JPWO2008015726A1 - 帯域拡張装置及び方法 - Google Patents

Abstract

帯域拡張装置（１）は、入力信号（ｘ（ｎ））をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号（ｘＢ（ｎ））を生成する第１生成手段（１１１、１２１）と、ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号（ｘｂ（ｎ））と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号（ｘｈ（ｎ））とに基づいて高域信号（ｘＨ（ｎ））を生成する第２生成手段（２１）と、高域信号をベースバンド信号に加算することで出力信号（ｘＥ（ｎ））を生成する第３生成手段（１４１）とを備える。

Description

本発明は、例えばオーディオ信号等の入力信号の帯域を拡張する帯域拡張装置及び方法の技術分野に関する。

デジタルオーディオ信号の帯域を拡張する技術として、入力されるデジタルオーディオ信号に対して所定の非線形処理を加えることで、入力されるデジタルオーディオ信号よりも高域の信号成分を生成する技術が知られている（特許文献１及び非特許文献１参照）。例えば特許文献１に開示されている技術では、入力されるデジタルオーディオ信号の絶対値を取る全波整流を行うことで、入力されるデジタルオーディオ信号よりも高域の信号成分を生成している。

特開２００３−３１７３９５号公報 Ronald M.Aarts and Erik Larsen and Daniel Schobben、"IMPROVING PERCEIVED BASS AND RECONSTRUCTION OF HIGH FREQUENCIES FOR BAND LIMITED SIGNALS"、Proc. 1st IEEE Benelux Workshop on Model based Processing and Coding of Audio (MPCA-2002)、Belgium、November 15, 2002、p59-71

しかしながら、上述の如く入力されるデジタルオーディオ信号に対して所定の非線形処理を加えると、本来生成したい２倍音成分や和音成分の他に、直流成分や差音成分も同時に生成されてしまう。更には、入力されるデジタルオーディオ信号と調波関係にない信号成分も同時に生成されてしまう。これらの不要な信号成分が含まれる信号から本来生成したい２倍音成分や和音成分を抽出しようとすれば、大きな減衰量と急峻な遮断特性を有する高域通過フィルタが必要とされる。しかしながら、このような特性を有する高域通過フィルタは、その回路規模（言い換えれば、演算量）が大きくなりかねない。

本発明は、例えば上述した従来の問題点に鑑みなされたものであり、例えば入力信号の帯域をより適切に拡張することを可能とならしめる帯域拡張装置及び方法を提供することを課題とする。

上記課題を解決するために、請求の範囲第１項に記載の帯域拡張装置は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成手段と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成手段と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成手段とを備える。

上記課題を解決するために、請求の範囲第１３項に記載の帯域拡張方法は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成工程と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成工程と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成工程とを備える。

本発明の作用及び他の利得は次に説明する実施の形態から明らかにされよう。

本発明の帯域拡張装置に係る第１実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。 第１実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する入力信号、ベースバンド信号及び帯域制限信号の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。 第１実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する高域信号及び帯域拡張信号の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。 利得算出回路のより具体的な構成を概念的に示すブロック図である。 ベースバンド信号のスペクトル図である。 図５に示すベースバンド信号より生成される帯域拡張信号のスペクトル図である。 帯域制限信号のスペクトル図である。 図７に示す帯域制限信号より生成される高域信号のスペクトル図である。 比較例に係る帯域拡張装置の動作により、図７に示す帯域制限信号が全波整流された後の信号のスペクトル図である。 本発明の帯域拡張装置に係る第２実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。 本発明の帯域拡張装置に係る第３実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。 第３実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する入力信号、ベースバンド信号及び帯域抽出回路において抽出される信号成分の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。 ハニング窓が掛け合わせられたブロックを概念的に示す説明図である。 上端周波数の決定動作を概念的に示すスペクトル図である。 第３実施例に係る帯域拡張装置における動作に関連する高域信号及び帯域拡張信号の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。 図７に示す帯域制限信号より生成される高域信号のスペクトル図である。 本発明の帯域拡張装置に係る第４実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。 本発明の帯域拡張装置に係る第５実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。 帯域拡張装置を各種製品に適用した場合の構成を概念的に示すブロック図である。

符号の説明

１、２、３、４、５ 帯域拡張装置
１１１、１１２ アップサンプリング回路
１２１、１２２ ＬＰＦ
１３１、１６２ 遅延回路
１４１、１４２ 加算回路
１５１ ＢＰＦ
１７３ ブロック化回路
１８３ 窓掛回路
２１、２３ 高域信号生成回路
２１１ 遅延回路
２１２ ＨＴＦ
２１３ 乗算器
２１４ 利得算出回路
２１５ 利得調整回路
２３１ 平方根窓掛回路
２３２、２３４ ＦＦＴ回路
２３３ 帯域抽出回路
２３５ 上端周波数決定回路
２３６ 解析信号生成回路

以下、発明を実施するための最良の形態として、本発明の帯域拡張装置及び方法に係る実施形態の説明を進める。

（帯域拡張装置の実施形態）
本発明の帯域拡張装置の実施形態は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成手段と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成手段と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成手段とを備える。

本発明の帯域拡張装置に係る実施形態によれば、第１生成手段の動作により、入力信号は、サンプリング周波数がアップサンプリングされ、その後、低域通過フィルタを通過する。これにより、入力信号から、ベースバンド信号が生成される。

その後、第２生成手段の動作により、ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分（より具体的には、高域信号を生成するための素になる帯域の信号成分）である帯域制限信号と、この帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とから、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数（より具体的には、例えば入力信号の周波数成分の２倍音成分や和音成分等）を有している高域信号が生成される。

その後、第３生成手段の動作により、生成された高域信号がベースバンド信号に加算されることで、入力信号の帯域を高域側に拡張した信号である出力信号が生成される。

このように、本実施形態に係る帯域拡張装置によれば、入力信号の帯域を拡張することができる。特に、帯域制限信号と該帯域制限信号の位相をπ／２移相させた移相信号とを用いて高域信号を生成しているため、後に数式を用いて詳細に説明するが、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数を有している高域信号を好適に生成することができる。言い換えれば、帯域制限信号と該帯域制限信号の位相をπ／２移相させた移相信号とを用いて高域信号を生成しているため、入力信号と調波関係を有していない又は帯域制限信号の周波数よりも低域側の周波数（より具体的には、例えば帯域制限信号の周波数成分の差音成分等）を有している若しくは直流の信号成分を殆ど或いは全く含まないような高域信号を生成することができる。これにより、高域信号を生成するために、入力信号と調波関係を有していない又は帯域制限信号の周波数よりも低域側の周波数を有している若しくは直流の信号成分を除去する必要がなくなるため、帯域拡張装置の構成（例えば、回路構成や動作等）を相対的に簡略化することができる。つまり、本発明の帯域拡張装置に係る実施形態によれば、相対的に簡易に且つ適切に入力信号の帯域を拡張することができる。

本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の一の態様は、前記第２生成手段は、前記帯域制限信号と前記移相信号とを乗算することで乗算信号を生成する乗算手段を備え、前記第２生成手段は、前記乗算信号に基づいて、前記高域信号を生成する。

この態様によれば、帯域制限信号と該帯域制限信号の位相をπ／２移相させた移相信号とを乗算することにより高域信号を生成しているため、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数を有している高域信号を好適に生成することができる。

より具体的には、例えば帯域制限信号ｘがＡｓｉｎ（ｎ_１）＋Ｂｓｉｎ（ｎ_２）で示されるとすると、該帯域制限信号の位相をπ／２移相させた移相信号ｙはＡｃｏｓ（ｎ_１）＋Ｂｃｏｓ（ｎ_２）で示される。ここで、帯域制限信号と移相信号とを乗算すると、乗算信号ｘｙは、Ａ^２ｓｉｎ（２ｎ_１）／２＋ＡＢｓｉｎ（ｎ_１＋ｎ_２）＋Ｂ^２ｓｉｎ（２ｎ_２）／２にて示される。つまり、乗算信号には、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数を有している信号成分が含まれており、入力信号と調波関係を有していない又は帯域制限信号の周波数よりも低域側の周波数を有している若しくは直流の信号成分は含まれていない。これにより、入力信号と調波関係を有し且つ入力信号の周波数よりも高域側の周波数を有している高域信号を、乗算信号に基づいて好適に生成することができる。

上述の如く第２生成手段が乗算手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記第２生成手段は、前記帯域制限信号のエンベロープ値に応じて前記乗算信号の利得を調整することで前記高域信号を生成するように構成してもよい。

