WO2008013027A1 - Émetteur et procédé de création de sous-trame - Google Patents

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WO2008013027A1
WO2008013027A1 PCT/JP2007/063081 JP2007063081W WO2008013027A1 WO 2008013027 A1 WO2008013027 A1 WO 2008013027A1 JP 2007063081 W JP2007063081 W JP 2007063081W WO 2008013027 A1 WO2008013027 A1 WO 2008013027A1
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WO
WIPO (PCT)
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subframe
symbol
signal
ofdm symbol
ifft processing
Prior art date
Application number
PCT/JP2007/063081
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English (en)
French (fr)
Inventor
Takashi Seyama
Takashi Dateki
Daisuke Ogawa
Hideto Furukawa
Original Assignee
Fujitsu Limited
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Publication date
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2602—Signal structure
    • H04L27/2605—Symbol extensions, e.g. Zero Tail, Unique Word [UW]
    • H04L27/2607—Cyclic extensions
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2662—Symbol synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2668—Details of algorithms
    • H04L27/2673—Details of algorithms characterised by synchronisation parameters
    • H04L27/2676—Blind, i.e. without using known symbols
    • H04L27/2678—Blind, i.e. without using known symbols using cyclostationarities, e.g. cyclic prefix or postfix

Definitions

  • the present invention relates to a transmission apparatus and a method for generating subframes in a digital mobile communication system, and more particularly to a symbol with a simple configuration and accurately in digital communication using a plurality of subframes having different GI lengths.
  • the present invention relates to a transmission device that detects timing and subframe timing and a subframe creation method.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • FIG. 19 is a block diagram of a general transmission station that employs the OFDM transmission scheme.
  • the error correction encoder 1 performs error correction code processing on the data signal and encodes it, and the data modulation unit 2 performs data modulation (for example, QPSK modulation) on the encoded data signal.
  • the data'pilot signal multiplexing unit 3 time-multiplexes the data signal and the pilot signal known at the receiving station.
  • IFFT section 4 performs IFFT processing in units of a fixed number N of samples. That is, N data
  • the sample is regarded as a subcarrier signal component, IFFT processing is performed on the subcarrier component, and it is converted into a discrete time signal and output.
  • the guard interval insertion part (GI insertion part) 5 copies the N sample of the rear part of the N samples after IFFT and guards it.
  • the signal is continuous in the interval of (No + N) samples after GI insertion.
  • GI plays the role of eliminating interference caused by delayed symbols of adjacent path power.
  • the DA conversion 6 performs D / A conversion, and the transmission RF unit 7 performs orthogonal modulation, converts the baseband signal into a radio frequency signal, and transmits the signal from the transmission antenna 8 to the reception station 9.
  • FIG. 21 is a block diagram of a general receiving station using the OFDM transmission method.
  • the receiving RF unit 10 A radio signal transmitted from a radio station is received, the radio signal is converted into a baseband signal by frequency down-conversion, and quadrature demodulation is performed.
  • the AD converter 11 converts the signal obtained by quadrature demodulation into a digital signal.
  • the reception timing detector 12 detects OFDM subframe timing and symbol timing. Based on the symbol timing, the GI deletion unit 13 deletes the received signal strength guard interval GI, extracts the effective signal component of each OFDM symbol, and inputs it to the FFT unit 14.
  • FIG. 22 shows an example of how the effective signal component is cut out.
  • the received signal is represented by breaking it down into the components of each path (direct wave and indirect wave). From the direct wave of path 1, only the effective signal component (N samples) of OFDM symbol n excluding GI is accurately extracted. From the indirect wave (delayed wave) of path 2,
  • the signal is cut out including a part of GI.
  • the effective signal component of the OFDM symbol is cyclically copied in the GI, the effective signal component of the OFDM symbol n is accurately cut out as a result.
  • multipath components with a delay time equal to or shorter than the GI length are received without causing interference between OFDM symbols.
  • the FFT unit 14 performs FFT processing on the signal after GI deletion, and the data 'pilot signal separation unit 15 separates the received signal power of the time-multiplexed data signal and pilot signal.
  • the channel estimator 16 estimates the channel distortion in the radio channel by calculating the correlation between the received pilot signal and the replica of the transmitted pilot signal.
  • the channel compensator 17 multiplies the received data signal by the complex conjugate of the channel estimation value to suppress channel distortion, and the data demodulator 18 demodulates the received data using the channel-compensated received signal,
  • the error correction decoder 19 performs error correction decoding processing on the demodulated data.
  • the length of the guard interval GI is determined by the propagation delay of the propagation path (the magnitude of the delay dispersion), so a method of switching between multiple guard interval lengths in the same transmission system is proposed.
  • LTE Long Term Evolution
  • 3 uPP 3rd feneration Partnership Project
  • Figure 23 shows the subframe format for short GI subframe SF and long GI subframe SF.
  • the GI length in SF is Ngiffl, and Ngi # s ⁇ Ngi # l. In any subframe
  • the effective symbol length N in the OFDM symbol is the same, and the subframe
  • the length M is the same.
  • the number of OFDM symbols included in the short GI subframe SF is mouth s
  • the obtained N samples are called effective symbols, and (No + N) samples after GI insertion are OFDM
  • the first method of use is to use and divide the difference based on the magnitude of delay dispersion.
  • a cell with a large radius hereinafter referred to as a large cell
  • a small radius hereinafter, a small cell
  • the delay spread is small. Therefore, long GI subframes are used for large cells, and short GI subframes are used for small cells.
  • the subframe transmitted by the base station of each cell is fixed to a short GI subframe or a long GI subframe, and does not change with time.
  • the second method is to use a long GI subframe when transmitting MBMS (Multimedia Broadcast Multicast Service) data, and a short GI subframe when transmitting multicast data (unicast data). It is.
  • MBMS Multimedia Broadcast Multicast Service
  • unicast data multicast data
  • TDM Time Division Multiplexing
  • Time Frequency Division Multiplex Time Frequency Division Multiplex
  • a short GI subframe and a long GI subframe are time-multiplexed. All bandwidth of short GI subframe is allocated to unicast data, and all bandwidth of long GI subframe is allocated to MBMS data.
  • a short GI subframe and a long GI subframe are time-multiplexed.
  • the entire bandwidth of the short GI subframe is allocated to unicast data.
  • the long GI subframe the entire bandwidth is not allocated to MBMS data, and unicast data and MBMS data are frequency-multiplexed.
  • the mobile terminal needs to perform symbol search detection and subframe timing detection by performing cell search processing in order to search for a cell (base station) to which a radio link is connected.
  • Conventional timing detection methods during cell search are roughly divided into two methods: autocorrelation detection using repetitive parts of the received signal and detection based on cross-correlation between a replica signal of a known pattern and the received signal. The following three timing detection methods are known.
  • the first timing detection method is a GI correlation calculation method that detects the symbol timing by calculating the correlation of the repeated portion of the guard interval GI (see Patent Document 1).
  • FIG. 24 is a configuration diagram of a timing device that realizes the first timing detection method
  • FIG. 25 is an explanatory diagram of the timing detection method.
  • the guard interval GI copies the end part of N samples to the beginning of the OFDM effective symbol with N samples.
  • the correlation value becomes maximum at the guard interval GI as shown in Fig. 25 (b).
  • the symbol timing can be detected by detecting the maximum correlation value.
  • delay device 21 divides the received signal by one OFDM effective symbol (number of samples N).
  • Delay and multiplication unit 22 receives the complex conjugate P * of the received signal P before 1 OFDM effective symbol and the current reception
  • Shift register 23 is N for guard interval
  • the correlation value storage unit 25 is an adder 24
  • the correlation values are accumulated over a plurality of symbols and a plurality of frames and stored in the correlation value storage unit 25.
  • the received signal before one OFDM effective symbol and the current received signal are ideally the same, so as the number of multiplication results in the guard interval period stored in the shift register 23 increases, the result of Fig. 25 (b) As shown in Fig. 4, the correlation value gradually increases, and all N multiplication results in the guard interval period are shifted to the shift register.
  • the peak detection unit 27 is stored in the correlation value storage unit 25 and has the largest correlation power among the N correlation values.
  • a peak correlation value is detected, and the timing is set as a symbol timing. At the same time as timing detection, it is possible to estimate the carrier frequency deviation between the mobile terminal and the base station.
  • the same signal for example, the OFDM symbol of the synchronization channel (SCH) is transmitted twice, and the peak timing is detected by calculating the correlation of the repeated portion. Based on the timing, symbol timing and subframe timing are detected (see Non-Patent Document 2). Simultaneously with timing detection, it is possible to estimate the carrier frequency deviation between the mobile terminal and the base station.
  • the OFDM symbol of the synchronization channel SCH
  • the peak timing is detected by calculating the correlation of the repeated portion.
  • symbol timing and subframe timing are detected (see Non-Patent Document 2). Simultaneously with timing detection, it is possible to estimate the carrier frequency deviation between the mobile terminal and the base station.
  • an OFDM symbol of a synchronization channel (SCH) common to all cells is transmitted from each base station, and a replica of the OFDM symbol of the synchronization channel and the received signal are received on the receiving side.
  • the peak timing is detected by calculating the correlation, and the symbol timing and subframe timing are detected based on the timing (see Non-Patent Document 2).
  • the first timing detection method has the following problems.
  • the correlation value has a peak characteristic with a width corresponding to the length of the repetitive part (GI period). It is easy to produce.
  • the mobile terminal needs to have two correlators corresponding to each subframe.
  • the second timing detection method has the following problems.
  • the correlation value is a repeated part (OFDM symbol period) Since the peak characteristics have a width corresponding to the length of the signal, errors are likely to occur in the symbol timing position and subframe timing position due to the effects of noise and delayed waves.
  • the mobile terminal needs to have two correlators corresponding to each subframe.
  • the third timing detection method has the following problems.
  • the third timing detection method does not have the same problems as the first and second methods.
  • the OFDM M sym- phono common to all cells which is known as a synchronization channel on the receiving side, is used.
  • pilot symbols cannot be used for timing detection. For this reason, the number of pilot symbols included in the subframe decreases, and there is a problem that the channel estimation accuracy deteriorates.
  • an object of the present invention is to make it possible to use pilot symbols for detection of symbol timing and subframe timing.
  • Another object of the present invention is to detect symbol timing / subframe timing even when a plurality of subframes having different GI lengths (for example, a short GI subframe and a long GI subframe) are used in combination. This eliminates the need for a correlator corresponding to each subframe.
  • Another object of the present invention is to enable detection of symbol timing and subframe timing with high accuracy.
  • Non-Patent Document 1 3GPP TSG RAN WGl Ad Hoc on LTE, Rl- 050590, "Physical Channels and Multiplexing in Evolved UTRA Downlin, NTT DoCoMo
  • Non-Patent Document 2 Hanada, Higuchi, Sawahashi, “Two-stage high-speed cell search method and its characteristics in broadband multi-carrier CDMA transmission”, IEICE Technical Report (TECHNICAL REPORT OF IEICE. SSE2000-79, RCS2000-68) 2000-07), p.119-126)
  • Patent Document 1 International Publication No. 03/032542 Pamphlet Disclosure of the invention
  • the present invention is a method of creating a subframe in a digital communication system using a plurality of types of subframes having different guard interval lengths.
  • the pilot signal is subjected to IFFT processing, and the effective symbol obtained by the IFFT processing is converted to an effective symbol.
  • Inserting a guard interval to create an OFDM symbol at the end of the subframe and an OFDM symbol at the beginning of the next subframe, respectively, and in the OFDM symbol creation step a predetermined number of samples are added before and after the subframe synchronization timing.
  • the OFDM symbol at the end of the subframe and the first OFDM symbol of the next subframe are created, and the subframe synchronization timing can be detected by performing a correlation operation on the receiving side.
  • the present invention is a transmitting apparatus in a digital communication system using a plurality of types of subframes having different guard interval lengths, an IFFT processing unit for performing IFFT processing on a pilot signal, and a guard interval for an effective symbol obtained by the IFFT processing.
