CN101682498B

CN101682498B - 在无线通信系统中发送同步信号的方法

Info

Publication number: CN101682498B
Application number: CN2008800156328A
Authority: CN
Inventors: 韩承希; 卢珉锡; 权荣炫; 李玹佑; 金东哲; 郭真三
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2007-05-17
Filing date: 2008-05-16
Publication date: 2013-08-07
Anticipated expiration: 2028-05-16
Also published as: KR20090115969A; US7924808B2; KR100958031B1; EP2145420A4; JP2010525656A; CN101682498A; EP2145420B1; EP2145420A1; JP5113242B2; DK2145420T3; WO2008143443A1; US20100110873A1

Abstract

本发明提供了一种发送同步信号的方法。该方法包括以下步骤：由具有奇数长度N的Zadoff-Chu(ZC)序列生成用于同步信号的序列P(k)，该序列P(k)具有偶数长度N-1，将所述序列P(k)映射到子载波，以使得相对于DC子载波对所述序列P(k)进行二等分，并且在子载波上发送所述同步信号。能够避免由于同步误差所导致的时间/频率模糊，并且能够减少序列检测误差。

Description

在无线通信系统中发送同步信号的方法

技术领域

本发明涉及无线通信，更具体地说，涉及在无线通信系统中发送同步信号的方法。

背景技术

第三代合作伙伴计划（3GPP）的宽带码分多址（WCDMA）系统使用了总共512个长伪噪声（PN:pseudo-noise）扰码来标识基站（BS）。各BS使用一个不同的长PN扰码作为下行信道的扰码。

当用户设备（UE）开机时，UE执行初始小区的系统同步并获得该初始小区的长PN扰码标识符（ID）。这个过程称为小区搜索。当UE开机时，根据UE当时的位置来确定初始小区。通常，初始小区表示用下行链路信号衡量的、具有最强的信号电平的小区。

为了便于小区搜索，WCDMA系统将512个长PN扰码分成64个码组，并且使用包括主同步信道（P-SCH）和辅同步信道（S-SCH）的下行信道。P-SCH用于获得时隙同步。S-SCH用于获得帧同步和扰码组。

通常，将小区搜索分成在UE开机时最初执行的初始小区搜索以及在切换或相邻小区测量时执行的非初始搜索。

在WCDMA系统中，通过3个步骤来实现初始小区搜索。在第一步骤中，UE利用P-SCH上的主同步信号（PSS：primary synchronizationsignal）来获得时隙同步。在WCDMA系统中，一帧包括15个时隙，并且各个BS在帧中发送PSS。这里，将相同的PSS用于15个时隙，并且所有的BS使用相同的PSS。UE利用适于PSS的匹配滤波器来获得时隙同步。在第二步骤中，利用S-SCH上的辅同步码（SSS：secondarysynchronization code）来获得长PN扰码组和帧同步。在第三步骤中，基于帧同步以及长PN扰码组，UE利用公共导频信道码相关器对与初始小区所使用的长PN扰码相对应的长PN扰码ID进行检测。也就是说，因为8个长PN扰码被映射到一个长PN扰码组，所以UE对属于该UE的码组的所有8个长PN扰码的相关值进行计算。基于计算出的结果，UE检测该初始小区的长PN扰码ID。

因为WCDMA系统是同步系统，因此，P-SCH中仅使用一个PSS。但是，考虑到下一代无线通信系统必须支持同步模式和非同步模式两者，存在使用多个PSS的需求。

能够通过低复杂度来降低符号间干扰的影响的正交频分复用（OFDM）系统被视为用来取代现有的WCDMA的新系统。在OFDM中，将串行输入的数据符号转换成N个并行的数据符号。然后，通过N个子载波将数据符号发送出去。子载波在频域中具有正交性并且经历了独立的频率选择性衰落。正交频分多址（OFDMA）方案是基于OFDM的多址方案。

OFDM/OFDMA系统可能出现诸如频率偏移或时间偏移的同步误差。此外，因为PSS是在是否存在同步误差的条件下的首个检测信号，因此需要确保检测的性能。如果没有实现PSS检测，则不能获得同步，从而导致网络接入延迟。

因此，需要一种能够根据分配给P-SCH的无线资源来确保PSS检测性能的方法。

发明内容

技术问题

希望获得一种对同步误差鲁棒的发送同步信号的方法。

技术方案

在一个方面，提供了一种在无线通信系统中发送同步信号的方法，该方法包括以下步骤：由具有奇数长度N的Zadoff-Chu(ZC)序列生成用于同步信号的序列P(k)，所述序列P(k)具有偶数长度N-1，将所述序列P(k)映射到子载波，以使得相对于DC子载波对所述序列P(k)进行二等分，以及在子载波上发送同步信号。

在另一个方面，提供了一种在无线通信系统中发送同步信号的方法，该方法包括以下步骤：根据下式由长度N=63的Zadoff-Chu(ZC)序列生成用于同步信号的序列P(k)，

P (k) = \exp {- \frac{jπMk (k + 1)}{63}}

其中，M是根索引，并且k=0,1，…,30,32,…,62，由此，所述序列P(k)的长度为N-1，N-1为偶数；如下式所示，将所述序列P(k)映射到子载波s(n)，以使得相对于索引n为0的DC子载波对所述序列P(k)进行二等分，

s(n)＝P(k)