このように構成すれば、高域信号の振幅のレベルを、元のベースバンド信号（或いは、入力信号）の振幅のレベルと適合させることができる。具体的には、上述の如く、高域信号が帯域制限信号と移相信号との乗算結果より生成されていることから、高域信号の振幅のレベルは、元のベースバンド信号（或いは、入力信号）の振幅のレベルの２乗のオーダーになっている。このため、帯域制限信号のエンベロープ値に応じて高域信号の利得を調整することで、高域信号の振幅のレベルを、元のベースバンド信号（或いは、入力信号）の振幅のレベルと適合させることができる。

本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の他の態様は、前記第２生成手段は、前記帯域制限信号に対してヒルベルト変換処理を施すことで前記移相信号を生成するヒルベルト変換手段を更に備える。

この態様によれば、ヒルベルト変換手段の動作により、比較的容易に移相信号を生成することができる。

上述の如くヒルベルト変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記第２生成手段は、前記帯域制限信号に対して、前記移相信号の生成に要する時間に相当する遅延を加える第１遅延手段を更に備え、前記第２生成手段は、前記移相信号の生成に要する時間に相当する遅延が加えられた前記帯域制限信号と前記移相信号とに基づいて、前記高域信号を生成するように構成してもよい。

このように構成すれば、移相信号の生成に要する時間（つまり、ヒルベルト変換処理を行う時間）の遅延が帯域制限信号に加えられるため、ヒルベルト変換処理を行ったとしても、同一の時間に対応する帯域制限信号と移相信号とを乗算することができる。つまり、ある時間における帯域制限信号と、該ある時間における帯域信号に対してヒルベルト変換処理が行われることで生成される移相信号とを乗算することができる。これにより、移相信号の生成に要する時間の遅延による影響を排除することができる。

上述の如くヒルベルト変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記ベースバンド信号に対して、前記第２生成手段による前記高域信号の生成に要する時間に相当する遅延を加える第２遅延手段を更に備え、前記第３生成手段は、前記高域信号を、前記第２生成手段による前記高域信号の生成に要する時間に相当する遅延が加えられた前記ベースバンド信号に加算するように構成してもよい。

このように構成すれば、高域信号の生成に要する時間の遅延がベースバンド信号に加えられるため、ベースバンド信号に対して、該ベースバンド信号と同一の時間に対応する高域信号を加算することができる。つまり、ある時間におけるベースバンド信号に対して、該ある時間におけるベースバンド信号に対応して生成される高域信号を加算することができる。これにより、高域信号の生成に要する時間の遅延による影響を排除することができる。

上述の如くヒルベルト変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記所定の帯域は、前記入力信号の上限周波数の１／２から前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の１／２までの範囲の帯域であるように構成してもよい。

このように構成すれば、入力信号の上限周波数の１／２からアップサンプリングされる前の入力信号のサンプリング周波数の１／２までの範囲の帯域の信号成分である帯域制限信号を用いて、高域信号を好適に生成することができる。

本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の他の態様は、前記第２生成手段は、前記ベースバンド信号に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を生成するフーリエ変換手段と、前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定する決定手段と、前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更する変更手段と、前記変更手段により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換手段とを更に備え、前記第２生成手段は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ前記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成する。

この態様によれば、フーリエ変換手段の動作により、ベースバンド信号に対してフーリエ変換処理が行われる。その結果、フーリエ変換信号が生成される。その後、決定手段の動作により、生成されるフーリエ変換信号に基づいて、フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数である上端周波数が決定される。その後、変更手段の動作により、フーリエ変換信号のうち上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大するように、フーリエ変換信号のレベルが変更される。同様に、変更手段の動作により、フーリエ変換信号のうち上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように、フーリエ変換信号のレベルが変更される。その後、逆フーリエ変換処理の動作により、変更手段によりそのレベルが変更されたフーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理が施される。その結果、解析信号が生成される。

逆フーリエ変換処理の結果生成される解析信号は、変更手段によるフーリエ変換信号のレベルの変更に起因して、実数部成分が上述した帯域制限信号に相当し、虚数部成分が上述した移相信号に相当している。このため、第２生成手段は、実数部成分を上述した帯域制限信号として扱い、且つ虚数部成分を上述した移相信号として扱うことで、高域信号を生成することができる。

このように、フーリエ変換処理及び逆フーリエ変換処理によりベースバンド信号を周波数領域において取り扱っても、上述したヒルベルト変換手段のようにベースバンド信号を時間領域において取り扱う態様と同様に、高域信号を好適に生成することができる。

特に、帯域制限信号として扱われる解析信号の実数部成分及び移相信号として扱われる解析信号の虚数部成分の帯域は、決定手段の動作により適宜決定される上端周波数に応じて規定されている。従って、入力されるベースバンド信号（言い換えれば、入力信号）の上限周波数に単純に依存することなく、入力されるベースバンド信号に応じて適応的に（具体的には、例えば、入力されるベースバンド信号との連続性を維持しながら）高域信号を生成することができる。

上述の如くフーリエ変換手段等を備える帯域拡張装置の態様では、前記変更手段は、前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数の１／２から前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の１／２までの範囲の帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数の１／２から前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の１／２までの範囲の帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更するように構成してもよい。

このように構成すれば、入力されるベースバンド信号に応じて適応的に（具体的には、例えば入力されるベースバンド信号との連続性を維持しながら）高域信号を生成することができる。

上述の如くフーリエ変換手段を備える帯域拡張装置の態様では、前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段と、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓を用いた窓掛け処理を施す第１窓掛け手段とを更に備え、前記第２生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す第２窓掛け手段とを更に備え、前記フーリエ変換手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号及び前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に前記フーリエ変換処理を施し、前記決定手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定し、前記変更手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更するように構成してもよい。

このように構成すれば、ベースバンド信号が、夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割されると共に、ハニング窓を用いた窓掛け処理が行われる。このため、フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号（つまり、フーリエ変換信号）に対して逆フーリエ変換処理を施した場合において、元のベースバンド信号を歪みなく再現することができる。

上述の如くフーリエ変換手段等を備える帯域拡張装置の態様では、前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段を更に備え、前記第２生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す窓掛け手段を更に備え、前記フーリエ変換手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に前記フーリエ変換処理を施し、前記決定手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定し、前記変更手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更するように構成してもよい。

このように構成すれば、ベースバンド信号が、夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割されると共に、ハニング窓を用いた窓掛け処理が行われる。このため、フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号（つまり、フーリエ変換信号）に対して逆フーリエ変換処理を施した場合において、元のベースバンド信号を歪みなく再現することができる。

本発明の帯域拡張装置に係る実施形態の他の態様は、前記第２生成手段を複数備えており、前記複数の第２生成手段のうちの一の第２生成手段は、前記複数の第２生成手段のうち当該一の第２生成手段以外の第２生成手段の少なくとも１つにより生成される前記高域信号と該高域信号の位相を略π／２移相させた信号とに基づいて、新たな高域信号を生成する。

この態様によれば、第２生成手段により生成された高域信号に基づいて、他の第２生成手段の動作により、該高域信号よりも更に高域側の信号成分を含む新たな高域信号を生成することができる。つまり、第２生成手段を多段的に組み合わせることができるため、入力信号の帯域をより広く拡張することができる。

（帯域拡張方法の実施形態）
本発明の帯域拡張方法に係る実施形態は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成工程と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成工程と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成工程とを備える。

本発明の帯域拡張方法に係る実施形態によれば、上述した本発明の帯域拡張装置に係る実施形態が享受する効果と同様の効果を享受することができる。

尚、上述した本発明の帯域拡張装置に係る実施形態における各種態様に対応して、本発明の帯域拡張方法に係る実施形態も各種態様を採ることが可能である。

本実施形態のこのような作用及び他の利得は次に説明する実施例から更に明らかにされよう。

以上説明したように、本発明の帯域拡張装置に係る実施形態によれば、第１生成手段と、第２生成手段と、第３生成手段とを備える。本発明の帯域拡張方法に係る実施形態によれば、第１生成工程と、第２生成工程と、第３生成工程とを備える。従って、入力信号の帯域をより適切に拡張することができる。

以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。

（１） 第１実施例
初めに、図１から図９を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第１実施例について説明を進める。

（１−１） 基本構成
初めに、図１を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第１実施例の基本構成について説明を進める。ここに、図１は、本発明の帯域拡張装置に係る第１実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。

図１に示すように、第１実施例に係る帯域拡張装置１は、アップサンプリング回路１１１と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２１と、遅延回路１３１と、加算器１４１と、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１５１と、高域信号生成回路２１とを備える。

アップサンプリング回路１１１は、デジタル信号である入力信号ｘ（ｎ）のサンプリング周波数ｆ_ｓを例えば２倍にアップサンプリングする。アップサンプリング回路１１１においてサンプリング周波数ｆ_ｓがアップサンプリングされた入力信号ｘ（ｎ）は、ＬＰＦ１２１へ出力される。