  • a guard interval insertion unit that inserts a signal, a control unit that controls to create an OFDM symbol at the end of the subframe and an OFDM symbol at the beginning of the next subframe so that a predetermined number of samples repeat before and after the subframe synchronization timing,
  • a transmission unit that wirelessly transmits the subframe is provided.
  • the control unit controls to generate an OFDM symbol at the end of the subframe and an OFDM symbol at the beginning of the next subframe so that two sample arrays repeated before and after the subframe synchronization timing are inverted from each other. To do.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram of the principle of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of correlation calculation.
  • FIG. 3 is a configuration diagram of an OFDM transmitter according to the first embodiment.
  • FIG. 4 An example in which the output of the S / P conversion processing unit is expressed in a two-dimensional region of one frequency per time.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the reason why a predetermined number of samples repeat before and after subframe synchronization timing in the first embodiment.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a timing synchronization detection processing unit in the receiving apparatus of the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the reason why a predetermined number of samples are repeated before and after subframe synchronization timing in a modified example.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of an OFDM transmitter according to a second embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining the reason why a predetermined number of samples repeat before and after subframe synchronization timing in the second embodiment.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of an OFDM transmitter according to a third embodiment.
  • FIG. 12 An example in which the output of the S / P conversion processing unit of the third embodiment is expressed in a two-dimensional region of one frequency per time.
  • FIG. 13 is an example in which the OFDM symbol output from the GI insertion unit of the third embodiment is represented in the time domain.
  • FIG. 14 is a configuration diagram of a timing synchronization detection processing unit in the receiving apparatus of the third embodiment.
  • FIG. 15 is an example in which the output of the S / P conversion processing unit in a modification of the third embodiment is expressed in a two-dimensional region with one frequency per time.
  • FIG. 16 is a configuration diagram of an OFDM transmitter according to a fourth embodiment.
  • FIG. 17 is an example in which the output of the S / P conversion processing unit in a modification of the fourth embodiment is expressed in a two-dimensional region with one frequency per time.
  • FIG. 18 N pieces repeated before and after subframe synchronization timing in the fourth embodiment
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing the reason why the arrangement of symbols of 0 is reversed with respect to each other.
  • FIG. 19 is a block diagram of a general transmitting station that employs an OFDM transmission scheme.
  • FIG. 20 is an explanatory diagram of insertion of a guard inverter.
  • FIG. 21 is a block diagram of a general receiving station in the OFDM transmission scheme.
  • FIG. 22 shows an example of how the effective signal component is cut out.
  • FIG. 24 is a block diagram of a timing device that implements a first timing detection method.
  • FIG. 25 is an explanatory diagram of a first timing detection method.
  • FIG. 26 is an explanatory diagram of a second timing detection method.
  • FIG. 27 is an explanatory diagram of a third timing detection method.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram of the principle of the present invention.
  • the pilot signal is subjected to IFFT processing, and the guard symbol GI is inserted into the effective symbol P obtained by the IFFT processing to create the OFDM symbol SO at the end of the subframe.
  • the guard interval GI is inserted into the effective symbol P obtained by the IFFT processing to create the first OFDM symbol S1 of the next subframe.
  • the OFDM symbol lengths N and N of the long GI subframe SF and the short GI subframe SF are different.
  • OFDM effective symbol P of length N is repeated before and after subframe synchronization timing T.
  • the mobile station can be correlated simply by providing a correlator of length N.
  • the correlation value C (t) becomes triangular as shown in Fig. 2 (A).
  • the present invention can be repeated before and after the subframe synchronization timing T as shown in FIG.
  • the OFDM symbol at the end of the subframe and the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are created so that the two sample arrays are inverted.
  • the effective symbol array at the end of the subframe is a, b, c, d.
  • the effective symbol array at the beginning of the power subframe is d, c, b, Inverted with a. In this way, by inverting the sample array, the timing of the correlation operation matches the symbol synchronization timing T.
  • the correlation value shows a large peak value, and is 0 if the timing of the correlation calculation does not match. That is, the timing of the correlation operation matches the symbol synchronization timing T.
  • the correlation value C (T) a 2 + b 2 + c 2 + d 2 , indicating the peak value.
  • FIG. 3 is a block diagram of the OFDM transmitter (base station) of the first embodiment, and it is assumed that the transmitter transmits time-division multiplexed GI GI subframes and short GI subframes as appropriate.
  • the subframe format storage unit 41 stores the subframe formats of the long GI subframe and the short GI subframe! /.
  • Transmission subframe format determination unit 4 2 determines the subframe format based on whether multicast data is transmitted or not, and reads the subframe format information from the subframe format storage unit 41 to read the channel multiplexing control unit. 43, a phase rotation processing unit 44, and a guard interval length control unit (hereinafter referred to as GI length control unit) 45.
  • GI length control unit guard interval length control unit
  • the channel multiplexing unit 46 time-division-multiplexes and outputs a data channel and a pilot channel, which are discrete time signals.
  • the channel multiplexing unit 46 time-division-multiplexes the pilot channel to the data channel so that at least the OFDM symbol at the end of the subframe and the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are generated using the same pilot signal. To do. That is, the OFDM symbol at the end of the subframe is created using the pilot of the next subframe.
  • the phase rotation processing unit 44 uses N as an OFDM effective symbol length and N as a guard interval sequence.
  • the phase rotation unit 47 is instructed to perform the following phase rotation. In response to this instruction, the phase rotation unit 47 performs phase rotation of w (n) shown in Equation (1) only on the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the end of the subframe, and outputs it. Note that the phase rotation unit 47 does not perform phase rotation on the data signal and other no-lot signals.
  • the serial-parallel conversion processing unit (SZP conversion unit) 48 converts a fixed number N of samples input serially in time series from the phase rotation unit 55 in parallel, and generates N subcarrier signals.
  • FIG. 4 shows the output of the S / P conversion processing unit 48 in a two-dimensional area with one time frequency.
  • p (m + ⁇ , ⁇ ) represents the nth subcarrier component of the pilot signal of the (m + 1) th subframe.
  • the IFFT processing unit 49 performs IFFT processing on the N subcarrier signal components and separates the N subcarrier signal components.
  • the GI length control unit 45 instructs the GI insertion unit 50 to insert a GI having a length N corresponding to the subframe format. As a result, the GI insertion part 58
  • the copy portion is inserted at the beginning of the effective symbol and input to the wireless processing unit 51.
  • the radio processing unit 51 DA-converts the baseband OFDM symbol input from the GI insertion unit 50 and The radio signal is frequency up-converted, power amplified and transmitted wirelessly.
  • the number of effective symbols N is the subframe synchronization timing.
  • the effective symbol 200 is as shown in Fig. 5 (A).
  • the GI length shall be 2 samples.
  • the OFDM symbol 202 is as shown in FIG.
  • phase rotation is not applied to the pilot signal that is the OFDM symbol at the head of the subframe.
  • the OFDM symbol 212 is as shown in FIG.
  • N sample sequences are repeated before and after the subframe synchronization timing T. Will be returned.
  • N sample sequences are repeated before and after the subframe synchronization timing T.
  • Figure 6 shows subframes in long GI subframe SF and short GI subframe SF
  • N and so samples can be repeated before and after ⁇ of the subframe synchronization timing in both the long GI subframe SF and the short GI subframe SF.
  • FIG. 7 is a configuration diagram of a timing synchronization detection processing unit in the receiving apparatus (mobile station) of the first embodiment.
  • the radio processing unit 61 frequency-converts the radio signal transmitted from the transmission device into a baseband signal, AD-converts the baseband signal, and inputs it to the timing synchronization detection processing unit 62.
  • the timing synchronization detection processing unit 62 includes a correlation calculation unit 63, an average calculation unit 64, and a synchronization timing detection unit 65.
  • the shift register 63a is the latest if the effective symbol length is N.
  • N samples r (0) to r (2N ⁇ 1) are stored while being sequentially shifted.
  • the correlation value is calculated and input to the average calculation unit 64.
  • the adder 63c calculates and outputs a correlation value every time one sample is input, and outputs M correlation values for a subframe if the number of subframe symbols is M.
  • the correlation value storage unit 64a stores M adder outputs
  • the adder 64b is stored in the M correlation values sequentially output from the correlation calculation unit 63 and the correlation value storage unit 64a.
  • the corresponding correlation values are added and the addition result is stored in the correlation value storage unit.
  • the average calculation unit 64 inputs the M correlation values added over the L subframes to the synchronization timing detection unit 65.
  • the number of subframe samples M is constant regardless of the type of subframe (see Fig. 23).
  • Nffis Number of OFDM symbols in 1 short GI subframe
  • Nffil Number of OFDM symbols per long GI subframe
  • Nofdm # s Number of samples per 10FDM symbol of short GI subframe
  • Nofdm # l Number of samples per OFDM symbol in long GI subframe
  • the synchronization timing detection unit 65 detects the maximum timing among the M correlation values, and outputs the timing as subframe synchronization timing and symbol synchronization timing.
  • the first embodiment it is possible to detect the subframe synchronization timing and the symbol synchronization timing of subframes having different GI lengths using a single signal and one correlator.
  • the phase rotation unit 55 applies the phase rotation of w (n) shown in Eq. (1) to the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the end of the subframe, and outputs it. Only for pilot signals that are M symbols
  • It can be configured to perform IFFT processing with phase rotation. In this way, a predetermined number of samples are repeated before and after T of the subframe synchronization timing.
  • the GI length shall be 2 samples.
  • the effective symbol 201 created by IFFT processing is as shown in Fig. 8 (B).
  • the OFDM symbol 202 is as shown in FIG.
  • N samples are repeated before and after the subframe synchronization timing T.
  • Pilot samples may be allocated to only some subcarriers, and other channels such as data channels and BCH (Broadcast Channel) may be allocated to other subcarriers. In that case, only the pilots may be placed repeatedly, or other channels may be placed repeatedly.
  • BCH Broadcast Channel
  • N symbol sequences before and after subframe timing T are used.
  • N symbol sequences are repeated before and after the symbol synchronization timing of the fourth OFDM symbol.
  • the GI long strength is not limited to the two types of forces given as examples.
  • the first embodiment realizes a repetitive structure that does not depend on the GI length by rotating the phase on the frequency axis! /, But the second embodiment adds GI to the GI length on the time axis. Repetitive structure is realized without dependence.
  • FIG. 9 is a block diagram of the OFDM transmission apparatus (base station) of the second embodiment. Components identical with those of the transmission apparatus of the first embodiment in FIG. The difference is that (1) the phase rotation processing unit and the phase rotation unit are deleted, and (2) a GI forward insertion unit 71 and a GI backward report insertion unit 72 are provided as GI insertion units.
  • the subframe format storage unit 41 stores the subframe formats of the long GI subframe and the short GI subframe! /.
  • the transmission subframe format determination unit 42 determines the subframe format based on whether the multicast data is transmitted or not when transmitting the multicast data, and the subframe format information is stored in the subframe format storage unit 41. Read out and notify channel multiplex control unit 43 and GI length control unit 45 To do.
  • the channel multiplexing unit 46 time-division-multiplexes and outputs a data channel and a pilot channel, which are discrete time-series signals.
  • the channel multiplexing unit 46 time-division multiplexes the pilot channel to the data channel so that at least the OFDM symbol at the end of the subframe and the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are generated using the same pilot signal. .
  • the OFDM symbol at the end of the subframe is created using the pilot of the next subframe.
  • the serial 'parallel conversion processing unit (SZP conversion unit) 48 converts a predetermined number N of samples input serially in time series from the channel multiplexing unit 46 in parallel, and converts N subcarrier signals.
  • IFFT processing unit 49 performs IFFT processing on the N subcarrier signal components to generate N time series
  • the switching switch 73 inputs the effective symbol at the end of the subframe to the GI front insertion unit 71 and inputs the effective symbol at the beginning of the subframe to the GI rear insertion unit 72. Note that the switching switch 73 inputs only the effective symbol at the head of the subframe to the GI backward insertion unit 72, and inputs the other effective symbols to the GI front insertion unit 71.
  • the GI length control unit 45 instructs the GI front insertion unit 71 and the GI rear insertion unit 72 to insert a GI having a length N corresponding to the subframe format. As a result, the GI front insertion portion 71
  • the copy portion is inserted as the GI at the beginning of the effective symbol and input to the synthesis unit 74. Also, the GI rear insertion unit 72 has N front symbols of valid symbols input via the switch 73.