其中，n=k-31，并且k=0,1，…,30,32,…,62；以及在子载波上发送所述同步信号。

在再一方面，提供了一种在无线通信系统中与小区获得同步的方法，该方法包括以下步骤：接收主同步信号；以及接收辅同步信号。其中，由具有奇数长度N的ZC序列生成用于主同步信号的序列P(k)，通过省略所述ZC序列的中心元素而使所述序列P(k)能够具有偶数长度N-1，并将所述序列P(k)映射到子载波以使得能够相对于DC子载波对所述序列P(k)进行二等分。

有益效果

能够避免由于同步误差所导致的时间/频率模糊，并且能够减少序列检测误差。此外，能够获得具有良好的峰值均值功率比（PAPR）以及良好的相关性的序列。

附图说明

图1是示出Zadoff-Chu（ZC）序列的时间/频率模糊的示例的图。

图2示出了同步信道的结构。

图3是示出根据本发明的一个实施方式的序列分配方法的流程图。

图4是示出根据本发明的一个实施方式的序列分配方法的流程图。

图5是示出根据本发明的一个实施方式的序列分配方法的流程图。

图6是示出根据本发明的一个实施方式的序列分配方法的流程图。

图7是用于比较时间/频率模糊的敏感度的图。

图8是示出了对于根据常规方法选择的3个索引的序列的自相关值的图。

图9是示出了对于根据所提出的方法选择的3个索引的序列的自相关值的图。

图10是示出了对于根据常规方法选择的3个索引的序列的互相关值的图。

图11是示出了对于根据所提出的方法选择的3个索引的序列的互相关值的图。

图12示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。

图13示出了与图12相比较的序列映射的另一示例。

图14示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。

图15示出了与图14相比较的序列映射的另一示例。

图16示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。

图17示出了与图16相比较的序列映射的另一示例。

图18示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。

图19示出了与图18相比较的序列映射的另一示例。

图20示出了对长度N=65的序列进行映射的示例。

图21示出了与图20相比较的序列映射的另一示例。

图22示出了对长度N=65的序列进行映射的示例。

图23示出了与图22相比较的序列映射的另一示例。

具体实施方式

无线通信系统包括用户设备（UE）和基站（BS）。UE可以是固定的或移动的，并且可以称作其它的术语（例如，移动台（MS）、用户终端（UT）、用户站（SS：subscriber station）、无线设备等）。BS通常是与UE通信的固定站，并且可以称作其它的术语（例如，节点B、基站收发信系统（BTS）、接入点等）。在BS的覆盖范围内存在一个或更多个小区。下面，将下行链路定义为从BS至UE的通信链路，而将上行链路定义为从UE至BS的通信链路。

用于无线通信系统的多址方案没有限制。该多址方案可以基于诸如码分多址（CDMA）、时分多址（TDMA）、频分多址（FDMA）、单载波-FDMA（SC-FDMA）、正交频分多址（OFDMA）等的各种多址接入方案。为了便于说明，以下的说明集中于基于OFDMA的无线通信系统。

在无线通信系统中，序列被广泛地用于诸如信号检测、信道估计、复用等的各种目的。使用具有良好的相关性的正交序列以使得能够容易地在接收机处实现序列检测。正交序列可以是恒包络零自相关（CAZAC）序列。

属于CAZAC序列的Zadoff-Chu（ZC）序列的第k个元素可以表示如下：

数学式图1

【数学式1】

P (k) = \exp {- \frac{jπMk (k + 1)}{N}},

对于奇数N

P (k) = \exp {- \frac{jπM k^{2}}{N}},

对于偶数N

其中，N表示ZC根序列的长度，而M表示与N互质的根索引。如果N为质数，则ZC序列的根索引的数量为N-1。

ZC序列P(K)具有以下3个特征。

数学式图2

【数学式2】

|P(k)|=1（对于全部k、N和M）

数学式图3

【数学式3】

数学式图4

【数学式4】

（对于全部M₁、M₂）

等式2表示ZC序列的幅度始终为1。等式3表示ZC序列的自相关由Dirac-delta函数来表示。该自相关基于循环相关。等式4表示互相关始终为常数。

图1是示出ZC序列的时间/频率模糊（ambiguity）的示例的图。时间/频率模糊是指：当在时域或频域中的任何一个中出现偏移时，在另一个域中出现了相同的偏移，该偏移的量对应于序列的索引。

参照图1，示出了当通过生成并发送长度为N=64并且索引为M=1的ZC序列而产生了5ppm的频率偏移时的时间/频率模糊。这里，5ppm的频率偏移对应于使用2GHz的载波频率时的10kHz的频率偏移，其表示在时域中存在两段部分非周期的自相关。这里，假设不存在信道噪声。

当产生了频率偏移时，模糊的峰值比理想的峰值高，因此，不能获得正确的定时。如果在频域中对序列进行相关，则由于在产生时间偏移时的模糊而导致不能正确地检测位置。

如果N=64，则可用的根序列的数量为32。但是，由于时间/频率的模糊很难使用全部32个序列。

图2示出了同步信道的结构。

参照图2，一个无线帧包括10个子帧。一个子帧包括2个时隙。一个时隙在时域包括多个正交频分复用（OFDM）符号。虽然在图2中一个时隙包括7个OFDM符号，但是一个时隙中包括的OFDM符号的数量可以根据循环前缀（CP）的结构而变化。无线帧的结构仅是出于示例的目的。因此，无线帧中包括的子帧的数量以及各个子帧中包括的时隙的数量可以不同地进行改变。

