WO2009026911A2 - Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal - Google Patents

Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal Download PDF

Info

Publication number
WO2009026911A2
WO2009026911A2 PCT/DE2008/001433 DE2008001433W WO2009026911A2 WO 2009026911 A2 WO2009026911 A2 WO 2009026911A2 DE 2008001433 W DE2008001433 W DE 2008001433W WO 2009026911 A2 WO2009026911 A2 WO 2009026911A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
pulse compression
filter
signal
received signal
filter coefficients
Prior art date
Application number
PCT/DE2008/001433
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2009026911A3 (de
Inventor
Franz-Xaver Hofele
Original Assignee
Eads Deutschland Gmbh
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Eads Deutschland Gmbh filed Critical Eads Deutschland Gmbh
Priority to EP08801241A priority Critical patent/EP2191294A2/de
Priority to US12/675,939 priority patent/US8193972B2/en
Publication of WO2009026911A2 publication Critical patent/WO2009026911A2/de
Publication of WO2009026911A3 publication Critical patent/WO2009026911A3/de

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
    • G01S13/284—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses
    • G01S13/288—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses phase modulated
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S7/00—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00
    • G01S7/02—Details of systems according to groups G01S13/00, G01S15/00, G01S17/00 of systems according to group G01S13/00
    • G01S7/28—Details of pulse systems
    • G01S7/285—Receivers
    • G01S7/288—Coherent receivers
    • G01S7/2883—Coherent receivers using FFT processing