  • a copy of this symbol is made, and the copied portion is inserted as a GI into the rear part of the effective symbol and input to the synthesis unit 74.
  • the synthesizer 74 synthesizes the OFDM symbols to be inputted to the GI front insertion unit 71 and the GI rear insertion unit 72 and inputs them to the radio processing unit 51.
  • the radio processing unit 51 DA-converts the baseband OFDM symbol, and then frequency upconverts the radio signal to a radio signal, amplifies the power, and transmits the radio signal.
  • the GI length shall be 2 samples.
  • OFDM symbol 261 becomes as shown in FIG.
  • N samples are repeated before and after the subframe synchronization timing T.
  • N sample sequences are repeated before and after the subframe synchronization timing T even when the force is 3 samples, which is the case where the GI length is 2 samples.
  • N samples are repeated before and after the subframe synchronization timing T.
  • the OFDM symbol at the end of the subframe and the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are created so that the SYC 0 pull array is inverted.
  • FIG. 11 is a block diagram of the OFDM transmitter (base station) of the third embodiment, and the same reference numerals are given to the same parts as those of the transmitter of the first embodiment of FIG. The difference is that the switching switch 81 and the rearrangement unit 82 are arranged so that the arrangement of the pilot signal as the OFDM symbol at the end of the subframe and the arrangement of the pilot signal as the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are reversed. This is the point that a combining unit 83 is provided.
  • the subframe format storage unit 41 stores the subframe formats of the long GI subframe and the short GI subframe! /.
  • the transmission subframe format determination unit 42 determines the subframe format based on whether the multicast data is transmitted or not when transmitting the multicast data, and transmits the subframe format information to the subframe.
  • the format storage unit 41 reads and notifies the channel multiplexing control unit 43, the phase rotation processing unit 44, and the GI length control unit 45.
  • the switching switch 81 controls switching so that only the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the end of the subframe is input to the rearrangement processing unit 82 and the other pilot signals are directly input to the synthesis unit 83.
  • the reordering unit 82 converts the sample sequence of the pilot signal into
  • the synthesizer 83 synthesizes the pilot signal rearranged with the pilot signal directly input from the switching switch 81 and inputs it to the channel multiplexer 46.
  • the channel multiplexing unit 46 time-division-multiplexes and outputs the data channel and the pilot channel.
  • the channel multiplexing unit 46 time-division-multiplexes the pilot channel to the data channel so that at least the OFDM symbol at the end of the subframe and the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are generated using the same pilot signal. To do. However, the arrangement of pilot signals is reversed.
  • the phase rotation processing unit 44 instructs the phase rotation unit 47 to perform the phase rotation w (n) of equation (1).
  • the phase rotation unit 47 performs w (n) phase rotation represented by Eq. (1) only on the pilot signal that is the OFDM symbol at the end of the subframe and outputs the pilot signal.
  • the phase rotation unit 47 does not perform phase rotation on the data signal or other pilot signals.
  • the serial-parallel conversion processing unit (SZP conversion unit) 48 converts a fixed number N of samples that are serially input in time series from the phase rotation unit 47 in parallel to generate N subcarrier signals.
  • Figure 12 shows the output of the S / P conversion processor 48 in a two-dimensional domain of time frequency.
  • the IFFT processing unit 49 performs IFFT processing on N subcarrier signal components to generate N discrete carrier signals. Output series data (valid symbol).
  • the GI length control unit 45 instructs the GI insertion unit 50 to insert a GI having a length N corresponding to the subframe format. As a result, the GI insertion part 50
  • the radio processing unit 59 DA-converts the baseband OFDM symbol, and then up-converts the frequency into a radio signal, amplifies the power, and transmits the radio signal.
  • N symbols are symmetric about.
  • FIG. 14 is a block diagram of the timing synchronization detection processing unit in the receiving apparatus (mobile station) of the third embodiment, and the same parts as those of the receiving apparatus of the first embodiment in FIG. The difference is the combination of two samples multiplied by N multipliers 63b.
  • the radio processing unit 61 converts the frequency of the transmitted radio signal into a baseband signal, performs AD conversion on the baseband signal, and inputs the baseband signal to the timing synchronization detection processing unit 62. If the effective symbol length is N, the shift register 63a of the correlation calculation unit 63 is the latest 2 X N
  • the average calculator 64 inputs M adder outputs to the synchronization timing detector 65, where M is the number of subframe samples.
  • the synchronization timing detection unit 65 detects the maximum timing among the M correlation values and outputs the timing as subframe synchronization timing and symbol synchronization timing.
  • a correlation value is generated only when it matches T and shows a large peak value.
  • the arrangement of the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the end of the subframe is inverted, but the arrangement of the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the beginning of the next subframe can also be inverted.
  • the output of the S / P converter 48 is shown in FIG. 15 when expressed in a two-dimensional area of one frequency per time.
  • the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the end of the subframe is output by applying the phase rotation of w (n) shown in Equation (1) to the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the beginning of the subframe (2) It can be configured to perform IFFT processing with phase rotation of the equation.
  • the fourth embodiment is repeated before and after the subframe synchronization timing T.
  • FIG. 16 is a block diagram of the OFDM transmitter (base station) of the fourth embodiment.
  • the transmitter of the second embodiment of FIG. 16 is a block diagram of the OFDM transmitter (base station) of the fourth embodiment. The transmitter of the second embodiment of FIG.
  • the subframe format storage unit 41 stores the subframe formats of the long GI subframe and the short GI subframe! /.
  • the transmission subframe format determination unit 42 determines the subframe format based on whether the multicast data is transmitted or not when transmitting the multicast data, and the subframe format information is stored in the subframe format storage unit 41.
  • the switching switch 81 controls switching so that only the pilot signal that becomes the OFDM symbol at the end of the subframe is input to the rearrangement processing unit 82 and the other pilot signals are directly input to the synthesis unit 83.
  • the reordering unit 82 determines the sample sequence of the pilot signal as follows:
  • the synthesizer 83 synthesizes the pilot signal rearranged with the pilot signal directly input from the switching switch 81 and inputs it to the channel multiplexer 46.
  • the channel multiplexing unit 46 time-division-multiplexes and outputs the data channel and the pilot channel.
  • the channel multiplexing unit 46 time-division-multiplexes the pilot channel to the data channel so that at least the OFDM symbol at the end of the subframe and the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are generated using the same pilot signal. To do. However, the arrangement of pilot signals is reversed.
  • the serial 'parallel conversion processing unit (SZP conversion unit) 48 converts a predetermined number N of samples input serially in time series from the channel multiplexing unit 46 in parallel, and converts N subcarrier signals.
  • Figure 17 shows the output of the S / P conversion processor 48 in a two-dimensional domain of time frequency. It should be noted that the pilot signal array at the end of the subframe is inverted.
  • IFFT processing unit 49 performs IFFT processing on the N subcarrier signal components to generate N time series
  • the switching switch 73 inputs the effective symbol at the end of the subframe to the GI front insertion unit 71 and inputs the effective symbol at the beginning of the subframe to the GI rear insertion unit 72. Note that the switching switch 73 inputs only the effective symbol at the head of the subframe to the GI backward insertion unit 72, and inputs the other effective symbols to the GI front insertion unit 71.
  • the GI length control unit 45 instructs the GI front insertion unit 71 and the GI rear insertion unit 72 to insert a GI having a length N corresponding to the subframe format. As a result, the GI front insertion portion 71
  • the copy portion is inserted as the GI at the beginning of the effective symbol and input to the synthesis unit 74. Also, the GI rear insertion unit 72 has N front symbols of valid symbols input via the switch 73.
  • a copy of this sample is made, and the copy part is inserted as a GI into the rear part of the effective symbol and input to the synthesis unit 74.
  • the synthesizer 74 synthesizes the OFDM symbols to be inputted to the GI front insertion unit 71 and the GI rear insertion unit 72 and inputs them to the radio processing unit 51.
  • the radio processing unit 51 DA-converts the baseband OFDM symbol, and then frequency upconverts the radio signal to a radio signal, amplifies the power, and transmits the radio signal.
  • N samples are repeated before and after the subframe synchronization timing T.
  • the effective symbol 301 is
  • the IFFT processing is performed by inverting the arrangement of the pilot signal composed of N samples.
  • the OFDM symbol 303 becomes as shown in FIG.
  • OFDM symbol 304 becomes as shown in FIG.
  • N sub-frames are repeated before and after the subframe synchronization timing T.
  • the SYC 0 sample sequences are inverted.
  • N samples that are repeated before and after the subframe synchronization timing T also in the case of a force of 3 samples, where the GI length is 2 samples
  • the GI length is Even when multiple subframes (for example, short GI subframe and long GI subframe) are used in combination, a correlator corresponding to each subframe is not required when detecting subframe timing. I can do it.
  • the OFDM symbol at the end of the subframe and the OFDM symbol at the beginning of the next subframe are generated using the pilot signal, the number of pilots included in the subframe can be increased. Channel estimation accuracy can be improved.
  • the detection accuracy of the subframe synchronization timing can be improved.