ＬＰＦ１２１は、サンプリング周波数ｆ_ｓがアップサンプリングされた入力信号ｘ（ｎ）のうち、０からｆ_ｓ／２（つまり、π／２）の帯域の信号成分を通過させる。０からｆ_ｓ／２（つまり、π／２）の帯域の信号成分は、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に相当する。ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、遅延回路１３１及びＢＰＦ１５１の夫々へ出力される。

尚、アップサンプリング回路１１１及びＬＰＦ１２１が、本発明における「第１生成手段」の一具体例を構成する。

遅延回路１３１は、本発明における「第２遅延手段」の一具体例を構成しており、ＢＰＦ１５１及び高域信号生成回路２１における信号処理に要する時間に相当する遅延Ａをベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に加える。遅延回路１３１において遅延Ａが加えられたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、加算器１４１へ出力される。

加算器１４１は、本発明における「第３生成手段」の一具体例を構成しており、遅延回路１３１から出力されるベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）と、高域信号生成回路２１において生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）とを加算することにより、帯域拡張信号（言い換えれば、出力信号）ｘ_Ｅ（ｎ）を生成する。

ＢＰＦ１５１は、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）のうち、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成するための素となる帯域の信号成分である帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）を抽出する。より具体的には、ＢＰＦ１５１は、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）のうち、入力信号ｘ（ｎ）の上限周波数の１／２からｆ_ｓ／２の帯域の信号成分である帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）を抽出する。ＢＰＦ１５１において抽出された帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）は、高域信号生成回路２１へ出力される。

高域信号生成回路２１は、本発明における「第２生成手段」の一具体例を構成しており、入力信号ｘ（ｎ）に含まれる信号成分の周波数よりも高域側の信号成分である高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成する。より具体的には、高域信号生成回路２１は、遅延回路２１１と、ＨＴＦ（Hilbert Transform Filter）２１２と、乗算器２１３と、利得算出回路２１４と、利得調整回路２１５とを備えている。

遅延回路２１１は、本発明における「第１遅延手段」の一具体例を構成しており、ＨＴＦ２１２におけるヒルベルト変換処理に要する時間に相当する遅延Ｂを帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に加える。遅延回路２１１において遅延Ｂが加えられた帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）は、乗算器２１３及び利得算出回路２１４の夫々へ出力される。

ＨＴＦ２１２は、本発明における「ヒルベルト変換手段」の一具体例を構成しており、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に対してヒルベルト変換処理を施す。その結果、ヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）が生成される。ＨＴＦ２１２において生成されたヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）は、乗算器２１３及び利得算出回路２１４の夫々へ出力される。

乗算器２１３は、本発明における「乗算手段」の一具体例を構成しており、遅延回路２１１より出力される帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）と、ＨＴＦ２１２より出力されるヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）とを乗算する。その結果、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。乗算器２１３において生成された高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）は、利得調整回路２１５へ出力される。

利得算出回路２１４は、遅延回路２１１より出力される帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）と、ＨＴＦ２１２より出力されるヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）との夫々に基づいて、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の利得Ｇ（ｎ）を算出する。

利得調整回路２１５は、利得算出回路２１４において算出される利得Ｇ（ｎ）を高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）に掛ける。これにより、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の利得が調整される。利得調整回路２１５において利得が調整された高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）は、加算器１４１へ出力される。

（１−２） 動作原理
続いて、図２及び図３を参照して、第１実施例に係る帯域拡張装置１の動作原理について説明する。ここに、図２は、第１実施例に係る帯域拡張装置１における動作に関連する入力信号ｘ（ｎ）、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）及び帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図であり、図３は、第１実施例に係る帯域拡張装置１における動作に関連する高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）及び帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。

図２（ａ）に示すように、サンプリング周波数ｆ_ｓの入力信号ｘ（ｎ）が帯域拡張装置１に入力されるものとする。

このような入力信号ｘ（ｎ）に対して、アップサンプリング回路１１１は、サンプリング周波数ｆ_ｓを２倍にアップサンプリングする。その後、ＬＰＦ１２１が、サンプリング周波数ｆ_ｓが２倍にアップサンプリングされた入力信号ｘ（ｎ）のうち、０からｆ_ｓ／２（つまり、π／２）の帯域の信号成分を抽出する。その結果、図２（ｂ）に示すベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）が抽出される。

その後、ＢＰＦ１５１が、抽出されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）のうち、入力信号ｘ（ｎ）の上限周波数の１／２からｆ_ｓ／２の帯域の信号成分を抽出する。その結果、図２（ｃ）に示す帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）が抽出される。

その後、ＨＴＦ２１２が、ＢＰＦ１５１において抽出された帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に対してヒルベルト変換処理を施す。その結果、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）の位相がπ／２移相された信号であるヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）が生成される。

このとき、遅延回路２１１は、ＢＰＦ１５１において抽出された帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に対して、ＨＴＦ２１２におけるヒルベルト変換処理に要する時間に相当する遅延Ｂを加える。言い換えれば、遅延回路２１１は、ＢＰＦ１５１において抽出された帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）と、ＨＴＦ２１２におけるヒルベルト変換処理により生成されるヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）との時間整合を図る。更に言い換えれば、遅延回路２１１は、ある時間に対応する帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）と、該ある時間に対応する帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）にヒルベルト変換処理を施すことで生成されるヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）とが、乗算器２１３において乗算されるように、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に遅延Ｂを加える。

その後、乗算器２１３は、時間整合が図られた帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）と、ヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）とを乗算する。その結果、図３（ａ）に示す高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。

ここで、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）が、ｘ_ｂ（ｎ）＝Ａｓｉｎ（ω_１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω_２ｔ）にて示されるとする。この場合、ヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）は、ｘ_ｈ（ｎ）＝Ａｃｏｓ（ω_１ｔ）＋Ｂｃｏｓ（ω_２ｔ）にて示される。このため、これらを乗算することで生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）は、ｘ_Ｈ（ｎ）＝ｘ_ｂ（ｎ）×ｘ_ｈ（ｎ）＝（Ａｓｉｎ（ω_１ｔ）＋Ｂｓｉｎ（ω_２ｔ））×（Ａｃｏｓ（ω_１ｔ）＋Ｂｃｏｓ（ω_２ｔ））＝Ａ^２ｓｉｎ（２ω_１ｔ）／２＋ＡＢｓｉｎ（（ω_１＋ω_２）ｔ）＋Ｂ^２ｓｉｎ（２ω_２ｔ）／２となる。つまり、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）には、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）の周波数成分（具体的には、ω_１やω_２の角周波数にて示される成分）の２倍音成分（具体的には、２ω_１や２ω_２の角周波数にて示される成分）と、和音成分（具体的には、ω_１＋ω_２の角周波数にて示される成分）が含まれる。

但し、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅のレベルは、Ａ^２やＡＢやＢ^２のように、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）の振幅のレベルの２乗のオーダーになっている。このため、乗算器２１３において生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅のレベルを、元の振幅のレベルのオーダーに直す処理が行われる。

具体的には、まず、乗算器２１３において帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）とヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）とが乗算される前に、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）は、予め帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）の最大振幅の平方根で除算される。帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）の最大振幅の平方根は、例えば帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）がｎビットで表されている場合には、（２^ｎ−１）^１／２となる。具体的には、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）の最大振幅の平方根は、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）が１６ビットで表されている場合には、（２^１６−１）^１／２≒１８１となる。この除算動作は、ＢＰＦ１５１の出力である帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に対して行われる。そして、乗算器２１３においては、最大振幅の平方根で除算された帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）とヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）とが乗算されることで、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。

更に、利得算出回路２１４及び利得調整回路２１５等の動作により、乗算器２１３において生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅のレベルを、元の振幅のレベルのオーダーに直すための利得調整処理が行われる。

ここで、図４を参照することで、利得算出回路２１４のより具体的な構成を説明しながら、利得調整処理について説明する。ここに、図４は、利得算出回路２１４のより具体的な構成を概念的に示すブロック図である。

図４に示すように、利得算出回路２１４は、２乗回路２４１と、２乗回路２４２と、加算器２４３と、平方根回路２４４と、平滑化回路２４５と、算出回路２４６とを備えている。

遅延回路２１１より出力される帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）は、２乗回路２４１の動作により２乗された後、加算器２４３へ出力される。同様に、ＨＴＦ２１２より出力されるヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）は、２乗回路２４２の動作により２乗された後、加算器２４３へ出力される。

その後、加算器２４３の動作により、２乗された帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）と２乗されたヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）とが加算される。加算結果は、平方根回路２４４へ出力される。その後、平方根回路２４４の動作により、２乗された帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）と２乗されたヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）との加算結果の平方根が算出される。

