WO2007129546A1

WO2007129546A1 - 基地局及び同期チャネル生成方法

Info

Publication number: WO2007129546A1
Application number: PCT/JP2007/058596
Authority: WO
Inventors: Yoshihisa Kishiyama; Satoshi Nagata; Motohiro Tanno; Kenichi Higuchi; Mamoru Sawahashi
Original assignee: Ntt Docomo, Inc.
Priority date: 2006-05-01
Filing date: 2007-04-20
Publication date: 2007-11-15
Also published as: CN101480094A; CN101480094B; EP2015489B1; TW200803248A; US20090238137A1; EP2015489A1; US8130715B2; TWI339037B; JP4913504B2; KR20090008394A; JP2008028974A; EP2015489A4

Abstract

　同期チャネルは、周波数領域で一定振幅の符号を所定数のサブキャリア間隔毎に配置した信号をＰ－ＳＣＨの基本波形として生成し；前記信号を時間領域に変換し；時間領域に変換された前記信号に所定の符号系列を乗算し；符号系列を乗算した前記信号を周波数領域に再変換し；Ｓ－ＳＣＨを生成し；周波数領域に再変換された前記信号に前記Ｓ－ＳＣＨを多重することにより生成される。

Description

明細書

基地局及び同期チャネル生成方法

技術分野

[0001] 本発明は、同期チャネルを生成する基地局及び同期チャネル生成方法に関する。

背景技術

[0002] W-CDMA (Wideband Code Division multiple Access)では、同期チヤネノレ (SCH

： Synchronization Channel)と呼ばれる下り物理チャネルを使用して移動局がセルサーチを行う。同期チャネルは P— SCH (Primary SCH)と S— SCH (Secondary SCH) との 2つのサブチャネルから構成される（非特許文献 1参照）。

[0003] P— SCHは、移動局がスロットタイミングを検出するために使用される。 S— SCHは、移動局がフレームタイミング及びスクランブルコードグノレープを検出するために使用される。これらの 2つの同期チャネルを使用することで高速セルサーチを実現している。

[0004] P— SCHと S— SCHとは時間領域でコード多重されて送信される。移動局では P— SCHと S— SCHとを逆拡散して分離する。このように、 P— SCHと S— SCHと力 S同じタイミングでコード多重されて送信されるため、 P_ SCHと S - SCHとが受けるチヤネル変動は同じである。従って、 S— SCHの相関検出時に、既に検出した P— SCHをリファレンス信号 (パイロット信号）として利用し、 S— SCHを同期検波することができる。これにより、精度の高い S— SCH検出を実現する。

非特許文献 1 :W— CDMA移動通信方式、立川敬二監修、平成 14年 3月 15日第 4 刷発行、 112ページ

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0005] 次世代の無線アクセス方式では、マルチパスに対する耐性がより高い OFDM (Ort hogonal Frequency Division Multiplexing)変調方式の無線アクセス方式が用いられる。 OFDM変調された信号は、時間領域では、様々なサブキャリアの信号が加算されている。様々なサブキャリアの信号が加算されたときであっても、移動局で同期チャネルを迅速且つ容易に検出できることが望まれる。特に、セルサーチでは、移動局の処理量が問題であり、この処理量をいかに小さくできるかによつて、移動局のバッテリー持続時間が大きく変わってくる。

[0006] そこで本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、 P— SCHと S— SCHとを用いる SCH構成において、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0007] 本発明の基地局は、

周波数領域で一定振幅の符号を所定数のサブキャリア間隔毎に配置した信号を P SCHの基本波形として生成する P— SCH基本波形生成部；

前記信号を時間領域に変換する周波数一時間変換部；

時間領域に変換された前記信号に所定の符号系列を乗算する符号系列乗算部；符号系列を乗算した前記信号を周波数領域に再変換する時間周波数変換部； S SCHを生成する S— SCH生成部；及び

前記時間周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号に前記 S 一 SCHを多重する多重部；

を有することを特徴の 1つとする。

[0008] また、本発明の P— SCH生成方法は、

周波数領域で中心周波数を中心とする（lZN) X NFFT (ただし、 Nは整数であり、 NFFTは FFTウィンドウサイズである）の周波数領域内で、 CAZAC符号を生成するステップ；及び

前記 CAZAC符号を周波数領域で繰り返した符号系列を生成するステップ；を有することを特徴の 1つとする。

発明の効果

[0009] 本発明の実施例によれば、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することができる。

図面の簡単な説明

[0010] [図 1]本発明の実施例に係る基地局のブロック図園 2]本発明の第 1実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図