Description

明 細 書
送信装置及びサブフレームの作成方法
技術分野
[0001] 本発明はディジタル移動通信システムにおける送信装置及びサブフレームの作成 方法に係わり、特に、 GI長が異なる複数のサブフレームを使用するディジタル通信に ぉ 、て簡単な構成で、かつ正確にシンボルタイミングやサブフレームタイミングを検 出する送信装置及びサブフレームの作成方法に関する。
背景技術
[0002] ' OFDM伝送方式
次世代移動通信の無線アクセス方式として、 OFDM (Orthogonal Frequency Divisio n Multiplex)伝送方式が検討されている。 OFDM伝送方式は周波数選択性が良い、 隣接パスからの干渉に強 、などの特徴を備えて!/、る。
図 19は、 OFDM伝送方式を採用する一般的な送信局のブロック図である。誤り訂正 符号器 1はデータ信号に誤り訂正符号ィ匕処理を施して符号ィ匕し、データ変調部 2は 該符号化されたデータ信号をデータ変調 (例えば QPSK変調)する。データ'パイロット 信号多重部 3は、データ信号と受信局で既知のパイロット信号とを時間多重する。 IFF T部 4は、一定数 Nのサンプル単位で IFFT処理を行なう。すなわち、 N個のデータサ
0 0
ンプルをサブキャリア信号成分とみなして該サブキャリア成分に IFFT処理を施し、離 散的な時間信号に変換して出力する。ガードインターバル挿入部 (GI挿入部) 5は、図 20に示すように、 IFFT後の Nサンプルのうち、後部の Nサンプノレをコピーしてガード
0 G
インターバル GIとして Nサンプルの先頭に挿入する。 GIは巡回的にコピーされている
0
ため、 GI挿入後の (No + N )サンプルの区間で、信号が連続していることが特徴でぁリ
G
、この特徴により GIは隣接パス力もの遅延シンボルによる干渉を除去するという役割 を果たす。 DA変翻6は D/A変換を行い、送信 RF部 7は直交変調を行い、ベースバ ンド信号を無線周波数の信号に変換し、送信アンテナ 8から受信局 9に向けて送信す る。
[0003] 図 21は OFDM伝送方式の一般的な受信局のブロック図である。受信 RF部 10は、送 信局から送信された無線信号を受信し、周波数ダウンコンバートにより該無線信号を ベースバンドの信号に変換し、直交復調を行う。 AD変換器 11は直交復調により得ら れた信号をディジタル信号に変換する。受信タイミング検出部 12は、 OFDMのサブフ レームタイミングやシンボルタイミングを検出する。 GI削除部 13は、シンボルタイミング に基づ 、て、受信信号力 ガードインターバル GIを削除して各 OFDMシンボルの有 効信号成分を切り出して FFT部 14に入力する。図 22は、有効信号成分を切り出しの 様子を表す例である。説明の都合上、受信信号を各パスの成分 (直接波、間接波)に 分解して表わしている。パス 1の直接波からは、 GIを除いた OFDMシンボル nの有効 信号成分 (Nサンプル)のみが正確に切り出される。パス 2の間接波 (遅延波)からは、
0
GIの一部を含んだ形で信号が切り出される。しかし、 GIは OFDMシンボルの有効信 号成分が巡回的にコピーされたものなので、結果的に OFDMシンボル nの有効信号 成分が正確に切り出されていることになる。つまり、遅延時間が GI長以下のマルチパ ス成分は、 OFDMシンボル間の干渉を生じることなく受信される。
FFT部 14は GI削除後の信号に対し FFT処理を施し、データ'パイロット信号分離部 1 5は、時間多重されたデータ信号とパイロット信号を受信信号力も分離する。チャネル 推定部 16は受信パイロット信号と送信パイロット信号のレプリカとの相関演算を行なつ て無線チャネルにおけるチャネル歪みを推定する。一方、チャネル補償部 17は受信 データ信号にチャネル推定値の複素共役を乗算してチャネル歪みを抑圧し、データ 復調部 18はチャネル補償された受信信号を用いて受信データの復調処理を行 、、 誤り訂正復号器 19は復調されたデータに誤り訂正復号処理を施す。
·ショート GIサブフレームとロング GIサブフレームの併用
OFDM伝送において、ガードインターバル GIの長さは、伝播路の遅延の広がり (遅 延分散の大きさ)により決定されるため、同一伝送システムにおいて、複数のガードィ ンターバル長を切り替えて運用する方式が提案されている。そのような例としては、 3 uPP(3rd feneration Partnership Project)上で嚴論されている LTE(Long Term Evolut ion)がある (非特許文献 1参照)。 LTEでは長さの短 、ガードインターバルを用いるショ ート GIサブフレームと長さの長いガードインターバルを用いるロング GIサブフレームが ある。 図 23はショート GIサブフレーム SFとロング GIサブフレーム SFのサブフレームフォー
S L
マットであり、ショート GIサブフレーム SFにおける GI長は Ngi#s、ロング GIサブフレーム s
SFにおける GI長は Ngifflであり、 Ngi#s<Ngi#lである。また、いずれのサブフレームに
L
おいても OFDMシンボルにおける有効シンボルの長さ Nは同一であり、サブフレーム
0
の長さ Mも同一である。ショート GIサブフレーム SFに含まれる OFDMシンボル数は口 s
ング GIサブフレーム SFに含まれる OFDMシンボル数より多い。なお、 IFFT処理により
L
得られた Nサンプルを有効シンボルといい、 GI挿入後の (No + N )サンプルを OFDM
0 G
シンポノレという。
ショート GIサブフレームとロング GIサブフレームの使用方は主に 2つ考えられて!/、る 。第 1の使用方法は遅延分散の大小に基づ 、て 、ずれかを使 、分ける方法である。 一般に遮蔽物の少ない郊外に適用される半径の大きいセル (以降、大セルと表記)で は遅延広がりが大きぐ遮蔽物の多い都市部などに展開される半径の小さいセル (以 降、小セルと表記)では遅延広がりは小さい。そこで、大セルではロング GIサブフレー ムを用い、小セルではショート GIサブフレームを用いる。この場合、各々のセルの基 地局が送信するサブフレームはショート GIサブフレームもしくはロング GIサブフレーム に固定されており、時間的に変化することはない。
第 2の使用方法は MBMS(Multimedia Broadcast Multicast Service)データを送信す る際にロング GIサブフレームを使用し、ュ-キャストデータ（unicastデータ）を送信す る際にショート GIサブフレームを使用する方法である。 MBMSデータと unicastデータ の多重方法は時間多重 (Time Division Multiplex) TDM,時間周波数多重 (Time Fre quency Division Multiplex) TFDMなどが提案されている。
TDMでは、ショート GIサブフレームとロング GIサブフレームを時間多重する。ショート GIサブフレームの全帯域を unicastデータに割り当て、ロング GIサブフレームの全帯 域を MBMSデータに割り当てる。
TFDMでは、ショート GIサブフレームとロング GIサブフレームを時間多重する。そし て、ショート GIサブフレームの全帯域を unicastデータに割り当てる。し力し、ロング GI サブフレームでは全帯域を MBMSデータに割り当てず、 unicastデータと MBMSデータ を周波数多重する。 'サブフレームタイミング、シンボルタイミングの検出
セルラシステムにお ヽて通信の開始時、移動端末は無線リンクを接続するセル (基 地局)を探すためにセルサーチ処理を行ってシンボルタイミング検出およびサブフレ ームタイミング検出を行う必要がある。従来のセルサーチ時におけるタイミング検出方 法は受信信号の繰返し部分を利用した自己相関による検出方法、および既知バタ ーンのレプリカ信号と受信信号との相互相関による検出方法の二つに大別され、以 下の 3つのタイミング検出方法が知られて 、る。
(1)第 1のタイミング検出方法
第 1のタイミング検出方法はガードインターバル GIの繰返し部分の相関を演算して シンボルタイミングを検出する GI相関演算方法である (特許文献 1参照)。
図 24は第 1のタイミング検出方法を実現するタイミング装置の構成図、図 25はタイミ ング検出方法の説明図である。ガードインターバル GIは、図 25の (a)に示すようにサン プル数 N個の OFDM有効シンボルの先頭部にサンプル数 N個の末尾部分をコピー
G
して作成しているから、 1 OFDM有効シンボル前 (Nサンプル前）の受信信号と現受信
0
信号との相関を演算することにより図 25(b)に示すようにガードインターバル GI部分で 相関値が最大となる。こ
の最大相関値を検出することによりシンボルタイミングを検出できる。
図 24において、遅延器 21は、受信信号を 1 OFDM有効シンボル (サンプル数 N )分
0 遅延し、乗算部 22は 1 OFDM有効シンボル前の受信信号 Pの複素共役 P *と現受信
2 2 信号 Pとを乗算し、乗算結果を出力する。シフトレジスタ 23はガードインターバルの N
1
サンプル分の長さを有し、最新の N個の乗算結果を記憶し、加算部 24は N個の乗
G G G
算結果を加算して Nサンプル幅の相関値を出力する。相関値記憶部 25は加算器 24
G
力 出力する 1サンプルづっずれた N個の相関値を記憶し、加算器 26は S/N比を向
0
上するために複数のシンボル及び複数フレームにわたって相関値を積算し、相関値 記憶部 25に記憶する。ガードインターバル期間において 1 OFDM有効シンボル前の 受信信号と現受信信号は理想的には同じであるから、シフトレジスタ 23に記憶される ガードインターバル期間の乗算結果の数が多くなるに従って図 25(b)に示すように相 関値が漸増し、ガードインターバル期間における N個の全ての乗算結果がシフトレジ スタ 23に記憶されたとき相関値は最大となり、以後、シフトレジスタに 23に記憶される ガードインターバル期間の乗算結果の数が減少してゆき相関値は漸減する。ピーク 検出部 27は相関値記憶部 25に記憶されて 、る N個の相関値のうち相関電力最大の
0
ピーク相関値を検出し、そのタイミングをシンボルタイミングとする。なお、タイミング検 出と同時に、移動端末と基地局間のキャリア周波数偏差の推定が可能である。
[0007] (2)第 2のタイミング検出方法
第 2のタイミング検出方法は、図 26に示すように同一の信号、例えば同期チャネル（ SCH)の OFDMシンボルを 2回繰返して送信し、その繰返し部分の相関を演算してピ ークタイミングを検出し、該タイミングに基づいてシンボルタイミング、サブフレームタイ ミングを検出する (非特許文献 2参照)。なお、タイミング検出と同時に、移動端末と基 地局間のキャリア周波数偏差の推定が可能である。
(3)第 3のタイミング検出方法
第 3のタイミング検出方法は、図 27に示すように各基地局より全セル共通の同期チ ャネル (SCH)の OFDMシンボルを送信し、受信側で同期チャネルの OFDMシンボル のレプリカと受信信号との相関を演算してピークタイミングを検出し、該タイミングに基 づ 、てシンボルタイミング、サブフレームタイミングを検出する (非特許文献 2参照)。
[0008] ·第 1のタイミング検出方法には以下の問題がある。
(1)シンボルタイミングを検出できる力 サブフレームタイミングを検出できな 、。
(2)図 25(b)に示すように相関値が繰り返し部分 (GI期間)の長さに応じた幅を持つピ ーク特性になるため、雑音や遅延波の影響でシンボルタイミング位置に誤差を生じ やすい。
(3)ショート GIサブフレームとロング GIサブフレームが併用される場合、移動端末は それぞれのサブフレームに応じた 2つの相関器を持つ必要がある。
(4)基地局がショート GIサブフレームとロング GIサブフレームを時間多重して送信す る場合、相関値を複数サブフレームにわたって平均化ができないため、タイミング検 出精度が落ちる。
•第 2のタイミング検出方法には以下の問題がある。
(1)第 1のタイミング検出方法と同様に相関値は繰り返し部分 (OFDMシンボル期間） の長さに応じた幅を持つピーク特性になるため、雑音や遅延波の影響でシンボルタ イミング位置、サブフレームタイミング位置に誤差を生じやす ヽ
(2)ショート GIサブフレームとロング GIサブフレームが併用される場合、移動端末は それぞれのサブフレームに応じた 2つの相関器を持つ必要がある。
(3)基地局がショート GIサブフレームとロング GIサブフレームを時間多重して送信す る場合、相関値を複数サブフレームにわたって平均化ができないため、タイミング検 出精度が落ちる。
•第 3のタイミング検出方法には以下の問題がある。
第 3のタイミング検出方法には第 1、第 2の方法のような問題はない。しかし、第 3のタ イミング検出方法では、同期チャネルとして受信側で既知である全セル共通の OFD Mシンポノレ
を用いる必要があり、パイロットシンボルをタイミング検出に使用できない。このため、 サブフレームに含まれるパイロットシンボル数が少なくなり、チャネル推定精度が劣化 する問題がある。
以上から、本発明の目的は、パイロットシンボルをシンボルタイミング、サブフレーム タイミングの検出に使用できるようにすることである。
本発明の別の目的は、 GI長が異なる複数のサブフレーム (例えばショート GIサブフ レームとロング GIサブフレーム）が併用される場合であっても、シンボルタイミング/サ ブフレームタイミングの検出に際して、それぞれのサブフレームに応じた相関器を不 要にすることである。
本発明の別の目的は、高精度でシンボルタイミング、サブフレームタイミングの検出 ができるようにすることである。
非特許文献 1 : 3GPP TSG RAN WGl Ad Hoc on LTE, Rl- 050590, "Physical Chann els and Multiplexing in Evolved UTRA Downlin , NTT DoCoMo
非特許文献 2 :花田、樋口、佐和橋、「ブロードバンド Multi-carrier CDMA伝送におけ る 2段階高速セルサーチ法およびその特性」、信学技報（TECHNICAL REPORT OF IEICE. SSE2000-79,RCS2000-68(2000-07), p.119- 126)
特許文献 1：国際公開第 03/032542号パンフレット 発明の開示
