WO2008053726A1

WO2008053726A1 - Antenne de syntonisation variable et appareil radio portable

Info

Publication number: WO2008053726A1
Application number: PCT/JP2007/070503
Authority: WO
Inventors: Wasuke Yanagisawa; Ryo Horie; Fusao Sekiguchi
Original assignee: Yokowo Co., Ltd.
Priority date: 2006-10-30
Filing date: 2007-10-16
Publication date: 2008-05-08
Also published as: JP2008113233A; JP5150087B2

Description

可変同調型ァンテナ及び携帯無線機技術分野

本発明は、携帯電話機などの携帯無線機並ぴにこのような携帯無線機用のアンテナに関し、特に、 FM、 VHF, UHF、地上波デジタル放送などの放送帯で使用される小型で広帯域のアンテナの構造に関する。

明

1

発明の背景

FM、 VH F、 UH F帯などの放送帯で使用される小型の携帯無線機用のアンテナには、無線機筐体に内蔵可能なサイズのもの、例えば 2 0 [mm] X 1 0 [m m] 程度のスペースに内蔵できるものが求められている。また、近年放送が開始された地上波デジタル放送（テレビジョン放送）では、動作比帯域が 5 0 % (4 7 0 [MH z ] 〜7 7 0 [MH z ) にも及ぴ、さらなる広帯域特性が要求されている。このような小型で内蔵型のアンテナは、原理的に狭帯域特性となる傾向がある。そのため、所望の同調周波数をカバーする周波数帯域の全体で良好な特性を実現するためには、放射素子の動作周波数を切り替えたり、同調範囲を広い範囲で可変にする技術の出現が望まれている。

同調周波数の波長をとすると、一般に、線状 »Τ素子の物理サイズが； I Z4 (= 0. 2 5 λ ) 程度であれば、比帯域 5 0 %を実現することはさほど困難ではない。しかし、物理サイズが 0 . 1 λを下回ると、比帯域の減少が顕著になる。 FM、 VHF、 UH F帯の波長は略 0. 4〜4 [m] の範囲にあるので、内蔵型アンテナの目標サイズである 2 0 [mm]は 0. 0 5 λ〜0 . 0 0 5 λとなって、 0. 1 λを大幅に下回る。そのために、放射素子自体の比帯域は 5 %以下にならざるを得ない。

このような放射素子を用いて、例えば UH F帯全体で良好な動作を実現するために、特許文献 1、 2に開示するような技術がある。これらの先行技術では、可変リアクタンス回路を放射素子に接続して同調をとつている。 [特許文献：！] 特開 2 0 0 2— 2 3 2 3 1 3号公報

[特許文献 2] 特開平 1 0— 2 0 9 8 9 7号公報

特許文献 1には、モノポール、へリカルなどの ¾l†素子の基端部と給電点との間に可変容量性素子を接続したアンテナが開示きれて!、る。このァンテナでは、放射素子を予め所望の周波数帯域より低い周波数で共振させ、可変容量性素子の容量性リアクタンスで放射素子の誘導性リアクタンスを打ち消して同調をとるとともに、可変容量性素子のキャパシタンスを変ィ匕させることにより、同調周波数を可変にしている。

特許文献²には、放射素子の基端部と給電点との間に固 ¾ 導†生素子と可変容量性素子とを直列に接続したアンテナが開示されている。このアンテナでは、放射素子を、予め所望の周波数帯域の中心周波数で共振させる。固導性素子と可変容量性素子との直列共振回路は、可変範囲の略中心で、所望の周波数帯域の中心周波数に共振する。直列共振回路は、当該中心周波数より低い周波数では誘導性リアクタンスとして、当該中心周波数より高、周波数では容量性リアクタンスとして動作することで、放射素子のリアクタンスを打ち消して同調をとつている。また、可変容量性素子のキャパシタンスを変ィ匕させることにより直列共振回路の共振周波数を変えて、同調周波数を可変にしている。 . し力しながら、例えば線径 0. 3 [mm]、卷き径 5 [mm]、長さ 2 0 [mm] のへリカルアンテナや、長さ 2 0 [mm], 幅 5 [mm]、厚さ 1 . 5 [mm] のセラミックチップァンテナなどの 0. 0 5 λ以下に小型化した放射素子に、印カロ電圧が 0〜3 [V] で容量変化比が「5」程度の可変容量ダイオードを組み合わせて同調しょうとすると、例えば地上波デジタル放送（テレビジョン放送）における周波数帯域（6 2 0 [MH z ] ± 1 5 0 [MH z ]) のうち、 ± 5 0 [MH z ] 程度の同調幅（同調可能な帯域幅）しか確保できない。