園 3]周波数領域での P— SCHの基本波形を示す図（FDM型）

園 4]P— SCHの基本波形を時間領域に変換したときの図（FDM型）

[図 5]時間領域で P— SCHを符号反転したときの図（FDM型）

園 6]P— SCHを時間領域から周波数領域に再変換したときの図（FDM型）

[図 7]P_ SCHと S— SCHとを多重したときの図（FDM型）

園 8]本発明の第 2実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図

園 9]本発明の第 3実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図

[図 10]周波数領域での P— SCHの基本波形を示す図（CDM型）

園 11]P_ SCHの基本波形を時間領域に変換したときの図（CDM型）

[図 12]時間領域で P— SCHを符号反転したときの図（CDM型）

園 13]P_ SCHを時間領域から周波数領域に再変換したときの図（CDM型）

[図 14]P— SCHを拡散したときの図（CDM型）

[図 15]P— SCHと S— SCHとを多重したときの図（CDM型）

園 16]本発明の第 4実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図

園 17]本発明の実施例に係る移動局のブロック図

園 18A]FFTウィンドウサイズの数 10%の周波数領域を用いた基本波形を時間変換したときの図

園 18B]本発明の第 5実施例に従って基本波形を時間変換したときの図

[図 19A]本発明の第 1実施例から第 4実施例に従って時間領域に変換された信号を示す図

[図 19B]本発明の第 1実施例から第 4実施例に従って符号系列を乗算された信号を示す図

園 20]本発明の第 6実施例に係る同期チャネル生成部のブロック図

園 21]本発明の第 6実施例に従って時間領域で間引かれた信号を示す図園 22]本発明の第 6実施例に係る別の同期チャネル生成部のブロック図

園 23]本発明の第 6実施例に従って時間領域で S— SCHが多重された信号を示す図 [図 24]本発明の第 6実施例に係る別の同期チャネル生成部のブロック図

[図 25]本発明の第 6実施例に従って周波数領域で符号系列が乗算された信号を示す図

[図 26]本発明の実施例に係る同期チャネル生成方法のフローチャート（FDM型） [図 27]本発明の実施例に係る同期チャネル生成方法のフローチャート（CDM型）符号の説明

10 移動局

101 同期チャネル生成部

103 共有データチャネル生成部

105 多重部

107 逆フーリエ変換部

109 CP付加部

20, 30 同期チャネル生成部

201 , 301 Ρ— SCH基本波形生成部

203, 303 周波数一時間変換部

205, 305 符号系列乗算部

207, 307 時間一周波数変換部

209, 309 フィルタ

211 , 311 S— SCH生成部

213, 313 スクランブルコード生成部

215, 315 スクランブルコード乗算部

217, 317 多重部

40, ί 50 同期チャネル生成部

401 , 501 Ρ— SCH基本波形生成部

403, 503 周波数一時間変換部

405, 505 符号系列乗算部

407, 507 時間周波数変換部

409, 509 フィルタ 411 , 511 S— SCH生成部

413, 513 スクランプノレコード生成咅

415, 515 スクランブルコード乗算部

417, 517 多重部

419, 519 拡散部

421 拡散部

60 移動局

601 基本波形相関部

603 同期信号レプリカ生成部

605 符号系列乗算部

607 上位階層符号相関部

609 タイミング検出部

611 S— SCH検出部

25, 26, 27 同期チャネル生成部

256 間引き部

278 符号系列乗算部

発明を実施するための最良の形態

[0012] 本発明の実施例について、図面を参照して以下に説明する。

[0013] く基地局の構成及び SCHの要件〉

図 1は、本発明の実施例に係る基地局 10のブロック図である。基地局 10は、同期チャネル生成部 101、共有データチャネル生成部 103、多重部 105、逆フーリエ変換部 107及び CP付加部 109から構成される。

[0014] 同期チャネル生成部 101は、移動局がセルサーチを行うための同期チャネル（SC

H： Synchronization Channel)を生成する。前記のように、 SCHには P— SCH (Primar y SCH)と S— SCH (Secondary SCH)とが存在する。 P— SCHは、移動局がスロットタイミングを検出するために使用される。 S— SCHは、移動局がフレームタイミング及びスクランブルコードグノレープを検出するために使用される。

[0015] 同期チャネル生成部 101から生成された同期チャネルは共有データチャネル生成部 103から生成された共有データチャネルと多重部 105で多重される。多重されたチャネルは逆フーリエ変換部（IFFT) 107で直交マルチキャリア信号に変換される。

CP付加部 109は、このマルチキャリア信号に CP (サイクリックプリフィックス）を挿入する。

[0016] 移動局がこのような同期チャネルを受信して高速セルサーチを実現するためには、 P_ SCH及び S _ SCHが以下の要件を満たす必要がある。

(1) SCHはレプリカ相関による高速 SCHタイミング検出を可能とするために、セル共通のコードを用いる（レプリカ相関によるタイミング検出により、高速な相関処理が実現できるため）。

(2) S _SCHは、時間 '周波数軸上で P— SCHに近い位置に配置する（P— SCHをリファレンス信号とした同期検波を可能とするため）。

(3) S _SCHを同期検波する際に、 P— SCHはリファレンス信号として用いられるため、 P— SCHは周波数軸上で一定振幅であることが望ましい（サブキャリア毎のチヤネル推定の精度にばらつきが出ないようにするため）。

(4) P— SCHと S— SCHとを多重する際に、直交多重されていることが望ましい（互レ、に干渉とならないようにするため）。同様に、 SCHと他のチャネルも直交多重されてレ、ることが望ましい。

[0017] また、移動局のセルサーチ処理量を低減するための P— SCH構成として、以下の要件を満たす必要がある。

(5) P— SCHによる SCHシンボルタイミング検出は時間領域でレプリカ相関を使用して行われるため、時間領域で Na回繰り返される基本波形を使用する（移動局は全候補タイミングにおいて完全なレプリカ相関を計算する必要がなくなり、大幅に処理量を低減できるため）。 Na回繰り返される基本波形は、繰り返し毎に符号反転してもよレ、。

