KR100958031B1

KR100958031B1 - 무선통신 시스템에서 동기 신호를 전송하는 방법

Info

Publication number: KR100958031B1
Application number: KR1020097020023A
Authority: KR
Inventors: 한승희; 노민석; 권영현; 이현우; 김동철; 곽진삼
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2007-05-17
Filing date: 2008-05-16
Publication date: 2010-05-19
Also published as: US7924808B2; EP2145420A1; WO2008143443A1; CN101682498A; US20100110873A1; DK2145420T3; JP5113242B2; CN101682498B; EP2145420B1; EP2145420A4; KR20090115969A; JP2010525656A

Abstract

동기 신호 전송 방법은 홀수 길이인 ZC(Zdoff-Chu) 시퀀스로부터 짝수 길이인 동기 신호를 위한 시퀀스 P(k)를 생성하는 단계, 상기 시퀀스 P(k)를 DC 부반송파를 기준으로 반으로 나누어 부반송파들에 맵핑하는 단계 및 상기 부반송파상으로 상기 동기 신호를 전송하는 단계를 포함한다. 동기화 오차로 인한 시간/주파수 불명료성을 극복할 수 있고, 시퀀스 검출 오류를 줄일 수 있다.

Description

무선통신 시스템에서 동기 신호를 전송하는 방법 {METHOD OF TRANSMITTING SYNCHRONIZATION SIGNAL IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선 통신에 관한 것으로 보다 상세하게는 무선통신 시스템에서 동기 신호를 전송하는 방법에 관한 것이다.

3GPP(3rd Generation Partnership Project)의 WCDMA(Wideband Code Division Multiple Access) 시스템은 기지국 구별을 위해 총 512개의 긴 PN 스크램블링 코드(long pseudo noise scrambling code)를 사용한다. 기지국들은 서로 다른 긴 PN 스크램블링 코드를 하향링크 채널들의 스크램블링 코드로 사용한다.

단말에 전원이 인가되면, 단말은 초기 셀의 시스템 동기화 및 상기 초기 셀의 긴 PN 스크램블링 코드 식별자를 획득하는 과정을 수행한다. 이를 셀 탐색(cell search) 과정이라 한다. 여기서, 초기 셀은 전원이 인가된 시점에서 단말의 위치에 따라 결정되어지는데, 일반적으로, 단말의 하향링크 수신 신호에 포함된 각 기지국의 신호 성분 중 가장 큰 신호 성분에 해당되는 기지국의 셀을 의미한다.

WCDMA 시스템에서는 셀 탐색을 수월하게 하기 위해 512개의 긴 PN 스크램블링 코드를 64개의 코드 그룹으로 나누고, 1차 동기채널(Primary Synchronization Channel; P-SCH) 및 2차 동기채널(Secondary Synchronization Channel; S-SCH)을 포함하는 하향링크 채널을 사용한다. P-SCH은 이동국으로 하여금 슬롯(slot) 동기를 획득하도록 하는 데에 이용되며, S-SCH은 이동국으로 하여금 프레임 동기 및 스크램블링 코드 그룹을 획득하도록 하는 데에 이용된다.

일반적으로 셀 탐색은 단말의 전원이 켜진 후 초기에 수행하는 초기 셀 탐색(initial cell search)과 핸드오버나 주변 셀 측정(neighbor cell measurement)를 수행하는 비-초기 셀 탐색(non-initial cell search)으로 구분된다.

WCDMA 시스템에서 초기 셀 탐색 방식은 크게 3단계 방식으로 이루어진다. 1단계는 P-SCH상의 PSS(Primary Synchronization Signal)를 이용하여 단말이 슬롯 동기를 획득하는 단계이다. WCDMA 시스템에서, 프레임은 15개의 슬롯을 포함하고, 각 기지국은 PSS를 프레임에 포함시켜 전송한다. 여기서, 15개의 슬롯 모두에 동일한 PSS가 사용되며, 모든 기지국들도 동일한 PSS를 사용한다. 단말은 상기 PSS에 대한 정합 필터(matched filter)를 이용하여 슬롯 동기를 획득한다. 2단계에서는 S-SCH상의 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 이용하여 긴 PN 스크램블링 코드 그룹 및 프레임 동기를 획득한다. 3단계에서는 프레임 동기화 및 긴 PN 스크램블링 코드 그룹을 기초로 공통 파일럿 채널 코드 상관기(common pilot channel code correlator)를 이용하여, 초기 셀이 사용하는 긴 PN 스크램블링 코드에 해당되는 긴 PN 스크램블링 코드 식별자를 검출한다. 즉 하나의 긴 PN 스크램블링 코드 그룹에는 8개의 긴 PN 스크램블링 코드가 맵핑되므로, 단말은 자신의 코드 그룹에 속하는 8개의 긴 PN 스크램블링 코드 각각의 상관값을 산출하고, 상기 산출된 결과를 기초로, 초기 셀의 긴 PN 스크램블링 코드 식별자를 검출한다.

WCDMA 시스템은 비동기 시스템이므로 P-SCH에는 단지 하나의 PSC 만을 사용한다. 그러나, 차세대 무선통신 시스템은 동기와 비동기를 모두 지원해야 하는 점을 고려할 때, 복수의 PSC를 사용할 필요가 있다.

WCDMA 이후의 시스템에서 고려되는 있는 시스템 중 하나가 낮은 복잡도로 심벌간 간섭(inter-symbol interfernce) 효과를 감쇄시킬 수 있는 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiplexing; 이하 OFDM) 시스템이다. OFDM은 직렬로 입력되는 데이터 심벌을 N개의 병렬 데이터 심벌로 변환하여, N개의 부반송파(subcarrier)를 통해 송신한다. 부반송파는 주파수 차원에서 직교성을 가지고, 립적인 주파수 선택적 페이딩(frequency selective fading)을 경험한다. 직교 주파수 분할 다중 접속(Orthogonal Frequency Division Multiple Access; 이하 OFDMA)는 OFDM을 기반으로 한 다중 접속 방법을 말한다.

OFDM/OFDMA 시스템은 주파수 오프셋이나 시간 오프셋과 같은 동기화 오차에 민감하다. 더구나, PSS는 동기화 오차가 존재하는 상태에서 가장 먼저 검출해야 하는 신호이기 때문에 검출 성능이 보장되어야 한다. PSS의 검출이 이루어지지 않으면 동기가 획득되지 않아 네트워크로의 접속이 지연될 수 있다.