主同步信道（P-SCH）位于第0个时隙以及第10个时隙的最后一个OFDM符号。相同的主同步信号（PSS）被两个P-SCH使用。P-SCH用于获得OFDM符号同步或时隙同步。PSS可以使用Zadoff-Chu（ZC）序列。各个PSS可以根据ZC序列的根索引来表示小区标识。当存在3个PSS时，BS选择3个PSS中的一个PSS，并通过在第0个时隙以及第10个时隙的最后一个OFDM符号上携带PSS来发送该选择的PSS。

辅同步信道（S-SCH）位于第0个时隙以及第10个时隙的最后一个OFDM符号前面相邻的OFDM符号中。S-SCH和P-SCH可以位于连续的OFDM符号中。S-SCH用于获得帧同步。一个S-SCH使用两个辅同步信号（SSS）。一个S-SCH包括两个伪噪声（PN）序列（即，m序列）。例如，如果一个S-SCH包括64个子载波，则将两个长度为31的PN序列映射到一个S-SCH。

在图2中所示的在时隙上设置P-SCH和S-SCH的OFDM符号的位置或数量仅出于示例的目的，因此，在时隙上设置P-SCH和S-SCH的OFDM符号的位置或数量可以根据系统而不同。

图3是示出根据本发明的实施方式的序列分配方法的流程图。

参照图3，确定用于映射序列的映射区段（mapping section）的长度L（步骤S110）。该映射区段可以与用于发送用户数据的数据信道或者用于发送控制信号的控制信道相关联。该映射区段可以与用于携带数据的无线资源相关联。该映射区段可以是包括多个子载波的特定区段。

确定序列的长度N（步骤S120）。序列的长度N可以小于（或大于）映射区段的长度L。根据一个实施方式，当映射区段的长度L是偶数时，可以将大于映射区段的长度L的第一个奇数选为序列长度N。另选的是，可以将小于映射区段的长度L的第一个奇数选为序列长度N。选择奇数的原因在于：当使用奇数长度来生成ZC序列时，序列的相关性以及固有特性优于使用偶数长度而获得的相关性以及固有特性。根据另一个实施方式，可以将大于映射区段的长度L的第一个偶数选为序列长度N。另选的是，可以将小于映射区段的长度L的第一个偶数选为序列长度N。当映射区段的长度L是奇数时，可以将偶数选择为序列长度N。根据再一个实施方式，序列长度N可以比映射区段的长度L大1。另选的是，序列长度N可以比映射区段的长度L小1。同样，在将序列调整为使得序列长度N与映射区段的长度L的差异为1的情况下将序列分配到映射区域时，可以改进序列的特性（或相关特性）。

调整序列以适于映射区段的长度L（步骤S130）。如果序列长度N小于映射区段的长度L，则可以将空值（例如，0）、任意值、循环前缀或循环后缀插入长度超过序列长度L的时段。如果序列长度N大于长度L，则可以去除序列中包括的任意元素。例如，可以从序列的最后部分开始执行去除。

将序列映射到映射区段（步骤S140）。如果映射区段中存在直流（DC）分量，则可以对DC分量进行打孔。也就是说，将序列重复地映射到映射区段，并且用空值来代替与DC分量相对应的元素。另选的是，可以将序列映射到除了DC分量以外的映射区段。DC分量表示基带中的中心频率或者频率偏移为0的点。

虽然已经示例了在将序列长度调整到适合映射区段的长度之后，将序列映射到映射区段的情况，但是本发明不限于此。因此，可以在将序列映射到映射区段之后，将序列长度调整为适于映射区段的长度。

在OFDM/OFDMA系统中，在频域中将序列映射到子载波。当在传输中使用单载波时，例如，当使用SC-FDMA系统时，将序列映射到时域采样。可以在频域中直接对用作导频或者基于ZC序列的控制信道的序列进行映射。

参照图4，当包括DC子载波时，确定同步信道的长度为L=64（步骤S210）。该同步信道可以是P-SCH。

确定要映射的序列的长度N为大于长度L的第一个奇数（步骤S220），因为L=64，所以确定为N=65。

根据同步信道的长度L来调整序列（步骤S230）。为了调整序列以符合长度L，将序列中包含的任意元素去除。这里，去除了序列的最后一个元素。

将序列映射到同步信道（步骤S240）。DC子载波也包括在序列映射中。虽然序列映射的顺序没有限制，但是优选为连续映射以保持CAZAC的特性。可以在映射中对所生成的序列进行循环移位。

对映射到DC子载波的序列的元素进行打孔（步骤S250）。

因为在DC子载波被打孔时序列长度被确定为大于同步信道的长度，所以，在时域中能够最大程度地对在频域中插入的ZC序列的CAZAC的特性进行保持。ZC序列在时域/频域中具有对偶关系。此外，通过选择对称对的根索引（例如，M=1和M=63）来实现有效的相关。该对称对表示具有一对二者之和等于序列的长度的根索引的序列。

所生成的序列对于用于UE与BS之间的同步或者用于小区搜索的同步信道是有效的。当序列长度选择为奇数而不是质数时，可以降低序列的索引的总数。但是，在这种情况下，可以按照更灵活的方式来确定序列的长度。

图5是示出根据本发明的实施方式的序列分配方法的流程图。

参照图5，当包括DC子载波时，确定同步信道的长度为L=64（步骤S310）。该同步信道可以是P-SCH。

确定要映射的序列的长度N为小于长度N的第一个奇数（步骤S320），因为L=64，所以确定为N=63。

根据同步信道的长度L来调整序列（步骤S330）。为了调整序列以符合长度L，将任意元素附加到序列中。所附加的元素可以是空值、任意值、循环前缀或循环后缀。可以在对序列进行了循环移位之后插入所附加的元素。

