WO2008031234A1 - Vorrichtung und verfahren zur frequenzsynchronisation einer anzahl rfid schreib-/lesestationen - Google Patents

Vorrichtung und verfahren zur frequenzsynchronisation einer anzahl rfid schreib-/lesestationen Download PDF

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WO2008031234A1
WO2008031234A1 PCT/CH2006/000688 CH2006000688W WO2008031234A1 WO 2008031234 A1 WO2008031234 A1 WO 2008031234A1 CH 2006000688 W CH2006000688 W CH 2006000688W WO 2008031234 A1 WO2008031234 A1 WO 2008031234A1
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WO
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frequency
signal
rfid read
write
power carrier
Prior art date
Application number
PCT/CH2006/000688
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English (en)
French (fr)
Inventor
Roland Küng
Original Assignee
Elektrobit Wireless Communications Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Elektrobit Wireless Communications Ltd. filed Critical Elektrobit Wireless Communications Ltd.
Publication of WO2008031234A1 publication Critical patent/WO2008031234A1/de

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06K—GRAPHICAL DATA READING; PRESENTATION OF DATA; RECORD CARRIERS; HANDLING RECORD CARRIERS
    • G06K7/00—Methods or arrangements for sensing record carriers, e.g. for reading patterns
    • G06K7/0008—General problems related to the reading of electronic memory record carriers, independent of its reading method, e.g. power transfer

Definitions

  • the invention falls within the field of communication technology. It relates to a device and a method for frequency synchronization of a number of RFID read / write stations according to the preamble of claim 1 and of claim 12.
  • An RFID system essentially consists of an RFID read / write station (reader, interrogator, in the following short: read station) and electronic data carriers (label, tag).
  • read station read station
  • electronic data carriers label, tag
  • the latter can be passive, i. operate without battery, but are dependent on continuous presence of a transmitted from the reading station power carrier signal, also called energy source.
  • RFID systems with ranges of several meters use UHF or microwave frequencies.
  • the reading station itself comprises a transmitter device with a baseband module and a high-frequency module (RF module) and a receiver with also a high-frequency part (RF part) and a baseband part.
  • RF module high-frequency module
  • RF part high-frequency part
  • the time slot method option is not always attractive.
  • the waiting time of individual reading stations would be overly long. It would be possible in principle to operate the power carrier signals of several reading stations with one another in the same frequency channel, because only the criterion of the energy gain from the power carrier signal for supplying their passive electronics is important for the data carriers. However, two or more such power carrier signals with a frequency spacing from each other come in a similar distance from the generating reading stations in the data carriers, so create unwanted modulations, also known as signal beats.
  • the frequencies of the oscillator signals of two identical reading stations never exactly match each other in practice, they typically deviate by several kilohertz (kHz) in the UHF frequency range. The deviation is also dependent on temperature and aging.
  • the resulting beat corresponds approximately to the frequencies which are also produced by modulation of a power carrier signal in command mode and thus disturbs the data carriers during reception because they try to detect a supposed instruction.
  • the difference frequency is too high to be eliminated by a high-pass filter during the day and too low for a low-pass filter.
  • the signal dips, especially at low difference of frequencies also lead to a loss of connection, because the disk in the extinguishing phase of the beating can gain too little energy for too long.
  • WO97O7413 discloses reading stations numerically controlled oscillators (NCO), also called direct digital synthesizer (DDS), which are taking advantage of their fast switchability of the frequency to use advantageous in frequency hopping (FH).
  • NCO numerically controlled oscillators
  • DDS direct digital synthesizer
  • WO2004015614 it is proposed to use a fixed common reference oscillator (eg 10 MHz), which then uses the high-frequency oscillators (eg 868-870 MHz) in the devices, for example using the PLL technique, synchronized to each other.
  • a fixed common reference oscillator eg 10 MHz
  • the high-frequency oscillators eg 868-870 MHz
  • EP-A-638036 describes, for example, a Fast Fourier Transformation (FFT) for determining the occupancy of frequency channels in RFID systems in order to detect free channels and to be able to assign this information to other reading stations via a control bus. It is not possible to operate several reading stations in a frequency channel without further measures.
  • FFT Fast Fourier Transformation
  • Another usage of the assigned frequency channels is the rapid random switching of the channels, so that collisions last less and sufficient time remains for a trouble-free query the disk.
  • US6429775 uses two VCO-based high-frequency synthesizers provided with digital PLL, of which alternately one is to be jumped to the next, while the other is connected to the transmitter for operation.
  • a similar approach with two synthesizers is found in EP1619601, which otherwise proposes a method similar to that in US2003031231 and aims at an adaptive frequency hopping method.
  • high-frequency oscillators, or synthesizers are in the correspondingly required signal quality a significant cost factor.
  • a device and a method it is therefore an object of the invention to develop such a device, or such a method for frequency synchronization of a number RFID read / write stations to the effect that with simple Means two or more RFID read / write devices in a frequency channel or with a predetermined frequency spacing are operable to reduce the bandwidth requirements of adjacent RFID read / write stations. It is a further object of the invention to ensure the operating modes single sideband and frequency hopping without interruption with the least possible hardware effort under the requirement to prevent at least permanent signal extinction. Another object of the invention is to be able to operate a high frequency oscillator for all channels at a fixed frequency.
  • the solution of the problem underlying the invention for the device is given in claim 1.
  • the core of the invention for the apparatus for frequency synchronization of a number RFID read / write stations is to emphasize that in a receiver device of a second RFID read / write station, the exact frequency of the power carrier signal of a first RFID read / write station can be calculated and thus a Frequency difference to the frequency of the power carrier signal of the second RFID read / write station for digital, instantaneous readjustment of the second RFID read / write station is used, so that the second RFID read / write station the same frequency of the power carrier signal as the first RFID write / Reading station or a predetermined frequency spacing to the frequency of the power carrier signal of the first RFID read / write station has
  • a first numerically controlled oscillator used to generate a baseband signal of the power carrier signal each having a digital input for the instantaneous frequency setting and the Phase variation includes.
  • Another advantageous aspect is to use a numerically controlled oscillator (also referred to below as "NCO” for short) using an algorithm which can be easily integrated or processed using a signal Frequency hopping operation to compensate for the once detected frequency error of two adjacent RFID read / write stations, either by periodic calibration outside the frequency hopping operation or when the hopping sequence is known.
  • NCO numerically controlled oscillator
  • the latter is often the case in a local application, as the RFI D-Sch rub- /
  • the core of the invention for the method is the fact that in the receiver device of a second RFID read / write station, the exact frequency of the power carrier signal of a first RFID read / write station is calculated and thus a frequency difference is used to the frequency of the power carrier signal of the second RFID read / write station for digital, instantaneous readjustment of the first numerically controlled oscillator in the second RFID read / write station, so that the second RFID read / write station the same frequency of the power carrier signal as the first RFID read / write station or a predetermined frequency spacing to the frequency of the power carrier signal of the first RFID read / write station has.
  • Fig.! a block diagram of an RFID read / write station according to the Software Defined
  • Radio principle which uses a part of a power carrier signal as a high-frequency oscillator signal in a receiver
  • FIG. 2 shows a further block diagram of the RFID read / write stations according to the software defined radio principle, which includes an RF oscillator as a high-frequency
  • NCO numerically controlled oscillator
  • Radio principle which includes several parallel processing instances; 5 shows an illustration of allocated frequency channels in the high-frequency band;
  • 6a shows a further illustration of allocated frequency channels in a base band of the receiver according to FIG. 2 and, by way of example, a power carrier signal of a first and a second RFID read / write station, which use the same channel CH3;
  • Fig. 6b is a further illustration of assigned frequency channels in the baseband of the receiver of Fig. 2 and, by way of example, the power carrier signal of the first and second RFID read / write stations using the same channel CH3 after correction of the frequency;
  • 6c shows a further illustration of allocated frequency channels in the base band of the receiver according to FIG. 1 and, by way of example, the power carrier signal of the first and the second RFID read / write station, which use the same channel CH4, and their spectra after the shift to the frequency 0 Hz;
  • FIG. 6d shows a further illustration of allocated frequency channels in the baseband of the receiver according to FIG. and, by way of example, the power carrier signal of the first and second RFID read / write stations using the same channel CH4 after the correction of the frequency has occurred;
  • Fig. 6e is a further illustration assigned frequency channels in the baseband of
  • Fig. 6f is a further illustration of assigned frequency channels in the baseband of the receiver of Fig. 2 and exemplifies the power carrier signal of the first and second RFID read / write stations using different channels (CH3, CH4) after the frequency correction has been made;
  • FIG. 7 shows a representation of a beat of the field strength of two power carrier signals with 4 Hz difference, with amplitude 1 and 0.7 and 0 degree phase, and the same with 60 degree phase.
  • RFID read / write stations are only partially shown, and only those parts that are relevant to the present invention aspects.
  • the RFID read / write stations are also called “read stations.”
  • Each of the read stations considered here is constructed according to the principle of "Software Defined Radio” (SRD), consisting of a conventional high frequency section with a high frequency oscillator 2, a complex one Up-converter 4, a transmitting amplifier 5, a transmitting antenna 6, a receiving antenna 7, a receiving amplifier 8, and a down-converter (down converter) 9, and a digital signal generating and processing base band part having a first numerically controlled oscillator 1, a signal processor 3, an analog / digital converter (A / D converter) 10 and a digital / analog converter (D / A converter) 20.
  • SRD Software Defined Radio
  • a transmitting device of a reading station comprises the first numerically controlled oscillator I 1 the digital / analog converter 20, the high-frequency oscillator 2, the complex up-mixer 4, the transmission amplifier 5 and the transmitting antenna 6 for transmitting a power carrier signal for the supply of at least one data carrier, and the receiver device comprises the reception antenna 7, the reception amplifier 8, the complex down-converter 9, the analog-to-digital converter 10 for the demodulation of the response data of data carriers and the first numerically controlled oscillator 3.
  • the first numerically controlled oscillator 1 of the baseband part of the D / AWandler 20 for a digital in-phase signal and a quadrature signal (I / Q signals) is connected downstream.
  • the in-phase signal 38 and the quadrature signal 39 in FIG. 3 are more clearly shown in FIG. 3.
  • the signals, which are now analog signals, are fed to a complex up-converter 4 (in-phase / quadrature high-frequency converter), a so-called up converter, in which the inphase signal Signal and the quadrature signal are mixed with the signal of the high-frequency oscillator 2 and added.
  • this high-frequency oscillator 2 At the output of this high-frequency oscillator 2 is a transmission signal available, which is filtered in the transmission amplifier 5 and amplified in the power range, to be subsequently radiated via the antenna 6 to -here not shown- data carriers.