P-SCH에 할당되는 무선자원에 따라 PSS의 검출 성능을 보장할 수 있는 방법이 필요하다.

기술적 과제

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 동기화 오차에 강인한 동기채널 전송 방법을 제공하는 데 있다.

기술적 해결방법

일 양태에 있어서, 무선통신 시스템에서 동기 신호 전송 방법은 홀수 길이인 ZC(Zdoff-Chu) 시퀀스로부터 짝수 길이인 동기 신호를 위한 시퀀스 P(k)를 생성하는 단계, 상기 시퀀스 P(k)를 DC 부반송파를 기준으로 반으로 나누어 부반송파들에 맵핑하는 단계 및 상기 부반송파상으로 상기 동기 신호를 전송하는 단계를 포함한다.

다른 양태에 있어서, 무선통신 시스템에서 동기 신호 전송 방법은 다음과 같은 길이 N=63인 ZC(Zdoff-Chu) 시퀀스

로부터 동기 신호를 위한 시퀀스 P(k)를 생성하되, M은 원시 인덱스, k=0,1,...,30,32,...,62가 되고, 상기 시퀀스 P(k)의 길이는 짝수인 N인 단계. 상기 시퀀스 P(k)를 인덱스 n이 0인 DC 부반송파를 기준으로 반으로 나누어 다음

과 같이 부반송파 s(n)에 맵핑하되, n=k-31, k=0,1,...,30,32,...,62인 단계 및 상기 부반송파상으로 상기 동기 신호를 전송하는 단계를 포함한다.

또 다른 양태에 있어서, 무선통신 시스템에서 셀과 동기를 획득하는 방법은 PSS(Primary Synchronization Signal)를 수신하는 단계 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 수신하는 단계를 포함하되, 상기 PSS를 위한 시퀀스 P(k)는 홀수 길이 N을 갖는 ZC 시퀀스로부터 생성되고, 상기 시퀀스 P(k)는 상기 ZC 시퀀스의 중심 요소를 생략하여 짝수 길이를 가지며, 상기 시퀀스 P(k)는 DC 부반송파를 기준으로 반으로 나누어 부반송파들에 맵핑된다.

유리한 효과

동기화 오차로 인한 시간/주파수 불명료성을 극복할 수 있고, 시퀀스 검출 오류를 줄일 수 있다. 또한, PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)과 상관 특성이 좋은 시퀀스를 얻을 수 있다.

도 1은 ZC 시퀀스의 시간/주파수 불명료성의 일 예를 나타낸 그래프이다.

도 2는 동기 채널의 구조를 나타낸다.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 시퀀스 할당 방법을 나타낸 순서도이다.

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 시퀀스 할당 방법을 나타낸 순서도이다.

도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 시퀀스 할당 방법을 나타낸 순서도이다.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 시퀀스 할당 방법을 나타낸 순서도이다.

도 7은 시간/주파수 불명료성의 민감도(sensitivity)를 비교한 그래프이다.

도 8은 통상적인 방법에 따른 선택한 3개의 인덱스에 대한 시퀀스의 자동 상관 값을 나타낸 그래프이다.

도 9는 제안된 방법에 따라 선택한 3개의 인덱스에 대한 시퀀스의 자동 상관 값을 나타낸 그래프이다.

도 10은 통상적인 방법에 따라 선택한 3개의 인덱스에 대한 시퀀스의 교차 상관 값을 나타낸 그래프이다.

도 11은 제안된 방법에 따라 선택한 3개의 인덱스에 대한 시퀀스의 교차 상관 값을 나타낸 그래프이다.

도 12는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다.

도 13은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 14는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다.

도 15는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 16은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다.

도 17은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 18은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다.

도 19는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 20은 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다.

도 21은 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 22는 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다.

도 23은 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

발명의 실시를 위한 형태

무선통신 시스템은 단말(User Equipment, UE) 및 기지국(Base Station, BS)을 포함한다. 단말은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, MS(Mobile Station), UT(User Terminal), SS(Subscriber Station), 무선기기(wireless device) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 기지국은 일반적으로 단말과 통신하는 고정된 지점(fixed station)을 말하며, 노드-B(Node-B), BTS(Base Transceiver System), 액세스 포인트(Access Point) 등 다른 용어로 불릴 수 있다. 하나의 기지국에는 하나 이상의 셀이 존재할 수 있다. 이하에서 하향링크(downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다.

무선통신 시스템에 적용되는 다중 접속 기법에는 제한이 없다. CDMA(Code Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single-Carrier FDMA) 및 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access)와 같은 다양한 다중 접속 기법을 사용할 수 있다. 설명을 명확히 하기 위해, 이하에서는 OFDMA 기반의 무선통신 시스템에 대하여 설명한다.

무선통신 시스템에서 시퀀스는 신호 검출, 채널 추정, 다중화 등의 용도로 널리 사용되고 있다. 수신기에서 시퀀스를 용이하게 검출하기 위해 상관 특성이 좋은 직교 시퀀스가 사용된다. 직교 시퀀스의 일 례로 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스가 있다.

CAZAC 시퀀스 중 하나인 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스의 k번째 요소(element)는 다음 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 1

여기서, N은 원시 ZC 시퀀스의 길이, M은 N에 상대적 (relatively) 소수(prime)인 원시 인덱스이다. 만약 N이 소수이면, ZC 시퀀스의 원시 인덱스의 수는 N-1이다.

ZC 시퀀스 P(k)은 다음 세 가지 특징을 가진다.

수학식 2

수학식 3

수학식 4

수학식 2는 ZC 시퀀스는 언제나 그 크기가 1임을 의미하고, 수학식 3은 ZC 시퀀스의 자동 상관(auto correlation)은 Dirac-delta 함수로 표시됨을 의미한다. 여기서 자동 상관은 원형 상관(circular correlation)에 기반한다. 수학식 4는 교차 상관(cross correlation)이 언제나 상수임을 의미한다.

도 1은 ZC 시퀀스의 시간/주파수 불명료성(timing/frequency ambiguity)의 일 예를 나타낸 그래프이다. 시간/주파수 불명료성은 시간 영역 및 주파수 영역 중 어느 한 영역(domain)에서 오프셋(offset)이 발생하면, 다른 영역에서 역시 그 오프셋 성분만큼의 오프셋 성분이 해당 시퀀스의 인덱스만큼 발생하는 것을 의미한다.

