WO2008092299A1 - Power control apparatus and method - Google Patents

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WO2008092299A1
WO2008092299A1 PCT/CN2007/000278 CN2007000278W WO2008092299A1 WO 2008092299 A1 WO2008092299 A1 WO 2008092299A1 CN 2007000278 W CN2007000278 W CN 2007000278W WO 2008092299 A1 WO2008092299 A1 WO 2008092299A1
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WO
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power
symbol
module
coherent
interference
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PCT/CN2007/000278
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English (en)
French (fr)
Inventor
Wenqi Zeng
Original Assignee
Zte Corporation
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by Zte Corporation filed Critical Zte Corporation
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Priority to PCT/CN2007/000278 priority patent/WO2008092299A1/zh
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
    • H04W52/04—TPC
    • H04W52/18—TPC being performed according to specific parameters
    • H04W52/24—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters
    • H04W52/243—TPC being performed according to specific parameters using SIR [Signal to Interference Ratio] or other wireless path parameters taking into account interferences

Definitions

  • the present invention relates to the field of communications, and more particularly to a power control apparatus and method.
  • BACKGROUND In a Wideband CDMA (WCDMA) mobile communication system all mobile users in a cell occupy the same frequency band, and different users are distinguished by different spreading codes. Due to the non-ideal correlation characteristics of different spreading codes, there is a certain interference between different users. In particular, users with strong powers bring less interference to users with weak power than users with weak power. The dry 4 light is big, this is the so-called near-far effect. In order to reduce the near-far effect and overcome the effects of fast fading of the wireless link, thereby maximizing the overall capacity of the wireless communication system, the WCDMA mobile communication system must employ a power control device.
  • the purpose of downlink power control is to enhance the performance of the UE receiver in the case of fast fading or user equipment (UE) belonging to a cell boundary.
  • the downlink power control method is based on ensuring the quality of the service, and by changing the transmit power of the signal, the signal-to-interference ratio (SIR) actually measured in the inner loop power control is kept in the outer loop power control.
  • SIR signal-to-interference ratio
  • the SIR measurement is mainly based on pilot symbols in a Dedicated Physical Control Channel (DPCH), and channel estimation, channel compensation, and RAKE combining are performed first, and then according to the received symbols. Estimate the SIR value of the signal.
  • DPCH Dedicated Physical Control Channel
  • this method avoids the error introduced by channel estimation after RAKE combining, which is beneficial to improve the accuracy of SIR estimation. But this method is also only The pilot symbols of the dedicated physical channel are used for estimation. When the pilot symbols in the slot format are relatively small, the accuracy of the estimation method is significantly reduced. On the other hand, this method requires SIR measurement for each wireless link, increasing the complexity of the system implementation.
  • SIR Signal Dry Guard Ratio
  • this method also has the disadvantage that it is a hard decision method for the rotation of the input symbols, and the decision error is likely to introduce unnecessary errors.
  • the coherent power estimation is done based on this rotated symbol that introduces an error, and the result is also inaccurate.
  • the apparatus described in the patent adopts smoothing processing on signal power estimation and interference power, so that the measured SIR result cannot immediately reflect the current SIR condition of the physical channel, so the power control effect is affected.
  • the present invention proposes a new power control apparatus and method to solve the problem that the SIR estimation is not accurate enough in the case where the pilot symbols are small.
  • a power control apparatus comprising: a power measurement module, configured to estimate interference power of a physical channel using common pilot channel symbols and measure using pilot symbols and data symbols of dedicated physical channel symbols Signal power of the physical channel; a signal-to-interference ratio comparison module for shifting the signal power and using the interference power to the preset target signal-to-interference ratio Performing a correction to obtain a threshold for comparison, and comparing the threshold with the shifted signal power; and transmitting a power control command generating module for generating a command for power control based on the comparison result to the physical channel
  • a power control method comprising the steps of: S1002, estimating a dry 4 power of a physical channel using a common pilot channel symbol and using
  • CPICH Physical Channel
  • the interference power estimated by using a continuous CPICH symbol in a time slot and estimated by a certain compensation measure is more accurate than that estimated in the prior art by only a few pilot symbols.
  • the estimation of signal power in conjunction with data symbols and pilot symbols is also more accurate than estimating only a few pilot symbols in the DPCH channel.
  • the present invention fully considers the efficiency of the hardware implementation, and uses the engineering method to combine the coherent power estimation and the non-coherent power estimation and the deviation elimination module, and the system is more difficult to complete the data symbol hard decision.
  • FIG. 1A to FIG. 1F are block diagrams of a power control apparatus and its components according to the present invention
  • FIG. 2 is a WCDMA system downlink common pilot channel CPICH and a dedicated physical channel.
  • FIG. 3 is a structural block diagram of an embodiment of a power control apparatus according to the present invention
  • FIG. 4 is a structural diagram of a power measurement module according to an embodiment of the present invention
  • 5 is a structural diagram of an interference power estimation module according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 is a structural diagram of a smoothing filter according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 7 is a power measurement module according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram of a reference implementation of an SIR decision module according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 9 is a block diagram of a reference implementation of an SIR decision module according to an embodiment of the present invention
  • FIG 10D is a flow chart of a power control method and steps thereof in accordance with the present invention.
  • a power control device in accordance with the present invention will be described.
  • the power control apparatus includes: a power measurement module 102 for estimating interference power of a physical channel using common pilot channel symbols and measuring physical channels using pilot symbols and data symbols of dedicated physical channel symbols.
  • the power measurement module 102 includes: an interference power estimation module 1022, configured to estimate an average interference power in a predetermined time by using a common pilot channel symbol, and perform compensation and smoothing on the average interference power to obtain interference power; and signal power measurement.
  • the interference power estimation module 1022 includes: an interference estimation module 1022-2, configured to calculate an average interference power in a predetermined time by using a common pilot channel symbol, and perform power compensation on the average interference power to compensate a common pilot channel symbol. And the influence of the difference of the spreading factor of the data symbol on the average interference power; and the smoothing filtering module 1022-4, for the average of the power compensated dry: 1 ⁇ 2 The power is smoothed to obtain a dry 4 power.
  • the interference estimation module 1022-2 includes: a first coherent power estimation module 1022-2- 2 for calculating coherent power of a common pilot channel symbol; and a first non-coherent power estimation module 1022-2-4 for calculating An incoherent power of a common pilot channel symbol; an adder 1022-2-6 for calculating a difference between a coherent power and a non-coherent power of a common pilot channel symbol to obtain an average dry power of 4; and a compensator 1022-2- 8 . For compensating for the influence of the spreading factor of the common pilot channel symbol and the data symbol on the average interference power.