  • the complex up-converter 4 makes it possible to generate a double-sideband signal as well as a single-sideband signal, depending on the processing of the phase-phase / quadrature signals.
  • a response signal scattered back from a data carrier is received by the receive antenna 7, amplified and filtered in the receive amplifier 8, and down-converted to the complex down-converter 9 (high-frequency converter) to baseband with the aid of a decoupled portion of the transmit signal, as shown in FIG , or the signal of the high-frequency oscillator 2 as shown in Fig. 2.
  • the complex down-converter 9, a so-called down converter again has an in-phase and quadrature structure and therefore has two analog output signals containing the entire frequency band of all allocated channels.
  • the two receive-side in-phase / quadrature signals are digitized in an A / D converter 10 and are available as a complex-valued signal digitally on a data bus 19 for the signal processor 3.
  • the numerically controlled oscillator also known as a direct digital synthesizer (DDS). whose digital Frequenzeinstell input 18 and Phaseneinstell input 17 are controlled by the digital signal processor 3.
  • the numerically controlled oscillator is composed essentially of digital function blocks except for a clock oscillator 32.
  • a phase accumulator 33 which mainly functions as a counter, adds over phase value feedback 37 per clock interval of the clock oscillator 32 to its content the value applied to the frequency input 18.
  • the Phasenakkumulator 33 rushes once in a certain time over its entire counting range and thus ultimately determines the frequency of the numerically controlled Oscillator 1. Accordingly, the numerically controlled oscillator 1 is instantaneously adjustable by changing the value at Frequenzeinstelleingang 18 to each frequency up to half the frequency of the clock oscillator 32. The resolution of the frequency range thus corresponds to a fraction (2 high minus counter size) of the clock oscillator 32. For the above numerical example, a usable range of 0 Hz to 50 MHz results in steps of 0.023 Hz.
  • the output signal of the phase accumulator 33 leads to an adder 36, to which a large digital signal located at the phase setting input 17 can be added.
  • the resulting sum signal is fed to two table memories, a cosine table memory 34 and a sine table memory 35, which store the digitized samples of the Functions cosine and sine over an interval 2 ⁇ included.
  • a cosine table memory 34 and a sine table memory 35 which store the digitized samples of the Functions cosine and sine over an interval 2 ⁇ included.
  • the desired in-phase signal 38 and quadrature signal 39 are available with high precision at the output.
  • such numerically controlled oscillators are realized inexpensively as a digital circuit in an ASIC 1, often in FPGA technology.
  • commercial direct digital synthesizer packages are available, which additionally include the D / A converter 20.
  • a high-frequency band center 59 is in the high-frequency range. Downconverted in the receiver device (7, 8, 9, 10, 3) to the baseband, high frequency band center 59 is at 0 Hz.
  • the signal processor 3 sees behind the A / D converter 10 at its input the whole band of the assigned frequency channels. According to the Nyquist theorem, the required sampling rate and the amount of data per time thus incurred by this signal processor 3 are correspondingly high. It is therefore advantageous in processor 3 first to filter out the channel specific for its own transmission or for monitoring another reading station and to mix it again to the baseband frequency 0 Hz.
  • the operation can be carried out completely digitally in the computer in the signal processor 3 or in a digital ASIC or FPGA as coprocessor-not shown here. As shown in FIG. 4, this requires the further, second and third numerically controlled oscillators 13, 42 and a first and a second complex-valued multiplier 12, 41.
  • a complex-valued multiplication with the mathematical operation takes place:
  • a selected channel from the range of frequency channels allocated for the application is available.
  • This channel can now be evaluated in various ways.
  • the read signal in the normal operating mode, the read signal can be demodulated and the data can be recovered, illustrated by way of example in FIG. 4 in a first demodulator data instance 43, and / or according to the invention the received power carrier signal of a second read station be determined with respect to the frequency position to its own reading station.
  • the calculation of the frequency difference occurs in a first frequency estimator instance 1 1 in the signal processor 3 with a frequency estimation algorithm. Different algorithms are suitable, depending on the available computing power of the signal processor.
  • the Discrete Fourier Transformation DFT its faster calculation variant, the Fast Fourier Transformation FFT and the Chirp-Z Transformation CZT are used here optionally.
  • An accuracy that goes beyond the generic resolution of the FFT can be calculated for undrawn signals by means of interpolation.
  • a preferred variant performs two FFT or one FFT and a CZT one after the other to increase the accuracy of the estimate.
  • Power carrier signal has a high level (typically 1 W) and the geometric
  • Spaces are usefully synchronized reading stations is low (less than 100 m).
  • Frequency estimator instance 1 1 determines the difference of the external power carrier signal to the reference point 0 Hz.
  • the reference point corresponds to your own
  • Power carrier signal 62 of a second reading station is at 0 Hz 1 that of the power carrier signal 61 of a first reading station, to which the second reading station would like to sync something above.
  • the difference is now output in the quantity correctly scaled for the first numerically controlled oscillator 1 of the second reading station by the first frequency estimator instance 11 and is adjusted to the frequency setting via a first and a second adder 14, 15 whose function is explained below - Input 18 of the first numerical oscillator 1 out.
  • the first numerically controlled oscillator 1 adjusts to the corrected frequency.
  • the baseband spectrum corresponding to FIG. 6b looks after correction, in the case of a reading station according to FIG. 2.
  • the correction quantity is small relative to the bandwidths of a single channel. Typical values for a channel bandwidth of 200 kHz are a correction bandwidth of -5 ... + 5 kHz.
  • the two power carrier signals would both be at 0 Hz (not shown here).
  • the two service providers are now synchronized in the frequency to the extent that ' at most very low-frequency beats arise which no longer disturb the reading cycle.
  • the resulting low frequency of the beat after the demodulator can be suppressed on a data carrier simply by a high pass 1st order.
  • FIGS. 6c and 6d A second example of an embodiment according to the invention is shown in FIGS. 6c and 6d, wherein the first reading station occupies the channel CH4 with carrier frequency 66 and the second reading station in the same channel with carrier frequency 67.
  • the frequency difference which is to be corrected is clearly recognizable.
  • the reading station was assumed to be the architecture of FIG. 1 this time.
  • the signal processor 3 of the receiver device (7, 8, 9, 10, 3) of the second read station the channel CH4 is mixed to 0 Hz because this station has been programmed on channel CH4, resulting in the spectral lines 66a and 67a.
  • the first frequency estimator instance 1 the frequency difference is again estimated and corrected in the first numerically controlled oscillator 1.
  • FIG. 6c and 6d A second example of an embodiment according to the invention is shown in FIGS. 6c and 6d, wherein the first reading station occupies the channel CH4 with carrier frequency 66 and the second reading station in the same channel with carrier frequency 67.
  • the corresponding situation in the spectrum is shown in FIGS. 6e and 6f.
  • the second read station to be synchronized operates with signal 67 in channel CH2, while the other, first read station operates in channel CH4.
  • the channel CH4 in the first complex value multiplier 12 is down-converted to the second numerically controlled oscillator 13 at the position 0 Hz, namely 66 to 66a in FIG Fig. 6e.
  • the error in the first frequency estimator instance 1 1 is determined and corrected in the first numerically controlled oscillator 1.
  • the frequency variable for the CH 2 in the adder 14 is added for operation on channel CH2 of the second read station which is now synchronized to the first read station in CH4. Both reading stations now have a well-defined frequency spacing.
  • Such operation may also be performed with read stations that have synchronized in frequency in one channel and then transmit simultaneously in that channel to better utilize the resource "frequency channel.”
  • groups of read stations are formed in a network which are timed synchronized but with another start channel following the same sequence, thus requiring a predetermined offset which is stored in an offset register 22.
  • the start channel determined via the addition stage 14 must The frequency value data which determines the sequence of the frequency channels to be addressed is formed in a sequence generator-frequency hopping method 21, this being referred to in the following as generator 21, but also only from a cyclically read memory area with pre-calculated values best can marry.
  • sequences are pseudo-random sequences or simply a linear run.
  • the output is via the adder 15.
  • the value for the Frequenzeinstell input 18 for the first numerically controlled oscillator 1 thus consists of the sum of the start channel, the difference to be addressed channel and the frequency deviation with respect to another reading station (master). It is possible according to the invention with the first numerically controlled oscillator 1, each frequency immediately, so instantaneously, to jump, since the first numerically controlled oscillator 1 occupies the new frequency already at the next clock of the clock oscillator 32.
  • VCO voltage-controlled oscillators
  • PLL phase-locked loops
  • a phase generator 16 is implemented in the processor 3 in a reader, which brings any phase between 0 degrees and 360 degrees as a control word for the Phaseneinstell input 17 of the first numerical oscillator 1 on the data bus.
  • the first numerically controlled oscillator 1 adds this phase value in a third adder 36 to the value of the phase accumulator 33 and thus shifts the phase by the desired amount.
  • a specific value can be generated or it is also possible to slowly sweep the value of the phase generator 16 over the range 0 to 360 degrees during the reading process.
  • This method has the effect that at least for some time at any place a maximum of power signal occurs and also this power signal is sufficient to provide the data carriers there, to power and query. To a certain extent, this maximum travels through space and can thus always bring other data carriers to answer. If there is a residual error between the two synchronized frequencies, this also causes a kind of beating to travel over time at one location from maximum to minimum.
  • Fig. 7 Two power carrier signals with the amplitudes of 1 and 0.7 and a frequency difference of 4 Hz (eg after a coarse synchronization) add their field strengths to the effective for the disk signal 71, shown in the upper part of the picture.
  • a time stamp 73 is clearly a partial erasure can be seen, which allows a disk under certain circumstances too little energy.
  • the x-axis can also be considered as a place in the field where the volumes are located. Erasure then takes place there at another time. Due to the residual errors in the synchronization of two frequencies results in a natural way, at least temporarily an interval with maximum within which a disk can work well.
  • the maximum must be forced in another way, namely with the aid of the above-mentioned phase shift. If the phase in one of two reading devices is shifted by the phase generator 16 to, for example, 60 degrees, the situation in the lower part of FIG. 7 results with the power carrier signal 72. At the same time mark 73, there is now almost a maximum of the added field strengths of the performers signals. It is easy to imagine how, due to slow phase variation in one of the participating readers, this maximum can travel through a volume of space in which data carriers are located, and thus a group of data carriers is always supplied with a sufficiently large power carrier signal in order to receive their response signals. Which variant is preferred depends on the reading times and the method for reading groups of data carriers. In any case, the resulting low-frequency signal components in both cases in the data carriers are easily removed by a high-pass filter.
  • an algorithm block a first demodulator data instance 43, can be connected to the output of the first complex-valued multiplier 12 simultaneous acquisition of data from data carriers are connected.
  • the components of the second numerically controlled oscillator 13 and the first complex-valued multiplier 12 can be implemented one or more times and access the same data bus baseband reception 19.