도 1을 참조하면, 길이 N=64, 인덱스 M=1 인 ZC 시퀀스를 생성하고 전송하여 5ppm(2GHz 반송 주파수(carrier frequency)를 사용할 때, 10kHz의 주파수 오프셋에 해당)의 주파수 오프셋이 발생하였을 경우의 시간/주파수 불명료성을 보여준다. 이는 시간 영역에서 2-부분 비주기 자동 상관(2-part partial aperiodic auto-correlation)을 나타낸다. 채널의 잡음은 없다고 가정한다.

주파수 오프셋이 발생한 경우에 불명료성 첨두(ambiguity peak)가 원하는 첨두(desired peak) 보다 크게 나타나게 되어 올바른 타이밍을 획득하지 못한다. 시퀀스를 주파수 영역에서 상관을 수행할 경우, 시간 오프셋이 발생한 경우에 역시 불명료성으로 인해 올바른 위치를 검출하지 못할 수 있다.

길이 N=64일 때 가능한 원시 시퀀스(available root sequence) 개수는 32개이지만, 이러한 시간/주파수 불명료성을 고려하면 32개 모두를 사용하기 힘들다.

도 2는 동기 채널의 구조를 나타낸다.

도 2를 참조하면, 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 2개의 슬롯(slot)을 포함할 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심벌을 포함할 수 있다. 하나의 슬롯은 7 OFDM 심벌을 포함하나, CP(Cylcic Prefix) 구조에 따라 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심벌의 수는 바뀔 수 있다. 무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 및 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

P-SCH(Primary Synchronization Channel)은 0번째 슬롯과 10번째 슬롯의 마지막 OFDM 심벌에 위치한다. 2개의 P-SCH는 동일한 PSS(Primary Synchronization Signal)를 사용한다. P-SCH는 OFDM 심벌 동기 또는 슬롯 동기를 얻기 위해 사용한다. PSC는 ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 사용할 수 있으며, 각 PSC는 ZC 시퀀스의 원시 인덱스에 따라 셀 신원(cell identity)를 나타낼 수 있다. 3개의 PSC가 존재하는 경우, 기지국은 3개의 PSC 중 하나를 선택하여, 0번째 슬롯과 10번째 슬롯의 마지막 OFDM 심벌에 실어 보낸다.

S-SCH(Secondary Synchronization Channel)은 0번째 슬롯과 10번째 슬롯의 마지막 OFDM 심벌에서 바로 이전 OFDM 심벌에 위치한다. S-SCH와 P-SCH는 인접하는(contiguous) OFDM 심벌에 위치할 수 있다. S-SCH는 프레임 동기를 얻기 위해 사용한다. 하나의 S-SCH는 2개의 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 사용한다. 하나의 S-SCH는 2개의 PN 시퀀스, 즉 m-시퀀스를 포함한다. 예를 들어, 하나의 S-SCH는 64 부반송파를 포함한다고 할 때, 길이 31인 2개의 PN 시퀀스가 하나의 S-SCH에 맵핑된다.

슬롯 상에서 P-SCH와 S-SCH가 배치되는 OFDM 심벌의 수나 위치는 예시에 불과하며, 시스템에 따라 다양하게 변경할 수 있다.

도 3을 참조하면, 시퀀스가 맵핑되는 맵핑 구간의 길이 L을 결정한다(S110). 맵핑 구간은 사용자 데이터를 전송하는 데이터 채널 또는 제어신호를 전송하는 제어 채널일 수 있다. 다른 형태로 맵핑 구간은 데이터를 싣는 무선자원일 수 있다. 맵핑 구간은 복수의 부반송파를 포함하는 일정한 구간일 수 있다.

시퀀스의 길이 N을 결정한다(S120). 시퀀스 길이 N은 맵핑 구간의 길이 L보다 작을 수 있고, 또는 맵핑 구간의 길이 L보다 클 수 있다. 일 실시예에 있어서, 맵핑 구간의 길이 L가 짝수일 때 시퀀스 길이 N은 맵핑 구간의 길이 L보다 큰 바로 다음의 홀수를 선택할 수 있다. 또는 시퀀스 길이 N은 맵핑 구간의 길이 L보다 작은 바로 이전의 홀수를 선택할 수 있다. ZC 시퀀스의 상관 및 시퀀스 자체 특성은 짝수 길이로부터 생성된 것보다 홀수 길이로부터 생성된 것이 더 낫기 때문이다. 다른 실시예에 있어서, 시퀀스 길이 N은 맵핑 구간의 길이 L보다 큰 바로 다음의 짝수를 선택할 수 있다. 또는 시퀀스 길이 N은 맵핑 구간의 길이 L보다 작은 바로 이전의 짝수를 선택할 수 있다. 맵핑 구간의 길이 L이 홀수인 경우 시퀀스 길이 N을 짝수로 선택할 수 있다. 또 다른 실시예에 있어서, 시퀀스 길이 N은 맵핑 구간의 길이 L보다 1 만큼 크게 할 수 있다. 또는 시퀀스 길이 N은 맵핑 구간의 길이 L보다 1 만큼 작게 할 수 있다. 시퀀스 길이 N을 맵핑 구간의 길이 L보다 1 만큼 차이가 나도록 하고, 이 시퀀스를 맵핑 구간에 할당함으로써 시퀀스 특성(상관 특성)을 좋게 할 수 있다.

맵핑 구간의 길이 L에 맞게 시퀀스를 조정한다(S130). 시퀀스 길이 N이 맵핑 구간의 길이 L보다 작은 경우, 시퀀스 길이 L을 초과하는 구간에 널(null)(예를 들어, 영(zero))을 삽입하거나, 임의의 값을 삽입하거나, 순환 전치(cyclic prefix) 또는 순환 후치(cyclic suffix)를 삽입할 수 있다. 시퀀스 길이 N가 구간 길이 L보다 큰 경우, 시퀀스에 포함되는 요소 중 임의의 요소를 제거할 수 있다. 예를 들어, 시퀀스의 마지막 부분부터 제거할 수 있다.

시퀀스를 맵핑 구간에 맵핑한다(S140). 만약 구간에 DC 성분이 존재하는 경우 DC 성분은 천공(pucturing)할 수 있다. 즉, 맵핑 구간에 시퀀스를 연속적으로 맵핑하고 DC 성분에 해당하는 요소는 널(null)로 치환한다. 다른 예로, DC 성분을 제외한 구간에 시퀀스를 맵핑할 수도 있다. DC 성분은 기저대역(Baseband)에서 중심 주파수 또는 주파수 오프셋이 영인 지점을 말한다.