Definitions

  • the invention relates to a method according to the features of the preamble of the current claim 1.
  • the PK filter coefficients should be optimized and adapted to specific components of the signal processing, such as filters used. A signal that has passed through an entire signal processing chain has in some cases other properties than a theoretical signal. The PK filter should therefore not be optimized for an ideal theoretical transmission signal, but adapted to a - according to the signal processing - filtered received signal adapted (adapted). 2. The PK filter should not be optimized to the usually preferred Doppler zero position but to a specific Doppler frequency. This can be about in a PC application that takes place after the Doppler processing at the respective filter outputs. 3. The PK filter should be optimized for transmitter shortcomings. These can be caused, for example, by the C operation of the power amplifier. The transmitter amplifies completely from a certain signal amplitude and the signal goes into saturation. Also, based on the passage of such a transmitter in C mode, the signal receives partly different properties than a theoretical signal.
  • the PK filter conventional type can be adapted only to the transmitter behavior of a frequency. However, if during a certain time window the signal does not change appreciably with respect to the PK, an online calculation of the PK filter coefficients for this time window could adaptively optimize the PK image adaptively.
  • the calculation of the PK filter coefficients in its conventional manner in which once-calculated coefficients of the PK filter are fixedly implemented during the operation of the radar system, takes place according to an iteration algorithm.
  • a corresponding period of time must be set for the calculation of the filter coefficients.
  • some experience in dealing with pulse compression is necessary in order to be able to model the desired compressed pulse, especially for truly complex-valued signals. Only when this modeling has been carried out carefully, effective PK side-lobe suppression can be achieved. Consequently, it is almost impossible to implement this algorithm as automatism, without sufficient monitoring. Therefore, this conventional iteration algorithm is rather unsuitable for the adaptive on-line calculation of the PK filter coefficients.
  • the object of the invention is to provide a method with which the disadvantages of the prior art can be eliminated.
  • pulse compression filter coefficients for a received signal of a radar system are adaptively calculated, the received signal being evaluated with the aid of a complex pulse compression mismatch filter and a pulse compression filter coefficient set h (t) being calculated for an ideal theoretical received signal s (t).
  • a transformed set of pulse compression filter coefficients H opt (f) for the complex pulse compression -Mismatch filter H opt (f) are calculated according to the following rule where S (f): the Fourier transform of an undistorted received signal s (t), S v (f): the Fourier transform of a distorted received signal s v (t), Sv * (f): the complex conjugate of S v ( f) H (f): the Fourier transform of the pulse compression mismatch filter h (t).
  • s (t), h (t), H op t (f) are to be understood as vectors.
  • Such an algorithm for optimizing (adapting) the PK filter coefficients to the present received signal has the following form:
  • the conventional iteration algorithm is used to calculate PK filter coefficients in order to calculate a PK mismatched filter h (t) for an ideal theoretical received signal s (t), that is to say for an "unadulterated" received signal, such that a PK output signal g (t) results in a sufficiently high sidelobe distance.
  • S (f), H (f) and G (f) are the transfer functions of s (t), h (t) and g (t).
  • an adaptive optimal PK filter hopt (t) to be calculated online is searched for-whatever-"falsified," that is, signal distortion-prone receive signal s v (t), which can change during the radar operation such that after the PK a PK output results, which has a high quality PK output in the form of a high sidelobe distance, and: h opt (t) should be able to be calculated online, ie fast and without a monitoring mechanism.
  • the same and with respect to the main to sidelobel ratio (HNV) sufficiently good
  • Output signal arise, as in the PK filtering of the "unadulterated" received signal s (t), ie g (t).
  • Fig. 3 circuit of a radar with a component having the invention.
  • the starting point is an example of a well-known in the art pulse compression code, the binary code of the 13er Barker code. It is a real-valued signal with the coding (+ stands for +1 and - for -1) + + + + + + + + + _ + _ +. This Signal or this coding represents in the above formulas the "unadulterated" signal s (t).
  • a length 37 PK mismatched filter was calculated at s (t).
  • This PK filter which is represented by (1) in Fig. 1, represents h (t) in the above formulas.
  • This PK filter h (t) provides the PK output g (t), the magnitude of which is represented by (1) in FIG. 2, and a high peak-to-peak ratio (HNV) of FIG 42.3 dB.
  • HNV peak-to-peak ratio
  • the signal s v (t) which does not consist of 13 but instead of 14 sub-pulses according to the coding + + + + + + + + - + + _ + _ as s), is present as a "corrupted" signal.
  • a PK-MMF h opt (t) should be found so that s v (t) gives the same PK-output g (t) at pulse compression with h opt (t) as the PK of s (t) with h ( t).
  • FIG. 3 illustrates, with reference to a schematic representation of a radar system, how an online calculation of the PK filter coefficients according to the invention can be achieved.
  • a signal sample is taken at predetermined time intervals after the signal processing in the branch of the signal generation.
  • the signal conditioning essentially consists of the actual signal generation, mixers, preamplifiers and Power amplifier (bottom view in Fig. 3).
  • a signal sample is coupled out and fed to the receiving path during the dead time (upper illustration in FIG. 3) of the pulse.
  • the signal sample passes through the relevant components of the signal processing in the reception train, which is usually a bandwidth-determining antialiasing filter and necessary mixers.
  • the resulting signal sample corresponds to the expected received pulse before the PK. This is then used for the online calculation according to the above formula (the theoretical signal and its associated PK filter are already available) and in this way the pulse compression filter adapted from time to time to the present waveform (adapted).
  • H m S (J) - H (J). s; (J)

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur adaptiven Berechnung von Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Empfangssignal einer Radaranlage, welches mit Hilfe eines komplexen Pulskompressions-Mismatch-Filters ausgewertet wird, wobei für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t) ein Pulskompressions-Filterkoeffizienten-Satz h(t) für ein Pulskompressions-Mismatch-Filter so berechnet wird, dass ein Pulskompressions-Ausgangssignal mit einem gewünschten Haupt-zu Nebelzipfel-Verhältnis resultiert, wobei für ein verzerrtes Empfangssignal ein transformierter Satz von Pulskompressions-Filterkoeffizienten Hopt(f) für das komplexe Pulskompressions-Mismatch-Filter Hopt(f) entsprechend folgender Vorschrift berechnet werden (Formel (I)), wobei S(f): die Fourier-Transformierte eines unverzerrten Empfangssignals s(t), Sv(f): die Fourier-Transformierte eines verzerrten Empfangssignal sv(t), Sv*(f): die komplex konjugierte von Sv(f), H(f): die Fourier-Transformierte des Pulskompressions-Mismatch-Filters h(t).

