WO2009071173A1 - Sperrwandler - Google Patents

Sperrwandler Download PDF

Info

Publication number
WO2009071173A1
WO2009071173A1 PCT/EP2008/009643 EP2008009643W WO2009071173A1 WO 2009071173 A1 WO2009071173 A1 WO 2009071173A1 EP 2008009643 W EP2008009643 W EP 2008009643W WO 2009071173 A1 WO2009071173 A1 WO 2009071173A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
voltage
oscillator
power supply
arrangement according
supply arrangement
Prior art date
Application number
PCT/EP2008/009643
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Fritz Frey
Original Assignee
Stahl Schaltgeräte Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Stahl Schaltgeräte Gmbh filed Critical Stahl Schaltgeräte Gmbh
Priority to US12/745,835 priority Critical patent/US8441814B2/en
Priority to EP08856689A priority patent/EP2218167A1/de
Publication of WO2009071173A1 publication Critical patent/WO2009071173A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

Definitions

  • Power supply devices are known from the prior art, which operate on the flyback converter or on the forward converter principle. These circuits use transformers with galvanic isolated windings and serve to lower or raise the output voltage relative to the input voltage. These converter circuits include feedback mechanisms to regulate current and / or voltage on the secondary side.
  • the converter circuits comprise, on the primary side, at least one controlled semiconductor switch in series with the primary winding of the transformer to generate the corresponding alternating current.
  • this object is achieved with a power supply arrangement having the features of claim 1.
  • the new power supply assembly includes a power supply input through which it is supplied with electrical energy.
  • a transformer is provided with a primary winding and one of them electrically isolated secondary winding.
  • a controlled semiconductor switch is connected to the primary winding in series, with the series circuit connected in parallel with the power supply input.
  • the oscillator works as a stabilizer. multivibrator.
  • the oscillator can be constructed as a combination of a Schmidt carrier and an RC element.
  • the control voltage for the oscillator may be composed of the voltage at the primary winding in the freewheeling operation plus the input voltage at the input terminals of the circuit arrangement.
  • In the connecting line between the output of the oscillator and the control input of the power semiconductor may be a decoupling resistor.
  • a low pass can be provided, which is connected to the primary winding. In this way, a voltage is obtained which is applied continuously and no longer contains the brief fluctuations in the voltage across the primary winding. Only the long-term fluctuations correspond to the load of the transformer are forwarded via the low-pass.
  • the voltage on the filter capacitor of the low-pass filter can be used to control an amplifier element with the help of which the control voltage for the oscillator is generated.
  • the reinforcing element may be a bipolar transistor.
  • An ohmic voltage divider with which the control voltage corresponds, can be located parallel to the filter capacitor. can be shared down.
  • a shunt regulator can be connected to the voltage divider in order to prevent the control of the oscillator from interfering below a certain voltage.
  • the filter capacitor of the RC element is expediently connected to the primary winding via a diode which operates as a half-wave rectifier.
  • circuit diagram is simplified and shows only elements that are required for understanding.
  • the single figure of the drawing shows the circuit diagram of the circuit arrangement according to the invention.
  • the figure shows the basic circuit diagram of a circuit arrangement which is intended to To supply consumers in a potentially explosive area with electricity.
  • Examples of such applications are bus systems.
  • a relatively high current flows at a relatively low voltage.
  • care must be taken to ensure that the current on the power supply line leading into the hazardous area is not allowed to exceed inadmissibly high levels even if a consumer fails and draws too much current.
  • the devices must not be endangered by the fact that on the secondary side due to a failure of a consumer too high supply voltage would arise.
  • the circuit arrangement has two input terminals 1 and 2, which together form a power supply input 3.
  • the electrical energy is delivered to output terminals 4 and 5, which together represent a power supply output 6.
  • the power supply input 3 is electrically isolated from the power supply output 6 via a transformer 7, to which a primary winding 8 and a secondary winding 9 belong.
  • the necessary AC voltage or the necessary AC current through the primary winding 8 is generated by means of a Mosfet 11.
  • the primary winding 8 is connected in parallel no free-wheeling diode.
  • a redundant voltage limiting circuit 12 is connected to the primary winding 8 and a current limit circuit 13. With both circuits, the above-explained redundancy is achieved. In addition, an oscillator 14 is present.
  • the primary winding 8 and the mosfet 11 form a series circuit, which is connected in parallel to the inputs 1 and 2.
  • the source is at the input terminal 2 and the drain is connected to the primary winding.
  • the MOSFET 11 has a gate 15.
  • the gate 15 is connected to the oscillator 14 via a protective resistor 16 in the form of an astable variable duty cycle multivibrator.
  • This comprises a rectifier diode 17, which connects one end of the secondary winding 9 with a filter capacitor 18, whose other terminal leads back to the secondary winding 9.
  • the filter capacitor 18 is thus parallel to the two output terminals 4 and 5, to which the load is included.
  • the rectifier arrangement is a half-wave rectifier arrangement.
  • the mosfet 11 is operated in such a way that a total of one flyback converter circuit results, ie the energy transfer within the transformer 7 takes place during the switch-off phase of the mosfet 11.
  • the circuit arrangement operates regulated by the duty cycle, with which the Mosfet 11 is driven, is readjusted accordingly.
  • the voltage monitoring circuit 12 has the purpose, regardless of the normally effective control to ensure forcibly limit the output voltage of the secondary winding 9.
  • the voltage limiting circuit 12 includes a storage capacitor 19, which is connected in parallel via a decoupling diode 21 to the primary winding 8. The arrangement is such that the anode of the diode 21 is connected to the drain of the Mosfet 11, while the capacitor 19 is connected at its end remote from the diode 21 to the terminal 1.
  • a series circuit of two ohmic resistors 22 and 23 In addition to the capacitor 19 is a series circuit of two ohmic resistors 22 and 23.
  • the voltage limiting circuit 12 includes a bipolar PNP transistor 24 and a bipolar NPN transistor 25.
  • the transistor 24 is located with its emitter at the cathode of the diode 21, while the collector is connected via a resistor 26 to the circuit ground 2 and a Zener diode 27 to the base of the transistor 25.
  • a shunt regulator 28 lies with its main line connections between the base of the transistor 24 and the hot end of the primary winding 8 or the input terminal 1.
  • the control terminal of the shunt regulator 28 is connected to the junction between the two ohmic resistors 22 and 23.
  • the two resistors 22 and 23 define in this way the switching threshold, from which the shunt regulator 28 is conductive.
  • the transistor 25 is finally connected to its collector connected to the gate 15 while the emitter is connected to the source of the mosfet 11 and the input terminal 2, respectively.