여기서는, 맵핑 구간의 길이에 맞게 시퀀스의 길이를 조정한 후 시퀀스를 맵핑 구간에 맵핑하는 것을 예시하고 있으나, 맵핑 구간에 시퀀스를 맵핑한 후 맵핑 구간의 길이에 맞게 시퀀스의 길이를 조정할 수도 있다.

OFDM/OFDMA 시스템에 있어서, 시퀀스는 주파수 영역에서 부반송파에 맵핑된다. 만약 전송 방식이 싱글 반송파 예를 들어 SC-FDMA 시스템의 경우 시퀀스는 시간 영역 샘플에 맵핑된다. 파일롯으로 사용되는 시퀀스나 ZC 시퀀스 기반의 제어채널들은 주파수 영역에서 직접 매핑될 수 있다.

도 4를 참조하면, 동기 채널(synchronization channel)의 길이를 DC 부반송파를 포함하여 L=64라 한다(S210). 동기 채널은 P-SCH일 수 있다.

맵핑할 시퀀스의 길이 N을 L보다 큰 바로 다음 홀수로 결정한다(S220). L=64이므로, N=65로 한다.

구간 길이 L에 맞게 시퀀스를 조정하기 위해, 시퀀스에 포함되는 요소 중 임의의 요소를 제거한다(S230). 여기서는 시퀀스의 마지막 한 요소를 제거한다.

시퀀스를 동기 채널에 맵핑한다(S240). 시퀀스를 DC 부반송파를 포함하여 맵핑한다. 맵핑 순서는 제한이 없으나, CAZAC 특성을 유지하기 위해 연속적인(continuous) 맵핑이 바람직하다. 또한, 생성된 시퀀스를 순환 쉬프트(cyclic shift)하여 맵핑할 수 있다.

DC 부반송파와 맵핑되는 시퀀스는 천공한다(S250).

동기 채널보다 길이가 긴 시퀀스를 결정하고, DC 부반송파는 천공함으로써 주파수 영역에서 삽입된 ZC 시퀀스의 시간 영역에서 CAZAC 특성을 최대한 유지시켜 준다. ZC 시퀀스는 시간/주파수에서 쌍대성(duality) 관계이다. 또한, 대칭 쌍(symmetry pair)의 원시 인덱스(예를 들어, M=1과 M=63)를 선택함으로써 효율적인 상관을 구현할 수가 있다. 대칭 쌍은 합이 시퀀스의 길이가 되는 한쌍의 원시 인덱스를 갖는 시퀀스를 말한다.

생성된 시퀀스는 단말과 기지국간의 동기화 또는 셀 검색(cell search)을 위해 사용되는 동기 채널에 효율적이다. 또한, 시퀀스의 길이를 소수가 아닌 홀수로 선택하여 시퀀스의 인덱스의 총 수는 줄어들 수 있지만, 시퀀스의 길이를 정하는데 있어 좀더 유연성을 가질 수 있다.

도 5를 참조하면, 동기 채널(synchronization channel)의 길이를 DC 부반송파를 포함하여 L=64라 한다(S310). 동기 채널은 P-SCH일 수 있다.

맵핑할 시퀀스의 길이 N을 L보다 작은 바로 이전 홀수로 결정한다(S320). L=64이므로, N=63로 한다.

구간 길이 L에 맞게 시퀀스를 조정하기 위해, 시퀀스에 임의의 요소를 추가한다(S330). 추가 요소는 널 값, 임의의 값, 순환 전치 또는 순환 후치가 될 수 있다. 시퀀스를 순환 쉬프트한 후 추가 요소를 삽입할 수 있다.

시퀀스를 동기 채널에 맵핑한다(S340). 시퀀스를 DC 부반송파를 포함하여 맵핑한다. 맵핑 순서는 제한이 없으나, CAZAC 특성을 유지하기 위해 연속적인(continuous) 맵핑이 바람직하다. 또한, 생성된 시퀀스를 순환 쉬프트(cyclic shift)하여 맵핑할 수 있다.

DC 부반송파와 맵핑되는 구간은 천공한다(S350).

여기서는, 동기 채널의 길이에 맞게 시퀀스의 길이를 조정한 후 시퀀스를 동기 채널에 맵핑하는 것을 예시하고 있으나, 동기 채널에 시퀀스를 맵핑한 후 동기 채널의 길이에 맞게 시퀀스의 길이를 조정할 수도 있다.

도 5를 참조하면, 동기 채널(synchronization channel)의 길이를 DC 부반송파를 포함하여 L=64라 한다(S410). 동기 채널은 P-SCH일 수 있다.

맵핑할 시퀀스의 길이 N을 L보다 작은 바로 이전 홀수로 결정한다(S420). L=64이므로, N=63로 한다.

시퀀스를 DC 부반송파를 제외한 동기 채널에 맵핑한다(S430). DC 부반송파에는 널 값을 준다. 이 경우 DC 부반송파에서의 불연속성으로 인해 CAZAC 특성이 깨질 수 있다.

이제, 제안된 방법과 통상적인 방법을 비교한 시뮬레이션 결과에 대해 기술한다. 동기 채널의 길이 L=64로 한다. 통상적인 방법에 의하면, 길이 N=64인 ZC 시퀀스를 그대로 동기 채널에 맵핑한다. 제안된 방법에 의하면, 길이 N=65인 ZC 시퀀스를 동기 채널에 맵핑하고, DC 부반송파를 천공한다.

도 7은 시간/주파수 불명료성의 민감도(sensitivity)를 비교한 그래프이다. 주파수 오프셋이 5ppm이고, 2-부분 비주기 자동 상관(2-part partial aperiodic auto-correlation)을 취한 경우 모든 원시 시퀀스 인덱스에 대한 시간/주파수 불명료민감도를 나타낸다. 시간/주파수 불명료성의 민감도는 불명료성 첨두와 원하는 첨두 사이의 비로, 민감도가 작을수록 특성이 좋다.

도 7을 참조하면, 제안된 방법에 의한 시퀀스가 통상적인 방법에 의한 시퀀스보다 민감도가 낮다. 통상적인 방법에 의하면 가장 낮은 민감도가 약 6.5인 반해, 제안된 방법에 의하면 약 0.3이다.

PSS을 위해 3개의 시퀀스를 사용한다고 하자. 도 7에 의할 때, 통상적인 방법에 따르면 M=31, 33, 29 일 때 가장 민감도가 작으므로 이를 선택한다. 제안된 방법에 따르면 M=34, 31, 38 일 때 가장 민감도가 작으므로 이를 선택한다.