  • the algorithm of the first coherent power module is different from the algorithm of the first non-coherent power module.
  • the signal power measurement module 1024 includes: a symbol separation module 1024-2, configured to separate pilot symbols and data symbols from dedicated physical channel symbols, and input pilot symbols into the second coherent power estimation module, and to use the data symbols Input to a second non-coherent power estimation module; a second coherent power estimation module 1024-4, configured to calculate a coherent power of the pilot symbol, that is, a first power estimation value; and a second non-coherent power estimation module 1024-6, Calculating the incoherent power of the data symbols; the offset cancellation module 1024-8, for the power offset of the non-coherent power, the average interference power, the pilot symbols, and the data symbols, calculating the second power estimate; and the weighted averaging module 1024 -10, configured to calculate a signal power according to the first power estimated value and the second power estimated value.
  • a symbol separation module 1024-2 configured to separate pilot symbols and data symbols from dedicated physical channel symbols, and input pilot symbols into the second coherent power estimation module, and to use the data symbols Input to a second non-
  • the second coherent power estimation module is the same as the algorithm of the first coherent power estimation module, and the second non-coherent power estimation module is the same as the algorithm of the first non-coherent power estimation module.
  • the signal-to-interference ratio comparison module 104 includes: a shifting module 1042 for shifting signal power; and a threshold correction module 1044 for correcting a preset target signal-to-interference ratio by using interference power to obtain a comparison a threshold; and a comparison module 1046 for comparing the threshold to the shifted signal power.
  • the target signal dry 4 is especially an integer power of 2. Specifically, a specific embodiment of a power control device according to the present invention will be described with reference to FIG.
  • the measurement of the SIR utilizes not only a dedicated physical channel but also a common pilot channel.
  • the slot format of DPCH and CPICH is shown in Figure 2.
  • the signals received by the antenna are processed by radio frequency and analog baseband and converted into digital baseband signals.
  • the digital baseband signals are descrambled and despread according to the respective radio paths, and then channel estimation compensation is performed.
  • the signal after channel estimation and compensation is combined by RAKE.
  • the symbols of the CPICH channel and the DPCH channel required for power control can be obtained.
  • the power measurement module 302 performs the estimation of the signal power and the interference power based on the input DPCH symbol and the CPICH symbol, and the power offset parameter.
  • the SIR decision module 304 determines whether the measured SIR is greater than the target SIR based on the input signal power and the interference power and the target SIR obtained by the outer loop power control.
  • the TPC command generation module 306 generates a TPC command required for power control based on the result of the SIR decision, and the TPC command feeds back to the base station side via the uplink to complete power control. Referring to Figure 4, a power measurement module of a power control device in accordance with the present invention is illustrated.
  • the power measurement module 302 includes: a symbol separation module 3022, a coherent power estimation module 3024, a weighted averaging module 3026, a non-coherent power estimation module 3028, a deviation cancellation module 3030, an interference estimation module 3032, and a smoothing filter 3034.
  • the CPICH symbol of the input power measurement module first enters the interference estimation module to calculate the average interference power in the time slot. Because the CPICH symbol and the DPCH data symbol spreading factor (SF) are different, the interference estimation module needs to be able to compensate for different interferences due to SF. The impact of power estimation. After the interference power is estimated through the smoothing filter, the interference power output is obtained.
  • Another input DPCH symbol of the power measurement module first enters the symbol separation module to separate the pilot symbols and data symbols.
  • the pilot symbols enter the coherent power estimation module and can calculate a power estimate of the physical channel signal, referred to herein as power estimate 1.
  • the data symbol obtained by the symbol separation module enters the non-coherent power estimation module, and the obtained result is sent as an input to the deviation elimination module.
  • the deviation cancellation module calculates another power estimation value according to the result of the data symbol non-coherent power estimation and the un-smoothed interference power estimation output by the interference estimation module, and the power offset of the DPCH channel pilot symbols and data symbols.
  • Estimate for power 2 Both power estimate 1 and power estimate 2 are fed into a weighted averaging module, and the final signal power output is calculated.
  • the interference power and signal power output by the power measurement module will be sent to the SIR decision module for further processing.
  • the detailed process of the interference power estimation is as follows:
  • the CPICH symbol of the input power measurement module first enters the interference estimation module, and calculates the average interference power of the CPICH symbol in the time slot. Specifically, as shown in FIG. 5, the output CPICH symbol is divided into two paths, one branch performs non-coherent power estimation, and the other performs coherent power estimation.
  • the non-coherent power estimate first calculates the power of the symbol, and then completes the accumulation and averaging of the power.
  • the number of symbols calculated by the accumulation may be selected to be an integer power of 2
  • the averaging operation may be implemented by shifting.
  • coherent power estimation first needs to complete the accumulation and averaging of the input symbols, and then calculate the average The power of the result.
  • the non-coherent power estimate and the coherent power estimate enter the adder, and the difference between the two calculated by the adder is the CPICH symbol interference power before filtering. Since the spreading factors of the CPICH symbol and the DPCH data symbol are different, the CPICH symbol interference power cannot be directly applied, and compensation by the SF compensator is also required. Since the CPICH channel spreading factor is fixed at 256, the compensator needs to be multiplied by SF/256 with respect to the DPCH channel whose spreading factor is SF.
  • the interference power output by the interference estimation module needs to pass through a smoothing filter to obtain the interference power output.
  • the smoothing filter can be implemented with first-order IIR filtering. In order to simplify the hardware, the coefficients of the first-order IIR filter can be selected as 1/4, 1/8, 1/16, etc., and the smoothing filter implementation can be implemented only by units such as adders and shifters. As shown in FIG.
  • the hardware shown in FIG. 6 can implement a first order IIR filter with a coefficient of 1/16.
  • the process of signal power measurement is as follows: The DPCH symbol of the power measurement module first enters a symbol separation module, and the symbol separation module may separate pilot symbols and data symbols according to a current downlink slot format; the pilot symbols pass coherent power
  • the estimation module calculates a power estimate for the channel, which is the power estimate 1 in FIG.
  • the calculation method of the coherent power module of the pilot symbol in the DPCH and the coherent power estimation module of the CPICH in FIG. 5 are the same, and will not be repeated here.
  • the data symbols then enter the non-coherent power estimation module to obtain an incoherent power estimate of the data symbols.
  • the calculation method of the non-coherent power estimation module and the CPICH non-coherent power estimation module in FIG. 5 is also the same, and will not be repeated here.