  • the current limiting device 13 comprises a capacitor 28 which is parallel to the power path of the MOSFET 11, i. the capacitor 29 is at one end at the source and at the other end at the drain. Further, to the capacitor 28, an RC element consisting of a resistor 30 and a capacitor 31, connected in parallel.
  • a Tyris- 33 is controlled, whose control terminal is connected to the collector of the transistor 32.
  • the anode of the tyristor 33 is connected to the gate 15 and the cathode is connected to the source of the mosfet 11.
  • the thyristor 33 is thus parallel to the power path of the Mosfet 11th
  • the drive circuit for the Mosfet 11 ensures that this is supplied with a Facultyeckerpuls, whereby the Mosfet 11 is periodically controlled via the gate 14 and to.
  • the mosfet 11 In the off state, the mosfet 11 generates a current through the primary winding 8.
  • the stored during the conduction phase of the Mosfet 11 in the primary winding 8 magnetic energy is transmitted to the secondary winding 9, so that the switched load is supplied with power.
  • the duty cycle of the pulse entering the gate 15 it is ensured that, given a given or variable load at the output terminal 6, the voltage across the filter capacitor 18 is kept constant.
  • the Aufberichtn the transistor 24 of the input voltage to the terminals 1, 2 is independent.
  • the conduction state of the transistor 24 is controlled exclusively by the voltage across the integration capacitor 19 in conjunction with the shunt regulator 28. In the control voltage for the transistor 25, however, the input voltage is received.
  • the Zener diode 27 can be omitted and the divider resistors 22, 23 are dimensioned so that the shunt regulator 28 does not open until the threshold is exceeded for the allowable voltage at the primary winding 9 upwards, which corresponds to a corresponding overvoltage on the secondary winding 8 in the freewheeling state.
  • the capacitor 19 results in conjunction with the two resistors 22, 23 and the KoI- lector current of the transistor 24, the voltage drops below the threshold voltage of the Zener diode 27 and the transistor 25 goes into the blocking state, so that again clock pulses can get into the mosfet 11.
  • the blocking oscillator resumes its function. Should the overvoltage occur again, the interplay explained above will be repeated.
  • this intervention can also disappear within a pulse with which the Mosfet 11 is controlled in the conductive state.
  • the astable multivibrator 14 with which the input signal to the mosfet 11 is generated may have a constant frequency and a constant duty cycle.
  • the pulse length is then finally determined by the voltage limiting circuit 12 by periodically suppressing the pending pulse via the voltage limiting circuit 12.
  • the voltage curve on the primary winding is a measure of the current flowing on the secondary side.
  • the energy is transferred to the secondary coil, with the current that the secondary coil delivers to the consumers during the freewheeling time in conjunction with the series capacitor 28 shows a characteristic time course.
  • the resistor 29 also works in conjunction with the capacitor 31 as a low-pass filter to form an average value of the voltage curve that occurs at the capacitor 28, since it is immediately abruptly discharged when switching on the Mosfet 11.
  • the oscillator 14 operates as an astable Multivibrat- or, which is voltage controlled. It contains as active module a differential amplifier 35 with an inverting and a non-inverting input. The non-inverting input is connected via a feedback resistor 36 to the output of the differential amplifier 35 to produce a Schmitt trigger behavior. A negative feedback resistor 37 connects the output to the inverting input which, moreover, continues to be connected to the circuit ground corresponding to terminal 2 via a filter capacitor 38. The output of the differential amplifier 35 is connected to the gate 15 of the mosfet 11. The control voltage is obtained by the oscillator 14 in that the non-inverting input of the differential amplifier 35 is connected via a resistor 39 to the collector of the transistor 24.
  • the capacitor 38 In the oscillating state, the capacitor 38 is charged by the differential amplifier 35 through the resistor 37. As soon as this voltage is above the control voltage at the non-inverting input, the differential amplifier 35 is switched off, which receives a Schmid trigger characteristic with the aid of the resistor 36. When the differential amplifier 35 is switched off, the capacitor 38 is discharged via the resistor 37 from the output of the differential amplifier 35. The switching on of the input-output voltage repeats itself as soon as the voltage across the capacitor 38 has dropped far enough.
  • This input voltage may be composed of the feedback voltage resulting from the voltage across the primary winding 8 and a further external control voltage to produce a variable output voltage of the blocking oscillator 1.
  • the oscillator 14 which controls the power semiconductor to the primary current in the Koch-our 7 periodically on and off controlled by means of an oscillator 14, which also receives its control voltage from the primary winding 8. It is thus dispensable a third winding on the transformer 7 to control the blocking oscillator via such a feedback winding, as is well known from the prior art. If the control voltage in the blocking oscillator according to the invention is derived directly from the voltage.
  • the described circuit according to the invention contains a total of three modules in the form of voltage monitoring 12, the current monitor 13 and the astable Multivibrat- ors 14. These modules are independent of each other insofar as the circuit without the current monitor 13 and without the voltage monitor 12 executed only with the oscillator 14 can be.
  • the oscillator 14 may be replaced by an oscillator which operates on the transformer 7 with a feedback winding.
  • the voltage monitoring circuit 12 and / or the Stromüberwachungs- circuit 13 can be used independently of each other. Which of these circuits is used depends on the desired level of security.
  • a flyback converter circuit operates with a transformer having only a primary and a secondary winding.
  • the transformer contains no feedback winding for the blocking oscillator.
  • the control voltage for the oscillator is from the Derived primary voltage of the transformer, during the freewheeling phase.
  • a voltage monitoring circuit which operates independently of the oscillator, which suppresses output voltage of the oscillator when the voltage at the output of the flyback converter is too large.
  • a current monitoring circuit operates independently of the oscillator and the voltage monitoring circuit and suppresses the pulses for the power transistor when the current on the output side exceeds a predetermined level.
  • the monitoring circuits operate virtually powerless, so that no special cooling measures are required.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Eine Sperrwandlerschaltung arbeitet mit einem Transformator, der lediglich eine Primär- und eine Sekundärwick lung aufweist. Der Transformator enthält keine Rückkopplungswicklung für den Sperrschwinger. Die Steuerspannung für den Oszillator wird aus der Primärspannung des Transformators abgeleitet, und zwar während der Freilauf phase. Ferner ist eine Spannungsüberwachungsschaltung vorgesehen, die unabhängig vom Oszillator arbeitet, der Ausgangsspannung des Oszillators unterdrückt, wenn die Spannung am Ausgang des Sperrwandlers zu groß wird. Eine Stromüberwachungsschaltung arbeitet unabhängig von dem Oszillator und der Spannungsüberwachungsschaltung und unterdrückt die Impulse für den Leistungstransistor, wenn der Strom an der Ausgangsseite ein vorgegebenes Maß überschreitet.