[0018] く第 1実施例〉

上記の要件を満たす SCH構成を実現する基地局について、？_3〇1^と3 _3〇1^ とを周波数領域で多重する場合を、図 2〜図 7を参照して説明する（FDM型)。

[0019] 図 2は、本発明の第 1実施例に係る基地局の同期チャネル生成部 20を詳細に示す図である。同期チャネル生成部 20は、 P— SCH基本波形生成部 201、周波数一時間変換部 203、符号系列乗算部 205、時間周波数変換部 207、フィルタ 209 (任意選択）、 S— SCH生成部 211、スクランブルコード生成部 213、スクランブルコード乗算部 215及び多重部 217から構成される。後述するように、フィルタ 209は存在しなくてもよい。

[0020] P— SCH基本波形生成部 201は、周波数領域での Naサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。この信号は、 CAZ AC (Constant Amplitude Zero AutoCorrel ation sequence)符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。このような周波数領域で一定振幅の符号を用いることにより、時間領域で優れた自己相関特性を実現することができる。このような符号（系列）として、 CAZAC符号 (Zadoff— Chu系歹 lj、 Frank系列等）、 PN符号（M系列、 Gold系列）、 Truncated PN符号、 Golay符号がある。この P— SCH基本波形生成部 201で生成される基本波形の例を図 3に示す。最終的に 128サンプノレの波形を生成する場合に、 128サンプノレの周波数領域のバッファに Naサブキャリア（図 3では Na = 4)毎に P— SCHを配置する。

[0021] 周波数一時間変換部 203は、 P— SCH基本波形生成部 201で生成された信号を逆フーリエ変換 (IFFT)して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形を図 4に示す。周波数一時間変換部 203で変換された波形は、 Na回の繰り返し波形（図 4では Na = 4)になる。このように、時間領域での繰り返し波形を用いることにより、全サンプノレタイミング（128サンプル)で完全な相関を計算する必要がなくなる。

[0022] ただし、時間領域での単純な繰り返し波形を用いると、自己相関特性が劣化する。

このため、符号系列乗算部 205は、周波数一時間変換部 203で時間領域に変換された信号に対して、繰り返し単位毎に符号系歹 lj (Walsh、 CAZAC等）を乗算する。或いは、符号系列乗算部 205は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときの波形を図 5に示す。このようにすることで、移動局で P— SCHのレプリカ相関が可能になり、移動局での処理量を削減することができる。また、 P- SC Hの時間領域での自己相関特性が改善される (鋭レ、ピークが得られる)。

[0023] 時間—周波数変換部 207は、符号系列乗算部 205で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換 (FFT)して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときの信号を図 6に示す。図 6に示すように、周波数領域に再変換すると、完全ではないが、ほぼ Naサブキャリア毎の信号になる。また、符号系列の乗算又は符号反転により、図 6に示すように帯域外成分が生じる。帯域外成分は、フィルタ 209を適用して除去してもよレ、。フィルタ 209を適用することにより、帯域外の他チャネルへの影響を軽減することができる（ただし、 SCH信号に歪みが生じる）。また、帯域外の他チヤネルへの影響は軽微であるため、フィノレタ 209を適用しなくてもよレ、。フィルタ 209を適用しないことで、 SCH信号の歪みが生じなくなる。

[0024] 一方、 S— SCH生成部 211は、 S— SCHを生成し、必要に応じて、スクランブルコード生成部 213で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部 215で乗算する。スクランブルコードを乗算することにより、時間領域のピークの発生を抑えることができる (PAPR (peak-to-average power ratio)が小さくなる。

[0025] 多重部 217は、図 6に示すような周波数領域に再変換された信号のうち、電力がゼ口に近いサブキャリアの全て又は一部に S— SCHを多重する。

[0026] このようにすることで、上記の SCHの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

[0027] く第 2実施例〉

また、上記の要件を満たす SCH構成を実現する基地局について、 P— SCHと S— SCHとを周波数領域で多重する場合を、図 8を参照して説明する (FDM型)。

[0028] 図 8は、本発明の第 2実施例に係る基地局の同期チャネル生成部 30を詳細に示す図である。同期チャネル生成部 30は、 P— SCH基本波形生成部 301、周波数一時間変換部 303、符号系列乗算部 305、時間一周波数変換部 307、フィルタ 309 (任意選択）、 S— SCH生成部 311、スクランブルコード生成部 313、スクランブルコード乗算部 315及び多重部 317から構成される。図 8に示す同期チャネル生成部 30の各構成要素は、図 2に示す同期チャネル生成部 20の各構成要素と順序が異なるが、基本的な機能は同じである。

[0029] P— SCH基本波形生成部 301は、周波数領域での Naサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。この信号は、 CAZAC符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。基本波形は図 3のように生成される。

[0030] 一方、 S— SCH生成部 311は、 S— SCHを生成し、必要に応じて、スクランブルコード生成部 313で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部 315で乗算する。

[0031] 多重部 317は、図 3に示す周波数領域において、 P— SCHが多重されているサブキャリア以外のサブキャリアの全て又は一部に S— SCHを多重する。

