WO2008015726A1 - Dispositif et procédé d'ètalement de bande - Google Patents

Dispositif et procédé d'ètalement de bande Download PDF

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WO2008015726A1
WO2008015726A1 PCT/JP2006/315150 JP2006315150W WO2008015726A1 WO 2008015726 A1 WO2008015726 A1 WO 2008015726A1 JP 2006315150 W JP2006315150 W JP 2006315150W WO 2008015726 A1 WO2008015726 A1 WO 2008015726A1
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WO
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signal
band
frequency
fourier transform
baseband
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Application number
PCT/JP2006/315150
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English (en)
French (fr)
Inventor
Mitsuya Komamura
Original Assignee
Pioneer Corporation
Techexperts Incorporation
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Publication date
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L21/00—Processing of the speech or voice signal to produce another audible or non-audible signal, e.g. visual or tactile, in order to modify its quality or its intelligibility
    • G10L21/02—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation
    • G10L21/038—Speech enhancement, e.g. noise reduction or echo cancellation using band spreading techniques

Definitions

  • the present invention relates to a technical field of a band extending apparatus and method for extending a band of an input signal such as an audio signal.
  • a predetermined nonlinear process is applied to the input digital audio signal to generate a signal component having a higher frequency than the input digital audio signal.
  • the technology is known! / Speak (see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1).
  • a signal component having a higher frequency than the input digital audio signal is generated by performing full-wave rectification that takes the absolute value of the input digital audio signal. Yes.
  • Patent Document 1 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2003-317395
  • Non-Patent Document 1 Ronald M. Aarts and Erik Larsen and Daniel Schobben ⁇ "IMPROVING PERCEIVED BASS AND RECONSTRUCTION OF HIGH FREQUENCIES FOR BA ND LIMITED SIGNALS", Proc. 1st IEEE Benelux Workshop on Model based Proces sing and Coding of Audio (MPCA— 2002), Belgium, November 15, 2002, p59-71 Disclosure of the Invention
  • the present invention has been made in view of, for example, the above-described conventional problems. For example, it is an object of the present invention to provide a band expansion apparatus and method that can expand the band of an input signal more appropriately. And
  • the band extending apparatus generates the baseband signal by passing the low-pass filter after up-sampling the input signal.
  • 1 generation means a band limited signal that is a signal component of a predetermined band of the baseband signal, and a phase shift signal that is a signal obtained by shifting the phase of the band limited signal by approximately ⁇ ⁇ 2.
  • Second generation means for generating a high frequency signal corresponding to the input signal and which is a higher frequency signal component than the input signal; and converting the high frequency signal into the baseband signal.
  • a third generation means for generating an output signal by adding.
  • the band extending method is a first method for generating a baseband signal by up-sampling an input signal and then passing the low-pass filter. Based on the generation step, a band-limited signal that is a signal component of a predetermined band of the baseband signal, and a phase-shifted signal that is a signal obtained by shifting the phase of the band-limited signal by approximately ⁇ 2 A second generation step of generating a high-frequency signal corresponding to the input signal and a signal component higher than the input signal; and converting the high-frequency signal into the baseband signal. And a third generation step of generating an output signal by adding.
  • FIG. 1 is a block diagram conceptually showing the basic structure of a first example of a band extending apparatus of the present invention.
  • FIG. 2 is a spectrum diagram conceptually showing respective spectra of an input signal, a baseband signal, and a band limited signal related to the operation of the band extending apparatus according to the first example.
  • FIG. 3 is a spectrum diagram conceptually showing respective spectra of a high frequency band signal and a band extension signal related to the operation of the band extension device according to the first example.
  • FIG. 4 is a block diagram conceptually showing a more specific configuration of a gain calculation circuit.
  • FIG. 5 is a spectrum diagram of a baseband signal.
  • FIG. 6 is a spectrum diagram of a band extension signal generated from the baseband signal shown in FIG. 5.
  • FIG. 7 is a spectrum diagram of a band limited signal.
  • FIG. 8 is a spectrum diagram of a high frequency signal generated from the band limited signal shown in FIG.
  • FIG. 9 is a spectrum diagram of a signal after the band limited signal shown in FIG. 7 is full-wave rectified by the operation of the band extending apparatus according to the comparative example.
  • FIG. 10 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the second example of the band extending apparatus of the present invention.
  • FIG. 11 is a block diagram conceptually showing the basic structure of a third embodiment of the band extending apparatus of the present invention.
  • FIG. 12 is a spectrum diagram conceptually showing respective spectra of an input signal, a baseband signal, and a signal component extracted by a band extraction circuit related to the operation of the band extending apparatus according to the third example.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram conceptually showing a block on which a hanging window is multiplied.
  • FIG. 14 is a spectrum diagram conceptually showing the determination operation of the upper end frequency.
  • FIG. 15 is a spectrum diagram conceptually showing a spectrum of a high-frequency signal and a bandwidth extension signal related to the operation of the bandwidth extension apparatus according to the third example.
  • FIG. 16 is a spectrum diagram of a high frequency signal generated from the band limited signal shown in FIG.
  • FIG. 17 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the fourth example of the band extending apparatus of the present invention.
  • FIG. 18 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the fifth example of the band extending apparatus of the present invention.
  • FIG. 19 is a block diagram conceptually showing the structure when the band extending apparatus is applied to various products.
  • An embodiment of the band extending apparatus of the present invention includes a first generation unit that generates a baseband signal by up-sampling an input signal and then passing through a low-pass filter, and a predetermined one of the baseband signals.
  • a signal component corresponding to the input signal based on a band-limited signal that is a signal component of the band and a phase-shifted signal that is a signal obtained by shifting the phase of the band-limited signal by approximately ⁇ 2.
  • Second generating means for generating a high frequency signal which is a signal component on the high frequency side of the input signal, and adding the high frequency signal to the baseband signal.
  • third generation means for generating an output signal by calculation.
  • the input signal is up-sampled at the sampling frequency by the operation of the first generation unit, and then passes through the low-pass filter. As a result, a baseband signal is generated from the input signal.
  • the second generation means After that, by the operation of the second generation means, it is a signal component of a predetermined band of the baseband signal (more specifically, a signal component of a band to be a source for generating a high frequency signal). From the band-limited signal and a phase-shifted signal that is a signal obtained by shifting the phase of this band-limited signal by approximately ⁇ 2, it has a harmonic relationship with the input signal and has a higher frequency than the frequency of the input signal ( More specifically, for example, a high-frequency signal having a second harmonic component or a chord component of the frequency component of the input signal is generated.
  • the operation of the third generating means generates the output signal, which is a signal obtained by extending the band of the input signal to the high frequency side by caloring the generated high frequency signal to the baseband signal. It is.
  • the band of the input signal can be extended.
  • the high-frequency signal is generated using the band-limited signal and the phase-shifted signal obtained by shifting the phase of the band-limited signal by ⁇ 2, phase adjustment with the force input signal, which will be described in detail later using mathematical expressions.
  • a high-frequency signal having a wave relationship and having a frequency higher than the frequency of the input signal can be suitably generated.
  • the high-frequency signal is generated using the band-limited signal and the phase-shifted signal obtained by phase-shifting the phase of the band-limited signal by ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ 2, and therefore has no harmonic relationship with the input signal or the band It has a frequency lower than the frequency of the limit signal (more specifically, for example, a difference sound component of the frequency component of the band limit signal), and includes little or no DC signal component. It is possible to generate a high frequency signal like that. Thus, in order to generate a high frequency signal, it has a harmonic relationship with the input signal, or has a frequency lower than the frequency of the band limited signal, or a DC signal. Since it is not necessary to remove the components, the configuration (for example, circuit configuration and operation) of the band extension device can be relatively simplified.
  • the band of the input signal can be extended relatively easily and appropriately.
  • the second generating unit includes a multiplying unit configured to generate a multiplication signal by multiplying the band limited signal and the phase shift signal.
  • the second generation means generates the high frequency signal based on the multiplication signal.
  • the high-frequency signal is generated by multiplying the band-limited signal and the phase-shifted signal obtained by shifting the phase of the band-limited signal by ⁇ Z2, the harmonics of the input signal and the harmonic signal are generated.
  • a high-frequency signal having a relationship and having a frequency higher than the frequency of the input signal can be suitably generated.
  • band limited signal X is represented by Asin (n) + Bsin (n).
  • phase-shifted signal y obtained by shifting the phase of the band-limited signal by ⁇ 2 is Acos (n) + Bcos (n)
  • the multiplied signal xy is represented by A 2 si n (2n) / 2 + ABsin (n + n) + B 2 sin (2n) / 2.
  • a signal component that has a harmonic relationship with the input signal and has a higher frequency than the frequency of the input signal includes a signal component that has a harmonic relationship with the input signal and has a higher frequency than the frequency of the input signal, and does not have a harmonic relationship with the input signal or has a band limitation. It has a lower frequency than the signal frequency or does not contain DC signal components. As a result, a high frequency signal having a harmonic relationship with the input signal and having a higher frequency than the frequency of the input signal can be suitably generated based on the multiplication signal.
  • the second generation unit adjusts the gain of the multiplication signal in accordance with an envelope value of the band limited signal. May be configured to generate high frequency signals.
  • the amplitude level of the high frequency signal can be matched with the amplitude level of the original baseband signal (or the input signal).
  • the amplitude level of the high-frequency signal is the original baseband signal (or the input signal).
  • the level of the amplitude of the signal) is on the order of the square. Therefore, by adjusting the gain of the high frequency signal according to the envelope value of the band-limited signal, the amplitude level of the high frequency signal is matched with the amplitude level of the original baseband signal (or input signal). be able to.
  • the second generation means includes a front Hilbert transforming means for generating the phase shift signal by performing Hilbert transform processing on the band-limited signal is further provided.
  • the phase shift signal can be generated relatively easily by the operation of the Hilbert transforming means.
  • the second generation unit adds a delay corresponding to the time required to generate the phase shift signal to the band limited signal. 1 delay means, and the second generation means is based on the band limited signal and the phase shift signal to which a delay corresponding to the time required to generate the phase shift signal is added. It may be configured to generate the high frequency signal.
  • the time required for generating the phase-shifted signal (that is, the time for performing the Hilbert transform process) is added to the band-limited signal. Therefore, even if the Hilbert transform process is performed, the same
  • the band-limited signal corresponding to time and the phase-shifted signal can be multiplied. That is, the band limited signal at a certain time can be multiplied by the phase shift signal generated by performing the Hilbert transform process on the band signal at the certain time. As a result, it is possible to eliminate the influence of the time delay required to generate the phase shift signal.
  • a second delay is added to the baseband signal that corresponds to the time required for generating the high-frequency signal by the second generating unit.
  • Delay means and the third generation means adds the high frequency signal to the baseband signal to which a delay corresponding to a time required for generation of the high frequency signal by the second generation means is added. You can configure it.
  • the predetermined band is used.
  • the band may be configured to be a band ranging from 1Z2 of the upper limit frequency of the input signal to 1Z2 of the sampling frequency of the input signal before the upsampling.
  • a band-limited signal that is a signal component in a band ranging from 1Z2 of the upper limit frequency of the input signal to 1Z2 of the sampling frequency of the input signal before being up-sampled can be used.
  • a signal can be suitably generated.
  • the second generation unit generates a Fourier transform signal by performing a Fourier transform process on the baseband signal.
  • Determining means for determining, as an upper end frequency, a frequency at which the signal level of the Fourier transform signal sharply decreases, and an increase in the level of a signal component in a band defined according to the upper end frequency of the Fourier transform signal.
  • the And changing means for changing the level of the Fourier transform signal so as to obtain a level force SO of the signal component other than the signal component in the band defined according to the upper end frequency of the Fourier transform signal, and the change And an inverse Fourier transform means for generating an analytic signal by performing an inverse Fourier transform process on the Fourier transform signal whose level has been changed by the means.
  • the Fourier transform process is performed on the baseband signal by the operation of the Fourier transform means.
  • a Fourier transform signal is generated.
  • the upper end frequency which is the frequency at which the signal level of the Fourier transform signal rapidly decreases, is determined based on the generated Fourier transform signal by the operation of the determining means.
  • the level of the Fourier transform signal is changed by the operation of the changing means so that the level of the signal component in the band defined according to the upper end frequency of the Fourier transform signal is increased.
  • the level of the Fourier transform signal is changed so that the level of the signal component other than the signal component in the band defined according to the upper end frequency of the Fourier transform signal becomes 0 by the operation of the changing means.
  • the analysis signal generated as a result of the inverse Fourier transform process has the real part component corresponding to the band-limited signal described above and the imaginary part component described above due to the change in the level of the Fourier transform signal by the changing means. It corresponds to a phase shift signal.
  • the second generation means can generate a high-frequency signal by treating the real part component as the above-described band-limited signal and treating the imaginary part component as the above-described phase shift signal.
  • the band of the real part component of the analytic signal treated as a band-limited signal and the band of the imaginary part component of the analytic signal handled as the phase-shifted signal are defined according to the upper frequency that is appropriately determined by the operation of the determining means. Has been. Therefore, adaptively according to the input baseband signal (specifically, for example, the input baseband signal) without simply depending on the upper limit frequency of the input baseband signal (in other words, input signal). A high frequency signal can be generated (while maintaining continuity with the band signal).
  • the changing means is the sampling frequency of the input signal before the upsampling from 1Z2 of the upper end frequency of the Fourier transform signal.
  • the signal component level in the range up to 1Z2 increases, and the 1Z2 force of the upper end frequency of the Fourier transform signal is in the range of up to 1Z2 of the sampling frequency of the input signal before being upsampled.
  • the level of the Fourier transform signal may be changed so that the level of the signal component other than the signal component is zero.
  • a high-frequency signal is generated adaptively (specifically, for example, while maintaining continuity with the input baseband signal) according to the input baseband signal. be able to.
  • the baseband signal is a plurality of blocks that are a plurality of blocks and each of the plurality of blocks overlaps with an adjacent block.
  • a second windowing means for performing a windowing process using the square root of the Hanning window, and the Fourier transform means includes the baseband signal subjected to the windowing process using the Hanning window and the baseband signal.
  • the baseband signal subjected to the windowing process using the square root of the Hanning window is subjected to the Fourier transform process, and the determining means is subjected to the windowing process using the Hanning window.
  • a frequency at which the signal level of the Fourier transform signal generated by performing the Fourier transform process on the baseband signal is rapidly reduced is determined as an upper end frequency.
  • the changing means includes the Fourier transform signal generated by performing the Fourier transform process on the baseband signal that has been subjected to the windowing process using the square root of the Hanning window.
  • the Fourier transform processing is performed on the baseband signal that has been subjected to the windowing processing using the square root of the Hanning window and the level of the signal component in the band defined according to the upper end frequency is increased.
  • the level of the Fourier transform signal is changed so that the level of the signal component other than the signal component of the band defined according to the upper end frequency becomes 0 among the Fourier transform signal generated by applying You may comprise as follows.
  • each baseband signal power is divided into a plurality of blocks overlapping with adjacent blocks, and a windowing process using a hanging window is performed. Therefore, when an inverse Fourier transform process is performed on a baseband signal that has been subjected to a Fourier transform process (that is, a Fourier transform signal), the original baseband signal can be reproduced without distortion.