  • the result of the data symbol non-coherent power estimation is sent to the deviation cancellation module.
  • the offset cancellation module Considering the presence of power offsets for pilot symbols and data symbols in the DPCH channel.
  • the offset cancellation module not only needs to eliminate the interference power impact contained in the non-coherent power estimation result, but also needs to consider the influence of the power offset.
  • the input power offset takes the base 2 logarithmic parameter.
  • the input signal power first compensates for the effects of the power offset. As shown in Fig.
  • the power offset parameter is separated by integer and fractional, and the integer part is sent to the shifter, which is realized by shifting.
  • the fractional part is sent to the index calculation module, and the index is obtained by looking up the table, and then sent to the multiplier.
  • the data symbol power values are multiplied and shifted to compensate for the power offset. Then subtract the interference power to get the output signal power.
  • This is the power estimate 2 in Figure 4.
  • Both the signal power estimate 1 and the power estimate 2 are fed into a weighted averaging module, and the final signal power output is calculated. The weights of the two power estimates can be selected according to experience.
  • the weight of the power estimation 1 can be increased; instead, when the pilot symbols are compared When there is little time, it is necessary to increase the weight of the power estimate 2 and reduce the weight of the power estimate 1. Finally, the interference power and signal power output by the power measurement module are sent to the SIR decision module. deal with.
  • the SIR decision module 304 includes: a threshold correction module 3042 and a comparator 3044. In order to facilitate hardware processing, when configuring the target SIR parameters for the SIR decision module, we can preset the target SIR parameters to be the base 2 parameter.
  • the SIR decision module needs to correct the input interference power according to the target SIR parameter to generate a new decision threshold.
  • the input signal power also needs to be shifted according to the integer part of the target SIR.
  • the power value and threshold value output by the threshold trimming module are sent to the comparator.
  • the result of comparing the signal power value corrected by the threshold trimming module with the threshold value is equivalent to the comparison between the measured SIR and the target SIR.
  • the output of the comparator is the output of the SIR decision block. Referring to Figure 9, the processing of the SIR decision module will be described. As shown in FIG. 9, the target SIR first obtains the integer part and the fractional part of the target SIR by separating the integer and fractional modules.
  • the fractional part of the target SIR enters the index calculation module, and the index calculation module sends the result calculated by the look-up table to the multiplier.
  • the multiplier multiplies the input interference power by it and sends the result to the normalization module.
  • the normalization module calculates the normalized result as a threshold and sends it to the comparator.
  • the homing module calculates the number of bits that need to be shifted left after the normalization operation is completed, and sends the number of left shift bits to the adder.
  • the adder subtracts the integer portion of the target SIR separation and sends the result to the shifter as the number of bits that the signal power needs to shift right.
  • the shifter shifts the input signal power and sends the resulting result to the comparator for comparison with the threshold.
  • the output of the comparator is the output of the SIR decision block.
  • Step S1002 Estimating the dry power of the physical channel by using the common pilot channel symbol and measuring the signal power of the physical channel by using pilot symbols and data symbols of the dedicated physical channel symbol; S1004, shifting the signal power and using the interference power to advance The set target signal-to-interference ratio is corrected to obtain a threshold for comparison, and the threshold is compared with the shifted signal power; and S1006, a command for power control is generated according to the comparison result, to perform power on the physical channel control.
  • Step S1002 includes (as shown in FIG.
  • Step S1002-2 estimating an average interference power in a predetermined time by using a common pilot channel, and performing compensation and smoothing on the average interference power to obtain interference power; and S 1002 -4, calculating a first power estimate using the pilot symbols, calculating a second power estimate using the data symbols, the average interference power, and a power offset of the pilot symbols and the data symbols, and utilizing the first power estimate and the second The power estimate measures the signal power.
  • Step S1002-2 includes (as shown in FIG.
  • Step S1002-2-A calculating the coherent power of the common pilot channel symbol
  • S1002-2-B calculating the incoherent power of the common pilot channel symbol
  • S1002- 2-C calculating the difference between the coherent power and the non-coherent power of the common pilot channel symbol to obtain the average interference power
  • S1002-2-D compensating for the average interference due to the different spreading factor of the common pilot channel symbol and the data symbol The effect of power
  • S1002-2-E smoothing the compensated average interference power to obtain interference power.
  • the method of calculating the coherent power of the common pilot channel symbol is different from the method of calculating the incoherent power of the common pilot channel symbol.
  • Step S1002-4 includes (as shown in FIG.
  • S1002-4-A separating pilot symbols and data symbols from dedicated physical channel symbols
  • S1002-4-B calculating coherent power of pilot symbols , ie the first power estimate
  • S1002-4-C calculating the incoherent power of the data symbols
  • S1002-4-D according to the power offset of the non-coherent power, the average interference power, the pilot symbols and the data symbols, Calculating a second power estimate
  • S1002-4-E calculating the signal power based on the first power estimate and the second power estimate.
  • the method of calculating the coherent power of the pilot symbol is the same as the method of calculating the coherent power of the common pilot channel symbol
  • the method of calculating the non-coherent power of the data symbol is the same as the method of calculating the uncorrelated power of the common pilot channel symbol.
  • the present invention makes full use of the CPICH and DPCH symbols received by the downlink. Compared with the prior art, only by using a small number of pilot symbols to estimate, the interference power estimated by using successive CPICH symbols in a time slot and by a certain compensation measure is more accurate. Similarly, the estimation of signal power in conjunction with data symbols and pilot symbols is also more accurate than estimating only a few pilot symbols in the DPCH channel.
  • the accuracy of the SIR estimation is improved, and the system capacity is maximized.
  • the present invention fully considers the efficiency of the hardware implementation, and uses the engineering method to combine the coherent power estimation and the non-coherent power estimation and the deviation elimination module, and the system is more difficult to complete the data symbol hard decision. It is easy to implement in hardware, and it does not introduce errors due to hard decision errors. At the same time, the invention is simple in operation, thereby saving hardware resources.