Description

Sperrwandler
In zunehmendem Maße gehen die Bemühungen bei elektrischen Anlagen dahin, die Sicherheit zu erhöhen, indem zusätzlich Redundanz vorgesehen wird. Dies gilt insbesondere für den explosionsgefährdeten Bereich. Hier sollen gefährliche Betriebssituationen soweit wie möglich ausgeschlossen werden.
Im explosionsgeschützten Bereich können Gefährdungen auftreten, wenn auf den Leitungen, die in eine gefährdete Zone führen, Ströme und/oder Spannungen auftreten, die einen zündfähigen Funken erzeugen können. Andererseits ist bei entsprechenden Leistungen auch die Gefahr gegeben, dass Bauteile Oberflächentemperaturen erreichen können, die wiederum ein zündfähiges Gemisch zünden können. Beide Risiken steigen infolge von immer mehr Strom ziehende Verbraucher wie z. B. moderne Bussysteme.
Das Augenmerk gilt deswegen den Stromversorgungseinrichtungen und -anordnungen um sicher zu stellen, dass zusätzlich zu den normalen vorhandenen Kontrollen Mechanismen wirksam sind, um gefährliche Zustände auch dann auszuschließen, wenn ein Fehler in den standardmäßigen Regelkreisen aufgetreten ist.
Aus dem Stand der Technik sind Stromversorgungseinrichtungen bekannt, die nach dem Sperrwandler- oder nach dem Durchflusswandlerprinzip arbeiten. Diese Schaltungen verwenden Transformatoren mit galvanisch getrennten Wicklungen und dienen dazu, die AusgangsSpannung gegenüber der EingangsSpannung herunter oder herauf zu setzen. Diese Wandlerschaltungen enthalten Rückkopplungsmechanismen um Strom und/oder Spannung auf der Sekundärseite zu regeln.
Die Wandlerschaltungen enthalten primärseitig wenigstens einen gesteuerten Halbleiterschalter in Serie zu der Primärwicklung des Transformators um den entsprechenden Wechselstrom zu erzeugen.
Ferner benötigen die bekannten Schaltungen eine dritte Wicklung auf dem Übertrager um die Rückkoppelung zu erzeugen. Bei gedruckten Transformatoren ist die unzweckmäßig.
Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der Erfindung einen Sperrwandler zu schaffen, der keine weitere Wicklung auf dem Transformator benötigt.
Gemäß einem Aspekt der Erfindung wird diese Aufgabe mit einer Stromversorgungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruches 1.
Die neue Stromversorgungsanordnung enthält einen Stromversorgungseingang, über den sie mit elektrische Energie versorgt wird. In der Stromversorgungsanordnung ist ein Transformator mit einer Primärwicklung und einer davon galvanisch getrennten Sekundärwicklung vorgesehen. Ein gesteuerter Halbleiterschalter liegt mit der Primärwicklung in Serie, wobei die Serienschaltung zum Stromversorgungseingang parallel geschaltet ist.
Vorteilhafterweise arbeitet der Oszillator als astabi- ler Multivibrator .
Der Oszillator kann als Kombination aus einem Schmidtträger und einem RC-Glied aufgebaut sein.
Die Steuerspannung für den Oszillator kann sich aus der Spannung an der Primärwicklung im Freilaufbetrieb zuzüglich der Eingangsspannung an den Eingangsklemmen der Schaltungsanordnung zusammensetzen.
In der Verbindungsleitung zwischen dem Ausgang des Oszillators und dem Steuereingang des Leistungshalbleiters kann ein Entkopplungswiderstand liegen.
Zur Erzeugung des Steuersignals des Oszillators kann ein Tiefpass vorgesehen sein, der an der Primärwicklung angeschlossen ist. Auf diese Weise wird eine Spannung gewonnen, die kontinuierlich anliegt und nicht mehr die kurzzeitigen Schwankungen der Spannung an der Primärwicklung enthält. Lediglich die langfristigen Schwankungen entsprechen der Belastung des Transformators werden über den Tiefpass weitergeleitet .
Die Spannung an dem Siebkondensator des Tiefpasses kann dazu verwendet werden, ein Verstärkerelement zu steuern, mit dessen Hilfe die Steuerspannung für den Oszillator erzeugt wird.
Das Verstärkungselement kann ein bipolarer Transistor sein.
Parallel zu dem Siebkondensator kann ein ohmscher Spannungsteiler liegen, mit dem die Regelspannung entspre- chend herunter geteilt werden kann.
An den Spannungsteiler kann ein Shuntregulator angeschlossen sein um zu verhindern, dass unterhalb einer bestimmten Spannung in die Regelung des Oszillators eingegriffen wird.
Der Siebkondensator des RC-Glieds ist zweckmäßigerweise über eine Diode, die als Einweggleichrichter arbeitet mit der Primärwicklung verbunden.
Im Übrigen sind Weiterbildungen der Erfindung Gegenstand von Unteransprüchen.
Die nachfolgende Figurenbeschreibung erläutert Aspekte zum Verständnis der Erfindung. Weitere nicht beschriebene Details kann der Fachmann in der gewohnten Weise dem Schaltbild entnehmen, das insoweit die Figurenbeschreibung ergänzt. Es ist klar, dass eine Reihe von Abwandlungen an der Schaltung möglich sind.
Die genaue Dimensionierung der einzelnen Bauteile kann der Fachmann ohne Weiteres anhand der gegebenen Funktions- erläuterung vornehmen.
Im Übrigen ist das Schaltbild vereinfacht und zeigt nur Elemente die zum Verständnis erforderlich sind.
Die einzige Figur der Zeichnung gibt das Schaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung wieder.
