実施の形態４）
　以下、実施の形態４において、本発明の信号分波器を利用した電子機器の一例であるアンテナ装置について、説明する。理解が容易となるように、最初に、一般的な携帯電話等の無線端末で用いられるダイバーシティアンテナについて、図４を用いて説明する。その後、本発明の信号分波器を利用したアンテナ装置の説明を行う。

　図４は一般的なダイバーシティアンテナの概念図である。図４において、携帯電話４１００は、一定の距離を置いて配置された第１アンテナ４１０１と、第２アンテナ４１０２とを有している。第１アンテナ４１０１と第２アンテナ４１０２とはスイッチ４１０３へ接続されており、更に、スイッチ４１０３と信号処理部４１０４とは接続されている。第１アンテナ４１０１と第２アンテナ４１０２において受信された信号は、スイッチ４１０３を介して信号処理部４１０４へ送られ、信号処理部４１０４において、周波数変換、ノイズ除去、信号増幅等された後、復調される。この信号処理部４１０４は、復調された信号の信号品質値（例えば、ＢＥＲなど）を導出した後、導出された信号品質値に基づいてスイッチ４１０３の状態を制御する。具体的には、信号処理部４１０４は、第１アンテナ４１０１と第２アンテナ４１０２とで受信される信号の品質値を比較し、より高い信号品質が実現できるアンテナをスイッチ４１０３の状態を切り替えることで選択する。

　上記一般的なダイバーシティアンテナにおいて、第１アンテナ４１０１と第２アンテナ４１０２とは、アンテナ間のアイソレーションを確保するため、一定空間を離して配置する必要があり、第１アンテナ４１０１とスイッチ４１０３とを接続する信号線と、第２アンテナ４１０２とスイッチ４１０３とを接続する信号線とを、携帯電話４１００内に長い距離這わせる必要がある。また、ダイバーシティアンテナを構成する２つのアンテナを携帯電話に設置する必要があり、生産効率が悪い。

　そこで本発明の実施の形態４に係るアンテナ装置は、１つのアンテナでアイソレーションの取れた２つの信号を入出力可能なダイバーシティアンテナを提供する。

　本発明の実施の形態４に係るアンテナ装置は、第１端子と、第２端子と、第３端子と、第４端子とを有するアンテナ素子と、このアンテナ素子に接続されるアンテナ装置とを有し、このアンテナ装置は、第１端子に一方が接続される第１線路と、第２端子に一方が接続される第２線路と、第３端子に一方が接続される第３線路と、第４端子に一方が接続される第４線路とを備え、第１線路の他方と第２線路の他方とは第１交点において接続され、第３線路の他方と第４線路の他方とは第２交点において接続されている。そして、第１交点から信号を入力した場合、第３線路の第２交点側に現れる信号の位相と、第４線路の第２交点側に現れる信号の位相との位相差は、概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。

　このような構成を本発明の信号分波器を用いたアンテナ装置が有していることより、第１交点から信号を入力した場合、第３線路の第２交点側に現れる信号の位相と、第４線路の第２交点側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点と第２交点との間のアイソレーションを概ね取る事ができる。

　これにより第１交点と第２交点とは、アンテナ素子との信号のやり取りを相互に独立に行うことが可能となることから、１つのアンテナ装置を用いて、アイソレーションの取れた２つの信号の入出力が可能となる。これにより、１つのアンテナでアイソレーションの取れた２つの信号を入出力可能なダイバーシティアンテナを提供することが可能となる。

　図５は、本発明の実施の形態4に係るアンテナ装置のブロック図である。図５において、本実施の形態４のアンテナ装置５０１は、第１端子５０２、第２端子５０３、第３端子５０４、および第４端子５０５の４端子を少なくとも有するアンテナ素子５０６と、このアンテナ素子５０６の第１端子５０２に一方が接続される第１線路５０７と、アンテナ素子５０６の第２端子５０３に一方が接続される第２線路５０８と、アンテナ素子５０６の第３端子５０４に一方が接続される第３線路５０９と、アンテナ素子５０６の第４端子５０５に一方が接続される第４線路５１０とを有し、第１線路５０７の他方と第２線路５０８の他方とは第１交点５１１において接続され、第３線路５０９の他方と第４線路５１０の他方とは第２交点５１２において接続されている。

　更に、本実施の形態４のアンテナ装置５０１は、第１線路５０７の途中に接続された第１整合回路５１３と第１位相器５１７と、第２線路５０８の途中に接続された第２整合回路５１４と第２位相器５１８と、第３線路５０９の途中に接続された第３整合回路５１５と第３位相器５１９と、第４線路５１０の途中に接続された第４整合回路５１６と第４位相器５２０とを有している。

　また、第１交点５１１とグランドとの間には第１負荷回路５２１が接続されており、第２交点５１２とグランドとの間には第２負荷回路５２２が接続されている。

　更に、アンテナ素子５０６は、第５端子５２３と第６端子５２４と第７端子５２５と第８端子５２６とを有する。ここで、第１交点５１１から信号を入力した場合、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の位相と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。

　また、第２交点５１２から信号を入力した場合、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の位相と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。

　上記の条件を満たすように、第１線路５０７、第２線路５０８、第３線路５０９、及び第４線路５１０の線路長と、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４、第３整合回路５１５、及び第４整合回路５１６と、第１位相器５１７、第２位相器５１８、第３位相器５１９、及び第４位相器５２０とは、適切な値となるように設計されている。

　このことから、例えば、第１負荷回路５２１から送信された信号は、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の位相と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることから、第２交点５１２から第２負荷回路５２２側へ概ね伝搬して行かない。

　逆に、第２負荷回路５２２から送信された信号についても、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の位相と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点５１１から第１負荷回路５２１側へ概ね伝搬して行かない。

　よって、第１負荷回路５２１と第２負荷回路５２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路５２１と第２負荷回路５２２との間でアイソレーションが確保できる。これにより、第１負荷回路５２１と第２負荷回路５２２とは、１つのアンテナ素子５０６を介して、信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路５２１と第２負荷回路５２２とは、時間的、周波数的な制限を課せられる事も無く、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。

　尚、第１交点５１１から第２交点５１２側へ信号を入力した場合、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路５０７、第２線路５０８、第３線路５０９、及び第４線路５１０の線路長と、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４、第３整合回路５１５、及び第４整合回路５１６と、第１位相器５１７、第２位相器５１８、第３位相器５１９、及び第４位相器５２０とが設計されていても良い。

　また、同様に、第２交点５１２から第１交点５１１側へ信号を入力した場合、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路５０７、第２線路５０８、第３線路５０９、及び第４線路５１０の線路長と、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４、第３整合回路５１５、及び第４整合回路５１６と、第１位相器５１７、第２位相器５１８、第３位相器５１９、及び第４位相器５２０とが設計されていてもよい。これにより、第１負荷回路５２１と第２負荷回路５２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　また、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路７の第１交点５１１側に現れる信号の位相と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路５０７、第２線路５０８の線路長と、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４と、第１位相器５１７、第２位相器５１８とは設計されてもよい。

　ここで、例えば、第１端子５０２と第２端子５０３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子５０２と第２端子５０３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となっている。故に、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、同位相であり、且つ、同振幅の絶対値の信号を入力した場合、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の位相と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点５１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点５１１から第１負荷回路側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、第１端子５０２と第２端子５０３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子５０２と第２端子５０３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、位相差は±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の位相と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点５１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点５１１から第１負荷回路側へ信号は概ね伝搬して行く。

　このように、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の位相と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように信号分波器５０１が設計される事により、第１端子５０２と第２端子５０３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路５２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の位相と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第１交点５１１から信号を入力した場合、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の位相と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子５０２から第２交点５１２までの位相変化量と、第２端子５０３から第２交点５１２までの位相変化量との差は、零となる。つまり、第１端子５０２と第２端子５０３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点５１２において同相で足し合わされ、第２交点５１２から第２負荷回路５２２側へ概ね伝搬されてゆく。

　逆に、第１端子５０２と第２端子５０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点５１２において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点５１２から第２負荷回路５２２側へ概ね伝搬されて行かない。よって、第１端子５０２と第２端子５０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１負荷回路５２１側のみへ伝搬されてゆき、第１端子５０２と第２端子５０３との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２負荷回路５２２側のみへ伝搬されて行くこととなる。つまり、本実施の形態４のアンテナ装置５０１は、アンテナ素子５０６を介して第１端子５０２と第２端子５０３との間に生じる２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

　尚、この場合に、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路５０７、第２線路５０８の線路長と、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４と、第１位相器５１７、第２位相器５１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点５１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点５１１から第１負荷回路５２１側へ伝搬する信号のコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

　また、同様に、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路５０９、第４線路５１０の線路長と、第３整合回路５１５、第４整合回路５１６と、第３位相器５１９、第４位相器５２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点５１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点５１２から第２負荷回路５２２側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子５０２から第１交点５１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子５０３から第１交点５１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路５０７、第２線路５０８の線路長と、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４と、第１位相器５１７、第２位相器５１８とが設計されていてもよい。

　例えば、第１端子５０２と第２端子５０３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子５０２から第１交点５１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子５０３から第１交点５１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点５１１においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点５１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点５１１から第１端子５０２、及び第２端子５０３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子２及び第２端子５０３から、それぞれ第１交点５１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子５０２と第２端子５０３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点５１１側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点５１２側へ伝搬して行く。これにより、第２負荷回路５２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。また、第１負荷回路５２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合に、第１線路５０７の第１交点５１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路５０８の第１交点５１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路５０７、第２線路５０８の線路長と、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４と、第１位相器５１７、第２位相器５１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点５１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点５１１から第１負荷回路５２１側へ伝搬する信号のコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子５０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャル信号の信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な小型のダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、第１端子５０２から第２交点５１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子５０３から第２交点５１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路５０９、第４線路５１０との線路長と、第３整合回路５１５、第４整合回路５１６と、第３位相器５１９、第４位相器５２０とは、設計されてもよい。これにより、例えば、第１端子５０２と第２端子５０３との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子２から第２交点１２までの位相変化量と、第２端子３から第２交点１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点５１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺される。つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点５１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点５１２から第１端子５０２、及び第２交点５１２から第２端子５０３までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子５０２及び第２端子５０３から、それぞれ第２交点５１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。

　よって、第１端子５０２と第２端子５０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点５１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点５１１側へ伝搬して行く。これにより、第１負荷回路５２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を向上させる事ができると共に、第２負荷回路５２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子５０２と、第２端子５０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合に、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路５０９、第４線路５１０の線路長と、第３整合回路５１５、第４整合回路５１６と、第３位相器５１９、第４位相器５２０とが設計されていてもよい。

　これにより、第２交点５１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点５１２から第２負荷回路５２２側へ伝搬する信号のコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子５０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な小型ダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、第３端子５０４から第２交点５１１までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第４端子５０５から第２交点５１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路５０９、第４線路５１０との線路長と、第３整合回路５１５、第４整合回路５１６と、第３位相器５１９、第４位相器５２０とは、設計されてもよい。これにより、例えば、第３端子５０４と第４端子５０５との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第３端子５０４から第２交点５１１までの位相変化量と、第４端子５０５から第２交点５１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点５１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点５１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点５１２から第３端子５０４、及び第４端子５０５までの位相変化量は共に９０度となることより、第３端子５０４及び第４端子５０５から、それぞれ第２交点５１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。

　よって、第３端子５０４と第４端子５０５との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点５１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点５１１側へ伝搬して行く。これにより、第１負荷回路５２１へ伝搬するコモンモードの信号に対するディファレンシャルモードの信号の比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路５２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号に対するコモンモードの信号の比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第３端子５０４と、第４端子５０５とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路５０９、第４線路５１０の線路長と、第３整合回路５１５、第４整合回路５１６と、第３位相器５１９、第４位相器５２０とが設計されていてもよい。

　これにより、第２交点５１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点５１２から第２負荷回路５２２側へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　故に、アンテナ素子５０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャル信号の信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な小型なダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、図５において、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４、第３整合回路５１５、第４整合回路５１６、第１位相器５１７、第２位相器５１８、第３位相器５１９、第４位相器５２０のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路５０７、第２線路５０８、第３線路５０９、及び第４線路５１０における伝送ロスを低減できると共に、部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点５１１と第１負荷回路５２１との間、第２交点５１２と第２負荷回路５２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態４のアンテナ装置５０１と第１負荷回路５２１との間、及び、アンテナ装置５０１と第２負荷回路５２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路５１３、第２整合回路５１４、第３整合回路５１５、第４整合回路５１６、第１位相器５１７、第２位相器５１８、第３位相器５１９、第４位相器５２０とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計される。しかし、第１交点５１１から信号を入力した場合、第３線路５０９の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路５１０の第２交点５１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路７が送信経路と受信経路との２つの経路を有しており、それぞれの経路が送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路５２１と第２負荷回路５２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　（実施の形態５）
　図６は、本発明の実施の形態５に係るアンテナ装置のブロック図である。尚、実施の形態４と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図６において、実施の形態６０５のアンテナ装置６０１は、少なくとも３端子を有するアンテナ素子６０６と、アンテナ素子６０６の第１端子６０２に一方が接続される第１線路６０７と、アンテナ素子６０６の第２端子６０３に一方が接続される第２線路６０８と、アンテナ素子６０６の第３端子６０４に一方が接続される第３線路６０９とを有し、第１線路６０７の他方と第２線路６０８の他方とは第１交点６１１に接続されている。そして、第３線路６０９の他方から信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路６０７、第２線路６０８、及び第３線路６０９の線路長と、第１整合回路６１３、第２整合回路６１４、及び第３整合回路６１５と、第１位相器６１７、第２位相器６１８、及び第３位相器６１９とは設計されている。

　このことから、例えば、第１負荷回路６２１から送信された信号は、第３線路６０９の他方側及び第３端子６０４において相殺されるため、第２負荷回路６２２側へ概ね伝搬して行かない。逆に、第２負荷回路６２２から送信された信号についても、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点６１１から第１負荷回路６２１側へ概ね伝搬して行かない。

　よって、第１負荷回路６２１と第２負荷回路６２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路６２１と第２負荷回路６２２との間でアイソレーションが確保できる。これにより、第１負荷回路６２１と第２負荷回路６２２とは、アンテナ素子６０６を介して、信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路６２１と第２負荷回路６２２とは、時間的、周波数的な制限を受けることなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。また、本実施の形態５のアンテナ装置６０１は、実施の形態４のアンテナ装置と比較して第３端子６０４と第２負荷回路６２２とを接続する線路の数、整合回路の数、位相器の数を減らす事ができるため、小型化、軽量化を図ることができる。