  • the extended receive channels represented in FIG. 4 by the second numerically controlled oscillator 42 and the second complex-valued multiplier 41, can serve together with further signal-processing instances, namely a second frequency estimator instance 44 and a second demodulator data instance 45 to perform various operations at the same time.
  • the volume response in the second demodulator data instance 45 may be demodulated and evaluated while the current synchronization is at the frequency of a second read station operating in a different channel with the first frequency estimator instance 1 1, the first complex valued multiplier 12 and the second numerically controlled oscillator 13, however, the frequencies of the power carrier signals of third reading stations can also be detected in a further, second frequency estimator instance 44 and the deviations stored in a memory, which means that the reading stations can be identified accordingly, for example with a preamble. This would make it possible, for example, in frequency hopping methods with any number of hopping sequences for each reading station to correct the frequency error with the value from the memory via the second adder 15 after identification of the respective reading channel jumping on the same channel.
  • the multi-instantiated components, second complex-valued multiplier 41, third numerically-controlled oscillator 42 and first demodulator data-instance 45 may be used to determine the occupancy of other frequency channels to parallel in adaptive systems the operation of switching to other free ones Channels.
  • the device may also be readily used to generate the necessary frequency offset used for single side band modulation (SSB) modes of data traffic from a reader to the data carrier (downlink) while the data carrier is responding with a double sideband signal on a subcarrier (uplink).
  • SSB single side band modulation
  • the modulated power carrier signal must be shifted by half the bandwidth of the single-sideband spectrum during downlink communication, and One of the two first or second adders 14 or 15 can also be used for this function, and exact derivation requires the introduction of modulated power carrier signals in the receiver Transmitting device (1, 20, 2, 4, 5, 6) by as mentioned between the first numerically controlled oscillator 1 and the D / A converter 20, a complex-valued multiplication is inserted -here not shown- at its one complex input the modulation signal been feeding
  • the fact that the immediate shift of the frequency for uplink and downlink can also be realized in the first numerically controlled oscillator 1 is sufficient.

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Abstract

Bei einer Vorrichtung und einem Verfahren nach der vorliegenden Erfindung zur Frequenzsynchronisation einer Anzahl RFID-Schreib-/Lesestationen, umfassend eine Sendevorrichtung (1, 20, 2, 4, 5, 6) zum Senden eines Leistungsträgersignals für die Versorgung von mindestens einem Datenträger, sowie eine Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) für die Demodulation von Antwortdaten der Datenträger, wird in der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) einer zweiten RFID-Schreib-/Lesestation die genaue Frequenz des Leistungsträgersignals einer ersten RFID-Schreib-/Lesestation berechnet und es erfolgt auf Grund einer Frequenzdifferenz zur Frequenz des Leistungsträgersignals der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation eine digitale, instantane Nachstellung der zweiten RFID- Schreib-/Lesestation, so dass die zweite RFID-Schreib-/Lesestation dieselbe Frequenz des Leistungsträgersignals wie die erste RFID-Schreib-/Lesestation oder einen vorausbestimmten Frequenzabstand zur Frequenz des Leistungsträgersignals der ersten RFID-Schreib- /Lesestation aufweist.

Description

Vorrichtung und Verfahren zur Frequenzsynchronisation einer Anzahl RFID Schreib-/Lesestationen
Die Erfindung fällt in das Gebiet der Kommunikationstechnik. Sie betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Frequenzsynchronisation einer Anzahl RFID-Schreib-/Lesestationen gemäss dem Oberbegriff des Anspruchs 1 , bzw. des Anspruchs 12.
Stand der Technik
Ein RFID System besteht im Wesentlichen aus einer RFID-Schreib-/Lesestation (Reader, Interrogator; im Folgenden kurz: Lesestation) und elektronischen Datenträgern (Etikette, Tag). Letztere können passiv, d.h. ohne Batterie arbeiten, sind aber auf dauernde Anwesenheit eines von der Lesestation ausgesendeten Leistungsträgersignals angewiesen, auch Energieträger genannt. RFID Systeme mit Reichweiten von mehreren Metern benutzen UHF- oder Mikrowellenfrequenzen. Die Lesestation selber umfasst eine Sendervorrichtung mit einer Basisband-Baugruppe und einer Hochfrequenz-Baugruppe (HF-Baugruppe) sowie einem Empfänger mit ebenfalls einem Hochfrequenz-Teil (HF-Teil) und einem Basisbandteil.
Stehen dem Anwender, der mehrere Lesestationen am selben Ort betreiben möchte, nur wenige Frequenzkanäle zur Verfügung, so kann er nicht alle Stationen ohne weiteres zeitgleich einsetzen. Da ein vollständiger Lesezyklus für eine Population von Tags, beispielsweise eine Waren-Palette, etwa 4 Sekunden dauern kann, ist die Option Zeitschlitzverfahren nicht immer attraktiv. Die Wartezeit einzelner Lesestationen würde über Gebühr lang. Es wäre prinzipiell möglich, die Leistungsträgersignale mehrerer Lesestationen miteinander im gleichen Frequenzkanal zu betreiben, weil ja für die Datenträger nur das Kriterium des Energiegewinns aus dem Leistungsträgersignal zur Versorgung ihrer passiven Elektronik wichtig ist. Treffen jedoch zwei oder mehrere solche Leistungsträgersignale mit einem Frequenzabstand zueinander in ähnlicher Distanz von den erzeugenden Lesestationen bei den Datenträgern ein, so entstehen unerwünschte Modulationen, auch als Signalschwebungen bekannt.
Die Frequenzen der Oszillatorsignale zweier an sich baugleicher Lesestationen stimmen in der Praxis auf Grund der Bauteiletoleranzen nie genau überein, sie weichen typischerweise im UHF Frequenzbereich um mehrere Kilohertz (kHz) ab. Die Abweichung ist zudem abhängig von Temperatur und Alterung. Die entstehende Schwebung entspricht dabei etwa den Frequenzen, welche auch durch Modulation eines Leistungsträgersignals im Kommando- Mode entstehen und stört die Datenträger somit beim Empfang, weil diese eine vermeintliche Anweisung zu detektieren versuchen. Die Differenzfrequenz liegt zu hoch, um im Tag durch ein Hochpassfilter eliminiert zu werden und zu tief für ein Tiefpassfilter. Zudem können die Signaleinbrüche, vor allem bei geringer Differenz der Frequenzen, auch zu einem Verbindungsverlust führen, weil der Datenträger in der auslöschenden Phase der Schwebung zulange zu wenig Energie gewinnen kann.
Die WO97O7413 offenbart für Lesestationen numerisch gesteuerte Oszillatoren (NCO), auch direkte digitale Synthesizer (DDS) genannt, die unter Ausnutzung ihrer schnellen Umschaltbarkeit der Frequenz, bei Frequenzsprungverfahren (Frequency Hopping, FH) vorteilhaft einzusetzen sind.
In der US2004021456 wird in einer Anwendung mit zwei Lesestationen ein gemeinsamer Hochfrequenz-Oszillatorbaustein für die beiden Lesestationen benutzt. Dies hat aber nebst einer aufwändigen und teuren Verkabelung, wie man sie für hochfrequente Signale kennt, auch technische Grenzen wenn mehr als zwei Geräte betrieben werden sollen oder diese eine gewisse Mobilität aufweisen müssen.
In der WO2004015614 wird vorgeschlagen, einen festen gemeinsamen Referenzoszillator (z.B. 10 MHz) zu verwenden, welcher dann die hochfrequenten Oszillatoren (z.B. 868-870 MHz) in den Geräten, zum Beispiel mit Hilfe der PLL Technik, aufeinander synchronisiert. Auch für diesen Fall ergeben sich trotz einer etwas weniger aufwändigeren Verkabelung ähnliche Nachteile bezüglich Mobilität und Kosten der Verkabelung.
Die EPl 638036 beschreibt beispielsweise eine Fast Fourier Transformation (FFT) zur Ermittlung der Belegung von Frequenzkanälen in RFID Systemen, um freie Kanäle erkennen und über einen Steuerbus diese Information anderen Lesestationen zuweisen zu können. Es ist nicht möglich, ohne weitere Massnahmen mehrere Lesestationen in einem Frequenzkanal zu betreiben.
Eine weitere Nutzungsart der zugeteilten Frequenzkanäle ist das rasche zufällige Wechseln der Kanäle, so dass Kollisionen weniger lang andauern und genügend Zeit für eine störungsfreie Abfrage der Datenträger verbleibt.
In der US6429775 werden zwei mit digitalem PLL versehene, VCO basierte hochfrequente Synthesizer verwendet, von denen abwechslungsweise einer am Einschwingen auf die nächste anzuspringende Frequenz ist, während der andere für den Betrieb dem Sender zugeschaltet ist. Ein ähnlicher Ansatz mit zwei Synthesizern ist in der EPl 619601 zu finden, welche ansonsten ein Verfahren ähnlich demjenigen in der US2003031231 vorschlägt und ein adaptives Frequenzsprungverfahren zum Ziel hat. Solche zu verwendende, hochfrequente Oszillatoren, bzw. Synthesizer sind in der entsprechend benötigten Signalqualität ein wesentlicher Kostenfaktor.
Kurze Darstellung der Erfindung
Hinsichtlich einer Vorrichtung und einem Verfahren ist es deshalb Aufgabe der Erfindung, eine solche Vorrichtung, bzw. ein solches Verfahren zur Frequenzsynchronisation einer Anzahl RFID-Schreib-/Lesestationen dahingehend weiter zu entwickeln, dass mit einfachen Mitteln zwei oder mehrere RFID-Schreib-/Lesegeräte in einem Frequenzkanal oder mit einem vorausbestimmten Frequenzabstand betreibbar sind, um den Bandbreitebedarf benachbarter RFID-Schreib-/Lesestationen zu reduzieren. Es ist weiter Aufgabe der Erfindung, die Betriebsarten Einseitenband und Frequenzsprungverfahren unterbruchsfrei mit kleinstmöglichem Hardware-Aufwand zu gewährleisten unter der Vorgabe, zumindest dauerhafte Signalauslöschungen zu unterbinden. Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, einen Hochfrequenzoszillator für alle Kanäle auf einer festen Frequenz betreiben zu können.