도 8은 통상적인 방법에 따라 선택한 3개의 인덱스에 대한 시퀀스의 자동 상관 값을 나타낸 그래프이다. 도 9은 제안된 방법에 따라 선택한 3개의 인덱스에 대 한 시퀀스의 자동 상관 값을 나타낸 그래프이다.

도 8 및 9를 참조하면, 제안된 방법에 따라 선택된 시퀀스에서 나타나는 2번째이후의 첨두(peak)가 통상적인 방법에 따라 선택된 시퀀스에서 나타내는 2번째 이후의 첨두보다 상대적으로 작고, 1번째 첨두와의 차이가 크다.

제안된 방법에 의하면 주파수 오프셋 또는 시간 오프셋이 존재하는 상황에서도 올바른 타이밍을 찾을 확률이 더 높아진다. 따라서, 동기화를 위한 동기 채널에 사용되는 시퀀스로 더 나은 특성을 보일 수 있다.

도 10은 통상적인 방법에 따라 선택한 3개의 인덱스에 대한 시퀀스의 교차 상관 값을 나타낸 그래프이다. 도 11은 제안된 방법에 따라 선택한 3개의 인덱스에 대한 시퀀스의 교차 상관 값을 나타낸 그래프이다. 교차 상관 값은 서로 다른 인덱스를 갖는 시퀀스가 얼마나 서로 간섭하는지를 나타내므로, 평균과 분산이 낮을 수록 더 나은 성능을 갖는다.

도 10 및 11을 참조하면, 통상적인 방법에 따른 교차 상관 값의 평균은 약 0.522, 분산은 0.200이고, 제안된 방법에 따른 교차 상관 값의 평균은 약 0.503, 분산은 0.195이다.

제안된 방법은 동기 채널뿐 아니라, 다른 여러 형태의 무선자원에 대해서도 적용할 수 있다.

일 실시예에 있어서, 자원블록(resource block)을 고려한다. 자원블록은 다수의 부반송파를 포함하며, 예를 들어, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하고, 맵핑 구간에 10 자원블록이 할당된다고 하자. 이 경우 맵핑 구간의 길이는 L=120이다.

먼저, 시퀀스의 길이 N으로 요구되는 맵핑 구간의 길이 L=120 보다 큰 바로 다음의 홀수 N=121를 선택한다고 하자. 길이 121의 시퀀스 중 임의의 한 요소를 제거하고, 120 부반송파에 맵핑한다. 이 때, 맵핑시 삽입하는 순서는 상관없으나, CAZAC 특성을 유지하기 위해 연속적인 맵핑이 바람직하다. 생성된 시퀀스를 순환 쉬프트하여 맵핑할 수도 있다.

이어서, 시퀀스의 길이 N으로 요구되는 맵핑 구간의 길이 L=120보다 작은 바로 이전의 홀수 N=119을 선택한다고 하자. 길이 119의 시퀀스를 생성하여, 원래 사용하기로 한 120 부반송파 중 남는 하나의 부반송파에는 널 값을 삽입할 수 있으며, 임의의 값을 삽입하거나, 순환 전치 또는 순환 후치를 붙일 수 있다. 순환 쉬프트한 후 순환 전치 또는 순환 후치를 붙이는 것도 포함한다. 또는 시퀀스 중간에 널 값을 삽입하여 불연속인 맵핑도 가능하다.

다른 실시예에 있어서, 하나의 자원블록은 12 부반송파를 포함하고, 맵핑 구간에 2 자원블록이 할당된다고 하자. 이 경우 맵핑 구간의 길이는 L=24이다.

먼저, 시퀀스의 길이 N으로 요구되는 맵핑 구간의 길이 L=24 보다 큰 바로 다음의 홀수 N=25를 선택한다고 하자. 길이 25의 시퀀스 중 임의의 한 요소를 제거하고, 24 부반송파에 맵핑한다. 이 때, 맵핑시 삽입하는 순서는 상관없으나, CAZAC 특성을 유지하기 위해 연속적인 맵핑이 바람직하다. 생성된 시퀀스를 순환 쉬프트하여 맵핑할 수도 있다.

이어서, 시퀀스의 길이 N으로 요구되는 맵핑 구간의 길이 L=24보다 작은 바 로 이전의 홀수 N=23을 선택한다고 하자. 길이 23의 시퀀스를 생성하여, 원래 사용하기로 한 24 부반송파 중 남는 하나의 부반송파에는 널 값을 삽입할 수 있으며, 임의의 값을 삽입하거나, 순환 전치 또는 순환 후치를 붙일 수 있다. 순환 쉬프트한 후 순환 전치 또는 순환 후치를 붙이는 것도 포함한다. 또는 시퀀스 중간에 널 값을 삽입하여 불연속인 맵핑도 가능하다.

또 다른 실시예에 있어서, 임의의 길이를 갖는 맵핑 구간을 고려할 수 있다. 예를 들어, 포함하고, 맵핑 구간은 780 부반송파를 포함한다고 하자(L=780). 먼저, 시퀀스의 길이 N으로 요구되는 맵핑 구간의 길이 L=780 보다 큰 바로 다음의 홀수 N=781을 선택한다고 하자. 길이 781의 시퀀스 중 임의의 한 요소를 제거하고, 780 부반송파에 맵핑한다. 이 때, 맵핑시 삽입하는 순서는 상관없으나, CAZAC 특성을 유지하기 위해 연속적인 맵핑이 바람직하다. 생성된 시퀀스를 순환 쉬프트하여 맵핑할 수도 있다.

이어서, 시퀀스의 길이 N으로 요구되는 맵핑 구간의 길이 L=780보다 작은 바로 이전의 홀수 N=779을 선택한다고 하자. 길이 779의 시퀀스를 생성하여, 원래 사용하기로 한 780 부반송파 중 남는 하나의 부반송파에는 널 값을 삽입할 수 있으며, 임의의 값을 삽입하거나, 순환 전치 또는 순환 후치를 붙일 수 있다. 순환 쉬프트한 후 순환 전치 또는 순환 후치를 붙이는 것도 포함한다. 또는 시퀀스 중간에 널 값을 삽입하여 불연속인 맵핑도 가능하다.

시퀀스 맵핑

이제 본 발명에 따른 시퀀스 맵핑 방법에 대해 예를 들어 설명한다. 설명을 명확히 하기 위해 맵핑 구간의 길이 L=64라 한다. DC 부반송파를 포함하여 64 부반송파에 ZC 시퀀스를 맵핑한다.

도 12는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다. FFT 윈도우 크기(size) Nf=64인 경우이다.