つまり、２乗回路２４１と、２乗回路２４２と、加算器２４３と、平方回路２４４との動作により、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）のエンベロープｅ（ｎ）＝（ｘ_ｂ ^２（ｎ）＋ｘ_ｈ ^２（ｎ））^１／２が算出される。

その後、エンベロープｅ（ｎ）の急激な変動を抑制するために、平滑化回路２４５の動作により、エンベロープｅ（ｎ）に対する平滑化処理が行われる。具体的には、平滑化されたエンベロープ（以下、適宜“平滑化エンベロープ”と称する）ｓ（ｎ）は、ｓ（ｎ）＝（１−α）×ｓ（ｎ−１）＋α×ｅ（ｎ）にて示される。ここで、「α」は、平滑化の程度を調整するために０から１の範囲において定められる定数である。つまり、エンベロープｅ（ｎ）の変化の態様に応じて、好適な値が適宜定数αとして定められる。

その後、算出回路２４６の動作により、乗算器２１３より出力される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）に実際に掛け合わせられる利得Ｇ（ｎ）が算出される。

具体的には、利得Ｇ（ｎ）は、平滑化エンベロープの最大値をＥＭＡＸとすると、ＥＭＡＸ／（ｓ（ｎ）＋ｃ）にて示される。ここで、「ｃ」は、分母が０になる不都合を防ぐための小さな定数であり、適宜好適な値が設定される。また、平滑化エンベロープの最大値であるＥＭＡＸは、例えば帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）がｎビットで表されている場合には、（２^ｎ−１）^１／２となる。具体的には、平滑化エンベロープの最大値は、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）が１６ビットで表されている場合には、（２^１６−１）^１／２≒１８１となる。

但し、雑音等の微小な信号に対して利得Ｇ（ｎ）が大きくなりすぎるのを防止する観点から導入される利得Ｇ（ｎ）の最大値をＧＭＡＸとすると、ＥＭＡＸ／（ｓ（ｎ）＋ｃ）がＧＭＡＸよりも大きくなる場合には、利得Ｇ（ｎ）はＧＭＡＸとなる。

このように算出される利得Ｇ（ｎ）が、利得調整回路２１５の動作により、乗算器２１３において生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）に掛け合わされる。利得Ｇ（ｎ）が掛け合わされた高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）は、加算器１４１において、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）と加算される。その結果、図３（ｂ）に示すように、帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）が生成される。

尚、加算器１４１において加算されるベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、遅延回路１３１の動作により、ＢＰＦ１５１及び高域信号生成回路２１の動作により高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成するために要する時間に相当する遅延Ａが加えられている。言い換えれば、遅延回路１３１は、ＬＰＦ１２１において抽出されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）と、高域信号生成回路２１において生成された高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）との時間整合を図る。更に言い換えれば、遅延回路１３１は、ある時間に対応するベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）と、該ある時間に対応するベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）から生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）とが、加算器１４１において加算されるように、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に遅延Ａを加える。

ここで、図５から図９を参照して、第１実施例に係る帯域拡張装置１により生成される帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）、帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）について説明する。ここに、図５は、ベースバンド信号ｘ_B（ｎ）のスペクトル図であり、図６は、図５に示すベースバンド信号ｘ_B（ｎ）より生成される帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）のスペクトル図であり、図７は、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）のスペクトル図であり、図８は、図７に示す帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）より生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）のスペクトル図であり、図９は、比較例に係る帯域拡張装置の動作により、図７に示す帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）が全波整流された後の信号のスペクトル図である。

図５は、４４．１ｋＨｚのサンプリング周波数を有する信号から、例えば１００００Ｈｚ以下の信号成分を抽出することで得られる信号を示している。これは２２．０５ｋHzのサンプリング周波数を有する入力信号ｘ（ｎ）を２倍にアップサンプリングしてからＬＰＦ１２１に通した、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に相当する。

図５に示すベースバンド信号ｘ_B（ｎ）に対して、第１実施例に係る帯域拡張装置１の動作による帯域拡張処理を施すと、図６に示す帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）が生成される。図６に示すように、元の信号（つまり、ベースバンド信号ｘ_B（ｎ））の帯域が好適に拡張されていることが分かる。

図７は、８ｋＨｚのサンプリング周波数にてサンプリングされ、基本周波数が４３７．５Ｈｚであり、且つ高調波の振幅が全て等しい入力信号に対して、サンプリング周波数を２倍にアップサンプリングした後に２ｋＨｚから４ｋＨｚの帯域の信号成分を抽出することで得られる帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）を示している。

図７に示す帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に対して、第１実施例に係る帯域拡張装置１の動作による帯域拡張処理を施すと、図８に示す高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。図８に示すように、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）は、元の信号（つまり、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ））と調波関係にあると共に、元の信号の２倍音成分や和音成分が生成され且つ元の信号の差音成分や直流成分や元の信号の成分が含まれていないことが分かる。このように、元の信号（つまり、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ））の帯域（つまり、２ｋＨｚから４ｋＨｚの帯域）が、４ｋＨｚから８ｋＨｚにまで好適に拡張されていることが分かる。

他方で、図７に示す帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）に対して、全波整流を施すことで高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成する比較例に係る帯域拡張装置の動作による帯域拡張処理を施すと、図９に示すように、元の信号の２倍音成分や和音成分のみならず、元の信号の差音成分や直流成分や、更には元の信号と調波関係にない多くの成分が生成されてしまう。これらの不要な信号成分が含まれる信号から本来生成したい２倍音成分や和音成分を抽出しようとすれば、大きな減衰量と急峻な遮断特性を有するＨＰＦ（High Pass Filter）が必要とされる。しかしながら、このような特性を有するＨＰＦは、その回路規模（言い換えれば、演算量）が大きくなりかねない。

しかるに、第１実施例に係る帯域拡張装置１によれば、元の信号の差音成分や直流成分や、更には元の信号と調波関係にない多くの成分が生成されないため、元の信号の帯域を好適に拡張することができる。これは、上述したように、元の信号にヒルベルト変換処理を施した信号を、元の信号に掛け合わせていることに起因している。

更には、元の信号の差音成分や直流成分や、更には元の信号と調波関係にない多くの成分が生成されないため、比較例に係る帯域拡張装置において必要とされたＨＰＦを必要としない。このため、回路規模を相対的に小さくすることができる。

加えて、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅のレベルが、元の信号の振幅のレベルに適合するように高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の利得を調整しているため、元の信号との信号レベルの整合性を保ちつつ、元の信号の帯域を好適に拡張することができる。

（２） 第２実施例
続いて、図１０を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第２実施例について説明を進める。ここに、図１０は、本発明の帯域拡張装置に係る第２実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。尚、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１と同様の構成については同一の参照符号を付してその詳細な説明は省略する。

図１０に示すように、第２実施例に係る帯域拡張装置２は、Ｎ（但し、Ｎは２以上の整数）個の高域信号生成回路２１が多段に接続されている。

このような構成を有する第２実施例に係る帯域拡張装置２では、まず、アップサンプリング回路１１２は、サンプリング周波数ｆ_ｓを２^Ｎ倍にアップサンプリングする。その後、ＬＰＦ１２２が、サンプリング周波数ｆ_ｓが２^Ｎ倍にアップサンプリングされた入力信号ｘ（ｎ）のうち、０からｆ_ｓ／２（つまり、π／２^Ｎ）の帯域の信号成分を抽出する。その結果、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）が抽出される。

その後、ＢＰＦ１５１が、抽出されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）のうち、入力信号ｘ（ｎ）の上限周波数の１／２からｆ_ｓ／２の帯域の信号成分を抽出する。その結果、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）が抽出される。そして、高域信号生成回路２１−（１）は、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）から高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）を生成する。

高域信号生成回路２１−（１）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）は、遅延回路１６２−（１）へ出力されると共に、高域信号生成回路２１−（１）の次段に接続される高域信号生成回路２１−（２）へ出力される。

高域信号生成回路２１−（２）は、高域信号生成回路２１−（１）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）から、該高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）よりも高域である新たな高域信号ｘ_{Ｈ−（２）}（ｎ）を生成する。高域信号生成回路２１−（２）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（２）}（ｎ）は、遅延回路１６２−（２）へ出力されると共に、高域信号生成回路２１−（２）の次段に接続される高域信号生成回路２１−（３）へ出力される。以降、このような動作が、多段接続された高域信号生成回路２１の数だけ繰り返される。