[0032] 周波数一時間変換部 303は、多重部 317で多重された信号を逆フーリエ変換 (IF FT)して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形のうち P— SCHについては、図 4に示すような Na回の繰り返し波形が生成される。

[0033] 符号系列乗算部 305は、周波数—時間変換部 303で時間領域に変換された信号に CAZAC系列等の符号系列を乗算する。或いは、符号系列乗算部 305は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときの P— SCHは図 5のようになる。

[0034] 時間周波数変換部 307は、符号系列乗算部 305で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換 (FFT)して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときの P— SCHの信号は図 6のようになる。帯域外成分は、フィルタ 309を適用して除去してもよレ、。また、帯域外の他チャネルへの影響は軽微であるため、フィルタ 309を適用しなくてもよい。

[0035] このようにすることで、上記の SCHの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

[0036] く第 3実施例〉

次に、上記の要件を満たす SCH構成を実現する基地局について、 P— SCHと S _ SCHとを符号領域で多重する場合を、図 9〜図 15を参照して説明する（CDM型)。

[0037] 図 9は、本発明の第 3実施例に係る基地局の同期チャネル生成部 40を詳細に示す図である。同期チャネル生成部 40は、 P— SCH基本波形生成部 401、周波数—時間変換部 403、符号系列乗算部 405、時間一周波数変換部 407、フィルタ 409 (任意選択）、 S— SCH生成部 411、スクランブルコード生成部 413、スクランブルコード乗算部 415、多重部 417、拡散部 419及び拡散部 421から構成される。後述するように、フィルタ 409は存在しなくてもよい。

[0038] P— SCH基本波形生成部 401は、周波数領域での Naサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。ただし、同期チャネル帯域幅の 1Z拡散率の帯域幅で生成する。この信亏は、し Ζ Aし (Constant Amplitude Zero Autoし orrelation sequence) 符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。この P— SCH基本波形生成部 401で生成される基本波形の例を図 10に示す。拡散率を 2とすると、最終的に 128サンプルの波形を生成する場合に、 64サンプノレの周波数領域のバッファに Naサブキャリア（図 10では Na = 4)毎に P— SCHを配置する。

[0039] 周波数—時間変換部 403は、 P— SCH基本波形生成部 401で生成された信号を逆フーリエ変換 (IFFT)して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形を図 11に示す。周波数一時間変換部 403で変換された波形は、 Na回の繰り返し波形 (図 11では Na = 4)になる。

[0040] 符号系列乗算部 405は、周波数一時間変換部 403で時間領域に変換された信号に CAZAC系列等の符号系列を乗算する。或いは、符号系列乗算部 405は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときの波形を図 12に示す。このようにすることで、移動局で P— SCHのレプリカ相関が可能になり、移動局での処理量を削減することができる。また、 P— SCHの時間領域での自己相関特性が改善される（銳レ、ピークが得られる）。

[0041] 時間周波数変換部 407は、符号系列乗算部 405で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換 (FFT)して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときの信号を図 13に示す。図 13に示すように、周波数領域に再変換すると、完全ではないが、ほぼ Naサブキャリア毎の信号になる。また、符号系列の乗算又は符号反転により、図 13に示すように帯域外成分が生じる。帯域外成分は、フィルタ 409を適用して除去してもよレ、。フィルタ 409を適用することにより、帯域外の他チャネルへの影響を軽減することができる（ただし、 SCH信号に歪みが生じる）。また、帯域外の他チャネルへの影響は軽微であるため、フィルタ 409を適用しなくてもよレ、。フイノレタ 409 を適用しないことで、 SCH信号の歪みが生じなくなる。 [0042] 拡散部 419は、周波数領域に再変換された信号を拡散率で拡散する。拡散したときの周波数領域の信号を図 14に示す。拡散率が 2であるため、図 14に示すように 12

8サンプノレの信号が得られる。

[0043] 一方、 S— SCH生成部 411は、同期チャネル帯域幅の 1/拡散率の帯域幅で S—

SCHを生成する。拡散部 421は、 S— SCH生成部 411で生成された信号を拡散率で拡散する。

[0044] 多重部 417は、図 14に示すような拡散部 419で拡散された信号に拡散された S _ SCHを符号領域で多重する。

[0045] 必要に応じて、多重部 417で多重した信号に対して、スクランブルコード生成部 41 3で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部 415で乗算する。スクランブルコードを乗算することにより、時間領域のピークの発生を抑えることができる（P

APR (peaK-to-average power ratioノか小さ、なるノ。

[0046] このようにすることで、上記の SCHの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

[0047] く第 4実施例〉

また、上記の要件を満たす SCH構成を実現する基地局について、 P— SCHと S— SCHとを符号領域で多重する場合を、図 16を参照して説明する（CDM型)。

[0048] 図 16は、本発明の第 4実施例に係る基地局の同期チャネル生成部 50を詳細に示す図である。同期チャネル生成部 50は、 P— SCH基本波形生成部 501、周波数時間変換部 503、符号系列乗算部 505、時間周波数変換部 507、フィルタ 509 ( 任意選択）、 S— SCH生成部 511、スクランブルコード生成部 513、スクランブルコード乗算部 515、多重部 517及び拡散部 519から構成される。図 16に示す同期チヤネル生成部 50の各構成要素は、図 9に示す同期チャネル生成部 40の各構成要素と順序が異なるが、基本的な機能は同じである。