将序列映射到同步信道（步骤S340）。DC子载波也包括在序列映射中。虽然序列映射的顺序没有限制，但是优选为连续映射以保持CAZAC的特性。可以在映射中对所生成的序列进行循环移位。

对映射到DC子载波的序列的元素进行打孔（步骤S350）。

虽然已经示例了在将序列长度调整为适合同步信道的长度之后将序列映射到同步信道的情况，但是，本发明不限于此。因此，可以在将序列映射到同步信道之后，将序列长度调整为适于同步信道的长度。

图6是示出根据本发明的实施方式的序列分配方法的流程图。

参照图6，当包括DC子载波时，确定同步信道的长度为L=64（步骤S410）。该同步信道可以是P-SCH。

确定要映射的序列的长度N为小于长度L的第一个奇数（步骤S420），因为L=64，所以确定为N=63。

将序列映射到除了DC子载波之外的同步信道（步骤S430）。将空值分配给DC子载波。在这种情况下，可能由于DC子载波的模糊而导致不能保持CAZAC的特性。

下面，说明通过对所提出的方法与常规方法进行比较而获得的仿真结果。假设同步信道长度为L=64。在常规方法中，将长度为N=64的ZC序列映射到同步信道而无需执行特殊处理。在所提出的方法中，将长度N=65的ZC序列映射到同步信道，并对DC子载波进行打孔。

图7是用于比较时间/频率模糊的敏感度的图。该图示出了在频率偏移为5ppm并且使用了2段部分非周期自相关的情况下的、时间/频率模糊的敏感度。时间/频率模糊的敏感度是模糊峰值与理想峰值之间的比率。敏感度越低，则特性越好。

参照图7，当使用所提出的方法时，序列具有比使用常规方法时更低的敏感度。基于常规方法的最低敏感度大约为0.65，而基于所提出的方法的最低敏感度为大约0.3。

假设将3个序列用于PSS。在图7中，根据常规方法，当M=31、33和29时，获得了最低敏感度。因此，选择这些值。根据所提出的方法，当M=34、31和38时，获得了最低敏感度。因此，选择这些值。

图8是示出了针对根据常规方法选择的3个索引的序列的自相关值的图。图9是示出了针对根据所提出的方法选择的3个索引的序列的自相关值的图。

参照图8和图9，出现在根据所提出的方法选择的序列中的第二个峰值及其后面的峰值相对地小于出现在根据常规的方法选择的序列中的第二个峰值及其后面的峰值，并且显示出与第一峰值的极大差异。

根据所提出的方法，即使在存在频率偏移或时间偏移的情况下，找到正确定时的概率也进一步增加。因此，通过使用在用于同步的同步信道中所使用的序列，可以表现出更好的特性。

图10是示出了针对根据常规方法选择的3个索引的序列的互相关值的图。图11是示出了针对根据所提出的方法选择的3个索引的序列的互相关值的图。互相关值代表具有不同索引的序列之间的干扰电平。均值和散布越低，则性能越好。

参照图10和图11，根据常规方法，互相关值的均值为大约0.522，而其散布为0.200。然而，根据所提出的方法，均值为0.503，散布为0.195。

所提出的方法不仅可以应用于同步信道，还可以应用于各种其它类型的无线资源。

根据一个实施方式，考虑资源块。资源块包括多个子载波。例如，一个资源块可包括12个子载波，并且可以将10个资源块分配给映射区段。在这种情况下，映射区段的长度L=120。

首先，假设将大于理想的映射区段的长度（即，L=120）的第一个奇数（即，N=121）选择为序列的长度N。将长度为121的序列的一个任意元素去除，然后，将该序列映射到120个子载波。在这种情况下，与插入的顺序无关地执行映射。但是，优选为连续映射以保持CAZAC特性。可以在映射中对所生成的序列进行循环移位。

接着，假设将小于理想的映射区段的长度（即，L=120）的第一个奇数（即，N=119）选择为序列的长度N。生成了长度为119的序列，可以对120个子载波中的、原本打算使用的一个剩余的子载波插入空值或任意值，或者附加上循环前缀或循环后缀。可以在执行了循环移位之后，附加上循环前缀或循环后缀。此外，还可以是通过将空值插入序列的中间来实现非连续的映射。

根据另一个实施方式，假设一个资源块包括12个子载波，并且将两个资源块分配给一个映射区段。在这种情况下，映射区段的长度为L=24。

首先，假设将大于理想的映射区段的长度（即，L=24）的第一个奇数（即，N=25）选择为序列的长度N。将长度为25的序列的一个任意元素去除，然后，将该序列映射到24个子载波。在这种情况下，与插入顺序无关地执行映射。但是，优选为连续映射以保持CAZAC特性。可以在映射中对所生成的序列进行循环移位。

接着，假设将小于理想的映射区段的长度（即，L=24）的第一个奇数（即，N=23）选择为序列的长度N。生成了长度为23的序列，可以对24个子载波中的、原本打算使用的一个剩余的子载波插入空值或任意值，或者附加上循环前缀或循环后缀。可以在执行了循环移位之后，附加上循环前缀或循环后缀。此外，还可以是通过将空值插入序列的中间来实现非连续的映射。

根据再一个实施方式，映射区段可以具有任意长度。例如，映射区段可以包括780个子载波（即，L=780）。首先，假设将大于理想的映射区段的长度（即，L=780）的第一个奇数（即，N=781）选择为序列的长度N。将长度为781的序列的一个任意元素去除，然后，将该序列映射到780个子载波。在这种情况下，与插入顺序无关地执行映射。但是，优选为连续映射以保持CAZAC特性。可以在映射中对所生成的序列进行循环移位。