遅延回路１６２−（１）において高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）に加えられる遅延Ｃ（１）は、該遅延回路１６２−（１）に対応する高域信号生成回路２１−（１）よりも下段に接続されている高域信号生成回路２１−（２）、２１−（３）、・・・、２１−（Ｎ）の夫々において高域信号ｘ_{Ｈ−（２）}（ｎ）、ｘ_{Ｈ−（３）}（ｎ）、・・・、ｘ_{Ｈ−（Ｎ）}（ｎ）の夫々を生成するために要する時間に相当する時間である。言い換えれば、遅延回路１６２−（１）において高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）に加えられる遅延Ｃ（１）は、遅延回路１６２−（１）の次段に接続される遅延回路１６２−（２）において加えられる遅延Ｃ（２）と、高域信号生成回路２１−（２）において高域信号ｘ_{Ｈ−（２）}（ｎ）を生成するために要する時間に相当する時間との和である。

つまり、遅延回路１６２−（ｍ）（但し、１≦ｍ≦Ｎ）において高域信号ｘ_{Ｈ−（ｍ）}（ｎ）に加えられる遅延Ｃ（ｍ）は、該遅延回路１６２−（ｍ）に対応する高域信号生成回路２１−（ｍ）よりも下段に接続されている高域信号生成回路２１−（ｍ＋１）、２１−（ｍ＋２）、・・・、２１−（Ｎ）の夫々において高域信号ｘ_{Ｈ−（ｍ＋１）}（ｎ）、ｘ_{Ｈ−（ｍ＋２）}（ｎ）、・・・、ｘ_{Ｈ−（Ｎ）}（ｎ）の夫々を生成するために要する時間に相当する時間である。言い換えれば、遅延回路１６２−（ｍ）において高域信号ｘ_{Ｈ−（ｍ）}（ｎ）に加えられる遅延Ｃ（ｍ）は、遅延回路１６２−（ｍ）の次段に接続される遅延回路１６２−（ｍ＋１）において加えられる遅延Ｃ（ｍ＋１）と、高域信号生成回路２１−（ｍ＋１）において高域信号ｘ_{Ｈ−（ｍ＋１）}（ｎ）を生成するために要する時間に相当する時間との和である。

また、遅延回路１３２においてベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に加えられる遅延Ａは、高域信号生成回路２１−（１）、２１−（２）、・・・、２１−（Ｎ）の夫々において高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）、ｘ_{Ｈ−（２）}（ｎ）、・・・、ｘ_{Ｈ−（Ｎ）}（ｎ）の夫々を生成するために要する時間と、ＢＰＦ１５２における処理に要する時間との和である。言い換えれば、遅延回路１３２においてベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に加えられる遅延Ａは、遅延回路１６２−（１）において加えられる遅延Ｃ（１）と、高域信号生成回路２１−（１）において高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）を生成するために要する時間と、ＢＰＦ１５２における処理に要する時間との和である。

そして、高域信号ｘ_{Ｈ−（Ｎ）}（ｎ）と、遅延Ｃ（Ｎ−１）が加えられた高域信号ｘ_{Ｈ−（Ｎ−１）}（ｎ）が加算器１４２−（Ｎ−１）において加算され、更に該加算結果に、遅延Ｃ（Ｎ−２）が加えられた高域信号ｘ_{Ｈ−（Ｎ−２）}（ｎ）が加算器１４２−（Ｎ−２）において加算される。以降、同様の動作が、多段接続された高域信号生成回路２１の数だけ繰り返される。

このような構成を有する第２実施例に係る帯域拡張装置２によれば、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１と同様の効果を享受することができると共に、入力信号ｘ（ｎ）をより広い帯域に拡張することができる。具体的には、Ｎ個の高域信号生成回路２１が多段に接続されていれば、入力信号ｘ（ｎ）の帯域を２^Ｎ倍に拡張することができる。

（３） 第３実施例
続いて、図１１から図１６を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第３実施例について説明を進める。尚、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１及び第２実施例に係る帯域拡張装置２と同様の構成については、同一の参照符号を付してその詳細な説明は省略する。

（３−１） 基本構成
初めに、図１１を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第３実施例の基本構成について説明を進める。ここに、図１１は、本発明の帯域拡張装置に係る第３実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。

図１１に示すように、第３実施例に係る帯域拡張装置１は、アップサンプリング回路１１１と、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１２１と、ブロック化回路１７３と、窓掛回路１８３と、加算器１４１と、高域信号生成回路２３とを備える。

ブロック化回路１７３は、本発明における「分割手段」の一具体例を構成しており、ＬＰＦ１２１より出力されるベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ブロック化処理を施す。より具体的には、ブロック化回路１７３は、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）を一定サンプル数のブロックに分割する。ここでは特に、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、各ブロックの半分が隣接するブロックと重複するように分割される。つまり、各ブロックの右側半分が、右側に隣接するブロックと隣接し、且つ各ブロックの左側半分が、左側に隣接するブロックと隣接するように分割される。ブロック化回路１７３においてブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、窓掛回路１８３及び高域信号生成回路２３中の平方根窓掛回路２３１へ出力される。

窓掛回路１８３は、本発明における「窓掛手段」の一具体例を構成しており、ブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ハニング窓を掛け合わせる。ハニング窓が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、高域信号生成回路２３中のＦＦＴ（Fast Fourier Transform）回路２３４及び加算器１４１の夫々へ出力される。

高域信号生成回路２３は、本発明における「第２生成手段」の一具体例を構成しており、入力信号ｘ（ｎ）に含まれる信号成分の周波数よりも高域側の信号成分である高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成する。より具体的には、高域信号生成回路２３は、平方根窓掛回路２３１と、ＦＦＴ回路２３２と、帯域抽出回路２３３と、ＦＦＴ回路２３４と、上端周波数決定回路２３５と、解析信号生成回路２３６と、乗算器２１３と、利得算出回路２１４と、利得調整回路２１５とを備えている。

平方根窓掛回路は、本発明における「窓掛手段」の一具体例を構成しており、ブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ハニング窓の平方根を掛け合わせる。ハニング窓の平方根が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、ＦＦＴ回路２３２へ出力される。

ＦＦＴ回路２３２は、本発明における「フーリエ変換手段」の一具体例を構成しており、平方根窓掛回路２３１においてハニング窓の平方根が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、高速フーリエ変換処理を施す。ＦＦＴ回路２３２において高速フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号（以降、ＦＦＴ回路２３２において高速フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号、つまり、ＦＦＴ回路２３２の出力を、“高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）”と称する）は、帯域抽出回路２３３へ出力される。

帯域抽出回路２３３は、本発明における「変更手段」の一具体例を構成しており、高速フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号、すなわち高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）のうち、上端周波数決定回路２３５において決定される上端周波数ｆ_Ｕに応じた帯域の信号成分を抽出する。帯域抽出回路２３３において抽出された信号成分は、解析信号生成回路２３６へ出力される。

ＦＦＴ回路２３４は、本発明における「フーリエ変換手段」の一具体例を構成しており、窓掛回路１８３においてハニング窓が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、高速フーリエ変換処理を施す。ＦＦＴ回路２３４において高速フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号は、上端周波数回路２３５へ出力される。

上端周波数決定回路２３５は、本発明における「決定手段」の一具体例を構成しており、ＦＦＴ回路２３４において高速フーリエ変換処理が施されたベースバンド信号の上端周波数ｆ_Ｕを決定する。上端周波数決定回路２３５において決定された上端周波数ｆ_Ｕは、帯域抽出回路２３３へ出力される。

解析信号生成回路２３６は、本発明における「逆フーリエ変換手段」の一具体例を構成しており、帯域抽出回路２３３において抽出された信号成分に対して逆フーリエ変換処理を施す。その結果、解析信号が生成される。

この解析信号は、後に詳述するように、その実数部成分が上述の帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）となり、その虚数部成分が上述のヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）となる。従って、解析信号より取得される帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）及びヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）を用いて、乗算器２１３、利得算出回路２１４及び利得調整回路２１５の動作により、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。

（３−２） 動作原理
続いて、図１２から図１５を参照して、第３実施例に係る帯域拡張装置３の動作原理について説明する。ここに、図１２は、第３実施例に係る帯域拡張装置３における動作に関連する入力信号ｘ（ｎ）、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）及び帯域抽出回路２３３において抽出される信号成分の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図であり、図１３は、ハニング窓が掛け合わせられたブロックを概念的に示す説明図であり、図１４は、上端周波数ｆ_Ｕの決定動作を概念的に示すスペクトル図であり、図１５は、第３実施例に係る帯域拡張装置３における動作に関連する高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）及び帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）の夫々のスペクトルを概念的に示すスペクトル図である。

図１２（ａ）に示すように、サンプリング周波数ｆ_ｓの入力信号ｘ（ｎ）が帯域拡張装置１に入力されるものとする。

このような入力信号ｘ（ｎ）に対して、アップサンプリング回路１１１は、サンプリング周波数ｆ_ｓを２倍にアップサンプリングする。その後、ＬＰＦ１２１が、サンプリング周波数ｆ_ｓが２倍にアップサンプリングされた入力信号ｘ（ｎ）のうち、０からｆ_ｓ／２（つまり、π／２）の帯域の信号成分を抽出する。その結果、図１２（ｂ）に示すベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）が抽出される。