[0049] P— SCH基本波形生成部 501は、周波数領域での Naサブキャリア毎の信号を基本波形として生成する。ただし、同期チャネル帯域幅の 1Z拡散率の帯域幅で生成する。この信号は、 CAZAC符号等の周波数領域で一定振幅の符号を用いて生成される。基本波形は図 10のように生成される。

[0050] 一方、 S— SCH生成部 511は、同期チャネル帯域幅の 1/拡散率の帯域幅で S— SCHを生成する。

[0051] 多重部 517は、 P— SCHに S— SCHを符号領域で多重する。

[0052] 周波数一時間変換部 503は、多重部 517で多重された信号を逆フーリエ変換 (IF FT)して、時間領域に変換する。このようにして生成された波形のうち P— SCHについては、図 11に示すような Na回の繰り返し波形が生成される。

[0053] 符号系列乗算部 505は、周波数—時間変換部 503で時間領域に変換された信号に CAZAC系列等の符号系列を乗算する。或いは、符号系列乗算部 505は時間領域に変換された信号を符号反転してもよい。符号反転したときの P— SCHは図 12のようになる。

[0054] 時間—周波数変換部 507は、符号系列乗算部 505で符号系列を乗算した信号をフーリエ変換 (FFT)して、周波数領域に再変換する。周波数領域に再変換されたときの P— SCHの信号は図 13のようになる。帯域外成分は、フィルタ 509を適用して除去してもよレ、。また、帯域外の他チャネルへの影響は軽微であるため、フィルタ 509を適用しなくてもよい。

[0055] 拡散部 519は、周波数領域に再変換された信号を拡散率で拡散する。拡散したときの周波数領域の P— SCH信号は図 14のようになる。

[0056] 必要に応じて、スクランブルコード生成部 513で生成されたスクランブルコードをスクランブルコード乗算部 515で乗算する。

[0057] このようにすることで、上記の SCHの要件を満たす同期チャネルを生成することができ、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

[0058] く移動局の構成〉

図 17は、本発明の実施例に係る移動局 60のブロック図である。移動局 60は、基本波形相関部 601、同期信号レプリカ生成部 603、符号系列乗算部 605、上位階層符号相関部 607、タイミング検出部 609及び S— SCH検出部 611から構成される。

[0059] 移動局 60は、アンテナで受信したマルチキャリア信号を基本波形相関部 601に入力する。一方、同期信号レプリカ生成部 603は、予め設定されている基本波形の同期信号レプリカを生成し、基本波形相関部 601に順次に入力する。基本波形相関部 601において、受信したマルチキャリア信号と基本波形の同期信号レプリカとの相関検出が行われる。符号系列乗算部 605は、基本波形に対する基本波形相関部 601 の出力に符号系列を乗算する (或いは符号反転する)。上位階層符号相関部 607は、符号系列乗算部 605の出力に対して上位階層符号との相関検出を行う。このようにして、 P— SCHのレプリカ相関を行うことができる。

[0060] タイミング検出部 609は、相関値から P— SCHのタイミングを検出する。 P— SCHのタイミング検出が行われると、 P— SCHをリファレンス信号として S— SCH検出部 611 において S— SCHを検出する。なお、基地局でスクランブルが施されている場合には、同期検波後にデスクランブルを行う必要がある。

[0061] く第 5実施例〉

第 1実施例から第 4実施例では、基地局は周波数領域での Naサブキャリア毎の信号を P— SCHの基本波形として生成し、これを時間領域に変換して時間領域での繰り返し波形を生成する。この時間領域での繰り返し波形を利用することで、移動局での P— SCHのレプリカ相関が可能になり、移動局での処理量を削減することができることについて説明した。しかし、このような繰り返し波形の利用だけでは、依然として以下の課題が残る。

[0062] OFDM信号は、一般的に時間領域で PAPR (Peak-to-Average Power Ratio)が大きいという特性を有する。すなわち、振幅が様々な値をとるため、相関処理において実数 (複素数)の乗算が必要になる。この乗算が相関処理の演算量を大きくしてレ、る。移動局での相関処理の演算量を低減するためには、移動局でのサンプノレタイミングにおレ、て信号波形が一定振幅であることが好ましレ、。

[0063] 第 5実施例では、 Nサンプル毎に一定振幅の信号波形を生成するための基地局の同期チャネル生成部の構成について、図 2、図 18A及び図 18Bを参照して説明する

[0064] 従来の OFDM信号では、 OFDM信号の送受信処理における FFTウィンドウサイズを NFFTとするとき、フィルタリング処理を容易にするために NFFTの数 10% (NF FT X a)の周波数領域が用いられる。 FFTウィンドウサイズとは、 OFDM信号を FFT 処理する部分の領域のことをいう。なお、 NFFTの周波数領域は、図 3における 128 サンプルの周波数領域に相当する。例えば、 3GPP Evolved UTRA and UT RANでは、 5MHzのときの NFFTを 512として、 300/512 = 58. 6%のサブキヤリァ数が用いられる。この範囲で P— SCH基本波形を生成し、逆フーリエ変換すると、図 18Aに示すように、サンプルタイミングで振幅が様々な値になる。