接着，假设将小于理想的映射区段的长度（即，L=780）的第一个奇数（即，N=779）选择为序列的长度N。生成了长度为779的序列，可以对780个子载波中、原来打算使用的一个剩余的子载波插入空值或任意值，或者附加上循环前缀或循环后缀。可以在执行了循环移位之后，附加上循环前缀或循环后缀。此外，还可以是通过将空值插入序列的中间来实现非连续的映射。

<序列映射>

下面根据本发明的一个实施方式，介绍序列映射方法。为了更清楚的进行解释，假设映射区段的长度L=64。将ZC序列映射到包括DC子载波的64个子载波。

图12示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。这里，快速傅里叶变换（FFT）窗的尺寸是Nf＝64。

参照图12，将ZC序列的第0个元素P(0)映射到DC子载波，然后将位于DC子载波右侧的所有元素依次地映射到剩余的子载波。将DC子载波左侧相邻的一个子载波映射到第62个元素P(62)。将空值插入不将序列映射到映射区段的子载波（这里为第32个子载波）。如虚线所示，对映射到DC子载波的第0个元素P(0)进行打孔。

这里，为了便于说明，将DC子载波的一侧定义为左侧，而将其另一侧定义为右侧。但是，可以不同地对左侧和右侧进行定义，因而不限于图中所示的情况。

图13示出了与图12相比较的序列映射的另一个示例。

参照图13，与图12的示例相比，FFT窗的尺寸为Nf＝128。通过使DC子载波位于中心，按照与FFT窗尺寸为64的方式时相同的方式来将序列映射到子载波，并且将空值插入到剩余的子载波。

图14示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。

参照图14，映射区段的长度L=64，并且序列的长度N=63。由序列长度N=63的频域ZC序列生成序列P(k)，该序列P(k)表示如下：

数学式图5

【数学式5】

P (k) = \exp {- \frac{jπMk (k + 1)}{63}}

其中，M表示根索引，并且k=0,1,…,30,32,…,62。排除中心的元素（即，k=31）的原因是为了从映射区段s(n)中去除DC子载波，以及对如下式所示映射的序列进行二等分，即：

数学式图6

【数学式6】

s(n)＝P(k)

其中，n=k-31。

也就是说，通过使DC子载波位于中心，将序列的一半映射到左侧的31个子载波，而将序列另一半映射到右侧的31个子载波。将P(0)映射到最左侧的子载波a(-31)。然后，除了DC子载波之外依次地对序列进行映射。

从具有奇数长度的ZC序列中省略中心的元素以生成具有偶数长度的序列。将所生成的序列相对于DC子载波二等分，然后对其进行映射。因此，即使在频域中对ZC序列进行映射（后面将介绍），也能够在时域中保持ZC序列的特性。在时域中满足根对称特性以及中心对称特性。

图15示出了与图14相比较的序列映射的另一示例。

参照图15，与图14的示例相比，FFT窗的尺寸为Nf＝128。通过使DC子载波位于中心，按照与FFT窗口尺寸为64时相同的方式来将序列映射到子载波，并且将空值插入到剩余的子载波中。

图16示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。这里，FFT窗的尺寸为Nf＝64。

参照图16，将ZC序列的第0个元素P(0)映射到DC子载波，然后将位于DC子载波右侧的所有元素依次地映射到剩余的子载波。将DC子载波左侧相邻的一个子载波映射到第62个元素P(62)。与图12的示例不同，不将空值插入到未将序列映射到映射区段的子载波（这里为第32个子载波）。而是将第31个元素P(31)复制并插入到第32个子载波中。也就是说，当序列不够时，可以通过循环扩展对序列进行扩展。如虚线所示，对映射到DC子载波的第0个元素P(0)进行打孔。

图17示出了与图16相比较的序列映射的示例。

参照图17，与图16的示例相比，FFT窗的尺寸为Nf＝128。通过使DC子载波位于中心，按照与FFT窗口尺寸为64时相同的方式来将序列映射到子载波，并且将空值插入到剩余的子载波中。

图18示出了对长度N=63的序列进行映射的示例。这里，FFT窗的尺寸为Nf＝64。

参照图18，从最左侧的子载波开始依次地对ZC序列进行映射，以将ZC序列的中心元素（这里为第31个元素P(31)）映射到DC子载波。对映射到DC子载波的序列P(31)进行打孔。

对最后一个元素P(62)进行复制并且插入到不能将序列映射到映射区段的子载波（这里，第32个子载波）。也就是说，如果序列不够，可以通过循环扩展来对序列进行扩展。

因此，即使在频域中对ZC序列进行映射（后面将介绍），也能够在时域中保持ZC序列的特性。在时域中满足根对称特性以及中心对称特性。

图19示出了与图18相比较的序列映射的另一示例。

参照图19，与图18的示例相比，FFT窗的尺寸为Nf＝128。通过使DC子载波位于中心，按照与FFT窗口尺寸为64时相同的方式来将序列映射到子载波，并且将空值插入到剩余的子载波中。

图20示出了对长度N=65的序列进行映射的示例。这里，FFT窗的尺寸为Nf＝64。

参照图20，将ZC序列的第0个元素P(0)映射到DC子载波，然后将位于DC子载波右侧的所有元素依次地映射到剩余的子载波。将DC子载波左侧相邻的子载波映射到第63个元素P(63)。ZC序列的第64个元素P(64)是剩余的元素，因此被截去。如虚线所示，对映射到DC子载波的第0个元素P(0)进行打孔。