この場合、可変容量ダイォードの容量変化比をさらに大きくすることが対応策として考えられる。し力し、そのような可変容量ダイォードは、コスト面及ぴ技術面から、実現が困難である。また、 «1·素子の共振周波数を切り替える切替回路の使用、可変リアクタンス回路のリアクタンス幅を増大するための共振回路の多段化などの他の技術を用いることも考えられるが、回路の複雑化、コストの増カロ、回路損失の増加が避けられない。

本発明は、上記問題に鑑み、携帯無線機に搭載可能な大きさで、広帯域で同調可能な、小型の可変同調型アンテナを »することを主たる課題とする。発明の開示

本発明の第 1構成に係る可変同調型アンテナは、共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い ¾lt素子と、前記放射素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を前記同調周波数よりも低い周波数に変位させる誘導性素子と、前記誘導性素子と直列に接続され、前記脑素子と前記誘導性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける可変容量性素子と、を有する可変同調型アンテナである。

誘導性素子は正のリアクタンス成分を、可変容量性素子は負のリアクタンス成分を、それぞれ放射素子のリアクタンスに与える。放射素子と誘導性素子の合成リアクタンスは増加するので基本共振周波数は同調周波数よりも低くなる。他方、放射素子、誘導性素子、及び可変容量性素子の合成リアクタンスは、可変容量性素子の負のリアクタンス成分によって低減する。可変同調型アンテナは、基本周波数が同調周波数と合致すると、同調してその周波数の信号を受信する。

このような構成の可変同調型アンテナは、素子力 M、型で、分布定数伝送線路として振る舞う場合、つまり共振特性が周期関数的に変化する場合であっても、反共振点が同調周波数から離れた位置に出現するために、同調がとりやすくなる。また、反共振点が同調周波数から離れるために、可変容量性素子によって調整可能な同調周波数の幅が広くなり、より広帯域での受信が可能となる。

前記放射素子の基本共振周波数は、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数とすることができる。この場合、前記誘導性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域よりも低くするためのリアクタンス値を有し、前記可変容量性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有するものとする。

本発明の第 2構成に係る可変同調型ァンテナは、共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い素子と、前記 ¾†素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を前記同調周波数よりも低い周波数に変位させる誘導性素子と、前記誘導性素子と直列に接続された並列共振回路とを有し、前記並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる第 2の誘導性素子と容量性素子との並列接続回路であり、前記第 2誘導性素子と前記容量性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づけることを特徴とする。

このような構成の可変同調型アンテナにおいて、前記放射素子の基本共振周波数を、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数とする場合、前記誘導性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域よりも低くするためのリアクタンス値を有し、前記並列共振回路は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有するものとする。

本発明の第 3構成に係る可変同調型アンテナは、共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い ¾ 素子と、前記 ¾W素子に直列に接続された並列共振回路とを有し、前記並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる誘導性素子と容量' 1·生素子との並列接続回路であり、前記誘導性素子と容量性素子との合成リアクタンスを変動させるこ'とにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づけることを特敷とする。

このような構成の可変同調型アンテナにおいて、前記放射素子の基本共振周波数を、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数とする場合、前記並列共振回路は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有するものとする。

上記の各構成に係る可変同調型アンテナにおいて、前記放射素子は、例えば、その物理長が、前記同調周波数の波長 (λ) の略 0. 1以下のものである。このような小型の放射素子であっても、良好に所望の周波数に同調させることができる。本発明の各可変同調型アンテナは、携帯電話機、携帯端末などの携帯無線機に搭載されて用いることができる。