도 12를 참조하면, DC 부반송파부터 ZC 시퀀스의 0번째 요소(element) P(0)를 맵핑하고 그 오른쪽으로 차례로 ZC 시퀀스의 각 요소를 부반송파에 맵핑한다. DC 부반송파에 인접하는 왼쪽 부반송파에 62번째 요소 P(62)를 맵핑한다. 맵핑 구간 중에 시퀀스가 맵핑되지 않는 부반송파(여기서는 32번 부반송파)에는 널 값을 삽입한다. DC 부반송파에 맵핑되는 0번째 요소 P(0)는 점선으로 나타낸 바와 같이 천공한다.

여기서, 왼쪽, 오른쪽은 편의상 왼쪽을 DC 부반송파의 일측이라고 할 때, DC 부반송파의 반대측을 오른쪽으로 하는 것이며, 반드시 도시된 위치에 한정하는 것은 아니다.

도 13은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 13을 참조하면, 도 12의 실시예와 비교하여 FFT 윈도우 크기가 Nf=128인 경우이다. DC 부반송파를 중심으로 FFT 윈도우 크기가 64인 경우와 동일하게 시퀀스를 각 부반송파에 맵핑하고 나머지 부반송파에는 널 값을 삽입한다.

도 14는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다.

도 14를 참조하면, 맵핑 구간의 길이 L=64이고, 시퀀스의 길이 N=63이다. 시퀀스의 길이 N=63을 갖는 주파수 영역 ZC 시퀀스로부터 다음과 같은 시퀀스 P(k)를 생성한다.

수학식 5

여기서, M은 원시 인덱스, k=0,1,...,30,32,...,62이다. 중심 요소인 k=31을 제외한 이유는 다음과 같이 맵핑 구간 s(n)에 DC 부반송파를 제외하고, 시퀀스를 반으로 나누어 맵핑하기 위함이다.

수학식 6

여기서, n=k-31이다.

즉, DC 부반송파를 중심으로 좌우의 각 31 부반송파에 시퀀스의 절반을 맵핑한다. 가장 왼쪽의 부반송파 a(-31)에 P(0)이 맵핑되고, DC 부반송파를 제외하고 시퀀스를 순차적으로 맵핑한다.

홀수 길이를 갖는 ZC 시퀀스로부터 중심 요소를 생략하여(omit) 짝수 길이를 갖는 시퀀스를 생성하여, 이를 DC 부반송파를 기준으로 반으로 나누어 맵핑한다. 이는 후술하는 바와 같이 주파수 영역에서 ZC 시퀀스를 맵핑하더라도 시간 영역에서 ZC 시퀀스의 특성을 유지시킬 수 있는 방법으로써, 시간 영역에서 원시-대칭 특성(root-symmetry property)과 중심-대칭 특성(central-symmetry property)을 만족한다.

도 15는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 15를 참조하면, 도 14의 실시예와 비교하여 FFT 윈도우 크기가 Nf=128인 경우이다. DC 부반송파를 중심으로 FFT 윈도우 크기가 64인 경우와 동일하게 시퀀스를 각 부반송파에 맵핑하고 나머지 부반송파에는 널 값을 삽입한다.

도 16은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다. FFT 윈도우 크기(size) Nf=64인 경우이다.

도 16을 참조하면, DC 부반송파부터 ZC 시퀀스의 0번째 요소(element) P(0)를 맵핑하고 그 오른쪽으로 차례로 ZC 시퀀스의 각 요소를 부반송파에 맵핑한다. DC 부반송파에 인접하는 왼쪽 부반송파에 62번째 요소 P(62)를 맵핑한다. 도 11의 실시예와 달리, 맵핑 구간 중에 시퀀스가 맵핑되지 못하는 부반송파(여기서는 32번 부반송파)에는 널 값을 삽입하지 않고, 31번째 요소 P(31)을 복사하여 삽입한다. 즉, 맵핑 구간에 모자라는 구간에는 순환 확장을 통해 시퀀스를 확장시킬 수 있다. DC 부반송파에 맵핑되는 0번째 요소 P(0)는 점선으로 나타낸 바와 같이 천공한다.

도 17은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 17을 참조하면, 도 16의 실시예와 비교하여 FFT 윈도우 크기가 Nf=128인 경우이다. DC 부반송파를 중심으로 FFT 윈도우 크기가 64인 경우와 동일하게 시퀀스를 각 부반송파에 맵핑하고 나머지 부반송파에는 널 값을 삽입한다.

도 18은 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다. FFT 윈도우 크기(size) Nf=64인 경우이다.

도 18을 참조하면, DC 부반송파에 ZC 시퀀스의 중심 요소, 여기서는 31번째 요소 P(31)가 맵핑되도록 가장 왼쪽에 위치하는 부반송파부터 ZC 시퀀스를 순차적 으로 맵핑한다. DC 부반송파에 맵핑되는 시퀀스 P(31)는 천공한다.

맵핑 구간 중에 시퀀스가 맵핑되지 못하는 부반송파(여기서는 32번 부반송파)에는 마지막 요소 P(62)을 복사하여 삽입한다. 즉, 맵핑 구간에 모자라는 구간에는 순환 확장을 통해 시퀀스를 확장시킬 수 있다.

이는 후술하는 바와 같이 주파수 영역에서 ZC 시퀀스를 맵핑하더라도 시간 영역에서 ZC 시퀀스의 특성을 유지시킬 수 있는 방법으로, 시간 영역에서 원시-대칭 특성(root-symmetry property)과 중심-대칭 특성(central-symmetry property)을 만족한다.

도 19는 길이 N=63 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 19를 참조하면, 도 18의 실시예와 비교하여 FFT 윈도우 크기가 Nf=128인 경우이다. DC 부반송파를 중심으로 FFT 윈도우 크기가 64인 경우와 동일하게 시퀀스를 각 부반송파에 맵핑하고 나머지 부반송파에는 널 값을 삽입한다.

도 20은 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다. FFT 윈도우 크기(size) Nf=64인 경우이다.

도 20을 참조하면, DC 부반송파부터 ZC 시퀀스의 0번째 요소(element) P(0)를 맵핑하고 그 오른쪽으로 차례로 ZC 시퀀스의 각 요소를 부반송파에 맵핑한다. DC 부반송파에 인접하는 왼쪽 부반송파에 63번째 요소 P(63)를 맵핑한다. ZC 시퀀스의 64번째 요소 P(64)는 남는 요소로 잘라낸다(truncate). DC 부반송파에 맵핑되는 0번째 요소 P(0)는 점선으로 나타낸 바와 같이 천공한다.