　尚、第３線路６０９の他方から信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路６０７及び第２線路６０８の線路長と、第１整合回路６１３及び第２整合回路６１４と、第１位相器６１７及び第２位相器６１８とが設計されていても良い。これにより、第１負荷回路６２１と第２負荷回路６２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　また、第１端子６０２と、第２端子６０３とに、同位相であり、且つ、同振幅の絶対値の信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路６０７、第２線路６０８の線路長と、第１整合回路６１３、第２整合回路６１４と、第１位相器６１７、第２位相器６１８とは設計されてもよい。

　ここで、例えば、第１端子６０２と第２端子６０３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子６０２と第２端子６０３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となっている。故に、第１端子６０２と、第２端子６０３とに、同位相であり、且つ、同振幅の絶対値の信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点６１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点６１１から第１負荷回路６２１側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、例えば、第１端子６０２と第２端子６０３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子６０２と第２端子６０３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子６０２と、第２端子６０３とに、位相差が±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点６１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点６１１から第１負荷回路６２１側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬して行く。

　このように、第１端子６０２と、第２端子６０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計される事により、第１端子６０２と第２端子６０３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路６２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子６０２と、第２端子６０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第３線路６０９の他方から信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の位相と、第２線路６０８の第１交点６１側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子６０２から第３端子６０４までの位相変化量と、第２端子６０３から第３端子６０４までの位相変化量との差は、零となる。

　つまり、第１端子６０２と第２端子６０３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第３端子６０４において同相で足し合わされ、第２負荷回路６２２側へ概ね伝搬されてゆき、逆に、第１端子６０２と第２端子６０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第３端子６０４において逆相で足し合わされて相殺され、第２負荷回路６２２側へ概ね伝搬されて行かない。

　よって、第１端子６０２と第２端子６０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１負荷回路６２１側のみへ伝搬されてゆき、逆に、第１端子６０２と第２端子６０３との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２負荷回路６２２側のみへ伝搬されて行くこととなる。

　つまり、本実施の形態５のアンテナ装置６０１は、第１端子６０２と第２端子６０３との間に生じる２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。尚、この場合に、第１端子６０２と、第２端子６０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路６０７、第２線路６０８の線路長と、第１整合回路６１３、第２整合回路６１４と、第１位相器６１７、第２位相器６１８とが設計されていてもよい。

　これにより、第１交点６１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点６１１から第１負荷回路６２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子６０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャル信号の信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能なダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、第１端子６０２から第１交点６１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子６０３から第１交点６１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路６０７、第２線路６０８の線路長と、第１整合回路６１３、第２整合回路６１４と、第１位相器６１７、第２位相器６１８とが設計されていてもよい。例えば、第１端子６０２と第２端子６０３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子６０２から第１交点６１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子６０３から第１交点６１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点６１１においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。

　つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点６１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点６１１から第１端子６０２、及び第２端子６０３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子６０２及び第２端子６０３から、それぞれ第１交点６１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子６０２と第２端子６０３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点６１１側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点６１２側へ伝搬して行く。

　これにより、第２負荷回路６２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第１負荷回路６２１へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子６０２と、第２端子６０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路６０７、第２線路６０８の線路長と、第１整合回路６１３、第２整合回路６１４と、第１位相器６１７、第２位相器６１８とが設計されていてもよい。

　これにより、第１交点６１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点６１１から第１負荷回路６２１側へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　故に、アンテナ素子６０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャル信号の信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な小型なダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、図６において第１整合回路６１３、第２整合回路６１４、第１位相器６１７、第２位相器６１８のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路６０７及び第２線路６０８における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点６１１と第１負荷回路６２１との間、第３端子６０４と第２負荷回路６２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態５のアンテナ装置６０１と第１負荷回路６２１との間、及び、アンテナ装置６０１と第２負荷回路６２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路６１３、第２整合回路６１４、第１位相器６１７、及び第２位相器６１８は、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計される。しかし、第３線路６０９の他方から信号を入力した場合、第１線路６０７の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路６０８の第１交点６１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路６０７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路６２１と第２負荷回路６２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　（実施の形態６）
　図７は、本発明の実施の形態６に係るアンテナ装置７０１のブロック図である。尚、実施の形態４と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図７において、本実施の形態６のアンテナ装置７０１は、第１端子７０２、及び第２端子７０３の２端子を少なくとも有するアンテナ素子７０６と、第１端子７０２に一方が接続される第１線路７０７と、第１端子７０２に一方が接続される第３線路７０９と、第２端子７０３に一方が接続される第２線路７０８と、第２端子７０３に一方が接続される第４線路７１０とを有し、第１線路７０７の他方と第２線路７０８の他方とは第１交点７１１に接続され、第３線路７０９の他方と第４線路７１０の他方とは第２交点７１２に接続されている。

　そして、第１交点７１１から信号を入力した場合、第３線路７０９の第２交点７１２側に現れる信号の位相と、第４線路７１０の第２交点７１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路７０７、第２線路７０８、第３線路７０９、及び第４線路７１０の線路長と、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４、第３整合回路７１５、及び第４整合回路７１６と、第１位相器７１７、第２位相器７１８、第３位相器７１９、及び第４位相器７２０とは設計されている。

　このことから、例えば、第１負荷回路７２１から送信された信号は、第３線路７０９の第２交点７１２側に現れる信号の位相と、第４線路７１０の第２交点７１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることから、第２交点７１２から第２負荷回路７２２側へ概ね伝搬して行かない。

　逆に、第２負荷回路７２２から送信された信号についても、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の位相と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点７１１から第１負荷回路７２１側へ概ね伝搬して行かない。

　よって、第１負荷回路７２１と第２負荷回路７２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路７２１と第２負荷回路７２２との間でアイソレーションが確保できる。これにより、第１負荷回路７２１と第２負荷回路７２２とは、アンテナ素子７０６を介して、信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。

　つまり、第１負荷回路７２１と第２負荷回路７２２とは、時間的、周波数的な選択をする必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。また、本実施の形態６のアンテナ装置７０１は、実施の形態４のアンテナ装置と比較して、アンテナ素子７０６との間を２つの接続端子のみで接続する事が可能であり、構造の簡易化を図ることが可能となる。

　尚、第１交点７１１から第２交点７１２側へ信号を入力した場合、第３線路７０９の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路７１０の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７０７、第２線路７０８、第３線路７０９、及び第４線路７１０の線路長と、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４、第３整合回路７１５、及び第４整合回路７１６と、第１位相器７１７、第２位相器７１８、第３位相器７１９、及び第４位相器７２０とが設計されていても良い。

　また、同様に、第２交点７１２から第１交点７１１側へ信号を入力した場合、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７０７、第２線路７０８、第３線路７０９、及び第４線路７１０の線路長と、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４、第３整合回路７１５、及び第４整合回路７１６と、第１位相器７１７、第２位相器７１８、第３位相器７１９、及び第４位相器７２０とが設計されていてもよい。これにより、第１負荷回路７２１と第２負荷回路７２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　また、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の位相と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路７０７、第２線路７０８の線路長と、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４と、第１位相器７１７、第２位相器７１８とは設計されてもよい。

　ここで、例えば、第１端子７０２と第２端子７０３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子７０２と第２端子７０３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となっている。故に、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の位相と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点７１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点７１１から第１負荷回路７２１側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、例えば、第１端子７０２と第２端子７０３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子７０２と第２端子７０３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となっている。故に、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、位相差が±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の位相と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点７１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点７１１から第１負荷回路７２１側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬して行く。

　このように、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、同位相であり、且つ、同振幅の絶対値の信号を入力した場合、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の位相と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計される事により、第１端子７０２と第２端子７０３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路７２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の位相と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第１交点７１１から信号を入力した場合、第３線路７０９の第２交点７１２側に現れる信号の位相と、第４線路７１０の第２交点７１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子７０２から第２交点７１２までの位相変化量と、第２端子７０３から第２交点７１２までの位相変化量との差は、零となる。

　つまり、第１端子７０２と第２端子７０３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点７１２において同相で足し合わされ、第２交点７１２から第２負荷回路７２２側へ概ね伝搬されてゆき、逆に、第１端子７０２と第２端子７０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点７１２において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点７１２から第２負荷回路７２２側へ概ね伝搬されて行かない。

　よって、第１端子７０２と第２端子７０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１負荷回路７２１側のみへ伝搬されてゆき、第１端子７０２と第２端子７０３との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２負荷回路７２２側のみへ伝搬されて行くこととなる。つまり、本実施の形態６のアンテナ装置７０１は、第１端子７０２と第２端子７０３との間に生じる２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

　尚、この場合に、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路８の第１交点７１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７０７、第２線路７０８の線路長と、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４と、第１位相器７１７、第２位相器７１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点７１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点７１１から第１負荷回路７２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　また、同様に、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第３線路７０９の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路７１０の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路７０９、第４線路７１０の線路長と、第３整合回路７１５、第４整合回路７１６と、第３位相器７１９、第４位相器７２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点７１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点７１２から第２負荷回路７２２側へ伝搬する信号のコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　これにより、アンテナ素子７０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な小型なダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、第１端子７０２から第１交点７１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子７０３から第１交点７１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路７０７、第２線路７０８の線路長と、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４と、第１位相器７１９、第２位相器７２０とが設計されていてもよい。

　例えば、第１端子７０２と第２端子７０３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子７０２から第１交点７１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子７０３から第１交点７１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点７１１においてはコモンモードの信号は相殺される。

　つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点７１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点７１１から第１端子７０２、及び第２端子７０３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子７０２及び第２端子７０３から、それぞれ第１交点７１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２と第２端子７０３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点７１１側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点７１２側へ伝搬して行く。

　これにより、第２負荷回路２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第１負荷回路２１へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路７０７の第１交点７１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路７０８の第１交点７１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路７０７、第２線路７０８の線路長と、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４と、第１位相器７１７、第２位相器７１８とが設計されていてもよい。

　これにより、第１交点７１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点７１１から第１負荷回路７２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子７０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャル信号の信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な小型なダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、第１端子７０２から第２交点７１１までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子７０３から第２交点７１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路７０９、第４線路７１０との線路長と、第３整合回路７１５、第４整合回路７１６と、第３位相器７１９、第４位相器７２０とは、設計されてもよい。

　これにより、例えば、第１端子７０２と第２端子７０３との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子７０２から第２交点７１１までの位相変化量と、第２端子７０３から第２交点７１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点７１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺される。

　つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点７１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点７１２から第１端子７０２、及び第２端子７０３までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子７０２及び第２端子７０３から、それぞれ第２交点７１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。

　よって、第１端子７０２と第２端子７０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点７１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点７１１側へ伝搬して行く。これにより、第１負荷回路７２１へ伝搬するディファレンシャルモードの信号の顧問モードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路７２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子７０２と、第２端子７０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路７０９の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路７１０の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路７０９、第４線路７１０の線路長と、第３整合回路７１５、第４整合回路７１６と、第３位相器７１９、第４位相器７２０とが設計されていてもよい。

　これにより、第２交点７１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点７１２から第２負荷回路７２２側へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。これにより、アンテナ素子７０６に発生する相関係数の低いコモンモードの信号とディファレンシャル信号の信号を精度良く分離でき、相関係数の低い２つの信号を得る事が可能な小型なダイバーシティアンテナを実現できる。

　尚、図７において、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４、第３整合回路７１５、第４整合回路７１６、第１位相器７１７、第２位相器７１８、第３位相器７１９、第４位相器７２０のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路７０７、第２線路７０８、第３線路７０９、及び第４線路７１０における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点７１１と第１負荷回路７２１との間、第２交点７１２と第２負荷回路７２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態６のアンテナ装置７０１と第１負荷回路７２１との間、及び、アンテナ装置７０１と第２負荷回路７２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路７１３、第２整合回路７１４、第３整合回路７１５、第４整合回路７１６、第１位相器７１７、第２位相器７１８、第３位相器７１９、第４位相器７２０とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計される。しかし、第１交点７１１から信号を入力した場合、第３線路７０９の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路７１０の第２交点７１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路７０７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路７２１と第２負荷回路７２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　（実施の形態７）
　図８は本発明の実施の形態７に係る信号分波器を使用した信号伝送の方法を示す図である。尚、実施の形態６と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図８においては、アンテナ素子８０６として、第１エレメント８３５と第３エレメント８３７とから成るアンテナエレメントと、第２エレメント８３６と第４エレメント８３８とから成るアンテナエレメントとの２対のアンテナエレメントにより構成されたダイポールアンテナを用いた場合を示している。

　図８において、第３エレメント８３７の端部に第１端子８０２が設けられ、第４エレメント８３８の端部に第２端子８０３が設けられている。そして、第１端子８０２に接続された第１線路８０７及び第３線路８０９と、第２端子８０３に接続された第２線路８０８及び第４線路８１０と、第１位相器８１７、第２位相器８１８、第３位相器８１９、及び第４位相器８２０と、第１負荷回路８２１及び第２負荷回路８２２とは、電子機器（図示せず）に内蔵されているグランド板８３４の上方に概ね配置されている。尚、第１負荷回路８２１の一端と、第２負荷回路８２２の一端とはグランド板８３４に接続されているが、第１端子８０２と第２端子８０３はグランド板８３４に対して直接的に接続されていない。また、第１端子８０２から第１交点８１１までの位相変化量が＋９０度となるように第１線路８０７と第１位相器８１７とは設計されており、第２端子８０３から第１交点８１１までの位相変化量が－９０度となるように第２線路８０８と第２位相器８１８とは設計されており、第１端子８０２から第２交点８１２までの位相変化量が＋９０度となるように第３線路８０９と第３位相器８１９とは設計されており、第２端子８０３から第２交点８１２までの位相変化量が＋９０度となるように第４線路８１０と第４位相器８２０とは設計されている。

　そして、第１エレメント８３５と第２エレメント８３６とは、グランド板８３４の端部に概ね平行に配置されており、第３エレメント８３７と第４エレメント８３８とは、グランド板８３４に端部に概ね垂直に配置されている。

　図９は本発明の実施の形態７に係る信号分波器を使用したアンテナの動作説明図である。図９において、アンテナ素子８０６にディファレンシャルモードの信号が発生した場合を示す。第１エレメント８３５と第２エレメント８３６とには、向きの揃った電流（図９において矢印にて図示）が発生し、第３エレメント８３７と第４エレメント８３８とには、向きが逆となる電流が発生する。