本発明によれば、放射素子が小型のもので、分布定数伝送線路として振る舞う場合であっても、反共振点が所定の周波数から離れた位置に出現するため、広帯域にわたって同調がとりやすくなるという特有の効果が得られる。図面の簡単な説明

図 1は、基本共振周波数を 1 0 0 0 [MH z ] に設定した場合の放射素子のリァクタンス一周波数特性の例示図である。

図 2は、高次共振周波数が基本共振周波数に接近する様子を示す図である。図 3は、基本共振周波数が 6 2 0 [MH z ] の¾1"素子のリアクタンス一周波数特性図である。

図 4は、第 1実施形態による可変同調型アンテナの構成例を示す図である。図 5は、図 4の放射素子のリアクタンス一周波数特性図である。

図 6は、図 4の放射素子及ぴ第 1誘導性素子の合成リアクタンス一周波数特性図である。

図 7は、図 4の放射素子、第 1誘導性素子及び可変リアクタンス回路内の可変容量性素子の合成リアクタンス一周波数特性を表す図である。

図 8は、図 4の可変リアクタンス回路の合成リアクタンスー周波数特'性を表す図である。

図 9は、図 4の可変リアクタンス回路と第 1誘導性素子との合成リァクタンス一周波数特性を表す図である。

図 1 0は、図 4の第 1誘導性素子及び放射素子の合成リアクタンスと可変リアクタンス回路のリアクタンスとの合成リアクタンスの同調範囲を表す図である。図 1 1は、第 2実施形態による可変同調型アンテナの構成例を示す図である。図 1 2は、図 1 1の可変リアクタンス回路のリアクタンスー周波数特性図である。

図 1 3は、図 1 1の可変同調型アンテナの合成リアクタンス一周波数特性図でめる。図 14 (a)、 (b) は、それぞれ可変同調型アンテナを携帯電話機に搭載する場合のレイアウトの例示図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施形態を図面を参照して詳細に説明する。

まず、この実施形態で用いる放射素子について説明する。

本実施形態では、例えば主基板のサイズが略 40 [mm] X 90 [mm] の携帯電話などの携帯無線機で、 470 [MHz 〜770 [MHz] の地上波デジタル放送（テレビジョン放送）を受信するためのアンテナを、主基板のグランドと、これに隣接して設けた放射素子とで構成する。

放射素子を、その物理長が短縮されず、電気長と等しい「； LZ4ホイップアンテナ」などで構成した場合、基本反共振点における波長が、基本共振点における波長の半分に相当する基本共振周波数の略 2倍になることは、よく知られている。ここで基本反共振点における波長とは、放射素子のリアクタンスが最大となる一番長い波長であり、基本共振点における波長とは、リアクタンスがゼロとなる最初の波長、すなわち一番長い波長である。

「 λ Z 4ホイップァンテナ」を放射素子として用いた場合の共振周波数とリアクタンスの関係は、以下のようになる。

ホイップアンテナは、ダランドとの間で先端開放の分布定数伝送線路として振る舞うので、給電点から放射素子側を見たインピーダンスのリアクタンス成分 j Xが、観測周波数に対して共振点と反共振点が交互に現れる周期関数として振舞う。この状態を、リアクタンス成分にのみ着目して、近似的に式（1) で表すことができる。

〔数 1〕

j X = - j Z ccot (π/2 X ω/ωθ)

=- j Z ccot (π/2 X f /f 0) -" (1)

但し、 ωは観測角周波数、 ωθはアンテナの第 1共振角周波数（最初の共振角周波数)、 f は観測周波数、 f0はアンテナの基本共振周波数、 Z cはアンテナ帯域幅を決める "素子の特性ィンピーダンスである。基本共振周波数すなわち最初の共振点の周波数を 1 0 0 0 [MH z ] に設定した場合の放射素子のリアクタンス（Ω) —周波数の特性例を図 1に示す。

図 1からわかるように、リァクタンスが最大となる反共振点の周波数である反共振周波数は、基本共振周波数の略偶数倍の周波数となり、リアクタンスゼロとなる共振点の周波数である共振周波数は、基本共振周波数の略奇数倍の周波数となる。

