CN111025258B - 一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器及其设计方法 - Google Patents

一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器及其设计方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器及其设计方法，仅通过脉冲宽度、脉内调制方式等变化来产生波形分集，再根据波形分集设计不同的失配滤波器，即联合失配器，来改变脉冲压缩过程中的频谱结构，使其失配滤波后对应的脉冲压缩输出产生接近相同的旁瓣结构，进而有效抑制距离旁瓣调制效应。

Description

一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器及其设计方法
技术领域
本发明属于脉冲多普勒雷达信号处理的技术领域，具体涉及一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器及其设计方法。
背景技术
雷达波形分集技术是指根据特定的雷达作业场景和任务，通过优化和改变雷达发射波形来获得最优的探测性能。由于脉冲间雷达波形的不断变化，雷达波形分集技术可以用于合成带宽技术、抗干扰、抗杂波等多种应用。近些年，也有学者提出雷达波形分集技术可以实现雷达通信一体化，即在脉冲间通过变化的雷达波形来调制通信信息，从而在实现雷达作用功能的前提下完成通信功能。
脉冲多普勒雷达通过测量脉冲间的多普勒变化来获得场景中运动目标的径向速度，而在脉冲多普勒雷达中应用雷达波形分集技术可以有效抗折叠杂波，有利于雷达对远距小目标的检测。然而，由于脉冲间发射不同的雷达波形，各脉冲的脉冲压缩结果具有不同的旁瓣结构，从慢时间的角度则可以看作为距离旁瓣调制(Range Sidelobe Modulation,RSM)。这种距离旁瓣效应会导致脉冲多普勒处理结果在多普勒维存在较高的旁瓣。对于雷达探测而言，较高的旁瓣会导致弱小目标被强散射目标或干扰的旁瓣淹没，严重影响探测性能。并且由于距离旁瓣调制效应通常是类噪声的，利用传统窗函数(汉明窗，切比雪夫窗等)抑制旁瓣的方法会失效。解决这一问题的关键则是在不影响或尽可能小地影响雷达作用性能的前提下，有效抑制距离旁瓣调制效应，从而可以利用传统窗函数加权方法抑制多普勒维旁瓣。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器及其设计方法，能够有效抑制距离旁瓣调制效应。
实现本发明的技术方案如下：
一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器，其频域表达式集为{Hn(f)}，其中，
Figure GDA0003347878430000021
其中，(·)*表示共轭运算，
Figure GDA0003347878430000022
δ为设定的门限常数，
Figure GDA0003347878430000023
Figure GDA0003347878430000024
sn(t)表示雷达脉冲波形，j表示虚数单位，f为傅里叶变换频谱的频率，n为脉冲种类序号，1≤n≤N，N表示脉冲种类总数，t为单个脉冲的快时间。
一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器的设计方法，计算雷达波形分集{sn(t)|1≤n≤N}的傅里叶变换频谱集{Sn(f)}，其中，n为脉冲种类序号，t为单个脉冲的快时间，N表示脉冲种类总数，f为傅里叶变换频谱的频率；进而得到Sn(f)绝对值平方的平均值Γ(f)；并根据Γ(f)和{Sn(f)}得到加权系数集{Wn(f)}，
Figure GDA0003347878430000025
δ为设定的门限常数，最后根据{Wn(f)}和{Sn(f)}得到频域表达式集{Hn(f)}，
Figure GDA0003347878430000026
其中(·)*表示共轭计算。
附图说明
图1为本发明针对雷达波形分集的联合失配滤波器设计方法流程图。
图2为本发明针对雷达波形分集的联合失配滤波器应用流程图；
图3为不同脉内频率编码信号的傅里叶变换频谱绝对值的平方示意图，(a)不经过联合失配滤波器处理，(b)经过联合失配滤波器处理；
图4为不使用本发明提出的联合失配滤波器处理的脉冲多普勒处理结果，多普勒维(a)不加窗，(b)加汉明窗；
图5为使用本发明提出的联合失配滤波器处理的脉冲多普勒处理结果，多普勒维(a)不加窗，(b)加汉明窗；
图6为各失配滤波器对应的信噪比损失散点图。
具体实施方式
下面结合附图并举实施例，对本发明进行详细描述。
本发明经研究发现，脉冲压缩输出旁瓣结构仅与处理过程中该脉冲的傅里叶变换频谱的绝对值有关。假定发射的所有脉冲所占带宽相同，仅通过脉冲宽度、脉内调制方式等变化来产生波形分集，则此时可以根据波形分集设计不同的失配滤波器，即联合失配器，来改变脉冲压缩过程中的频谱结构，使其失配滤波后对应的脉冲压缩输出产生接近相同的旁瓣结构，进而有效抑制距离旁瓣调制效应。
基于以上的发明构思，本发明的一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器的设计方法，如图1所示，具体包括以下步骤：
步骤1：确定雷达波形分集{sn(t)|1≤n≤N}，其中，N表示脉冲种类数量，n为脉冲种类序号，t为单个脉冲的快时间。
步骤2：计算雷达波形分集的傅里叶变换频谱集{Sn(f)|1≤n≤N}，其中f为傅里叶变换频谱的频率；具体地，