Die Figur zeigt das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung, die dazu vorgesehen ist, elektrische Ver- braucher in einem explosionsgefährdeten Bereich mit Strom zu versorgen. Beispiele für solche Anwendungen sind Bussysteme. Hier fließt eine verhältnismäßig hoher Strom bei einer relativ niedrigen Spannung. Aus Sicherheitsgründen muss dafür gesorgt werden, dass auf der Stromversorgungs- leitung, die in den explosionsgefährdeten Bereich führt, der Strom auch dann keine unzulässig hohen Werte annehmen darf, wenn ein Verbraucher versagt und zu hohen Strom ziehen würde. Andererseits dürfen die Geräte auch nicht dadurch gefährdet werden, dass auf der Sekundärseite wegen eines Ausfalls eines Verbrauchers eine zu hohe Speisespannung entstehen würde.
Normalerweise wird das Einhalten dieser Randbedingungen durch die inhärente Regelung bewerkstelligt. Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist darüber hinaus eine zusätzliche Redundanz vorgesehen, die eingreift, falls die normale Regelung versagen sollte.
Die Schaltungsanordnung weist zwei Eingangsklemmen 1 und 2 auf, die gemeinsam einen Stromversorgungseingang 3 bilden. Die elektrische Energie wird an Ausgangsklemmen 4 und 5 abgegeben, die zusammen einen Stromversorgungsausgang 6 darstellen. Der Stromversorgungseingang 3 ist von dem Stromversorgungsausgang 6 galvanisch über einen Transformator 7 getrennt, zu dem eine Primärwicklung 8 und eine Sekundärwicklung 9 gehören. Die notwendige WechselSpannung bzw. der notwendige Wechselstrom durch die Primärwicklung 8 wird mit Hilfe eines Mosfet 11 erzeugt. Der Primärwicklung 8 ist keine Freilaufdiode parallel geschaltet.
An die Primärwicklung 8 ist eine reduntante Spannungs- begrenzungsschaltung 12 angeschlossen sowie eine Strombe- grenzungsschaltung 13. Mit beiden Schaltungsanordnungen wird die oben erläuterte Redundanz erreicht. Außerdem ist ein Oszillator 14 vorhanden.
Die Primärwicklung 8 und der Mosfet 11 bilden eine Serienschaltung, die zu den Eingängen 1 und 2 parallel geschaltet ist. Hierbei liegt das Source an der Eingangsklemme 2 und das Drain ist mit der Primärwicklung verbunden.
Der Mosfet 11 verfügt über ein Gate 15. Das Gate 15 liegt über einen Schutzwiderstand 16 an dem Oszillator 14 in Gestalt eines astabilen geregelten Multivibrators mit variablem Tastverhältnis.
Die Sekundärwicklung 9, deren Wicklungssinn gegenüber der Primärwicklung 8 mit den Punkten bezeichnet ist, ist mit einer Einweggleichrichterschaltung verbunden. Diese umfasst eine Gleichrichterdiode 17, die ein Ende der Sekundärwicklung 9 mit einem Siebkondensator 18 verbindet, dessen anderer Anschluss zu der Sekundärwicklung 9 zurückführt .
Der Siebkondensator 18 liegt damit parallel zu den beiden Ausgangsanschlüssen 4 und 5, an die die Last eingeschlossen ist .
Wie unschwer zu erkennen ist, handelt es sich bei der Gleichrichteranordnung um eine Halbwellengleichrichteran- ordnung. Der Mosfet 11 wird so betrieben, dass sich insgesamt eine Sperrwandlerschaltung ergibt, d.h. die Energieübertragung innerhalb des Transformators 7 geschieht während der Abschaltphase des Mosfet 11. An sich arbeitet die Schaltungsanordnung geregelt, indem das Tastverhältnis, mit dem der Mosfet 11 angesteuert wird, entsprechend nachgeregelt wird.
Die Spannungsüberwachungsschaltung 12 hat den Zweck, unabhängig von der normalerweise wirksamen Regelung dafür zu sorgen, zwangsweise die AusgangsSpannung der Sekundärwicklung 9 zu begrenzen. Die Spannungsbegrenzungsschaltung 12 enthält einen Speicherkondensator 19, der über eine Entkopplungsdiode 21 zu der Primärwicklung 8 parallel geschaltet ist. Die Anordnung ist so getroffen, dass die Anode der Diode 21 mit dem Drain des Mosfet 11 verbunden ist, während der Kondensator 19 mit seinem von der Diode 21 abliegenden Ende an den Anschluss 1 angeschaltet ist.
Parallel zu dem Kondensator 19 liegt eine Serienschaltung aus zwei ohmschen Widerständen 22 und 23. Außerdem gehört zu der Spannungsbegrenzungsschaltung 12 ein bipolarer PNP-Transistor 24 sowie ein bipolarer NPN-Transistor 25. Der Transistor 24 liegt mit seinem Emitter an der Kathode der Diode 21, während der Kollektor über einen Widerstand 26 mit der Schaltungsmasse 2 und eine Z-Diode 27 mit der Basis des Transistors 25 verbunden ist. Ein Shuntregu- lator 28 liegt mit seinen Hauptstreckenanschlüssen zwischen der Basis des Transistors 24 und dem heißen Ende der Primärwicklung 8 bzw. dem Eingangsanschluss 1. Der Steueran- schluss des Shuntregulators 28 ist an die Verbindungsstelle zwischen den beiden ohmschen Widerständen 22 und 23 angeschaltet. Die beiden Widerstände 22 und 23 definieren auf diese Weise die Schaltschwelle, ab der der Shuntregulator 28 leitend wirkt.
Der Transistor 25 ist schließlich mit seinem Kollektor an dem Gate 15 angeschlossen während der Emitter an dem Source des Mosfet 11 bzw. dem Eingangsanschluss 2 liegt.
Die Strombegrenzungseinrichtung 13 umfasst einen Kondensator 28, der parallel zu der Leistungsstrecke des Mosfet 11 liegt, d.h. der Kondensator 29 liegt einends an dem Source und anderenends an dem Drain. Ferner ist zu dem Kondensator 28 ein RC-Glied, bestehend aus einem Widerstand 30 und einem Kondensator 31, parallel geschaltet.
Parallel zu dem Widerstand 30 liegt die Steuerstrecke eines bipolaren PNP-Transistors 32, dessen Emitter mit dem Drain des Mosfet 11 in Verbindung steht.
Über den Kollektor des Transistors 32 wird ein Tyris- tor 33 gesteuert, dessen Steueranschluss mit dem Kollektor des Transistors 32 verbunden ist. Die Anode des Tyristors 33 liegt an dem Gate 15 und die Kathode ist an dem Source des Mosfet 11 angeschlossen. Der Tyristor 33 liegt damit parallel zu der Leistungsstrecke des Mosfet 11.