Die Lösung der der Erfindung zugrunde liegenden Aufgabe für die Vorrichtung ist in Anspruch 1 angegeben. Als Kern der Erfindung für die Vorrichtung zur Frequenzsynchronisation einer Anzahl RFID-Schreib-/Lesestationen ist herauszustellen, dass in einer Empfängervorrichtung einer zweiten RFID-Schreib-/Lesestation die genaue Frequenz des Leistungsträgersignals einer ersten RFID-Schreib-/Lesestation berechenbar ist und somit eine Frequenzdifferenz zur Frequenz des Leistungsträgersignals der zweiten RFID-Schreib- /Lesestation zur digitalen, instantanen Nachstellung der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation verwendbar ist, so dass die zweite RFID-Schreib-/Lesestation dieselbe Frequenz des Leistungsträgersignals wie die erste RFID-Schreib-/Lesestation oder einen vorausbestimmten Frequenzabstand zur Frequenz des Leistungsträgersignals der ersten RFID-Schreib- /Lesestation aufweist
Mit Vorteil erfolgt das Angleichen der Frequenz oder die vorausbestimmte Beabstandung der Frequenz der Leistungsträgersignale zweier oder mehrerer RFID-Schreib-/Lesestationen drahtlos, wobei ein zur Erzeugung eines Basisbandsignals des Leistungsträgersignals verwendeter, erster numerisch gesteuerter Oszillator jeweils einen digitalen Eingang für die instantane Frequenzeinstellung und die Phasenvariation umfasst. Ein weiterer vorteilhafter Aspekt ist, dass unter Verwendung eines einfach integrierbaren bzw. mit einem Signal verarbeitenden Algorithmus realisierten, numerisch gesteuerten Oszillator (im Folgenden auch kurz „NCO" genannt) zu verwenden. Es ist damit -wie teilweise gefordert- auch möglich, in einem Frequenzsprungbetrieb den einmal erfassten Frequenzfehler zweier benachbarter RFID-Schreib-/Lesestationen weiterhin zu kompensieren, entweder durch periodische Kalibration ausserhalb des Frequenzsprungbetriebs oder wenn die Sprungssequenz bekannt ist. Letzteres ist in einer lokalen Applikation häufig der Fall, da die RFI D-Sch reib-/ Lesestationen zeitsynchron nach bestimmten Mustern springen. In gleicher Weise ist es möglich, nebst einer Frequenzschätzung auch die Belegungsart des Kanals festzustellen, wobei hierzu lediglich eine Pegelauswertung in einem Frequenzkanal erforderlich ist.
Den Erfindungsgedanken für die Vorrichtung weiterbildende Merkmale sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche 2 bis 1 1.
Die Lösung der der Erfindung zugrunde liegenden Aufgabe für das Verfahren ist in Anspruch 12 angegeben. Analog zu der Aufgabenlösung für die Vorrichtung ist der Kern der Erfindung für das Verfahren darin zu sehen, dass in der Empfängervorrichtung einer zweiten RFID-Schreib-/Lesestation die genaue Frequenz des Leistungsträgersignals einer ersten RFID-Schreib-/Lesestation berechnet wird und somit eine Frequenzdifferenz zur Frequenz des Leistungsträgersignals der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation zur digitalen, instantanen Nachstellung des ersten numerisch gesteuerten Oszillators in der zweiten RFID-Schreib- /Lesestation verwendet wird, so dass die zweite RFID-Schreib-/Lesestation dieselbe Frequenz des Leistungsträgersignals wie die erste RFID-Schreib-/Lesestation oder einen vorausbestimmten Frequenzabstand zur Frequenz des Leistungsträgersignals der ersten RFID-Schreib-/Lesestation aufweist. Sämtliche weiteren Vorteile, die bereits zu der kurzen Darstellung der Erfindung für die Vorrichtung ihre Würdigung fanden, sind analog auch gültig für das erfindungsgemässe Verfahren zur Frequenzsynchronisation mehrerer RFID-Schreib-/Lesestationen und werden aus Gründen der Textökonomie hier nicht wiederholt.
Den Erfindungsgedanken für das Verfahren weiterbildende Merkmale sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche 12 bis 22.
Kurze Beschreibung der Zeichnung
Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Figuren beispielhaft erläutert. Gleiche Gegenstände sind in den Figuren grundsätzlich mit gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Es zeigen rein schematisch die:
Fig.! ein Blockschaltbild einer RFID-Schreib-/Lesestation nach dem Software Defined
Radio Prinzip, welches einen Teil eines Leistungsträgersignals als hochfrequentes Oszillatorsignal in einem Empfänger verwendet;
Fig.2 ein weiters Blockschaltbild der RFID-Schreib-/Lesestationen nach dem Software Defined Radio Prinzip, welches einen RF Oszillator als hochfrequentes
Oszillatorsignal im Empfänger verwendet;
Fig.3 ein weiteres Blockschaltbild eines numerisch kontrollierten Oszillators (NCO)
Fig.4 ein weiteres Blockschaltbild der RFID-Schreib-/Lesestation nach dem Software
Defined Radio Prinzip, welches mehrere parallele Verarbeitungsinstanzen beinhaltet; Fig. 5 eine Darstellung zugeteilter Frequenzkanäle im Hochfrequenzband;
Fig, 6a eine weitere Darstellung zugeteilter Frequenzkanäle in einem Basisband des Empfängers nach Fig. 2 und beispielhaft ein Leistungsträgersignal einer ersten und einer zweiten RFID-Schreib-/Lesestation, welche denselben Kanal CH3 benutzen;
Fig. 6b eine weitere Darstellung zugeteilter Frequenzkanäle im Basisband des Empfängers nach Fig. 2 und beispielhaft das Leistungsträgersignal der ersten und der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation, welche denselben Kanal CH3 benutzen, nachdem die Korrektur der Frequenz erfolgt ist;
Fig. 6c eine weitere Darstellung zugeteilter Frequenzkanäle im Basisband des Empfängers nach Fig. 1 und beispielhaft das Leistungsträgersignal der ersten und der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation, welche denselben Kanal CH4 benutzen, sowie deren Spektren nach der Verschiebung auf die Frequenz 0 Hz;
Fig. 6d eine weitere Darstellung zugeteilter Frequenzkanäle im Basisband des Empfängers nach Fig.! und beispielhaft das Leistungsträgersignal der ersten und der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation, welche denselben Kanal CH4 benutzen, nachdem die Korrektur der Frequenz erfolgt ist;
Fig. 6e eine weitere Darstellung zugeteilter Frequenzkanäle im Basisband des
Empfängers nach Fig. 2 und beispielhaft das Leistungsträgersignal der ersten und der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation, welche verschiedene Kanäle benutzen (CH3, CH4), sowie deren Spektren nach der Verschiebung auf
Frequenz 0 Hz; Fig. 6f eine weitere Darstellung zugeteilter Frequenzkanäle im Basisband des Empfängers nach Fig. 2 und beispielhaft das Leistungsträgersignal der ersten und der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation, welche verschiedene Kanäle benutzen (CH3, CH4), nachdem die Korrektur der Frequenz erfolgt ist;
Fig. 7 eine Darstellung einer Schwebung der Feldstärke zweier Leistungsträgersignale mit 4 Hz Differenz, mit Amplitude 1 und 0.7 und 0 Grad Phase, sowie dasselbe mit 60 Grad Phase.
In den Fig. 1 , 2, 4 sind RFID-Schreib-/Lesestationen lediglich teilweise gezeigt, und zwar nur diejenigen Teile, die für die vorliegenden Erfindungsaspekte von Belang sind. Im Folgenden werden die RFID-Schreib-/Lesestationen auch lediglich „Lesestationen" genannt. Jede der hier betrachteten Lesestationen ist nach dem Prinzip „Software Defined Radio" (SRD) aufgebaut, bestehend aus einem üblichen Hochfrequenzteil mit einem Hochfrequenz- Oszillator 2, einem komplexen Aufwärtsmischer (Up-Converter) 4, einem Sendeverstärker 5, einer Sendeantenne 6, einer Empfangsantenne 7, einem Empfangsverstärker 8, und einem komplexen Abwärtsmischer (Down-Converter) 9, und einem ein digitales Signal generierenden und verarbeitenden Basisbandteil mit einem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 , einem Signalprozessor 3, einem Analog/Digital-Wandler (A/D-Wandler) 10 und einem Digital/Analog-Wandler (D/A-Wandler) 20. Neben dieser Gruppierung mehrerer Elemente einer Lesestation zum Hochfrequenzteil und zum Basisbandteil, ist es ebenfalls üblich die Funktionsbereiche „Sendevorrichtung" und „Empfangsvorrichtung" einer Lesestation zu definieren. Eine Sendevorrichtung einer Lesestation umfasst den ersten numerisch gesteuerten Oszillator I 1 den Digital/Analogwandler 20, den Hochfrequenz- Oszillator 2, den komplexen Aufwärtsmischer 4, den Sendeverstärker 5 und die Sendeantenne 6 zum Senden eines Leistungsträgersignals für die Versorgung mindestens eines Datenträgers, und die Empfängervorrichtung umfasst die Empfangsantenne 7, den Empfangsverstärker 8, den komplexen Abwärtsmischer 9, den Analog/Digitalwandler 10 für die Demodulation der Antwortdaten von Datenträgem und den ersten numerisch gesteuerten Oszillator 3 umfasst.
Der Übersichtlichkeit willen wird nur die Verarbeitung eines unmodulierten Leistungsträgersignals, das von den Lesestationen ausgesendet und auch empfangen wird, beschrieben, ohne dass die Erfindung auf solche unmodulierten Leistungsträgersignale reduziert wird. Der Fachmann kann sich aber auch ein moduliertes Leistungsträgersignal herleiten, indem er zwischen dem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 und dem nachgeschalteten Digital-ZAnalog-Wandler 20 ein -hier nicht dargestelltes- komplexwertiges Multiplikationswerk ergänzt, an dessen einem komplexen Eingang ein Modulationssignal eingespeist werden kann. Im Falle eines Einseitenbandsignals (SSB) ist dem Fachmann bekannt, dass das Quadratur-Signal dann der Hilbert-Transformierten des lnphase-Signals entsprechen muss.
In Fig. 1 ist dem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 des Basisbandteils der D/AWandler 20 für ein digitales Inphase-Signal und ein Quadratur-Signal (I/Q-Signale) nachgeschaltet. Deutlicher zeigen sich das Inphase-Signal 38 und das Quadratur-Signal 39 in Fig. 3. Die nunmehr analogen Signale werden einem komplexen Aufwärtsmischer 4 (Inphase-/Quadratur-Hochfrequenzkonverter), ein so genannter Up-Converter, zugeführt, indem das Inphase-Signal und das Quadratur-Signal mit dem Signal des Hochfrequenz- Oszillators 2 gemischt und addiert werden. Am Ausgang diese Hochfrequenz-Oszillators 2 steht ein Sendesignal zur Verfügung, welches in dem Sendeverstärker 5 gefiltert und in den Leistungsbereich verstärkt wird, um anschliessend über die Antenne 6 zu den -hier nicht dargestellten- Datenträgern ausgestrahlt zu werden. Der komplexe Aufwärtsmischer 4 erlaubt es je nach Aufbereitung der !nphase-/Quadratur-Signale ein Zweiseitenbandsignal wie auch ein Einseitenbandsignal zu erzeugen.