その後、ブロック化回路１７３は、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、時間軸上におけるブロック化処理を施す。具体的には、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）を、一定サンプル数のブロックに分割する。

その後、窓掛回路１８３は、ブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ハニング窓ｗ（ｎ）を掛け合わせる。窓掛回路１８３によりハニング窓ｗ（ｎ）が掛け合わせられたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、ＦＦＴ回路２３４へ出力される。尚、ハニング窓ｗ（ｎ）は、ｗ（ｎ）＝０．５＋０．５ｃｏｓ（２πｎ／（Ｎ−１））により示される窓関数であり、各窓を隣接する窓と１／２オーバーラップ加算すると、その加算結果が１になる窓関数である。

ハニング窓が掛け合わされた複数のブロックは、図１３に示される。図１３に示すようなブロック化処理及びハニング窓の掛け合わせが施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、各ブロックを再合成する際に、歪みなく信号を再現することができるという効果を享受することができる。

その後、ブロック化処理が施され且つハニング窓が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ＦＦＴ回路２３４の動作により、高速フーリエ変換処理が施される。つまり、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）の処理領域が、時間領域から周波数領域へと変換され、その結果、ブロック化処理が施され且つハニング窓が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）の対数振幅スペクトルが得られる。

その後、上端周波数決定回路２３５は、ＦＦＴ回路２３４において高速フーリエ変換処理が施されることで得られる、ブロック化処理が施され且つハニング窓が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）の対数振幅スペクトルに基づいて、上端周波数ｆ_Ｕを決定する。

上端周波数の決定動作では、まず、Savitzky-Golayフィルタ等によりまず振幅対数スペクトルを平滑化することで、図１４中の太線のグラフにて示すような平滑化スペクトルが生成される。尚、図１４に示す振幅対数スペクトルは、サンプリング周波数ｆ_ｓが８０００Ｈｚの入力信号ｘ（ｎ）に対応する振幅対数スペクトルの一例を示している。

その後、平滑化スペクトルのグラフ上を、入力信号ｘ（ｎ）のサンプリング周波数ｆ_ｓの１／２の周波数から、周波数の低い側へ向かってスキャンする。そして、スペクトル強度（言い換えれば、デシベル値にて示される振幅）の上昇が止まる地点の周波数を上端周波数ｆ_Ｕとして決定する。例えば、図１４に示すグラフであれば、４０００Ｈｚの地点からグラフの左側へ向かって平滑化スペクトルをスキャンしていき、スペクトル強度の上昇が止まる地点の周波数（図１４では、概ね３４００Ｈｚ程度）が、上端周波数ｆ_Ｕとして決定される。決定された上端周波数ｆ_Ｕは、帯域抽出回路２３３へ出力される。

他方で、ブロック化回路１７３においてブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、窓掛回路１８３に加えて、高域信号生成回路２３中の平方根窓掛回路２３１へも出力される。平方根窓掛回路２３１は、ブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ハニング窓ｗ（ｎ）の平方根（つまり、（ｗ（ｎ））^１／２）を掛け合わせる。平方根窓掛回路２３１によりハニング窓ｗ（ｎ）の平方根が掛け合わせられたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）は、ＦＦＴ回路２３２へ出力される。

尚、窓掛回路２３１においてハニング窓ｗ（ｎ）の平方根が掛け合わせられるのは、以下の理由からである。後に詳述するように、第３実施例においては、ブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）から得られる解析信号の実数部成分と虚数部成分とを掛け合わせることで高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成している。このため、解析信号の実数部成分と虚数部成分との夫々にハニング窓ｗ（ｎ）が掛け合わせられる影響が生ずることを考慮すれば、解析信号の実数部成分と虚数部成分とを掛け合わせると、ハニング窓ｗ（ｎ）の２乗が高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）に掛け合わせられることになってしまう。従って、解析信号の実数部成分と虚数部成分とを掛け合わせたときに、ハニング窓ｗ（ｎ）が高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）に掛け合わせられる状態を実現できるように、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）には、ハニング窓ｗ（ｎ）の平方根を掛け合わせている。

その後、ブロック化処理が施され且つハニング窓の平方根が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ＦＦＴ回路２３２の動作により、高速フーリエ変換処理が施される。ＦＦＴ回路２３２において高速フーリエ変換処理が施された高速フーリェ変換出力Ｘ（ｆ）は、帯域抽出回路２３３へ出力される。

その後、帯域抽出回路２３３の動作により、高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）のうち、図１２（ｃ）に示すようなｆ_Ｕ／２からｆ_ｓ／２までの帯域の信号成分が抽出される。

その後、解析信号生成部２３６では、高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）のスペクトル強度を変更する。具体的には、ＦＦＴ回路２３２において高速フーリエ変換処理が施された高速フーリェ変換出力Ｘ（ｆ）のうち、帯域抽出回路２３３において抽出されたｆ_Ｕ／２からｆ_ｓ／２までの帯域の信号成分のスペクトル強度を２倍にする。他方、ＦＦＴ回路２３２において高速フーリエ変換処理が施された高速フーリェ変換出力Ｘ（ｆ）のうち、帯域抽出回路２３３において抽出されたｆ_Ｕ／２からｆ_ｓ／２までの帯域の信号成分以外の信号成分のスペクトル強度を０にする。つまり、スペクトル強度が変更された高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）をＺ（ｆ）にて示すとすれば、Ｚ（ｆ）＝２Ｘ（ｆ）、ｆｏｒ ｆ_Ｕ／２≦ｆ≦ｆ_ｓ／２ ； ＝０、ｆｏｒ ｆ＜ｆ_Ｕ／２ ｏｒ ｆ_ｓ／２＜ｆにて示される。

その後、解析信号生成部２３６は、スペクトル強度が変更された高速フーリエ変換出力Ｚ（ｆ）に対して、逆フーリエ変換処理を施す。その結果、解析信号ｚ（ｎ）が生成される。

解析信号ｚ（ｎ）は、その実数部成分が上述の帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）となり、その虚数部成分が上述のヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）となる。つまり、ｚ（ｎ）＝ｘ_ｂ（ｎ）＋ｊｘ_ｈ（ｎ）にて示される解析信号ｚ（ｎ）が生成される。このため、以後は、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１と同様に、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）とヒルベルト変換信号ｘ_ｈ（ｎ）とが乗算されることで、図１５（ａ）に示すような高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。更に、第３実施例においても、第１実施例と同様に、乗算器２１３において生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）の振幅のレベルを、元の振幅のレベルのオーダーに直す処理が行われる。そして、係る処理が施された高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）は、加算器１４１において、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）と加算される。その結果、図１５（ｂ）に示すように、帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）が生成される。

尚、第３実施例においては、ブロック化回路１７３の動作によりベースバンド信号ｘ_ｂ（ｎ）をブロック化していることから、加算器１４１において、帯域拡張信号ｘ_Ｅ（ｎ）は、隣接するブロックと１／２オーバーラップ加算される。

ここで、図１６を参照して、第３実施例に係る帯域拡張装置３により生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）について説明する。ここに、図１６は、図７に示す帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）より生成される高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）のスペクトル図である。

８ｋＨｚのサンプリング周波数にてサンプリングされ、基本周波数が４３７．５Ｈｚであり、且つ高調波の振幅が全て等しい入力信号に対して、サンプリング周波数を２倍にアップサンプリングした後に２ｋＨｚから４ｋＨｚの帯域の信号成分を抽出することで得られる帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ）（つまり、上述の図７に示す帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ））に対して、第３実施例に係る帯域拡張装置３の動作による帯域拡張処理を施すと、図１６に示す高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。図１６に示すように、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）は、元の信号（つまり、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ））と調波関係にあると共に、元の信号の２倍音成分や和音成分が生成され且つ元の信号の差音成分や直流成分や元の信号の成分が含まれていないことが分かる。このように、元の信号（つまり、帯域制限信号ｘ_ｂ（ｎ））の帯域（つまり、２ｋＨｚから４ｋＨｚの帯域）が、４ｋＨｚから８ｋＨｚにまで好適に拡張されていることが分かる。

このように、第３実施例に係る帯域拡張装置３によれば、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１と同様の効果を享受することができる。