图21示出了与图20相比较的序列映射的另一示例。

参照图21，与图20的示例相比，FFT窗的尺寸为Nf＝128。通过使DC子载波位于中心，按照与FFT窗口尺寸为64时相同的方式来将序列映射到子载波，并且将空值插入到剩余的子载波中。

图22示出了对长度N=65的序列进行映射的示例。这里，FFT窗的尺寸为Nf＝64。

参照图22，从最左侧的子载波开始依次地对ZC序列进行映射，以将ZC序列的中心元素（这里为第32个元素P(32)）映射到DC子载波。ZC序列的第64个元素P(64)是剩余的元素，因此被截去。对映射到DC子载波的序列P(32)进行打孔。

图23示出了与图22相比较的序列映射的另一示例。

参照图23，与图22的示例相比，FFT窗的尺寸为Nf＝128。通过使DC子载波位于中心，按照与FFT窗口尺寸为64时相同的方式来将序列映射到子载波，并且将空值插入到剩余的子载波中。

<验证是否保持了ZC序列的特性>

如参照图14、图18和图22所述的，当将序列映射到子载波以使得ZC序列的中心元素对应于DC子载波时，在时域中满足根对称特性以及中心对称特性。

根对称特性是指两个或更多个根序列具有特定的关系，因此表现出与某种根序列索引的特定关系。

满足根对称特性的要求被表示为：

数学式图7

【数学式7】

m1+m2＝(1/2·N)·n or m1-m2＝±(1/2·N)·n

其中，n=1,2,…，m1和m2表示根序列索引，而n表示序列长度。

例如，如果N为奇数，则其表示出现了共轭对称特性。当考虑到具有索引m1的根序列p^m1以及具有索引m2=N-m1的另一个根序列p^m2时，在时域和频域两者中的共轭对称特性可以表示为：

数学式图8

【数学式8】

p^m1(n)＝(p^m2(n))^*

其中，（）^*表示共轭。例如，m1=29与m2=34=N-m1=63-29彼此具有根对称的关系。

如果N为偶数，则一个根索引与另一个根索引具有特定的共轭关系。例如，当N=36时，如果选择了索引1、17、19和35，则根对称关系可以表示如下：

数学式图9

【数学式9】

p^{m 0 = 1} (k) = \exp (- jπ \cdot 1 \cdot \frac{k^{2}}{36})

p^{m 1 = 17} (k) = \exp (- jπ 17 \frac{k^{2}}{36}) = \exp (- jπ (18 - 1) \frac{k^{2}}{36}) = \exp (- j (\frac{π}{2} k^{2} - \frac{π}{36} k^{2}))

p^{m 2 = 19} (k) = \exp (- jπ 19 \frac{k^{2}}{36}) = \exp (- jπ (18 + 1) \frac{k^{2}}{36}) = \exp (- j (\frac{π}{2} k^{2} + \frac{π}{36} k^{2}))

p^{m 3 = 35} (k) = \exp (- jπ 35 \frac{k^{2}}{36}) = \exp (- jπ (36 - 1) \frac{k^{2}}{36}) = \exp (- j (π k^{2} - \frac{π}{36} k^{2}))

中心对称特性是指时域中的信号具有如下式表示的特性：

数学式图10

【数学式10】

p^m(n)=p^m(N_f-n)

其中，p^m(n)表示索引为m的ZC序列的第n个元素，而Nf表示FFT窗的尺寸。当满足等式10的中心对称特性时，也能够满足根对称特性。

（1）用于满足根对称特性的要求

此处假设生成了具有奇数长度的ZC序列。此外，ZC序列的长度为N，而FFT窗的尺寸为Nf，其中，N<=Nf。首先，当在频域中插入ZC序列时，ZC序列与转换到时域的信号有关，如下所述。

如下所示，根据FFT窗的尺寸Nf，可以将频域中的具有索引m的ZC序列P^m(k)转换到时域。

数学式图11

【数学式11】

p^{m} (n) = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} P^{m} (k) W^{- kn}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} \exp (- jπmk (k + 1) / N) W^{- kn}

其中，n=0,1,2,…,Nf-1,并且W=exp（-2jπ/Nf），在根据FFT窗的尺寸Nf将频域中索引为M=N-m的ZC序列转换到时域之后，对ZC序列取共轭，如下所示。

数学式图12

【数学式12】

{(p^{N - m} (n))}^{*} = {(\frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} P^{N - m} (k) W^{- kn})}^{*}

= {(\frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} \exp (- jπ (N - m) k (k + 1) / N) W^{- kn})}^{*}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} \exp (- jπmk (k + 1) / N) W^{- kn}

此外，满足下面的等式13。

数学式图13

【数学式13】

{(p^{N - m} (N_{f} - n))}^{*} = {(\frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} P^{N - m} (k) W^{- k (N_{f} - n)})}^{*}

= {(\frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} \exp (- jπ (N - m) k (k + 1) / N) W^{- kn})}^{*}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = 0}^{N_{f} - 1} \exp (- jπmk (k + 1) / N) W^{- kn}

= p^{m} (n)

根据上面的等式12和等式13，用来满足时域中的根对称特性的必要以及充分条件可以表示如下。

数学式图14

【数学式14】

p^N-m(n)=p^N-m(N_f-n)or p^m(n)=p^m(N_f-n)