[0010] 本発明はガードインターバル長が異なる複数種類のサブフレームを使用するデイジ タル通信システムにおけるサブフレームの作成方法であり、パイロット信号に IFFT処 理し、該 IFFT処理により得られた有効シンボルにガードインターバルを挿入してサブ フレームの末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルをそれ ぞれ作成するステップを備え、前記 OFDMシンボル作成ステップにおいて、所定数の サンプルがサブフレーム同期タイミングの前後で繰り返すように前記サブフレーム末 尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルを作成し、受信側に おいて相関演算することにより前記サブフレーム同期タイミングを検出できるようにす る。
前記 OFDMシンボル作成ステップにお!/、て、前記サブフレーム同期タイミングの前 後で繰り返えされる 2つのサンプル配列が互いに反転するようにサブフレームの末尾 の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルをそれぞれ作成する。 本発明はガードインターバル長が異なる複数種類のサブフレームを使用するデイジ タル通信システムにおける送信装置であり、パイロット信号に IFFT処理を施す IFFT処 理部、該 IFFT処理により得られた有効シンボルにガードインターバルを挿入するガ ードインターバル揷入部、所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの前後で 繰り返すようにサブフレーム末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDM シンボルを作成するように制御する制御部、該サブフレームを無線で送信する送信 部を備えている。
前記制御部は、前記サブフレーム同期タイミングの前後で繰り返えされる 2つのサ ンプル配列が互いに反転するようにサブフレームの末尾の OFDMシンボルと次サブ フレームの先頭の OFDMシンボルをそれぞれ作成するよう制御する。
図面の簡単な説明
[0011] [図 1]本発明の原理説明図である。
[図 2]相関演算説明図である。
[図 3]第 1実施例の OFDM送信装置の構成図である。
[図 4]S/P変換処理部の出力を時間一周波数の 2次元領域で表現した例である。 [図 5]第 1実施例において、所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの前後 で繰り返す理由を説明する図である。
[図 6]ロング GIサブフレームとショート GIサブフレームにおけるサブフレーム末尾の OF
DMシンボルとサブフレーム先頭の OFDMシンボルの説明図である。
[図 7]第 1実施例の受信装置におけるタイミング同期検出処理部の構成図である。
[図 8]変形例において所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの前後で繰り 返す理由を説明する図である。
[図 9]第 2実施例の OFDM送信装置の構成図である。
[図 10]第 2実施例において所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの前後で 繰り返す理由を説明する図である。
[図 11]第 3実施例の OFDM送信装置の構成図である。
[図 12]第 3実施例の S/P変換処理部の出力を時間一周波数の 2次元領域で表現した 例である。
[図 13]第 3実施例の GI挿入部から出力する OFDMシンボルを時間領域で表した例で ある。
[図 14]第 3実施例の受信装置におけるタイミング同期検出処理部の構成図である。
[図 15]第 3実施例の変形例における S/P変換処理部の出力を時間一周波数の 2次元 領域で表現した例である。
[図 16]第 4実施例の OFDM送信装置の構成図である。
[図 17]第 4実施例の変形例における S/P変換処理部の出力を時間一周波数の 2次元 領域で表現した例である。
[図 18]第 4実施例においてサブフレーム同期タイミングの前後で繰り返えされる N個
0 のシンボルの配列が互 、に反転する理由の説明図である。
[図 19]OFDM伝送方式を採用する一般的な送信局のブロック図である。
[図 20]ガードインターノ レ挿入説明図である。
[図 21]OFDM伝送方式の一般的な受信局のブロック図である。
[図 22]有効信号成分を切り出しの様子を表す例である。
[図 23]ショート GIサブフレームとロング GIサブフレームのサブフレームフォーマットで ある。
[図 24]第 1のタイミング検出方法を実現するタイミング装置の構成図である。
[図 25]第 1のタイミング検出方法の説明図である。
[図 26]第 2のタイミング検出方法の説明図である。
[図 27]第 3のタイミング検出方法の説明図である。
発明を実施するための最良の形態
(A)本発明の原理
図 1は本発明の原理説明図である。
ガードインターノ レ長が異なる複数種類のサブフレームを使用するディジタル通信 システムにおいて、サブフレーム同期タイミング、シンボル同期タイミングを検出する 必要がある。
このため、図 1(A)に示すように、パイロット信号に IFFT処理を施し、該 IFFT処理に より得られた有効シンボル Pにガードインターバル GIを挿入してサブフレームの末尾 の OFDMシンボル SOを作成し、同一パイロット信号に IFFT処理を施し、該 IFFT処理 により得られた有効シンボル Pにガードインターバル GIを挿入して次サブフレームの 先頭の OFDMシンボル S1を作成する方法が考えられる。し力し、この方法ではロング GIサブフレーム SFとショート GIサブフレーム SFの OFDMシンボル長 N , Nが異なる。
L S L S
このため、受信局 (移動局)が相関演算によりサブフレーム同期タイミングを検出する ためには、それぞれのサブフレームに応じた相関器を備える必要があり、好ましくな い。
そこで、本発明では、図 1(B)に示すように、所定数 Nのサンプルがサブフレーム同
0
期タイミングの T の前後で繰り返すように、サブフレーム末尾の OFDMシンボル S0と
SYC
次サブフレームの先頭の OFDMシンボル S1を作成する。具体的には、サブフレーム 同期タイミング T の前後で長さ Nの OFDM有効シンボル Pが繰り返されるようにする
SYC 0
。このようにすれば、ロング GIサブフレーム SF とショート GIサブフレーム SFの OFDM
L S
シンボル長 N , Nが異なっても、移動局は長さ Nの相関器を備えるだけでよぐ相関 し S 0
演算によりそれぞれのサブフレームにおけるサブフレーム同期タイミング τ を検出
SYC
できるようになる。すなわち、パイロット信号を用いて、かつ、 1つの相関器により GI長 が異なるサブフレームのサブフレーム同期タイミング、シンボル同期タイミングを検出 することができる。
[0013] 以上のように、所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの T の前後で繰り
SYC
返すようにして相関演算すると、相関値 C(t)が図 2(A)に示すように三角状になる。な お、図 2では有効シンボルは 4サンプル a,b,c,dとしている。相関演算のタイミングがシ ンボル同期タイミング T と一致していれば相関値 C(T) = a2+b2+c2+d2となりピーク値を
SYC
示し、シンボル同期タイミング T 力も前後にずれると相関値 C (T— l) =a2+b2+c2、 C(T
SYC
+l)=b2+c2+d2となり小さくなり、ずれ具合が大きくなるほど相関値 C(t)は小さくなる。この ように、相関値が繰り返し部分 (有効シンボル期間)の長さに応じた幅を持つピーク特 性になると、雑音や遅延波の影響でシンボル同期タイミングの検出誤差が生じやす い。
本発明は、図 2(B)に示すように、サブフレーム同期タイミング T の前後で繰り返え
SYC
される 2つのサンプル配列が互いに反転するようにサブフレームの末尾の OFDMシン ボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルをそれぞれ作成する。図 2(B)の例で は、サブフレームの末尾の有効シンボルの配列は a,b,c,dとなっている力 次サブフレ ームの先頭の有効シンボルの配列は d,c,b,aと反転している。このように、サンプル配 列を反転することにより、相関演算のタイミングがシンボル同期タイミング T と一致し
SYC
ていれば相関値は大きなピーク値を示し、相関演算のタイミングが一致していなけれ ば 0になる。すなわち、相関演算のタイミングがシンボル同期タイミング T と一致して
SYC
いれば相関値 C(T) = a2+b2+c2+d2となりピーク値を示し、シンボル同期タイミング T か
SYC
ら前後にずれると相関値 C (T—1) =0、 C(T+1)=0となる。この結果、シンボル同期タイ ミングを正確に検出することが可能になる。
[0014] (B)第 1実施例
(a) OFDM送信装置
図 3は第 1実施例の OFDM送信装置 (基地局）の構成図であり、送信装置は適宜口 ング GIサブフレームとショート GIサブフレームを時分割多重して送信するものとする。 サブフレームフォーマット記憶部 41はロング GIサブフレームとショート GIサブフレー ムのサブフレームフォーマットを保存して!/、る。送信サブフレームフォーマット決定部 4 2はュ-キャストデータを送信するカゝ、マルチキャストデータを送信するかに基づ 、て 、サブフレームフォーマットを決定し、該サブフレームフォーマット情報をサブフレーム フォーマット記憶部 41力 読み出してチャネル多重制御部 43、位相回転処理部 44、 ガードインターバル長制御部 (以下 GI長制御部という) 45に通知する。
チャネル多重部 46はチャネル多重制御部 43の制御に基づ 、て、離散的な時間信 号であるデータチャネルとパイロットチャネルを時分割多重して出力する。本実施例 において、チャネル多重部 46は少なくともサブフレーム末尾の OFDMシンボルと次サ ブフレームの先頭の OFDMシンボルが同一のパイロット信号を用いて作成されるよう に、データチャネルにパイロットチャネルを時分割多重する。すなわち、サブフレーム 末尾の OFDMシンボルを次サブフレームのパイロットを用いて作成する。
位相回転処理部 44は Nを OFDMの有効シンボル長、 Nをガードインターバルのシ
0 G
ンボル長とするとき、パイロット信号の n番目（n=0〜N )のサンプルに、
0-1
w(n)=exp(-jnN /N ) (1)
G 0
の位相回転を施すよう位相回転部 47に指示する。この指示により、位相回転部 47は サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号のみに (1)式で示す w(n)の位 相回転を施して出力する。なお、位相回転部 47はデータ信号や他のノ ィロット信号 には位相回転を施さない。
シリアル ·パラレル変換処理部 (SZP変換部) 48は、位相回転部 55から時系列的に シリアルに入力する一定数 Nのサンプルを並列に変換し、 N個のサブキャリア信号
0 0
成分として IFFT処理部 49に入力する。図 4は S/P変換処理部 48の出力を時間一周波 数の 2次元領域で表現したものである。なお、 p(m+ Ι,η)は第 (m + 1)番目のサブフレ ームのパイロット信号の n番目のサブキャリア成分を示している。
IFFT処理部 49は N個のサブキャリア信号成分に IFFT処理を施して N個の時間離
0 0
散データ列 (有効シンボル)を出力する。 GI長制御部 45は GI挿入部 50にサブフレーム フォーマットに応じた長さ Nの GIを挿入するように指示する。この結果、 GI挿入部 58
G
は IFFT処理部 49から入力する有効シンボルの後部 N個のサンプルのコピーを作成
G
し、該コピー部分を有効シンボルの先頭に挿入して無線処理部 51に入力する。無線 処理部 51は GI揷入部 50から入力するベースバンドの OFDMシンボルを DA変換し、つ いで、無線信号に周波数アップコンバートし、電力増幅して無線で送信する。
(b)繰り返しの説明
第 1実施例において、有効シンボル数 Nのサンプルがサブフレーム同期タイミング
G
の T の前後で繰り返す理由を説明する。なお、 N (= 10)個のサンプルで構成された
SYC 0
パイロット信号を位相回転せずに IFFT処理すると有効シンボル 200は図 5 (A)に示す ように
ABCDEFGHIJ
となるものとし、また、 GI長は 2サンプルとする。
サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号に (1)式で示す w(n)の位相 回転を施すと IFFT処理して作成された有効シンボル 201は図 5 (B)に示すように半時 計方向に 2サンプル分回転して
IJABCDEFGH
になる。従って、 GI揷入部 50で GIを挿入すると OFDMシンボル 202は図 5 (C)に示すよ うに
GH IJABCDEFGH
となり、シンボル同期タイミング T 力も N個のサンプル列は
SYC 0
IJABCDEFGH
になる。
一方、サブフレーム先頭の OFDMシンボルとなるパイロット信号には位相回転を施 さない
ため、 IFFT処理して作成された有効シンボル 211は図 5(D)に示すように
ABCDEFGHIJ
になる。従って、 GI揷入部 50で GI挿入すると、 OFDMシンボル 212は図 5(E)に示すよう に
IJABCDEFGHIJ
となり、シンボル同期タイミング T 力も N個のサンプル列は
SYC 0
IJABCDEFGH
になる。この結果、サブフレーム同期タイミング T の前後で N個のサンプル列が繰り 返えされる。
[0016] 以上では GI長が 2サンプルの場合である力 3サンプルの場合は、サブフレーム末 尾の有効シンボルは 3サンプル分回転して
HIJABCDEFG
となり、サブフレーム末尾の OFDMシンボルは
EFGHIJABCDEFG
となり、シンボル同期タイミング T 力も N個のサンプル列は
SYC 0
HIJABCDEFG
となる。
また、サブフレーム先頭の OFDMシンボルは
HIJABCDEFGHIJ
となり、シンボル同期タイミング T 力も N個のサンプル列は
SYC 0
HIJABCDEFG
となる。この結果、サブフレーム同期タイミング T の前後で N個のサンプル列が繰り
SYC 0
返えされる。
すなわち、ショート GIサブフレームであってもロング GIサブフレームであっても 10個 のサンプル (シンボル)がサブフレーム同期タイミング T の前後で繰り返される。
SYC
図 6はロング GIサブフレーム SFとショート GIサブフレーム SFにおけるサブフレーム