　よって、第１端子８０２と第２端子８０３とに発生する信号の位相差は１８０度となる。このような信号が第１端子８０２と第２端子８０３に入力された場合、実施の形態６において説明した原理により、第１交点７１１には信号は現れるが、第２交点８１２には、信号が現れない。つまり、アンテナ素子８０６にディファレンシャルモードの信号が発生した場合には、第１負荷回路８２１にはその信号が受信されるが、第２負荷回路８２２にはその信号は受信されない。また、第１負荷回路８２１からアンテナ装置８０１に信号を入力した場合、この信号は第２負荷回路８２２には伝搬されず、大部分の信号はアンテナ素子８０６に供給される。

　そして、供給された信号は、アンテナ素子８０６にディファレンシャルモードの電流を発生させ（図９参照）、電磁波として空中に放射される。放射に寄与するアンテナ素子８０６上の電流ベクトルは、第１エレメント８３５と第２エレメント８３６とに発生する電流ベクトルが主であり、第３エレメント８３７と第４エレメント８３８とに発生する電流ベクトルについては、電流ベクトルの向きがお互い逆向きとなるため、大きくは放射に寄与しない。

　よって、アンテナ素子８０６にディファレンシャルモードが発生した場合の放射パターンは、点線で示したような放射パターン８３９となる。このことから、第１エレメント８３５及び第２エレメント８３６に対して、主に垂直方向から到来する電磁波を受信した場合には、アンテナ素子８０６上にディファレンシャルモードが発生し、第１負荷回路８２１からのみ、その信号が取り出されることとなる。

　図１０は本発明の実施の形態７に係る信号分波器を使用したアンテナの動作原理を示す図である。図１０において、アンテナ素子８０６にコモンモードの信号が発生した場合を示す。第１エレメント８３５と第２エレメント８３６とには、向きが逆の電流（図１０において矢印にて図示）が発生し、第３エレメント８３７と第４エレメント８３８とには、向きが揃った電流が発生する。よって、第１端子８０２と第２端子８０３とに発生する信号の位相差は実質的に０度となる。

　このような信号が第１端子８０２と第２端子８０３に入力された場合、実施の形態６において説明した原理により、第２交点８１２には信号は現れるが、第１交点８１１には、信号が現れない。つまり、アンテナ素子８０６にコモンモードの信号が発生した場合には、第２負荷回路８２２にはその信号が受信されるが、第１負荷回路８２１にはその信号は受信されない。

　また、第２負荷回路８２２からアンテナ装置８０１に信号を入力した場合、この信号は第１負荷回路８２１には伝搬されず、大部分の信号はアンテナ素子８０６に供給される。そして、供給された信号は、アンテナ素子６にコモンモードの電流を発生させ（図１０参照）、電磁波として空中に放射される。

　放射に寄与するアンテナ素子８０６上の電流ベクトルは、第３エレメント８３７と第３エレメント８３８とに発生する電流ベクトルと、それに連動して発生するグランド板８３４上の電流ベクトル８４１が主であり、第１エレメント８３５と第２エレメント８３６とに発生する電流ベクトルについては、電流ベクトルの向きがお互い逆向きとなるため、大きくは放射に寄与しない。よって、アンテナ素子８０６にコモンモードが発生した場合の放射パターンは、図１０の点線で示したような放射パターン８４０となる。このことから、主に、第３エレメント８３７及び第４エレメント８３８に対して主に垂直方向から到来する電磁波を受信した場合には、アンテナ素子８０６上にコモンモードが発生し、第２負荷回路８２２からのみ、その信号が取り出される。

　以上のことから、図８～図１０に示した対称構造を有するアンテナ素子８０６（例えば、ダイポールアンテナ）を用いる事により、１つのアンテナ素子のみで指向性ダイバーシティアンテナとして使用することが可能となる。これにより、アンテナ装置の小型化、軽量化を図ることが可能となる。

　図８～図１０に示すような対称構造を有するアンテナ素子８０６を敢えて採用する理由としては、第１端子８０２と第２端子８０３との間にコモンモードの信号とディファレンシャルモードの信号とがそれぞれ発生した場合に、放射に寄与する電流ベクトルの向きを互いに直交させることが可能となる為である（図９、１０の放射に寄与する電流ベクトルが直交していることからも理解できる）。故に、本発明の信号分配器を用いたアンテナ装置の特長である１つのアンテナ素子のみで実現される指向性ダイバーシティアンテナのダイバーシティ利得を最大化させる事が可能となる。

　アンテナ素子８０６が対称構造を有していなくとも２つの偏波軸（互いに直交してはいないが）を有した小型な指向性ダイバーシティアンテナを実現することは可能である。

　尚、グランド板８３４に関しても、アンテナ素子８０６同様に、任意の線８４４を基準に線対称となる形状を有していても良い（図８参照）。コモンモードの信号が第１端子８０２と第２端子８０３との間に発生した場合には、グランド板８３４にも放射に寄与する電流ベクトルが発生するため、グランド板８３４に関しても、任意の線８４４に対して対称な構造となるように設計されていれば、ダイバーシティ利得の高い指向性ダイバーシティアンテナを実現することができる。

　上記の事実は、図５の４つの端子を有するアンテナ装置５０６の場合や、図６の３つの端子を有するアンテナ装置６０６の場合にも、同様に当てはまる。

　図１１は本発明の実施の形態７に係るアンテナ装置を示す図である。図１１において、図１１において、第１端子８０２と第２端子８０３とを結ぶ第１直線（図示せず）上の第１端子８０２と第２端子８０３との中点（図示せず）において、第１直線に垂直な線８４４を基準に、アンテナ素子８０６は実質的に線対称形状を有している。更に、第３端子８０４と第４端子８０５とを結ぶ第３直線（図示せず）上の第３端子８０４と第４端子８０５との中点（図示せず）において、第３直線に垂直な線８４４に対して、アンテナ素子８０６は実質的に線対称形状を有している。アンテナ素子８０６として、このような形状を採用する事により、指向性ダイバーシティアンテナのダイバーシティ利得の最大化を図ることが可能となる。

　図１２は本発明の実施の形態７に係る別のアンテナ装置を示す図である。図１２において、第１端子８０２と第２端子８０３とを結ぶ第１直線（図示せず）上の第１端子８０２と第２端子８０３との中点（図示せず）において、第１直線に垂直な線８４４を基準に、アンテナ素子８０６は実質的に線対称形状を有していると共に、線８４４の上に第３端子８０４が実質的に存在する構造となっている。アンテナ素子８０６として、このような形状を採用する事により、高いダイバーシティ利得を有する指向性ダイバーシティアンテナを実現することが出来る。

　また、本実施の形態７のアンテナ装置８０１は、第１負荷回路８２１と第２負荷回路８２２との間に高いアイソレーション特性を有しているため、共用器の機能も有しているといえる。例えば、第１負荷回路８２１を受信側回路として使用し、第２負荷回路８２２を送信側回路として使用することが考えられる。本発明のアンテナ装置８０１を共用器としても利用した場合、送受信の信号が同一周波数であったとしても、第１負荷回路８２１と第２負荷回路８２２との間にアイソレーションを確保できるため、従来の共用器では実現できなかった特性を実現する事が可能となっている。

　また、アンテナ素子８０６に発生するディファレンシャルモードの信号を受信する第１交点８１１が受信側回路へ接続される構成としてもよい。これにより、外部ノイズに対してより耐性のあるディファレンシャルモードの信号を受信側に割り当てる事により、外部ノイズによる受信信号の劣化を回避でき、電子機器の受信性能の向上を図ることが可能となる。

　尚、実施の形態７においては、対称構造のアンテナ素子（ダイポールアンテナ）を用いた。しかし、対称構造のアンテナ素子に限る必要はなく、少なくとも２つの接続端子を有したアンテナ素子であれば、非対称構造のアンテナ素子を用いてもよい。携帯電話等の小型携帯端末に内蔵される事を想定した場合、アンテナ素子に許されるスペースが非常に少ない事から、対称構造のアンテナ素子を採用する事は困難である。故に、本発明の実施の形態７に係るアンテナ装置８０１を用いれば、非対称構造のアンテナ素子を用いた場合においても、非対称構造のアンテナ素子に発生するコモンモードとディファレンシャルモードの２つのモードをそれぞれ独立に受信・送信でき、等価的に２本分のアンテナ素子として機能させる事ができる。これにより、アンテナ素子に許容される容積の少ない小型の電子機器に最適なアンテナ装置を実現できる。

　また、本実施の形態７のアンテナ装置を、テレビ放送やラジオ放送を受信する車載用アンテナに用いてもよい。この場合、例えば、透明樹脂フィルム上に作成された本実施の形態のアンテナ素子８０６をフロントガラスに貼り付け、本実施の形態７のアンテナ装置を実現する事で、小型で受信性能に優れたダイバーシティアンテナを実現できる。また、この場合、第１交点８１１と第１負荷回路８２１（例えば、テレビのチューナや復調回路等の受信機）との間、及び、第２交点８１２と第２負荷回路８２２（例えば、テレビのチューナや復調回路等の受信機）との間は、約５ｍ程度の同軸ケーブルにて接続される事となる。しかし、以下記載の実施の形態８以降で説明する伝送方式を採用する事により、信号線の本数を２本から１本に減らす事が可能となる。これにより軽量化、生産効率の向上を図ることができる。

　尚、図８の第３エレメント８３７と第１端子８０２との間、第４エレメント８３８と第２端子８０３との間にそれぞれ増幅器を接続する事により、第１端子８０２及び第２端子８０３からアンテナ装置８０１側のロスによるＮＦ特性劣化を低減する事ができる。

　図１３から図２２には、第１端子８０２から見た入力インピーダンスが５０Ωとなる第１エレメント８３５と第３エレメント８３７とから成るアンテナエレメントと、第２端子８０３から見た入力インピーダンスが５０Ωとなる第２エレメント８３６と第４エレメント８３８とから成るアンテナエレメントとを用いて、６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態７のアンテナ装置８０１を設計した一例を示している。図１３から図２２において、ｆｒｅｑは周波数を示し、ｉｍｐｅｄａｎｃｅはインピーダンスを示す。

　図１３は本発明の実施の形態７に係るアンテナ素子８０６がディファレンシャルモードで動作した場合を示す図である。図１４は本発明の実施の形態７に係るアンテナ素子８０６がコモンモードで動作した場合を示す図である。アンテナ素子８０６がディファレンシャルモードで動作している時（図１３参照）、第１エレメント８３５と第３エレメント８３７とから成るアンテナエレメントと、第２エレメント８３６と第４エレメント８３８とから成るアンテナエレメントとが直列に接続された形となるため、第１端子８０２と第２端子８０３とから見たアンテナ素子８０６の入力インピーダンスは１００Ωとなる。

　アンテナ素子８０６がコモンモードで動作している時（図１４参照）、第１エレメント８３５と第３エレメント８３７とから成るアンテナエレメントと、第２エレメント８３６と第４エレメント８３８とから成るアンテナエレメントとが並列に接続された形となるため、第１端子８０２と第２端子８０３とから見たアンテナ素子８０６の入力インピーダンスは２５Ωとなる。

　これらの事実を設計に反映させたため、図１３のアンテナ素子８０６（ポート番号３）の入力インピーダンスは１００Ωとなっており、図１４のアンテナ素子８０６（ポート番号６）の入力インピーダンスは２５Ωとなっている。また、一般的に高周波回路は５０Ωで設計されるので、図１３の第１負荷回路８２１（ポート番号１）、及び第２負荷回路８２２（ポート番号２）と、図１４の第１負荷回路８２１（ポート番号４）、及び第２負荷回路８２２（ポート番号５）とは、それらの入力インピーダンスを５０Ωとして設計を行った。図１３及び図１４においては、第１位相器８１７、第２位相器８１８、第３位相器８１９、及び第４位相器８２０とは、それぞれ８０３素子のリアクタンス素子で実現した。

　図１５は本発明の実施の形態７に係るアンテナ装置の通過特性を示す図である。図１５において、図１３で示したアンテナ素子８０６がディファレンシャルモードで動作した場合のアンテナ素子８０６（ポート番号３）と第１負荷回路８２１（ポート番号１）と第２負荷回路８２２（ポート番号２）との間の通過特性を示す。例えば、Ｓ（３，１）とは、第１負荷回路８２１（ポート番号１）からアンテナ素子８０６（ポート番号３）への通過特性を示している。図１５より、第１負荷回路８２１（ポート番号１）からアンテナ素子８０６（ポート番号３）への通過特性Ｓ（３，１）は、６２０ＭＨｚにおいて、ほぼ０ｄＢとなり、導通状態である事が分かる。これに対して、第２負荷回路８２２（ポート番号２）からアンテナ素子８０６（ポート番号３）への通過特性Ｓ（３，２）は、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。また、第１負荷回路８２１（ポート番号１）から第２負荷回路８２２（ポート番号２）への通過特性Ｓ（２，１）についても、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。

　図１６は本発明の実施の形態７に係る別のアンテナ装置の通過特性を示す図である。図１６において、図１４で示したアンテナ素子８０６がコモンモードで動作した場合のアンテナ素子８０６（ポート番号６）と第１負荷回路８２１（ポート番号４）と第２負荷回路８２２（ポート番号５）との間の通過特性を示す。例えば、Ｓ（６，４）とは、第１負荷回路８２１（ポート番号４）からアンテナ素子８０６（ポート番号６）への通過特性を示している。図１６より、第２負荷回路８２２（ポート番号５）からアンテナ素子８０６（ポート番号６）への通過特性Ｓ（６，５）は、６２０ＭＨｚにおいて、ほぼ０ｄＢとなり、導通状態である事が分かる。これに対して、第１負荷回路８２１（ポート番号４）からアンテナ素子８０６（ポート番号６）への通過特性Ｓ（６，４）は、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。また、第１負荷回路８２１（ポート番号４）から第２負荷回路８２２（ポート番号５）への通過特性Ｓ（５，４）についても、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。

　以上より、図５から図１０で説明したアンテナ装置の動作が実際に実現できることがわかる。参考までに、図１７から図２２において、ポート番号１から６までの各ポートにおけるインピーダンス特性を示す。図１７から図２２において、例えば、Ｓ（１，１）とは、図１３における第１負荷回路８２１から第１交点８１１側を見た時の入力インピーダンス特性を示している。

　尚、図８のアンテナ素子８０６と信号分波器とは、第１線路と、第２線路と、第３線路と、第４線路の特性インピーダンスが共にＺｏであると共に、第１交点に接続される第１負荷回路の第１交点から見た入力インピーダンスと、第２交点に接続される第２負荷回路の第２交点から見た入力インピーダンスと、第１端子から見たアンテナ素子８０６の入力インピーダンスと、第２端子から見たアンテナ素子８０６の入力インピーダンスとが共に概ねＺｏ／２であるように設計しても良い。これは、図８に示したアンテナ装置が、図１３と図１４とで示した等価回路により表わされるためである。