加えて、第３実施例においては、元の信号（つまり、ベースバンド信号ｘ_ｂ（ｎ））の対数スペクトルを平滑化することで上端周波数ｆ_Ｕを決定した後、該上端周波数ｆ_Ｕに基づいて高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成するための素となる帯域の信号成分を抽出している。このため、元の信号の上端周波数ｆ_Ｕに応じて、適応的に高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成することができる。つまり、第１実施例においては、ＢＰＦ１５１により高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成するための素となる帯域の信号成分を固定的に抽出していたが、第３実施例においては、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成するための素となる帯域の信号成分として、元の信号に応じた好適な帯域の信号成分を抽出することができる。これにより、元の信号に適応した（例えば、元の信号と連続的に或いは滑らかに加算されるような）高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を好適に生成することができる。

（４） 第４実施例
続いて、図１７を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第４実施例について説明を進める。ここに、図１７は、本発明の帯域拡張装置に係る第４実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。尚、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２又は第３実施例に係る帯域拡張装置３と同様の構成については同一の参照符号を付してその詳細な説明は省略する。

図１７に示すように、第４実施例に係る帯域拡張装置４では、第３の実施例に係る帯域拡張装置３と比較して、ＦＦＴ回路２３４及び窓掛回路１８３が除かれている。第４実施例に係る帯域拡張装置４では、ＦＦＴ回路２３４が行っていた処理は、ＦＦＴ回路２３２において行われ、窓掛回路１８３において行われていた処理は、平方根窓掛回路２３１において行われる。

具体的には、平方根窓掛回路２３１は、ブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ハニング窓ｗ（ｎ）の平方根を掛け合わせる。その後、ブロック化処理が施され且つハニング窓の平方根が掛け合わされたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対して、ＦＦＴ回路２３２の動作により、高速フーリエ変換処理が施される。つまり、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）の処理領域が、時間領域から周波数領域へと変換され、その結果、対数振幅スペクトル（つまり、高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ））が生成される。生成された対数振幅スペクトルは、上端周波数決定回路２３５及び帯域抽出回路２３３の夫々へ出力される。あとは、上述した第３実施例に係る帯域拡張装置３と同様の動作で、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）が生成される。

このように、第４実施例に係る帯域拡張装置４によれば、上端周波数ｆ_Ｕを決定するために用いられる高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）と、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成する素となる帯域の信号成分を抽出するための高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）とを、同一の平方根窓掛回路２３１及びＦＦＴ回路２３２を用いて生成することができる。言い換えれば、上端周波数ｆ_Ｕを決定するために用いられる高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）と、高域信号ｘ_Ｈ（ｎ）を生成する素となる帯域の信号成分を抽出するための高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）とを生成するために、夫々別個の窓掛回路及びＦＦＴ回路を設ける必要がない。このため、第４実施例に係る帯域拡張装置４によれば、上述した第３実施例に係る帯域拡張装置３が享受する効果と同様の効果を相応に享受することができると共に、第３実施例に係る帯域拡張装置３と比較して、回路構成を簡略化することができる。

（５） 第５実施例
続いて、図１８を参照して、本発明の帯域拡張装置に係る第５実施例について説明を進める。ここに、図１８は、本発明の帯域拡張装置に係る第５実施例の基本構成を概念的に示すブロック図である。尚、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２、第３実施例に係る帯域拡張装置３又は第４実施例に係る帯域拡張装置４と同様の構成については同一の参照符号を付してその詳細な説明は省略する。

図１８に示すように、第５実施例に係る帯域拡張装置５は、Ｎ（但し、Ｎは２以上の整数）個の高域信号生成回路２３が多段に接続されている。

このような構成を有する第５実施例に係る帯域拡張装置５では、まず、アップサンプリング回路１１２は、サンプリング周波数ｆ_ｓを２^Ｎ倍にアップサンプリングする。その後、ＬＰＦ１２２が、サンプリング周波数ｆ_ｓが２^Ｎ倍にアップサンプリングされた入力信号ｘ（ｎ）のうち、０からｆ_ｓ／２（つまり、π／２^Ｎ）の帯域の信号成分を抽出する。その結果、ベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）が抽出される。

その後、ブロック化回路１７３においてブロック化処理が施されたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）及び窓掛回路１８３においてハニング窓ｗ（ｎ）が掛け合わせられたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）の夫々が高域信号生成回路２３−（１）へ出力される
その後、高域信号生成回路２３−（１）において、ハニング窓ｗ（ｎ）が掛け合わせられたベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に基づいて上端周波数ｆ_Ｕが決定される。更に、高域信号生成回路２３−１中の帯域抽出回路２３３により、高域信号生成回路２３−（１）中のＦＦＴ回路２３２によりベースバンド信号ｘ_Ｂ（ｎ）に対してフーリエ変換処理が行われることで生成される高速フーリエ変換出力Ｘ（ｆ）のうち、入力信号ｘ（ｎ）の上端周波数の１／２からｆ_ｓ／２の帯域の信号成分が抽出される。その後、帯域抽出回路２３３により抽出された信号成分のスペクトル強度を２倍に変更し、且つ帯域抽出回路２３３により抽出された信号成分以外の信号成分のスペクトル強度を０に変更することで得られるＺ（ｆ）に対して逆フーリエ変換処理が施されることで、高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）が生成される。

高域信号生成回路２３−（１）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）は、加算回路１４２−（１）へ出力されると共に、高域信号生成回路２３−（１）の次段に接続される高域信号生成回路２３−（２）へ出力される。

高域信号生成回路２３−（２）は、高域信号生成回路２３−（１）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）から、該高域信号ｘ_{Ｈ−（１）}（ｎ）よりも高域である新たな高域信号ｘ_{Ｈ−（２）}（ｎ）を生成する。高域信号生成回路２３−（２）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（２）}（ｎ）は、加算回路１４２−（２）へ出力されると共に、高域信号生成回路２３−（２）の次段に接続される高域信号生成回路２３−（３）へ出力される。以降、このような動作が、多段接続された高域信号生成回路２３の数だけ繰り返される。

そして、高域信号生成回路２３−（Ｎ）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（Ｎ）}（ｎ）と、高域信号生成回路２３−（Ｎ−１）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（Ｎ−１）}（ｎ）が加算器１４２−（Ｎ−１）において加算され、更に該加算結果に、高域信号生成回路２３−（Ｎ−２）において生成された高域信号ｘ_{Ｈ−（Ｎ−２）}（ｎ）が加算器１４２−（Ｎ−２）において加算される。以降、同様の動作が、多段接続された高域信号生成回路２３の数だけ繰り返される。

このような構成を有する第５実施例に係る帯域拡張装置５によれば、上述した第３実施例に係る帯域拡張装置３と同様の効果を享受することができると共に、入力信号ｘ（ｎ）をより広い帯域に拡張することができる。具体的には、Ｎ個の高域信号生成回路２３が多段に接続されていれば、入力信号ｘ（ｎ）の帯域を２^Ｎ倍に拡張することができる。

（６） 実際の製品への適用例
続いて、図１９を参照して、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２、第３実施例に係る帯域拡張装置３、第４実施例に係る帯域拡張装置４又は第５実施例に係る帯域拡張装置５を、各種音響機器に適用した場合の例について説明を進める。ここに、図１９は、上述した帯域拡張装置を各種製品に適用した場合の構成を概念的に示すブロック図である。

図１９（ａ）には、ＣＤプレーヤやＤＶＤプレーヤ等に、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２、第３実施例に係る帯域拡張装置３、第４実施例に係る帯域拡張装置４又は第５実施例に係る帯域拡張装置５を適用する例を示す。ＣＤプレーヤやＤＶＤプレーヤ等においては、リニアＰＣＭフォーマットのオーディオ信号が入力信号ｘ（ｎ）として取り扱われる。帯域拡張装置１において帯域が拡張されたオーディオ信号は、Ｄ／Ａ変換器においてアナログ信号に変換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。

図１９（ｂ）には、ＭＤプレーヤやＭＰ３プレーヤ等に、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２、第３実施例に係る帯域拡張装置３、第４実施例に係る帯域拡張装置４又は第５実施例に係る帯域拡張装置５を適用する例を示す。ＭＤプレーヤやＭＰ３プレーヤ等においては、圧縮オーディオデコーダ（例えば、ＭＰ３デコーダや、ＡＴＲＡＣ３デコーダ等）においてデコーディング処理が施されたオーディオ信号が入力信号ｘ（ｎ）として取り扱われる。帯域拡張装置１において帯域が拡張されたオーディオ信号は、Ｄ／Ａ変換器においてアナログ信号に変換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。

図１９（ｃ）には、携帯電話等に、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２、第３実施例に係る帯域拡張装置３、第４実施例に係る帯域拡張装置４又は第５実施例に係る帯域拡張装置５を適用する例を示す。携帯電話等においては、一般に圧縮エンコーディングされた音声信号が送受信されている。このため、携帯電話等においては、デコーダにおいてデコーディング処理が施された音声信号が入力信号ｘ（ｎ）として取り扱われる。帯域拡張装置１において帯域が拡張された音声信号は、Ｄ／Ａ変換器においてアナログ信号に変換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。