このように電気長と物理長が略等しい放射素子を用いた場合、基本共振周波数で、リアクタンス勾配が最小で、リアクタンスの変化が共振周波数に対して略対称となる。このような放射素子を用いたアンテナでは、共振周波数を所望の周波数帯域の中心周波数に一致させることにより当該周波数帯域内のリアクタンス変化幅を最小とすることができ、周波数同調を行う際に外部から加えなければならないリアクタンスの変化量を最小にすることができる。

しかしながら、内蔵化等のために放射素子をより小型ィ匕し、その物理長を短くするに従って、反共振周波数や高次共振点周波数（基本共振周波数め奇数倍の周波数）が、線輪間結合による自己共振効果によって徐々に基本共振周波数に接近する。この様子を図 2に示す。図 2の例では、線径 0. 3 [mm], 卷き径 5 [m m]、卷き数 1 5ターン、基本共振周波数 6 2 0 [MH z ] のへリカルアンテナを用いた素子について、物理長 ( 0. 2 5 λ〜0. 0 5 ）に対する高次共振周波数の関係を、基本共振周波数で規格化して表している。図 2の例では、放射素子の物理長の短縮に伴い、例えば Ν= 2の反共振点が、周波数比「2」力ら周波数比「1」に向かって低下している。

'なお、放射素子の基本共振周波数は、地上波デジタル放送（テレビジョン放送) の中心周波数に選んであり、参考として、地上波デジタル放送の周波数帯域の上限（7 7 0 [MH z ]) 及ぴ下限（4 7 0 [MH z ]) が規格化して図示されている。

これらの高次共振周波数の低下率は、放射素子の物理的な短縮率だけで単純に決定されるものではなく、放射素子を構成するアンテナ線状の線間結合の状態に依存して複雑に変化する。例えば、誘電体を基体として内部に電極を形成することにより構成した放射素子では、空芯のへリカルアンテナに比べて自己共振周波数（N= 2の反共振点）の周波数比がずつと小さく、「1 . 2 J程度まで低下することも珍しくない。

図 3は、放射素子のリアクタンス一周波数特性を例示した図である。ここでは、図 2と同じ基本共振周波数が 6 2 0 [MH z ] の ¾f素子の例が示されている。この放射素子は、物理長が 0. 0 5 λであり、基本共振周波数の 1 . 3倍にあたる 8 0 6 [MH z ] が反共振周波数になる。このために、所望の周波数帯域内の中心周波数よりも高域側で誘導性リアクタンスが増大し、可変容量性素子で実現可能なリアクタンス変ィ匕幅で同調可能な周波数幅（同調幅）が減少する。

以上のことを考慮した本発明の可変同調型アンテナの具体的な実施の形態例を、以下に説明する。

[第 1実施形態]

図 4は、第 1実施形態における可変同調型アンテナの構成例を示した図である。この可変同調型アンテナ 1は、主基板サイズが略 4 0 [mm] X 9 0 [mm] の携帯電話機に搭載可能なもので、周波数帯域は、 4 7 0〜7 7 0 [MH z ] の地上波デジタル放送（テレビジョン放送）を受信することが可能なものである。図 4を参照すると、第 1実施形態の可変同調型アンテナは、素子 1と同調回路 1 0とを備えている。同調回路 1 0は、放射素子 1と給電点 2との間に設けられており、第 1誘導性素子 1 1と可変リアクタンス回路 1 2とが直列接続された構成である。可変リアクタンス回路 1 2は、第 2誘導性素子 1 3と可変容量 14 素子 1 4との並列回路である。放射素子 1と同調回路 1 0とは、一体に構成されてもよく、主基板上の伝送線路で接続するように、別体として構成されてもよい。放射素子 1は、この実施形態では、線径 0. 3 [mm], 卷き径 5 [mm], 卷き数 1 0ターンで物理長が 0. 0 5 λのヘリカル簡素子である。このような放射素子 1は、図 3で説明したヘリカル放射素子よりも卷き数が減少しており、これにより基本共振周波数が所望の周波数帯域の上限よりも高い周波数になるようになっている。