　これにより、アンテナ素子８０６と、第１負荷回路８２１または第２負荷回路８２２とのインピーダンス整合が容易に取れることとなり、反射損を低減できる。ちなみに、図１４、図１５は、上記のインピーダンスの関係を満たしており、その結果、図１７～図２２に示すように、良好な電気特性を実現できている。

　尚、上記の実施の形態４～７における第１負荷回路と第２負荷回路とは、実際的には、信号の受信、送信を行う通信回路を表しており、電子機器内部に搭載されている実装基板等に実装されている。

　また、図５～図１０において、第１端子と第１交点との間は、１本の線路である第１線路と、１つの第１整合回路と、１つの第１位相器とで構成されている。しかし、複数の線路、複数の整合回路、複数の位相回路により構成されていても良い。このことは、第２端子と第１交点との間、第３端子と第２交点との間、第４端子と第２交点との間についても同様である。そして、「第１線路」、「第２線路」、「第３線路」、「第４線路」とは、複数の線路にて構成されるものも含んでいる。同様に、「第１整合回路」、「第２整合回路」、「第３整合回路」、「第４整合回路」とは、複数の整合回路にて構成されるものも含んでおり、「第１位相器」、「第２位相器」、「第３位相器」、「第４位相器」とは、複数の位相器にて構成されるものも含んでいる。

　（実施の形態８）
　図２３は本発明の実施の形態４～６に係るアンテナ装置を電子機器に使用した場合のブロック図である。尚、実施の形態６と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図２３において、第１端子９０２と第２端子９０３とを有するアンテナ素子９０６は、第１端子２を介して第１増幅器９４２と接続され、また、第２端子９０３を介して第９０２増幅器９４３に接続されている。そして、第１増幅器９４２は、第９端子９２８において２端子対線路９２７と接続されると共に、第２増幅器９４３は、第１０端子９２９において２端子対線路９２７と接続される。また、第１信号分波器９３０の第１整合回路９１３と第３整合回路９１５とは、２端子対線路９２７の第１端子９０２と接続されており、第１信号分波器９３０の第２整合回路９１４と第４整合回路９１６とは、２端子対線路９２７の第２端子９０３と接続されている。

　更に、第１位相器９１７は、第１整合回路９１３と第１交点９１１との間に接続され、第２位相器９１８は、第２整合回路９１４と第１交点９１１との間に接続され、第３位相器９１９は、第３整合回路９１５と第２交点９１２との間に接続され、第４位相器９２０は、第４整合回路９１６と第２交点９１２との間に接続されている。

　ここで、図２３の第１信号分波器９３０の第１線路９０７、第２線路９０８、第３線路９０９、及び第４線路９１０の線路長と、第１整合回路９１３、第２整合回路９１４、第３整合回路９１５、及び第４整合回路９１６と、第１位相器９１７、第２位相器９１８、第３位相器９１９、及び第４位相器９２０とが設計されているとする。

　この場合、例えば、アンテナ素子９０６にディファレンシャルモードの信号１と、コモンモードの信号２が発生したとすると、信号１は２端子対線路９２７をディファレンシャルモードで伝搬してゆき、信号２は２端子対線路９２７をコモンモードで伝搬して行く。つまり、信号１と信号２とは２端子対線路９２７において混合され、伝搬して行く。これらの混合された信号は、第１信号分波器９３０により概ね精度良く分離することができる。具体的には、実施の形態６にて説明した原理により、ディファレンシャルモードで伝搬してきた信号１のみ第１負荷回路９２１において受信され、また、コモンモードで伝搬してきた信号２のみ第２負荷回路９２２において受信される。つまり、本発明のアンテナ装置を用いる事により、２種類の信号の送受を、１つのアンテナ素子９０６を用いて行うことが可能となる。

　尚、本実施の形態８のアンテナ装置は、例えば、２端子対線路９２７の第５端子９２３及び第６端子９２４から、または第７端子９２５及び第８端子９２６から、ディファレンシャルモードとコモンモードとにより第１信号と第２信号とを入出力し、それを、第１信号分波器９３０により受信し、アンテナ素子９０６により送信するような使い方をしてもよい。これにより、２端子対線路９２７に多数の負荷回路が接続されたネットワークにおいて、負荷回路同士のデータの送受を高速に行う事が可能となる。

　逆に、第５端子９２３、第６端子９２４、第７端子９２５、及び第８端子９２６を削除し、２端子対線路９２７の一端に第１端子９０２、第２端子９０３と、が接続され、他端に第９端子９２８、第１０端子９２９とが接続された構成としてもよい。これにより、２端子対線路９２７の構造を簡易にすることができる。

　また、２端子対線路９２７は、任意の面に対して面対称となる形状を有していてもよい。このような形状を採用する事により、例えば、コモンモードの信号が、２端子対線路９２７を伝搬中にディファレンシャルモードに変換されてしまうことを防止できる。

　更に、２端子対線路９２７は、その外側をシールドされていてもよい。外側をシールドする事により、外部からの到来するノイズにより、主に、コモンモードで伝搬している信号のＳ／Ｎ（Ｓｉｇｎａｌ／Ｎｏｉｓｅ）特性が劣化する事を防止する事ができると共に、２端子対線路９２７をコモンモードで伝送中の信号が、放射して損失する事を防止する事ができる。

　また、この事を考慮し、伝送量の多い変調方式（例えば６４ＱＡＭや１６ＱＡＭなど）の信号をディファレンシャルモードで伝送し、比較的伝送量が少なく高い受信感度が求められない変調方式（例えばＱＰＳＫやＢＰＳＫなど）の信号をコモンモードで伝送するように、伝送モードに応じて伝送する信号を使い分けてもよい。

　更に、本実施の形態８のアンテナ装置を用いれば、コモンモードを受信する第２負荷回路９２２において、２端子対回路９２７が受けたノイズの量を把握することも可能である。これは、外部から到来し２端子対回路９２７に漏れ込むノイズは、２端子対線路９２７上を主にコモンモードにより伝搬することとなるためである。

　尚、上記の信号１と信号２の周波数は同一であっても良いし、異なっていても良い。第１負荷回路９２１と第２負荷回路９２２とから、それぞれ独立に入出力可能であるためである。

　また、第１増幅器９４２と第２増幅器９４３とは、ローノイズアンプとして動作させることができる。これにより、第１増幅器９４２と第２増幅器９４３の後段回路（例えば、２端子対線路９２７や第１信号分波器９３０等がこれに相当する）のロスによる受信システムのＮＦ特性劣化を軽減することができる。

　例えば、コモンモードを２端子対線路９２７に伝送した場合、放射による伝送損失が発生するが、第１増幅器９４２と第２増幅器９４３とを用いる事により、ＮＦ特性劣化を軽減できる。また、図２３においては、信号を受信する場合について説明することを意識したため、アンテナ素子９０６からの信号を増幅する第１増幅器９４２、第２増幅器９４３のみを記載した。しかし、２端子対線路９２７からの信号を増幅する第３増幅器が第９端子９２８と第１端子９０２との間に第１増幅器９４２と並列に接続され、２端子対線路９２７からの信号を増幅する第４増幅器が第１０端子９２９と第２端子９０３との間に第２増幅器９４３と並列に接続された構成としてもよい。これにより、１つのアンテナ素子９０６と１つの２端子対線路９２７とを用いるのみで、送信側と受信側共に２つの独立した信号を扱う事ができ、電子機器のデータ伝送量を増加させる事ができる。

　尚、上記において、アンテナ素子９０６がコモンモード及びディファレンシャルモードのアンテナとして動作している場合には、例えば、２端子対線路９２７もアンテナの一部として動作することになるため、アンテナ素子９０６のサイズを等価的に大きくすることができ、アンテナ装置の放射抵抗を増加させる事ができる。

　このことは、例えば、アンテナ装置を上述のテレビ放送やラジオ放送を受信する車載用アンテナに適用した場合、２端子対線路２７の長さが約５ｍ程度と長くなるため、更に顕著な効果として現れることになる。この効果は、第１増幅器４２と第２増幅器４３が無い場合には、更に顕著なものとなる。

　図２４は本発明の実施の形態８に係る別のアンテナ装置を示す図である。図２４において、図２３における第９端子９２８と第１０端子９２９に第２信号分波器９３１を接続した構成となっている。そして、図２４のアンテナ装置は、第２信号分波器９３１の第１交点９１１と、例えば、図５～図７のアンテナ装置の少なくとも一つの第１交点９１１とを接続し、第２信号分波器９３１の第２交点９１２と、図５～図７のアンテナ装置の少なくとも一つの第２交点９１２とを接続して、使用することになる。これにより、第１交点９１１においては、２端子対線路９２７とアンテナ素子９０６とから得られるディファレンシャルモードの信号が取り出され、第２交点９１２においては、２端子対線路９２７とアンテナ素子９０６とから得られるコモンモードの信号が取り出される。よって、第１交点９１１と第２交点９１２とにそれぞれ負荷回路を接続し、当該負荷回路から複数の対象に信号を効率的に供給する事が可能となる。

　（実施の形態９）
　以下、実施の形態９として、本発明の信号分波器を用いた電子機器の一例として、信号伝送方式の事例を説明する。理解を容易にするために、最初に一般の信号伝送方式について図２５を用いて説明し、その後、本発明の信号分配器を用いた、又は、その原理を利用した信号伝送方式について説明する。

　図２５は一般の携帯電話で用いられる信号伝送方式のブロック図である。図２５において、一般の信号伝送方式５１００は、第１高周波回路５１０１と第２高周波回路５１０２とを有し、第１高周波回路５１０１と第２高周波回路５１０２とは、第１伝送線路５１０３と第２伝送線路５１０４とから成る２端子対線路５１０５により電気的に接続されている。

　例えば、第１高周波回路５１０１から第２高周波回路５１０２へ信号を伝送する場合、通常、第１伝送線路５１０３へ出力する信号と、第２伝送線路５１０４から入力される信号とは、実質的に同一の振幅の絶対値を有し、位相は逆相となっている（このような信号の伝送の様子をディファレンシャルモードと言う。図２５中の矢印は、信号の電流の向きを例示している）。

　通常、２端子対線路５１０５として、フィーダー線や同軸線路等が用いられる。また、一般の信号伝送方式５１００は、２端子対線路５１０５、第１高周波回路５１０１、および第２高周波回路５１０２が外部機器からのノイズを受ける事もある。この場合、ノイズは、２端子対線路５１０５を実質的にコモンモードで伝送するため、ノイズ除去のため、２端子対線路５１０５の途中にコモンモードフィルタを接続する場合もある。

　上記一般の信号伝送方式は、ある任意時間に２端子対線路を伝送できる信号は１つだけであるため、同一時間に２つ以上の同一周波数の信号を伝送することはできない。もしも、２つの信号を同一時間にディファレンシャルモードにより伝送した場合、２つの信号は混信してしまい、受信側において分離できない。これは、例えば、携帯電話においては、データを伝送するスピードを一定以上に上げられないことを意味している。

　本発明の実施の形態９に係る信号伝送方式は、同一周波数の２つの信号を同一時間に伝送する事ができる信号伝送方式を提供する。

　本発明の実施の形態９に係る信号伝送方式は、２端子対線路を用いて、第１信号をディファレンシャルモードにより伝送し、第２信号をコモンモードにより伝送する構成となっている。

　本発明の実施の形態９に係る信号伝送方式においては、２端子対線路を用いて、第１信号をディファレンシャルモードにより伝送し、第２信号をコモンモードにより伝送する構成となっている。このため、例えば、同一周波数の２つの信号である第１信号と第２信号とを、１つの２端子対線路を介して同一時間に伝送する事が可能な信号伝送方式を提供することが可能となる。

　図２６は、本発明の実施の形態９に係る信号伝送方式のブロック図である。図２６において、本実施の形態９の信号伝送方式２０１は、第１端子２０２、第２端子２０３、第３端子２０４、および第４端子２０５の４端子を少なくとも有する２端子対線路２０６と、この２端子対線路２０６の第１端子２０２に一方が接続される第１線路２０７と、２端子対線路２０６の第２端子２０３に一方が接続される第２線路２０８と、２端子対線路２０６の第３端子２０４に一方が接続される第３線路２０９と、２端子対線路２０６の第４端子２０５に一方が接続される第４線路２１０とを有し、第１線路２０７の他方と第２線路２０８の他方とは第１交点２１１において接続され、第３線路２０９の他方と第４線路２１０の他方とは第２交点２１２において接続されている。

　更に、本実施の形態９の信号伝送方式２０１は、第１線路７の途中に接続された第１整合回路２１３と第１位相器２１７と、第２線路２０８の途中に接続された第２整合回路２１４と第２位相器２１８と、第３線路２０９の途中に接続された第３整合回路２１５と第３位相器２１９と、第４線路２１０の途中に接続された第４整合回路２１６と第４位相器２２０とを有している。また、第１交点２１１とグランドとの間には第１負荷回路２２１が接続されており、第２交点２１２とグランドとの間には第２負荷回路２２２が接続されている。

　更に、２端子対線路２０６は、第６端子２２３と第７端子２２４と第８端子２２５と第９端子２２６とを有する。ここで、第１交点２１１から信号を入力した場合、第３線路２０９の第２交点２１２側に現れる信号の位相と、第４線路２１０の第２交点２１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。また、第２交点２１２から信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の位相と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の位相との位相差も概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となっている。

　上記の条件を満たすように、第１線路２０７、第２線路２０８、第３線路２０９、及び第４線路２１０の線路長と、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４、第３整合回路２１５、及び第４整合回路２１６と、第１位相器２１７、第２位相器２１８、第３位相器２１９、及び第４位相器２２０とは、適切な値となるように設計されている。このことから、例えば、第１負荷回路２２１から送信された信号は、第３線路２０９の第２交点２１２側に現れる信号の位相と、第４線路２１０の第２交点２１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることから、第２交点２１２から第２負荷回路２２２側へ実質的に伝搬して行かない。

　逆に、第２負荷回路２２２から送信された信号についても、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の位相と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点２１１から第１負荷回路２２１側へ実質的に伝搬して行かない。

　よって、第１負荷回路２１と第２負荷回路２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路２２１と第２負荷回路２２２との間でアイソレーションが確保できる。これにより、第１負荷回路２２１と第２負荷回路２２２とは、２端子対線路２０６との信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路２２１と第２負荷回路２２２とは、時間的、周波数的な制限を課せられる必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。

　更に、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の位相と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２０７、第２線路２０８の線路長と、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４と、第１位相器２１７、第２位相器２１８とは設計される。ここで、例えば、第１端子２０２と第２端子２０３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子２０２と第２端子２０３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となる。