Ein von einem Datenträger zurück gestreutes Antwortsignal wird mit der Empfangsantenne 7 empfangen, im Empfangsverstärker 8 verstärkt und gefiltert und dem komplexen Abwärtsmischer 9 (Hochfrequenzkonverter) ins Basisband heruntermischt unter zu Hilfenahme eines ausgekoppelten Teils des Sendesignals, wie in Fig. 1 anhand der Sendesignalauskopplung 31 gezeigt, oder des Signals des Hochfrequenz-Oszillators 2 wie in Fig. 2 dargestellt. Der komplexe Abwärtsmischer 9, ein so genannter Down-Converter, weist wiederum eine Inphase- und Quadraturstruktur auf und hat deshalb zwei analoge Ausgangsignale bereit, welche das ganze Frequenzband aller zugeteilten Kanäle enthalten. n/3i
Die beiden empfangsseitig erhaltenen Inphase-/Quadratur-Signale werden in einem A/D- Wandler 10 digitalisiert und stehen als komplexwertiges Signal digital auf einem Datenbus 19 für den Signalprozessor 3 zur Verfügung.
Wie Fig. 3 erhellt, wird zur Erzeugung der digitalen Inphase-/Quadratur-Signale 38, 39 -im Folgenden auch I/Q-Signale genannt- auf der Senderseite erfindungsgemäss der numerisch gesteuerte Oszillator 1 , auch bekannt als direkt digitaler Synthesizer (DDS) verwendet, dessen digitaler Frequenzeinstell-Eingang 18 und Phaseneinstell-Eingang 17 vom digitalen Signalprozessor 3 angesteuert werden. Der numerisch gesteuerte Oszillator ist im Wesentlichen aus digitalen Funktionsblöcken aufgebaut mit Ausnahme eines Taktoszillators 32. Ein Phasenakkumulator 33, der hauptsächlich als ein Zähler fungiert, addiert über eine Phasenwert-Rückführung 37 pro Taktintervall des Taktoszillators 32 zu seinem Inhalt den am Frequenzeingang 18 anliegenden Wert. Abhängig von der Taktfrequenz des Taktoszillators 32, typischerweise 100 MHz und der Grosse des Phasenakkumulators 33, typischerweise 32 Bit, sowie dem Wert am Frequenzeingang, eilt der Phasenakkumulator 33 in einer gewissen Zeit einmal über seinen ganzen Zählbereich und bestimmt damit letztlich die Frequenz des numerisch gesteuerten Oszillators 1. Entsprechend ist der numerisch gesteuerte Oszillator 1 instantan durch Veränderung des Wertes am Frequenzeinstelleingang 18 auf jede Frequenz bis zur halben Frequenz des Taktoszillators 32 einstellbar. Die Auflösung des Frequenzbereichs entspricht demzufolge einem Bruchteil (2 hoch minus Zählergrösse) des Taktoszillators 32. Für das obige Zahlenbeispiel ergibt sich ein nutzbarer Bereich von 0 Hz bis 50 MHz in Schritten von 0.023 Hz.
Das Ausgangssignal des Phasenakkumulators 33 führt zu einem Addierer 36, an welchem sich eine am Phaseneinstell-Eingang 17 befindliche Grosse digital hinzuaddieren lässt. Das entstehende Summensignal wird auf zwei Tabellenspeicher, einem Cosinus Tabellenspeicher 34 und einem Sinus Tabellenspeicher 35, geführt, welche die digitalisierten Stützwerte der Funktionen Cosinus und Sinus über ein Intervall 2π enthalten. Auf diese Weise stehen am Ausgang das gewünschte Inphase-Signal 38 und Quadratur-Signal 39 hochpräzise zur Verfügung. In der Praxis werden solche numerisch gesteuerten Oszillatoren kostengünstig als digitale Schaltung in einem ASIC1 oft in FPGA Technologie, realisiert. Es ist aber auch möglich die Anordnung von Fig. 3 als Ablaufprogramm in einem Prozessor zu implementieren, zum Beispiel in einem schnellen digitalen Signalprozessor. Des Weiteren sind kommerzielle direkt digitale Synthesizer Bausteine erhältlich, welche zusätzlich den D/A-Wandler 20 umfassen.
Im Unterschied zu der Ausgestaltung in Fig. I 1 bei der in der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) die Summe der Frequenzen aus dem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 und dem hochfrequenten Oszillator 2 mittels der Sendesignalauskopplung 31 verwendet wird, ist bei der Ausgestaltung der Erfindung nach Fig. 2 nur die Frequenz des Hochfrequenz- Oszillator 2 in dem komplexen Abwärts misch er 9 der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) eingeprägt Im Falle der Summe nach Fig. 1 wird das hochfrequente Band immer exakt auf die gleichen Frequenzen heruntergemischt, die Frequenzbandmitte also auf 0 Hz, egal wie der erste numerisch gesteuerte Oszillator 1 programmiert wird. Es ist bekannt, dass in der komplex-wertigen Signalverarbeitung mit Hilfe von I/Q-Signale auch negative Frequenzen definiert sind. Betrachtet man in Fig.5 das Sendespektrum, dargestellt durch die zur Verfügung stehenden Frequenzkanäle 51-55 (CH1 -CH5), so liegt eine Hochfrequenz- Bandmitte 59 im Hochfrequenzbereich. Heruntergemischt in der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) ins Basisband kommt Hochfrequenz-Bandmitte 59 auf 0 Hz zu liegen.
Im Falle der Ausführung von Fig. 2 wird -technisch etwas einfacher- lediglich das
Hochfrequenz-Oszillatorsignal 2 aufgeteilt. Verschiebt man nun die Frequenz im ersten numerisch gesteuerten Oszillator! um einen bestimmten Wert, so wird das Basisbandspektrum in der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) ebenfalls um diesen Wert verschoben, Dies ist aber nicht nachteilig, da der entstandene Verschiebungswert ja vom Prozessor 3 an den ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 ausgegeben wurde und somit diesem bekannt ist und bei der weiteren Verarbeitung in der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) wieder korrigiert werden kann mit einem zweiten numerisch gesteuerten Oszillator 13 (Fig. 1 , Fig. 2) oder zusätzlich mit einem dritten numerisch gesteuerten Oszillator 42 (Fig. 4).
Der Signalprozessor 3 sieht hinter dem A/D-Wandler 10 an seinem Eingang das ganze Band der zugeteilten Frequenzkanäle. Entsprechend hoch ist dafür nach dem Nyquist Theorem die erforderliche Abtastrate und die damit an diesen Signalprozessor 3 anfallende Datenmenge pro Zeit. Es ist deshalb vorteilhaft im Prozessor 3 zuerst den für die eigene Übertragung oder den für die Überwachung einer anderen Lesestation spezifischen Kanal auszufiltem und erneut auf die Basisbandfrequenz 0 Hz zu mischen. Die Operation kann vollständig digital rechnerisch im Signalprozessor 3 oder in einem digitalen ASIC oder FPGA als Koprozessor -der hier nicht gezeigt ist- durchgeführt werden. Wie Fig. 4 zeigt, benötigt man dazu die weiteren, zweiten und dritten numerisch gesteuerten Oszillatoren 13, 42 und ein erstes und ein zweites komplexwertiges Multiplizierwerk 12, 41. Hier erfolgt eine komplexwertige Multiplikation mit der mathematischen Operation:
(lin+j Qin) • (Inco+j Qnco) = (lin • Inco - Qin • Qnco) + j (lin • Qnco +jQin • Inco) = lout + j Qout
Damit steht in einer Lesestation zur Auswertung ein ausgewählter Kanal aus dem Bereich der für die Applikation zugeteilten Frequenzkanäle zur Verfügung. Dieser Kanal kann nun in verschiedener Weise ausgewertet werden. Einerseits kann in der normalen Betriebsart das gelesene Signal demoduliert und die Daten zurückgewonnen werden, dargestellt beispielhaft in Fig. 4 in einer ersten Demodulator-Daten-Instanz 43, und / oder erfindungsgemäss das empfangene Leistungsträgersignal einer zweiten Lesestation bezüglich der Frequenzlage zur eigenen Lesestation bestimmt werden. Die Berechnung der Frequenzdifferenz geschieht in einer ersten Frequenzschätzer-Instanz 1 1 im Signalprozessor 3 mit einem Frequenzschätz-Algorithmus. Verschiedene Algorithmen sind dafür geeignet, je nach zur Verfügung stehender Rechenleistung des Singnalprozessors. Die Diskrete Fourier- Transformation DFT, ihre schnellere Berechnungsvariante, die Fast Fourier-Transformation FFT und die Chirp-Z Transformation CZT gelangen hier wahlweise zum Einsatz. Eine über die generische Auflösung der FFT gehende Genauigkeit kann bei unverrauschten Signalen mittels Interpolation berechnet werden. Eine bevorzugte Variante führt zwei FFT oder eine FFT und eine CZT gestuft nacheinander aus, um die Genauigkeit der Schätzung zu erhöhen, Für eine Beschreibung solcher Lösungen wird auf die Fachschrift: An Efficient Algorithm for High Resolution, Power Quality Measurements of Sparsely Distributed Power System Harmonics and Interharmonics, Don Hack, Ken Runtz, Ralph Mason, IEEE WESCANEX '95 PROCEEDINGS, P 24-26 verwiesen.
Eine Genauigkeit im Bereich von 1 Hz ist mit diesen Algorithmen erreichbar. Das empfangene Signal ist in der RFID Anwendung tatsächlich praktisch unverrauscht, da das
Leistungsträgersignal einen hohen Pegel aufweist (typisch 1 W) und die geometrischen
Abstände sinnvollerweise zu synchronisierender Lesestationen gering ist (unter 100 m).
Durch Verarbeitung einer bestimmten Anzahl Abtastwerte wird im Algorithmus der
Frequenzschätzer-Instanz 1 1 die Differenz des fremden Leistungsträgersignals zum Bezugspunkt 0 Hz ermittelt. Der Bezugspunkt entspricht dabei der eigenen
Leistungsträgerfrequenz.