なお、放射素子 1の物理長は、略 0. 1 λ以下の大きさであればよい。放射素子 1は、ヘリカルの他にミアンダなどの電気長を保ちながら物理長を縮した構成の先端開放型のモノポール素子、あるいはセラミックを基体としてその表面及び z又は内部に放射電極が形成されたものとすることができる。また、ループアンテナのような先端短絡型構造、逆 F型構造の放射素子を用いてもよい。いずれにしても、放射素子 1の基本共振周波数が、所望の周波数帯域の上限よりも高い周波数になるようにする。

第 1誘導性素子 1 1及び第 2誘導性素子 1 3は、通常のコィルで構成されている。可変容量性素子 1 4は、キャパシタンスを可変にするものであれば、どのような素子単体又は回路を用いて構成してもよいが、小型で、容易に同調周波数を変えることができるようにする観点からは、両端に印加される電圧に応じてそのキャパシタンスが変化する電子可変容量性素子を用いることが好ましい。例えば可変容量ダイォードゃ可変コンデンサなどを可変容量性素子とすることができる。なお、第 1実施形態では、可変リアクタンス回路 1 2を、第 2誘導性素子 1 3 及ぴ可変容量性素子 1 4の並列接続回路で構成しているが、これに限らず、可変容量性素子 1 4のみの構成であってもよい。

いずれにしても、可変リアクタンス回路 1 2は、リアクタンスを変化させることができれば、どのような構成であってもよい。

第 1誘導性素子 1 1は、放射素子 1との合成リアクタンスが、所望の周波数帯域の下限よりも低い周波数で共振するように設定される。また、可変リアクタンス回路 1 2の合成リアクタンスは、放射素子 1及び第 1誘導性素子 1 1の合成リァクタンスを打ち消すように設定される。可変リアクタンス回路 1 2の合成リアクタンスは、可変容量性素子 1 4のキャパシタンスの変化に応じて変化する。可変同調型アンテナ全体の合成リアクタンス、つまり放射素子 1、第 1誘導性素子 1 1及ぴ可変リア記タンス回路 1 2の合成リアクタンスがゼロになる周波数が、同調周波数になる。

なお、可変リアクタンス回路 1 2と給電点 2との間と直列に、低雑音増幅器を接続してもよい。低雑音増幅器としては、例えば三端子半導体素子の入力端子（バィポーラトランジスタのベースもしくは F E Tのゲート）を用いることができる。該低雑音増幅器の入力インピーダンスは、実部（抵抗成分）が可変同調型アンテナ 1のインピーダンスの実部と直接一致するように構成され、力っ虚部絶対値は実部より充分小さくなるように構成されることが望ましい。これにより、受信した同調周波数の信号を、良好な状態で携帯無線機の主基板に提供することができる。

このような可変同調型ァンテナ 1では、放射素子 1及び第 1誘導性素子 11による合成リアクタンスと可変リアクタンス回路 12のリアクタンスとが打ち消し合い、さらに可変リアクタンス回路 12が所定の周波数帯域内で共振しないように、放射素子 1のィンダクタンス L a、第 1誘導 1"生素子 11のィンダクタンス L 1、第 2誘導性素子 13のィンダクタンス L 2、及ぴ可変容量性素子 14のキヤパシタンス Cが決められている。

この関係は、以下の式（2) で表すことができる。これは、例えば特開 200 4一 320611に開示される。

〔数 2〕

{(La+Ll+L2) /L 2 (La+Ll)} ¹⁷²/ (1/La) > 1 … （2) 図 5は、第 1実施形態における放射素子 1のリアクタンス一周波数特性を例示した図である。破線が図 3に示した従来の特性曲線であり、実線が本実施形態による特性曲線である。図 5に示されるように、基本共振周波数及び基本反共振周波数が従来よりも高い周波数に移動するため、所望の周波数帯域内におけるリァクタンス変ィ匕幅が減少して、リアクタンス勾配の最小の点（図中の「〇」）力所望の帯域内の略中央に変位する。

この場合の基本共振周波数は約 800 [MH z ] であり、地上波デジタル放送 (テレビジョン放送）の周波数帯域よりも高い。図 3と図 5とを比較すると、周波数帯域（ ί L〜 ί H) 内におけるリアクタンスの変化幅が、従来は約 600 Ωであるの対し、本実施形態の放射素子 1では約 200 Ωと、大幅に小さくなることがわかる。