　故に、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の位相と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点２１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点２１１から第１負荷回路側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、例えば、第１端子２０２と第２端子２０３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子２０２と第２端子２０３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、位相差は±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の位相と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点２１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点２１１から第１負荷回路側へ信号は実質的に伝搬して行くこととなる。

　このように、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の位相と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように信号分波器２０１が設計される事により、第１端子２０２と第２端子２０３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路２２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の位相と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第１交点２１１から信号を入力した場合、第３線路２０９の第２交点２１２側に現れる信号の位相と、第４線路２１０の第２交点２１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子２０２から第２交点２１２までの位相変化量と、第２端子２０３から第２交点２１２までの位相変化量との差は、実質的に零となる。

　つまり、第１端子２０２と第２端子２０３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点２１２において同相で足し合わされ、第２交点２１２から第２負荷回路２２２側へ実質的に伝搬されて行く。

　逆に、第１端子２０２と第２端子２０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点２１２において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点２１２から第２負荷回路２２２側へ実質的に伝搬されて行かない。

　よって、第１端子２０２と第２端子２０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、実質的に第１負荷回路２２１側のみへ伝搬されて行き、第１端子２０２と第２端子２０３との間に生じたコモンモードの信号は、実質的に第２負荷回路２２２側のみへ伝搬されて行くこととなる。つまり、本実施の形態９の信号伝送方式２０１は、第１端子２０２と第２端子２０３との間に生じる２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

　つまり、例えば、ディファレンシャルモードで伝送されている第１信号と、コモンモードで伝送されている第１信号と同一周波数の第２信号とが、２端子対線路２０６を介して伝送されている時、実質的に相互に干渉することなく、第１信号は第１交点２１１を介して第１負荷回路２２１に取り出され、第２信号は第２交点２１２を介して第２負荷回路２２２に取り出される。

　逆に、第１負荷回路２２１から第１信号を第１交点２１１に入力し、第２負荷回路２２２から第２信号を第２交点２１２に入力する事により、実質的に相互に干渉させることなく、第１信号と第２信号とを、２端子対線路２０６を介して伝送させることができる。

　つまり、１つの２端子対線路２０６を用いて、同一周波数の２つの信号である第１信号と第２信号とを、同一時間に伝送する事が可能となり、データ伝送量を増加させる事ができる。

　尚、この場合に、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２０７、第２線路２０８の線路長と、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４と、第１位相器２１７、第２位相器２１８とが設計されていてもよい。

　これにより、第１交点２１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点２１１から第１負荷回路２２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　また、同様に、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第３線路２０９の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路２１０の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路２０９、第４線路２１０の線路長と、第３整合回路２１５、第４整合回路２１６と、第３位相器２１９、第４位相器２２０とが設計されていてもよい。

　これにより、第２交点２１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点２１２から第２負荷回路２２２側へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　また、第１交点２１１から信号を入力した場合、第３線路２０９の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路２１０の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２０７、第２線路２０８、第３線路２０９、及び第４線路２１０の線路長と、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４、第３整合回路２１５、及び第４整合回路２１６と、第１位相器２１７、第２位相器２１８、第３位相器２１９、及び第４位相器２２０とが設計されていても良い。

　また、同様に、第２交点２１２から信号を入力した場合、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２０７、第２線路２０８、第３線路２０９、及び第４線路２１０の線路長と、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４、第３整合回路２１５、及び第４整合回路２１６と、第１位相器２１７、第２位相器２１８、第３位相器２１９、及び第４位相器２２０とが設計されていてもよい。これにより、第１負荷回路２２１と第２負荷回路２２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　尚、第１端子２０２から第１交点２１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２０３から第１交点２１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路２０７、第２線路２０８の線路長と、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４と、第１位相器２１７、第２位相器２１８とが設計されていてもよい。例えば、第１端子２０２と第２端子２０３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子２０２から第１交点２１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３から第１交点２１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点２１１においてはコモンモードの信号は相殺される。

　つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点２１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点２１１から第１端子２０２、及び第２端子２０３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子２０２及び第２端子２０３から、それぞれ第１交点２１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２０２と第２端子２０３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点２１１側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点２１２側へ伝搬して行く事となる。これにより、第２負荷回路２２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第１負荷回路２２１へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路２０７の第１交点２１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路２０８の第１交点２１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路２０７、第２線路２０８の線路長と、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４と、第１位相器２１７、第２位相器２１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点２１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点２１１から第１負荷回路２２１側へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子２０２から第２交点２１１までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子２０３から第２交点２１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路２０９、第４線路２１０との線路長と、第３整合回路２１５、第４整合回路２１６と、第３位相器２１７、第４位相器２１８とは、設計されてもよい。これにより、例えば、第１端子２０２と第２端子２０３との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子２０２から第２交点２１１までの位相変化量と、第２端子２０３から第２交点２１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点２１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺される。

　つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点２１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点２１２から第１端子２０２、及び第２端子２０３までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子２０２及び第２端子２０３から、それぞれ第２交点２１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子２０２と第２端子２０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点２１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点２１１側へ伝搬して行く事となる。これにより、第１負荷回路２２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路２２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子２０２と、第２端子２０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路２０９の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路２１０の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路２０９、第４線路２１０の線路長と、第３整合回路２１５、第４整合回路２１６と、第３位相器２１９、第４位相器２２０とが設計されていてもよい。

　これにより、第２交点２１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点２１２から第２負荷回路２２２側へ伝搬する信号のコモンモードの信号のディファレンシャルモードに対する比率を向上させる事ができる。

　尚、第３端子２０４から第２交点２１１までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第４端子２０５から第２交点２１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路２０９、第４線路２１０との線路長と、第３整合回路２１５、第４整合回路２１６と、第３位相器２１７、第４位相器２１８とは、設計されてもよい。

　これにより、例えば、第３端子２０４と第４端子２０５との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第３端子２０４から第２交点２１１までの位相変化量と、第４端子２０５から第２交点２１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点２１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。

　つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点２１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点２１２から第３端子２０４、及び第４端子２０５までの位相変化量は共に９０度となることより、第３端子２０４及び第４端子２０５から、それぞれ第２交点２１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第３端子２０４と第４端子２０５との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点２１２側へ概ね伝搬して行かず、概ね第１交点２１１側へ伝搬して行く。これにより、第１負荷回路２２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路２２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第３端子２０４と、第４端子２０５とに、位相差２１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路２０９の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路２１０の第２交点２１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路２０９、第４線路２１０の線路長と、第３整合回路２１５、第４整合回路２１６と、第３位相器２１９、第４位相器２２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点２１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点２１２から第２負荷回路２２２側へ伝搬する信号のコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　尚、図２６において、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４、第３整合回路２１５、第４整合回路２１６、第１位相器２１７、第２位相器２１８、第３位相器２１９、第４位相器２２０のうち少なくとも一つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路２０７、第２線路２０８、第３線路２０９、及び第４線路２１０における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点２１１と第１負荷回路２２１との間、第２交点２１２と第２負荷回路２２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態９の信号伝送方式２０１と第１負荷回路２２１との間、及び、信号伝送方式２０１と第２負荷回路２２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路２１３、第２整合回路２１４、第３整合回路２１５、第４整合回路２１６、第１位相器２１７、第２位相器２１８、第３位相器２１９、第４位相器２２０とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計される。しかし、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路２０７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路２２１と第２負荷回路２２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　また、図２６においては、第６端子２２３、第７端子２２４、第８端子２２５、及び第９端子２２６から、信号が入出力されている。しかし、入出力端子数はこれに限定する必要はなく、少なくとも１つの入出力端子から信号が入出力されていれば良い。

　（実施の形態１０）
　図２７は、本発明の実施の形態１０に係る信号伝送方式のブロック図である。尚、実施の形態９と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図２７において、実施の形態１０の信号伝送方式３０１は、第１端子３０２、第２端子３０３、第３端子３０４、および第４端子３０５の４端子を少なくとも有する２端子対線路３０６と、第３端子３０４と第４端子３０５とを接続する短絡線３２７上に第５端子３３６を有すると共に、第１端子３０２から第５端子３３６までの位相変化量と、第２端子３０３から第５端子３３６までの位相変化量は実質的に同一となっている。

　更に、本発明の実施の形態１０に係る信号伝送方式３０１は、２端子対線路３０６の第１端子３０２に一方が接続される第１線路３０７と、２端子対線路３０６の第２端子３０３に一方が接続される第２線路３０８と、２端子対線路３０６の第３端子３０４に一方が接続される第３線路３０９とを有し、第１線路３０７の他方と第２線路３０８の他方とは第１交点３１１に接続されている。そして、第３線路３０９の他方から信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の位相と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路３０７、第２線路３０８、及び第３線路３０９の線路長と、第１整合回路３１３、第２整合回路３１４、及び第３整合回路３１５と、第１位相器３１７、第２位相器３１８、及び第３位相器３１９とは設計されている。

　このことから、例えば、第１負荷回路３２１から第２負荷回路３２２側へ送信された信号は、第３線路３０９の他方側及び第３端子において相殺されるため、第２負荷回路３２２側へ概ね伝搬して行かない。逆に、第２負荷回路３２２から第１負荷回路３２１側へ送信された信号についても、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の位相と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の位相との位相差は概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点３１１から第１負荷回路３２１側へ概ね伝搬して行かない。

　よって、第１負荷回路３２１と第２負荷回路３２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路３２１と第２負荷回路３２２との間でアイソレーションが確保できる。これにより、第１負荷回路３２１と第２負荷回路３２２とは、２端子対線路３０６との信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路３２１と第２負荷回路３２２とは、時間的、周波数的な制限を課せられる必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。

　また、本実施の形態１０の信号伝送方式３０１は、実施の形態９と比較して、第３端子３０４と第２負荷回路３２２とを接続する線路数、整合回路数、位相器数を減らす事できるため、小型化、軽量化を図ることができる。

　尚、第３線路３０９の他方から信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路３０７及び第２線路３０８の線路長と、第１整合回路３１３及び第２整合回路３１４と、第１位相器３１７及び第２位相器３１８とが設計されていても良い。これにより、第１負荷回路３２１と第２負荷回路３２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　更に、第１端子３０２と、第２端子３０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の位相と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路３０７、第２線路３０８の線路長と、第１整合回路３１３、第２整合回路３１４と、第１位相器３１７、第２位相器３１８とは設計される。ここで、例えば、第１端子３０２と第２端子３０３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子３０２と第２端子３０３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となっている。

　故に、第１端子３０２と、第２端子３０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の位相と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点３１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点３１１から第１負荷回路側へは概ねコモンモードの信号は伝搬していかない。逆に、例えば、第１端子３０２と第２端子３０３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子３０２と第２端子３０３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となっている。

　故に、第１端子３０２と、第２端子３０３とに、位相差が±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値が等しい信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の位相と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点３１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点３１１から第１負荷回路側へディファレンシャルモードの信号は概ね伝搬して行く。

　このように、第１端子３０２と、第２端子３０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の位相と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計される事により、第１端子３０２と第２端子３０３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路３２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子３０２と、第２端子３０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の位相と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第１交点３１１から信号を入力した場合、第３線路３０９の第２交点３１２側に現れる信号の位相と、第４線路３１０の第２交点３１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度となる条件とを考慮した場合、第１端子３０２から第２交点３１２までの位相変化量と、第２端子３０３から第２交点３１２までの位相変化量との差は、実質的に零となる。

　つまり、第１端子３０２と第２端子３０３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第３端子３０４において同相で足し合わされ、第２負荷回路３２２側へ概ね伝搬されてゆき、逆に、第１端子３０２と第２端子３０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第３端子３０４において逆相で足し合わされて相殺され、第２負荷回路３２２側へ概ね伝搬されて行かない。

　よって、第１端子３０２と第２端子３０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、実質的に第１負荷回路３２１側のみへ伝搬されてゆき、第１端子３０２と第２端子３０３との間に生じたコモンモードの信号は、実質的に第２負荷回路３２２側のみへ伝搬されて行くこととなる。つまり、本実施の形態１０の信号伝送方式３０１は、第１端子３０２と第２端子３０３との間に生じる２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

　つまり、例えば、ディファレンシャルモードで伝送されている第１信号と、コモンモードで伝送されている第１信号と同一周波数の第２信号とが、２端子対線路３０６を介して伝送されている時、実質的に相互に干渉することなく、第１信号は第１交点３１１を介して第１負荷回路３２１に取り出され、第２信号は第３端子３０４を介して第２負荷回路３２２に取り出される。

　逆に、第１負荷回路３２１から第１信号を第１交点３１１に入力し、第２負荷回路３２２から第２信号を第３端子３０４に入力する事により、実質的に相互に干渉させることなく、第１信号と第２信号とを、２端子対線路６を介して伝送させることができる。

　つまり、１つの２端子対線路３０６を用いて、同一周波数の２つの信号である第１信号と第２信号とを、同一時間に伝送する事が可能となり、データ伝送量を増加させる事ができる。

　尚、この場合に、第１端子３０２と、第２端３０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路３０７、第２線路３０８の線路長と、第１整合回路３１３、第２整合回路３１４と、第１位相器３１７、第２位相器３１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点３１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３１１から第１負荷回路３２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子３０２から第１交点３１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３０３から第１交点３１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路３０７、第２線路３０８の線路長と、第１整合回路３１３、第２整合回路３１４と、第１位相器３１７、第２位相器３１８とが設計されていてもよい。

　例えば、第１端子３０２と第２端子３０３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子３０２から第１交点３１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子３０３から第１交点３１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点３１１においてはコモンモードの信号は相殺される。つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点３１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点３１１から第１端子３０２、及び第２端子３０３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子３０２及び第２端子３０３から、それぞれ第１交点３１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子３０２と第２端子３０３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点３１１側へ概ね伝搬して行かず、概ね第２交点３１２側へ伝搬して行く。これにより、第２負荷回路３２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第１負荷回路３２１へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子３０２と、第２端子３０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路３０７、第２線路３０８の線路長と、第１整合回路３１３、第２整合回路３１４と、第１位相器３１７、第２位相器３１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点３１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点３１１から第１負荷回路３２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　尚、図２７において第１整合回路３１３、第２整合回路３１４、第１位相器３１７、第２位相器３１８のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路３０７及び第２線路３０８における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点３１１と第１負荷回路３２１との間、第３端子３０４と第２負荷回路３２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態１０の信号伝送方式３０１と第１負荷回路３２１との間、及び、信号伝送方式３０１と第２負荷回路３２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路３１３、第２整合回路３１４、第１位相器３１７、及び第２位相器３１８は、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計される。しかし、第３線路３０９の他方から信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路３０７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路３２１と第２負荷回路３２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　また、図２７においては、第６端子３２３、第７端子３２４、第８端子３２５、及び第９端子３２６から、信号が入出力されているが、入出力端子数はこれに限定する必要はなく、少なくとも１つの入出力端子から信号が入出力されていれば良い。