Description

Adaptive Berechnung von Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Radarsignal
Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des geltenden Anspruchs 1.
Aus DE 42 30 558 A1 ist eine iterative Berechnung der Pulskompressions (PK) - Filterkoeffizienten bekannt, welche im allgemeinen auf ein ideales theoretisches Signal (Binärcode, Barkercode, Lineare Frequenzmodulation, Nichtlineare Frequenzmodulation, Polyphasencode) angepasst ist. Die über dieses Iterationsverfahren berechneten PK-Filterkoeffizienten sind hierbei fest implementiert worden.
Mit diesem Verfahren ist es nicht möglich, auf Signaländerungen und somit auf Signalunzulänglichkeiten, die während des Radarbetriebs auftreten, zu reagieren und diese für ein qualitativ hochwertiges Pulskompressionsbild zu kompensieren. Mit diesen auftretenden Signaländerungen bzw. Signalunzulänglichkeiten sind gewisse reproduzierbare, also in ihrem Verhalten immer gleichartig wiederkehrend auftretende Ab- Wandlungen des Signals gemeint. Im Folgenden werden für diese Signal- Modifikationen einige Möglichkeiten aufgezeigt:
1. Die PK-Filterkoeffizienten sollen auf bestimmte Komponenten der Signalverarbeitung, also etwa auf verwendete Filter optimiert und angepaßt sein. Ein Sig- nal, das eine ganze Signalverarbeitungskette durchlaufen hat, besitzt zum Teil andere Eigenschaften als ein theoretisches Signal. Das PK-Filter soll daher nicht auf ein ideales theoretisches Sendesignal optimiert sein, sondern auf ein - gemäß der Signalverarbeitung - gefiltertes Empfangssignal angepaßt (adaptiert) sein. 2. Das PK-Filter soll nicht auf die üblicherweise bevorzugte Doppler-Null-Lage, sondern auf eine spezielle Dopplerfrequenz optimiert werden. Dies kann etwa bei einer PK Anwendung finden, die nach der Dopplerverarbeitung an den je- weilgen Filterausgängen stattfindet. 3. Das PK-Filter soll auf Senderunzulänglichkeiten optimiert sein. Diese können beispielsweise durch den C-Betrieb des Leistungsverstärkers verursacht werden. Dabei verstärkt der Sender ab einer bestimmten Signalamplitude vollständig und das Signal geht in die Sättigung. Auch anhand des Durchlaufens eines solchen Senders im C-Betrieb erhält das Signal teilweise andere Eigenschaften als ein theoretisches Signal.
4. Verallgemeinerung auf allgemein mögliche Signalmodifikationen:ln Punkt 3 genügt es nicht, das Senderverhalten genau zu studieren und dann die PK- Filterkoeffizienten darauf anzupassen. Vielmehr ist das Senderverhalten auch von der Frequenzagilität des Radars abhängig, d.h der Sender verhält sich bei höheren Frequenzen unterschiedlich als bei tieferen Frequenzen, was deutlich merkliche Unterschiede im PK-BiId zur Folge hat.
Das PK-Filter herkömmlicher Art kann nur auf das Senderverhalten einer Frequenz angepasst werden. Wenn jedoch während eines bestimmten Zeitfensters sich das Signal bezüglich der PK nicht merklich ändert, so könnte eine Online-Berechnung der PK-Filterkoeffizienten für dieses Zeitfenster das PK-BiId in adaptiver Weise wesentlich optimieren.
Die Berechnung der PK-Filterkoeffizienten in seiner herkömmlichen Art, bei der ein- mal berechnete Koeffizienten des PK-Filters während des Betriebs der Radaranlage fest implementiert sind, erfolgt nach einem Iterationsalgorithmus. Aufgrund der Iteration ist einerseits eine entsprechende Zeitdauer für die Berechnung der Filterkoeffizienten anzusetzen. Andererseits ist eine gewisse Erfahrung im Umgang mit Pulskompression notwendig, um den gewünschten komprimierten Puls speziell bei echt kom- plexwertigen Signalen modellieren zu können. Nur wenn diese Modellierung sorgfältig ausgeführt wurde, ist eine effektive PK-Nebenzipfelunterdrückung zu erreichen. Folglich ist es fast unmöglich, diesen Algorithmus als Automatismus zu implementieren, ohne ihn ausreichend zu überwachen. Daher ist dieser herkömmliche Iterationsalgorithmus für die adaptive Online-Berechnung der PK-Filterkoeffizienten eher ungeeig- net.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, mit welchem die Nachteile des Standes der Technik beseitigt werden können.