等式14表示中心对称特性。

（2）满足根对称特性和中心对称特性的打孔位置

首先，对频域中要被打孔同时还保持根对称特性的特定的持续时间进行说明。这里假设：在打孔之前，信号满足中心对称特性并且保持根对称特性。此外，还假设N<=Nf。

可以用下面的等式15来表示满足上述要求的值k′。

数学式图15

【数学式15】

p^{m} (n) - \frac{1}{N_{f}} \exp (- jπm k^{'} (k^{'} + 1) / N) \exp (j 2 π k^{'} n / N_{f})

= {((p^{N - m} (n))}^{*} - {(\frac{1}{N_{f}} \exp (- jπ (N - m) k^{'} (k^{'} + 1) / N) \exp (j 2 π k^{'} n / N_{f}))}^{*}

可以在时域中将被舍弃的单载波分量表示为负项。等式15可以简化为下面的等式16。

数学式图16

【数学式16】

exp(4πk′n/N_f)＝1

因此，值k′可以用以下的等式17来表示。

数学式图17

【数学式17】

k^{'} = 0, &PlusMinus; \frac{N_{f}}{2}, &PlusMinus; N_{f}, . . .

当考虑FFT的周期特性时，在相应的持续时间中的理想的值k′为k′=0，±Nf/2。可以看出，如果在打孔之前序列满足根对称特性，则打孔的位置取决于FFT窗的尺寸。

（3）对图14或图15的示例的根对称和中心对称的验证

在图14或图15的示例中，ZC序列用在频域，因此，满足以下的等式18。

数学式图18

【数学式18】

P^m(k)＝P^m(N-k-1)

当考虑了图中使用的映射关系时，可以用下面的等式19来表示所分配的序列D^m(k)。

数学式图19

【数学式19】

D^{m} (k) = \{\begin{matrix} 0, & k = - 32 \\ P^{m} (k + 31), & k = - 31, . . ., - 1 \\ 0, & k = 0 \\ P^{m} (k + 31), & k = 1, . . ., 31 \end{matrix}

或者，

D^{m} (k) = \{\begin{matrix} 0, & k = - 32 \\ P^{m} (N - (k + 31) - 1), & k = - 31, . . ., - 1 \\ 0, & k = 0 \\ P^{m} (N - (k + 31) - 1), & k = 1, . . ., 31 \end{matrix}

因此，满足以下的等式20。

数学式图20

【数学式20】

D^m(k)＝D^m(N_f-k)

可以用下面的等式21来表示时域信号d^m(n)。

数学式图21

【数学式21】

d^{m} (n) = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{- kn}

在等式21中，n=0,1,2,…,Nf-1，并且W=exp(-2jπ/Nf)。

可以用下面的等式22来表示代表上面的等式10的中心对称特性的时域信号d^m(Nf-n)。

数学式图22

【数学式22】

d^{m} (N_{f} - n) = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{- k (N_{f} - n)} = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (N_{f} - k) W^{- kn} = \frac{1}{N_{f}} Σ_{l = N_{f} + 32}^{N_{f} - 31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{l = - 31}^{32} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n} = \frac{1}{N_{f}} Σ_{l = - 31}^{32} D^{m} (l) W^{- \ln}

= d^{m} (n)

上面的等式22显示满足中心对称特性。

此外，下面的等式23还显示满足根对称特性。

数学式图23

【数学式23】

{(d^{m} (N_{f} - n))}^{*} = {(\frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{N - m} (k) W^{- kn})}^{*} = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} {(D^{N - m} (k))}^{*} W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{kn} = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (N_{f} - k) W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{l = N_{f} + 32}^{N_{f} - 31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n} = \frac{1}{N_{f}} Σ_{l = - 31}^{32} D^{m} (l) W^{- \ln}

= d^{m} (n)

（4）对图18或图19的示例的根对称和中心对称的验证

在图18或图19的示例中，ZC序列用在频域，因此，满足上面的等式18。

当考虑了图中使用的映射关系时，可以用下面的等式24来表示所分配的序列D^m(k)。

数学式图24

【数学式24】

D^{m} (k) = \{\begin{matrix} P^{m} (62), & k = - 32 \\ P^{m} (k + 31), & k = - 31, . . ., - 1 \\ 0, & k = 0 \\ P^{m} (k + 31), & k = 1, . . ., 31 \end{matrix}

或者，

D^{m} (k) = \{\begin{matrix} P^{m} (62), & k = - 32 \\ P^{m} (N - (k + 31) - 1), & k = - 31, . . ., - 1 \\ 0, & k = 0 \\ P^{m} (N - (k + 31) - 1), & k = 1, . . ., 31 \end{matrix}

因此，满足下面的等式25。

数学式图25

【数学式25】

D^m(k)＝D^m(N_f-k)，k≠-32

可以用下面的等式26来表示时域信号d^m(n)。

数学式图26

【数学式26】

d^{m} (n) = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{- kn}

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (k) W^{- kn})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (k) W^{- kn})

其中，n=0,1,2,…,Nf-1，而W=exp(-2jπ/Nf)。

可以用下面的等式27来表示代表上面的等式10的中心对称特性的时域信号d^m(Nf-n)。

数学式图27

【数学式27】

d^{m} (N_{f} - n) = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{- k (N_{f} - n)}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (N_{f} - k) W^{kn})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = N_{f} + 31}^{N_{f} - 31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = - 31}^{31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = - 31}^{31} D^{m} (l) W^{- \ln})

= d^{m} (n)

等式27显示满足中心对称特性。

下面的等式28还示出满足根对称特性。

数学式图28

【数学式28】

{(d^{N - m} (n))}^{*} = {(\frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{N - m} (k) W^{- kn})}^{*}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} {(D^{N - m} (k))}^{*} W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (k) W^{kn})