　更に、図２７においては、第１端子３０２、第３端子３０４、第２端子３０３、及び第４端子３０５とが、それぞれ異なる位置にて構成されているが、第１端子３０２と第３端子３０４、及び、第２端子３０３と第４端子３０５とが、それぞれ同じ位置にて構成されていても、上記と同様の効果が得られると共に、２端子対線路３０６上の端子数を減らす事が可能となり、２端子対線路３０６の構造を簡略化できる。第１端子３０２と、第２端子３０３とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、第１線路３０７の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路３０８の第１交点３１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となる場合には、このような第１端子３０２と第３端子３０４、及び、第２端子３０３と第４端子３０５とが、それぞれ同じ位置にて構成されている場合も含んでいる。

　（実施の形態１１）
　図２８は、本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式のブロック図である。尚、実施の形態９と同様の構成については、同一符号のみ記載し、異なる構成を中心に、以下に説明する。

　図２８において、本実施の形態１１の信号伝送方式４０１は、第１端子４０２と第２端子４０３とに接続された第１信号分波器４３０と、第１０端子４２８と第１１端子４２９とに接続された第２信号分波器４３１とを有している。

　第１信号分波器４３０は、第１端子４０２に一方が接続される第１線路４０７と、第１端子４０２に一方が接続される第３線路４０９と、第２端子４０３に一方が接続される第２線路４０８と、第２端子４０３に一方が接続される第４線路４１０とを有し、第１線路４０７の他方と第２線路４０８の他方とは第１交点４１１に接続され、第３線路４０９の他方と第４線路４１０の他方とは第２交点４１２に接続されている。

　また、第２信号分波器４３１は、第１０端子４２８に一方が接続される第１線路４０７と、第１端子４０２に一方が接続される第３線路４０９と、第１１端子４２９に一方が接続される第２線路４０８と、第２端子４０３に一方が接続される第４線路４１０とを有し、第１線路４０７の他方と第２線路４０８の他方とは第１交点４１１に接続され、第３線路４０９の他方と第４線路４１０の他方とは第２交点４１２に接続されている。

　ここで、まずは、第１信号分波器４３０の動作原理について、以下、詳述する（第２信号分波器４３１の動作原理についても、第１信号分波器４３０と同様である）。

　第１信号分波器４３０の第１交点４１１から信号を入力した場合、第３線路４０９の第２交点４１２側に現れる信号の位相と、第４線路４１０の第２交点４１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路４０７、第２線路４０８、第３線路４０９、及び第４線路４１０の線路長と、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４、第３整合回路４１５、及び第４整合回路４１６と、第１位相器４１７、第２位相器４１８、第３位相器４１９、及び第４位相器４２０とは設計されている。このことから、例えば、第１負荷回路４２１から送信された信号は、第３線路４０９の第２交点４１２側に現れる信号の位相と、第４線路４１０の第２交点４１２側に現れる信号の位相との位相差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることから、第２交点４１２から第２負荷回路４２２側へ実質的に伝搬して行かない。

　逆に、第２負荷回路４２２から送信された信号についても、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の位相と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の位相との位相差も実質的に１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるため、第１交点４１１から第１負荷回路４２１側へ実質的に伝搬して行かない。よって、第１負荷回路４２１と第２負荷回路４２２との間で、信号が伝搬する事は無くなり、第１負荷回路４２１と第２負荷回路４２２との間でアイソレーションが確保できる。

　これにより、第１負荷回路４２１と第２負荷回路４２２とは、２端子対線路４０６との信号のやり取りを相互に独立に行う事が可能となる。つまり、第１負荷回路４２１と第２負荷回路４２２とは、時間的、周波数的な制限を課せられる必要もなく、相互に独立に信号のやり取りを行う事ができる。

　また、本実施の形態１１の第１信号分波器４３０（第２信号分波器４３１も同様）は、２端子対線路４０６との間を２つの接続端子のみで接続する事が可能であり、構造の簡易化を図ることが可能となる。

　尚、第１交点４１１から信号を入力した場合、第３線路４０９の第２交点４１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路４１０の第２交点４１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路４０７、第２線路４０８、第３線路４０９、及び第４線路４１０の線路長と、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４、第３整合回路４１５、及び第４整合回路４１６と、第１位相器４１７、第２位相器４１８、第３位相器４１９、及び第４位相器４２０とが設計されていても良い。

　また、同様に、第２交点４１２から信号を入力した場合、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路４０７、第２線路４０８、第３線路４０９、及び第４線路４１０の線路長と、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４、第３整合回路４１５、及び第４整合回路４１６と、第１位相器４１７、第２位相器４１８、第３位相器４１９、及び第４位相器４２０とが設計されていてもよい。これにより、第１負荷回路４２１と第２負荷回路４２２との間のアイソレーションを更に高くできるという有利な効果が得られる。

　更に、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の位相と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路４０７、第２線路４０８の線路長と、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４と、第１位相器４１７、第２位相器４１８とは設計される。

　ここで、例えば、第１端子４０２と第２端子４０３との間にコモンモードの信号が入力された場合、第１端子４０２と第２端子４０３との間において、コモンモードの信号の電流の位相差は零となっている。故に、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の位相と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点４１１において、コモンモードの信号の電流は相殺され、第１交点４１１から第１負荷回路側へは実質的にコモンモードの信号は伝搬していかない。

　逆に、例えば、第１端子４０２と第２端子４０３との間にディファレンシャルモードの信号が入力された場合、第１端子４０２と第２端子４０３との間において、ディファレンシャルモードの信号の電流の位相差は±１８０度となる。故に、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、位相差が±１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の位相と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の位相との差が概ね０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となることより、第１交点４１１において、ディファレンシャルモードの信号の電流は足し合わされ、第１交点４１１から第１負荷回路側へディファレンシャルモードの信号は実質的に伝搬して行く。

　このように、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の位相と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように設計される事により、第１端子４０２と第２端子４０３との間に発生するディファレンシャルモードの信号のみ選択して第１負荷回路４２１へ伝搬させることができる。

　更に、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の位相と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の位相との差が概ね１８０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となる条件と、第１信号をディファレンシャルモードにより２端子対線路を用いて伝送し、第２信号をコモンモードにより前記２端子対線路を用いて伝送する条件とを考慮した場合、第１端子４０２から第２交点４１２までの位相変化量と、第２端子４０３から第２交点４１２までの位相変化量との差は、零となる。

　つまり、第１端子４０２と第２端子４０３との間に生じたコモンモードの信号の電流は、第２交点４１２において同相で足し合わされ、第２交点４１２から第２負荷回路４２２側へ実質的に伝搬されてゆき、逆に、第１端子４０２と第２端子４０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号の電流は、第２交点４１２において逆相で足し合わされて相殺され、第２交点４１２から第２負荷回路４２２側へ実質的に伝搬されていかない。

　よって、第１端子４０２と第２端子４０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、概ね第１負荷回路４２１側のみへ伝搬されてゆき、第１端子４０２と第２端子４０３との間に生じたコモンモードの信号は、概ね第２負荷回路４２２側のみへ伝搬されて行くこととなる。つまり、本実施の形態１１の信号伝送方式４０１は、第１端子４０２と第２端子４０３との間に生じる２つのモードの信号を別々に取り出すことが可能である。

　つまり、例えば、ディファレンシャルモードで伝送されている第１信号と、コモンモードで伝送されている第１信号と同一周波数の第２信号とが、２端子対線路６を介して伝送されている時、実質的に相互に干渉することなく、第１信号は第１交点４１１を介して第１負荷回路４２１に取り出され、第２信号は第２交点４１２を介して第２負荷回路４２２に取り出される。

　逆に、第１負荷回路４２１から第１信号を第１交点４１１に入力し、第２負荷回路４２２から第２信号を第２交点４１２に入力する事により、実質的に相互に干渉させることなく、第１信号と第２信号とを、２端子対線路４０６を介して伝送させることができる。

　つまり、１つの２端子対線路４０６を用いて、同一周波数の２つの信号である第１信号と第２信号とを、同一時間に伝送する事が可能となり、データ伝送量を増加させる事ができる。

　尚、この場合に、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第１線路４０７、第２線路４０８の線路長と、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４と、第１位相器４１７、第２位相器４１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点４１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点４１１から第１負荷回路４２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　また、同様に、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合、第３線路４０９の第２交点４１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路４１０の第２交点４１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路４０９、第４線路４１０の線路長と、第３整合回路４１５、第４整合回路４１６と、第３位相器４１９、第４位相器４２０とが設計されていてもよい。

　これにより、第２交点４１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点４１２から第２負荷回路４２２側へ伝搬する信号のコモンモードの信号成分の比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子４０２から第１交点４１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子４０３から第１交点４１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１線路４０７、第２線路８の線路長と、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４と、第１位相器４１７、第２位相器４１８とが設計されていてもよい。

　例えば、第１端子４０２と第２端子４０３との間にコモンモードの信号が生じた場合、第１端子４０２から第１交点４１１までの位相変化量が概ね９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子４０３から第１交点４１１までの位相変化量が概ね－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であるため、第１交点４１１においてはコモンモードの信号は相殺されることとなる。

　つまり、コモンモードの信号にとって、第１交点４１１は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第１交点４１１から第１端子４０２、及び第２端子４０３までの位相変化量は、それぞれ９０度、－９０度となることより、第１端子４０２及び第２端子４０３から、それぞれ第１交点４１１側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子４０２と第２端子４０３との間に生じたコモンモードの信号は、第１交点４１１側へ概ね伝搬して行かず、実質的に第２交点４１２側へ伝搬して行く。これにより、第２負荷回路４２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第１負荷回路４２１へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、同位相であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号の振幅の絶対値と、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号の振幅の絶対値とが実質的に同一となるように、第１線路４０７、第２線路４０８の線路長と、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４と、第１位相器４１７、第２位相器４１８とが設計されていてもよい。これにより、第１交点４１１に現れるコモンモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第１交点４１１から第１負荷回路２１側へ伝搬する信号のディファレンシャルモードの信号の顧問モードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　尚、第１端子４０２から第２交点４１１までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、第２端子４０３から第２交点４１２までの位相変化量が概ね＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第３線路４０９、第４線路４１０との線路長と、第３整合回路４１５、第４整合回路４１６と、第３位相器４１７、第４位相器４１８とは、設計されてもよい。これにより、例えば、第１端子４０２と第２端子４０３との間にディファレンシャルモードの信号が生じた場合、第１端子４０２から第２交点４１１までの位相変化量と、第２端子４０３から第２交点４１２までの位相変化量とが同一量であるため、第２交点４１２においてはディファレンシャルモードの信号は相殺されることになる。

　つまり、ディファレンシャルモードの信号にとって、第２交点４１２は仮想的に接地された場所となる。仮想的に接地された第２交点４１２から第１端子４０２、及び第２端子４０３までの位相変化量は共に９０度となることより、第１端子４０２及び第２端子４０３から、それぞれ第２交点４１２側を見た時の入力インピーダンスは無限大となる。よって、第１端子４０２と第２端子４０３との間に生じたディファレンシャルモードの信号は、第２交点４１２側へ実質的に伝搬して行かず、実質的に第１交点４１１側へ伝搬して行く。これにより、第１負荷回路４２２へ伝搬するディファレンシャルモードの信号のコモンモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができると共に、第２負荷回路４２２へ伝搬するコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を更に向上させる事ができる。

　更に、この条件下において、第１端子４０２と、第２端子４０３とに、位相差１８０度であり、且つ、振幅の絶対値の等しい信号を入力した場合に、第３線路４０９の第２交点４１２側に現れる信号の振幅の絶対値と、第４線路４１０の第２交点４１２側に現れる信号の振幅の絶対値とが概ね同一となるように、第３線路４０９、第４線路４１０の線路長と、第３整合回路４１５、第４整合回路４１６と、第３位相器４１９、第４位相器４２０とが設計されていてもよい。これにより、第２交点４１２に現れるディファレンシャルモードの信号の電流をより精度良く相殺させる事ができ、第２交点４１２から第２負荷回路４２２側へ伝搬する信号のコモンモードの信号のディファレンシャルモードの信号に対する比率を向上させる事ができる。

　尚、図２８において、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４、第３整合回路４１５、第４整合回路４１６、第１位相器４１７、第２位相器４１８、第３位相器４１９、第４位相器４２０のうち少なくとも１つを無くした構成としてもよい。これにより第１線路４０７、第２線路４０８、第３線路４０９、及び第４線路４１０における伝送ロスを低減できると共に、必要となる部品点数を減らす事ができ、小型化、軽量化を図ることができる。

　また、必要であれば、第１交点４１１と第１負荷回路４２１との間、第２交点４１２と第２負荷回路４２２との間のうち少なくとも一方に、整合回路を接続しても良い。これにより、本実施の形態１１の信号伝送方式４０１と第１負荷回路４２１との間、及び、信号伝送方式４０１と第２負荷回路４２２との間の整合状態を良好にすることができ、これらの間の反射損を低減でき、結果、電子機器の通信品質を良好なものにする事が可能となる。

　尚、第１整合回路４１３、第２整合回路４１４、第３整合回路４１５、第４整合回路４１６、第１位相器４１７、第２位相器４１８、第３位相器４１９、第４位相器４２０とは、基本的にはリアクタンス素子の回路にて設計される。そして、２端子対線路の断面形状が実質的に面対称である条件を満たすために、レジスタンス素子や増幅回路（例えば、第１線路４０７が送信経路、受信経路を有しており、それぞれに送信用増幅回路、受信用増幅回路を有するような構成等）等が含まれる回路にて設計されても良い。これにより、第１負荷回路４２１と第２負荷回路４２２との間の高いアイソレーション特性を実現できると共に、電子機器の送受信特性を向上させる事ができる。

　また、図２８においては、第６端子４２３、第７端子４２４、第８端子４２５、及び第９端子４２６から、信号が入出力されているが、入出力端子数はこれに限定する必要はなく、少なくとも１つの入出力端子から信号が入出力されていれば良い。

　次に、図２８に示した実施の形態１１に係る信号伝送方式４０１の動作の様子について、以下、詳述する。

　図２８において、第１信号分波器４３０の第１整合回路４１３と第３整合回路４１５とは、２端子対線路４０６の第１端子４０２と接続されており、第１信号分波器４３０の第２整合回路４１４と第４整合回路４１６とは、２端子対線路４２７の第２端子４０３と接続されている。更に、第２信号分波器４３１の第１整合回路４１３と第３整合回路４１５とは、２端子対線路４０６の第１０端子４２８と接続されており、第２信号分波器４３１の第２整合回路４１４と第４整合回路４１６とは、２端子対線路４０６の第１１端子４２９と接続されている。