L S
末尾の OFDMシンボル 202、 202' とサブフレーム先頭の OFDMシンボル 212、 212' の説明図である。有効シンボルのシンボル数 Nはサブフレームの種類に関係なく
0 一 定であるから、ロング GIサブフレーム SFおよびショート GIサブフレーム SFともに、 N し s o 個のサンプルがサブフレーム同期タイミングの τ の前後で繰り返すようにできる。
SYC
[0017] (c)受信装置におけるタイミング同期検出
図 7は第 1実施例の受信装置 (移動局)におけるタイミング同期検出処理部の構成図 である。無線処理部 61は送信装置力 送信された無線信号をベースバンド信号に周 波数変換し、該ベースバンド信号を AD変換してタイミング同期検出処理部 62に入力 する。タイミング同期検出処理部 62は相関演算部 63、平均演算部 64、同期タイミング 検出部 65を備えている。 相関演算部 63において、シフトレジスタ 63aは有効シンボル長を Nとすれば、最新
0
の 2 X N個のサンプル r (0)〜r(2N—1)を順次シフトしながら記憶する。 N個の乗算器 6
0 0 0
3bは、最新の N個のサンプル r(j)(j=0，l，〜，N -1)とそれより前の N個のサンプルにお
0 0 0
ける対応するサンプル r(j+N )同士の乗算を行い、加算器 63cは各乗算結果を加算し
0
て相関値を演算して平均演算部 64に入力する。加算器 63cは 1サンプル入力する毎 に相関値を演算して出力し、サブフレームのシンボル数を Mとすれば、サブフレーム にっき M個の相関値を出力する。平均演算部 64において、相関値記憶部 64aは M個 の加算器出力を記憶し、加算器 64bは相関演算部 63から順次出力される M個の相関 値と相関値記憶部 64aに記憶されて 、る対応する相関値を加算して加算結果を該相 関値記憶部に記憶する。平均演算部 64は Lサブフレームにわたって加算した M個の 相関値を同期タイミング検出部 65に入力する。サブフレームのサンプル数 Mはサブフ レームの種類に関係なく一定であり (図 23参照)、
M=Nofdm#s X Nffis= Nofdm#l X Nffil
である。ただし、
Nffis： 1ショート GIサブフレームの OFDMシンボル数、
Nffil: 1ロング GIサブフレームあたりの OFDMシンボル数、
Nofdm#s：ショート GIサブフレームの 10FDMシンボルあたりのサンプル数、
Nofdm#l:ロング GIサブフレームの 1 OFDMシンボルあたりのサンプル数
である。
同期タイミング検出部 65は M個の相関値のうち最大のタイミングを検出し、該タイミン グをサブフレーム同期タイミング及びシンボル同期タイミングとして出力する。
以上から、第 1実施例によれば、ノ ィロット信号を用いて、かつ、 1つの相関器により GI長が異なるサブフレームのサブフレーム同期タイミング、シンボル同期タイミングを 検出することができる。
(d)変形例
•第 1の変形例
第 1実施例では位相回転部 55がサブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロッ ト信号に (1)式で示す w(n)の位相回転を施して出力した力 サブフレーム先頭の OFD Mシンボルとなるパイロット信号にのみ次式
W(n)=exp (+jnN /N ) (2)
G 0
の位相回転を施して IFFT処理するように構成することができる。このようにしても所定 数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの T の前後で繰り返えされる。以下、そ
SYC
の理由を説明する。なお、 N (= 10)個のサンプルで構成されたパイロット信号を位相
0
回転せずに IFFT処理すると図 8 (A)に示すように有効シンボル 200は
ABCDEFGHIJ
となるものとし、また、 GI長は 2サンプルとする。
サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号には位相回転を施さない ため、 IFFT処理して作成された有効シンボル 201は図 8(B)に示すように
ABCDEFGHIJ
になる。従って、 GI揷入部 50で GI挿入すると、 OFDMシンボル 202は図 8(C)に示すよ うに
IJABCDEFGHIJ
となり、シンボル同期タイミング T 力も N個のサンプル列は
SYC 0
ABCDEFGHIJ
になる。
一方、サブフレーム先頭の OFDMシンボルとなるパイロット信号に (2)式で示す w(n) の位相回転を施すと IFFT処理して作成された有効シンボル 211は図 8(D)に示すよう に時計方向に 2サンプル分回転して
CDEFGHIJAB
になる。従って、 GI揷入部 50で GIを挿入すると OFDMシンボル 212は図 8(E)に示すよ うに
AB CDEFGHIJAB
となり、シンボル同期タイミング T 力も N個のサンプル列は
SYC 0
ABCDEFGHIJ
になる。この結果、サブフレーム同期タイミング T の前後で N個のサンプルが繰り返
SYC 0
えされる。以上では GI長が 2サンプルの場合である力 3サンプルの場合もサブフレー ム同期タイミング T の前後で Ν個のサンプルが繰り返えされる。すなわち、ショート G
SYC 0
Iサブフレームであってもロング GIサブフレームであっても 10個のサンプルがサブフレ ーム同期タイミング Τ の前後で繰り返される。
SYC
[0019] ，その他の変形例
第 1実施例では、 Ν個の全サブキャリアにパイロットサンプルを配置した力 本発明
0
はそれに限定されるものではない。パイロットサンプルを一部のサブキャリアのみに配 置し、その他のサブキャリアにデータチャネルや BCH (Broadcast Channel)等のその 他のチャネルを配置してもよい。その場合、パイロットのみを繰返し配置してもよいし、 その他のチャネルも含めて繰返し配置してもよ 、。
また、第 1実施例にお!ヽてはサブフレームタイミング T の前後で N個のシンボル列
SYC 0
が繰り返えされるようにした力 本発明はそれに限定するものではない。例えば、第 4 OFDMシンボルのシンボル同期タイミングの前後で N個のシンボル列が繰り返えされ
0
るようにしてもよい。このようにすれば、シンボル同期タイミングを検出できる。
第 1実施例においては、 GI長力 ¾種類の例を挙げている力 2種類に限定するもの ではない。
[0020] (C)第 2実施例
第 1実施例は周波数軸上で位相回転することによって、 GI長に依存しない繰返し構 造を実現して!/、るが、第 2実施例は時間軸上で GIを付加して GI長に依存しな 、繰返 し構造を実現している。
図 9は第 2実施例の OFDM送信装置 (基地局）の構成図であり、図 3の第 1実施例の 送信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、（1)位相回転処理部 及び位相回転部を削除した点、（2)GI挿入部として GI前方挿入部 71、 GI後方報挿入 部 72を設けた点である。
サブフレームフォーマット記憶部 41はロング GIサブフレームとショート GIサブフレー ムのサブフレームフォーマットを保存して!/、る。送信サブフレームフォーマット決定部 4 2はュ-キャストデータを送信するカゝ、マルチキャストデータを送信するかに基づ 、て 、サブフレームフォーマットを決定し、該サブフレームフォーマット情報をサブフレーム フォーマット記憶部 41力 読み出してチャネル多重制御部 43、 GI長制御部 45に通知 する。
チャネル多重部 46はチャネル多重制御部 43の制御に基づ 、て、離散的な時系列 信号であるデータチャネルとパイロットチャネルを時分割多重して出力する。本実施 例において、チャネル多重部 46は少なくともサブフレーム末尾の OFDMシンボルと次 サブフレームの先頭の OFDMシンボルが同一のパイロット信号を用いて作成されるよ うに、データチャネルにパイロットチャネルを時分割多重する。すなわち、サブフレー ム末尾の OFDMシンボルを次サブフレームのパイロットを用いて作成する。
シリアル 'パラレル変換処理部 (SZP変換部) 48は、チャネル多重部 46から時系列的 にシリアルに入力する一定数 Nのサンプルを並列に変換し、 N個のサブキャリア信号
0 0
成分として IFFT処理部 49に入力する。
IFFT処理部 49は N個のサブキャリア信号成分に IFFT処理を施して N個の時系列
0 0
データ (有効シンボル)を出力する。切換スィッチ 73は、サブフレーム末尾の有効シン ボルを GI前方挿入部 71に入力し、サブフレーム先頭の有効シンボルを GI後方挿入 部 72に入力する。なお、切換スィッチ 73は、サブフレーム先頭の有効シンボルのみ GI 後方挿入部 72に入力し、他の有効シンボルは GI前方挿入部 71に入力する。
[0021] GI長制御部 45は GI前方挿入部 71と GI後方挿入部 72にサブフレームフォーマットに 応じた長さ Nの GIを挿入するように指示する。この結果、 GI前方挿入部 71は、切換ス
G
イッチ 73を介して入力する有効シンボルの後部 N個のシンボルのコピーを作成し、
G
該コピー部分を GIとして該有効シンボルの先頭に挿入して合成部 74に入力する。ま た、 GI後方挿入部 72は、切換スィッチ 73を介して入力する有効シンボルの前部 N個
G
のシンボルのコピーを作成し、該コピー部分を GIとして該有効シンボルの後部に挿入 して合成部 74に入力する。
合成部 74は GI前方挿入部 71と GI後方挿入部 72力 入力する OFDMシンボルを合 成して無線処理部 51に入力する。無線処理部 51はベースバンドの OFDMシンボルを DA変換し、ついで、無線信号に周波数アップコンバートし、電力増幅して無線で送 信する。
[0022] 以上により、所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの T の前後で繰り返
SYC
えされる。以下、その理由を説明する。なお、 N (= 10)個のサンプルで構成されたパ ィロット信号に IFFT処理を施すと図 10 (A)に示すように有効シンボル 200は
ABCDEFGHIJ
となるものとし、また、 GI長は 2サンプルとする。
GI前方挿入部 71にお!/、てサブフレーム末尾の有効シンボルに GIを挿入すると、 OF DMシンボル 251は図 10(B)に示すように
IJ ABCDEFGHIJ
となる。また、 GI後方挿入部 72においてサブフレーム先頭の有効シンボルに GIを揷 入すると、 OFDMシンボル 261は図 10(C)に示すように
ABCDEFGHIJ AB
となる。この結果、サブフレーム同期タイミング T の前後で N個のサンプルが繰り返
SYC 0
えされる。以上では GI長が 2サンプルの場合である力 3サンプルの場合もサブフレー ム同期タイミング T の前後で N個のサンプル列が繰り返えされる。すなわち、ショー
SYC 0
ト GIサブフレームであってもロング GIサブフレームであっても 10個のサンプルがサブ フレーム同期タイミングの T の前後で繰り返される。
SYC
(D)第 3実施例
(a) OFDM送信装置
第 3実施例は、サブフレーム同期タイミング T の前後で繰り返えされる N個のサン
SYC 0 プルの配列が互いに反転するように、サブフレームの末尾の OFDMシンボルと次サ ブフレームの先頭の OFDMシンボルを作成する。
図 11は第 3実施例の OFDM送信装置 (基地局）の構成図であり、図 3の第 1実施例の 送信装置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号の配列と次サブフレームの先頭の OFDMシンポ ルとなるパイロット信号の配列が互いに反転するようにするための切換スィッチ 81、並 び替え部 82、合成部 83を設けた点である。
サブフレームフォーマット記憶部 41はロング GIサブフレームとショート GIサブフレー ムのサブフレームフォーマットを保存して!/、る。送信サブフレームフォーマット決定部 4 2はュ-キャストデータを送信するカゝ、マルチキャストデータを送信するかに基づ 、て 、サブフレームフォーマットを決定し、該サブフレームフォーマット情報をサブフレーム フォーマット記憶部 41力 読み出してチャネル多重制御部 43、位相回転処理部 44、 GI長制御部 45に通知する。
切換スィッチ 81は、サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号のみ並 び替え処理部 82に入力し、他のパイロット信号は合成部 83に直接入力するように切 換制御する。第 mサブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号の N個の
0 サンプル列を
p(m+l,0), p(m+l,l), p(m+l,2),…… , p(m+l,N0— 2), p(m+l,N0— 1)
とすれば、並び替え部 82は該パイロット信号のサンプル列を以下
p(m+l,N0-l), p(m+l,N0-2),…… .., p(m+l,2), p(m+l,l), p(m+l,0)
のように並び替えて合成部 83に入力する。合成部 83は切り替えスィッチ 81から直接 入力されたノ ィロット信号と並び替えられたパイロット信号を合成してチャネル多重部 46に入力する。
チャネル多重部 46はチャネル多重制御部 43の制御に基づいて、データチャネルと パイロットチャネルを時分割多重して出力する。本実施例において、チャネル多重部 46は少なくともサブフレーム末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDM シンボルが同一のパイロット信号を用いて作成されるように、データチャネルにパイ口 ットチャネルを時分割多重する。ただし、パイロット信号の配列は反転している。
位相回転処理部 44は（1)式の位相回転 w(n)を施すよう位相回転部 47に指示する。 この指示により、位相回転部 47はサブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット 信号のみに (1)式で示す w(n)の位相回転を施して出力する。なお、位相回転部 47は データ信号や他のパイロット信号には位相回転を施さない。
シリアル ·パラレル変換処理部 (SZP変換部) 48は、位相回転部 47から時系列的に シリアルに入力する一定数 Nのサンプルを並列に変換し、 N個のサブキャリア信号
0 0