Die insoweit beschriebene Schaltung arbeitet wie folgt:
Im Normalbetrieb sorgt die Ansteuerschaltung für den Mosfet 11 dafür, dass dieser mit einem Rechteckerpuls beaufschlagt wird, wodurch der Mosfet 11 über das Gate 14 periodisch auf und zu gesteuert wird. Im leitenden Zustand erzeugt der Mosfet 11 einen Strom durch die Primärwicklung 8. Im abgeschalteten Zustand wird die während der Leitungsphase des Mosfet 11 in der Primärwicklung 8 gespeicherte magnetische Energie auf die Sekundärwicklung 9 übertragen, so dass die angeschaltete Last mit Strom versorgt wird. Durch Variation des Tastverhältnisses des Pulses der in das Gate 15 gelangt, wird sichergestellt, dass bei gegebener bzw. variabler Last an dem Ausgangsanschluss 6 die Spannung über den Siebkondensator 18 konstant gehalten wird.
Während der Freilaufphase, d.h.- wenn der Mosfet 11 abgeschaltet ist, reflektiert der Strom durch die Primärwicklung 8 und die dort auftretende Spannung die Strom- und Spannungssituation an der Sekundärwicklung 9.
Im Normalbetrieb entsteht während der Freilaufphase an der Primärwicklung 8 eine Spannung, die dazu führt, dass über die Diode 21 der Siebkondensator 19, der als Integrator wirkt, aufgeladen wird. Die am Kondensator 19 anstehende Spannung wird über die Teilerwiderstände 22, 23 auf einen entsprechenden Wert herunter geteilt, wie er sich aus der nachfolgenden Funktionsbeschreibung ergibt. Im Normal - betrieb ist die Spannung ausreichend hoch, damit der Shunt - regulator 28 leitend wird und somit einen Basisstrom für den Transistor 24 erzeugt. Der somit aufgesteuerte Transistor 24 erzeugt einen Spannungsabfall an dem Widerstand 26 der ein Abbild der Spannung auf der Sekundärseite des Transformators 7 ist. Im Normalbetrieb bleibt die Z-Diode 27 gesperrt. Erst wenn aufrund einer Störung auf der Sekundärseite und einer Störung des Oszillators 14 die Spannung zu hoch werden sollte und die Schaltschwelle der Z- Diode 27 überschreitet, wird zusätzlich ein Basisstrom für den Transistor 25 erzeugt. Der Transistor 25 wird aufgesteuert und schließt das Gate 15 des Mosfet 11 gegen Masse kurz. Der Mosfet 11 ist damit gesperrt. Der Sperrzustand bleibt erhalten, bis die Spannung an dem Kondensator 19 zusammen mit der Spannung an den Eingangsanschlüssen 1, 2 einen Wert erreicht, der kleiner ist als der Schwellwert der Z-Diode 27.
Wie sich aus der Zeichnung unschwer ergibt, ist das Aufsteuern des Transistors 24 von der Eingangsspannung an den Klemmen 1, 2 unabhängig. Der Leitzustand des Transistors 24 wird ausschließlich über die Spannung an dem Integrationskondensator 19 in Verbindung mit dem Shuntregula- tor 28 geregelt. In die SteuerSpannung für den Transistor 25 geht die Eingangsspannung allerdings ein.
Wenn aus dem Strom, den der Transistor 24 liefert, keine Steuerspannung für den Oszillator 14 abgeleitet werden soll, kann die Z-Diode 27 entfallen und die Teilerwiderstände 22, 23 werden so dimensioniert, dass der Shunt- regulator 28 erst aufmacht, wenn die Schwelle für die zulässige Spannung an der Primärwicklung 9 nach oben überschritten wird, was einer entsprechenden Überspannung an der Sekundärwicklung 8 im Freilaufzustand entspricht.
Nach einer vorgegebenen Zeit, die sich letztlich aus der Zeitkonstanten ergibt, die der Kondensator 19 in Verbindung mit den beiden Widerständen 22, 23 sowie dem KoI- lektorstrom des Transistors 24 ergibt, sinkt die Spannung unter die SchwellSpannung der Z-Diode 27 und der Transistor 25 geht in den Sperrzustand über, so dass wieder Taktimpulse in den Mosfet 11 gelangen können. Der Sperrschwinger nimmt seine Funktion wieder auf. Sollte die Überspannung wieder auftreten wiederholt sich das soeben erläuterte Wechselspiel .
Bei entsprechend kleiner Zeitkonstanten der Ansteuer- seite des Transistors 24 kann dieses Eingreifen auch innerhalb eines Impulses verschwinden, mit dem der Mosfet 11 in den leitenden Zustand gesteuert wird.
In diesem Falle kann der astabile Multivibrator 14, mit dem das Eingangssignal für den Mosfet 11 erzeugt wird, eine konstante Frequenz und ein konstantes Tastverhältnis haben. Die Impulslänge wird letztlich dann durch die Span- nungsbegrenzungsschaltung 12 festgelegt, indem der anstehende Puls über die Spannungsbegrenzungsschaltung 12 periodisch unterdrückt wird.
Wie oben bereits angedeutet, stellt während der Sperrphase der Spannungsverlauf an der Primärwicklung ein Maß für den auf der Sekundärseite fließenden Strom dar.
Während der Einschaltphase des Stroms durch die Primärwicklung 8 wird in den Transformator 7 magnetische Energie eingespeist. Die eingespeiste Energie ist proportional der Induktivität der Primärwicklung und der Zeitdauer über die der Mosfet 11 eingeschaltet ist.
Während der Abschaltphase wird die Energie in die Sekundärspule übertragen, wobei der Strom, den die Sekundärspule an die Verbraucher abgibt, während der Freilaufzeit in Verbindung mit dem in Serie liegenden Kondensator 28 einen charakteristischen Zeitverlauf zeigt .