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Description

功率控制装置及方法 技术领域 本发明涉及通信领域， 更具体地涉及一种功率控制装置及方法。 背景技术 在宽带码分多址（ Wideband CDMA, 简称 WCDMA )移动通信系统中 , 小区内的所有移动用户都占用相同的频带， 不同用户之间通过不同的扩频码 来区分。 由于不同扩频码存在着非理想的相关特性， 所以不同用户之间存在 一定的干扰， 尤其是功率强的用户给功率弱的用户带来的干扰要比功率弱的 用户给功率强的用户带来的干 4光要大， 这就是所谓的远近效应。 为了减小远 近效应和克服无线链路快速衰落的影响， 从而使无线通信系统总体容量达到 最大化， WCDMA移动通信系统必须采用功率控制装置。 在第三代移动通信关于 WCDMA的标准中 , 下行功率控制的目是在于 在快速衰落或者用户设备 ( User Equipment , 简称 UE )属于小区边界等情 况下， 增强 UE接收机的性能。 下行功率控制方法是在保证业务质量的基础 上， 通过改变信号的发射功率， 将内环功率控制中实际测量得到的信号干扰 比 （ Signal to Interference Ratio, 简称 SIR )保持在外环功率控制给出的目标 SIR之上的一种功率控制方法。 在传统的功率控制方 ^中， SIR测量主要根 据专用物理信道（ Dedicated Physical Control Channel ， 简称 DPCH ) 中的导 频符号， 先进行信道估计、 信道补偿和 RAKE合并， 然后根据这些接收到的 符号来估计信号的 SIR值。 由于专用物理信道主要发送数据符号， 每个时隙 内的导频符号十分有限， 所以， 基于这些有限的导频符号估计的 SIR结果往 往存在偏差， 从而导致下行链路功率控制不能达到最优。 WCDMA系统中功 率控制一直受到业内人士的重视， 并且提出了不少改进方法。 在专利号为 01136718.0的中国专利 "WCDMA系统下行（前向）链路 的 SIR测量方法和装置" 中，提出了一种在 RAKE合并之前进行 SIR估计的 方法。 这种方法对每一个无线链路分别进行 SIR测量， 然后再将各个支路的 SIR合并得到总的 SIR估计值。 相对于传统方法， 该方法避免了 RAKE合并 以后的信道估计引入的误差， 有利于提高 SIR估计精度。 但是该方法也只采 用专用物理信道的导频符号进行估计， 当时隙格式中导频符号比较少时， 这 种估计方法的精度就会明显下降。 另一方面， 该方法需要对每一个无线链路 都进行 SIR测量 , 增加了系统实现的复杂程度。 在专利号为 01100364.2的中国专利 "信号干护 ύ比（ SIR )测量方法" 中， 提出了一种才 据公共导频符号获得信道估计值， 然后对专用物理信道的间断 导频符号进行信道补偿， 接着再根据导频符号测量 SIR的方法。 这种方法通 过改进信道估计来提高 SIR估计精度，但是与中国专利 01136718.0存在同样 的缺陷， 即， 应用于 SIR测量的导频符号数目太少。 在专利号为 6028894的美国专利 "SIR或 SNR测量设备 ( SIR OR SNR MEASUREMENT APPARATUS )" 中， 提出了一种通用的 SIR估计方法。 它 对所有输入符号进行相位旋转， 使之处于第一象限。 然后对这些旋转后符号 进行相干功率估计得到信号功率， 同时计算输入符号的非相干功率。 然后计 算非相干功率和信号功率之差作为干扰功率的估计。 这种方法的优点在于， 不需要预先知道所接收符号的内容， 而可以根据需要选取任意数目的符号来 进行 SIR测量。 但该方法也存在缺点， 即， 它对输入符号的旋转是一种硬判 决的方法， 而判决错误很可能引入不必要的误差。 基于这种引入了误差的旋 转符号完成相干功率估计， 其结果也是不准确的。 另外， 该专利所述的装置 对信号功率估计和干扰功率都采用了平滑滤波的处理， 从而使得该测量的 SIR结果不能即时反映物理信道当前的 SIR情况， 所以会影响功率控制的效 果。 鉴于以上情况， 本发明提出了一种新的功率控制装置及方法， 以解决在 导频符号较小的情况下 , SIR估计不够准确的问题。 发明内容 本发明的目的在于提供一种新的功率控制装置，以解决在导频符号较小 的情况下 SIR估计不够准确的问题， 从而更好地控制物理信道的功率。 根据本发明的一方面， 提供了一种功率控制装置， 其包括： 功率测量模 块， 用于利用公共导频信道符号估计物理信道的干扰功率并利用专用物理信 道符号的导频符号和数据符号测量物理信道的信号功率； 信号干扰比比较模 块， 用于将信号功率进行移位并利用干扰功率对预先设置的目标信号干扰比 进行修正以得到用于比较的门限， 并且将门限和经过移位的信号功率进 ^"比 较； 以及发射功率控制命令产生模块， 用于根据比较结果生成用于功率控制 的命令， 以对物理信道的功率进行控制。 根据本发明的另一方面， 提供了一种功率控制方法， 其包括以下步 : S1002 , 利用公共导频信道符号估计物理信道的干 4无功率并利用专用物理信 道符号的导频符号和数据符号测量物理信道的信号功率； S1004, 将信号功 率进行移位并利用干扰功率对预先设置的目标信号干扰比进行修正以得到用 于比较的门限， 并且将门限和经过移位的信号功率进行比较； 以及 S1006, 根据比较结果生成用于功率控制的命令， 以对物理信道的功率进行控制。 本发明充分利用了下行链路接收的公共导频信道符号 （Common Pilot
Channel , 筒称 CPICH )和专用物理信道符号。 与现有技术中仅仅通过少数 导频符号来估计相比， 利用时隙内的连续的 CPICH符号，并通过一定的补偿 措施估计的干扰功率更加精确。 同样， 结合数据符号和导频符号对信号功率 的估计， 也比单单依 DPCH信道中非连续的几个导频符号估计要准确。 通过 本发明，提高了 SIR估计的准确性，有助于实现系统容量最大化。 另一方面， 本发明充分考虑了硬件实现的效率， 利用工程化的方法， 将相干功率估计和 非相干功率估计和偏差消除模块相结和， 相对一些需要完成数据符号硬判决 的技术， 系统更便于硬件实现， 而且也不会引入由于硬判决错误出现的误差。 同时本发明运算简单， 从而节省了硬件资源。 附图说明 此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部 分， 本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明 , 并不构成对本发明的 不当限定。 在附图中： 图 1A至图 1F是根据本发明的功率控制装置及其组件的框图； 图 2是 WCDMA系统下行链 共导频信道 CPICH和专用物理信道