所望の周波数帯域内で同調させる場合は、まず、正のリアクタンスを持つ要素を放射素子 1に接続することにより、可変同調型ァンテナ全体の合成ィンビーダンスを増加させる。図 4の例では、第 1誘導性素子 11が正のリアクタンスを持つ要素に相当する。この第 1誘導性素子 11により、放射素子 1及び第 1誘導性素子 11の合成リアクタンスがゼロとなる周波数を、所望の周波数帯域の下限（ f L) よりも低い周波数になるようにする。このときの素子 1及ぴ第 1誘導性素子 1 1の合成リアクタンスの周波数特性を図 6に示す。図 6を参照すると、 ¾^で表される放射素子 1の特性曲線が、第 1誘導性素子 1 1によりリアクタンスが正の方向へ変位し、実線で表される放射素子 1及ぴ第 1誘導性素子 1 1の合成リアクタンスの特性曲線に変わる。これにより共振周波数が約 8 0 0 [MH z ] から約 4 0 0 [MH z に変位する。第 1誘導性素子 1 1は、波長に対して十分小型（0. 0 0 5 λ以下）である限り純リアクタンスとして作用し、リアクタンス方向に変化を与えるだけで、共振周期には影響を与えない。

さらに、負のリアクタンスを持つ要素を放射素子 1に接続することで、可変同調型アンテナ全体の合成インピーダンスを減少させる。図 4では、可変リアクタンス回路 1 2が負のリアクタンスを持つ要素に相当する。この可変リアクタンス回路 1 2は、可変容量性素子 1 4のキャパシタンスが変ィヒすることでリアクタンスが変化する。'そのためにリアクタンスゼロとなる周波数、すなわち可変同調型アンテナ全体の共振周波数を可変リアクタンス回路 1 2のリアクタンス変化により変動させて、所望の動作帯域全体にわたって良好な同調特性を実現することが可能となる。

図 7は、放射素子 1、第 1誘導性素子 1 1、及び可変リアクタンス回路 1 2内の可変容量性素子 1 4の合成リアクタンス一周波数特性図である。

実線が可変容量性素子 1 4に逆バイアス 0 Vが印加されたときの周波数特性、太レヽ破線が可変容量性素子 1 4に逆バイァス 3 Vが印加されたときの周波数特性である。細い破線は、図 6に示す放射素子 1及ぴ第 1誘導性素子 1 1の合成リアクタンスの特性曲線である。可変容量性素子 1 4に印可される電圧の変ィ匕に従つて、合成リアクタンスが変ィヒして同調周波数が所望の周波数帯域内で変化する。図 7は、可変容量性素子 1 4として一般に入手可能な 0 ~ 3 [V] における容量変化比が略 5 ： 1の可変容量ダイオードを用いた場合の例を示した図である。なお、ここでは第 2誘導性素子 1 3を考慮していない。

可変リアクタンス回路 1 2が図 4に示すように第 2誘導性素子 1 3と可変容量性素子 1 4との並列回路になると、この可変リアクタンス回路 1 2の合成リアクタンスの周波数特性が図 8に示すようになる。可変容量性素子 1 4のキャパシタンスの変化に応じて可変リアクタンス回路 1 2の共振周波数が移動し、共振周波数よりも高い周波数では共振周波数に近づくほど大きな容量性を示す。図 8中、実線は可変容量性素子 1 4に逆パイァス 0 [V] が印加されたときの周波数特性、破線は可変容量性素子 1 4に逆バイアス 3 Vが印加されたときの周波数特性である。

図 9は、可変リアクタンス回路 1 2と第 1誘導性素子 1 1との合成リアクタンスー周波数特性を表す図である。可変リアクタンス回路 1 2の共振周波数を所望の同調周波数よりも低域側に設定することで、直列に第 1誘導性素子 1 1が接続された ¾lt素子 1の誘導性リアクタンス変化に対して可変リアクタンス回路 1 2 のリアクタンス極性を容量性に作用させることが可能になり、所望の周波数帯域全体で同調を可能にする。

図 9中、太い実線が可変リアクタンス回路 1 2と第 1誘導性素子 1 1との合成リアクタンスの周波数特性表す。細い実線及び破線は、可変リアクタンス回路 1 2のみの特性曲線である。