Figure GDA0003347878430000041
j表示虚数单位；
步骤3：计算雷达波形分集的傅里叶变换频谱绝对值平方的平均值Γ(f)；具体地，
Figure GDA0003347878430000042
步骤4：计算联合失配滤波器的加权系数集{Wn(f)|1≤n≤N}；具体地，
Figure GDA0003347878430000043
Figure GDA0003347878430000044
其中，δ为设定的门限常数，限制产生过高的权值系数Wn(f)；
步骤5：计算联合失配滤波器的频域形式集{Hn(f)|1≤n≤N}；具体地，
Figure GDA0003347878430000045
其中(·)*表示共轭计算。
下面对本发明的有益效果进行验证和说明：
图2给出了本发明针对雷达波形分集的联合失配滤波器应用流程图。对第n个发射波形，考虑一个时延为τ的点目标回波，对回波幅度进行归一化，其下变频后的回波形式可以表示为
xn(t)＝sn(t-τ)·exp(-j2πfcτ) (6)
其中，fc为雷达载频，利用(5)式给出的联合失配滤波器表达式对其进行脉冲压缩处理可以得到输出yn(t)为
Figure GDA0003347878430000051
其中
Figure GDA0003347878430000052
由(7)式和(8)式可知，各个脉冲的脉冲压缩输出结果与n无关，仅与Γ(f)有关。则此时雷达波形分集的脉冲压缩输出旁瓣结构近似相同，距离旁瓣效应得到了有效的抑制。根据(5)式可推导失配滤波器带来的信噪比损失εn为
Figure GDA0003347878430000053
由(2)式可知，Γ(f)为雷达波形分集的傅里叶变换频谱绝对值平方的平均值，可以证明，此时计算得到的Γ(f)与各波形的傅里叶变换频谱绝对值平方|Sn(f)|2的欧式距离最小，从而满足Wn(f)≈1，此时联合失配滤波器带来的信噪比损失最小。并且由于联合失配滤波器的计算过程仅包含傅里叶变换及基本运算，该方法计算复杂度低，工程实现简单，可实现性强。
为进一步证明针对雷达波形分集的联合失配滤波器设计方法的有效性，本发明给出了基于脉内频率编码波形分集的联合失配滤波器设计实施案例。本实施例设计了128个不同的脉冲，其中各个脉冲均等分为16个码片，每个码片调制不同的基带频率，码片间的频率差为单位跳变频率的整数倍，通过改变频率编码的排列顺序来产生波形分集。不失一般性地，本实施例中考虑一个具有零距离、零速度的点散射目标。图3给出了128个不同脉内频率编码信号的傅里叶变换频谱绝对值的平方示意图，从图3的(a)中可以看出，128个不同的脉内频率编码信号的傅里叶变换频谱各不相同，这是导致距离旁瓣调制效应的主要原因；图3的(b)可以看出，通过应用本发明设计的联合失配滤波器后，各个脉内频率编码信号的频谱可校正为近似相同，从而在后续处理中可以有效抑制距离旁瓣调制效应。图4给出了未经过联合失配滤波器的脉冲多普勒处理结果，从图4的(a)、(b)的对比中可以看出，由于距离旁瓣调制效应的存在，多普勒维加权传统窗函数并不能有效抑制高多普勒维旁瓣。经过本发明提出的联合失配滤波器处理后，图5给出了经过联合失配滤波器的脉冲多普勒处理结果((a)多普勒维不加窗与(b)加汉明窗)，从图5的(a)中可以看出，经过联合失配滤波器处理后，高多普勒维旁瓣得到了初步抑制；图5的(b)显示，经过多普勒维加权传统窗函数后，多普勒维旁瓣得到了进一步的有效抑制。图6给出了各失配滤波器的信噪比损失散点图，从图6中可见，本实施例中所设计的各个联合失配滤波器的信噪比损失分布在2.1dB到3.1dB之间，信噪比损失较小，能够有效适用于实际雷达应用场景。
有益效果：
1、本发明通过雷达波形分集的联合失配滤波器设计，在信噪比损失较小的前提下，可以有效抑制不同发射波形带来的距离旁瓣调制效应，从而在脉冲多普勒处理中可以在多普勒维加权传统窗函数来抑制旁瓣。
2、本发明方案的可实现性强，计算复杂度低，且信噪比损失小。
综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种针对雷达波形分集的联合失配滤波器，其特征在于，其频域表达式集为{Hn(f)}，其中，
Figure FDA0003347878420000011
其中，(·)*表示共轭运算，
Figure FDA0003347878420000012
δ为设定的门限常数，
Figure FDA0003347878420000013
Figure FDA0003347878420000014
sn(t)表示雷达波形分集信号脉冲，j表示虚数单位，f为傅里叶变换频谱的频率，n为雷达波形分集信号脉冲种类序号，1≤n≤N，N表示雷达波形分集信号脉冲种类总数，t为单个脉冲的快时间。
2.一种设计权利要求1所述联合失配滤波器的方法，其特征在于，计算雷达波形分集信号脉冲集{sn(t)|1≤n≤N}的傅里叶变换频谱集{Sn(f)}，其中，n为雷达波形分集信号脉冲种类序号，t为单个脉冲的快时间，N表示雷达波形分集信号脉冲种类总数，f为傅里叶变换频谱的频率；进而得到Sn(f)绝对值平方的平均值Γ(f)；并根据Γ(f)和{Sn(f)}得到加权系数集{Wn(f)}，
Figure FDA0003347878420000015
δ为设定的门限常数，最后根据{Wn(f)}和{Sn(f)}得到频域表达式集{Hn(f)}，
Figure FDA0003347878420000016
其中(·)*表示共轭计算。
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