Die Aufgabe wird mit den Merkmalen des Verfahrens gemäß dem Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Erfindungsgemäß werden Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Empfangssig- nal einer Radaranlage adaptiv berechnet, wobei das Empfangssignal mit Hilfe eines komplexen Pulskompressions-Mismatch-Filters ausgewertet wird und wobei für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t) ein Pulskompressions-Filterkoeffizienten- Satz h(t) für ein Pulskompressions-Mismatch-Filter so berechnet wird, dass ein Pulskompressions-Ausgangssignal mit einem gewünschten Haupt- zu Nebenzipfel- Verhältnis resultiert und wobei für ein verzerrtes Empfangssignal ein transformierter Satz von Pulskompressions-Filterkoeffizienten Hopt(f) für das komplexe Pulskompres- sions-Mismatch-Filter Hopt(f) entsprechend folgender Vorschrift berechnet werden
Figure imgf000005_0001
wobei S(f) : die Fourier-Transformierte eines unverzerrten Empfangssignals s(t), Sv(f): die Fourier-Transformierte eines verzerrten Empfangssignal sv(t), Sv*(f): die komplex konjugierte von Sv(f), H(f): die Fourier-Transformierte des Pulskompressions-Mismatch- Filters h(t).
Im Weiteren sind s(t), h(t), Hopt(f) als Vektoren zu verstehen.
Ein derartiger Algorithmus zur Optimierung bzw. Anpassung (Adaptierung) der PK- Filterkoeffizienten auf das vorliegende Empfangssignal hat folgende Gestalt:
Ausgegangen wird vom herkömmlichen Iterationsalgorithmus zur Berechnung von PK-Filterkoeffizienten, um für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t), also für ein "unverfälschtes" Empfangssignal, ein PK-Mismatched-Filter h(t) zu berechnen so, dass ein PK-Ausgangssignal g(t) mit genügend hohem Nebenzipfel-Abstand resultiert. Mit anderen Worten: die Größen s(t), h(t) und g(t) der Formel
s(t) * h(t) = g(t) (1 )
im Zeitbereich sind bekannt.
Dasselbe gilt dann für obige Formel im Frequenzbereich
S(f) H(f) = G(f) (2)
wobei S(f), H(f) und G(f) die Übertragungsfunktionen von s(t), h(t) und g(t) sind.
Gemäß der Erfindung wird zu einem - wie auch immer - "verfälschten", also mit Signalverzerrungen behafteten Empfangssignal sv(t), welches sich während des Radar- betriebe ändern kann, ein online zu berechnendes adaptives optimales PK-Filter hopt(t) gesucht so, dass nach der PK ein PK-Ausgangssignal resultiert, das ein qualitativ hochwertiges PK-Ausgangssignal in Form eines hohen Nebenzipfel-Abstand aufweist und: hopt(t) sollte online, d.h. schnell und ohne einen Überwachungsmechanismus, berechnet werden können. Aus dem "verfälschten" (verzerrten) Signal sv(t) und dem gesuchten optimalen PK- Filter hopt(t) soll via PK dasselbe (und im Bezug auf das Haupt-zu Nebenzipfel- Verhältnis (HNV) genügend gute) PK-Ausgangssignal entstehen, wie bei der PK- Filterung des "unverfälschten" Empfangssignals s(t), also g(t).
In Anlehnung an obige Formeln (1 ) und (2) erhält man dann die Formeln
Figure imgf000007_0001
und
Sv(f) • Hopt(f) = G(f) (4) sv(t) und Sv(f) sind bekannt. Somit ergibt sich aus obigen Formeln (3) und (4), wobei mit Sv *(f) ist der konjugiert komplexe Vektor von Sv(f) gemeint ist, die Übertragungsfunktion Hopt(f) des gesuchten optimalen PK-Filters hopt(t) als
Figure imgf000007_0002
und die Impulsantwort hopt(t) als IFFT-Resultat (IFFT = inverse Fourier Fransformation) der Übertragungsfunktion Hopt(f).
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Beispiels sowie von Figuren näher er- läutert. Es zeigen
Fig. 1 ein Vergleich eines PK-Filters gemäß dem Stand der Technik mit einem PK- Filter gemäß der Erfindung
Fig. 2 den Verlauf eines gemäß der Erfindung berechneten PK-Ausgangssignals,
Fig. 3 Schaltung einer Radaranlage mit einer Komponente, welche die Erfindung aufweist.
Ausgegangen wird beispielhaft von einem in der Fachwelt bekanntesten Pulskompressionscode, den Binärcode des 13er Barkercodes. Er ist ein reellwertiges Signal mit der Codierung (+ steht für +1 und — für — 1 ) + + + + + + + _ + _ + . Dieses Signal bzw. diese Codierung stellt in obigen Formeln das "unverfälschte" Signal s(t) dar.
Mit dem herkömmlichen Iterationsverfahren wurde zu s(t) ein PK-Mismatched-Filter (MMF) der Länge 37 berechnet. Dieses PK-Filter, das in Fig.1 mit (1) dargestellt ist, stellt in obigen Formeln h(t) dar.
Dieses PK-Filter h(t) liefert bei Pulskompression mit s(t) das PK-Ausgangssignal g(t), dessen Betrag in Fig. 2 mit (1 ) dargestellt ist und ein hohes Haupt-zu Nebenzipfel- Verhältnis (HNV) von 42,3 dB aufweist. Außerdem ist in diesem PK-Ausgangssignal ein sehr homogenes Nebenzipfel-Verhalten festzustellen, was für nachfolgende CFAR-Schaltungen recht günstig ist.