図 1 0は、第 1誘導性素子 1 1及ぴ ¾ 素子 1の合成リアクタンスと、可変リァクタンス回路 1 2のリアクタンスとの、合成リアクタンスの同調範囲を表す図である。

図 1 0中、太レ、実線は可変容量性素子 1 4に逆バイァス 0 Vが印加されたときの周波数特性、破線は可変容量性素子 1 4に逆バイァス 3 Vが印加されたときの周波数特性を表す。太い実線のリアクタンスゼロになる点から、破線のリアクタンスゼ口になる間を、この合成リアクタンスの周波数特性は変位する。そのために、この間が同調可能範囲になる。

[第 2実施形態]

図 1 1は、第 2実施形態による可変同調型アンテナの構成例を示す図である。この可変同調型アンテナは、図 4の可変同調型アンテナから第 1誘導性素子 1 1 を除いた構成になっている。放射素子 1は、所望の周波数帯域よりも共振周波数が高いために、当該周波数帯域内で容量' I·生を示す。

可変リアクタンス回路 1 2は、共振周波数が所望の同調周波数よりも高域側に設定されている。図 1 2は、このような可変リアクタンス回路 1 2のリアクタンスー周波数特性図である。可変リアクタンス回路 1 2は、放射素子 1の容量性リァクタンスの変ィ匕に対してリアクタンス極性を誘導性に作用させることが可能である。そのために、所望の周波数帯域全体での同調を実現できる。

図 1 2中、太い実線は可変容量性素子 1 4に逆バイァス 0 Vが印加されたときの周波数特性、破線は可変容量性素子 1 4に逆パイァス 3 Vが印加されたときの可変リアクタンス回路 1 2の周波数特性を表す。細レヽ実線は、放射素子 1の周波数特性を表す。

図 1 3は、このような可変同調型ァンテナの合成リアクタンスの周波数特1~生を表す図である。図 1 3中、実線は可変容量性素子 1 4に逆バイアス 0 Vが印加されたときの、破線は可変容量性素子 1 4に逆バイァス 3 Vが印加されたときの、合成リアクタンスの周波数特性を表す。可変容量性素子 1 4に印加される電圧により合成リアクタンスが変化して、基本共振周波数が所望の周波数帯域内で変動する。

図 1 4 ( a )、（b ) は、それぞれ、第 1実施形態又は第 2実施形態による可変同調型アンテナ 1を携帯電話機に搭載する場合の実装レイァゥトの例示図である。主基板上に、放射素子 1、同調回路 1 0、及びグランド 6が設けられている。主基板は、汎用の電子部品が実装可能な実装基板であり、携帯電話機に内蔵される。放射素子 1は先端開放型のモノポールァンテナであり、セラミックなどの誘電体基板上に設けられる。放射素子 1は、主基板の縁部に搭載される。 »f素子 1 は、図 1 4 ( a ) では、主基板の長手方向に対して放射素子 1の長手方向が直角になるように配置される。他方、図 1 4 ( b ) では、主基板の長手方向に対して放射素子 1の長手方向が TOになるように配置される。なお、ここでは、放射素子 1に先端開放型の素子を用いるために、放射素子 1とグランド 6とは接続されない。し力 ³し、放射素子 1に逆 F型などのグランド 6と接続する必要がある素子を用いる場合には、当然に放射素子 1をダランドに接続する。

同調回路 1 0は、放射素子 1と同様にセラミックなどからなる誘電体基板上に設けられる。同調回路 1 0は、素子 1に隣接して主基板上に配置される。同調回路 1 0は、例えば 5 0 [Ω] 線路 4により受信器 3に接続される。なお、同調回路 1 0に低雑音増幅器を設けて、同調回路 1 0を低雑音増幅器を介して受信器 3に直接接続してもよい。低雑音増幅器を用いると、腿素子 1と 5 0 [Ω] 線路 4間、低雑音増幅器と 5 0 [Ω]線路 4間の、二重の整合と 5 0 [Ω] 線路 4が不要になる。そのために接続に伴う損失を最小ィヒできる。また、整合のためのリアクタンス回路も不要になり、周波数特性の向上につながる。