  • a Fourier transform process that is, a Fourier transform signal
  • the baseband signal is a plurality of blocks, and a plurality of blocks, each of which is overlapped with an adjacent block.
  • the second generation means further includes windowing means for performing a windowing process using a square root of a Hayung window on the baseband signal divided into the plurality of blocks.
  • the Fourier transform means includes the baseband that has been subjected to the windowing process using a square root of the Hanning window.
  • the Fourier transform processing is performed on each of the signals, and the determining means performs the Fourier transform processing on the baseband signal that has been subjected to the windowing processing using a square root of the Hanning window.
  • the frequency at which the signal level of the Fourier transform signal generated by this is sharply reduced is determined as the upper end frequency
  • the changing means is the baseband signal that has been subjected to the windowing process using the square root of the Hanning window.
  • the level of the signal component in the band defined according to the upper end frequency increases, and the square root of the Hayung window
  • the Fourier transform signals generated by performing the Fourier transform process on the baseband signal subjected to the windowing process using Be configured to vary the level of by Uni the Fourier transform signal level of the signal components other than the signal component of the band defined in accordance with the serial on the end frequency is 0,.
  • each baseband signal power is divided into a plurality of blocks overlapping with adjacent blocks, and a windowing process using a hanging window is performed. Therefore, when an inverse Fourier transform process is performed on a baseband signal that has been subjected to a Fourier transform process (that is, a Fourier transform signal), the original baseband signal can be reproduced without distortion.
  • a Fourier transform process that is, a Fourier transform signal
  • Another aspect of the embodiment of the band extending apparatus of the present invention includes a plurality of the second generation means, and the second generation means of one of the plurality of second generation means includes the plurality of second generation means.
  • the second generation means the high frequency signal generated by at least one of the second generation means other than the second generation means, and a signal obtained by shifting the phase of the high frequency signal by approximately ⁇ 2 Based on, a new high frequency signal is generated.
  • the operation of the other second generation means causes a new signal including a signal component on the higher frequency side than the high frequency signal.
  • High frequency signal can be generated. That is, since the second generation means can be combined in multiple stages, the bandwidth of the input signal can be expanded more widely.
  • Embodiments according to the band extending method of the present invention provide a first generation step of generating a baseband signal by up-sampling an input signal and then passing through a low-pass filter. Input based on a band-limited signal that is a signal component of a predetermined band of the baseband signal and a phase-shifted signal that is a signal obtained by shifting the phase of the band-limited signal by approximately ⁇ 2.
  • the embodiment of the bandwidth expansion method of the present invention can also adopt various aspects.
  • the first generation means, the second generation means, and the third generation means are provided.
  • the first generation step, the second generation step, and the third generation step are provided. Therefore, the bandwidth of the input signal can be expanded more appropriately.
  • FIG. 1 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the first embodiment of the band extending apparatus of the present invention.
  • the bandwidth extension apparatus 1 includes an upsampling circuit 11
  • the upsampling circuit 111 samples the input signal X (n) that is a digital signal. Upsampling the frequency f by 2 times, for example. Upsampling circuit 111
  • the input signal x (n) whose sampling frequency f is upsampled is output to LPF121.
  • the LPF 121 uses s of the input signal x (n) whose sampling frequency f is upsampled.
  • the signal X ( ⁇ ) is output to the delay circuit 131 and the BPF 151, respectively.
  • the upsampling circuit 111 and the LPF 121 constitute one specific example of the “first generation means” in the present invention.
  • the delay circuit 131 constitutes one specific example of the “second delay means” in the present invention, and the delay A corresponding to the time required for signal processing in the BP F151 and the high-frequency signal generation circuit 21 is set to the baseband. Adds to signal X ( n ). In delay circuit 131, delay A should be added.
  • the baseband signal X (n) is output to the adder 141.
  • the adder 141 constitutes a specific example of the “third generation means” in the present invention, and the baseband signal X (n) output from the delay circuit 131 and the high-frequency signal generation circuit 21
  • the band extension signal (in other words,
  • Output signal) ⁇ ⁇ ( ⁇ ) is generated.
  • the BPF 151 generates a high-frequency signal ⁇ ( ⁇ ) of the baseband signal X ( ⁇ ).
  • a band limited signal X (n) that is a signal component of the band of Z2 is extracted. Extraction at BPF151
  • the output band limit signal X (n) is output to the high-frequency signal generation circuit 21.
  • the high-frequency signal generation circuit 21 constitutes a specific example of the “second generation means” in the present invention, and is a signal on the higher frequency side than the frequency of the signal component included in the input signal x (n).
  • the high-frequency signal X (n) that is the component is generated. More specifically, the high-frequency signal generation circuit 21 includes a delay circuit 211.
  • HTF Hilbert Transform Filter
  • the delay circuit 211 constitutes a specific example of "first delay means" in the present invention.
  • the delay B corresponding to the time required for the Hilbert transform processing in F212 is stored in the band limited signal X (n).
  • the band limited signal X (n) to which the delay B is added in the delay circuit 211 is output to the bb multiplier 213 and the gain calculation circuit 214, respectively.
  • the HTF 212 constitutes a specific example of "Hilbert transforming means" in the present invention, and performs Hilbert transform processing on the band limited signal X (n). As a result, the Hilbert transform
  • Signal X (n) is generated.
  • the Hilbert transform signal X (n) h h generated in the HTF 212 is output to the multiplier 213 and the gain calculation circuit 214, respectively.
  • Multiplier 213 constitutes one specific example of “multiplying means” in the present invention, and band-limited signal X (n) output from delay circuit 211 and Hilbert transform output from HTF 212
  • the high frequency signal X (n) generated in this way is output to the gain adjustment circuit 215.
  • the gain calculation circuit 214 includes a band limit signal X (n) output from the delay circuit 211, and HTF2
  • the gain adjustment circuit 215 multiplies the high frequency signal X (n) by the gain G (n) calculated by the gain calculation circuit 214. As a result, the gain of the high frequency signal X (n) is adjusted.
  • the high frequency signal X (n) whose gain is adjusted in 215 is output to the adder 141.
  • FIG. 2 shows each of the input signal x (n), the baseband signal X (n), and the band limited signal X (n) related to the operation of the band extending apparatus 1 according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a spectrum diagram conceptually showing the spectrum of the high band signal X (n) and the band extension signal X (n) related to the operation of the band extension apparatus 1 according to the first embodiment.
  • the input signal x (n) of the sampling frequency f is transmitted to the band extension device 1.
  • the upsampling circuit 111 upsamples the sampling frequency f by a factor of two. After that, the LPF121 Out of the input signal x (n) up-sampled twice, 0 force and f Z2 (that is, ⁇ 2) s
  • the band-limited signal X (n) shown is extracted.
  • the HTF 212 applies b to the band limited signal X (n) extracted in the BPF 151.
  • the Hilbert transform signal X ( ⁇ ), which is the signal obtained, is generated.
  • the delay circuit 211 calculates the delay B corresponding to the time required for the Hilbert transform processing in the HTF 212 with respect to the band limited signal X (n) extracted in the BPF 151. In other words, the delay circuit 211 has the band limited signal X b extracted in the BPF 151.
  • the delay circuit 211 corresponds to a certain time h.
  • the Hilbert transform signal ⁇ (n) generated by the conversion process is
  • a delay B is added to the band-limited signal X (n) so that it is multiplied.
  • the multiplier 213 After that, the multiplier 213 generates a time-aligned band limited signal X (n) and a Hilbert variable b.
  • the high-frequency signal X (n) includes the frequency component of the band-limited signal X (n) (specifically, the angular frequency of ⁇ or ⁇
  • 2nd harmonic component (specifically, the angular frequency of 2 ⁇ or 2 ⁇ )
  • chord component specifically, the component indicated by the angular frequency of ⁇ + ⁇ ). Be turned.
  • the amplitude level of the high frequency signal x (n) is the band limited signal x, such as A 2 , AB or B 2.
  • the amplitude level of the high-frequency signal X (n) generated by the multiplier 213 is changed to the level of the original amplitude level.
  • the band limited signal X (n) Before being multiplied by X (n), the band limited signal X (n) is divided in advance by the square root of the maximum h b b amplitude of the band limited signal X (n).
  • the square root of the maximum amplitude of the band-limited signal X (n) is, for example, b
  • the amplitude level of the high frequency signal X (n) generated in the multiplier 213 is changed to the order of the original amplitude level.
  • a gain adjustment process for correcting is performed.
  • FIG. 4 is a block diagram conceptually showing a more specific configuration of the gain calculation circuit 214.
  • the gain calculation circuit 214 includes a square circuit 241, a square circuit 242, an adder 243, a square root circuit 244, a smoothing circuit 245, and a calculation circuit 246. ing.
  • the band limit signal X (n) output from the delay circuit 211 is 2 b by the operation of the squaring circuit 241.
  • the Hilbert transform signal X (n) output from the HTF 212 is squared by the operation of the square circuit 242 and then output to the adder 243.
  • the belt conversion signal X (n) is added.
  • the addition result is output to the square root circuit 244.
  • the square root circuit 244 operates to square the band limited signal X (n) and the squared
  • the envelope e (n) (x 2 () of the band-limited signal X (n) is generated by the operations of the square circuit 241, the square circuit 242, the Karo arithmetic unit 243, and the square circuit 244. n) + x 2 (n)) 1/2 is calculated
  • smoothing processing is performed on envelope e (n) by the operation of smoothing circuit 245.
  • smoothing envelope a smoothed envelope
  • s (n) (1-a) X s (n- l) + a X e It is indicated by (n).
  • ⁇ is a constant determined in the range of 0 to 1 in order to adjust the degree of smoothing.
  • a suitable value is appropriately determined as the constant a in accordance with the change mode of the envelope e (n).
  • the gain G (n) that is actually multiplied is calculated.
  • the gain G (n) is represented by EM AX / (s (n) + c) where EMAX is the maximum value of the smoothing envelope.
  • c is a small constant for preventing inconvenience that the denominator becomes 0, and a suitable value is appropriately set.
  • EMAX which is the maximum value of the smooth envelope, is, for example, (2 when the band limit signal X (n) is represented by n bits.
  • the maximum value of the smoothing envelope is the band-limited signal X (n
  • the gain G (n) is GMAX.
  • the gain G (n) calculated in this way is multiplied by the high frequency signal X (n) generated by the multiplier 213 by the operation of the gain adjustment circuit 215. High multiplied by gain G (n)
  • the band signal X (n) is added to the baseband signal X (n) in the adder 141. That
  • the band extension signal X (n) is generated.
  • the baseband signal X (n) added by the adder 141 is the operation of the delay circuit 131.
  • the high frequency signal X (n) is generated by the operation of BPF151 and high frequency signal generation circuit 21. A delay A corresponding to the time required to do this is added. In other words, the delay circuit 131 generates the baseband signal X (n) extracted by the LPF 121 and the high-frequency signal generator.
  • the delay circuit 131 generates a baseband signal X (n) corresponding to a certain time and the certain time.
  • the high frequency signal X (n) generated from the corresponding baseband signal X (n) is sent to the adder 141.
  • FIG. 5 is a spectrum diagram of the baseband signal X (n), and FIG. 6 is a diagram of the base shown in FIG.
  • Fig. 7 is a spectrum diagram of the band extension signal X (n) generated from the band signal X (n).
  • FIG. 8 is a spectrum diagram of the band-limited signal X (n), and FIG. 8 is a spectrum diagram of the high-frequency signal ⁇ (n) generated from the band-limited signal X (n) shown in FIG. Figure 9 shows the bandwidth extension according to the comparative example.
  • the band of the band-limited signal X (n) shown in Fig. 7 is full-wave rectified by the operation of the device.
  • FIG. 5 shows a signal obtained by extracting a signal component of, for example, lOOOOHz or less from a signal having a sampling frequency of 44.1 kHz. This is equivalent to the baseband signal X (n), which is obtained by upsampling the input signal x (n) with a sampling frequency of 22. 05 kHz by double sampling and passing the power through the LPF121.
  • the bandwidth extension signal X (n) shown in FIG. 6 is generated.
  • the bandwidth of the original signal (that is, the baseband signal X (n)) is suitably expanded
  • Figure 7 shows an example of an input signal that has been sampled at a sampling frequency of 8 kHz, has a fundamental frequency of 437.5 Hz, and all harmonics have the same amplitude.
  • the band limited signal X (n) obtained by extracting the signal components in the 2kHz to 4kHz band is shown.
  • the high frequency signal X (n) shown in Fig. 8 is generated. Shown in Figure 8 Thus, the high-frequency signal x (n) is harmonically related to the original signal (i.e., the band-limited signal X (n)).
  • the band of the original signal i.e., band-limited signal X (n)
  • the band from 2kHz to 4kHz is 4kHz b
  • the power is suitably extended to 8 kHz.
  • the difference sound component and the direct current component of the original signal are not generated.
  • the band of the original signal can be suitably expanded. As described above, this is caused by multiplying the original signal by the signal obtained by subjecting the original signal to the Hilbert transform processing.
  • the band of the original signal can be suitably expanded while maintaining the characteristics.
  • FIG. 10 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the second example of the band extending apparatus of the present invention. Note that the same reference numerals are given to the same components as those of the band extending apparatus 1 according to the first embodiment described above, and the detailed description thereof is omitted.
  • the band extending apparatus 2 according to the second embodiment has N (where N is an integer of 2 or more) high frequency signal generation circuits 21 connected in multiple stages.
  • the upsampling circuit 112 first upsamples the sampling frequency f by 2 N times. Then L s
  • Input signal x (n) s up-sampled by PF122 at sampling frequency f force ⁇ N times
  • the BPF 151 extracts the input signal ⁇ ( ⁇ ) from the extracted baseband signal X ( ⁇ ).
  • the high frequency signal generation circuit 21- (1) generates a high frequency signal ⁇ (n) from the band limited signal X (n) b b.
  • High-frequency signal generation circuit 21 The high-frequency signal X (n) generated in (1) is a delay circuit.
  • the high-frequency signal generation circuit 21— (2) generates a higher frequency signal than the high-frequency signal X (n) from the high-frequency signal X (n) generated by the high-frequency signal generation circuit 21— (1).
  • High-frequency signal generator 21 High-frequency signal X generated in (2)
  • Delay circuit 162 The delay C (l) added to the high frequency signal X (n) in (1) is
  • Extension circuit 162 High-frequency signal generation circuit corresponding to (1) 21—High-frequency signal generation circuit connected to the lower stage of (1) 21— (2), 21— (3), 21 — Corresponds to the time required to generate each of the high-frequency signals X ( ⁇ ), ⁇ ( ⁇ ), ..., ⁇ ( ⁇ ) for each of (N)
  • the delay C (l) added to H- (l) is the same as the delay C (2) added to the delay circuit 162 (2) connected to the next stage of the delay circuit 162— (1). In the signal generation circuit 21- (2), this is the sum of the time required to generate the high-frequency signal X (n).
  • High-frequency signal generation circuit 21— (m + 1), 21— (m + 2), 21- (N) Is a time corresponding to the time required to generate each of the high frequency signals x ( ⁇ ), ⁇ ( ⁇ ),..., ⁇ ( ⁇ ).