成分として IFFT処理部 49に入力する。図 12は S/P変換処理部 48の出力を時間一周 波数の 2次元領域で表現
したものである。注目すべき点は、サブフレーム末尾のノ ィロット信号の配列が反転 している点である。
IFFT処理部 49は N個のサブキャリア信号成分に IFFT処理を施して N個の離散時 系列データ (有効シンボル)を出力する。 GI長制御部 45は GI挿入部 50にサブフレーム フォーマットに応じた長さ Nの GIを挿入するように指示する。この結果、 GI挿入部 50
G
は IFFT処理部 49から入力する有効シンボルの後部 N個のシンボルのコピーを作成
G
し、該コピー部分を有効シンボルの先頭に挿入して無線処理部 59に入力する。無線 処理部 59はベースバンドの OFDMシンボルを DA変換し、ついで、無線信号に周波数 アップコンバートし、電力増幅して無線で送信する。
サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号と次サブフレームの先頭の OFDMシンボルとなるパイロット信号の配列が反転して!/、るため、 GI揷入部 50から出 力する OFDMシンボルは時間領域で表すと図 13に示すようになる。 (A)はロング GIサ ブフレーム、（B)はショート GIサブフレームの場合である。
以上から、サブフレームの種別に関係なぐサブフレーム同期タイミング T を境界
SYC
にして N個のシンボルが時間的に反転する。すなわち、サブフレーム同期タイミング T
0
を中心に N個のシンボルが対称になっている。
SYC 0
(b)受信装置
図 14は第 3実施例の受信装置 (移動局)におけるタイミング同期検出処理部の構成 図であり、図 7の第 1実施例の受信装置と同一部分には同一符号を付している。異な る点は、 N個の乗算器 63bが乗算する 2つのサンプルの組み合わせである。
0
無線処理部 61は送信装置力 送信された無線信号をベースバンド信号に周波数 変換し、該ベースバンド信号を AD変換してタイミング同期検出処理部 62に入力する 。相関演算部 63のシフトレジスタ 63aは有効シンボル長を Nとすれば、最新の 2 X N個
0 0 のサンプル r(0)〜r(2N—1)を順次シフトしながら記憶する。 N個の乗算器 63bは、最新
0 0
の N個のサンプル r(j)(j=0，l "，N -1)とそれより前の N個のサンプルにおける対応す
0 0 0
るサンプル r(2N -1-j)同士の乗算を行い、加算器 63cは各乗算結果を加算して平均
0
演算部 64に入力する。平均演算部 64は第 1実施例と同様にサブフレームのサンプル 数を Mとすれば、 M個の加算器出力を同期タイミング検出部 65に入力する。同期タイ ミング検出部 65は M個の相関値のうち最大のタイミングを検出し、該タイミングをサブ フレーム同期タイミング及びシンボル同期タイミングとして出力する。
この結果、図 2 (B)で説明したように、相関演算のタイミングがシンボル同期タイミン グ T と一致しているときのみ相関値が発生して大きなピーク値を示し、一致していな
SYC
ければ 0になり、シンボル同期タイミング Τ の検出精度を向上することができる。
SYC
[0026] (c)変形例
第 3実施例では、サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号の配列を 反転したが、次のサブフレーム先頭の OFDMシンボルとなるパイロット信号の配列を 反転することもできる。かかる場合、 S/P変換部 48の出力は時間一周波数の 2次元領 域で表現すると図 15に示すようになる。
第 3実施例ではサブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号に (1)式で 示す w(n)の位相回転を施して出力した力 サブフレーム先頭の OFDMシンボルとなる パイロット信号にのみ (2)式の位相回転を施して IFFT処理するように構成することがで きる。
また、第 1実施例のその他の変形例が、第 3実施例においても可能である。
[0027] (E)第 4実施例
第 4実施例は第 3実施例と同様にサブフレーム同期タイミング T の前後で繰り返え
SYC
される N個のシンボルの配列が互いに反転するように、サブフレームの末尾の OFDM
0
シンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルを作成する。
図 16は第 4実施例の OFDM送信装置 (基地局）の構成図であり、図 9の第 2実施例の 送信装
置と同一部分には同一符号を付している。異なる点は、サブフレーム末尾の OFDM シンボルとなるパイロット信号の配列と次サブフレームの先頭の OFDMシンボルとなる パイロット信号の配列が互いに反転するようにするための切換スィッチ 81、並び替え 部 82、合成部 83を設けた点である。
サブフレームフォーマット記憶部 41はロング GIサブフレームとショート GIサブフレー ムのサブフレームフォーマットを保存して!/、る。送信サブフレームフォーマット決定部 4 2はュ-キャストデータを送信するカゝ、マルチキャストデータを送信するかに基づ 、て 、サブフレームフォーマットを決定し、該サブフレームフォーマット情報をサブフレーム フォーマット記憶部 41力 読み出してチャネル多重制御部 43、 GI長制御部 45に通知 する。 切換スィッチ 81は、サブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号のみ並 び替え処理部 82に入力し、他のパイロット信号は合成部 83に直接入力するように切 換制御する。第 mサブフレーム末尾の OFDMシンボルとなるパイロット信号の N個の
0 サンプル列を
p(m+l,0), p(m+l,l), p(m+l,2),…… , p(m+l,N0— 2), p(m+l,N0— 1)
とすれば、並び替え部 82はパイロット信号のサンプル列を以下
p(m+l,N0-l), p(m+l,N0-2),…… .., p(m+l,2), p(m+l,l), p(m+l,0)
のように、並び替えて合成部 83に入力する。合成部 83は切り替えスィッチ 81から直接 入力されたノ ィロット信号と並び替えられたパイロット信号を合成してチャネル多重部 46に入力する。
チャネル多重部 46はチャネル多重制御部 43の制御に基づいて、データチャネルと パイロットチャネルを時分割多重して出力する。本実施例において、チャネル多重部 46は少なくともサブフレーム末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDM シンボルが同一のパイロット信号を用いて作成されるように、データチャネルにパイ口 ットチャネルを時分割多重する。ただし、パイロット信号の配列は反転している。
シリアル 'パラレル変換処理部 (SZP変換部) 48は、チャネル多重部 46から時系列的 にシリアルに入力する一定数 Nのサンプルを並列に変換し、 N個のサブキャリア信号
0 0
成分として IFFT処理部 49に入力する。図 17は S/P変換処理部 48の出力を時間一周 波数の 2次元領域で表現したものである。注目すべき点は、サブフレーム末尾のパイ ロット信号の配列が反転して 、る点である。
IFFT処理部 49は N個のサブキャリア信号成分に IFFT処理を施して N個の時系列
0 0
データ (有効シンボル)を出力する。切換スィッチ 73は、サブフレーム末尾の有効シン ボルを GI前方挿入部 71に入力し、サブフレーム先頭の有効シンボルを GI後方挿入 部 72に入力する。なお、切換スィッチ 73は、サブフレーム先頭の有効シンボルのみ GI 後方挿入部 72に入力し、他の有効シンボルは GI前方挿入部 71に入力する。
GI長制御部 45は GI前方挿入部 71と GI後方挿入部 72にサブフレームフォーマットに 応じた長さ Nの GIを挿入するように指示する。この結果、 GI前方挿入部 71は、切換ス
G
イッチ 73を介して入力する有効シンボルの後部 N個のサンプルのコピーを作成し、 該コピー部分を GIとして該有効シンボルの先頭に挿入して合成部 74に入力する。ま た、 GI後方挿入部 72は、切換スィッチ 73を介して入力する有効シンボルの前部 N個
G
のサンプルのコピーを作成し、該コピー部分を GIとして該有効シンボルの後部に揷 入して合成部 74に入力する。
合成部 74は GI前方挿入部 71と GI後方挿入部 72力 入力する OFDMシンボルを合 成して無線処理部 51に入力する。無線処理部 51はベースバンドの OFDMシンボルを DA変換し、ついで、無線信号に周波数アップコンバートし、電力増幅して無線で送 信する。
以上により、サブフレーム同期タイミング T の前後で繰り返えされる N個のサンプ
SYC 0 ルの配列が互いに反転するようになる。以下、その理由を説明する。
N (= 10)個のサンプルで構成されたパイロット信号に IFFT処理を施すと図 18(A)に
0
示すように有効シンボル 301は
ABCDEFGHIJ
となる。また、 N個のサンプルで構成されたパイロット信号の配列を反転して IFFT処
0
理を
施すと図 18 (B)に示すように有効シンボル 302は
JIHGFEDCBA
となる。
GI前方揷入部 71においてサブフレーム末尾の有効シンボル 302に GIを挿入すると 、 OFDMシンボル 303は図 18(C)に示すように
BA JIHGFEDCBA
となる。また、 GI後方挿入部 72においてサブフレーム先頭の有効シンボルに GIを揷 入すると、 OFDMシンボル 304は図 18 (D)に示すように
ABCDEFGHIJ AB
となる。この結果、サブフレーム同期タイミング T の前後で繰り返えされる N個のサ
SYC 0 ンプルの配列が互いに反転する。以上では GI長が 2サンプルの場合である力 3サン プルの場合もサブフレーム同期タイミング T の前後で繰り返えされる N個のサンプ
SYC 0 ルの配列が互いに反転する。 ，発明の効果
本発明によれば、所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの前後で繰り返 すようにサブフレーム末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンポ ルを作成するようにしたから、 GI長が異なる複数のサブフレーム（例えばショート GIサ ブフレームとロング GIサブフレーム）が併用される場合であっても、サブフレームタイミ ングの検出に際して、それぞれのサブフレームに応じた相関器を不要にすることがで きる。
また、本発明によれば、パイロット信号を用いてサブフレーム末尾の OFDMシンボル と次サブフレームの先頭の OFDMシンボルを作成するようにしたから、サブフレーム に含まれるパイロット数を多くできるため、復調時のチャネル推定精度を改善すること ができる。
また、本発明によれば、サブフレーム同期タイミングの前後で繰り返えされる 2つの サンプル配列が互いに反転するようにしたから、相関演算に際して、サブフレーム同 期タイミングにお 、て鋭 、ピークを発生するようにでき、サブフレーム同期タイミングの 検出精度を向上することができる。

Claims

請求の範囲
[1] ガードインターノ レ長が異なる複数種類のサブフレームを使用するディジタル通信 システムにおけるサブフレームの作成方法において、
信号に IFFT処理を施し、該 IFFT処理により得られた有効シンボルにガードインター バルを挿入してサブフレームの末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OF DMシンボルをそれぞれ作成するステップを備え、
前記 OFDMシンボル作成ステップにお!/、て、送信されるサブフレームの種類に関係 なく所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの前後で繰り返すように前記サ ブフレーム末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルを作成 する、
ことを特徴とするサブフレームの作成方法。
[2] 前記 OFDMシンボル作成ステップは、
前記信号に IFFT処理を施して得られた有効シンボルの後部をコピーし、該コピー 部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入してサブフレーム末尾の OFDMシンボルを生成するステップ、
前記サブフレーム末尾の OFDMシンボルにマッピングされた信号と同一の信号に IF FT処理を施して得られた有効シンボルの前部をコピーし、該コピー部を該有効シン ボルの後部にガードインターバルとして挿入して次のサブフレーム先頭の OFDMシン ボルを生成するステップ、
を有することを特徴とする請求項 1記載のサブフレームの作成方法。
[3] 前記 OFDMシンボル作成ステップは、前記サブフレーム末尾の OFDMシンボルを 作成するステップと前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップを備 え、
前記サブフレーム末尾の OFDMシンボルを作成するステップは、
Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記パイロット信号を構成する n番目 (n=0〜N )のサンプルに
0-1
exp (— jnN /N )
G 0
の位相回転を施して IFFT処理を施す第 1ステップ、 該 IFFT処理して得られた有効シンボルの後部の N個のシンボルをコピーし、該コピ
G
一部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入してサブフレーム末尾 の OFDMシンボルを生成する第 2ステップ、
を備え、前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップは、 位相回転を施さないで前記パイロット信号と同一の信号に IFFT処理を施す第 1ステ ップ、
該 IFFT処理して得られた有効シンボルの後部の Nサンプルをコピーし、該コピー
G
部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入して前記サブフレーム先 頭の OFDMシンボルを生成するステップ、
を有することを特徴とする請求項 1記載のサブフレームの作成方法。
[4] 前記 OFDMシンボル作成ステップは、前記サブフレーム末尾の OFDMシンボルを 作成するステップと前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップを備 え、