Als "verfälschtes" Signal liege nun beispielhaft das Signal sv(t) vor, welches gegenüber s(t) nicht aus 13 sondern aus 14 Subpulsen gemäß der Codierung + + + + + + — + + _ + _ + besteht. Dazu soll ein PK-MMF hopt(t) gefunden werden so, dass sv(t) bei Pulskompression mit hopt(t) quasi dasselbe PK-Ausgangssignal g(t) ergibt wie die PK von s(t) mit h(t).
Wird das erfindungsgemäße Verfahren auf die vorliegende Problematik angewendet, so erhält man als hopt(t) das in Fig. 1 mit (2) illustrierte PK-Filter der Länge 64 und daraus abgeleitet das mit (2) gezeichnete PK-Ausgangssignal in Bild 2.
Es lässt sich feststellen, dass im Kern des PK-Ergebnisses liegt die Kurve (1 ) exakt auf der Kurve (2) (Fig. 1 ). Lediglich an den Rändern des PK-Bildes tritt die Kurve (2) aufgrund des längeren PK-Filters gegenüber der Kurve (1 ) in Erscheinung. Was also rein theoretisch vorhergesagt wurde, konnte an diesem Beispiel verifiziert werden.
In Fig. 3 ist anhand einer schematischen Darstellung einer Radaranlage verdeutlicht, wie eine erfindungsgemäße Online-Berechnung der PK-Filterkoeffizienten erreicht werden kann. Dazu wird in vorgebbaren Zeitintervallen eine Signalprobe nach der Signalaufberei- tung im Zweig der Signalerzeugung genommen. Die Signalaufbereitung besteht im Wesentlichen aus der eigentlichen Sigηalgenerierung, Mischer, Vorverstärker und Leistungsverstärker (untere Darstellung in Fig. 3). Nachdem das Signal diese Komponenten der Signalaufbereitung durchlaufen hat, wird eine Signalprobe ausgekoppelt und während der Totzeit (obere Darstellung in Fig. 3) des Pulses dem Empfangs- zug zugeführt. Die Signalprobe durchläuft die maßgebenden Komponenten der Signalverarbeitung im Empfangszug, was in der Regel ein bandbreitenbestimmendes Antialiasing-Filter sowie notwendige Mischer sind. Die dann daraus resultierende Signalprobe entspricht dem zu erwartenden Empfangspuls vor der PK. Diese wird dann für die Online-Berechnung gemäß obenstehender Formel genutzt (das theoretische Signal und sein zugehöriges PK-Filter liegen bereits vor) und auf diese Weise das Pulskompressionsfilter von Zeit zu Zeit an die vorliegende Signalform adaptiert (angepaßt).
Vor der Pulskompression PK wird die Signalprobe sv(t) in die Komponente "Erfin- düng" eingespeist. Die Übertragungsfunktionen S(f) und H(f) sind dort bereits abgelegt. Es wird dann nach obiger Formel
H m = S(J) - H(J) . s ; (J)
11 opt U ) I „ , fΛ I 2
\ \U) \ (5)
und mit IFFT das Online-PK-Filter hopt(t) berechnet und für eine adaptive PK genutzt.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur adaptiven Berechnung von Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Empfangssignal einer Radaranlage, welches mit Hilfe eines komplexen Pulskompressions-Mismatch-Filters ausgewertet wird, wobei für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t) eine Pulskompressions-Filterkoeffizienten-Matrix h(t) für ein Pulskompressions-Mismatch-Filter so berechnet wird, dass ein Pulskompressions-Ausgangssignal mit einem gewünschten Haupt- zu Nebenzipfel-Verhältnis resultiert, dadurch gekennzeichnet, dass für ein verzerrtes Empfangssignal die Pulskompressions-Filterkoeffizienten- Matrix Hopt(f) für das komplexe Pulskompressions-Mismatch-Filter Hopt(f) ent- sprechend folgender Vorschrift berechnet werden
Figure imgf000010_0001
wobei
S(f) : die Fourier-Transformierte eines unverzerrten Empfangssignals s(t), Sv(f): die Fourier-Transformierte eines verzerrten Empfangssignal sv(t), Sv *(f): die komplex konjugierte von Sv(f),
H(f): die Fourier-Transformierte des Pulskompressions-Mismatch- Filters h(t).
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Pulskompressions-Mismatch-Filter als Transversal-Filter ausgebildet ist
3. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Sendesignal der Radaranlage ausgekoppelt wird und während der Totzeit der Radaranlage als Signalprobe für ein verzerrtes Empfangssignal in den Empfangszweig der Radaranlage eingekoppelt wird und nach Durchlaufen einer Signalaufbereitung einer Komponente zugeführt wird, in welcher die Pulskompres- sions-Filterkoeffizienten-Matrix Hopt(f) für das komplexe Pulskompressions- Mismatch-Filter berechnet wird.
PCT/DE2008/001433 2007-09-01 2008-09-01 Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal WO2009026911A2 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP08801241A EP2191294A2 (de) 2007-09-01 2008-09-01 Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal
US12/675,939 US8193972B2 (en) 2007-09-01 2008-09-01 Adaptive calculation of pulse compression filter coefficients for a radar signal