  • the delay A added to the baseband signal X (n) in the delay circuit 132 is the high-frequency signal generation circuit 21— (1), 21— (2),..., 21— (N) High frequency signal X in each
  • the high-frequency signal X (n) and the high-frequency signal x (n) to which the delay C (N-1) is added are added in the adder 142- (N-l), and the addition result
  • the high-frequency signal X (n) to which the delay C (N ⁇ 2) is added is added in the adder 142— (N ⁇ 2). Thereafter, the same operation is repeated by the number of high-frequency signal generation circuits 21 connected in multiple stages.
  • the band extending apparatus 2 according to the second embodiment having such a configuration, the same effect as that of the band extending apparatus 1 according to the first embodiment described above can be obtained, and the input signal x (n) can be extended to a wider band. Specifically, if N high-frequency signal generation circuits 21 are connected in multiple stages, the bandwidth of the input signal x (n) can be expanded by 2 N times.
  • FIG. 11 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the third embodiment of the band extending apparatus of the present invention.
  • the bandwidth extension apparatus 1 includes an upsampling circuit 111, an LPF (Low Pass Filter) 121, a blocky circuit 173, and a windowing circuit 183. And a Karo arithmetic unit 141 and a high-frequency signal generation circuit 23.
  • LPF Low Pass Filter
  • Blocking circuit 173 constitutes one specific example of “dividing means” in the present invention, and performs blocking processing on baseband signal X (n) output from L PF121.
  • the blocking circuit 173 converts the baseband signal X (n) into a block having a certain number of samples.
  • the baseband signal X (n) is adjacent to half of each block.
  • the baseband signal X (n) subjected to the blocking process is the square root window in the windowing circuit 183 and the high frequency signal generating circuit 23.
  • the windowing circuit 183 constitutes a specific example of the "windowing means" in the present invention, and multiplies the baseband signal X (n) subjected to the block processing by the hanging window. .
  • the baseband signal X (n) multiplied by the Jung window is
  • the high-frequency signal generation circuit 23 constitutes one specific example of the "second generation means" in the present invention, and is a signal on the higher frequency side than the frequency of the signal component included in the input signal x (n).
  • the high-frequency signal X (n) that is the component is generated. More specifically, the high-frequency signal generator circuit 23
  • the square root windowing circuit constitutes one specific example of the "windowing means" in the present invention, and the Hanning window is applied to the baseband signal X (n) subjected to the blocking process. Multiply by square root
  • the baseband signal X (n) multiplied by the square root of the Hayung window is the FFT
  • the FFT circuit 232 constitutes one specific example of the "Fourier transform means" in the present invention.
  • the baseband signal X (n) obtained by multiplying the square root windowing circuit 231 by the square root of the Hanning window. Then, a fast Fourier transform process is performed.
  • Baseband signal that has been subjected to a single Fourier transform process (hereinafter, the baseband signal that has been subjected to the high-speed Fourier transform process in the FFT circuit 232, that is, the output of the FFT circuit 232 will be referred to as the “fast Fourier transform output X (f ) "Is output to the band extraction circuit 233.
  • the band extraction circuit 233 constitutes one specific example of the "modifying means" in the present invention, and is a baseband signal subjected to high-speed Fourier transform processing, that is, out of the fast Fourier transform output X (f).
  • the signal component extracted by the band extraction circuit 233 is output to the analysis signal generation circuit 236.
  • the FFT circuit 234 constitutes one specific example of the “Fourier transforming means” in the present invention, and is applied to the baseband signal X (n) multiplied by the Hayung window in the windowing circuit 183.
  • the baseband signal that has been subjected to the fast Fourier transform processing in the FFT circuit 234 is output to the upper frequency circuit 235.
  • the upper-end frequency determining circuit 235 constitutes one specific example of “determining means” in the present invention, and determines the upper-end frequency f of the baseband signal that has been subjected to the fast Fourier transform processing in the FFT circuit 234.
  • the number f is output to the band extraction circuit 233.
  • the analysis signal generation circuit 236 constitutes a specific example of “inverse Fourier transform means” in the present invention, and performs an inverse Fourier transform process on the signal component extracted by the band extraction circuit 233. As a result, an analysis signal is generated.
  • the analysis signal has a real part component whose band limit signal X (
  • the high frequency signal x (n) is obtained by the operation of the calculator 213, the gain calculation circuit 214, and the gain adjustment circuit 215.
  • FIG. 12 shows the input signal x (n), the baseband signal X (n) and the band extraction circuit 233 related to the operation of the band extending apparatus 3 according to the third embodiment.
  • Fig. 13 is a spectrum diagram conceptually showing each spectrum of the signal components extracted in Fig. 13, Fig. 13 is an explanatory diagram conceptually showing the block multiplied by the Hayung window, and Fig. 14 shows the upper end frequency f Fig. 15 is a spectrum diagram conceptually showing the decision operation. Fig. 15 shows the third embodiment.
  • the input signal x (n) with the sampling frequency f is applied to the band extension device 1.
  • the upsampling circuit 111 upsamples the sampling frequency f by a factor of two. After that, the LPF121 has a sampling frequency f force S of the input signal x (n) up-sampled by 2 times, and 0 force f
  • the blocking circuit 173 performs a time-axis change with respect to the baseband signal X (n).
  • the baseband signal X (n) is
  • the windowing circuit 183 applies the block processing to the baseband signal X (n).
  • Hayung window w (n) The baseband signal X (n) obtained by multiplying the hanging window w (n) by the windowing circuit 183 is output to the FFT circuit 234.
  • Fig. 13 shows a plurality of blocks multiplied by the Hayung window. Baseband signal X (n) that has been subjected to blocking processing and multiplication of the nouning window as shown in Fig. 13.
  • fast Fourier transform processing is performed by the operation of the FFT circuit 234 on the baseband signal X (n) subjected to blocking processing and multiplied by the hanging window.
  • the processing domain of the baseband signal X (n) is transformed into the time domain power frequency domain.
  • the upper frequency determination circuit 235 obtains the baseband signal X (n) obtained by performing the fast Fourier transform process in the FFT circuit 234 and subjected to the blocking process and multiplied by the hanging window. ) To determine the top frequency f.
  • the amplitude logarithm spectrum is first smoothed using a Savitzky-Golay filter or the like to generate a smoothing spectrum as shown by the bold line graph in Fig. 14. Is done. Note that the logarithmic spectrum shown in FIG.
  • the sampling frequency f of the input signal x (n) is 1
  • the frequency at the point where the spectral intensity (in other words, the amplitude indicated by the decibel value) stops rising is determined as the upper frequency f.
  • the point at 4000 Hz the point at 4000 Hz
  • the smoothed spectrum is scanned toward the left side of the force graph, and the frequency at which the increase in spectrum intensity stops (approximately 3400 Hz in Fig. 14) is the upper frequency f.
  • the determined upper end frequency f is output to the band extraction circuit 233.
  • (n) is the square root window circuit 231 in the high-frequency signal generation circuit 23 in addition to the window circuit 183.
  • the square root window multiplying circuit 231 multiplies the baseband signal X (n) subjected to the blocking processing by the square root of the Hayung window w (n) (that is, (w (n)) 1/2 ). .
  • the baseband signal X (n) multiplied by the square root of the Hanning window w (n) by the square root windowing circuit 231 is output to the FFT circuit 232.
  • the reason why the square root of the hanging window w (n) is multiplied in the windowed circuit 231 is as follows.
  • the real part component and the imaginary part component of the analysis signal obtained from the baseband signal X (n) subjected to the blocking process are used.
  • the baseband signal X (n) can be realized so that when the real and imaginary part components of the analytic signal are multiplied, the hanging window w (n) is multiplied by the high-frequency signal X (n).
  • fast Fourier transform processing is performed by the operation of the FFT circuit 232 on the baseband signal X (n) that has been subjected to blocking processing and multiplied by the square root of the hanging window.
  • the fast Fourier transform output X (f) subjected to the fast Fourier transform processing in the FFT circuit 232 is output to the band extraction circuit 233.
  • the signal components in the band up to U Z2 s Z2 are extracted.
  • the analysis signal generation unit 236 changes the spectral intensity of the fast Fourier transform output X (f). Specifically, of the fast Fourier transform output X (f) that has been subjected to the fast Fourier transform processing in the FFT circuit 232, the f extracted in the band extraction circuit 233.
  • the analysis signal generation unit 236 outputs the fast Fourier transform with the spectrum intensity changed. Apply inverse Fourier transform to force Z (f). As a result, an analytic signal z (n) is generated.
  • the real signal component of the analytic signal z (n) is the band-limited signal X (n) described above, and its imaginary number
  • the partial component is the Hilbert transform signal X (n) described above.
  • z (n) x (n) + jx (n)
  • An analytic signal z (n) indicated by h b h is generated. For this reason, thereafter, similarly to the band extending apparatus 1 according to the first embodiment described above, the band limited signal X (n) and the Hilbert transform signal X (n) are multiplied.
  • the high-frequency signal X (n) (n)
  • n is added.
  • a band extension signal X (n) is generated.
  • the baseband signal X (
  • a 1/2 overlap is added to the adjacent block.
  • FIG. 16 shows the band-limited signal X (n) shown in FIG.
  • H b is a spectrum diagram of a high-frequency signal X (n) generated.
  • a high frequency signal X (n) shown in FIG. 16 is generated.
  • the high-frequency signal X (n) is the original signal (that is,
  • the minutes are generated and the difference signal component, DC component, and original signal component of the original signal are not included.
  • the bandwidth of the original signal i.e., the band limited signal X (n)
  • the band from 2kHz to 4kHz is suitably extended from 4kHz to 8kHz. I understand.
  • the band extending apparatus 3 according to the third embodiment the same effects as those of the band expanding apparatus 1 according to the first embodiment described above can be enjoyed.
  • the upper end frequency f is determined by smoothing the number spectrum, the upper end frequency f is determined based on the upper end frequency f.
  • the high-frequency signal X (n) is adaptively generated according to the upper frequency f of the original signal.
  • the high frequency signal X (n) is generated by BPF151.
  • the original band signal component for generating the high frequency signal X (n) is used as the original band signal component for generating the high frequency signal X (n).
  • the high frequency signal X ((for example, continuously or smoothly added to the original signal) adapted to the original signal.
  • n can be suitably generated.
  • FIG. 17 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the fourth example of the band extending apparatus of the present invention. Note that the same reference numerals are assigned to the same configurations as those of the bandwidth expansion device 1 according to the first embodiment, the bandwidth expansion device 2 according to the second embodiment, or the bandwidth expansion device 3 according to the third embodiment. Detailed description thereof is omitted.
  • the FFT circuit 234 and the windowing circuit 183 are removed as compared with the bandwidth expansion apparatus 3 according to the third embodiment. ing.
  • the processing performed by the FFT circuit 234 is performed by the FFT circuit 232
  • the processing performed by the windowing circuit 183 is performed by the square root windowing circuit 231. Done.
  • the square root windowing circuit 231 multiplies the baseband signal X (n) subjected to the blocking process by the square root of the hanging window w (n). Then block processing
  • fast Fourier transform processing is performed by the operation of the FFT circuit 232. That is, base The processing domain of the band signal x (n) is transformed from the time domain to the frequency domain and the result
  • a logarithmic amplitude spectrum (ie, a fast Fourier transform output X (f)) is generated.
  • the generated logarithmic amplitude spectrum is output to the upper-end frequency determination circuit 235 and the band extraction circuit 233, respectively.
  • the high frequency signal X (n) is generated by the same operation as the band extending apparatus 3 according to the third embodiment described above.
  • the upper end frequency f is determined.
  • a fast Fourier transform output X (f) for extracting a band signal component can be generated using the same square root windowing circuit 231 and FFT circuit 232.
  • the band extending apparatus 4 In order to generate the fast Fourier transform output X (f) for extracting the signal component of the band that generates (n), it is not necessary to provide separate windowing circuits and FFT circuits. For this reason, according to the band extending apparatus 4 according to the fourth embodiment, the same effect as the band expanding apparatus 3 according to the third embodiment described above can be enjoyed correspondingly, and the third Compared with the band extending apparatus 3 according to the embodiment, the circuit configuration can be simplified.
  • FIG. 18 is a block diagram conceptually showing the basic structure of the fifth example of the band extending apparatus of the present invention.
  • Constituent elements are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the bandwidth extension apparatus 5 includes N (where N is an integer of 2 or more) high frequency signal generation circuits 23 connected in multiple stages. .
  • the upsampling circuit 112 first upsamples the sampling frequency f by 2 N times. Then L
  • Each of the signals X (n) is output to the high-frequency signal generation circuit 23— (1)
  • the upper end frequency f is determined based on the baseband signal X (n) multiplied by the hanging window w (n).
  • the band extraction circuit 233 in the signal generation circuit 23-1 performs the Fourier transform processing on the baseband signal X (n) by the FFT circuit 232 in the high-frequency signal generation circuit 23- (1).
  • the signal component in the band of f Z2 is extracted from 1 ⁇ 2 of the upper end frequency of the input signal ⁇ ( ⁇ ). After that, the band extraction circuit 233
  • High-frequency signal generator 23 The high-frequency signal X (n) generated in (1)
  • the high-frequency signal generation circuit 23— (2) generates a higher frequency signal than the high-frequency signal X (n) from the high-frequency signal X (n) generated in the high-frequency signal generation circuit 23— (1).
  • High-frequency signal generator 23 High-frequency signal X generated in (2)
  • High-frequency signal X (n) generated by high-frequency signal generation circuit 23— (N—1) is added.
  • the band extending apparatus 5 according to the fifth embodiment having such a configuration, the same effect as that of the band extending apparatus 3 according to the third embodiment described above can be obtained, and the input signal x (n) can be extended to a wider band. Specifically, if N high-frequency signal generation circuits 23 are connected in multiple stages, the bandwidth of the input signal x (n) can be expanded by 2 N times.
  • FIG. 19 is a block diagram conceptually showing the structure when the above-described band extending apparatus is applied to various products.
  • FIG. 19 (a) shows a band expanding device 1 according to the first embodiment, a band expanding device 2 according to the second embodiment, and a third embodiment according to the above-described example.
  • An example is shown in which the bandwidth expansion device 3, the bandwidth expansion device 4 according to the fourth embodiment, or the bandwidth expansion device 5 according to the fifth embodiment is applied.
  • CD players and DVD players linear PCM format audio signals are handled as input signals x (n).
  • the audio signal whose band has been expanded by the band expanding device 1 is converted to an analog signal by DZA conversion, and then output to an output device such as a speaker.
  • FIG. 19 (b) shows a band extension device 1 according to the first embodiment described above, a band extension device 2 according to the second embodiment, and a third embodiment according to the MD player or MP3 player.
  • An example is shown in which the bandwidth expansion device 3, the bandwidth expansion device 4 according to the fourth embodiment, or the bandwidth expansion device 5 according to the fifth embodiment is applied.
  • an audio signal that has been decoded by a compressed audio decoder eg, MP3 decoder, ATRAC3 decoder, etc.
  • the audio signal whose band is expanded by the band expanding device 1 is converted to an analog signal by the DZA conversion and then output to an output device such as a speaker.
  • Fig. 19 (c) shows a band extension device 1 and a second embodiment according to the first embodiment described above.
  • An example is shown in which the bandwidth expansion device 2 according to the embodiment, the bandwidth expansion device 3 according to the third embodiment, the bandwidth expansion device 4 according to the fourth embodiment, or the bandwidth expansion device 5 according to the fifth embodiment is applied.