前記サブフレーム末尾の OFDMシンボルを作成するステップは、
前記信号に IFFT処理を施す第 1ステップ、
該 IFFT処理して得られた有効シンボルの後部の Nサンプルをコピーし、該コピー
G
部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入して前記サブフレーム末 尾の OFDMシンボルを生成するステップ、
を備え、前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップは、 Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記信号を構成する n番目 (n=0〜N )のサンプルに
0-1
exp (+jnN /N )
G 0
の位相回転を施して IFFT処理を施す第 1ステップ、
該 IFFT処理により得られた有効シンボルの後部の Nサンプルをコピーし、該コピー
G
部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入して前記サブフレーム先 頭の OFDMシンボルを生成するステップ、
を有することを特徴とする請求項 1記載のサブフレームの作成方法。
[5] 前記サブフレーム同期タイミングの前後で繰り返えされる 2つのサンプル配列が互 いに反転するようにサブフレームの末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルをそれぞれ作成することを特徴とする請求項 1記載のサブフレームの 作成方法。
[6] 前記 OFDMシンボル作成ステップは、
前記信号の配列を反転するステップ、
前記配列が反転された信号と反転しない信号のうち一方の信号に IFFT処理を施し 、 IFFT処理により得られた有効シンボルの後部をコピーし、該コピー部を該有効シン ボルの前部にガードインターバルとして挿入してサブフレーム末尾の OFDMシンボル を生成するステップ、
前記配列が反転された信号と反転しない信号のうち他方の信号に IFFT処理を施し て得られた有効シンボルの前部をコピーし、該コピー部を該有効シンボルの後部に ガードインターバルとして挿入して次のサブフレーム先頭の OFDMシンボルを生成す るステップ、
を有することを特徴とする請求項 5記載のサブフレームの作成方法。
[7] 前記 OFDMシンボル作成ステップは、
前記信号の配列を反転するステップ、
前記配列が反転された信号と反転しな 、信号のうち一方の信号を用いて前記サブ フレーム末尾の OFDMシンボルを作成するステップ、
前記配列が反転された信号と反転しな 、信号のうち他方の信号を用いて前記サブ フレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップを備え、
前記サブフレーム末尾の OFDMシンボルを作成するステップは、
Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記配列が反転された信号と反転しな ヽ信号のうち一方の信号を構成する n番目 (n= 0〜N )のサンプノレに
0-1
exp (— jnN /N )
G 0
の位相回転を施して IFFT処理する第 1ステップ、
該 IFFT処理して得られた有効シンボルの後部の N個のシンボルをコピーし、該コピ
G
一部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入してサブフレーム末尾 の OFDMシンボルを生成する第 2ステップ、
を備え、前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップは、 前記配列が反転された信号と反転しない信号のうち他方の信号に位相回転を施さ な！、で IFFT処理を施す第 1ステップ、
該 IFFT処理して得られた有効シンボルの後部の Nサンプルをコピーし、該コピー
G
部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入して前記サブフレーム先 頭の OFDMシンボルを生成するステップ、
を有することを特徴とする請求項 5記載のサブフレームの作成方法。
[8] 前記 OFDMシンボル作成ステップは、
前記信号の配列を反転するステップ、
前記配列が反転された信号と反転しな 、信号のうち一方の信号を用いて前記サブ フレーム末尾の OFDMシンボルを作成するステップ、
前記配列が反転された信号と反転しな 、信号のうち他方の信号を用いて前記サブ フレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップを備え、
前記サブフレーム末尾の OFDMシンボルを作成するステップは、
前記一方の信号に位相回転を施さないで IFFT処理を施す第 1ステップ、 該 IFFT処理して得られた有効シンボルの後部の Nサンプルをコピーし、該コピー
G
部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入して前記サブフレーム末 尾の OFDMシンボルを生成するステップ、
を備え、前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを作成するステップは、 Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記他方の信号を構成する n番目（n=0〜N )のサンプルに
0-1
exp (+jnN /N )
G 0
の位相回転を施して IFFT処理する第 1ステップ、
該 IFFT処理して得られた有効シンボルの後部の Nサンプルをコピーし、該コピー
G
部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入して前記サブフレーム先 頭の OFDMシンボルを生成するステップ、
を有することを特徴とする請求項 5記載のサブフレームの作成方法。
[9] ガードインターノ レ長が異なる複数種類のサブフレームを使用するディジタル通信 システムにおける送信装置において、
信号に IFFT処理を施す IFFT処理部、
該 IFFT処理により得られた有効シンボルにガードインターバルを挿入するガードィ ンターパル挿入部、 所定数のサンプルがサブフレーム同期タイミングの前後で繰り返すようにサブフレ ーム末尾の OFDMシンボルと次サブフレームの先頭の OFDMシンボルを作成するよう に制御する制御部、
該サブフレームを無線で送信する送信部、
を備えたことを特徴とする送信装置。
[10] 前記ガードインターノ レ挿入部は、ガードインターバル前方挿入部とガードインタ 一バル後方挿入部を備え、
前記ガードインターバル前方挿入部は、前記制御部の制御により、前記信号に IFF T処理を施して得られた有効シンボルの後部をコピーし、該コピー部を該有効シンポ ルの前部にガードインターバルとして挿入してサブフレーム末尾の OFDMシンボルを 生成し、
前記ガードインターバル後方挿入部波、前記制御部の制御により、前記信号と同 一の信号に IFFT処理を施して得られた有効シンボルの前部をコピーし、該コピー部 を該有効シンボルの後部にガードインターバルとして挿入して次のサブフレーム先頭 の OFDMシンボルを生成することを特徴とする請求項 9記載の送信装置。
[11] 請求項 9記載の送信装置において、該送信装置は更に、
Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記信号を構成する n番目 (n=0〜N )のサンプルに
0-1
exp (— jnN /N )
G 0
の位相回転を施す位相回転部、
を備え、
前記位相回転部は前記信号に位相回転を施した信号と施さない信号を出力し、 前記 IFFT処理部は該位相回転を施された信号に IFFT処理を施し、前記ガードイン ターバル揷入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンボルの後部の N個のシンポ
G
ルをコピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入 してサブフレーム末尾の OFDMシンボルを生成し、かつ、
前記 IFFT処理部は位相回転を施さな 、前記信号に IFFT処理を施し、前記ガード インターバル揷入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンボルの後部の Nサンプ
G
ルをコピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入 して前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを生成する、
ことを特徴とする送信装置。
[12] 請求項 9記載の送信装置において、該送信装置は更に、
Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記信号を構成する n番目 (n=0〜N )のサンプルに
0-1
exp (+jnN /N )
G 0
の位相回転を施す位相回転部、
を備え、
前記位相回転部は前記信号に位相回転を施した信号と施さない信号を出力し、 前記 IFFT処理部は位相回転を施されな 、信号に IFFT処理を施し、前記ガードイン ターバル揷入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンボルの後部の N個のシンポ
G
ルをコピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入 してサブフレーム末尾の OFDMシンボルを生成し、かつ、
前記 IFFT処理部は位相回転を施された信号に IFFT処理を施し、前記ガードインタ 一バル揷入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンボルの後部の Nサンプルをコ
G
ピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードインターノ レとして挿入して前 記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを生成する、
ことを特徴とする送信装置。
[13] 前記制御部は、前記サブフレーム同期タイミングの前後で繰り返えされる 2つのサ ンプル配列が互いに反転するようにサブフレームの末尾の OFDMシンボルと次サブ フレームの先頭の OFDMシンボルをそれぞれ作成するよう制御することを特徴とする 請求項 9記載の送信装置。
[14] 請求項 13記載の送信装置において、該送信装置は更に、前記信号の配列を反転 する配列反転部を備え、
前記前記ガードインターバル挿入部は、ガードインターバル前方挿入部とガードィ ンターバル後方挿入部を備え、 前記ガードインターバル前方挿入部は前記配列が反転された信号と反転しない信 号のうち一方の信号に IFFT処理を施して得られた有効シンボルの後部をコピーし、 該コピー部を該有効シンボルの前部にガードインターバルとして挿入してサブフレー ム末尾の OFDMシンボルを生成し、
前記ガードインターバル後方挿入部は、前記配列が反転された信号と反転しな 、 信号のうち他方の信号に IFFT処理を施して得られた有効シンボルの前部をコピーし 、該コピー部を該有効シンボルの後部にガードインターノ レとして挿入して次のサブ フレーム先頭の OFDMシンボルを生成することを特徴とする送信装置。
[15] 請求項 13記載の送信装置において、該送信装置は更に、
前記信号の配列を反転する配列反転部と、
Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記信号を構成する n番目 (n=0〜N )のサンプルに
0-1
exp (— jnN /N )
G 0
の位相回転を施す位相回転部、
を備え、
前記位相回転部は前記配列が反転された信号と反転しない信号のうち一方の信 号に位相回転を施し、 IFFT処理部は位相回転を施された信号に IFFT処理を施し、 前記ガードインターバル挿入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンボルの後部 の N個のシンボルをコピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードインター
G
バルとして挿入してサブフレーム末尾の OFDMシンボルを生成し、かつ、
前記位相回転部は前記配列が反転された信号と反転しない信号のうち他方の信 号に位相回転を施さず、前記 IFFT処理部は位相回転が施されな ヽ該信号に IFFT処 理を施し、前記ガードインターバル挿入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンポ ルの後部の Nサンプルをコピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードイン ターバルとして挿入して前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを生成する、 ことを特徴とする送信装置。
[16] 請求項 13記載の送信装置において、該送信装置は更に、
前記信号の配列を反転する配列反転部と、
Nを有効シンボルのシンボル長、 Nをガードインターバルのシンボル長とするとき、
0 G
前記信号を構成する n番目 (n=0〜N )のサンプルに
0-1
exp (+jnN /N )
G 0
の位相回転を施す位相回転部、
を備え、
前記位相回転部は前記配列が反転された信号と反転しない信号のうち一方の信 号に位相回転を施さず、 IFFT処理部は位相回転を施されな ヽ該信号に IFFT処理を 施し、前記ガードインターバル挿入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンボルの 後部の N個のシンボルをコピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードイン
G
ターバルとして挿入してサブフレーム末尾の OFDMシンボルを生成し、かつ、 前記位相回転部は前記配列が反転された信号と反転しない信号のうち他方の信 号に位相回転を施し、前記 IFFT処理部は位相回転が施された信号に IFFT処理を施 し、前記ガードインターバル挿入部は、該 IFFT処理により得られた有効シンボルの後 部の Nサンプルをコピーし、該コピー部を該有効シンボルの前部にガードインターバ
G
ルとして挿入して前記サブフレーム先頭の OFDMシンボルを生成する、
ことを特徴とする送信装置。
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