도 21은 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 21을 참조하면, 도 20의 실시예와 비교하여 FFT 윈도우 크기가 Nf=128인 경우이다. DC 부반송파를 중심으로 FFT 윈도우 크기가 64인 경우와 동일하게 시퀀스를 각 부반송파에 맵핑하고 나머지 부반송파에는 널 값을 삽입한다.

도 22는 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 일 예를 나타낸다. FFT 윈도우 크기(size) Nf=64인 경우이다.

도 22를 참조하면, DC 부반송파에 ZC 시퀀스의 중심 요소, 여기서는 32번째 요소 P(32)가 맵핑되도록 가장 왼쪽에 위치하는 부반송파부터 ZC 시퀀스를 순차적으로 맵핑한다. ZC 시퀀스의 64번째 요소 P(64)는 남는 요소로 잘라낸다. DC 부반송파에 맵핑되는 시퀀스 P(31)는 천공한다.

이는 후술하는 바와 같이 주파수 영역에서 ZC 시퀀스를 맵핑하더라도 시간 영역에서 ZC 시퀀스의 특성을 유지시킬 수 있는 방법으로, 시간 영역에서 원시-대칭 특성과 중심-대칭 특성을 만족한다.

도 23은 길이 N=65 인 시퀀스를 맵핑하는 다른 예를 나타낸다.

도 23을 참조하면, 도 22의 실시예와 비교하여 FFT 윈도우 크기가 Nf=128인 경우이다. DC 부반송파를 중심으로 FFT 윈도우 크기가 64인 경우와 동일하게 시퀀스를 각 부반송파에 맵핑하고 나머지 부반송파에는 널 값을 삽입한다.

ZC 시퀀스의 특성을 유지하는지 여부에 관한 증명

전술한 도 14, 18 또는 22에 나타난 바와 같이 ZC 시퀀스의 중심 요소가 DC 부반송파에 해당되도록 시퀀스를 부반송파에 맵핑할 때 시간 영역에서 원시-대칭 특성과 중심-대칭 특성을 만족한다.

원시-대칭 특성이란 2개 이상의 원시 시퀀스(root sequence)가 특정한 관계를 보여, 어떤 원시 시퀀스 인덱스와 특정한 관계를 보이는 것을 의미한다. 원시-대칭 특성을 만족하기 위한 요구 조건은 다음과 같다.

수학식 7

여기서, n=1,2,...,m1와 m2는 원시 시퀀스의 인덱스, N은 시퀀스의 길이이다.

예를 들어, N이 홀수라면, 켤레 대칭(conjugate symmetry) 특성을 보이는 것을 의미한다. N이 홀수일 때, 인덱스 m1인 원시 시퀀스 p^m1과 인덱스 m2=N-m1 인 다른 원시 시퀀스 p^m2를 고려할 때, 시간/주파수 영역 모두에서 다음의 관계가 성립하는 것을 말한다.

수학식 8

여기서, ( )^*는 켤레를 의미한다. 예를 들어, m1=29 와 m2=34=N-m1=63-29 는 서로 원시-대칭 관계이다.

만약, N이 짝수 일 때에는, 하나의 원시 시퀀스 인덱스와 나머지 원시 시퀀스 인덱스와 특별한 켤레 관계에 있다. 예를 들어, N=36일 때에 인덱스로 1, 17, 19, 35 를 선택하면, 다음과 같은 원시-대칭 관계가 있다.

수학식 9

중심-대칭 특성이란, 시간 영역에서 신호가 다음과 같은 특성을 갖는 것을 의미한다.

수학식 10

여기서, p^m(n)는 인덱스 m인 ZC 시퀀스의 n번째 요소이고, Nf는 FFT 윈도우 크기이다. 수학식 10의 중심-대칭을 만족하면, 원시-특성도 만족할 수 있다.

(1) 원시-대칭 특성을 만족하기 위한 요구조건

생성되는 ZC 시퀀스의 길이가 홀수이고, ZC 시퀀스의 길이 N과 FFT 윈도우 크기 Nf는 N＜=Nf라고 가정한다. 먼저, 주파수 영역에서 ZC 시퀀스를 삽입하고, 이를 시간 영역으로 변환된 신호의 관계를 살펴본다.

인덱스 m인 주파수 영역 ZC 시퀀스 P^m(k)를 Nf의 FFT 윈도우 크기를 통해 시간 영역으로 변환하면 다음과 같다.

수학식 11

여기서, n=0,1,2,..., Nf-1, W=exp(-2jπ/Nf)이다. 인덱스 M=N-m인 주파수 영역 ZC 시퀀스를 Nf의 FFT 윈도우 크기를 통해 시간 영역으로 변환한 후 켤레(conjugate)를 취하면 다음과 같다.

수학식 12

한편, 다음 식을 만족한다.

수학식 13

따라서, 시간 영역에서의 원시-대칭 특성을 만족시키기 위한 필요충분조건은, 수학식 12와 13으로부터 다음과 같이 유도된다.

수학식 14

이는 중심-대칭 특성을 의미한다.

(2) 원시-대칭 특성과 중심-대칭 특성을 만족하기 위한 천공 위치

먼저, 주파수 영역에서 어느 구간에서 천공을 수행한다면 원시-대칭 특성을 유지할 수 있는지 알아본다. 다만, 천공되기 전 신호는 중심-대칭을 만족하여 원시-대칭을 유지하고 있는 것으로 가정한다. 또한, N ＜= Nf 라 한다.

상기 조건을 만족시키는 k'은 다음과 같다.

수학식 15

음의 항은 버려지는(discard) 단일 반송파 성분의 시간 영역 표현이다. 상기 식을 정리하면 다음과 같다.

수학식 16

따라서, 이를 만족하는 k'의 값은 다음과 같다.

수학식 17

FFT의 주기적 특성을 고려하면, 해당 구간내에서 만족하는 k'의 값은 k'=0, ±Nf/2이 된다. 천공 전의 시퀀스가 원시-대칭을 만족한다면, 천공 위치는 FFT 윈 도우 크기 Nf에 의해 좌우됨을 알 수 있다.

(3) 도 14 또는 15의 실시예에 대한 원시-대칭과 중심-대칭 증명

도 14 또는 15의 실시예에 있어서, 주파수 영역에서 사용되는 시퀀스는 ZC 시퀀스이므로 다음 관계가 성립한다.