  • an audio signal that has been decoded by a decoder is handled as an input signal X (n).
  • the audio signal whose bandwidth has been extended to the bandwidth expansion device 1 is converted to an analog signal by DZA conversion, and then output to an output device such as a speech force.
  • FIG. 19 (d) shows a band extension apparatus 1 according to the first embodiment, a band extension apparatus 2 according to the second embodiment, and a band extension apparatus according to the third embodiment. 3.
  • An example in which the bandwidth expansion device 4 according to the fourth embodiment or the bandwidth expansion device 5 according to the fifth embodiment is applied is shown.
  • the FM signal that is, the audio signal included in the FM signal
  • LPF having a cutoff frequency of about 15 kHz and converted into a digital signal by the AZD converter
  • the audio signal whose band is extended by the band extending device 1 is converted to an analog signal by the DZA converter and then output to an output device such as a speaker.
  • FIG. 19 (e) shows a band extension device 1 according to the first embodiment, a bandwidth extension device 2 according to the second embodiment, and a bandwidth extension device 3 according to the third embodiment.
  • An example in which the bandwidth expansion device 4 according to the fourth embodiment or the bandwidth expansion device 5 according to the fifth embodiment is applied will be described.
  • an AM signal that is, an audio signal included in the AM signal
  • an LPF having a cutoff frequency of about 7.5 kHz and converted into a digital signal by an AZD converter
  • the audio signal whose band has been extended by the band extending apparatus 1 is converted to an analog signal by the DZA conversion and then output to an output device such as a speaker.

Description

帯域拡張装置及び方法
技術分野
[0001] 本発明は、例えばオーディオ信号等の入力信号の帯域を拡張する帯域拡張装置 及び方法の技術分野に関する。
背景技術
[0002] デジタルオーディオ信号の帯域を拡張する技術として、入力されるデジタルオーデ ィォ信号に対して所定の非線形処理を加えることで、入力されるデジタルオーディオ 信号よりも高域の信号成分を生成する技術が知られて!/ヽる (特許文献 1及び非特許 文献 1参照)。例えば特許文献 1に開示されている技術では、入力されるデジタルォ 一ディォ信号の絶対値を取る全波整流を行うことで、入力されるデジタルオーディオ 信号よりも高域の信号成分を生成している。
[0003] 特許文献 1 :特開 2003— 317395号公報
非特許文献 1： Ronald M.Aarts and Erik Larsen and Daniel Schobbenゝ "IMPROVING PERCEIVED BASS AND RECONSTRUCTION OF HIGH FREQUENCIES FOR BA ND LIMITED SIGNALS", Proc. 1st IEEE Benelux Workshop on Model based Proces sing and Coding of Audio (MPCA— 2002)、 Belgium, November 15, 2002、 p59— 71 発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] し力しながら、上述の如く入力されるデジタルオーディオ信号に対して所定の非線 形処理を加えると、本来生成したい 2倍音成分や和音成分の他に、直流成分や差音 成分も同時に生成されてしまう。更には、入力されるデジタルオーディオ信号と調波 関係にない信号成分も同時に生成されてしまう。これらの不要な信号成分が含まれる 信号力も本来生成したい 2倍音成分や和音成分を抽出しようとすれば、大きな減衰 量と急峻な遮断特性を有する高域通過フィルタが必要とされる。しかしながら、このよ うな特性を有する高域通過フィルタは、その回路規模 (言い換えれば、演算量)が大 きくなりかねない。 [0005] 本発明は、例えば上述した従来の問題点に鑑みなされたものであり、例えば入力 信号の帯域をより適切に拡張することを可能とならしめる帯域拡張装置及び方法を 提供することを課題とする。
課題を解決するための手段
[0006] 上記課題を解決するために、請求の範囲第 1項に記載の帯域拡張装置は、入力信 号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド 信号を生成する第 1生成手段と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号 成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号であ る移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入 力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第 2生成手段と、前記高 域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第 3生成手段 とを備える。
[0007] 上記課題を解決するために、請求の範囲第 13項に記載の帯域拡張方法は、入力 信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバン ド信号を生成する第 1生成工程と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信 号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号 である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前 記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第 2生成工程と、前 記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第 3生成 工程とを備える。
[0008] 本発明の作用及び他の利得は次に説明する実施の形態力 明らかにされよう。
図面の簡単な説明
[0009] [図 1]本発明の帯域拡張装置に係る第 1実施例の基本構成を概念的に示すブロック 図である。
[図 2]第 1実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する入力信号、ベースバ ンド信号及び帯域制限信号の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。
[図 3]第 1実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する高域信号及び帯域拡 張信号の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。 [図 4]利得算出回路のより具体的な構成を概念的に示すブロック図である。
[図 5]ベースバンド信号のスペクトル図である。
[図 6]図 5に示すベースバンド信号より生成される帯域拡張信号のスペクトル図である [図 7]帯域制限信号のスぺ外ル図である。
[図 8]図 7に示す帯域制限信号より生成される高域信号のスペクトル図である。
[図 9]比較例に係る帯域拡張装置の動作により、図 7に示す帯域制限信号が全波整 流された後の信号のスペクトル図である。
[図 10]本発明の帯域拡張装置に係る第 2実施例の基本構成を概念的に示すブロック 図である。
[図 11]本発明の帯域拡張装置に係る第 3実施例の基本構成を概念的に示すブロック 図である。
[図 12]第 3実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する入力信号、ベースバ ンド信号及び帯域抽出回路において抽出される信号成分の夫々のスペクトルを概念 的に示すスペクトル図である。
[図 13]ハユング窓が掛け合わせられたブロックを概念的に示す説明図である。
[図 14]上端周波数の決定動作を概念的に示すスペクトル図である。
[図 15]第 3実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する高域信号及び帯域 拡張信号の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。
[図 16]図 7に示す帯域制限信号より生成される高域信号のスペクトル図である。
[図 17]本発明の帯域拡張装置に係る第 4実施例の基本構成を概念的に示すブロック 図である。
[図 18]本発明の帯域拡張装置に係る第 5実施例の基本構成を概念的に示すブロック 図である。
[図 19]帯域拡張装置を各種製品に適用した場合の構成を概念的に示すブロック図 である。
符号の説明
1、2、3、4、 5 帯域拡張装置 111、 112 アップサンプリング回路
121、 122 LPF
131、 162 遅延回路
141、 142 加算回路
151 BPF
173 ブロック化回路
183 窓掛回路
21、 23 高域信号生成回路
211 遅延回路
212 HTF
213 乗算器
214 利得算出回路
215 利得調整回路
231 平方根窓掛回路
232、 234 FFT回路
233 帯域抽出回路
235 上端周波数決定回路
236 解析信号生成回路
発明を実施するための最良の形態
[0011] 以下、発明を実施するための最良の形態として、本発明の帯域拡張装置及び方法 に係る実施形態の説明を進める。
[0012] (帯域拡張装置の実施形態）
本発明の帯域拡張装置の実施形態は、入力信号をアップサンプリングした後に低 域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第 1生成手段と、前 記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域 制限信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力 信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分であ る高域信号を生成する第 2生成手段と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加 算することで出力信号を生成する第 3生成手段とを備える。
[0013] 本発明の帯域拡張装置に係る実施形態によれば、第 1生成手段の動作により、入 力信号は、サンプリング周波数がアップサンプリングされ、その後、低域通過フィルタ を通過する。これにより、入力信号から、ベースバンド信号が生成される。
[0014] その後、第 2生成手段の動作により、ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号 成分 (より具体的には、高域信号を生成するための素になる帯域の信号成分)である 帯域制限信号と、この帯域制限信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号である移相信 号とから、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数 (より具体的には、例えば入力信号の周波数成分の 2倍音成分や和音成分等)を有 して 、る高域信号が生成される。
[0015] その後、第 3生成手段の動作により、生成された高域信号がベースバンド信号にカロ 算されることで、入力信号の帯域を高域側に拡張した信号である出力信号が生成さ れる。
[0016] このように、本実施形態に係る帯域拡張装置によれば、入力信号の帯域を拡張す ることができる。特に、帯域制限信号と該帯域制限信号の位相を π Ζ2移相させた移 相信号とを用いて高域信号を生成しているため、後に数式を用いて詳細に説明する 力 入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数を有し ている高域信号を好適に生成することができる。言い換えれば、帯域制限信号と該 帯域制限信号の位相を π Ζ2移相させた移相信号とを用いて高域信号を生成して いるため、入力信号と調波関係を有していない又は帯域制限信号の周波数よりも低 域側の周波数 (より具体的には、例えば帯域制限信号の周波数成分の差音成分等） を有して!/ヽる若しくは直流の信号成分を殆ど或いは全く含まな ヽような高域信号を生 成することができる。これにより、高域信号を生成するために、入力信号と調波関係を 有して 、な 、又は帯域制限信号の周波数よりも低域側の周波数を有して 、る若しく は直流の信号成分を除去する必要がなくなるため、帯域拡張装置の構成 (例えば、 回路構成や動作等)を相対的に簡略ィ匕することができる。つまり、本発明の帯域拡張 装置に係る実施形態によれば、相対的に簡易に且つ適切に入力信号の帯域を拡張 することができる。 [0017] 本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の一の態様は、前記第 2生成手段は、前 記帯域制限信号と前記移相信号とを乗算することで乗算信号を生成する乗算手段を 備え、前記第 2生成手段は、前記乗算信号に基づいて、前記高域信号を生成する。
[0018] この態様によれば、帯域制限信号と該帯域制限信号の位相を π Z2移相させた移 相信号とを乗算することにより高域信号を生成しているため、入力信号と調波関係を 有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数を有している高域信号を好適に生 成することができる。
[0019] より具体的には、例えば帯域制限信号 Xが Asin (n ) +Bsin (n )で示されるとする
1 2
と、該帯域制限信号の位相を π Ζ2移相させた移相信号 yは Acos (n ) +Bcos (n )
1 2 で示される。ここで、帯域制限信号と移相信号とを乗算すると、乗算信号 xyは、 A2si n (2n ) /2+ABsin (n +n ) +B2sin (2n ) /2にて示される。つまり、乗算信号に
1 1 2 2
は、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数を有し ている信号成分が含まれており、入力信号と調波関係を有していない又は帯域制限 信号の周波数よりも低域側の周波数を有して ヽる若しくは直流の信号成分は含まれ ていない。これにより、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域 側の周波数を有している高域信号を、乗算信号に基づいて好適に生成することがで きる。
[0020] 上述の如く第 2生成手段が乗算手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記第 2 生成手段は、前記帯域制限信号のエンベロープ値に応じて前記乗算信号の利得を 調整することで前記高域信号を生成するように構成してもよ 、。
[0021] このように構成すれば、高域信号の振幅のレベルを、元のベースバンド信号（或 、 は、入力信号)の振幅のレベルと適合させることができる。具体的には、上述の如ぐ 高域信号が帯域制限信号と移相信号との乗算結果より生成されていることから、高域 信号の振幅のレベルは、元のベースバンド信号（或いは、入力信号）の振幅のレベル の 2乗のオーダーになっている。このため、帯域制限信号のエンベロープ値に応じて 高域信号の利得を調整することで、高域信号の振幅のレベルを、元のベースバンド 信号 (或いは、入力信号)の振幅のレベルと適合させることができる。
[0022] 本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の他の態様は、前記第 2生成手段は、前 記帯域制限信号に対してヒルベルト変換処理を施すことで前記移相信号を生成する ヒルベルト変換手段を更に備える。
[0023] この態様によれば、ヒルベルト変換手段の動作により、比較的容易に移相信号を生 成することができる。
[0024] 上述の如くヒルベルト変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記第 2生成 手段は、前記帯域制限信号に対して、前記移相信号の生成に要する時間に相当す る遅延を加える第 1遅延手段を更に備え、前記第 2生成手段は、前記移相信号の生 成に要する時間に相当する遅延が加えられた前記帯域制限信号と前記移相信号と に基づ!/、て、前記高域信号を生成するように構成してもよ 、。
[0025] このように構成すれば、移相信号の生成に要する時間（つまり、ヒルベルト変換処理 を行う時間）の遅延が帯域制限信号に加えられるため、ヒルベルト変換処理を行った としても、同一の時間に対応する帯域制限信号と移相信号とを乗算することができる 。つまり、ある時間における帯域制限信号と、該ある時間における帯域信号に対して ヒルベルト変換処理が行われることで生成される移相信号とを乗算することができる。 これにより、移相信号の生成に要する時間の遅延による影響を排除することができる
[0026] 上述の如くヒルベルト変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記ベースバ ンド信号に対して、前記第 2生成手段による前記高域信号の生成に要する時間に相 当する遅延を加える第 2遅延手段を更に備え、前記第 3生成手段は、前記高域信号 を、前記第 2生成手段による前記高域信号の生成に要する時間に相当する遅延が 加えられた前記ベースバンド信号に加算するように構成してもよ 、。
[0027] このように構成すれば、高域信号の生成に要する時間の遅延がベースバンド信号 に加えられるため、ベースバンド信号に対して、該ベースバンド信号と同一の時間に 対応する高域信号を加算することができる。つまり、ある時間におけるベースバンド信 号に対して、該ある時間におけるベースバンド信号に対応して生成される高域信号 を加算することができる。これにより、高域信号の生成に要する時間の遅延による影 響を排除することができる。