[0065] 従って、第 5実施例では、図 2の P— SCH基本波形生成部 201は、周波数領域で中心周波数を中心とする（I ZN) X NFFT (ただし、 Nは整数）のサブキャリアのみを用いる。図 2の P— SCH基本波形生成部 201は、この範囲内で CAZAC系列等の符号を用いて P— SCH基本波形を生成する。この P— SCH基本波形を周波数—時間変換部 203で逆フーリエ変換すると、図 18Bに示すように、 Nサンプル毎に一定振幅の点が現れる。すなわち、移動局がセルサーチの P— SCHタイミング検出を行うときに、 Nサンプル毎の信号を使用することにより、一定振幅の信号であることを前提とした処理 (相関）を行うことが可能になる。

[0066] Nの値は任意の整数である力（1/N)が 3GPP Evolved UTRA and UTR ANのときの 58. 6%に近い値として N = 2であることが好ましレ、。この場合、 2サンプル毎に一定振幅の点が現れる。

[0067] 更に、 P— SCH基本波形生成部 201は、（1/N) X NFFTのサブキャリアの範囲において、 CAZAC符号の 1つである Frank系列を用いて P— SCH基本波形を生成することが好ましい。 Frank系列とは、以下で表される系列である。

系列長： N =m² (m：任意の自然数）

位相数: A=m

系列： a (k = 0， 1 , 2, N_ l) = exp ( _j 2 7r r'l /m)

k k

ただし、 rは mと互いに素な自然数 (rく m)、 jは複素数、 1は以下に示す m X mの重み

k

行列である。

[0068] [数 1]

ノ

このように CAZAC符号の 1つである Frank系列を用いることにより、データ変調後に、図 18Bに示す Nサンプル毎に IQ平面で一定振幅の点が現れる。具体的には、 N =4の Frank系列を BPSK変調方式でデータ変調すると、 IQ平面で振幅が（+ 1 , — 1)になる 2つの点が現れる。また、 N = 16の Frank系列を QPSK変調方式でデータ変調すると、 IQ平面で 4つの点が現れる。同様に、 N = 64の Frank系列を 8PSK変調方式でデータ変調すると、 IQ平面で 8つの点が現れる。従って、移動局がセルサーチを行うときの演算量を低減することができる。

[0069] 第 5実施例では、図 2の P— SCH基本波形生成部 201に関して説明した力図 8、

9及び 16の P— SCH基本波形生成部においても上記の処理を行うことで、移動局が一定振幅の信号を前提とした処理を行うことが可能になる。

[0070] なお、基地局は、周波数領域で（1/N) X NFFTのサブキャリアを P— SCHとして用いることで、周波数領域上で他のチャネルと直交化することができる。また、 P— SC Hと S— SCHとの多重についても、（I ZN) X NFFTサブキャリアの範囲内であれば周波数領域での P— SCH波形は CAZAC系列等であるため、？_ 3〇11と3 _ 3〇11 との多重の直交化を行うこともできる。

[0071] く第 6実施例〉

第 1実施例から第 4実施例では、時間領域に変換された信号に符号系列を乗算することで、自己相関特性が改善されることについて説明した。すなわち、周波数領域で Naサブキャリア毎の CAZAC系列を時間領域に変換し、図 19Aに示すような時間領域における繰り返しの信号を得る。これに符号系列を乗算して図 19Bに示すような信号を得る。このようにすることで自己相関特性は改善される。しかし、依然として周波数領域での振幅のばらつきが残る。

[0072] 第 6実施例では、自己相関特性の劣化がなぐ周波数領域で一定振幅を保持するための同期チャネル生成部の構成について、図 20〜図 25を参照して説明する。

[0073] 周波数領域で一定振幅を保持するための基地局の同期チャネル生成部 25の構成を図 20に示す。同期チャネル生成部 25は、図 2に示す同期チャネル生成部 20に加えて、間引き部 256を更に有する。間引き部 256は、時間領域で信号を l/Ni (Niは整数）に間引く。図 21は時間領域で 1Z4に間引かれた信号を示している。このように間引かれた信号を時間一周波数変換部 207で周波数領域に変換すると、 CAZAC 系列が Ni回繰り返される（1/4に間引かれた信号を周波数領域に変換すると、 CAZ AC系列が 4回繰り返される)。すなわち、周波数領域で一定振幅が保持される。また、帯域幅を 1. 25MHzから 2. 5MHz又は 5MHzに拡大する場合にも、同一のレプリ力波形を用いることが可能になる。更に、時間領域で間引いて NULL (ゼロ）点になる部分が生じるため、演算量を低減する効果が得られる。ただし、時間領域で離散的な波形になり、ピーク電力が増加するという欠点が生じる。

[0074] このようなピーク電力を低減するための基地局の同期チャネル生成部 26の構成を図 22に示す。多重部 217の位置が異なる点以外は、図 22は図 20と同じである。多重部 217は、全体としてピーク電力を抑えるように S— SCHを多重する。図 23は、時間領域で S _ SCHが多重された信号を示してレ、る。このように S _ SCHを多重することにより、時間領域で離散的な波形が崩れ、ピーク電力を低減することが可能になる