Je größer der Strom ist, umso größer wird die Ladeschlussspannung an dem Kondensator 28 sein, bevor der Mosfet 11 wieder in den leitenden Zustand übergeht. Tritt eine übermäßige Stromentnahme auf, wird die Spannung an dem Kondensator 28 so groß werden, dass sie größer ist als die Basisemitterspannung des Transistors 32 zuzüglich der Spannung an der Steuerstrecke des Tyristors 33. Dadurch wird der Transistor 32 leiten und in der Folge auch der Tyristor 33. Da der Tyristor 33 parallel zur Steuerstrecke des Feldeffekttransistors 11 liegt, schließt hier das Gate 15 gegenüber dem Source kurz und schaltet den Transistor 11 ab. Hiermit wird dem Mosfet 11 die Möglichkeit genommen den Strom durch die Primärwicklung 8 wieder einzuschalten.
Der Widerstand 29 arbeitet im Übrigen in Verbindung mit dem Kondensator 31 als Tiefpass, um einen Mittelwert des Spannungsverlaufes zu bilden, der an dem Kondensator 28 auftritt, da dieser beim Einschalten des Mosfet 11 sofort schlagartig entladen wird.
Der Oszillator 14 arbeitet als astabiler Multivibrat- or, der spannungsgesteuert ist. Er enthält als aktive Baugruppe einen Differenzverstärker 35 mit einem invertierenden und einem nicht invertierenden Eingang. Der nicht invertierende Eingang ist über einen Rückkopplungswiderstand 36 mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 35 verbunden um ein Schmitt -Trigger-Verhalten zu erzeugen. Einen Gegenkopplungswiderstand 37 verbindet den Ausgang mit dem invertierenden Eingang, der im Übrigen weiterhin über einen Siebkondensator 38 mit der Schaltungsmasse entsprechend dem Anschluss 2 verbunden ist. Der Ausgang des Differenzverstärkers 35 ist an das Gate 15 des Mosfet 11 angeschlossen. Die Steuerspannung erhält der Oszillator 14, indem der nicht invertierende Eingang des Differenzverstärkers 35 über einen Widerstand 39 mit dem Kollektor des Transistors 24 verbunden ist.
Die Spannung an dem Widerstand 39, dort wo er an dem Kollektor des Transistors 24 angeschlossen ist, entspricht damit der Summe der Spannungen, die an dem Eingang 3 anliegt, zuzüglich der Spannung an dem Kondensator 19.
Die Funktionsweise eines solchen astabilen Multivi- brators 14 ist bekannt und braucht deswegen nur pauschal erläutert zu werden:
Im schwingenden Zustand wird bei durchgesteuertem Differenzverstärker 35 über den Widerstand 37 der Kondensator 38 aufgeladen. Sobald diese Spannung über der Steuerspannung an dem nicht invertierenden Eingang liegt, wird der Differenzverstärker 35 abgeschaltet, der mit Hilfe des Widerstands 36 eine Schmid-Trigger-Charakteristik bekommt. Bei abgeschaltetem Differenzverstärker 35 wird der Kondensator 38 über den Widerstand 37 vom Ausgang des Differenz - Verstärkers 35 her entladen. Das Einschalten der Eingangs - AusgangsSpannung wiederholt sich sobald die Spannung an dem Kondensator 38 weit genug abgesunken ist.
Dieses Spiel wiederholt sich periodisch.
Da das Integrationsglied aus dem Widerstand 37 und dem Kondensator 38 konstant ist, ändert sich das Tastverhältnis entsprechend der EingangsSpannung, die an dem nicht invertierenden Eingang anliegt. Diese Eingangsspannung kann sich aus der zurückgekoppelten Spannung, die sich aus der Spannung an der Primärwicklung 8 ergibt, und einer weiteren von außen kommenden SteuerSpannung zusammensetzen um eine variable AusgangsSpannung des Sperrschwingers 1 zu erzeugen.
Ersichtlicherweise wird der Oszillator 14, der den Leistungshalbleiter steuert um den Primärstrom in den Über- trager 7 periodisch ein und aus zu schalten mit Hilfe eines Oszillators 14 angesteuert, der seine Steuerspannung ebenfalls aus der Primärwicklung 8 bekommt. Es ist somit eine dritte Wicklung auf dem Übertrager 7 entbehrlich, um über eine solche Rückkopplungswicklung, wie sie aus dem Stand der Technik hinreichend bekannt ist, den Sperrschwinger anzusteuern. Wird die SteuerSpannung bei dem erfindungsgemäßen Sperrschwinger unmittelbar aus der Spannung abgeleitet.
Die erläuterte erfindungsgemäße Schaltung enthält insgesamt drei Baugruppen in Gestalt der Spannungsüberwachung 12, der Stromüberwachung 13 und des astabilen Multivibrat- ors 14. Diese Baugruppen sind voneinander unabhängig insofern, als die Schaltung ohne die Stromüberwachung 13 und ohne die Spannungsüberwachung 12 nur mit dem Oszillator 14 ausgeführt werden kann.
Andererseits kann der Oszillator 14 durch einen Oszillator ersetzt werden, der mit einer Rückkopplungswicklung auf den Übertrager 7 arbeitet. Bei einer solchen Oszillatorschaltung können unabhängig voneinander die Spannungs- überwachungsschaltung 12 und/oder die Stromüberwachungs- schaltung 13 eingesetzt werden. Welche dieser Schaltungen verwendet wird, richtet sich nach dem gewünschten Maß an Sicherheit .
Eine Sperrwandlerschaltung arbeitet mit einem Transformator, der lediglich eine Primär- und eine Sekundärwicklung aufweist. Der Transformator enthält keine Rückkopplungswicklung für den Sperrschwinger.
Die Steuerspannung für den Oszillator wird aus der Primärspannung des Transformators abgeleitet, und zwar während der Freilaufphase.
Ferner ist eine Spannungsüberwachungsschaltung vorgesehen, die unabhängig vom Oszillator arbeitet, der Ausgangsspannung des Oszillators unterdrückt, wenn die Spannung am Ausgang des Sperrwandlers zu groß wird.
Eine Stromüberwachungsschaltung arbeitet unabhängig von dem Oszillator und der Spannungsüberwachungsschaltung und unterdrückt die Impulse für den Leistungstransistor, wenn der Strom an der Ausgangsseite ein vorgegebenes Maß überschreitet .
Die Überwachungsschaltungen arbeiten praktisch leistungslos, so dass keine besonderen Kühlmaßnahmen erforderlich sind.