[0028] 上述の如くヒルベルト変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記所定の帯 域は、前記入力信号の上限周波数の 1Z2から前記アップサンプリングされる前の前 記入力信号のサンプリング周波数の 1Z2までの範囲の帯域であるように構成しても よい。
[0029] このように構成すれば、入力信号の上限周波数の 1Z2からアップサンプリングされ る前の入力信号のサンプリング周波数の 1Z2までの範囲の帯域の信号成分である 帯域制限信号を用いて、高域信号を好適に生成することができる。
[0030] 本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の他の態様は、前記第 2生成手段は、前 記ベースバンド信号に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を生成 するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周 波数を上端周波数として決定する決定手段と、前記フーリエ変換信号のうち前記上 端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記フーリエ 変換信号のうち前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成 分のレベル力 SOになるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更する変更手段と、 前記変更手段により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フー リエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換手段とを更に備え、前 記第 2生成手段は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ前 記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成する。
[0031] この態様によれば、フーリエ変換手段の動作により、ベースバンド信号に対してフ 一リエ変換処理が行われる。その結果、フーリエ変換信号が生成される。その後、決 定手段の動作により、生成されるフーリエ変換信号に基づいて、フーリエ変換信号の 信号レベルが急激に減少する周波数である上端周波数が決定される。その後、変更 手段の動作により、フーリエ変換信号のうち上端周波数に応じて規定される帯域の信 号成分のレベルが増大するように、フーリエ変換信号のレベルが変更される。同様に 、変更手段の動作により、フーリエ変換信号のうち上端周波数に応じて規定される帯 域の信号成分以外の信号成分のレベルが 0になるように、フーリエ変換信号のレべ ルが変更される。その後、逆フーリエ変換処理の動作により、変更手段によりそのレ ベルが変更されたフーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理が施される。その 結果、解析信号が生成される。 [0032] 逆フーリエ変換処理の結果生成される解析信号は、変更手段によるフーリエ変換 信号のレベルの変更に起因して、実数部成分が上述した帯域制限信号に相当し、 虚数部成分が上述した移相信号に相当している。このため、第 2生成手段は、実数 部成分を上述した帯域制限信号として扱い、且つ虚数部成分を上述した移相信号と して扱うことで、高域信号を生成することができる。
[0033] このように、フーリエ変換処理及び逆フーリエ変換処理によりベースバンド信号を周 波数領域にぉ 、て取り扱っても、上述したヒルベルト変換手段のようにベースバンド 信号を時間領域において取り扱う態様と同様に、高域信号を好適に生成することが できる。
[0034] 特に、帯域制限信号として扱われる解析信号の実数部成分及び移相信号として扱 われる解析信号の虚数部成分の帯域は、決定手段の動作により適宜決定される上 端周波数に応じて規定されている。従って、入力されるベースバンド信号 (言い換え れば、入力信号)の上限周波数に単純に依存することなぐ入力されるベースバンド 信号に応じて適応的に (具体的には、例えば、入力されるベースバンド信号との連続 性を維持しながら)高域信号を生成することができる。
[0035] 上述の如くフーリエ変換手段等を備える帯域拡張装置の態様では、前記変更手段 は、前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数の 1Z2から前記アップサンプリン グされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の 1Z2までの範囲の帯域の信号 成分のレベルが増大し、且つ前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数の 1Z2 力 前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の 1Z2ま での範囲の帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが 0になるように前記フーリエ 変換信号のレベルを変更するように構成してもよ 、。
[0036] このように構成すれば、入力されるベースバンド信号に応じて適応的に（具体的に は、例えば入力されるベースバンド信号との連続性を維持しながら)高域信号を生成 することができる。
[0037] 上述の如くフーリエ変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記ベースバン ド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接する ブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段と、前記複数のブロックに分 割されたベースバンド信号に対して、ハユング窓を用いた窓掛け処理を施す第 1窓 掛け手段とを更に備え、前記第 2生成手段は、前記複数のブロックに分割されたべ ースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す第 2窓掛 け手段とを更に備え、前記フーリエ変換手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛 け処理が施された前記ベースバンド信号及び前記ハニング窓の平方根を用いた前 記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に前記フーリエ変換処理を 施し、前記決定手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記べ ースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フー リエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定し、前 記変更手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記 ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フ 一リエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレべ ルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前 記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記 フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外 の信号成分のレベルが 0になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更するよう に構成してもよい。
[0038] このように構成すれば、ベースバンド信号力 夫々の一部が隣接するブロックと重複 する複数のブロックに分割されると共に、ハユング窓を用いた窓掛け処理が行われる 。このため、フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号 (つまり、フーリエ変換信 号）に対して逆フーリエ変換処理を施した場合において、元のベースバンド信号を歪 みなく再現することができる。
[0039] 上述の如くフーリエ変換手段等を備える帯域拡張装置の態様では、前記ベースバ ンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接す るブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段を更に備え、前記第 2生成 手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハユング窓の 平方根を用いた窓掛け処理を施す窓掛け手段を更に備え、前記フーリエ変換手段 は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド 信号の夫々に前記フーリエ変換処理を施し、前記決定手段は、前記ハニング窓の平 方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリ ェ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激 に減少する周波数を上端周波数として決定し、前記変更手段は、前記ハニング窓の 平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フ 一リエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端 周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハユング窓 の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記 フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上 端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが 0になるよ うに前記フーリエ変換信号のレベルを変更するように構成してもよ 、。
[0040] このように構成すれば、ベースバンド信号力 夫々の一部が隣接するブロックと重複 する複数のブロックに分割されると共に、ハユング窓を用いた窓掛け処理が行われる 。このため、フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号 (つまり、フーリエ変換信 号）に対して逆フーリエ変換処理を施した場合において、元のベースバンド信号を歪 みなく再現することができる。
[0041] 本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の他の態様は、前記第 2生成手段を複数 備えており、前記複数の第 2生成手段のうちの一の第 2生成手段は、前記複数の第 2 生成手段のうち当該一の第 2生成手段以外の第 2生成手段の少なくとも 1つにより生 成される前記高域信号と該高域信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号とに基づいて 、新たな高域信号を生成する。
[0042] この態様によれば、第 2生成手段により生成された高域信号に基づいて、他の第 2 生成手段の動作により、該高域信号よりも更に高域側の信号成分を含む新たな高域 信号を生成することができる。つまり、第 2生成手段を多段的に組み合わせることがで きるため、入力信号の帯域をより広く拡張することができる。
[0043] (帯域拡張方法の実施形態）
本発明の帯域拡張方法に係る実施形態は、入力信号をアップサンプリングした後 に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第 1生成工程 と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、 該帯域制限信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号である移相信号とに基づいて、前 記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号 成分である高域信号を生成する第 2生成工程と、前記高域信号を前記ベースバンド 信号に加算することで出力信号を生成する第 3生成工程とを備える。
[0044] 本発明の帯域拡張方法に係る実施形態によれば、上述した本発明の帯域拡張装 置に係る実施形態が享受する効果と同様の効果を享受することができる。
[0045] 尚、上述した本発明の帯域拡張装置に係る実施形態における各種態様に対応し て、本発明の帯域拡張方法に係る実施形態も各種態様を採ることが可能である。
[0046] 本実施形態のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施例から更に明らか にされよう。
[0047] 以上説明したように、本発明の帯域拡張装置に係る実施形態によれば、第 1生成 手段と、第 2生成手段と、第 3生成手段とを備える。本発明の帯域拡張方法に係る実 施形態によれば、第 1生成工程と、第 2生成工程と、第 3生成工程とを備える。従って 、入力信号の帯域をより適切に拡張することができる。
実施例
[0048] 以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
[0049] (1) 第 1実施例
初めに、図 1から図 9を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第 1実施例につい て説明を進める。
[0050] (1 - 1) 基本構成
初めに、図 1を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第 1実施例の基本構成に ついて説明を進める。ここ〖こ、図 1は、本発明の帯域拡張装置に係る第 1実施例の基 本構成を概念的に示すブロック図である。
[0051] 図 1に示すように、第 1実施例に係る帯域拡張装置 1は、アップサンプリング回路 11
1と、 LPF (Low Pass Filter) 121と、遅延回路 131と、カロ算器 141と、 BPF (Band Pass
Filter) 151と、高域信号生成回路 21とを備える。
[0052] アップサンプリング回路 111は、デジタル信号である入力信号 X (n)のサンプリング 周波数 fを例えば 2倍にアップサンプリングする。アップサンプリング回路 111におい s
てサンプリング周波数 fがアップサンプリングされた入力信号 x (n)は、 LPF121へ出 s
力される。
[0053] LPF121は、サンプリング周波数 fがアップサンプリングされた入力信号 x (n)のうち s
、 0から f /2 (つまり、 π /2)の帯域の信号成分を通過させる。 0から f /2 (つまり、 π /2)の帯域の信号成分は、ベースバンド信号 X (η)に相当する。ベースバンド信
Β
号 X (η)は、遅延回路 131及び BPF151の夫々へ出力される。
Β
[0054] 尚、アップサンプリング回路 111及び LPF121が、本発明における「第 1生成手段」 の一具体例を構成する。
[0055] 遅延回路 131は、本発明における「第 2遅延手段」の一具体例を構成しており、 BP F151及び高域信号生成回路 21における信号処理に要する時間に相当する遅延 A をベースバンド信号 X (n)にカ卩える。遅延回路 131において遅延 Aが加えられたべ
B
ースバンド信号 X (n)は、加算器 141へ出力される。
B
[0056] 加算器 141は、本発明における「第 3生成手段」の一具体例を構成しており、遅延 回路 131から出力されるベースバンド信号 X (n)と、高域信号生成回路 21において
B
生成される高域信号 X (n)とを加算することにより、帯域拡張信号 (言い換えれば、
H
出力信号 )χ Ε (η)を生成する。
[0057] BPF151は、ベースバンド信号 X (η)のうち、高域信号 χ (η)を生成するための素
Β Η
となる帯域の信号成分である帯域制限信号 X (η)
b を抽出する。より具体的には、 BPF
151は、ベースバンド信号 X (n)のうち、入力信号 x (n)の上限周波数の
B 1Z2から f s
Z2の帯域の信号成分である帯域制限信号 X (n)を抽出する。 BPF151において抽
b
出された帯域制限信号 X (n)は、高域信号生成回路 21へ出力される。
b
[0058] 高域信号生成回路 21は、本発明における「第 2生成手段」の一具体例を構成して おり、入力信号 x (n)に含まれる信号成分の周波数よりも高域側の信号成分である高 域信号 X (n)を生成する。より具体的には、高域信号生成回路 21は、遅延回路 211
H
と、 HTF (Hilbert Transform Filter) 212と、乗算器 213と、利得算出回路 214と、禾 IJ 得調整回路 215とを備えている。
[0059] 遅延回路 211は、本発明における「第 1遅延手段」の一具体例を構成しており、 HT F212におけるヒルベルト変換処理に要する時間に相当する遅延 Bを帯域制限信号 X (n)にカ卩える。遅延回路 211において遅延 Bが加えられた帯域制限信号 X (n)は、 b b 乗算器 213及び利得算出回路 214の夫々へ出力される。
[0060] HTF212は、本発明における「ヒルベルト変換手段」の一具体例を構成しており、 帯域制限信号 X (n)に対してヒルベルト変換処理を施す。その結果、ヒルベルト変換
b
信号 X (n)が生成される。 HTF212において生成されたヒルベルト変換信号 X (n) h h は、乗算器 213及び利得算出回路 214の夫々へ出力される。
[0061] 乗算器 213は、本発明における「乗算手段」の一具体例を構成しており、遅延回路 211より出力される帯域制限信号 X (n)と、 HTF212より出力されるヒルベルト変換
b
信号 X (n)とを乗算する。その結果、高域信号 X (n)が生成される。乗算器 213にお h H
いて生成された高域信号 X (n)は、利得調整回路 215へ出力される。
H
[0062] 利得算出回路 214は、遅延回路 211より出力される帯域制限信号 X (n)と、 HTF2
b
12より出力されるヒルベルト変換信号 X (n)との夫々に基づいて、高域信号 X (n)の
h H 利得 G (n)を算出する。
[0063] 利得調整回路 215は、利得算出回路 214において算出される利得 G (n)を高域信 号 X (n)に掛ける。これにより、高域信号 X (n)の利得が調整される。利得調整回路
H H
215において利得が調整された高域信号 X (n)は、加算器 141へ出力される。
H
[0064] (1 - 2) 動作原理
続いて、図 2及び図 3を参照して、第 1実施例に係る帯域拡張装置 1の動作原理に ついて説明する。ここに、図 2は、第 1実施例に係る帯域拡張装置 1における動作に 関連する入力信号 x (n)、ベースバンド信号 X (n)及び帯域制限信号 X (n)の夫々
B b
のスペクトルを概念的に示すスペクトル図であり、図 3は、第 1実施例に係る帯域拡張 装置 1における動作に関連する高域信号 X (n)及び帯域拡張信号 X (n)の夫々の
H E
スペクトルを概念的に示すスペクトル図である。
[0065] 図 2 (a)に示すように、サンプリング周波数 f の入力信号 x(n)が帯域拡張装置 1に
s
入力されるものとする。