DPCH的时隙结构图； 图 3是 >据本发明的功率控制装置的实施例的结构框图； 图 4是根据本发明实施例的功率测量模块的结构图； 图 5是根据本发明实施例的干扰功率估计模块的结构图; 图 6是 ^据本发明实施例的平滑滤波器的结构 ^匡图； 图 7 是根据本发明实施例的功率测量模块中的偏差消除器的参考实施 框图； 图 8是才艮据本发明实施例的 SIR判决模块的参考实施框图； 图 9是才艮据本发明实施例的 SIR判决模块的参考实施框图； 以及 图 10A至图 10D是根据本发明的功率控制方法及其步骤的流程图。 具体实施方式 下面参考附图， 详细说明本发明的实施方式。 参考图 1A至图 1F， 说明根据本发明的功率控制装置。 如图所示， 根据 本发明的功率控制装置包括： 功率测量模块 102, 用于利用公共导频信道符 号估计物理信道的干扰功率并利用专用物理信道符号的导频符号和数据符号 测量物理信道的信号功率； 信号干扰比比较模块 104, 用于将信号功率进行 移位并利用干扰功率对预先设置的目标信号干扰比进行修正以得到用于比较 的门限， 并且将门限和经过移位的信号功率进行比较； 以及发射功率控制命 令产生模块 106, 用于^ ^据比较结果生成用于功率控制的命令， 以对物理信 道的功率进行控制。 其中， 功率测量模块 102 包括： 干扰功率估计模块 1022， 用于利用公 共导频信道符号估计预定时间内的平均干扰功率， 并对平均干扰功率进行补 偿和平滑， 从而得到干扰功率； 以及信号功率测量模块 1024, 用于利用导频 符号计算第一功率估计值， 利用数据符号、 平均干扰功率、 以及导频符号与 数据符号的功率偏置计算第二功率估计值， 并利用第一功率估计值和第二功 率估计值测量信号功率。 其中， 干扰功率估计模块 1022包括： 干扰估计模块 1022-2, 用于利用 公共导频信道符号计算领定时间内的平均干扰功率， 并对平均干扰功率进行 功率补偿， 以补偿公共导频信道符号和数据符号的扩频因子的不同对平均干 扰功率的影响； 以及平滑滤波模块 1022-4, 用于对经过功率补偿的平均干: ½ 功率进行平滑处理， 从而得到干 4尤功率。 其中， 干扰估计模块 1022-2包括： 第一相干功率估计模块 1022-2-2, 用于计算公共导频信道符号的相干功率；第一非相干功率估计模块 1022-2-4, 用于计算公共导频信道符号的非相干功率； 加法器 1022-2-6, 用于计算公共 导频信道符号的相干功率和非相干功率的差， 得到平均干 4尤功率； 以及补偿 器 1022-2-8 , 用于补偿由于公共导频信道符号和数据符号的扩频因子的不同 对平均干扰功率的影响。 其中， 第一相干功率模块与第一非相干功率模块的算法不同。 其中， 信号功率测量模块 1024包括： 符号分离模块 1024-2, 用于从专 用物理信道符号中分离出导频符号和数据符号， 并将导频符号输入到第二相 干功率估计模块、 将数据符号输入到第二非相干功率估计模块； 第二相干功 率估计模块 1024-4, 用于计算导频符号的相干功率， 即第一功率估计值； 第 二非相干功率估计模块 1024-6, 用于计算数据符号的非相干功率； 偏差消除 模块 1024-8, 用于 # 居非相干功率、 平均干扰功率、 导频符号和数据符号的 功率偏置， 计算第二功率估计值； 以及加权平均模块 1024-10， 用于根据第 一功率估计值和第二功率估计值， 计算信号功率。 其中， 第二相干功率估计模块与第一相干功率估计模块的算法相同， 第 二非相干功率估计模块与第一非相干功率估计模块的算法相同。 其中， 信号干扰比比较模块 104包括： 移位模块 1042, 用于对信号功 率进行移位； 门限修正模块 1044， 用于利用干扰功率对预先设置的目标信号 干扰比进行修正以得到用于比较的门限； 以及比较模块 1046， 用于将门限和 经过移位的信号功率进行比较。 其中， 目标信号干 4尤比是 2的整数次幂。 具体地， 参考图 3， 说明根据本发明的功率控制装置的具体实施例。 在 根据本发明的功率控制装置中， 对 SIR的测量不但利用了专用物理信道， 而 且利用了公共导频信道。 DPCH和 CPICH的时隙格式如图 2所示。 如图 3 中所示，在 WCDMA下行链路中，天线接收的信号经过射频和模拟基带的处 理， 转化为数字基带信号。 数字基带信号按照各个无线路径分别进行解扰解 扩， 然后进行信道估计补偿。 经过信道估计和补偿的信号经过 RAKE合并， 就可以得到进行功率控制所需要的 CPICH信道和 DPCH信道的符号。 功率测量模块 302才艮据输入的 DPCH符号和 CPICH符号， 以及功率偏 置参数完成信号功率和干扰功率的估计。 SIR判决模块 304则根据输入的信 号功率和干扰功率以及外环功率控制得到的目标 SIR, 来判断测量的 SIR是 否大于目标 SIR。 TPC命令产生模块 306根据 SIR判决的结果产生功率控制 所需的 TPC命令， TPC命令经上行链路反馈到基站一侧来完成功率控制。 参考图 4，说明根据本发明的功率控制设备的功率测量模块。如图所示， 功率测量模块 302 包括： 符号分离模块 3022、 相干功率估计模块 3024、 加 权平均模块 3026、 非相干功率估计模块 3028、 偏差消除模块 3030、 干扰估 计模块 3032、 和平滑滤波器 3034。 输入功率测量模块的 CPICH符号先进入干扰估计模块， 计算出在该时 隙的平均干扰功率； 由于 CPICH符号和 DPCH数据符号扩频因子 （ SF ) 不 同， 干扰估计模块需要能够补偿由于 SF不同对干扰功率估计的影响。 干扰 功率估计经过平滑滤波器后， 得到干扰功率输出。 功率测量模块的另外一个输入 DPCH符号首先进入符号分离模块分离 出导频符号和数据符号。 导频符号进入相干功率估计模块， 可以计算出物理 信道信号的一个功率估计值， 这里称为功率估计 1。 经过符号分离模块得到 的数据符号则进入非相干功率估计模块， 得到的结果作为输入送入偏差消除 模块。 偏差消除模块根据数据符号非相干功率估计的结果和干扰估计模块输 出的未经过平滑滤波的干扰功率估计， 以及 DPCH信道导频符号和数据符号 的功率偏置计算得到另外一个功率估计值， 这里称为功率估计 2。 功率估计 1和功率估计 2都送入加权平均模块， 计算得到最终的信号功率输出。 功率 测量模块输出的干扰功率和信号功率都将送到 SIR判决模块进一步处理。 其中， 干扰功率估计的详细过程如下： 输入功率测量模块的 CPICH符 号先进入干扰估计模块，计算出在该时隙内 CPICH符号的平均干扰功率。具 体地， 如图 5所示， 将输出的 CPICH符号分成两路， 一个支路进行非相干功 率估计， 另一路进行相干功率估计。 非相干功率估计首先计算符号的功率， 然后再完成功率的累加和平均计算。 为了筒化硬件实现， 可以选取累加计算 的符号数目为 2的整数次幂， 平均操作可以用移位来实现。 