[0075] また、ピーク電力を低減するための別の基地局の同期チャネル生成部 27の構成を図 24に示す。符号系列乗算部 278を更に有する点以外は、図 24は図 20と同じである。符号系列乗算部 278は、周波数領域における CAZAC系列の繰り返しに符号系列を乗算する。図 25は、周波数領域で符号系列が乗算された信号を示している。このように符号系列を乗算することにより、時間領域で離散的な波形が崩れ、ピーク電力を低減することが可能になる。

[0076] なお、図 22の時間周波数変換部 207の後に図 24の符号系列乗算部 278を設けることにより、 S— SCHの多重と、周波数領域での符号系列の乗算とを組み合わせることも可肯である。

[0077] 第 6実施例では、図 2の基地局の同期チャネル生成部 20の変形例について説明した力図 8、 9及び 16の基地局の同期チャネル生成部においても時間—周波数変換部の前に間引き部を追加し、時間一周波数変換部の次に符号系列乗算部を追加することにより、同様の効果を得ることができる。

[0078] く P— SCHの要件のまとめ〉

上記の実施例を用いて説明したように、 P— SCHとしては、以下の要件を満たすことが好ましい。

(1) SCHタイミング検出の精度を十分高くするために、 P— SCH信号は、優れた自己相関特性を有する (鋭いピーク特性を有するほど、正しいタイミングを検出できる可能性が高くなる)。

(2) SCHタイミング検出を低演算処理量で行うために、 P— SCH信号は、演算処理量の低減が可能な信号である（SCHタイミング検出はレプリカ相関に基づく方法を用レ、ることで高精度な検出が可能である。 P— SCHは、このレプリカ相関の演算処理量を低減できるような信号を用いることが求められる）。

(3) S— SCH検出時のチャネル推定の精度を高くするために、 P— SCH信号は、周波数領域で一定振幅の信号である（S— SCH検出時は、 P— SCHをリファレンス信号としてチャネル推定を行レ、、 S— SCHを同期検波することにより、高精度な検出が可能になる。すなわち、 P— SCHが周波数領域で一定振幅であれば、高いチヤネノレ推定精度が得られる)。

[0079] 上記の要件（1)の時間領域で優れた自己相関特性を有するために、 P— SCHが周波数領域で一定振幅である（又は一定振幅に近レ、）ことが必要である。このため、第 1実施例で説明したように、 CAZAC符号等を用いる。なお、この要件が満たされることで、上記の要件（3)も満たされる。 [0080] 上記の要件（2)に対して、演算回数を少なくすることが必要である。このため、第 1 実施例で説明したように、時間領域での繰り返し系列を用いてもよい。更に、第 6実施例で説明したように、時間領域で NULL点が多レ、系列（周波数領域での繰り返し系歹 IJ)を用いてもよい。

[0081] また、上記の要件（2)に対して、 1回当たりの演算量を減らしてもよい。このため、第

5実施例で説明したように、 FFTウィンドウサイズの 1ZNのサブキャリアのみを用レ、、このサブキャリアで CAZAC符号等の信号系列を用いる。また、 Nサンプル毎の演算量を低減するために、 Frank系列を用いてもよい。

[0082] く P_ SCHと S - SCHとを周波数領域で多重する場合の P_ SCH生成方法〉以上より、 P— SCHと S— SCHとを周波数領域で多重する場合に、基地局は、図 2 6に示すように P - SCHを生成することが好ましレ、。

(ステップ FDM1) CAZAC符号を生成する（第 1実施例'第 2実施例参照）。このとき施例参照）。また、 CAZAC符号として Frank系列を用いてもよい。

(ステップ FDM2)周波数領域での繰り返し系列を生成する（CAZAC符号を周波数領域で繰り返した系列を生成する）。この系列は、時間領域では繰り返し回数に相当する NULL点を有する（第 6実施例参照）。

(ステップ FDM3)時間領域での繰り返し系列を生成する。この系列は、周波数領域では繰り返し回数に相当する NULL点を有する。すなわち、 Naサブキャリア毎の信号を生成することに相当する（第 1実施例参照）。時間領域での単純な繰り返し波形を用いると自己相関特性が劣化するため、繰り返し単位毎に符号系歹 lJ (Walsh、 CA ZAC等）を乗算してもよレ、。なお、 NULL点の部分に S— SCHを周波数領域で多重すること力 Sできる。

(ステップ FDM4) CAZAC符号の 1つとして Frank系列を用レ、、 Frank系列に対応した変調方式を用いる (第 5実施例参照)。

[0083] 上記の（ステップ FDM1)〜（ステップ FDM4)は如何なる順序で適用されてもよぐ如何なる組み合わせで適用されてもよい。

[0084] く P_ SCHと S - SCHとを符号領域で多重する場合の P_ SCH生成方法〉以上より、 P— SCHと S— SCHとを符号領域で多重する場合に、基地局は、図 27 に示すように P— SCHを生成することが好ましレ、。

(ステップ CDM1) CAZAC符号を生成する（第 3実施例'第 4実施例参照）。このときに、 FFTウィンドウサイズの 1/Nのサブキャリアのみを用いることが好ましレ、（第 5実施例参照）。また、 CAZAC符号として Frank系列を用いてもよい。