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102007041669.7 2007-09-01
DE102007041669A DE102007041669B4 (de) 2007-09-01 2007-09-01 Verfahren zur Verbesserung der Signalqualität von Radaranlagen

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2009026911A2 true WO2009026911A2 (de) 2009-03-05
WO2009026911A3 WO2009026911A3 (de) 2009-05-14

Family

ID=40291331

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/DE2008/001433 WO2009026911A2 (de) 2007-09-01 2008-09-01 Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8193972B2 (de)
EP (1) EP2191294A2 (de)
DE (1) DE102007041669B4 (de)
WO (1) WO2009026911A2 (de)

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101915906A (zh) * 2010-07-20 2010-12-15 中国人民解放军空军雷达学院 自适应波束形成副瓣整形方法
EP2233944A3 (de) * 2009-03-24 2014-03-19 Honeywell International Inc. Marine Radarsysteme und Verfahren
CN107923971A (zh) * 2015-08-19 2018-04-17 德克萨斯仪器股份有限公司 用于压缩雷达信号的方法和系统
WO2019110642A2 (de) 2017-12-05 2019-06-13 Fcs Flight Calibration Services Gmbh Verfahren zur passiven vermessung von elektromagnetischen reflexionseigenschaften von streukörpern und verfahren zur erzeugung mindestens eines künstlichen zieles für ein monostatisches, drehendes radar durch eine schwebende plattform
CN110221262A (zh) * 2019-07-01 2019-09-10 北京遥感设备研究所 一种雷达设备lfm信号主瓣降低确定平台及方法

Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2394184B1 (de) * 2009-02-06 2017-08-16 Saab AB Radarsystem und verfahren für radar mit synthetischer apertur
US8305262B1 (en) * 2010-03-08 2012-11-06 Lockheed Martin Corporation Mismatched pulse compression of nonlinear FM signal
JP5810287B2 (ja) * 2010-07-29 2015-11-11 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 レーダ装置
RU2503971C1 (ru) * 2012-06-05 2014-01-10 Открытое акционерное общество "Государственный Рязанский приборный завод" Способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала
EP2899562B1 (de) * 2012-09-19 2021-11-24 Furuno Electric Co., Ltd. Radar mit impulskompression
GB201219732D0 (en) * 2012-11-02 2012-12-12 Qinetiq Ltd A radar imaging system
US9417315B2 (en) 2012-12-20 2016-08-16 The Board Of Regents Of The University Of Oklahoma Radar system and methods for making and using same
FR3030774B1 (fr) * 2014-12-19 2017-01-20 Thales Sa Procede de determination de parametres d'un filtre de compression et radar multivoies associe
US10001548B2 (en) 2015-01-23 2018-06-19 Navico Holding As Amplitude envelope correction
US10107896B2 (en) * 2016-01-27 2018-10-23 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Measuring device and measuring method for measuring the ambiguity function of radar signals
CN106093877B (zh) * 2016-07-19 2018-09-21 西安电子科技大学 正交宽主瓣相位编码信号和失配滤波器联合优化方法
CN106093876B (zh) * 2016-07-19 2018-11-09 西安电子科技大学 分布式mimo雷达正交宽主瓣相位编码信号设计方法
EP3428681A1 (de) * 2017-07-14 2019-01-16 Melexis Technologies SA Verfahren zur codierten ultraschallechoerkennung
US10725175B2 (en) 2018-10-30 2020-07-28 United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force Method, apparatus and system for receiving waveform-diverse signals
CN111025258B (zh) * 2019-12-04 2022-02-08 北京理工大学 一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器及其设计方法
CN118132898B (zh) * 2024-05-07 2024-07-19 中国人民解放军空军预警学院 主动抗切片转发式干扰波形失配滤波器优化方法和装置

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4901082A (en) 1988-11-17 1990-02-13 Grumman Aerospace Corporation Adaptive waveform radar
DE4230558A1 (de) 1992-02-07 1993-08-12 Deutsche Aerospace Verfahren zur erkennung eines zieles

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0727021B2 (ja) * 1989-02-10 1995-03-29 三菱電機株式会社 合成開口レーダ装置
US4968968A (en) * 1989-11-09 1990-11-06 Hughes Aircraft Company Transmitter phase and amplitude correction for linear FM systems
US5786788A (en) * 1996-10-08 1998-07-28 Raytheon Company Radar system and method for reducing range sidelobes
US5552793A (en) * 1994-12-02 1996-09-03 Hughes Missile Systems Company Self calibrated act pulse compression system
FR2776392B1 (fr) * 1998-03-23 2000-04-28 Alsthom Cge Alcatel Radar a compression d'impulsion
US7313199B2 (en) * 2002-03-21 2007-12-25 Hypres, Inc. Power amplifier linearization
US7019686B2 (en) * 2004-02-27 2006-03-28 Honeywell International Inc. RF channel calibration for non-linear FM waveforms
US8049663B2 (en) * 2008-05-21 2011-11-01 Raytheon Company Hardware compensating pulse compression filter system and method
US7688257B1 (en) * 2009-03-24 2010-03-30 Honeywell International Inc. Marine radar systems and methods

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4901082A (en) 1988-11-17 1990-02-13 Grumman Aerospace Corporation Adaptive waveform radar
DE4230558A1 (de) 1992-02-07 1993-08-12 Deutsche Aerospace Verfahren zur erkennung eines zieles