与非相干功率估 计不同， 相干功率估计首先需要完成输入符号的累加和平均， 然后计算平均 结果的功率。 非相干功率估计和相干功率估计进入加法器， 加法器计算出的 两者之差就是滤波前的 CPICH符号干扰功率。 由于 CPICH符号和 DPCH数 据符号的扩频因子不同，所以 CPICH符号干扰功率不能直接应用，还需要经 过 SF补偿器的补偿。 由于 CPICH信道扩频因子固定为 256, 相对于扩频因 子为 SF的 DPCH信道，补偿器需要乘以 SF/256。其中， SF是 2的整数次幂， 所以 SF补偿器的操作可以通过简单移位来完成。 比如， SF=128, 则 SF补偿 器需要对输入功率值右移一位。考虑到干扰功率在一定时间内是比较稳定的， 为了进一步减小波动， 干扰估计模块输出的干扰功率还需要经过平滑滤波器 才能得到干扰功率输出。 平滑滤波器可以用一阶 IIR滤波来实现。 为了简化 硬件， 一阶 IIR滤波的系数可以选择 1/4、 1/8、 1/16等， 平滑滤波器实现可 以仅由加法器和移位器等单元实现。 如图 6所示， 如果配置两个移位器实现 右移四位操作 , 则图 6所示的硬件可以实现系数为 1/16的一阶 IIR滤波。 其中， 信号功率测量的过程如下： 功率测量模块的 DPCH符号首先进 入符号分离模块， 符号分离模块可以根据当前下行链路的时隙格式， 分离出 导频符号和数据符号； 导频符号经过相干功率估计模块， 计算出信道的一个 功率估计值， 这就是图 4中的功率估计 1。 估计 DPCH中导频符号的相干功 率模块和图 5中 CPICH的相干功率估计模块的计算方法是相同的，这里就不 再重复。 数据符号则进入非相干功率估计模块， 得到数据符号的非相干功率 估计。非相干功率估计模块和图 5中 CPICH的非相干功率估计模块的计算方 法也是相同的， 这里也不再重复。 数据符号非相干功率估计的结果送入偏差 消除模块。 考虑到 DPCH信道中导频符号和数据符号存在功率偏置。 如图 7 所示， 偏差消除模块不但需要消除非相干功率估计结果中包含的干扰功率影 响， 还需要考虑功率偏置的影响。 考虑硬件设计筒化， 输入功率偏置取以 2 为底的对数参数。 输入的信号功率首先补偿功率偏置的影响。 如图 7所示， 功率偏置参数， 经过整数和小数分离， 整数部分送入移位器， 通过移位来实 现。 小数部分送入指数计算模块， 通过查表的方法得到指数， 然后送入乘法 器。 最后， 数据符号功率值经过乘法和移位， 完成功率偏置的补偿。 然后减 去干扰功率， 则得到输出的信号功率。 这就是图 4中的功率估计 2。 信号功 率估计 1和功率估计 2都送入加权平均模块，计算得到最终的信号功率输出。 两个功率估计的权值可以根据经验来选取， 一般来讲， 当下行链路 DPCH时 隙格式中包含的导频符号比较多时， 功率估计 1的权值可以增加； 相反， 当 导频符号较少时， 则需要增加功率估计 2的权值， 减少功率估计 1的权值。 最后， 功率测量模块输出的干扰功率和信号功率都将送到 SIR判决模块进行 处理。 参考图 8，说明根据本发明的功率控制装置的 SIR判决模块。如图 8所示， SIR判决模块 304包括： 门限修正模块 3042和比较器 3044。 为了便于硬件 处理， 在给 SIR判决模块配置目标 SIR参数时， 我们可以预设目标 SIR参数 是以 2为底的参数。 为了避免复杂的除法和对数计算， SIR判决模块需要根 据目标 SIR参数对输入的干扰功率进行修正，生成一个新的判决门限。同时， 输入的信号功率也需要根据目标 SIR整数部分进行移位。 门限修整模块输出 的功率值和门限值送入比较器。 经过门限修整模块修正的信号功率值和门限 值比较的结果等价于测量的 SIR与目标 SIR的比较结果。 最后， 比较器的输 出就是 SIR判决模块的输出。 参考图 9, 说明 SIR判决模块的处理过程。 如图 9所示， 目标 SIR首先 经过分离整数和小数模块得到目标 SIR的整数部分和小数部分。 目标 SIR的 小数部分进入指数计算模块， 指数计算模块将经过查表计算得到的结果送入 乘法器。 乘法器将输入的干扰功率与之相乘， 并将得到的结果送入归一化模 块。 归一化模块计算出归一化的结果作为门限送至比较器。 同时归依化模块 计算出完成归一化操作需要左移的比特数， 将该左移比特数送入加法器。 加 法器将目标 SIR分离得到的整数部分与之相减，并将得到的结果送入移位器， 作为信号功率需要右移的位数。 移位器将输入的信号功率移位， 并将得到的 结果送入比较器与门限比较。 比较器的输出就是 SIR判决模块的输出。 综上所述，根据本发明的功率控制方法包括以下步驟（如图 10A所示：)：
S1002, 利用公共导频信道符号估计物理信道的干 ί尤功率并利用专用物理信 道符号的导频符号和数据符号测量物理信道的信号功率； S1004, 将信号功 率进行移位并利用干扰功率对预先设置的目标信号干扰比进行修正以得到用 于比较的门限， 并且将门限和经过移位的信号功率进行比较； 以及 S1006, 根据比较结果生成用于功率控制的命令， 以对物理信道的功率进行控制。 其中， 步驟 S1002包括（如图 10B所示）： S 1002-2, 利用公共导频信 道估计预定时间内的平均干扰功率， 并对平均干扰功率进行补偿和平滑， 从 而得到干扰功率； 以及 S 1002-4, 利用导频符号计算第一功率估计值， 利用 数据符号、 平均干扰功率、 以及导频符号与数据符号的功率偏置计算第二功 率估计值， 并利用第一功率估计值和第二功率估计值测量信号功率。 其中， 步骤 S1002-2包括（如图 10C所示）： S1002-2-A, 计算公共导频 信道符号的相干功率； S1002-2-B , 计算公共导频信道符号的非相干功率； S1002-2-C,计算公共导频信道符号的相干功率和非相干功率的差，得到平均 干扰功率； S1002-2-D, 补偿由于公共导频信道符号和数据符号的扩频因子的 不同对平均干扰功率的影响； 以及 S1002-2-E, 对经过补偿的平均干扰功率 进行平滑处理， 从而得到干扰功率。 其中，计算公共导频信道符号的相干功率的方法与计算公共导频信道符 号的非相干功率的方法不同。 其中， 步骤 S 1002-4包括（如图 10D所示）： S1002-4-A, 从专用物理 信道符号中分离出导频符号和数据符号； S1002-4-B, 计算导频符号的相干功 率，即第一功率估计值； S1002-4-C,计算数据符号的非相干功率； S1002-4-D, 才艮据非相干功率、 平均干扰功率、 导频符号和数据符号的功率偏置， 计算第 二功率估计值； 以及 S1002-4-E, 才艮据第一功率估计值和第二功率估计值， 计算信号功率。 其中，计算导频符号的相干功率的方法与计算公共导频信道符号的相干 功率的方法相同， 且计算数据符号的非相干功率的方法与计算公共导频信道 符号的非相关功率的方法相同。 