　また、第１信号分波器４３０の第１交点４１１と第１負荷回路４２１とは接続され、第１信号分波器４３０の第２交点４１２と第２負荷回路４２２とは接続されており、更に、第２信号分波器４３１の第１交点４１１と第３負荷回路４３２とは接続され、第２信号分波器４３１の第２交点４１２と第４負荷回路４３３とは接続されている。

　例えば、第１負荷回路４２１から第１交点４１１に第１信号を入力し、第２負荷回路４２２から第２交点４１２に第２信号を入力した場合、第１信号は２端子対線路４２７をディファレンシャルモードで伝搬してゆき、第２信号は２端子対線路４２７をコモンモードで伝搬して行く。つまり、第１信号と第２信号とは２端子対線路４２７において混合され、伝搬して行く。これらの混合された信号は、第２信号分波器４３１により実質的に精度良く分離することができる。

　具体的には、２端子対線路４０６をディファレンシャルモードで伝搬してきた第１信号のみ第３負荷回路４３２にて受信され、また、２端子対線路４０６をコモンモードで伝搬してきた第２信号のみ第４負荷回路４３３にて受信される。

　つまり、本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式を用いる事により、２種類の信号の送受を、１つの２端子対線路４０６のみを用いて行う事が可能となる。よって、ディファレンシャルモードとコモンモードの両方のモードを利用して信号伝送を行うことにより、信号伝送量を増やす事が可能となる。

　尚、本実施の形態１１の信号伝送方式４０１は、例えば、２端子対線路４０６の第６端子４２３及び第７端子４２４から、または第８端子４２５及び第９端子４２６から、ディファレンシャルモードとコモンモードとにより第１信号と第２信号とを入出力し、それを、第１信号分波器４３０と第２信号分波器４３１とにより受信するような使い方をしてもよい。これにより、ネットワークにぶら下がった多数の負荷回路に信号を送信する事が可能となる。

　また、２端子対線路４０６の断面形状は、実質的に面対称となる形状を有していてもよい。このような形状を採用する事により、例えば、コモンモードの信号が、２端子対線路４０６を伝搬中にディファレンシャルモードに変換されてしまうことを防止できる。

　図２９、図３０は本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式に用いられる２端子対線路の断面形状を示す図である。

　図２９において、２端子対線路４０６は第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とを有しており、更に、第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とを取り囲むようにシールド導体４３７を有している。ここで、第１伝送線４３４、第２伝送線４３５、及びシールド導体４３７とは、面４３８を基準に実質的に面対称の構成となっている。

　また、図３０において、２端子対線路４０６は第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とを有しており、更に、第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とを取り囲むようにシールド導体４３７を有している。ここで、第１伝送線４３４、第２伝送線４３５、及びシールド導体４３７とは、面４３８を基準に実質的に面対称の構成となっている。

　図２９、図３０に示したように、２端子対線路４０６が任意の面４３８を基準に面対称の構成を有していれば、コモンモードの信号が、２端子対線路４０６を伝搬中にディファレンシャルモードに変換されてしまうことを防止できる。これにより、２端子対線路４０６を伝送されるディファレンシャルモードとコモンモードとの２つの信号を干渉することを防止できる。

　更に、図２９、図３０に示した２端子対線路４０６は、第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とを取り囲むように、その外側にシールド導体４３７を有している。

　一般的に、２端子対線路４０６の周囲からノイズが２端子対線路４０６に到来した場合、当該ノイズは２端子対線路４０６においてコモンモードによって受信される。よって、２端子対線路４０６をコモンモードにより伝送してされている信号のＳ／Ｎ比は、このようなノイズにより劣化させられてしまう。これを防止するため図２９、図３０に示したように、２端子対線路４０６はシールド導体４３７を有しており、シールド導体４３７によりノイズが２端子対線路４０６上に洩れこまないよう配慮されている。また、一般的に、２端子対線路４０６上を伝送されるコモンモードによる信号は、伝送中に電磁波として周囲に放射され易く、伝送中のロスが大きくなる。これを防止する意味でも、図２９、図３０に示した２端子対線路４０６は、シールド導体４３７を有している。尚、図２９、図３０においては、シールド導体４３７は１重のものを図示した。しかし、これを２重以上のものに置き換えてもよい。これにより、外部からのノイズ耐性が向上すると共に、コモンモードの放射の抑圧を更に図ることができる。

　図３１、図３２は本発明の実施の形態１１に係る信号伝送方式に用いられる２端子対線路の別の断面形状を示す図である。高周波基板と、この高周波基板上の導電性パターンにより２端子対線路４０６を形成した場合の一例を示す。

　図３１において、２端子対線路４０６は、第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とを有すると共に、第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とに近接してシールド導体４３７を有しており、第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とシールド導体４３７とは、高周波基板４３９の表層（内層でも可、シールド導体４３７と直流的に導通していなければよい）に形成されている。ここで、第１伝送線４３４、第２伝送線４３５、及びシールド導体４３７とは、面４３８を基準に実質的に面対称の構成となっている。

　また、図３２に示した２端子対線路４０６は、図３１のものに対し、シールド導体４３７を第１伝送線４３４と第２伝送線４３５とが形成された層にも形成した点が異なっている。図３２に示した２端子対線路４０６についても、第１伝送線４３４、第２伝送線４３５、及びシールド導体４３７とは、面４３８を基準に実質的に面対称の構成となっている。

　図３１、図３２に示したように、２端子対線路４０６が任意の面４３８を基準に面対称の構成を有していれば、コモンモードの信号が、２端子対線路４０６を伝搬中にディファレンシャルモードに変換されてしまうことを防止できる。これにより、２端子対線路４０６を伝送されるディファレンシャルモードとコモンモードとの２つの信号を干渉することを防止できる。

　また、図２９、図３０の２端子対線路４０６と同様に、シールド導体４３７は、ノイズが２端子対線路４０６上に洩れこまないように機能すると共に、２端子対線路４０６を伝送中のコモンモードの信号が放射しないように機能している。

　尚、図３１に示した第１伝送線４３４、第２伝送線４３５は、それらの下方にのみシールド導体４３７が配置されているが、上方にも更にシールド導体は配置した構成としても良い。これにより、シールド効果が更に高められる。

　また、２端子対線路４０６を伝送されているコモンモードの信号の方が、ディファレンシャルモードの信号よりも、外部のノイズの影響を受け易い事を考慮し、伝送量の多い変調方式（例えば６４ＱＡＭや１６ＱＡＭなど）の信号をディファレンシャルモードで伝送し、比較的伝送量が少ない変調方式（例えばＱＰＳＫやＢＰＳＫなど）の信号をコモンモードで伝送するように、伝送モードに応じて伝送する信号を使い分けてもよい。一般的に、伝送量の多い変調方式（例えば６４ＱＡＭや１６ＱＡＭなど）の信号の場合、その受信時には高い信号品質値が要求される。よって、よりノイズに対して耐性のあるディファレンシャルモードによる伝送信号に、高い信号品質値が求められる信号を割り当てる事より、全体として、伝送量を増加させる事が可能となる。ここで、「信号品質値」とは、例えば、Ｃ／Ｎ比やＳ／Ｎ比等の信号とノイズの比を表す指標を指している。

　尚、本実施の形態１１の信号分波器を用いれば、コモンモードを受信する第２負荷回路４２２又は第４負荷回路４３３において、２端子対回路４０６が受けたノイズの量を把握することも可能である。

　具体的に、図２８において第２負荷回路４２２が無い構成を考えてみる。この構成において、第１負荷回路４２１から２端子対線路４０６へ信号１を入力した場合、その信号１は２端子対線路４０６を伝送されて、第３負荷回路４３２において受信されることとなる。信号１が２端子対線路４０６を伝送されている途中で、外部からのノイズを受け、信号１の信号品質値が劣化した場合に、そのノイズを抽出し、受けたノイズと振幅の絶対値が等しく、位相が逆相となるように調整した後、信号１と足し合わせてあげれば、信号１に混ざり合ったノイズをキャンセルすることが出来る。

　故に、第４負荷回路４３３において、２端子対線路４０６で受信された外部のノイズを受信し、このノイズの振幅と位相を上記条件が満たされる（振幅の絶対値が等しく、移送が逆相に為る）ように調整しながら、第３負荷回路４３２で受信される信号１に合成し、２端子対線路４０６を伝送中に信号１に漏れ込んだノイズをキャンセルすれば、信号１の信号品質を向上させることが可能となる。

　本発明の実施の形態１１のような構成により上記のノイズキャンセルシステムを実現すれば、第４負荷回路４３３で受信されるノイズと信号１の比率（ノイズ／信号１）が非常に大きな値にできるため、非常に優れたノイズキャンセルシステムが構築できる。なぜなら、外部のノイズは２端子対線路４０６をコモンモードで主に伝送されるため、その大部分が第４負荷回路４３３で抽出できるからである。

　また、信号１が第４負荷回路４３３において、ほぼ受信されないことも、本発明の実施の形態１１のような構成によるノイズキャンセルシステムが非常に優れた性能を有している理由の１つとなっている。もしも、第４負荷回路４３３において、ノイズと共に信号１も受信されてしまうと、第３負荷回路４３２で受信された信号１と合成する際に、信号１自身を減ずる方向に作用してしまうためである。

　尚、上記の第１信号と第２信号の周波数は同一であっても良いし、異なっていても良い。また、図２８においては、例えば、第１信号分波器４３０と第２信号分波器４３１とのペアにより信号の送受をするシステムを構成できる。しかし、それに限らず、３つ以上の信号分波器を２端子対線路４０６に接続させて、複数の信号分波器のペアによる送受を行っても良い。また、複数の信号分波器のペアにおいて、それぞれの使用する周波数を異ならせても良いし、送受のタイミングをずらしてもよい。これにより、それぞれの信号分波器のペア同士の干渉を低減できる。

　更に、第１負荷回路４２１から第１交点４１１に送信される第１信号と、第２負荷回路４２２から第２交点４１２に送信される第２信号と、同一信号としてもよい。これにより、より確実に信号を伝送する事が可能となる。

　そして、第１信号と第２信号が同一信号である時、第１端子２から信号を入力した場合に、第１線路４０７の第１交点４１１側に現れる信号と、第３線路４０９の第２交点４１２側に現れる信号との位相差が９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であり、第２端子４０３から信号を入力した場合に、第２線路４０８の第１交点４１１側に現れる信号と、第４線路４１０の第２交点４１２側に現れる信号との位相差が９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）となるように、第１信号分波器４３０と第２信号分波器４３１は設計されていてもよい。これにより、第１信号と第２信号が、２端子対線路４０６上において９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）の位相差を持って合成される。故に、第１信号と第２信号が、２端子対線路４０６上において０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）の位相差を持って合成されたときのように、２端子対線路４０６上で電流、電圧の大きな振幅が発生する事を防止でき、２端子対線路４０６が発生する電圧、電流により破損する事を防止する事ができる。

　（実施の形態１２）
　図３３から図４２には、第１端子１９０２から２端子対線路１９０６を見たときの入力インピーダンスが５０Ωとなり、第２端子１９０３から２端子対線路１９０６を見たときの入力インピーダンスが５０Ωとなる２端子対線路１９０６を用いて、６２０ＭＨｚにおいて本実施の形態１２の信号伝送方式１９０１を設計した一例を示している。図３３から図４２において、ｆｒｅｑは周波数を示し、ｉｍｐｅｄａｎｃｅはインピーダンスを示す。

　図３３は、２端子対線路１９０６にディファレンシャルモードの信号を伝送させる場合を示し、図３４は、２端子対線路１９０６にコモンモードの信号を伝送させる場合を示している。

　２端子対線路１９０６にディファレンシャルモードの信号を伝送させる時、第１端子１９０２から見た第１伝送線１９３４の入力インピーダンスと、第２端子１９０３から見た第２伝送線１９３５の入力インピーダンスとが直列に接続された形となるため、第１端子１９０２と第２端子１９０３とから見た２端子対線路１９０６の入力インピーダンスは１００Ωとなる。

　２端子対線路１９０６がコモンモードの信号を伝送させる時、第１端子１９０２から見た第１伝送線１９３４の入力インピーダンスと、第２端子１９０３から見た第２伝送線１９３５の入力インピーダンスとが並列に接続された形となるため、第１端子１９０２と第２端子１９０３とから見た２端子対線路１９０６の入力インピーダンスは２５Ωとなる。

　これらの事実を設計に反映させたため、図３３の２端子対線路１９０６（ポート番号３）の入力インピーダンスは１００Ωとなっており、図３４の２端子対線路１９０６（ポート番号６）の入力インピーダンスは２５Ωとなっている。

　また、一般的に高周波回路は５０Ωで設計されるので、図３３の第１負荷回路１９２１（ポート番号１）、及び第２負荷回路１９２２（ポート番号２）と、図３４の第１負荷回路１９２１（ポート番号４）、及び第２負荷回路１９２２（ポート番号５）とは、それらの入力インピーダンスを５０Ωとして設計を行った。図３３及び図３４においては、第１位相器１９１７、第２位相器１９１８、第３位相器１９１９、及び第４位相器１９２０とは、それぞれ３素子のリアクタンス素子で実現した。

　図３５には、図３３で示した２端子対線路１９０６にディファレンシャルモードの信号を伝送させた場合の２端子対線路１９０６（ポート番号３）と第１負荷回路１９２１（ポート番号１）と第２負荷回路１９２２（ポート番号２）との間の通過特性を示したものである。図３５中で、例えば、Ｓ（３，１）とは、第１負荷回路１９２１（ポート番号１）から２端子対線路１９０６（ポート番号３）への通過特性を示している。図３５より、第１負荷回路１９２１（ポート番号１）から２端子対線路１９０６（ポート番号３）への通過特性Ｓ（３，１）は、６２０ＭＨｚにおいて、ほぼ０ｄＢとなり、導通状態である事が分かる。

　これに対して、第２負荷回路１９２２（ポート番号２）から２端子対線路１９０６（ポート番号３）への通過特性Ｓ（３，２）は、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。また、第１負荷回路１９２１（ポート番号１）から第２負荷回路１９２２（ポート番号２）への通過特性Ｓ（２，１）についても、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。