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (N_{f} - k) W^{kn})

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{l = N_{f} + 31}^{N_{f} - 31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = - 31}^{32} D^{m} (l) W^{- \ln})

= d^{m} (n)

（5）对图22或图23的示例的根对称和中心对称的验证

在图22或图23的示例中，ZC序列用在频域，因此，满足上面的等式18。

当考虑了图中使用的映射关系时，可以用下面的等式29来表示所分配的序列D^m(k)。

数学式图29

【数学式29】

D^{m} (k) = \{\begin{matrix} P^{m} (k + 32), & k = - 32, . . ., - 1 \\ 0, & k = 0 \\ P^{m} (k + 32), & k = 1, . . ., 31 \end{matrix}

或者，

D^{m} (k) = \{\begin{matrix} P^{m} (N - (k + 32) - 1), & k = - 32, . . ., - 1 \\ 0, & k = 0 \\ P^{m} (N - (k + 32) - 1), & k = 1, . . ., 31 \end{matrix}

将最后一个元素P^m(64)舍弃。因此，满足以下的等式30。

数学式图30

【数学式30】

D^m(k)＝D^m(N_f-k)，k≠-32

可以用下面的等式31来表示时域信号d^m(n)。

数学式图31

【数学式31】

d^{m} (n) = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{- kn}

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (k) W^{- kn})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (k) W^{- kn})

其中，n=0,1,2,…,Nf-1，而W=exp(-2jπ/Nf)。

可以用下面的等式32来表示代表上面的等式10的中心对称特性的时域信号d^m(Nf-n)。

数学式图32

【数学式32】

d^{m} (N_{f} - n) = \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{- k (N_{f} - n)}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (N_{f} - k) W^{kn})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = N_{f} + 31}^{N_{f} - 31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = - 31}^{31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = - 31}^{31} D^{m} (l) W^{- \ln})

= d^{m} (n)

上面的等式32显示满足中心对称特性。

下面的等式33还显示满足根对称特性。

数学式图33

【数学式33】

{(d^{N - m} (n))}^{*} = {(\frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{N - m} (k) W^{- kn})}^{*}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} {(D^{N - m} (k))}^{*} W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} Σ_{k = - 32}^{31} D^{m} (k) W^{kn}

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (k) W^{kn})

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{k = - 31}^{31} D^{m} (N_{f} - k) W^{kn})

= \frac{1}{N_{f}} (D^{m} (- 32) W^{- 32 n} + Σ_{l = N_{f} + 31}^{N_{f} - 31} D^{m} (l) W^{(N_{f} - l) n})

= \frac{1}{N_{f}} (W^{- 32 n} + Σ_{l = - 31}^{32} D^{m} (l) W^{- \ln})

= d^{m} (n)

因此，可以看出，如果另外的元素D^m(-32)与D^N-m(-32)彼此具有共轭关系，即，D^m(-32)=(D^N-m(-32))^*，则可以满足上述需求。

只要D^m(-32)和D^N-m(-32)满足共轭关系，即，D^m(-32)=(D^N-m(-32))^*，就能满足上述的各个条件。

可以利用诸如微处理器的处理器、控制器、微控制器、ASIC（Application Specific Integrated Circuit：专用集成电路）等基于为了执行这种功能而进行编码的软件、程序代码等来执行上述的各种功能。基于本发明的说明书来设计、开发和实施这类代码对于本领域的技术人员来说是显而易见的。

虽然出于示例性的目的已经公开了本发明的实施方式，但是本领域的技术人员应了解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以对其进行各种修改、增加和替换。因此，本发明的实施方式不限于上述的实施方式，而是由所附权利要求及其等同物的全部范围来进行限定。

Claims

1.一种在无线通信系统中发送同步信号的方法，该方法包括以下步骤：

如下式所示，将同步信号序列P(k)的各元素映射到一系列子载波s(n)中的相应子载波，

s(n)＝P(k)

其中，n=k-31，并且k=0,1，...,30,32,…,62；以及

在所述子载波s(n)上发送所述同步信号序列P(k)，其中根据下式，由长度N=63的Zadoff-Chu(ZC)序列来定义所述序列P(k)：

P (k) = \exp {- \frac{jπMk (k + 1)}{63}}

其中，M是根索引，并且k=0,1，...,30,32,…,62，由此，所述序列P(k)的长度为N-1。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述同步信号是用户设备用以获得正交频分复用（OFDM）符号同步的主同步信号。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，在无线帧的时隙0和时隙10的最后一个OFDM符号中发送所述同步信号，所述无线帧包括20个时隙，一个时隙包括多个OFDM符号。

4.根据权利要求1所述的方法，其中，所述根索引M表示小区标识。

5.一种在无线通信系统中与小区获得同步的方法，该方法包括以下步骤：

接收主同步信号；以及

接收辅同步信号，

其中，根据下式由长度N=63的Zadoff-Chu（ZC）序列生成用于所述主同步信号的序列P(k)：

P (k) = \exp {- \frac{jπMk (k + 1)}{63}}

其中，M是根索引，并且k=0,1，...,30,32,…,62，并且

其中，如下式所示，所述序列P(k)的各元素映射到一系列子载波s(n)中的相应子载波，

s(n)＝P(k)

其中，n=k-31，并且k=0,1，...,30,32，...,62。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，在连续的OFDM符号中发送所述主同步信号和所述辅同步信号。

7.根据权利要求5所述的方法，其中，所述主同步信号用于获得OFDM符号同步，所述辅同步信号用于获得帧同步。