本发明充分利用了下行链路接收的 CPICH和 DPCH符号。 与现有技术 中仅仅通过少数导频符号来估计相比，利用时隙内的连续的 CPICH符号， 并 通过一定的补偿措施估计的干扰功率更加賴 -确。 同样， 结合数据符号和导频 符号对信号功率的估计，也比单单依 DPCH信道中非连续的几个导频符号估 计要准确。 通过本发明， 提高了 SIR估计的准确性， 有助于实现系统容量最 大化。 另一方面， 本发明充分考虑了硬件实现的效率， 利用工程化的方法， 将相干功率估计和非相干功率估计和偏差消除模块相结和， 相对一些需要完 成数据符号硬判决的技术， 系统更便于硬件实现， 而且也不会引入由于硬判 决错误出现的误差。 同时本发明运算简单， 从而节省了硬件资源。 以上所述仅为本发明的优选实施例而已， 并不用于限制本发明，对于本 领域的技术人员来说， 本发明可以有各种更改和变化。 凡在本发明的精神和 原则之内， 所作的任何修改、 等同替换、 改进等， 均应包含在本发明的保护 范围之内。

Claims

权 利 要 求 书 一种功率控制装置， 其特征在于包括：
功率测量模块， 用于利用公共导频信道符号估计物理信道的干扰 功率并利用专用物理信道符号的导频符号和数据符号测量所述物理信 道的信号功率；
信号干 4尤比比较模块， 用于将所述信号功率进行移位并利用所述 干扰功率对预先设置的目标信号干扰比进行修正以得到用于比较的门 限， 并且将所述门限和所述经过移位的信号功率进行比较； 以及
发射功率控制命令产生模块， 用于才艮据比较结果生成用于功率控 制的命令， 以对所述物理信道的功率进 4于控制。 根据权利要求 1所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述功率测量模 块包括：
干护 ύ功率估计模块， 用于利用所述公共导频信道估计预定时间内 的平均干扰功率， 并对所述平均干扰功率进行补偿和平滑， 从而得到 所述千扰功率; 以及
信号功率测量模块， 用于利用所述导频符号计算第一功率估计 值， 利用所述数据符号、 所述平均干扰功率、 以及所述导频符号与所 述数据符号的功率偏置计算第二功率估计值， 并利用所述第一功率估 计值和所述第二功率估计值测量所述信号功率。 根据权利要求 2所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述干扰功率估 计模块包括：
干扰估计模块，用于利用所述公共导频信道符号计算预定时间内 的平均干扰功率， 并对所述平均干扰功率进行功率补偿， 以补偿所述 公共导频信道符号和所述数据符号的扩频因子的不同对所述平均干扰 功率的影响； 以及
平滑滤波模块， 用于对所述经过功率补偿的平均干扰功率进行平 滑处理， 从而得到所述干尤功率。
4. 根据权利要求 3所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述干扰估计模 块包括：
第一相干功率估计模块，用于计算所述公共导频信道符号的相干 功率；
第一非相干功率估计模块，用于计算所述公共导频信道符号的非 相干功率；
加法器， 用于计算所述公共导频信道符号的所述相干功率和所述 非相干功率的差， 得到所述平均干 4尤功率； 以及
补偿器， 用于补偿由于所述公共导频信道符号和所述数据符号的 扩频因子的不同对所述平均干扰功率的影响。
5. 根据权利要求 4所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述第一相干功 率模块与所述第一非相干功率模块的算法不同。
6. 根据权利要求 3所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述信号功率测 量模块包括：
符号分离模块， 用于从所述专用物理信道符号中分离出所述导频 符号和所述数据符号， 并将所述导频符号输入到第二相干功率估计模 块、 将所述数据符号输入到第二非相干功率估计模块；
所述第二相干功率估计模块， 用于计算所述导频符号的相干功 率， 即所述第一功率估计值；
所述第二非相干功率估计模块， 用于计算所述数据符号的非相干 功率；
偏差消除模块， 用于根据所述非相干功率、 所述平均干扰功率、 所述导频符号和所述数据符号的功率偏置，计算所述第二功率估计值； 以及
加权平均模块， 用于根据所述第一功率估计值和所述第二功率估 计值， 计算所述信号功率。
7. 根据权利要求 6所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述第二相干功 率估计模块与所述第一相干功率估计模块的算法相同， 所述第二非相 干功率估计模块与所述第一非相干功率估计模块的算法相同。
8. 根据权利要求 1 所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述信号干扰比 比较模块包括：
移位模块， 用于对所述信号功率进行移位；
门限 ~正模块， 用于利用所述干护 ύ功率对预先设置的所述目标信 号干扰比进行 ^"正以得到用于比较的门限； 以及
比较模块， 用于将所迷门限和所述经过移位的信号功率进行比 较。
9. 根据权利要求 1至 8中的任一项所述的功率控制装置， 其特征在于， 所述目标信号干护 ύ比是 2的整数次幂。
10. 一种功率控制方法， 其特征在于包括以下步骤：
S1002, 利用公共导频信道符号估计物理信道的干扰功率并利用 专用物理信道符号的导频符号和数据符号测量所述物理信道的信号功 率；
S1004, 将所述信号功率进行移位并利用所述干扰功率对预先设 置的目标信号干扰比进行修正以得到用于比较的门限， 并且将所述门 限和所述经过移位的信号功率进行比较； 以及
S1006, 根据比较结果生成用于功率控制的命令， 以对所述物理 信道的功率进行控制。
11. 才艮据权利要求 10所述的功率控制方法， 其特征在于， 所述步骤 S1002 包括：
S 1002-2 , 利用所述公共导频信道估计预定时间内的平均干扰功 率， 并对所述平均干 ΰ功率进行补偿和平滑， 从而得到所述干扰功率； 以及
S 1002-4 , 利用所述导频符号计算第一功率估计值， 利用所述数 据符号、 所述平均干扰功率、 以及所述导频符号与所述数据符号的功 率偏置计算第二功率估计值， 并利用所述第一功率估计值和所述第二 功率估计值测量所述信号功率。
12. 根据权利要求 11所述的功率控制方法，其特征在于，所述步骤 S 1002-2 包括：
S 1002-2-2 , 计算所述公共导频信道符号的相干功率；
S 1002-2-4 , 计算所述公共导频信道符号的非相干功率；
S 1002-2-6 ,计算所述公共导频信道符号的所述相干功率和所述非 相干功率的差， 得到所述平均干^ <功率；
S 1002-2-8,补偿由于所述公共导频信道符号和所述数据符号的扩 频因子的不同对所述平均干 ί尤功率的影响； 以及