Claims

Ansprüche :
1. Stromversorgungsanordnung mit galvanischer Trennung, insbesondere in explosionsgeschützter Ausführung,
mit einem Stromversorgungseingang (3),
mit einem Transformator (7) , der eine Primärwicklung (8) und eine davon galvanisch getrennte Sekundärwicklung (9) aufweist,
mit einem gesteuerten Halbleiterschalter (11) , der wenigstens einen Steuereingang (15) aufweist und der mit der Primärwicklung (8) eine Serienschaltung bildet, die zu dem Stromversorgungseingang (3) parallel liegt,
mit einem Oszillator (14) zum Ansteuern des Halbleiterschalters (11), wobei der Oszillator (14) einen Steuereingang aufweist, in den ein Steuersignal gelangt, derart, dass der Oszillator (14) an den Halbleiterschalter (11) einen solchen Puls liefert, dass die Spannnung an der Sekundärwicklung (9) und/oder der Strom durch Sekundärwicklung (9) auf einem vorgegeben Sollwert gehalten ist,
wobei das Steuersignal für den Oszillator (14) aus der
Spannung an der Primärwicklung (8) abgeleitet wird.
2. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (14) ein astabiler Multivibrator ist.
3. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, da- durch gekennzeichnet, dass der Oszillator (14) eine Kombination aus einem Schmidttrigger (35) und einem RC-Glied (37,38) aufweist.
4. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (14) spannungs- gesteuert ist derart, dass das Tastverhältnis von der Steuerspannung abhängig ist.
5. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Oszillators (14) unmittelbar mit dem Eingang des Leistungshalbleiters (11) verbunden ist.
6. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in der Verbindungsleitung zwischen dem Ausgang des Oszillators (14) und dem Steuereingang (15) des Leistungshalbleiters (11) ein Entkopplungswiderstand liegt.
7. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zum Erzeugen des Steuersignals des Oszillators (14) ein Tiefpass (19) vorgesehen ist, der an die Primärwicklung (8) angeschlossen ist.
8. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sich die Steuerspannung für den Oszillator (14) aus einer Versorgungsspannung für die Schaltungsanordnung und der Spannung an der Primärwicklung (8) zusammensetzt.
9. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Spannung an dem Siebkonden- sator (19) dazu verwendet wird, ein Verstärkerelement (24,26) zu steuern, mit dessen Hilfe die Steuerspannung für den Oszillator (14) erzeugt wird.
10. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Verstärkungselement einen bipolaren Transistor (24) aufweist.
11. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu dem Siebkondensator
(19) ein ohmscher Spannungsteiler (22,23) liegt.
12. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass mit dem Spannungsteiler (22,23) ein Shuntregulator (28) verbunden ist.
13. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Hauptstrecke des Shuntregu- lators (28) in der Steuerstrecke des Verstärkerelemenentes (25) liegt.
14. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Siebkondensator (19) über eine Diode (21) , die als Einweggleichrichter arbeitet mit der Primärwicklung (8) verbunden ist.
15. Stromversorgungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Sollwert ein konstanter oder ein variabler Sollwert ist.
PCT/EP2008/009643 2007-12-04 2008-11-14 Sperrwandler WO2009071173A1 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/745,835 US8441814B2 (en) 2007-12-04 2008-11-14 Power supply having a voltage monitoring circuit
EP08856689A EP2218167A1 (de) 2007-12-04 2008-11-14 Sperrwandler

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102007058613A DE102007058613A1 (de) 2007-12-04 2007-12-04 Sperrwandler
DE102007058613.4 2007-12-04

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2009071173A1 true WO2009071173A1 (de) 2009-06-11

Family

ID=40545812

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2008/009643 WO2009071173A1 (de) 2007-12-04 2008-11-14 Sperrwandler

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8441814B2 (de)
EP (1) EP2218167A1 (de)
DE (1) DE102007058613A1 (de)
WO (1) WO2009071173A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015067767A1 (de) * 2013-11-08 2015-05-14 Zentrum Mikroelektronik Dresden Ag Anordnung und verfahren zum schutz einer elektronischen schaltung

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104330992B (zh) * 2014-10-16 2019-01-04 刘圣平 封顶垫底安控电路及其安全控温控时电器
DE102019111932A1 (de) * 2019-05-08 2020-11-12 Panasonic Industrial Devices Europe Gmbh Sperrwandler