Betrachtet man den Vorgang in Fig. 6a für den Fall, dass zwei Lesestationen im gleichen
Kanal CH3 arbeiten, so ergibt sich folgende Sachlage. Die Position des
Leistungsträgersignals 62 einer zweiten Lesestation liegt bei 0 Hz1 diejenige des Leistungsträgersignals 61 einer ersten Lesestation, auf die die zweite Lesestation synchronisieren möchte, etwas oberhalb. Die Differenz wird nun in der für den ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 der zweiten Lesestation richtig skalierten Grosse von der ersten Frequenzschätzer-Instanz 1 1 ausgegeben und über einen ersten und einen zweiten Addierer 14, 15, deren Funktion im Folgenden erläutert wird, an den Frequenzeinstell- Eingang 18 des ersten numerischen Oszillator 1 geführt. Instantan stellt sich der erste numerisch gesteuerte Oszillator 1 auf die korrigierte Frequenz ein. An der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) sieht dann nach erfolgter Korrektur das Basisbandspektrum entsprechend Fig. 6b aus, für den Fall einer Lesestation gemäss Fig. 2. Die Korrekturgrösse ist relativ zu den Bandbreiten eines einzelnen Kanals gering. Typische Werte sind bei einer Kanalbandbreite 200 kHz eine Korrekturbandbreite von -5...+5 kHz. Im Falle einer Lesestation nach Fig.1 , würden die beiden Leistungsträgersignale beide bei 0 Hz liegen (hier nicht abgebildet). In beiden Fällen sind nun zielgemäss die beiden Leistungsträger in der Frequenz soweit synchronisiert, 'dass höchstens noch sehr niederfrequente Schwebungen entstehen, welche den Lesezyklus nicht mehr stören. In der Praxis kann auf einem Datenträger die entstehend tiefe Frequenz der Schwebung nach dem Demodulator einfach durch einen Hochpass 1. Ordnung unterdrückt werden.
Ein zweites Beispiel einer erfindungsgemässen Ausführung ist in Fig. 6c und 6d dargestellt, wobei die erste Lesestation den Kanal CH4 mit Trägerfrequenz 66 belegt und die zweite Lesestation im selben Kanal mit Trägerfrequenz 67. Klar zu erkennen ist der Frequenzunterschied, welcher auskorrigiert werden soll. Als Lesestation wurde diesmal die Architektur nach Fig. 1 angenommen. Im Signalprozessor 3 der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) der zweiten Lesestation der Kanal CH4 auf 0 Hz gemischt weil diese Station auf Kanal CH4 programmiert wurde, resultierend in den Spektrallinien 66a und 67a. In der ersten Frequenzschätzer-Instanz 1 1 wird wiederum die Frequenzdifferenz geschätzt und im ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 korrigiert. Als Resultat ergibt sich die Sachlage nach Fig. 6d mit synchronisierten Leistungsträgersignalen in CH4. Damit aber der erste numerisch gesteuerte Oszillator 1 den Kanal CH4 auch ansteuern konnte und nachfolgend kann, muss die entsprechende Differenz für diesen Kanal zur O Hz Marke im ersten Addierer 14 dazuaddiert werden. Der Wert dazu ist im Offset Register 22 abgelegt. Die Vorgabe liefert der Signalprozessor 3 auf Grund der gewünschten Einstellung über den Betrieb der Lesestation durch den Benutzer.
In einer weiteren Ausführungsform nach der Erfindung möchte man die Frequenzen zweier Lesestationen mit der Architektur einer Lesestation nach Fig. 2 ebenfalls aufeinander synchronisieren, jedoch in zwei verschiedenen Kanälen mit genauem Frequenzabstand unterbringen. Die entsprechende Situation im Spektrum ist in den Fig. 6e und 6f dargestellt. Die zu synchronisierende, zweite Lesestation ist mit dem Signal 67 im Kanal CH2 arbeitend, während die andere, erste Lesestation in Kanal CH4 arbeitet. Im Basisbandteil der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3), der zu synchronisierenden Lesestation wird der Kanal CH4 in dem ersten komplexwertigen Multiplizierwerk 12 mit dem zweiten numerisch gesteuerten Oszillator 13 auf die Position 0 Hz zentriert heruntergemischt, namentlich 66 zu 66a in Fig. 6e. Es wird der Fehler in der ersten Frequenzschätzer-Instanz 1 1 bestimmt und im ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 korrigiert. Im ersten Addierer 14 wird für den Betrieb auf Kanal CH2 der nun auf die erste Lesestation im CH4 synchronisierten zweiten Lesestation die Frequenzgrösse für den CH 2 in der Additionsstufe 14 zugegeben. Beide Lesestationen haben nun einen wohl definierten Frequenzabstand.
Es ist erfindungsgemäss in einer erweiterten Ausführung einfach möglich, diesen Vorgang nun auf weitere Lesestationen auszudehnen, wobei sinnvollerweise eine Lesestation als Master ausgebildet wird und sich alle anderen in ihrer Korrektur nach diesem Master richten, so dass schliesslich alle Lesestationen auf der genau definierten Frequenz relativ zu diesem Master senden. In einigen Funkvorschriften für den RFID-Betrieb ist zwingend vorgeschrieben, dass das Leistungsträgersignal ein so genanntes Frequenzsprungverfahren durchführt, auch Frequency Hopping (FH) genannt. Dabei muss jede Lesestation die Frequenz innerhalb zugeteilter Frequenzkanäle periodisch und nach vorgegebenen Mustern wechseln. Ein solcher Betrieb kann auch mit Lesestationen durchgeführt werden, welche sich in einem Kanal in ihrer Frequenz synchronisiert haben und dann in diesem Kanal gleichzeitig senden, um die Ressource „Frequenzkanal" besser zu nutzen. Oftmals werden Gruppen von Lesestationen in einem Netzwerk gebildet, welche zeitlich synchronisiert, aber mit einem anderen Startkanal nach derselben Sequenz springen. Es wird somit ein vorgegebenes Offset benötigt, das in einem Offset- Register 22 abgespeichert ist. Um die Frequenzsprünge nun durchführen zu können, muss zum Startkanal, der über die Additionsstufe 14 bestimmt wird, also eine Frequenzdifferenz für jeden Sprung dazu addiert Werden. Die Frequenzwertdaten, welche die Sequenz der anzuspringenden Frequenzkanäle bestimmt wird in einem Sequenz- Generator-Frequenzsprungverfahren 21 gebildet, wobei dieser -im Folgenden kurz: Generator 21 genannt- aber auch nur aus einem zyklisch gelesenen Speicherbereich mit im Voraus berechneten Werten bestehen kann. Häufig bekannte Sequenzen sind pseudozufällige Abfolgen oder einfach ein linearer Durchlauf. Die Ausgabe geschieht über die Additionsstufe 15. Der Wert für den Frequenzeinstell-Eingang 18 für den ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 besteht somit aus der Summe des Startkanals, der Differenz zum anzuspringenden Kanal und der Frequenzabweichung bezüglich einer anderer Lesestation (Master). Es ist erfindungsgemäss mit dem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 möglich, jede Frequenz sofort, also instantan, anzuspringen, da der erste numerisch gesteuerte Oszillator 1 die neue Frequenz bereits beim nächsten Takt des Taktoszillators 32 einnimmt. Dies hat den Vorteil, dass für den Datenträger kein Signaleinbruch verzeichnet wird, wie dies bei traditionellen Lösungen mit spannungsgesteuerten Oszillatoren (VCO) und Phasenregelkreisen (PLL) der Fall ist. Es müssen somit keine aufwändigen doppelt vorhandenen Synthesizer aufgebaut werden, um die Umschaltzeit gering zu halten, und auf den Datenträgern werden keine zusätzlichen Energiespeicher zur Überbrückung der Lücke benötigt.
In einer weiteren Ausführung bei der zwei Lesegeräte sich nahe beieinander befinden und beispielsweise mit ihren Antennen gegenüberliegend zu den Datenträgern angeordnet sind, kommt es auch bei in der Frequenz synchronisierten Leistungsträgersignalen zu einer Überlagerung, bei der sich die beiden Signale teilweise auslöschen, weil ihre Phasenlage ortsabhängig gerade etwa 180 Grad auseinander liegen. Solche Auslöschungen sind im Funkbereich bekannt als Signalschwund, abhängig vom Ort der Datenträger, und sie lassen sich durch eine Phasenschiebung eines der Signale beheben. Dazu wird in einem Lesegerät ein Phasengenerator 16 im Prozessor 3 implementiert, welcher eine beliebige Phase zwischen 0 Grad und 360 Grad als Steuerwort für den Phaseneinstell-Eingang 17 des ersten numerischen Oszillators 1 auf den Datenbus bringt. Der erste numerisch gesteuerte Oszillator 1 addiert diesen Phasenwert in einem dritten Addierer 36 zum Wert des Phasenakkumulators 33 und schiebt die Phase somit um den erwünschten Betrag. In dem Phasengenerator 16 kann entweder auf Kommando des Signalprozessors 3 ein bestimmter Wert generiert werden oder es ist auch möglich, den Wert des Phasengenerators 16 während des Lesevorgang langsam über den Bereich 0 bis 360 Grad streichen zu lassen. Diese Methode hat die Wirkung, dass zumindest für einige Zeit an jedem Ort ein Maximum an Leistungssignal auftritt und zudem dieses Leistungssignal ausreichend ist, die dort befindliche Datenträger, mit Energie zu versorgen und abzufragen. Gewissermassen wandert dieses Maximum dann durch den Raum und kann so örtlich immer andere Datenträger zum Antworten bringen. Besteht ein Restfehler zwischen den beiden synchronisierten Frequenzen, so wandert dadurch auch eine Art Schwebung über die Zeit an einem Ort von Maximum zu Minimum. Dies ist beispielhaft in Fig. 7 dargestellt. Zwei Leistungsträgersignale mit den Amplituden 1 und 0.7 und einer Frequenzdifferenz von 4 Hz (z.B. nach einer groben Synchronisation) addieren ihre Feldstärken zu dem für den Datenträger wirksamen Signal 71 , im oberen Bildteil dargestellt. Zu einer Zeitmarke 73 ist deutlich eine partielle Auslöschung zu erkennen, welche einem Datenträger unter Umständen zu wenig Energiegewinn ermöglicht. Anstatt der Zeit kann die x-Achse auch als Ort im Feld betrachtet werden, wo sich die Datenträger befinden. Auslöschung findet dann dort zu einem anderen Zeitpunkt statt. Durch die Restfehler bei der Synchronisation zweier Frequenzen ergibt sich auf natürliche Weise zumindest zeitweise ein Intervall mit Maximum, innerhalb dem ein Datenträger gut arbeiten kann. Ist die Differenz der Frequenzen zu gering um mindestens eine volle Periode über die Lesedauer zu erreichen, so muss das Maximum auf andere Weise erzwungen werden, nämlich mit Hilfe der bereits erwähnten Phasenverschiebung. Wird nun die Phase in einem von zwei Lesegeräten durch den Phasengenerator 16 auf beispielsweise 60 Grad verschoben, so ergibt sich die Situation im unteren Teil der Fig. 7 mit Leistungsträgersignal 72. Zur selben Zeitmarke 73 ergibt sich nun nahezu ein Maximum aus den addierten Feldstärken der Leistungsträgersignale. Es ist leicht vorstellbar, wie durch langsame Phasenvariation in einem der beteiligten Lesegeräte, dieses Maximum durch ein Raumvolumen, in dem sich Datenträger befinden, wandern kann und so immer eine Gruppe von Datenträgern mit einem genügend grossem Leistungsträgersignal versorgt wird, um ihre Antwortsignale zu erhalten. Welche Variante bevorzugt wird hängt von den Lesezeiten und der Methode zur Lesung von Gruppen von Datenträgern ab. Auf jeden Fall sind die resultierenden niederfrequenten Signalanteile in beiden Fällen in den Datenträgem durch einen Hochpass leicht zu entfernen.