[0066] このような入力信号 x (n)に対して、アップサンプリング回路 111は、サンプリング周 波数 fを 2倍にアップサンプリングする。その後、 LPF121が、サンプリング周波数 f が 2倍にアップサンプリングされた入力信号 x(n)のうち、 0力ら f Z2(つまり、 πΖ2) s
の帯域の信号成分を抽出する。その結果、図 2(b)に示すベースバンド信号 X (n)が
B
抽出される。
[0067] その後、 BPF151力 抽出されたベースバンド信号 X (n)のうち、入力信号 x(n)の
B
上限周波数の 1Z2から fZ2の帯域の信号成分を抽出する。その結果、図 2(c)に s
示す帯域制限信号 X (n)が抽出される。
b
[0068] その後、 HTF212が、 BPF151において抽出された帯域制限信号 X (n)に対して b
ヒルベルト変換処理を施す。その結果、ベースバンド信号 X (n)の位相が πΖ2移相
Β
された信号であるヒルベルト変換信号 X (η)が生成される。
h
[0069] このとき、遅延回路 211は、 BPF151において抽出された帯域制限信号 X (n)に対 b して、 HTF212におけるヒルベルト変換処理に要する時間に相当する遅延 Bをカロえ る。言い換えれば、遅延回路 211は、 BPF151において抽出された帯域制限信号 X b
(n)と、 HTF212におけるヒルベルト変換処理により生成されるヒルベルト変換信号 X (n)との時間整合を図る。更に言い換えれば、遅延回路 211は、ある時間に対応す h
る帯域制限信号 X (n)と、該ある時間に対応する帯域制限信号 X (n)にヒルベルト変 b b
換処理を施すことで生成されるヒルベルト変換信号 χ (n)とが、乗算器 213において h
乗算されるように、帯域制限信号 X (n)に遅延 Bを加える。
b
[0070] その後、乗算器 213は、時間整合が図られた帯域制限信号 X (n)と、ヒルベルト変 b
換信号 X (n)とを乗算する。その結果、図 3 (a)に示す高域信号 X (n)が生成される
[0071] ここで、帯域制限信号 X (n)が、 X (n)=Asin(co t)+Bsin(co t)にて示されると b b 1 2
する。この場合、ヒルベルト変換信号 X (n)は、 X (n) =Acos(co t) +Bcos(co t)に h h 1 2 て示される。このため、これらを乗算することで生成される高域信号 x (n)は、 X (n)
H H
=x (n) Xx (n) = (AsiiUo> t)+Bsin(o> t))XU cos(o> tJ+Bcos o> t)) =A b h 1 2 1 2
2sin(2o> t
1 )Z2+ABsin((o> +ω )t)+B2sin
1 2 (2to t
2)Z2となる。つまり、高域信 号 X (n)には、帯域制限信号 X (n)の周波数成分 (具体的には、 ωや ω の角周波
H b 1 2 数にて示される成分)の 2倍音成分 (具体的には、 2 ωや 2ω の角周波数にて示さ
1 2
れる成分)と、和音成分 (具体的には、 ω +ω の角周波数にて示される成分)が含 まれる。
[0072] 但し、高域信号 x (n)の振幅のレベルは、 A2や ABや B2のように、帯域制限信号 x
H b
(n)の振幅のレベルの 2乗のオーダーになっている。このため、乗算器 213において 生成される高域信号 X (n)の振幅のレべノレを、元の振幅のレべノレのオーダーに直す
H
処理が行われる。
[0073] 具体的には、まず、乗算器 213において帯域制限信号 X (n)とヒルベルト変換信号 b
X (n)とが乗算される前に、帯域制限信号 X (n)は、予め帯域制限信号 X (n)の最大 h b b 振幅の平方根で除算される。帯域制限信号 X (n)の最大振幅の平方根は、例えば b
帯域制限信号 X (n)が nビットで表されている場合には、（2n— 1) 1/2となる。具体的 b
には、帯域制限信号 X (n)の最大振幅の平方根は、帯域制限信号 X (n)が 16ビット b b
で表されている場合には、（216— 1) 1/2 181となる。この除算動作は、 BPF151の 出力である帯域制限信号 X (n)に対して行われる。そして、乗算器 213においては、 b
最大振幅の平方根で除算された帯域制限信号 X (n)
b とヒルベルト変換信号 X (n) h と が乗算されることで、高域信号 χ (n)
H が生成される。
[0074] 更に、利得算出回路 214及び利得調整回路 215等の動作により、乗算器 213にお いて生成される高域信号 X (n)の振幅のレベルを、元の振幅のレベルのオーダーに
H
直すための利得調整処理が行われる。
[0075] ここで、図 4を参照することで、利得算出回路 214のより具体的な構成を説明しなが ら、利得調整処理について説明する。ここに、図 4は、利得算出回路 214のより具体 的な構成を概念的に示すブロック図である。
[0076] 図 4に示すように、利得算出回路 214は、 2乗回路 241と、 2乗回路 242と、加算器 243と、平方根回路 244と、平滑化回路 245と、算出回路 246とを備えている。
[0077] 遅延回路 211より出力される帯域制限信号 X (n)は、 2乗回路 241の動作により 2 b
乗された後、加算器 243へ出力される。同様に、 HTF212より出力されるヒルベルト 変換信号 X (n)は、 2乗回路 242の動作により 2乗された後、加算器 243へ出力され h
る。
[0078] その後、加算器 243の動作により、 2乗された帯域制限信号 X (n)と 2乗されたヒル b
ベルト変換信号 X (n)とが加算される。加算結果は、平方根回路 244へ出力される。 その後、平方根回路 244の動作により、 2乗された帯域制限信号 X (n)と 2乗されたヒ
b
ルペルト変換信号 X (n)との加算結果の平方根が算出される。
h
[0079] つまり、 2乗回路 241と、 2乗回路 242と、カロ算器 243と、平方回路 244との動作に より、帯域制限信号 X (n)のエンベロープ e (n) = (x 2 (n) +x 2 (n) ) 1/2が算出される
b b h
[0080] その後、エンベロープ e (n)の急激な変動を抑制するために、平滑ィ匕回路 245の動 作により、エンベロープ e (n)に対する平滑化処理が行われる。具体的には、平滑ィ匕 されたエンベロープ (以下、適宜"平滑化エンベロープ"と称する） s (n)は、 s (n) = (1 - a ) X s (n- l) + a X e (n)にて示される。ここで、「 α」は、平滑化の程度を調整す るために 0から 1の範囲において定められる定数である。つまり、エンベロープ e (n)の 変化の態様に応じて、好適な値が適宜定数 aとして定められる。
[0081] その後、算出回路 246の動作により、乗算器 213より出力される高域信号 X (n)に
H
実際に掛け合わせられる利得 G (n)が算出される。
[0082] 具体的には、利得 G (n)は、平滑化エンベロープの最大値を EMAXとすると、 EM AX/ (s (n) +c)にて示される。ここで、「c」は、分母が 0になる不都合を防ぐための 小さな定数であり、適宜好適な値が設定される。また、平滑ィ匕エンベロープの最大値 である EMAXは、例えば帯域制限信号 X (n)が nビットで表されている場合には、（2
b
n— 1) 1/2となる。具体的には、平滑ィ匕エンベロープの最大値は、帯域制限信号 X (n
b
)が 16ビットで表されている場合には、（216— 1) 1/2 = 181となる。
[0083] 但し、雑音等の微小な信号に対して利得 G (n)が大きくなりすぎるのを防止する観 点から導入される利得 G (n)の最大値を GMAXとすると、 EMAX/ (s (n) +c)が G
MAXよりも大きくなる場合には、利得 G (n)は GMAXとなる。
[0084] このように算出される利得 G (n)が、利得調整回路 215の動作により、乗算器 213に ぉ ヽて生成される高域信号 X (n)に掛け合わされる。利得 G (n)が掛け合わされた高
H
域信号 X (n)は、加算器 141において、ベースバンド信号 X (n)と加算される。その
H B
結果、図 3 (b)に示すように、帯域拡張信号 X (n)が生成される。
E
[0085] 尚、加算器 141において加算されるベースバンド信号 X (n)は、遅延回路 131の動
B
作により、 BPF151及び高域信号生成回路 21の動作により高域信号 X (n)を生成 するために要する時間に相当する遅延 Aが加えられている。言い換えれば、遅延回 路 131は、 LPF121において抽出されたベースバンド信号 X (n)と、高域信号生成
B
回路 21において生成された高域信号 X (n)との時間整合を図る。更に言い換えれ
H
ば、遅延回路 131は、ある時間に対応するベースバンド信号 X (n)と、該ある時間に
B
対応するベースバンド信号 X (n)から生成される高域信号 X (n)とが、加算器 141に
B H
おいて加算されるように、ベースバンド信号 X (n)に遅延 Aを加える。
B
[0086] ここで、図 5から図 9を参照して、第 1実施例に係る帯域拡張装置 1により生成される 帯域制限信号 X (n)、帯域拡張信号 X (n)、高域信号 X (n)について説明する。ここ b E H
に、図 5は、ベースバンド信号 X (n)のスペクトル図であり、図 6は、図 5に示すベース
B
バンド信号 X (n)より生成される帯域拡張信号 X (n)のスペクトル図であり、図 7は、
B E
帯域制限信号 X (n)のスぺ外ル図であり、図 8は、図 7に示す帯域制限信号 X (n)よ b b り生成される高域信号 χ (n)のスペクトル図であり、図 9は、比較例に係る帯域拡張
H
装置の動作により、図 7に示す帯域制限信号 X (n)が全波整流された後の信号のス b
ベクトル図である。
[0087] 図 5は、 44. 1kHzのサンプリング周波数を有する信号から、例えば lOOOOHz以下 の信号成分を抽出することで得られる信号を示している。これは 22. 05kHzのサンプ リング周波数を有する入力信号 x(n)を 2倍にアップサンプリングして力も LPF121に 通した、ベースバンド信号 X (n)に相当する。
B
[0088] 図 5に示すベースバンド信号 X (n)に対して、第 1実施例に係る帯域拡張装置 1の
B
動作による帯域拡張処理を施すと、図 6に示す帯域拡張信号 X (n)が生成される。
E
図 6に示すように、元の信号 (つまり、ベースバンド信号 X (n) )の帯域が好適に拡張
B
されていることが分かる。
[0089] 図 7は、 8kHzのサンプリング周波数にてサンプリングされ、基本周波数が 437. 5H zであり、且つ高調波の振幅が全て等しい入力信号に対して、サンプリング周波数を 2倍にアップサンプリングした後に 2kHzから 4kHzの帯域の信号成分を抽出すること で得られる帯域制限信号 X (n)を示している。
b
[0090] 図 7に示す帯域制限信号 X (n)に対して、第 1実施例に係る帯域拡張装置 1の動 b
作による帯域拡張処理を施すと、図 8に示す高域信号 X (n)が生成される。図 8に示 すように、高域信号 x (n)は、元の信号 (つまり、帯域制限信号 X (n) )と調波関係に
H b
あると共に、元の信号の 2倍音成分や和音成分が生成され且つ元の信号の差音成 分や直流成分や元の信号の成分が含まれていないことが分かる。このように、元の信 号 (つまり、帯域制限信号 X (n) )の帯域 (つまり、 2kHzから 4kHzの帯域)が、 4kHz b
力 8kHzにまで好適に拡張されていることが分かる。
[0091] 他方で、図 7に示す帯域制限信号 X (n)に対して、全波整流を施すことで高域信号 b
X (n)を生成する比較例に係る帯域拡張装置の動作による帯域拡張処理を施すと、
H
図 9に示すように、元の信号の 2倍音成分や和音成分のみならず、元の信号の差音 成分や直流成分や、更には元の信号と調波関係にない多くの成分が生成されてしま う。これらの不要な信号成分が含まれる信号から本来生成した!/、2倍音成分や和音 成分を抽出しようとすれば、大きな減衰量と急峻な遮断特性を有する HPF (High Pas s Filter)が必要とされる。しかしながら、このような特性を有する HPFは、その回路規 模 (言い換えれば、演算量)が大きくなりかねない。
[0092] しかるに、第 1実施例に係る帯域拡張装置 1によれば、元の信号の差音成分や直 流成分や、更には元の信号と調波関係にない多くの成分が生成されないため、元の 信号の帯域を好適に拡張することができる。これは、上述したように、元の信号にヒル ベルト変換処理を施した信号を、元の信号に掛け合わせて 、ることに起因して 、る。
[0093] 更には、元の信号の差音成分や直流成分や、更には元の信号と調波関係にない 多くの成分が生成されないため、比較例に係る帯域拡張装置において必要とされた HPFを必要としない。このため、回路規模を相対的に小さくすることができる。
[0094] 加えて、高域信号 X (n)の振幅のレベル力 元の信号の振幅のレベルに適合する
H
ように高域信号 X (n)の利得を調整して 、るため、元の信号との信号レベルの整合
H
性を保ちつつ、元の信号の帯域を好適に拡張することができる。
[0095] (2) 第 2実施例
続いて、図 10を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第 2実施例について説明 を進める。ここに、図 10は、本発明の帯域拡張装置に係る第 2実施例の基本構成を 概念的に示すブロック図である。尚、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1と同 様の構成については同一の参照符号を付してその詳細な説明は省略する。 [0096] 図 10に示すように、第 2実施例に係る帯域拡張装置 2は、 N (但し、 Nは 2以上の整 数)個の高域信号生成回路 21が多段に接続されている。
[0097] このような構成を有する第 2実施例に係る帯域拡張装置 2では、まず、アップサンプ リング回路 112は、サンプリング周波数 fを 2N倍にアップサンプリングする。その後、 L s
PF122が、サンプリング周波数 f力^ N倍にアップサンプリングされた入力信号 x (n) s
のうち、 0から f Z2(つまり、 π Ζ2Ν)の帯域の信号成分を抽出する。その結果、ベー スバンド信号 X (η)が抽出される。
Β
[0098] その後、 BPF151が、抽出されたベースバンド信号 X (η)のうち、入力信号 χ (η)の
Β
上限周波数の 1Z2から f Z2の帯域の信号成分を抽出する。その結果、帯域制限信 s
号 X (n)が抽出される。そして、高域信号生成回路 21— (1)は、帯域制限信号 X (n) b b から高域信号 χ (n)を生成する。
H- (l)
[0099] 高域信号生成回路 21— (1)において生成された高域信号 X (n)は、遅延回路
H- (l)
162— (1)へ出力されると共に、高域信号生成回路 21— (1)の次段に接続される高 域信号生成回路 21—（2)へ出力される。
[0100] 高域信号生成回路 21— (2)は、高域信号生成回路 21— (1)において生成された 高域信号 X (n)から、該高域信号 X (n)よりも高域である新たな高域信号 X
H—（1) H—（1) H
(n)を生成する。高域信号生成回路 21— (2)において生成された高域信号 X
- (2) H- (
(n)は、遅延回路 162— (2)へ出力されると共に、高域信号生成回路 21— (2)の
2)
次段に接続される高域信号生成回路 21— (3)へ出力される。以降、このような動作 力 多段接続された高域信号生成回路 21の数だけ繰り返される。
[0101] 遅延回路 162— (1)において高域信号 X (n)に加えられる遅延 C (l)は、該遅
H- (l)
延回路 162— (1)に対応する高域信号生成回路 21— (1)よりも下段に接続されてい る高域信号生成回路 21— (2)、 21— (3)、 · · ·、 21— (N)の夫々にお 、て高域信号 X (η)、χ (η)、 · · ·、χ (η)の夫々を生成するために要する時間に相当
Η- (2) Η- (3) Η- (Ν)
する時間である。言い換えれば、遅延回路 162— (1)において高域信号 X (η)
H- (l) に加えられる遅延 C (l)は、遅延回路 162— (1)の次段に接続される遅延回路 162 (2)にお 、て加えられる遅延 C (2)と、高域信号生成回路 21— (2)にお 、て高域 信号 X (n)を生成するために要する時間に相当する時間との和である。
H- (2) [0102] つまり、遅延回路 162— (m) (但し、 l≤m≤N)において高域信号 x (n)にカロ えられる遅延 C (m)は、該遅延回路 162— (m)に対応する高域信号生成回路 21— ( m)よりも下段に接続されて ヽる高域信号生成回路 21— (m+ 1)、 21— (m+ 2)、 · · ·、 21—（N)の夫々において高域信号 x (η)、χ (η)、 · · ·、χ (η) の夫々を生成するために要する時間に相当する時間である。言い換えれば、遅延回 路 162— (m)において高域信号 X (n)にカ卩えられる遅延 C (m)は、遅延回路 16
2 - (m)の次段に接続される遅延回路 162—（m+ 1)において加えられる遅延 C (m + 1)と、高域信号生成回路 21— (m+ 1)において高域信号 X (n)を生成す るために要する時間に相当する時間との和である。
[0103] また、遅延回路 132においてベースバンド信号 X (n)に加えられる遅延 Aは、高域 信号生成回路 21— ( 1)、 21— (2)、 · · ·、 21— (N)の夫々において高域信号 X
(η)、χ (η)、 · · ·、χ (η)の夫々を生成するために要する時間と、 BPF152 における処理に要する時間との和である。言い換えれば、遅延回路 132においてべ ースバンド信号 X (η)に加えられる遅延 Αは、遅延回路 162— ( 1)において加えられ る遅延 C ( l)と、高域信号生成回路 21— ( 1)において高域信号 X (n)を生成す るために要する時間と、 BPF152における処理に要する時間との和である。
[0104] そして、高域信号 X (n)と、遅延 C (N - 1)が加えられた高域信号 x (n) が加算器 142— (N—l)において加算され、更に該加算結果に、遅延 C (N— 2)が 加えられた高域信号 X (n)が加算器 142— (N - 2)において加算される。以 降、同様の動作が、多段接続された高域信号生成回路 21の数だけ繰り返される。
[0105] このような構成を有する第 2実施例に係る帯域拡張装置 2によれば、上述した第 1 実施例に係る帯域拡張装置 1と同様の効果を享受することができると共に、入力信号 x (n)をより広い帯域に拡張することができる。具体的には、 N個の高域信号生成回 路 21が多段に接続されていれば、入力信号 x (n)の帯域を 2N倍に拡張することがで きる。
[0106] (3) 第 3実施例
続いて、図 11から図 16を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第 3実施例につ いて説明を進める。尚、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1及び第 2実施例 に係る帯域拡張装置 2と同様の構成については、同一の参照符号を付してその詳細 な説明は省略する。
[0107] (3- 1) 基本構成
初めに、図 11を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第 3実施例の基本構成に ついて説明を進める。ここに、図 11は、本発明の帯域拡張装置に係る第 3実施例の 基本構成を概念的に示すブロック図である。
[0108] 図 11に示すように、第 3実施例に係る帯域拡張装置 1は、アップサンプリング回路 1 11と、： LPF (Low Pass Filter) 121と、ブロックィ匕回路 173と、窓掛回路 183と、カロ算器 141と、高域信号生成回路 23とを備える。