　図３６には、図３４で示した２端子対線路１９０６にコモンモードの信号を伝送させた場合の２端子対線路１９０６（ポート番号６）と第１負荷回路１９２１（ポート番号４）と第２負荷回路１９２２（ポート番号５）との間の通過特性を示したものである。図３６中で、例えば、Ｓ（６，４）とは、第１負荷回路１９２１（ポート番号４）から２端子対線路１９０６（ポート番号６）への通過特性を示している。図３６より、第２負荷回路１９２２（ポート番号５）から２端子対線路１９０６（ポート番号６）への通過特性Ｓ（６，５）は、６２０ＭＨｚにおいて、ほぼ０ｄＢとなり、導通状態である事が分かる。これに対して、第１負荷回路１９２１（ポート番号４）から２端子対線路１９０６（ポート番号６）への通過特性Ｓ（６，４）は、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。また、第１負荷回路１９２１（ポート番号４）から第２負荷回路１９２２（ポート番号５）への通過特性Ｓ（５，４）についても、６２０ＭＨｚにおいて、－３０ｄＢ以下となり、高いアイソレーションが取れている事が分かる。

　以上より、図２８から図３２で説明した信号伝送方式１９０１の動作が実際に実現できることがわかる。参考までに、図３７から図４２において、ポート番号１から６までの各ポートにおけるインピーダンス特性を示す。図３７から図４２において、例えば、Ｓ（１，１）とは、図３３における第１負荷回路１９２１から第１交点１９１１側を見た時の入力インピーダンス特性を示している。

　尚、本発明の実施の形態１２に係る信号伝送方式１９０１は、第１線路と、第２線路と、第３線路と、第４線路の特性インピーダンスが共にＺｏであると共に、第１交点に接続される第１負荷回路の第１交点から見た入力インピーダンスと、第２交点に接続される第２負荷回路の第２交点から見た入力インピーダンスと、第１端子から見た第１伝送線の入力インピーダンスと、第２端子から見た第２伝送線の入力インピーダンスとが共に概ねＺｏ／２であるように設計しても良い。これにより、２端子対線路１９０６と、第１信号分配器１９３０と、第１負荷回路１９２１または第２負荷回路１９２２とのインピーダンス整合が容易に取れることとなり、反射損を低減できる。ちなみに、図３３、図３４は、上記のインピーダンスの関係を満たしており、その結果、図３５～図４２に示すように、良好な電気特性を実現できている。

　尚、上記の実施の形態９～１１における第１負荷回路、第２負荷回路、第３負荷回路、および第４負荷回路とは、実際的には、信号の受信、送信を行う通信回路や、信号処理部を表しており、電子機器内部の搭載されている実装基板等に実装されている。ここで、「信号処理部」とは、例えば、送信したい信号を復調し、増幅、帯域制限、周波数変換等するような回路や、信号を受信するために、受信信号を増幅、帯域制限、周波数変換等し、復調後、データを抽出する等の作業を行う回路を指している。

　また、図２６～図２８において、第１端子１９０２と第１交点１９１１との間は、１本の線路である第１線路１９０７と、１つの第１整合回路１９１３と、１つの第１位相器１９１７とで構成されているが、複数の線路、複数の整合回路、複数の位相回路により構成されていても良い。このことは、第２端子１９０３と第１交点１９１１との間、第３端子１９０４と第２交点１９１２との間、第４端子１９０５と第２交点１９１２との間についても同様である。そして、「第１線路」、「第２線路」、「第３線路」、「第４線路」とは、複数の線路にて構成されるものも含んでいる。同様に、「第１整合回路」、「第２整合回路」、「第３整合回路」、「第４整合回路」とは、複数の整合回路にて構成されるものも含んでおり、「第１位相器」、「第２位相器」、「第３位相器」、「第４位相器」とは、複数の位相器にて構成されるものも含んでいる。

　以上のように、本発明の信号分波器は、第１交点と第２交点との間のアイソレーションを概ね取る事ができ、これにより第１交点と第２交点とは、回路網との信号のやり取りを相互に独立に行うことが可能となるため、同一周波数の信号を同一時間に送受可能な共用器や小型のダイバーシティアンテナ等を実現でき、小型の携帯型通信端末等に利用する事ができる。

　また、以上のように、本発明の信号分波器を用いたアンテナ装置は、第１交点と第２交点との間のアイソレーションを概ね取る事ができ、これにより第１交点と第２交点とは、アンテナ素子を介して信号のやり取りを相互に独立に行うことが可能となるため、同一周波数の信号を同一時間に送受可能なダイバーシティアンテナを実現でき、小型の携帯型通信端末等に利用する事ができる。

　更に、以上のように、本発明の信号分波器を用いた信号伝送方式は、１つの２端子対線路を用いて、同一周波数の信号を同一時間に送受可能であり、データの伝送量を向上させたいと言うニーズのある通信機器等に利用する事ができる。

Claims

少なくとも４端子を有する回路網に接続される信号分波器であって、
この回路網の第１端子に一方が接続される第１線路と、
前記回路網の第２端子に一方が接続される第２線路と、
前記回路網の第３端子に一方が接続される第３線路と、
前記回路網の第４端子に一方が接続される第４線路と、を有し、
前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点において接続され、
前記第３線路の他方と前記第４線路の他方とは第２交点において接続され、
前記第１交点から信号を入力した場合、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が１８０度となる
信号分波器。
第１端子に一方が接続される第１線路と、
前記第１端子に一方が接続される第３線路と、
第２端子に一方が接続される第２線路と、
前記第２端子に一方が接続される第４線路と、を有し、
前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点に接続され、
前記第３線路の他方と前記第４線路の他方とは第２交点に接続され、
前記第１交点から信号を入力した場合、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が１８０度となる
信号分波器。
前記第１交点から信号を入力した場合、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一である
請求項１または請求項２のいずれか一つに記載の信号分波器。
少なくとも３端子を有する回路網に接続される信号分波器であって、
この回路網の第１端子に一方が接続される第１線路と、
前記回路網の第２端子に一方が接続される第２線路と、
前記回路網の第３端子に一方が接続される第３線路と、を有し、
前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点に接続され、
前記第３線路の他方から信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との位相差が１８０度となる
信号分波器。
前記第３線路の他方から信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一である
請求項４に記載の信号分波器。
前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との差が１８０度となる
請求項１、請求項２、請求項４のいずれか一つの請求項に記載の信号分波器。
前記第１端子から前記第１交点までの位相変化量が９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、
前記第２端子から前記第１交点までの位相変化量が－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）である
請求項１、請求項２、請求項４のいずれか一つの請求項に記載の信号分波器。
前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一となる
請求項６または請求項７のいずれか一つに記載の信号分波器。
前記第１端子又は前記第３端子から前記第２交点までの位相変化量が＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、
前記第２端子又は前記第４端子から前記第２交点までの位相変化量が＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）である
請求項１又は請求項２のいずれか一つに記載の信号分波器。
前記第１端子と、前記第２端子とに位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、又は、
前記第３端子と、前記第４端子とに位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合に、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一となる
請求項１または請求項２のいずれか一つに記載の信号分波器。
前記第１端子と前記第２端子とは、前記回路網に接続される
請求項２に記載の信号分波器。
請求項１、請求項２、請求項４のいずれか一つに記載の信号分波器と、
前記信号分波器に接続された前記回路網と、
前記信号分波器に接続された信号処理部と、を有する
電子機器。
請求項１に記載の信号分波器を備え、
前記回路網は、前記第１端子と前記第２端子と前記第３端子と前記第４端子とを有するアンテナ素子であることを特徴とする
アンテナ装置。
請求項４に記載の信号分波器を備え、
前記回路網は、前記第１端子と前記第２端子と前記第３端子とを有するアンテナ素子であることを特徴とする
アンテナ装置。
請求項１１に記載の信号分波器を備え、
前記回路網は、前記第１端子と前記第２端子とを有するアンテナ素子であることを特徴とする
アンテナ装置。
前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１直線上の前記第１端子と前記第２端子との中点において、前記第１直線に垂直な第２直線または第１面に対して、前記アンテナ素子は線対称形状または面対称形状を有すると共に、
前記第３端子と前記第４端子とを結ぶ第３直線上の前記第３端子と前記第４端子との中点において、前記第３直線に垂直な第２直線または第１面に対して、前記アンテナ素子は線対称形状または面対称形状を有する
請求項１３に記載のアンテナ装置。
前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１直線上の前記第１端子と前記第２端子との中点において、前記第１直線に垂直な第２直線または第１面に対して、前記アンテナ素子は線対称形状または面対称形状を有する
請求項１５に記載のアンテナ装置。
前記第１端子と前記第２端子とを結ぶ第１直線上の前記第１端子と前記第２端子との中点において、前記第１直線に垂直な第２直線または第１面に対して、前記アンテナ素子は線対称形状または面対称形状を有すると共に、
前記第２直線上、又は前記第１面上に前記第３端子が存在する
請求項１４に記載のアンテナ装置。
前記第１線路と、前記第２線路と、前記第３線路と、前記第４線路の特性インピーダンスが共にＺｏであると共に、
前記第１交点に接続される第１負荷回路の前記第１交点から見た入力インピーダンスと、
前記第２交点に接続される第２負荷回路の前記第２交点から見た入力インピーダンスと、
前記第１端子から見た前記アンテナ素子の入力インピーダンスと、
前記第２端子から見た前記アンテナ素子の入力インピーダンスとが共にＺｏ／２である
請求項１３、請求項１４、請求項１５のいずれか一つに記載のアンテナ装置。
第１信号をディファレンシャルモードにより２端子対線路を用いて伝送し、
第２信号をコモンモードにより前記２端子対線路を用いて伝送する
信号伝送方式。
前記２端子対線路は、その断面において、前記２端子対線路を囲むシールド導体を有する
請求項２０に記載の信号伝送方式。
前記２端子対線路の断面形状は面対称である
請求項２０に記載の信号伝送方式。
前記第１信号を受信する上で必要となる信号品質値は、
前記第２信号を受信する上で必要となる信号品質値よりも高い
請求項２０に記載の信号伝送方式。
前記２端子対線路は、第１伝送線と第２伝送線とを備えており、
前記第１伝送線は、第１端子と第３端子とを有し、
前記第２伝送線は、第２端子と第４端子とを有していると共に、
前記信号伝送方式は、
前記第１端子に一方が接続される第１線路と、
前記第２端子に一方が接続される第２線路と、
前記第３端子に一方が接続される第３線路と、
前記第４端子に一方が接続される第４線路と、を有した信号分波器を備え、
前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点において接続され、
前記第３線路の他方と前記第４線路の他方とは第２交点において接続され、
前記第１交点から信号を入力した場合、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が１８０度となり、
前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との差が１８０度となると共に、
前記第１信号の伝送は第１交点から行われ、
前記第２信号の伝送は第２交点から行われる
請求項２０に記載の信号伝送方式。
前記２端子対線路は、第１伝送線と第２伝送線とを備えており、
前記第１伝送線は、第１端子を有し、
前記第２伝送線は、第２端子を有していると共に、
前記信号伝送方式は、
前記第１端子に一方が接続される第１線路と、
前記第１端子に一方が接続される第３線路と、
前記第２端子に一方が接続される第２線路と、
前記第２端子に一方が接続される第４線路と、を有した信号分波器を備え、
前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点に接続され、
前記第３線路の他方と前記第４線路の他方とは第２交点に接続され、
前記第１交点から信号を入力した場合、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の位相と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の位相との位相差が１８０度となり、
前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との差が１８０度となると共に、
前記第１信号の伝送は第１交点から行われ、
前記第２信号の伝送は第２交点から行われる
請求項２０に記載の信号伝送方式。
前記第１交点から信号を入力した場合、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一である
請求項２４または請求項２５のいずれか一つに記載の信号伝送方式。
前記２端子対線路は、第１伝送線と第２伝送線とを備えており、
前記第１伝送線は、第１端子と第３端子とを有し、
前記第２伝送線は、第２端子と第４端子とを有し、
前記第３端子と前記第４端子とを接続する短絡線上に第５端子を有すると共に、
前記信号伝送方式は、
前記第１端子に一方が接続される第１線路と、
前記第２端子に一方が接続される第２線路と、
前記第５端子に一方が接続される第３線路と、を有した信号分波器を備え、
前記第１線路の他方と前記第２線路の他方とは第１交点に接続され、
前記第３線路の他方から信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との位相差が１８０度となり、
前記第１端子から前記第５端子までの位相変化量と、前記第２端子から前記第５端子までの位相変化量はに同一となり、
前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の位相と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の位相との差が１８０度となると共に、
前記第１信号の伝送は第１交点から行われ、
前記第２信号の伝送は第２交点から行われる
請求項２０に記載の信号伝送方式。
前記第３線路の他方から信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一である
請求項２７に記載の信号伝送方式。
前記第１端子から前記第１交点までの位相変化量が＋９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、
前記第２端子から前記第１交点までの位相変化量が－９０度±３６０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）である
請求項２４、請求項２５、請求項２７いずれか一つに記載の信号伝送方式。
前記第１端子と、前記第２端子とに、同位相であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一となる請求項２４、請求項２５、請求項２７いずれか一つの請求項に記載の信号伝送方式。
前記第１端子又は前記第３端子から前記第２交点までの位相変化量が＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であると共に、
前記第２端子又は前記第４端子から前記第２交点までの位相変化量が＋９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）である
請求項２４又は請求項２５のいずれか一つに記載の信号伝送方式。
前記第１端子と、前記第２端子とに位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合、又は、
前記第３端子と、前記第４端子とに位相差１８０度であり、且つ、同振幅の信号を入力した場合に、
前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号の振幅の絶対値とが同一となる
請求項２４または請求項２５のいずれか一つに記載の信号伝送方式。
前記第１線路と、前記第２線路と、前記第３線路と、前記第４線路の特性インピーダンスが共にＺｏであると共に、
前記第１交点に接続される第１負荷回路の前記第１交点から見た入力インピーダンスと、
前記第２交点に接続される第２負荷回路の前記第２交点から見た入力インピーダンスと、
前記第１端子から見た前記第１伝送線の入力インピーダンスと、
前記第２端子から見た前記第２伝送線の入力インピーダンスと、が共にＺｏ／２である
請求項２４、請求項２５、請求項２７のいずれか一つに記載の信号伝送方式。
前記第１信号と前記第２信号が同一の信号である
請求項２４、請求項２５、請求項２７のいずれか一つに記載の信号伝送方式。
前記第１端子から信号を入力した場合に、
前記第１線路の前記第１交点側に現れる信号と、前記第３線路の前記第２交点側に現れる信号との位相差が９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）であり、
前記第２端子から信号を入力した場合に、
前記第２線路の前記第１交点側に現れる信号と、前記第４線路の前記第２交点側に現れる信号との位相差が９０度±１８０度＊ｎ（ｎは０以上の整数）である
請求項３４に記載の信号伝送方式。