受信器 3は、 FM、 VH F、 UHF、地上波デジタル放送などの放送帯を少なくとも一つ受信するための汎用の受信器である。受信器 3により、放射素子 1及ぴ同調回路 1 0により受信された同調周波数の信号が電気信号に変換されて、内部の他の装置に送られる。

以上のような実装形態では、放射素子 1が主基板の一方の縁部に搭載されるために、グランド 6を長くとることができる。 ¾ 素子 1がホイップアンテナの場合は、放射素子 1が主基板から突出して搭載されることが許容されるために、主基板のグランド 6のすベてをアンテナのためのグランドとして使用できる。放射素子 1が内蔵アンテナの場合は、主基板の放射素子 1の搭載スペースの長手方向の分だけ、実質的なグランド長が減少する。放射素子 1の最初の共振点は、所望の同調周波数よりも高いので、従来よりも放射素子 1を小型に構成することができる。これにより、主基板上の «f素子 1の搭載部分を除いたグランド 6を従来よりも長くとることができ、アンテナの性能を向上させることができる。なお、図 1 4 ( a ) と図 1 4 ( b ) との比較では、図 1 4 ( a ) の方がグランド 6を長くとることができる。そのために図 1 4 ( a )の構成のアンテナの周波数特性力図 1 4 ( b ) の構成のアンテナの周波数特性よりも優れている。

さらに、上記の実装形態では、携帯電話用のアンテナを、主基板の放射素子 1 が設けられている縁部とは異なる他方の縁部に搭載することができる。このように搭載すると、携帯電話用のアンテナと放射素子 1とを主基板上で最も隔離することができ、これらの間の相互干渉を低減することができる。

Claims

請求の範囲

1 . 共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い ½素子と、

前記放射素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を前記同調周波数よりも低レ、周波数に変位させる誘導性素子と、

前記誘導性素子と直列に接続され、前記放射素子と前記誘導性素子との合成リ了クタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける可変容量性素子と、

を有する可変同調型アンテナ。

2 . 前記放射素子の基本共振周波数が、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数であり、

前記誘導性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域よりも低くするためのリアクタンス値を有し、

前記可変容量个生素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有する、請求の範囲第 1項記載の可変同調型アンテナ。

3 . 共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い W素子と、

前記漏素子に直列に接続され、前記基本共振周波数を前記同調周波数よりも低い周波数に変位させる誘導性素子と、

前記誘導性素子と直列に接続された並列共振回路とを有し、

嫌己並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる第 2の誘導性素子と容量性素子との並列接続回路であり、前記第 2誘導性素子と前記容量性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける、

可変同調型アンテナ。

4. 前記放射素子の基本共振周波数が、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数であり、前記誘導性素子は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域よりも低くするためのリアクタンス値を有し、

前記並列共振回路は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有する、請求の範囲第 3項記載の可変同調型ァンテナ。

5 . 共振点と反共振点とが交互に周期的に出現し、最初の共振点の周波数である基本共振周波数が所定の同調周波数よりも高い ¾素子と、

前記素子に直列に接続された並列共振回路とを有し、

前記並列共振回路は、少なくともその一方のリアクタンスが可変となる誘導性素子と容量性素子との並列接続回路であり、前記誘導性素子と容量性素子との合成リアクタンスを変動させることにより前記基本共振周波数を前記同調周波数に近づける、

可変同調型アンテナ。

6 . 前記放射素子の基本共振周波数が、同調可能な周波数帯域よりも更に高い周波数であり、

前記並列共振回路は、前記基本共振周波数を前記周波数帯域に近づけるとともに、当該周波数帯域内で変動させるためのリアクタンス値の変動幅を有する、請求の範囲第 5項記載の可変同調型ァンテナ。

7. 前記放射素子は、その物理長が、前記同調周波数の波長の略 0 . 1以下である、

請求の範囲第 1項乃至第 6項のレ、ずれかの項に記載の可変同調型ァンテナ。

8. 請求の範囲第 1項乃至第 7項のレ、ずれかの項に記載の可変同調型ァンテナを搭載して成る携帯無線機。