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2233944A3 (de) * 2009-03-24 2014-03-19 Honeywell International Inc. Marine Radarsysteme und Verfahren
CN101915906A (zh) * 2010-07-20 2010-12-15 中国人民解放军空军雷达学院 自适应波束形成副瓣整形方法
CN107923971A (zh) * 2015-08-19 2018-04-17 德克萨斯仪器股份有限公司 用于压缩雷达信号的方法和系统
CN107923971B (zh) * 2015-08-19 2022-10-25 德克萨斯仪器股份有限公司 用于压缩雷达信号的方法和系统
WO2019110642A2 (de) 2017-12-05 2019-06-13 Fcs Flight Calibration Services Gmbh Verfahren zur passiven vermessung von elektromagnetischen reflexionseigenschaften von streukörpern und verfahren zur erzeugung mindestens eines künstlichen zieles für ein monostatisches, drehendes radar durch eine schwebende plattform
CN110221262A (zh) * 2019-07-01 2019-09-10 北京遥感设备研究所 一种雷达设备lfm信号主瓣降低确定平台及方法

Also Published As

Publication number Publication date
DE102007041669B4 (de) 2013-04-18
DE102007041669A1 (de) 2009-04-16
EP2191294A2 (de) 2010-06-02
WO2009026911A3 (de) 2009-05-14
US20100194626A1 (en) 2010-08-05
US8193972B2 (en) 2012-06-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2191294A2 (de) Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal
DE2727874B2 (de) Verfahren und Entzerrer für die nichtlineare Entzerrung von digitalen Signalen
WO2016096207A1 (de) Verfahren und vorrichtung zum betreiben eines radarsystems eines kraftfahrzeugs
DE2027544C3 (de)
DE2656975C3 (de) Verfahren zur Übertragung von modulierten Datensignalen mittels adaptiver Deltamodulation
DE102004025471A1 (de) Verfahren bzw. adaptives Filter zum Verarbeiten einer Folge aus Eingabe-Daten eines Funksystems
DE2101076A1 (de) Digitales Datenubertragungssystem rmt hoher Arbeitsgeschwindigkeit
DE10250361A1 (de) Vorrichtung und Verfahren zur Aufbereitung von Pilotsymbolen für eine Kanalschätzung mittels adaptiver Tiefpassfilterung
DE2224511A1 (de) Automatischer entzerrer
DE10020930B4 (de) Vorrichtung und Verfahren zur Vorbehandlung eines unter Verwendung eines nichtlinearen Verstärkers mit vorgeschaltetem Bandpaßfilter zu übertragenden Signals
DE1929817A1 (de) Echoentzerrer
DE102004010874B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Ermitteln von Übertragungsparametern
DE69314535T2 (de) Radargerät
DE2156003A1 (de) Entzerrer und Verfahren zur Einstellung eines solchen
DE60206538T2 (de) Empfänger für ein mobiles Funkkommunikationsendgerät
EP1436960B1 (de) Verfahren zum messen des modulationsfehlers von digital modulierten hochfrequenzsignalen
DE3120639C2 (de) Anordnung zur adaptiven Löschung von Sprecherechos
DE60028769T2 (de) Anti-aliasierte begrenzung bei begrenzter modulation mit stufen-funktion
DE3103641A1 (de) Verfahren zur kompensation der empfangsseitigen inpulsinterferenz vom pam- und digitalsignalen
WO1998044691A1 (de) Übertragungsverfahren und anordnung für gmsk-ähnliche signalformen
DE102015213519A1 (de) Vorrichtung und Verfahren, die Flankenverzerrungen eines seriellen Datensignals kompensieren
DE4124059C2 (de) Verfahren zum Senden und Verfahren zum störungsfreien Empfangen von Signalen sowie Sender und Empfänger zum Durchführen der Verfahren
DE10320916B4 (de) Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung und Multiträger-Datenübertragungssystem
EP1133126A2 (de) Beseitigung von Störkomponenten bei Quadraturmodulation
DE10050341C1 (de) Vorrichtung und Verfahren zum Schätzen eines Kanals zwischen einem Sender und einem Empfänger und Empfänger

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 08801241

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A2

REEP Request for entry into the european phase

Ref document number: 2008801241

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2008801241

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12675939

Country of ref document: US