[0109] ブロック化回路 173は、本発明における「分割手段」の一具体例を構成しており、 L PF121より出力されるベースバンド信号 X (n)に対して、ブロック化処理を施す。より
B
具体的には、ブロック化回路 173は、ベースバンド信号 X (n)を一定サンプル数のブ
B
ロックに分割する。ここでは特に、ベースバンド信号 X (n)は、各ブロックの半分が隣
B
接するブロックと重複するように分割される。つまり、各ブロックの右側半分が、右側に 隣接するブロックと隣接し、且つ各ブロックの左側半分が、左側に隣接するブロックと 隣接するように分割される。ブロック化回路 173にお 、てブロック化処理が施された ベースバンド信号 X (n)は、窓掛回路 183及び高域信号生成回路 23中の平方根窓
B
掛回路 231へ出力される。
[0110] 窓掛回路 183は、本発明における「窓掛手段」の一具体例を構成しており、ブロック 化処理が施されたベースバンド信号 X (n)に対して、ハユング窓を掛け合わせる。ハ
B
ユング窓が掛け合わされたベースバンド信号 X (n)は、高域信号生成回路 23中の F
B
FT (Fast Fourier Transform)回路 234及び力卩算器 141の夫々へ出力される。
[0111] 高域信号生成回路 23は、本発明における「第 2生成手段」の一具体例を構成して おり、入力信号 x(n)に含まれる信号成分の周波数よりも高域側の信号成分である高 域信号 X (n)を生成する。より具体的には、高域信号生成回路 23は、平方根窓掛回
H
路 231と、 FFT回路 232と、帯域抽出回路 233と、 FFT回路 234と、上端周波数決 定回路 235と、解析信号生成回路 236と、乗算器 213と、利得算出回路 214と、利得 調整回路 215とを備えて 、る。 [0112] 平方根窓掛回路は、本発明における「窓掛手段」の一具体例を構成しており、プロ ック化処理が施されたベースバンド信号 X (n)に対して、ハニング窓の平方根を掛け
B
合わせる。ハユング窓の平方根が掛け合わされたベースバンド信号 X (n)は、 FFT
B
回路 232へ出力される。
[0113] FFT回路 232は、本発明における「フーリエ変換手段」の一具体例を構成しており 、平方根窓掛回路 231にお ヽてハニング窓の平方根が掛け合わされたベースバンド 信号 X (n)に対して、高速フーリエ変換処理を施す。 FFT回路 232において高速フ
B
一リエ変換処理が施されたベースバンド信号 (以降、 FFT回路 232において高速フ 一リエ変換処理が施されたベースバンド信号、つまり、 FFT回路 232の出力を、 "高 速フーリエ変換出力 X(f) "と称する）は、帯域抽出回路 233へ出力される。
[0114] 帯域抽出回路 233は、本発明における「変更手段」の一具体例を構成しており、高 速フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号、すなわち高速フーリエ変換出力 X (f)のうち、上端周波数決定回路 235において決定される上端周波数 f に応じた帯
U
域の信号成分を抽出する。帯域抽出回路 233において抽出された信号成分は、解 析信号生成回路 236へ出力される。
[0115] FFT回路 234は、本発明における「フーリエ変換手段」の一具体例を構成しており 、窓掛回路 183においてハユング窓が掛け合わされたベースバンド信号 X (n)に対
B
して、高速フーリエ変換処理を施す。 FFT回路 234において高速フーリエ変換処理 が施されたベースバンド信号は、上端周波数回路 235へ出力される。
[0116] 上端周波数決定回路 235は、本発明における「決定手段」の一具体例を構成して おり、 FFT回路 234において高速フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号の 上端周波数 f を決定する。上端周波数決定回路 235において決定された上端周波
U
数 f は、帯域抽出回路 233へ出力される。
U
[0117] 解析信号生成回路 236は、本発明における「逆フーリエ変換手段」の一具体例を 構成しており、帯域抽出回路 233において抽出された信号成分に対して逆フーリエ 変換処理を施す。その結果、解析信号が生成される。
[0118] この解析信号は、後に詳述するように、その実数部成分が上述の帯域制限信号 X (
b n)となり、その虚数部成分が上述のヒルベルト変換信号 X (n)となる。従って、解析 信号より取得される帯域制限信号 x (n)及びヒルベルト変換信号 X (n)を用いて、乗
b h
算器 213、利得算出回路 214及び利得調整回路 215の動作により、高域信号 x (n)
H
が生成される。
[0119] (3- 2) 動作原理
続いて、図 12から図 15を参照して、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3の動作原理 について説明する。ここに、図 12は、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3における動作 に関連する入力信号 x(n)、ベースバンド信号 X (n)及び帯域抽出回路 233におい
B
て抽出される信号成分の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図であり、図 13 は、ハユング窓が掛け合わせられたブロックを概念的に示す説明図であり、図 14は、 上端周波数 f の決定動作を概念的に示すスペクトル図であり、図 15は、第 3実施例
U
に係る帯域拡張装置 3における動作に関連する高域信号 X (n)及び帯域拡張信号
H
X (n)の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。
E
[0120] 図 12 (a)に示すように、サンプリング周波数 fの入力信号 x(n)が帯域拡張装置 1に
s
入力されるものとする。
[0121] このような入力信号 x (n)に対して、アップサンプリング回路 111は、サンプリング周 波数 fを 2倍にアップサンプリングする。その後、 LPF121が、サンプリング周波数 f 力 S 2倍にアップサンプリングされた入力信号 x (n)のうち、 0力ら f
s Z2(つまり、 π Ζ2) の帯域の信号成分を抽出する。その結果、図 12 (b)に示すベースバンド信号 X (n)
B
が抽出される。
[0122] その後、ブロック化回路 173は、ベースバンド信号 X (n)に対して、時間軸上にお
B
けるブロック化処理を施す。具体的には、ベースバンド信号 X (n)を、一定サンプル
B
数のブロックに分割する。
[0123] その後、窓掛回路 183は、ブロック化処理が施されたベースバンド信号 X (n)に対
B
して、ハユング窓 w(n)を掛け合わせる。窓掛回路 183によりハユング窓 w(n)が掛け 合わせられたベースバンド信号 X (n)は、 FFT回路 234へ出力される。尚、ハユング
B
窓 w (n)は、 w(n) =0. 5 + 0. 5cos (27u nZ (N— 1) )により示される窓関数であり、 各窓を隣接する窓と 1Z2オーバーラップ加算すると、その加算結果が 1になる窓関 数である。 [0124] ハユング窓が掛け合わされた複数のブロックは、図 13に示される。図 13に示すよう なブロック化処理及びノヽユング窓の掛け合わせが施されたベースバンド信号 X (n)
B
は、各ブロックを再合成する際に、歪みなく信号を再現することができるという効果を 享受することができる。
[0125] その後、ブロック化処理が施され且つハユング窓が掛け合わされたベースバンド信 号 X (n)に対して、 FFT回路 234の動作により、高速フーリエ変換処理が施される。
B
つまり、ベースバンド信号 X (n)の処理領域が、時間領域力 周波数領域へと変換さ
B
れ、その結果、ブロック化処理が施され且つハユング窓が掛け合わされたベースバン ド信号 X (n)の対数振幅スペクトルが得られる。
B
[0126] その後、上端周波数決定回路 235は、 FFT回路 234において高速フーリエ変換処 理が施されることで得られる、ブロック化処理が施され且つハユング窓が掛け合わさ れたベースバンド信号 X (n)の対数振幅スペクトルに基づいて、上端周波数 f を決
B U
定する。
[0127] 上端周波数の決定動作では、まず、 Savitzky-Golayフィルタ等によりまず振幅対数 スペクトルを平滑ィ匕することで、図 14中の太線のグラフにて示すような平滑化スぺタト ルが生成される。尚、図 14に示す振幅対数スペクトルは、サンプリング周波数 fが 80
s
00Hzの入力信号 X (n)に対応する振幅対数スペクトルの一例を示して!/、る。
[0128] その後、平滑化スペクトルのグラフ上を、入力信号 x (n)のサンプリング周波数 fの 1
s
Z2の周波数から、周波数の低い側へ向力つてスキャンする。そして、スペクトル強度 (言い換えれば、デシベル値にて示される振幅）の上昇が止まる地点の周波数を上 端周波数 f として決定する。例えば、図 14に示すグラフであれば、 4000Hzの地点
U
力 グラフの左側へ向かって平滑化スペクトルをスキャンしていき、スペクトル強度の 上昇が止まる地点の周波数（図 14では、概ね 3400Hz程度）が、上端周波数 f とし
U
て決定される。決定された上端周波数 f は、帯域抽出回路 233へ出力される。
U
[0129] 他方で、ブロック化回路 173においてブロック化処理が施されたベースバンド信号 X
(n)は、窓掛回路 183に加えて、高域信号生成回路 23中の平方根窓掛回路 231
B
へも出力される。平方根窓掛回路 231は、ブロック化処理が施されたベースバンド信 号 X (n)に対して、ハユング窓 w (n)の平方根（つまり、（w (n) ) 1/2)を掛け合わせる。 平方根窓掛回路 231によりハニング窓 w (n)の平方根が掛け合わせられたベースバ ンド信号 X (n)は、 FFT回路 232へ出力される。
B
[0130] 尚、窓掛回路 231においてハユング窓 w(n)の平方根が掛け合わせられるのは、以 下の理由力もである。後に詳述するように、第 3実施例においては、ブロック化処理が 施されたベースバンド信号 X (n)から得られる解析信号の実数部成分と虚数部成分
B
とを掛け合わせることで高域信号 X (n)を生成している。このため、解析信号の実数
H
部成分と虚数部成分との夫々にハニング窓 w(n)が掛け合わせられる影響が生ずる ことを考慮すれば、解析信号の実数部成分と虚数部成分とを掛け合わせると、ハニン グ窓 w(n)の 2乗が高域信号 X (n)に掛け合わせられることになつてしまう。従って、
H
解析信号の実数部成分と虚数部成分とを掛け合わせたときに、ハユング窓 w(n)が 高域信号 X (n)に掛け合わせられる状態を実現できるように、ベースバンド信号 X (n
H B
)には、ハユング窓 w(n)の平方根を掛け合わせている。
[0131] その後、ブロック化処理が施され且つハユング窓の平方根が掛け合わされたベース バンド信号 X (n)に対して、 FFT回路 232の動作により、高速フーリエ変換処理が施
B
される。 FFT回路 232において高速フーリエ変換処理が施された高速フーリエ変換 出力 X(f)は、帯域抽出回路 233へ出力される。
[0132] その後、帯域抽出回路 233の動作により、高速フーリエ変換出力 X(f)のうち、図 12
(c)に示すような f から f
U Z2 s Z2までの帯域の信号成分が抽出される。
[0133] その後、解析信号生成部 236では、高速フーリエ変換出力 X(f)のスペクトル強度 を変更する。具体的には、 FFT回路 232において高速フーリエ変換処理が施された 高速フーリエ変換出力 X(f)のうち、帯域抽出回路 233において抽出された f
U Z2か ら f Z2までの帯域の信号成分のスペクトル強度を 2倍にする。他方、 FFT回路 232 s
において高速フーリエ変換処理が施された高速フーリエ変換出力 X(f)のうち、帯域 抽出回路 233において抽出された f
U Z2から f
s Z2までの帯域の信号成分以外の信 号成分のスペクトル強度を 0にする。つまり、スペクトル強度が変更された高速フーリ ェ変換出カ (£)を2 (£)にて示すとすれば、2 ( ) = 2 ( )、；[0 f /2≤f≤f /2
U s
； =0, for f<f /2 or f /2<fにて示される。
U s
[0134] その後、解析信号生成部 236は、スペクトル強度が変更された高速フーリエ変換出 力 Z (f)に対して、逆フーリエ変換処理を施す。その結果、解析信号 z (n)が生成され る。
[0135] 解析信号 z (n)は、その実数部成分が上述の帯域制限信号 X (n)となり、その虚数
b
部成分が上述のヒルベルト変換信号 X (n)となる。つまり、 z (n) =x (n) +jx (n)に
h b h て示される解析信号 z (n)が生成される。このため、以後は、上述した第 1実施例に係 る帯域拡張装置 1と同様に、帯域制限信号 X (n)とヒルベルト変換信号 X (n)とが乗
b h
算されることで、図 15 (a)に示すような高域信号 X (n)が生成される。更に、第 3実施
H
例においても、第 1実施例と同様に、乗算器 213において生成される高域信号 X (n
H
)の振幅のレベルを、元の振幅のレベルのオーダーに直す処理が行われる。そして、 係る処理が施された高域信号 X (n)は、加算器 141において、ベースバンド信号 X (
H B
n)と加算される。その結果、図 15 (b)に示すように、帯域拡張信号 X (n)が生成され
E
る。
[0136] 尚、第 3実施例においては、ブロック化回路 173の動作によりベースバンド信号 X (
b n)をブロック化していることから、加算器 141において、帯域拡張信号 X (n)は、隣
E
接するブロックと 1/2オーバーラップ加算される。
[0137] ここで、図 16を参照して、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3により生成される高域 信号 X (n)について説明する。ここに、図 16は、図 7に示す帯域制限信号 X (n)より
H b 生成される高域信号 X (n)のスペクトル図である。
H
[0138] 8kHzのサンプリング周波数にてサンプリングされ、基本周波数が 437. 5Hzであり 、且つ高調波の振幅が全て等しい入力信号に対して、サンプリング周波数を 2倍にァ ップサンプリングした後に 2kHzから 4kHzの帯域の信号成分を抽出することで得られ る帯域制限信号 X (n) (つまり、上述の図 7に示す帯域制限信号 X (n) )に対して、第
b b
3実施例に係る帯域拡張装置 3の動作による帯域拡張処理を施すと、図 16に示す高 域信号 X (n)が生成される。図 16に示すように、高域信号 X (n)は、元の信号 (つま
H H
り、帯域制限信号 X (n) )と調波関係にあると共に、元の信号の 2倍音成分や和音成
b
分が生成され且つ元の信号の差音成分や直流成分や元の信号の成分が含まれて いないことが分かる。このように、元の信号 (つまり、帯域制限信号 X (n) )の帯域 (つ
b
まり、 2kHzから 4kHzの帯域）が、 4kHzから 8kHzにまで好適に拡張されていること が分かる。
[0139] このように、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3によれば、上述した第 1実施例に係る 帯域拡張装置 1と同様の効果を享受することができる。
[0140] 力!]えて、第 3実施例においては、元の信号 (つまり、ベースバンド信号 X (n) )の対 b
数スペクトルを平滑ィ匕することで上端周波数 f を決定した後、該上端周波数 f に基
U U
づいて高域信号 X (n)を生成するための素となる帯域の信号成分を抽出している。
H
このため、元の信号の上端周波数 f に応じて、適応的に高域信号 X (n)を生成する
U H
ことができる。つまり、第 1実施例においては、 BPF151により高域信号 X (n)を生成
H
するための素となる帯域の信号成分を固定的に抽出していたが、第 3実施例におい ては、高域信号 X (n)を生成するための素となる帯域の信号成分として、元の信号
H
に応じた好適な帯域の信号成分を抽出することができる。これにより、元の信号に適 応した (例えば、元の信号と連続的に或いは滑らかに加算されるような）高域信号 X (
H
n)を好適に生成することができる。
[0141] (4) 第 4実施例
続いて、図 17を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第 4実施例について説明 を進める。ここに、図 17は、本発明の帯域拡張装置に係る第 4実施例の基本構成を 概念的に示すブロック図である。尚、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1、第 2実施例に係る帯域拡張装置 2又は第 3実施例に係る帯域拡張装置 3と同様の構成 については同一の参照符号を付してその詳細な説明は省略する。
[0142] 図 17に示すように、第 4実施例に係る帯域拡張装置 4では、第 3の実施例に係る帯 域拡張装置 3と比較して、 FFT回路 234及び窓掛回路 183が除かれている。第 4実 施例に係る帯域拡張装置 4では、 FFT回路 234が行っていた処理は、 FFT回路 23 2において行われ、窓掛回路 183において行われていた処理は、平方根窓掛回路 2 31において行われる。
[0143] 具体的には、平方根窓掛回路 231は、ブロック化処理が施されたベースバンド信号 X (n)に対して、ハユング窓 w(n)の平方根を掛け合わせる。その後、ブロック化処理
B
が施され且つハニング窓の平方根が掛け合わされたベースバンド信号 X (n)に対し
B
て、 FFT回路 232の動作により、高速フーリエ変換処理が施される。つまり、ベース バンド信号 x (n)の処理領域が、時間領域から周波数領域へと変換され、その結果
B
、対数振幅スペクトル (つまり、高速フーリエ変換出力 X(f) )が生成される。生成され た対数振幅スペクトルは、上端周波数決定回路 235及び帯域抽出回路 233の夫々 へ出力される。あとは、上述した第 3実施例に係る帯域拡張装置 3と同様の動作で、 高域信号 X (n)が生成される。
H
[0144] このように、第 4実施例に係る帯域拡張装置 4によれば、上端周波数 f を決定する
U
ために用いられる高速フーリエ変換出力 X(f)と、高域信号 X (n)を生成する素となる
H
帯域の信号成分を抽出するための高速フーリエ変換出力 X(f)とを、同一の平方根 窓掛回路 231及び FFT回路 232を用いて生成することができる。言い換えれば、上 端周波数 f
Uを決定するために用いられる高速フーリエ変換出力 X(f)と、高域信号 X
H
(n)を生成する素となる帯域の信号成分を抽出するための高速フーリエ変換出力 X( f)とを生成するために、夫々別個の窓掛回路及び FFT回路を設ける必要がない。こ のため、第 4実施例に係る帯域拡張装置 4によれば、上述した第 3実施例に係る帯域 拡張装置 3が享受する効果と同様の効果を相応に享受することができると共に、第 3 実施例に係る帯域拡張装置 3と比較して、回路構成を簡略ィ匕することができる。
[0145] (5) 第 5実施例
続いて、図 18を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第 5実施例について説明 を進める。ここに、図 18は、本発明の帯域拡張装置に係る第 5実施例の基本構成を 概念的に示すブロック図である。尚、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1、第 2実施例に係る帯域拡張装置 2、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3又は第 4実施例 に係る帯域拡張装置 4と同様の構成については同一の参照符号を付してその詳細 な説明は省略する。