In weiterführenden Anwendungen ist es sogar denkbar, eine sich langsam variierende Phase auf Grund von erfolgreich eintreffenden Antworten von Datenträgern kurzzeitig einzufrieren, bis diese vollständig abgefragt sind.
In einer weiteren Ausführung der Erfindung kann am Ausgang des ersten komplexwertigen Multiplizierwerks 12 ein Algorithmenblock, eine erste Demodulator-Daten-Instanz 43, zur zeitgleichen Gewinnung der Daten von Datenträgern angeschlossen werden. Des Weiteren können im digitalen Basisbandempfänger die Bauteile zweiter numerisch gesteuerter Oszillator 13 und erstes komplexwertiges Multiplizierwerk 12 einfach oder mehrfach implementiert werden und auf denselben Datenbus-Basisband-Empfang 19 zugreifen. Die erweiterten Empfangskanäle, in Fig. 4 durch den zweiten numerisch gesteuerten Oszillator 42 und das zweite komplexwertige Multiplizierwerk 41 dargestellt, können zusammen mit weiteren Signal verarbeitenden Instanzen, namentlich eine zweite Frequenzschätzer-Instanz 44 und eine zweite Demodulator-Daten-Instanz 45, dazu dienen, verschiedene Operationen zeitgleich durchzuführen. Beispielsweise kann die Datenträgerantwort in der zweiten Demodulator-Daten-Instanz 45 demoduliert und ausgewertet werden, während die laufende Synchronisation auf die Frequenz einer zweiten Lesestation, welche in einem anderen Kanal arbeitet, mit der ersten Frequenzschätzer-Instanz 1 1 , dem ersten komplexwertigen Multiplizierwerk 12 und dem zweiten numerisch gesteuerten Oszillator 13 erfolgt Es können aber auch die Frequenzen der Leistungsträgersignale dritter Lesestationen in einer weiteren, zweiten Frequenzschätzer-Instanz 44 erfasst werden und die Abweichungen in einem Speicher abgelegt werden, was bedingt, dass die Lesestationen entsprechend identifizierbar sind, zum Beispiel mit einer Präambel. Dies würde es zum Beispiel bei Frequenzsprungverfahren mit beliebig vielen Sprungsequenzen für jede Lesestation ermöglichen, nach Identifikation der jeweils auf denselben Kanal springenden Lesestation, ohne Zeitverlust den Frequenzfehler mit dem Wert aus dem Speicher über den zweiten Addierer 15 zu korrigieren. Die mehrfach instanzierten Bauteile, zweites komplexwertiges Multiplizierwerk 41 , dritter numerisch gesteuerter Oszillator 42 und erste Demodulator- Daten-Instanz 45, können für die Feststellung der Belegung anderer Frequenzkanäle benutzt werden, um in adaptiven Systemen parallele zum Betrieb über die Möglichkeiten zum Wechsel auf andere freie Kanäle zu verfügen. In einer weiteren Ausführungsart kann die Vorrichtung auch einfach benutzt werden, um den notwendigen Frequenzoffset zu erzeugen, der für Betriebsarten mit Einseitenbandmodulation (SSB) beim Datenverkehr von einem Lesegerät zum Datenträger (Downlink) genutzt wird, während der Datenträger mit einem Zweiseitenbandsignal auf einem Subträger antwortet (Uplink). In dieser Betriebsart geht es darum Bandbreite zu sparen bzw. Empfangsstörungen durch entfernte dritte Lesestationen zu reduzieren, bekannt auch unter dem Begriff „Dense Reader Mode". Dazu muss aber das modulierte Leistungsträgersignal während der Downlink-Kommunikation um die halbe Bandbreite des Einseitenbandspektrums verschoben werden und unmittelbar vor Beginn der Upiink Kommunikation, in der lediglich ein unmoduliertes Leistungsträgersignal vom Lesegerät ausgesendet wird, zurückgesetzt werden. Für diese Funktion kann ebenfalls einer der beiden ersten oder zweiten Addierer 14 oder 15 eingesetzt werden. Eine genaue Herleitung benötigt das Einführen von modulierten Leistungsträgersignalen in der Sendevorrichtung (1 , 20, 2, 4, 5, 6), indem wie erwähnt zwischen dem ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 und dem D/A-Wandler 20 ein komplexwertiges Multiplikationswerk einfügt wird -hier nicht dargestellt- an dessen einem komplexen Eingang das Modulationssignal eingespeist wird. Es genügt jedoch, um den erfindungsgemässen Vorteil zu verstehen, die Tatsache, dass die sofortige Verschiebung der Frequenz für Up- und Downlink auch in diesem Fall im ersten numerisch gesteuerten Oszillator 1 realisiert werden kann.
Die in den Figuren dargestellten Ausführungsformen dienen klarerweise der Erläuterung der Erfindung an Beispielen. Dem Fachmann ist transparent, dass es weitere Möglichkeiten der Ausgestaltung der Erfindung gibt, die hier nicht alle wiedergegeben werden. Insbesondere im Zusammenhang mit Management-Verfahren zum Betrieb von mehreren Lesestationen in einer Applikation und beim Einsatz von Lesestationen, welche über ein Reader Service Signal (z. B. in WO2006037239 beschrieben) auf der Luftschnittstelle verfügen, ergeben sich für den Fachmann weitere Möglichkeiten zur Systemoptimierung und weitere Betriebsarten. Bezu szeichenliste
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Claims

Patentansprüche
1. Vorrichtung zur Frequenzsynchronisation einer Anzahl RFID-Schreib-/Lesestationen, umfassend eine Sendevorrichtung (1 , 20, 2, 4, 5, 6) zum Senden eines Leistungsträgersignals für die Versorgung von mindestens einem Datenträger, sowie eine Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) für die Demodulation von Antwortdaten der Datenträger, dadurch gekennzeichnet, dass in der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) einer zweiten RFID-Schreib-/Lesestation die genaue Frequenzdifferenz des Leistungsträgersignals einer ersten RF1D-Schreib-/Lesestation zur Frequenz des Leistungsträgersignals der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation berechenbar ist zur digitalen, instantanen Nachstellung der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation verwendbar ist, so dass die zweite RFID-Schreib-/Lesestation dieselbe Frequenz des Leistungsträgersignals wie die erste RFID-Schreib-/Lesestation oder einen vorausbestimmten Frequenzabstand zur Frequenz des Leistungsträgersignals der ersten RFID-Schreib-/Lesestation aufweist.
2. Vorrichtung nach Anspruch I 1 dadurch gekennzeichnet, dass die Sendevorrichtung (1, 20, 2, 4, 5, 6) einen ersten numerisch gesteuerten Oszillator (I )1 einen Digital/Analogwandler (20), einen Hochfrequenz-Oszillator (2), einen komplexen Aufwärtsmischer (4), einen Sendeverstärker (5) und eine Sendeantenne (6) zum Senden eines Leistungsträgersignals für die Versorgung des mindestens einen
Datenträgers umfasst, wobei dieses Leistungsträgersignal zumindest zeitweilig ein mit Daten aufmoduliertes Signal für die Steuerung und Beschreibung des mindestens einen Datenträgers aufweist, und die Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) eine Empfangsantenne (7), einen Empfangsverstärker (8), einen komplexen Abwärtsmischer (9), einen Analog/Digitalwandler (10) für die Demodulation der
Antwortdaten der Datenträger und einen Signalprozessor (3) umfasst, wobei das Leistungsträgersignal aus einer Mischung eines Hochfrequenzsignals mit einem Basisbandsignal besteht und das Basisbandsignal in jeder R Fl D-Sch reib-/ Lesestation durch den ersten numerisch gesteuerten Oszillator (1 ) erzeugbar ist und ein Empfangssignal nach einer Mischung mit dem Hochfrequenzsignal oder dem Leistungsträgersignal zusätzlich durch den Signalprozessor (3) verarbeitbar ist, wobei die genaue Frequenz des Leistungsträgersignals der ersten RFID-Schreib-/Lesestation in einer ersten Frequenzschätzer-Instanz (1 1 ) des Signalprozessor (3) berechenbar ist und die Frequenzdifferenz zur Frequenz des Leistungsträgersignals der zweiten RFID- Schreib-/Lesestation zur digitalen, instantanen Nachstellung des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1 ) in der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation verwendbar ist, zwecks einer drahtlosen Frequenzsynchronisation.
3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1) der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation über die Dauer eines Seh reib-/ Lese prozesses relativ zur ersten RFID-Schreib-/Lesestation variierbar ist.
4. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der zur Erzeugung des Basisbandsignals verwendete erste numerisch gesteuerte Oszillator (1 ) jeweils einen digitalen Eingang (18, 17) für die instantane Frequenzeinstellung und die Phasenvariation umfasst.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Signalprozessor (3) der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation mittels der ersten Frequenzschätzer-Instanz (1 1 ) die Frequenzdifferenz zum eigenen Leistungsträgersignal berechenbar ist und ein von einer Funktionsaufgabe abhängiger erster Frequenzabstand (22) in einem ersten Addierer (14) zufügbar ist und die Summe digital an den Eingang (18) des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1 ) ausgebbar ist.
6. Vorrichtung nach Anspruch 2 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass mit dem ersten numerisch gesteuerten Oszillator (1 ) ein komplexwertiges Inphase- und Quadratursignal (38, 39) erzeugbar ist und ein einstellbarer Frequenzbereich des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1 ) und der Bereich der Frequenzanalyse in der ersten Frequenzschätzer-Instanz (1 1 ) alle zugeteilten Frequenzkanäle der RFID Anwendung umfasst, derart, dass ein Hochfrequenzsignal (2) mit konstanter Frequenz verwendbar ist.
7. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass in der ersten Frequenzschätzer- Instanz (1 1 ) die Frequenzbestimmung mit Hilfe einer Folge von Fast Fourier Transformationen, von Diskreten Fourier Transformationen, von Diskreten Chirp Transformation oder Kombinationen derselben gesteuert durch den Signalprozessor (3) durchführbar ist.
8. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass ein Betrieb nach dem Frequenzsprung-Prinzip durch eine Addition eines zusätzlichen, rasch variierenden weiteren Frequenzabstandswertes in einem zweiten Addierer (1 5) im Signalprozessor (3) durchführbar ist, entsprechend dem anzuspringenden Frequenzkanal, welcher durch einen Sequenzgenerator (21 ) oder einen Speicherbereich des Signalprozessors (3) festlegbar ist und mit diesem Wert im ersten numerisch gesteuerten Oszillator (1) instantan eine Frequenzänderung erzielbar ist.
9. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase nach einem linearen oder pseudozufälligen Muster mit durch den Signalprozessor (3) gesteuerter Geschwindigkeit kontinuierlich während des Schreib- /Lesevorganges über einen Teilbereich oder Gesamtbereich von 2π durch einen Phasengenerator (16) veränderbar ist und an den Phaseneingang (17) des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1) ausgebbar ist.
10. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass im Signalprozessor (3) der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation eine erste digitale
Mischstufe vorhanden ist, umfassend einen zweiten numerisch gesteuerten Oszillator (13) und ein erstes komplexwertiges Multiplizierwerk (12), welche Mischstufe mit der nachgeschalteten ersten Frequenzschätzer-Instanz (1 1) und einer ersten Demodulator- Daten-Instanz (43) verbunden ist, wobei mit der ersten digitalen Mischstufe jeder Frequenzkanal auf eine Zwischenfrequenz von 0 Hz verschiebbar ist, um die
Abtastrate für die nachfolgende Signalverarbeitung zu reduzieren.
1 1. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalprozessor (3) mindestens eine weitere digitale Mischstufe aufweist, umfassend einen dritten numerisch gesteuerten Oszillator (42) und ein zweites komplexwertiges Multiplizierwerk (41 ), das ausgangsseitig mit einer zweiten Frequenzschätzer-Instanz
(44) und einer zweiten Demodulator-Daten-Instanz (45) der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) verbunden ist, derart, dass der gleichzeitige Empfang von mindestens zwei Frequenzkanälen des Frequenzbereichs durchführbar ist.
12. Verfahren zur Frequenzsynchronisation einer Anzahl RFID-Schreib-/Lesestationen, umfassend eine Sendevorrichtung (1, 20, 2, 4, 5, 6) zum Senden eines
Leistungsträgersignals für die Versorgung von mindestens einem Datenträger, sowie eine Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) für die Demodulation der Antwortdaten der Datenträger, dadurch gekennzeichnet, dass in der Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) einer zweiten RFID-Schreib-/Lesestation die genaue Frequenzdifferenz des Leistungsträgersignals einer ersten RFID-Schreib-/Lesestation zur Frequenz des Leistungsträgersignals der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation berechnet wird zur digitalen, instantanen Nachstellung des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1 ) in der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation verwendet wird, so dass die zweite RFID- Schreib-/Lesestation dieselbe Frequenz des Leistungsträgersignals wie die erste RFID-
Schreib-/Lesestation oder einen vorausbestimmten Frequenzabstand zur Frequenz des Leistungsträgersignals der ersten RFID-Schreib-/Lesestation aufweist.
13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Sendevorrichtung (1 , 20, 2, 4, 5, 6) einen ersten numerisch gesteuerten Oszillator (1), einen Digital/Analogwandler (20), einen Hochfrequenz-Oszillator (2), einen komplexen
Aufwärtsmischer (4), einen Sendeverstärker (5) und eine Sendeantenne (6) zum Senden eines Leistungsträgersignals für die Versorgung des mindestens einen Datenträgers umfasst, wobei dieses Leistungsträgersignal zumindest zeitweilig ein mit Daten aufmoduliertes Signal für die Steuerung und Beschreibung des mindestens einen Datenträgers aufweist, und die Empfängervorrichtung (7, 8, 9, 10, 3) eine
Empfangsantenne (7), einen Empfangsverstärker (8), einen komplexen Abwärtsmischer (9), einen Analog/Digitalwandler (10) für die Demodulation der Antwortdaten der Datenträger und einen Signalprozessor (3) umfasst, wobei das Leistungsträgersignal aus einer Mischung eines Hochfrequenzsignals mit einem Basisbandsignal besteht und das Basisbandsignal in jeder RFID-Schreib-/Lesestation durch den ersten numerisch gesteuerten Oszillator (1 ) mit einem Eingang (18) für eine Frequenz und einem Eingang (17) für eine Phasensteuerung erzeugt wird und ein Empfangssignal nach einer Mischung mit dem Hochfrequenzsignal oder dem Leistungsträgersignal zusätzlich durch einen Signalprozessor (3) verarbeitet wird, wobei die genaue Frequenz des Leistungsträgersignals der ersten RFID-Schreib-
/Lesestation in einer ersten Frequenzschätzer-Instanz (11 ) des Signalprozessor (3) berechnet wird und die Frequenzdifferenz zur Frequenz des Leistungsträgersignals der zweiten RFI D-Sch reib-/ Lesestation zur digitalen, instantanen Nachstellung des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1 ) in der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation verwendet wird, zwecks einer drahtlosen Frequenzsynchronisation.
14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase des ersten numerisch gesteuerten Oszillators (1 ) der zweiten RFID-Schreib-/Lesestation über die Dauer eines Schreib-/Leseprozesses relativ zur ersten RFID-Schreib-/Lesestation variiert wird.
15. Verfahren nach einem der Ansprüche 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzbestimmung und die instantane Synchronisation der Frequenzen von mindestens zwei RFID-Schreib-/Lesestationen zu Beginn einer Abfrage von Datenträgern und danach periodisch gesteuert durch den Signalprozessor (3) in einem dafür geeigneten, den RFID-Schreib-/Lesestationen bekannten Empfangszeitintervall durchgeführt wird, in dem das Leistungsträgersignal unmoduliert ist.
16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 1 5, dadurch gekennzeichnet, dass die beteiligten RFID-Schreib-/Lesestationen zeitlich zueinander synchronisiert arbeiten.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzen der Leistungsträgersignale (61 , 62, 66, 67) der einzelnen RFID-Schreib- /Lesestationen in ein und demselben Frequenzkanal genau zur Übereinstimmung gebracht werden.
18. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Basisband-Frequenzen der einzelnen RFID-Schreib-/Lesestation einen genauen vorgeschriebenen festen Frequenzabstand aufweisen, derart, dass die Leistungsträgersignale genau in ein Frequenzkanalraster (51-55) passen.
19. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Basisband-Frequenzen der einzelnen RFID-Schreib-/Lesestation zusätzlich einen vorgeschriebenen, zeitlich veränderlichen Frequenzabstand zu der ersten RFID-Schreib-
/Lesestation aufweisen, derart, dass die Leistungsträgersignale ein Frequenzsprungverfahren innerhalb der zugeteilten Frequenzkanäle (51-55) durchführen kann.
20. Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass für den Vorgang zur Steuerung der Datenträger mit einer Einseitenband-Modulation der Frequenzabstand verschieden eingestellt wird gegenüber dem Frequenzabstand im Empfangsbetrieb von Daten der Datenträger, welche als Zweiseitenband-Modulation, mit oder ohne Sub-Trägersignal im Datenträger moduliert, empfangen werden.
21. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalprozessor (3) eine erste digitale Mischstufe, umfassend einen zweiten numerisch gesteuerten Oszillator (13) und ein erstes komplexwertiges Multiplizierwerk (12) aufweist, das ausgangsseitig mit einer Frequenzschätzer-Instanz (1 1 ) und einer Demodulator-Daten-Instanz (43) des Empfängers verbunden ist, und dass der Signalprozessor (3) eine zweite digitale Mischstufe, umfassend einen dritten numerisch gesteuerten Oszillator (42) und ein zweites komplexwertiges
Multiplizierwerk (41) aufweist, das ausgangsseitig mit einer zweiten Frequenzschätzer- Instanz (44) und einer zweiten Demodulator-Daten-Instanz (45) des Empfängers verbunden ist, derart, dass ein Abscannen der Frequenzkanäle im Empfänger möglich ist und die Frequenzabweichungen mehrerer Schreib-Aesestationen parallel in den verarbeitenden Frequenzschätzer-Instanzen (1 1 , 44) ermittelt und deren Werte in einem Speicher des Signalprozessors (3) abgelegt werden.
22. Verfahren nach Anspruch 21 , dadurch gekennzeichnet, dass gleichzeitig mindestens eine Berechnung der Frequenzkorrektur in einer der Frequenzschätzer-Instanzen (1 1 , 44) und eine Demodulation einer Abfrage von Datenträgern in einer der
Demodulator-Daten-Instanzen (43, 45) gleichzeitig erfolgt.
PCT/CH2006/000688 2006-09-12 2006-12-08 Vorrichtung und verfahren zur frequenzsynchronisation einer anzahl rfid schreib-/lesestationen WO2008031234A1 (de)

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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7930127B2 (en) * 2008-11-11 2011-04-19 Nxp B.V. Oscillator prescale calibration for harmonizing multiple devices with independent oscillators over an I2C bus interface
US8224602B2 (en) 2008-11-11 2012-07-17 Nxp B.V. Automatic on-demand prescale calibration across multiple devices with independent oscillators over an I2C Bus interface
CN106872946A (zh) * 2015-12-10 2017-06-20 罗伯特·博世有限公司 用于运行用于机动车的雷达设备的方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5748137A (en) * 1996-05-08 1998-05-05 Texas Instruments Incorporated Wireless flywheel synchronization method
WO2004015614A1 (en) * 2002-08-08 2004-02-19 Supersensor (Pty) Ltd Rf identification system with multiple readers
US20060022800A1 (en) * 2004-07-30 2006-02-02 Reva Systems Corporation Scheduling in an RFID system having a coordinated RFID tag reader array

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5748137A (en) * 1996-05-08 1998-05-05 Texas Instruments Incorporated Wireless flywheel synchronization method
WO2004015614A1 (en) * 2002-08-08 2004-02-19 Supersensor (Pty) Ltd Rf identification system with multiple readers
US20060022800A1 (en) * 2004-07-30 2006-02-02 Reva Systems Corporation Scheduling in an RFID system having a coordinated RFID tag reader array

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7930127B2 (en) * 2008-11-11 2011-04-19 Nxp B.V. Oscillator prescale calibration for harmonizing multiple devices with independent oscillators over an I2C bus interface
US8224602B2 (en) 2008-11-11 2012-07-17 Nxp B.V. Automatic on-demand prescale calibration across multiple devices with independent oscillators over an I2C Bus interface
CN106872946A (zh) * 2015-12-10 2017-06-20 罗伯特·博世有限公司 用于运行用于机动车的雷达设备的方法
CN106872946B (zh) * 2015-12-10 2022-11-15 罗伯特·博世有限公司 用于运行用于机动车的雷达设备的方法

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