図１９（ｄ）には、ＦＭラジオ等に、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２、第３実施例に係る帯域拡張装置３、第４実施例に係る帯域拡張装置４又は第５実施例に係る帯域拡張装置５を適用する例を示す。ＦＭラジオ等においては、１５ｋＨｚ程度のカットオフ周波数を有するＬＰＦにより抽出され且つＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されたＦＭ信号（つまり、ＦＭ信号に含まれているオーディオ信号）が入力信号ｘ（ｎ）として取り扱われる。帯域拡張装置１において帯域が拡張されたオーディオ信号は、Ｄ／Ａ変換器においてアナログ信号に変換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。

図１９（ｅ）には、ＡＭラジオ等に、上述した第１実施例に係る帯域拡張装置１、第２実施例に係る帯域拡張装置２、第３実施例に係る帯域拡張装置３、第４実施例に係る帯域拡張装置４又は第５実施例に係る帯域拡張装置５を適用する例を示す。ＡＭラジオ等においては、７．５ｋＨｚ程度のカットオフ周波数を有するＬＰＦにより抽出され且つＡ／Ｄ変換器によりデジタル信号に変換されたＡＭ信号（つまり、ＡＭ信号に含まれているオーディオ信号）が入力信号ｘ（ｎ）として取り扱われる。帯域拡張装置１において帯域が拡張されたオーディオ信号は、Ｄ／Ａ変換器においてアナログ信号に変換された後、スピーカ等の出力機器へ出力される。

本発明は、上述した実施例に限られるものではなく、請求の範囲及び明細書全体から読み取れる発明の要旨或いは思想に反しない範囲で適宜変更可能であり、そのような変更を伴なう帯域拡張装置及び方法もまた本発明の技術的範囲に含まれるものである。

上記課題を解決するために、請求の範囲第１項に記載の帯域拡張装置は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成手段と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成手段と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成手段と、前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段と、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓を用いた窓掛け処理を施す第１窓掛け手段とを備え、前記第２生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す第２窓掛け手段と、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号及び前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を生成するフーリエ変換手段と、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定する決定手段と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更する変更手段と、前記変更手段により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換手段とを更に備え、前記第２生成手段は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ前記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成する。
上記課題を解決するために、請求の範囲第２項に記載の帯域拡張装置は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成手段と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成手段と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成手段と、前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段とを備え、前記第２生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す窓掛け手段と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を生成するフーリエ変換手段と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定する決定手段と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更する変更手段と、前記変更手段により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換手段とを更に備え、前記第２生成手段は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ前記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成する。

上記課題を解決するために、請求の範囲第１１項に記載の帯域拡張方法は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成工程と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成工程と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成工程と、前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割工程と、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓を用いた窓掛け処理を施す第１窓掛け工程とを備え、前記第２生成工程は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す第２窓掛け工程と、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号及び前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を生成するフーリエ変換工程と、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定する決定工程と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更する変更工程と、前記変更手段により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換工程とを更に備え、前記第２生成工程は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ前記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成する。
上記課題を解決するために、請求の範囲第１２項に記載の帯域拡張方法は、入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成工程と、前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成工程と、前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成工程と、前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割工程とを備え、前記第２生成工程は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す窓掛け工程と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を生成するフーリエ変換工程と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定する決定工程と、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更する変更工程と、前記変更工程により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換工程とを更に備え、前記第２生成工程は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ前記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成する。

Claims (13)

1. 入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成手段と、
   前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成手段と、
   前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成手段と
   を備えることを特徴とする帯域拡張装置。
2. 前記第２生成手段は、前記帯域制限信号と前記移相信号とを乗算することで乗算信号を生成する乗算手段を備え、
   前記第２生成手段は、前記乗算信号に基づいて、前記高域信号を生成することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の帯域拡張装置。
3. 前記第２生成手段は、前記帯域制限信号のエンベロープ値に応じて前記乗算信号の利得を調整することで前記高域信号を生成することを特徴とする請求の範囲第２項に記載の帯域拡張装置。
4. 前記第２生成手段は、前記帯域制限信号に対してヒルベルト変換処理を施すことで前記移相信号を生成するヒルベルト変換手段を更に備えることを特徴とする請求の範囲第１項に記載の帯域拡張装置。
5. 前記第２生成手段は、前記帯域制限信号に対して、前記移相信号の生成に要する時間に相当する遅延を加える第１遅延手段を更に備え、
   前記第２生成手段は、前記移相信号の生成に要する時間に相当する遅延が加えられた前記帯域制限信号と前記移相信号とに基づいて、前記高域信号を生成することを特徴とする請求の範囲第４項に記載の帯域拡張装置。
6. 前記ベースバンド信号に対して、前記第２生成手段による前記高域信号の生成に要する時間に相当する遅延を加える第２遅延手段を更に備え、
   前記第３生成手段は、前記高域信号を、前記第２生成手段による前記高域信号の生成に要する時間に相当する遅延が加えられた前記ベースバンド信号に加算することを特徴とする請求の範囲第４項に記載の帯域拡張装置。
7. 前記所定の帯域は、前記入力信号の上限周波数の１／２から前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の１／２までの範囲の帯域であることを特徴とする請求の範囲第４項に記載の帯域拡張装置。
8. 前記第２生成手段は、
   前記ベースバンド信号に対してフーリエ変換処理を施すことでフーリエ変換信号を生成するフーリエ変換手段と、
   前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定する決定手段と、
   前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更する変更手段と、
   前記変更手段により前記レベルが変更された前記フーリエ変換信号に対して逆フーリエ変換処理を施すことで解析信号を生成する逆フーリエ変換手段と
   を更に備え、
   前記第２生成手段は、前記解析信号の実数部成分を前記帯域制限信号とし、且つ前記解析信号の虚数部成分を前記移相信号として、前記高域信号を生成することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の帯域拡張装置。
9. 前記変更手段は、前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数の１／２から前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の１／２までの範囲の帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記フーリエ変換信号のうち前記上端周波数の１／２から前記アップサンプリングされる前の前記入力信号のサンプリング周波数の１／２までの範囲の帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更することを特徴とする請求の範囲第８項に記載の帯域拡張装置。
10. 前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段と、
    前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓を用いた窓掛け処理を施す第１窓掛け手段と
    を更に備え、
    前記第２生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す第２窓掛け手段を更に備え、
    前記フーリエ変換手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号及び前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に前記フーリエ変換処理を施し、
    前記決定手段は、前記ハニング窓を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定し、
    前記変更手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更することを特徴とする請求の範囲第８項に記載の帯域制限装置。
11. 前記ベースバンド信号を、複数のブロックであって且つ前記複数のブロックの夫々の一部が隣接するブロックと重複する複数のブロックに分割する分割手段を更に備え、
    前記第２生成手段は、前記複数のブロックに分割されたベースバンド信号に対して、ハニング窓の平方根を用いた窓掛け処理を施す窓掛け手段を更に備え、
    前記フーリエ変換手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号の夫々に前記フーリエ変換処理を施し、
    前記決定手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号の信号レベルが急激に減少する周波数を上端周波数として決定し、
    前記変更手段は、前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分のレベルが増大し、且つ前記ハニング窓の平方根を用いた前記窓掛け処理が施された前記ベースバンド信号に対して前記フーリエ変換処理が施されることで生成される前記フーリエ変換信号のうち、前記上端周波数に応じて規定される帯域の信号成分以外の信号成分のレベルが０になるように前記フーリエ変換信号のレベルを変更することを特徴とする請求の範囲第８項に記載の帯域制限装置。
12. 前記第２生成手段を複数備えており、
    前記複数の第２生成手段のうちの一の第２生成手段は、前記複数の第２生成手段のうち当該一の第２生成手段以外の第２生成手段の少なくとも１つにより生成される前記高域信号と該高域信号の位相を略π／２移相させた信号とに基づいて、新たな高域信号を生成することを特徴とする請求の範囲第１項に記載の帯域制限装置。
13. 入力信号をアップサンプリングした後に低域通過フィルタを通過させることで、ベースバンド信号を生成する第１生成工程と、
    前記ベースバンド信号のうちの所定の帯域の信号成分である帯域制限信号と、該帯域制限信号の位相を略π／２移相させた信号である移相信号とに基づいて、前記入力信号に対応する信号成分であって、且つ前記入力信号よりも高域側の信号成分である高域信号を生成する第２生成工程と、
    前記高域信号を前記ベースバンド信号に加算することで出力信号を生成する第３生成工程と
    を備えることを特徴とする帯域拡張方法。

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