S1002-2-10, 对所述经过补偿的平均干扰功率进行平滑处理， 从 而得到所述干护 ύ功率。
13. 根据权利要求 12所述的功率控制方法， 其特征在于， 计算所述公共导 频信道符号的相干功率的方法与计算所述公共导频信道符号的非相干 功率的方法不同。
14. 根据权利要求 12所述的功率控制方法，其特征在于，所述步骤 S1002-4 包括：
S 1002-4-2 ,从所述专用物理信道符号中分离出所述导频符号和所 述数据符号；
S 1002-4-4,计算所述导频符号的相干功率， 即所述第一功率估计 值；
S 1002-4-6 , 计算所述数据符号的非相干功率；
S 1002-4-8, 居所述非相干功率、 所述平均干 ί尤功率、 所述导频 符号和所述数据符号的功率偏置， 计算所述第二功率估计值； 以及
S 1002-4- 10 , 才队据所述第一功率估计值和所述第二功率估计值 , 计算所述信号功率。
15. 根据权利要求 14所述的功率控制方法， 其特征在于， 计算所述导频符 号的相干功率的方法与计算所述公共导频信道符号的相干功率的方法 相同， 且计算所述数据符号的非相干功率的方法与计算所述公共导频 信道符号的非相干功率的方法相同。
16. 根据权利要求 10所述的功率控制方法，其特征在于，所述步骤 S1002-4 包括：
S 1002-4-2, 对所述信号功率进行移位；
S 1002-4-4,利用所述干扰功率对预先设置的所述目标号干扰比进 行修正以得到用于比较的门限； 以及
S 1002-4-6, 将所述门限和所述经过移位的信号功率进行比较。
17. 根据权利要求 10至 16中的任一项所述的功率控制方法，其特征在于， 所述目标信号干扰比是 2的整数次幂。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011075888A1 (zh) * 2009-12-22 2011-06-30 中兴通讯股份有限公司 一种功率控制方法和装置
CN114866128A (zh) * 2022-04-07 2022-08-05 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 基于扩频信号的卫星通信临界干扰功率阈值估计方法及系统
CN114900402A (zh) * 2022-05-13 2022-08-12 江苏阳光智慧城市科技有限公司 一种基于智慧管理的信息控制系统

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1100364A (zh) 1993-09-17 1995-03-22 Kmk卡尔马格勒利森茨股份公司 连接叠层箔重叠边缘的方法以及用该方法制造的软管
CN1136718A (zh) 1994-12-01 1996-11-27 惠特克公司 带有预装数据接头的智能卡连接器
CN1193430A (zh) * 1996-04-12 1998-09-16 Ntt移动通信网株式会社 测量接收的sir的方法和设备及传输功率控制器
US6028894A (en) 1996-12-27 2000-02-22 Fujitsu Limited SIR or SNR measurement apparatus
CN1256058A (zh) * 1998-01-28 2000-06-07 Ntt移动通信网株式会社 通信信道选择方法及基站设备
CN1362800A (zh) * 2001-01-02 2002-08-07 华为技术有限公司 信号干扰比(sir)测量方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4444961B2 (ja) * 2003-05-19 2010-03-31 テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン（パブル） 伝送チャネルのチャネル評価の決定
US7200190B2 (en) * 2003-06-30 2007-04-03 Motorola, Inc. Unbiased signal to interference ratio in wireless communications devices and methods therefor

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1100364A (zh) 1993-09-17 1995-03-22 Kmk卡尔马格勒利森茨股份公司 连接叠层箔重叠边缘的方法以及用该方法制造的软管
CN1136718A (zh) 1994-12-01 1996-11-27 惠特克公司 带有预装数据接头的智能卡连接器
CN1193430A (zh) * 1996-04-12 1998-09-16 Ntt移动通信网株式会社 测量接收的sir的方法和设备及传输功率控制器
US6028894A (en) 1996-12-27 2000-02-22 Fujitsu Limited SIR or SNR measurement apparatus
CN1256058A (zh) * 1998-01-28 2000-06-07 Ntt移动通信网株式会社 通信信道选择方法及基站设备
CN1362800A (zh) * 2001-01-02 2002-08-07 华为技术有限公司 信号干扰比(sir)测量方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2129003A4 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2011075888A1 (zh) * 2009-12-22 2011-06-30 中兴通讯股份有限公司 一种功率控制方法和装置
CN114866128A (zh) * 2022-04-07 2022-08-05 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 基于扩频信号的卫星通信临界干扰功率阈值估计方法及系统
CN114866128B (zh) * 2022-04-07 2023-09-05 中国人民解放军战略支援部队信息工程大学 基于扩频信号的卫星通信临界干扰功率阈值估计方法及系统
CN114900402A (zh) * 2022-05-13 2022-08-12 江苏阳光智慧城市科技有限公司 一种基于智慧管理的信息控制系统
CN114900402B (zh) * 2022-05-13 2024-05-03 苏州才豪电子科技有限公司 一种基于智慧管理的信息控制系统

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