수학식 18

도면에 할당된 맵핑 관계를 고려하여, 할당된 시퀀스를 D^m(k)라 하면 다음과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 19

또는

따라서, 다음 관계가 성립한다.

수학식 20

시간 영역 신호 d^m(n)는 다음과 같다.

수학식 21

여기서, n=0,1,2,...,Nf-1, W=exp(-2jπ/Nf)이다.

또한, 수학식 10의 중심 대칭을 나타내는 시간 영역 신호 d^m(Nf-n)는 다음과 같다.

수학식 22

상기 식에 의해 중심-대칭이 만족함을 알 수 있다.

또한, 다음 식에 의해 원시-대칭이 만족함을 알 수 있다.

수학식 23

(4) 도 18 또는 19의 실시예에 대한 원시-대칭과 중심-대칭 증명

도 18 또는 19의 실시예에 있어서, 주파수 영역에서 사용되는 시퀀스는 ZC 시퀀스이므로 수학식 18의 관계가 성립한다.

수학식 24

또는

따라서, 다음 관계가 성립한다.

수학식 25

시간 영역 신호 d^m(n)는 다음과 같다.

수학식 26

여기서, n=0,1,2,...,Nf-1, W=exp(-2jπ/Nf)이다.

수학식 27

상기 식에 의해 중심-대칭이 만족함을 알 수 있다.

다음 식에 의해 원시-대칭이 만족함을 알 수 있다.

수학식 28

(5) 도 22 또는 23의 실시예에 대한 원시-대칭과 중심-대칭 증명

도 22 또는 23의 실시예에 있어서, 주파수 영역에서 사용되는 시퀀스는 ZC 시퀀스이므로 수학식 18의 관계가 성립한다.

수학식 29

또는

마지막 요소 P^m(64)는 버려진다. 따라서, 다음 관계가 성립한다.

수학식 30

시간 영역 신호 d^m(n)는 다음과 같다.

수학식 31

여기서, n=0,1,2,...,Nf-1, W=exp(-2jπ/Nf)이다.

수학식 32

상기 식에 의해 중심-대칭이 만족함을 알 수 있다.

다음 식에 의해 원시-대칭이 만족함을 알 수 있다.

수학식 33

즉, 추가적인 요소 D^m(-32)와 D^N-m(-32)가 서로 켤레 관계, 즉 D^m(-32)= (D^N-m(-32))^*이기만 하면, 상기 조건들을 만족한다는 것을 알 수 있다.

상술한 모든 기능은 상기 기능을 수행하도록 코딩된 소프트웨어나 프로그램 코드 등에 따른 마이크로프로세서, 제어기, 마이크로제어기, ASIC(Application Specific Integrated Circuit) 등과 같은 프로세서에 의해 수행될 수 있다. 상기 코드의 설계, 개발 및 구현은 본 발명의 설명에 기초하여 당업자에게 자명하다고 할 것이다.

이상 본 발명에 대하여 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 통상의 지식을 가진 자는 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시켜 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 따라서 상술한 실시예에 한정되지 않고, 본 발명은 이하의 특허청구범위의 범위 내의 모든 실시예들을 포함한다고 할 것이다.

Claims

무선통신 시스템에서 동기 신호 전송 방법에 있어서,

동기 신호 시퀀스 P(k)의 각 요소를 부반송파의 시퀀스 s(n)의 대응하는 부반송파로
과 같이 맵핑하고, 여기서, n=k-31, k=0,1,...,30,32,...,62 임, 및

상기 맵핑된 동기 신호 시퀀스 P(k)를 전송하되,

상기 시퀀스 P(k)는 다음과 같은 길이 N=63인 ZC(Zdoff-Chu) 시퀀스

로부터 정의되고, M은 상기 길이 N에 상대적으로 소수인 원시 인덱스, k=0,1,...,30,32,...,62이고, 상기 시퀀스 P(k)의 길이는 N-1인 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 동기 신호는 단말이 OFDM 심벌 동기를 획득하기 위한 PSS(Primary Synchronization Signal)인 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 시퀀스 P(k)는 상기 부반송파의 시퀀스 s(n)의 DC 부반송파 s(0)에는 맵핑되지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 동기 신호는 무선 프레임의 0번째 슬롯과 10번째 슬롯의 마지막 OFDM 심벌로 전송되고, 상기 무선 프레임은 20개의 슬롯으로 구성되고, 슬롯은 복수의 OFDM 심벌로 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 원시 인덱스 M은 셀 구분(cell identity)을 나타내는 것을 특징으로 하는 방법.
무선통신 시스템에서 셀과 동기를 획득하는 방법에 있어서,

PSS(Primary Synchronization Signal)를 수신하는 단계; 및

SSS(Secondary Synchronization Signal)를 수신하는 단계를 포함하되,

상기 PSS를 위한 시퀀스 P(k)는 다음과 같은 길이 N=63인 ZC 시퀀스

로 정의되고, M은 상기 길이 N에 상대적으로 소수인 원시 인덱스, k=0,1,...,30,32,...,62이고,

상기 시퀀스 P(k)의 각 요소는 다음과 같이 부반송파의 시퀀스 s(n)의 대응하는 부반송파로 맵핑되며,

여기서, n=k-31, k=0,1,...,30,32,...,62인 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
제 6 항에 있어서,

상기 시퀀스 P(k)는 상기 부반송파의 시퀀스 s(n)의 DC 부반송파 s(0)에는 맵핑되지 않는 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
제 6 항에 있어서,

상기 PSS와 상기 SSS는 연속하는 OFDM 심벌을 통해 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 PSS는 OFDM 심벌 동기를 획득하는 데 사용되고, 상기 SSS는 프레임 동기를 획득하는 데 사용되는 것을 특징으로 하는 방법.
무선통신 시스템에서 동기 신호를 전송하는 단말에 있어서, 상기 단말은 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는

동기 신호 시퀀스 P(k)의 각 요소를 부반송파의 시퀀스 s(n)의 대응하는 부반송파로
과 같이 맵핑하고, 여기서, n=k-31, k=0,1,...,30,32,...,62 임, 및

상기 맵핑된 동기 신호 시퀀스 P(k)를 전송하되,

상기 시퀀스 P(k)는 다음과 같은 길이 N=63인 ZC(Zdoff-Chu) 시퀀스

로부터 정의되고, M은 상기 길이 N에 상대적으로 소수인 원시 인덱스, k=0,1,...,30,32,...,62이고, 상기 시퀀스 P(k)의 길이는 N-1인 것을 특징으로 하는 단말.