(ステップ CDM2)周波数領域での繰り返し系列を生成する（CAZAC符号を周波数領域で繰り返した系列を生成する）。この系列は、時間領域では繰り返し数に相当する NULL点を有する（第 6実施例参照）。

(ステップ CDM3) CAZAC符号の 1つとして Frank系列を用レ、、 Frank系列に対応する変調方式を用いる（第 5実施例参照)。

[0085] 上記の（ステップ CDM:！)〜（ステップ CDM3)は如何なる順序で適用されてもよぐ如何なる組み合わせで適用されてもよい。

[0086] 以上のように、本発明の実施例によれば、移動局のセルサーチ時間特性を高いレベルで維持しつつ、移動局の処理量を低減することが可能になる。

[0087] 本国際出願は 2006年 5月 1日に出願した日本国特許出願 2006— 127993号、 2

006年 6月 19曰に出願した曰本国特許出願 2006— 169452号及び 2006年 8月 22 日に出願した日本国特許出願 2006— 225922号に基づく優先権を主張するものであり、 2006— 127993号、 2006— 169452号及び 2006— 225922号の全内容を本国際出願に援用する。

Claims

請求の範囲

[1] 周波数領域で一定振幅の符号を所定数のサブキャリア間隔毎に配置した信号を P - SCHの基本波形として生成する P— SCH基本波形生成部；

前記信号を時間領域に変換する周波数一時間変換部；

時間領域に変換された前記信号に所定の符号系列を乗算する符号系列乗算部；符号系列を乗算した前記信号を周波数領域に再変換する時間一周波数変換部； S SCHを生成する S— SCH生成部；及び

前記時間周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号に前記 S SCHを多重する多重部；

を有する基地局。

[2] 前記多重部は、前記時間周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号のうち電力の小さいサブキャリアに、前記 S— SCHを周波数領域で多重することを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[3] 前記多重部は、前記 P— SCH基本波形生成部において P— SCHが多重されているサブキャリア以外のサブキャリアに、前記 S— SCHを周波数領域で多重することを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[4] 前記 P— SCH基本波形生成部は、同期チャネル帯域幅のうち拡散率の逆数の帯域幅で前記信号を生成し、

前記基地局は、前記時間一周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号を前記拡散率で拡散する拡散部を更に有し、

前記 S— SCH生成部は、前記同期チャネル帯域幅のうち前記拡散率の逆数の帯域幅で前記 S— SCHを生成して前記拡散率で拡散し、

前記多重部は、前記拡散部において拡散された前記信号に、拡散された前記 S— SCHを符号領域で多重することを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[5] 前記 P— SCH基本波形生成部は、同期チャネル帯域幅のうち拡散率の逆数の帯域幅で前記信号を生成し、

前記 S— SCH生成部は、前記同期チャネル帯域幅のうち前記拡散率の逆数の帯域幅で前記 S— SCHを生成し、前記多重部は、前記 P— SCH基本波形生成部において生成された P— SCHに、前記 S— SCH生成部におレ、て生成された S— SCHを符号領域で多重し、

前記基地局は、前記時間周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号を前記拡散率で拡散する拡散部を更に有することを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[6] 符号系列を乗算した前記信号を周波数領域に再変換したときの帯域外成分を除去するフィルタを更に有する請求項 1に記載の基地局。

[7] 前記基本波形生成部は、 CAZAC符号を用いて、前記信号を生成することを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[8] 前記符号系列乗算部は、時間領域に変換された前記信号を符号反転することを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[9] 前記 P— SCH基本波形生成部は、周波数領域で中心周波数を中心とする（1ZN

) X NFFT (ただし、 Nは整数であり、 NFFTは FFTウィンドウサイズである）の周波数領域内で、 P— SCH基本波形を生成することを特徴とする請求項 1に記載の基地局

[10] 前記 P— SCH基本波形生成部は、周波数領域で中心周波数を中心とする（1/N ) X NFFT (ただし、 Nは整数であり、 NFFTは FFTウィンドウサイズである）の周波数領域内で、 Frank系列を用いて P— SCH基本波形を生成することを特徴とする請求項 1に記載の基地局。

[11] 前記符号系列乗算部において符号系列を乗算された前記信号を間引く間引き部を更に有する請求項 1に記載の基地局。

[12] 前記時間一周波数変換部において周波数領域に再変換された前記信号に所定の符号系列を乗算する符号系列乗算部を更に有する請求項 1に記載の基地局。

[13] 周波数領域で中心周波数を中心とする（1ZN) X NFFT (ただし、 Nは整数であり

、 NFFTは FFTウィンドウサイズである）の周波数領域内で、 CAZAC符号を生成するステップ；及び

前記 CAZAC符号を周波数領域で繰り返した繰り返し系列を生成するステップ；を有する P— SCH生成方法。

[14] P— SCHと S— SCHとを周波数領域で多重するときに、

前記繰り返し系列を周波数領域で間弓 Iくステップ；

を更に有する P— SCH生成方法。

[15] 前記 CAZAC符号として、所定のデータ変調方式に対応した Frank系列を用いることを特徴とする請求項 13に記載の P— SCH生成方法。