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3575153A (en) * 1968-11-18 1971-04-20 Eltra Corp Regulated voltage converter
GB1513190A (en) * 1976-11-16 1978-06-07 Thorn Domestic Appliances Ltd Insect exterminating apparatus
WO1997013314A1 (en) * 1995-10-02 1997-04-10 Philips Electronics N.V. Switched-mode power supply with transformer and feedback via primary winding
US20030141853A1 (en) * 2002-01-30 2003-07-31 Koninklijke Philips Electronics N.V. Charging circuit
US20030210561A1 (en) * 2000-03-02 2003-11-13 Power Integrations, Inc. Switched mode power supply responsive to current derived from voltage across energy transfer element input
EP1460753A2 (de) * 2003-03-18 2004-09-22 SMK Corporation Konstantausgangspannungssteuerungsverfahren und vorrichtung für Schaltnetzteil

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3925716A (en) * 1974-06-27 1975-12-09 Quasar Electronics Corp Stable power supply
US4070699A (en) * 1975-11-10 1978-01-24 Datascope Corporation Charging circuits using controlled magnetic fields
US5267138A (en) * 1992-03-23 1993-11-30 Creos International Ltd. Driving and clamping power regulation technique for continuous, in-phase, full-duration, switch-mode resonant converter power supply
JPH07245874A (ja) * 1994-03-09 1995-09-19 Murata Mfg Co Ltd スイッチング電源の過電流保護回路
AU7093900A (en) * 1999-09-03 2001-04-10 Lambda Electronics Inductor current sensing
US6330169B2 (en) * 2000-02-25 2001-12-11 Condor D.C. Power Supplies Inc. Converter output regulation via channel resistance modulation of synchronous rectifiers
US6208534B1 (en) * 2000-04-04 2001-03-27 Switch Power, Inc. Generating bias voltage in a voltage converter
DE10062026A1 (de) * 2000-12-13 2002-07-04 Siemens Ag Elektronische Schalteinrichtung
JP3705495B2 (ja) * 2003-02-03 2005-10-12 Ｓｍｋ株式会社 スイッチング電源回路の定電流出力制御方法と定電流出力制御装置
JP2005348239A (ja) * 2004-06-04 2005-12-15 Agilent Technol Inc 電力増幅装置
US20080170417A1 (en) * 2007-01-12 2008-07-17 Jian Yang Adjustable shunt regulator with soft-start reference

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3575153A (en) * 1968-11-18 1971-04-20 Eltra Corp Regulated voltage converter
GB1513190A (en) * 1976-11-16 1978-06-07 Thorn Domestic Appliances Ltd Insect exterminating apparatus
WO1997013314A1 (en) * 1995-10-02 1997-04-10 Philips Electronics N.V. Switched-mode power supply with transformer and feedback via primary winding
US20030210561A1 (en) * 2000-03-02 2003-11-13 Power Integrations, Inc. Switched mode power supply responsive to current derived from voltage across energy transfer element input
US20030141853A1 (en) * 2002-01-30 2003-07-31 Koninklijke Philips Electronics N.V. Charging circuit
EP1460753A2 (de) * 2003-03-18 2004-09-22 SMK Corporation Konstantausgangspannungssteuerungsverfahren und vorrichtung für Schaltnetzteil

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2015067767A1 (de) * 2013-11-08 2015-05-14 Zentrum Mikroelektronik Dresden Ag Anordnung und verfahren zum schutz einer elektronischen schaltung

Also Published As

Publication number Publication date
US20110134662A1 (en) 2011-06-09
EP2218167A1 (de) 2010-08-18
US8441814B2 (en) 2013-05-14
DE102007058613A1 (de) 2009-06-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69712243T2 (de) Universeller Leistungsmodul
DE69111139T2 (de) Stromversorgungssystem mit einer auf Spannung ansprechenden Schaltungsanordnung.
DE2513005C3 (de) Netzgerät zur Transformation einer ungeregelten, pulsierenden Eingangsspannung in eine stabilisierte Gleichspannung
DE102008064659A1 (de) Schaltungsanordnung und Ansteuerschaltung für ein Netzteil, Computernetzteil und Verfahren zum Schalten eines Netzteils
DE2728377A1 (de) Schaltungsanordnung zur umwandlung von elektrischer energie
DE3341074A1 (de) Schaltnetzteil, insbesondere fuer einen fernsehempfaenger, mit einer schutzschaltung zur begrenzung des primaerstroms
DE3245112A1 (de) Netzgeraet
DE2753869C2 (de) Meßwertgeber
EP2978090A1 (de) Schutzeinrichtung für elektrische energieversorgungsnetze, energiequelle, energieversorgungsnetz sowie verwendung einer derartigen schutzeinrichtung
WO2009071171A1 (de) Stromversorgungsanordnung mit überwachung des ausgangsstroms
DE3732334C2 (de)
EP2218167A1 (de) Sperrwandler
DE112017002638T5 (de) Schaltnetzteil
EP2218165B1 (de) Stromversorgungsanordnung mit überwachung der sekundärspannung
EP0198360A2 (de) Schaltungsanordnung für die Fernspeisung von Teilnehmeranschluss-Endgeräten in Fernmeldeanlagen
DE1538357B2 (de) Ueberspannungsschutzeinrichtung fuer einen mit einem halb leiter spannungsregler versehenen generator
EP0211300B1 (de) Schaltnetzteil
EP0635171B1 (de) Elektronisches schaltnetzteil
WO1999012240A1 (de) Schaltungsanordnung und verfahren zur strombegrenzung für wechselstromverbraucher
EP1206830A1 (de) Schaltnetzteil mit einrichtung zur begrenzung der ausgangsspannung
EP2128959A1 (de) Spannungsadapter
EP2645559A2 (de) Halbleiternetzteil
DE19850842A1 (de) Getaktete Stromversorgungsschaltung mit Erdschlußsicherung
DE102014216828A1 (de) LED-Betriebsschaltung mit Anlaufschaltung
DE102021112189A1 (de) Energieversorgungseinheit, Energieversorgungssystem mit einer Energieversorgungseinheit sowie Verfahren zum Betrieb einer Energieversorgungseinheit

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 08856689

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2008856689

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2008856689

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12745835

Country of ref document: US