[0146] 図 18に示すように、第 5実施例に係る帯域拡張装置 5は、 N (但し、 Nは 2以上の整 数)個の高域信号生成回路 23が多段に接続されて 、る。
[0147] このような構成を有する第 5実施例に係る帯域拡張装置 5では、まず、アップサンプ リング回路 112は、サンプリング周波数 fを 2N倍にアップサンプリングする。その後、 L
s
PF122が、サンプリング周波数 f力^ N倍にアップサンプリングされた入力信号 x (n)
s
のうち、 0から f Z2(つまり、 π Ζ2Ν)の帯域の信号成分を抽出する。その結果、ベー スバンド信号 x (n)が抽出される。
B
[0148] その後、ブロック化回路 173においてブロック化処理が施されたベースバンド信号 X
(n)及び窓掛回路 183においてハユング窓 w(n)が掛け合わせられたベースバンド
B
信号 X (n)の夫々が高域信号生成回路 23— (1)へ出力される
B
その後、高域信号生成回路 23— (1)において、ハユング窓 w(n)が掛け合わせら れたベースバンド信号 X (n)に基づいて上端周波数 f が決定される。更に、高域信
B U
号生成回路 23— 1中の帯域抽出回路 233により、高域信号生成回路 23— (1)中の FFT回路 232によりベースバンド信号 X (n)に対してフーリエ変換処理が行われるこ
B
とで生成される高速フーリエ変換出力 X(f)のうち、入力信号 χ (η)の上端周波数の 1 Ζ2から f Z2の帯域の信号成分が抽出される。その後、帯域抽出回路 233により抽
s
出された信号成分のスペクトル強度を 2倍に変更し、且つ帯域抽出回路 233により抽 出された信号成分以外の信号成分のスペクトル強度を 0に変更することで得られる Z (f)に対して逆フーリエ変換処理が施されることで、高域信号 X (n)
H- (l) が生成される
[0149] 高域信号生成回路 23— (1)において生成された高域信号 X (n)は、加算回路
H- (l)
142- (1)へ出力されると共に、高域信号生成回路 23— (1)の次段に接続される高 域信号生成回路 23—（2)へ出力される。
[0150] 高域信号生成回路 23— (2)は、高域信号生成回路 23— (1)において生成された 高域信号 X (n)から、該高域信号 X (n)よりも高域である新たな高域信号 X
H—（1) H—（1) H
(n)を生成する。高域信号生成回路 23— (2)において生成された高域信号 X
- (2) H- (
(n)は、加算回路 142— (2)へ出力されると共に、高域信号生成回路 23— (2)の
2)
次段に接続される高域信号生成回路 23—（3)へ出力される。以降、このような動作 が、多段接続された高域信号生成回路 23の数だけ繰り返される。
[0151] そして、高域信号生成回路 23— (N)において生成された高域信号 X (n)と、
H- (N)
高域信号生成回路 23—（N— 1)にお ヽて生成された高域信号 X (n)が加算
H- (N- 1)
器 142— (N- 1)において加算され、更に該加算結果に、高域信号生成回路 23— ( N- 2)において生成された高域信号 X (n)が加算器 142— (N— 2)において
H- (N- 2)
加算される。以降、同様の動作が、多段接続された高域信号生成回路 23の数だけ 繰り返される。
[0152] このような構成を有する第 5実施例に係る帯域拡張装置 5によれば、上述した第 3 実施例に係る帯域拡張装置 3と同様の効果を享受することができると共に、入力信号 x (n)をより広い帯域に拡張することができる。具体的には、 N個の高域信号生成回 路 23が多段に接続されていれば、入力信号 x(n)の帯域を 2N倍に拡張することがで きる。
[0153] (6) 実際の製品への適用例
続いて、図 19を参照して、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1、第 2実施例 に係る帯域拡張装置 2、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3、第 4実施例に係る帯域 拡張装置 4又は第 5実施例に係る帯域拡張装置 5を、各種音響機器に適用した場合 の例について説明を進める。ここに、図 19は、上述した帯域拡張装置を各種製品に 適用した場合の構成を概念的に示すブロック図である。
[0154] 図 19 (a)には、 CDプレーヤや DVDプレーヤ等に、上述した第 1実施例に係る帯 域拡張装置 1、第 2実施例に係る帯域拡張装置 2、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3 、第 4実施例に係る帯域拡張装置 4又は第 5実施例に係る帯域拡張装置 5を適用す る例を示す。 CDプレーヤや DVDプレーヤ等においては、リニア PCMフォーマットの オーディオ信号が入力信号 x (n)として取り扱われる。帯域拡張装置 1において帯域 が拡張されたオーディオ信号は、 DZA変翻にお ヽてアナログ信号に変換された 後、スピーカ等の出力機器へ出力される。
[0155] 図 19 (b)には、 MDプレーヤや MP3プレーヤ等に、上述した第 1実施例に係る帯 域拡張装置 1、第 2実施例に係る帯域拡張装置 2、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3 、第 4実施例に係る帯域拡張装置 4又は第 5実施例に係る帯域拡張装置 5を適用す る例を示す。 MDプレーヤや MP3プレーヤ等においては、圧縮オーディオデコーダ (例えば、 MP3デコーダや、 ATRAC3デコーダ等）においてデコーディング処理が 施されたオーディオ信号が入力信号 x(n)として取り扱われる。帯域拡張装置 1にお V、て帯域が拡張されたオーディオ信号は、 DZA変 にお 、てアナログ信号に変 換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。
[0156] 図 19 (c)には、携帯電話等に、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1、第 2実 施例に係る帯域拡張装置 2、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3、第 4実施例に係る 帯域拡張装置 4又は第 5実施例に係る帯域拡張装置 5を適用する例を示す。携帯電 話等においては、一般に圧縮エンコーディングされた音声信号が送受信されている 。このため、携帯電話等においては、デコーダにおいてデコーディング処理が施され た音声信号が入力信号 X (n)として取り扱われる。帯域拡張装置 1にお!/、て帯域が拡 張された音声信号は、 DZA変 においてアナログ信号に変換された後、スピー 力等の出力機器へ出力される。
[0157] 図 19 (d)には、 FMラジオ等に、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1、第 2実 施例に係る帯域拡張装置 2、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3、第 4実施例に係る 帯域拡張装置 4又は第 5実施例に係る帯域拡張装置 5を適用する例を示す。 FMラ ジォ等においては、 15kHz程度のカットオフ周波数を有する LPFにより抽出され且 つ AZD変換器によりデジタル信号に変換された FM信号 (つまり、 FM信号に含ま れているオーディオ信号)が入力信号 x(n)として取り扱われる。帯域拡張装置 1にお V、て帯域が拡張されたオーディオ信号は、 DZA変 にお 、てアナログ信号に変 換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。
[0158] 図 19 (e)には、 AMラジオ等に、上述した第 1実施例に係る帯域拡張装置 1、第 2 実施例に係る帯域拡張装置 2、第 3実施例に係る帯域拡張装置 3、第 4実施例に係 る帯域拡張装置 4又は第 5実施例に係る帯域拡張装置 5を適用する例を示す。 AM ラジオ等においては、 7. 5kHz程度のカットオフ周波数を有する LPFにより抽出され 且つ AZD変換器によりデジタル信号に変換された AM信号 (つまり、 AM信号に含 まれているオーディオ信号)が入力信号 x(n)として取り扱われる。帯域拡張装置 1に ぉ 、て帯域が拡張されたオーディオ信号は、 DZA変 にお 、てアナログ信号に 変換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。
[0159] 本発明は、上述した実施例に限られるものではなぐ請求の範囲及び明細書全体 力 読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、その ような変更を伴なう帯域拡張装置及び方法もまた本発明の技術的範囲に含まれるも のである。

Claims

請求の範囲
[1] 入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベー スバンド信号を生成する第 1生成手段と、
前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該 帯域制限信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記 入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成 分である高域信号を生成する第 2生成手段と、
前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第 3 生成手段と
を備えることを特徴とする帯域拡張装置。
[2] 前記第 2生成手段は、前記帯域制限信号と前記移相信号とを乗算することで乗算 信号を生成する乗算手段を備え、
前記第 2生成手段は、前記乗算信号に基づいて、前記高域信号を生成することを 特徴とする請求の範囲第 1項に記載の帯域拡張装置。
[3] 前記第 2生成手段は、前記帯域制限信号のエンベロープ値に応じて前記乗算信 号の利得を調整することで前記高域信号を生成することを特徴とする請求の範囲第
2項に記載の帯域拡張装置。
[4] 前記第 2生成手段は、前記帯域制限信号に対してヒルベルト変換処理を施すこと で前記移相信号を生成するヒルベルト変換手段を更に備えることを特徴とする請求 の範囲第 1項に記載の帯域拡張装置。
[5] 前記第 2生成手段は、前記帯域制限信号に対して、前記移相信号の生成に要する 時間に相当する遅延を加える第 1遅延手段を更に備え、
前記第 2生成手段は、前記移相信号の生成に要する時間に相当する遅延が加えら れた前記帯域制限信号と前記移相信号とに基づいて、前記高域信号を生成すること を特徴とする請求の範囲第 4項に記載の帯域拡張装置。
[6] 前記ベースバンド信号に対して、前記第 2生成手段による前記高域信号の生成に 要する時間に相当する遅延を加える第 2遅延手段を更に備え、
前記第 3生成手段は、前記高域信号を、前記第 2生成手段による前記高域信号の 生成に要する時間に相当する遅延が加えられた前記ベースバンド信号に加算するこ とを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の帯域拡張装置。
[7] 前記所定の帯域は、前記入力信号の上限周波数の 1Z2から前記アップサンプリン グされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の 1Z2までの範囲の帯域であるこ とを特徴とする請求の範囲第 4項に記載の帯域拡張装置。
[8] 前記第 2生成手段は、
前記ベースバンド信号に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を 生成するフーリエ変換手段と、
前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として 決定する決定手段と、
前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分 のレベルが増大し、且つ前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数に応じて規定 される帯域の信号成分以外の信号成分のレベル力^になるように前記フーリエ変換 信号のレベルを変更する変更手段と、
前記変更手段により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フ 一リエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と
を更に備え、
前記第 2生成手段は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ 前記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成することを 特徴とする請求の範囲第 1項に記載の帯域拡張装置。
[9] 前記変更手段は、前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数の 1Z2から前記ァ ップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の 1Z2までの範囲 の帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記フーリエ変換信号のうち前記上端周 波数の 1Z2から前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周 波数の 1Z2までの範囲の帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが 0になるよう に前記フーリエ変換信号のレベルを変更することを特徴とする請求の範囲第 8項に 記載の帯域拡張装置。
[10] 前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々 の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段と、 前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハユング窓を用いた 窓掛け処理を施す第 1窓掛け手段と
を更に備え、
前記第 2生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して 、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す第 2窓掛け手段を更に備え、 前記フーリエ変換手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前 記ベースバンド信号及び前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施さ れた前記ベースバンド信号の夫々に前記フーリエ変換処理を施し、
前記決定手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記べ一 スバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリ ェ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定し、 前記変更手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された 前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前 記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分の レベルが増大し、且つ前記ハユング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施され た前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される 前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分 以外の信号成分のレベル力^になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更す ることを特徴とする請求の範囲第 8項に記載の帯域制限装置。
前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々 の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段を更に備 え、
前記第 2生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して 、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す窓掛け手段を更に備え、 前記フーリエ変換手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施 された前記ベースバンド信号の夫々に前記フーリエ変換処理を施し、
前記決定手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された 前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前 記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決 定し、
前記変更手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された 前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前 記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分の レベルが増大し、且つ前記ハユング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施され た前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される 前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分 以外の信号成分のレベル力^になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更す ることを特徴とする請求の範囲第 8項に記載の帯域制限装置。
[12] 前記第 2生成手段を複数備えており、
前記複数の第 2生成手段のうちの一の第 2生成手段は、前記複数の第 2生成手段 のうち当該一の第 2生成手段以外の第 2生成手段の少なくとも 1つにより生成される 前記高域信号と該高域信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号とに基づ ヽて、新たな 高域信号を生成することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の帯域制限装置。
[13] 入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベー スバンド信号を生成する第 1生成工程と、
前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該 帯域制限信号の位相を略 π Ζ2移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記 入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成 分である高域信号を生成する第 2生成工程と、
前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第 3 生成工程と
を備えることを特徴とする帯域拡張方法。
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