WO2007040218A1 - 送信機、ｏｆｄｍ通信システム及び送信方法 - Google Patents

送信機、ｏｆｄｍ通信システム及び送信方法 Download PDF

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WO2007040218A1
WO2007040218A1 PCT/JP2006/319764 JP2006319764W WO2007040218A1 WO 2007040218 A1 WO2007040218 A1 WO 2007040218A1 JP 2006319764 W JP2006319764 W JP 2006319764W WO 2007040218 A1 WO2007040218 A1 WO 2007040218A1
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code
subcarrier
subcarriers
propagation path
transmitter
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PCT/JP2006/319764
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French (fr)
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Yasuhiro Hamaguchi
Kimihiko Imamura
Shimpei To
Hideo Namba
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Sharp Kabushiki Kaisha
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Publication date
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    • H04L27/2602—Signal structure

Definitions

  • the present invention relates to a transmitter, an OFDM communication system, and a transmission method for performing communication by multiplying a propagation path estimation subcarrier by a code in a cellular system using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • Non-Patent Document 1 When this transmission diversity method is used, the frequency selectivity of the channel can always be enhanced, so that an excellent average BER (Bit Error Rate) characteristic can be obtained.
  • a base station which is a transmitter having a plurality of sectors, is located from a transmission antenna belonging to each sector, particularly near the sector edge.
  • the software uses the same frequency and the same time, and receives the combined wave at the receiver side.
  • -It has been proposed to obtain excellent average BER characteristics by adopting the CDT diversity in a technique called combining) (Non-patent Document 2).
  • FIG. 24 is a conceptual diagram showing a state in which signals are transmitted from transmission antennas 1 and 2 included in transmitters belonging to two different sectors to reception antenna 3 included in the receiver. As shown in the figure, signals are transmitted from transmitting antenna 1 and transmitting antenna 2, and the combined wave is received by receiving antenna 3 of the receiver.
  • FIG. 25A shows a delay profile hi, which is a time domain representation of a propagation path between transmitting antenna 1 (FIG. 24) and receiving antenna 3 (FIG. 24) of the receiver
  • FIG. antenna 2 shows the delay profile h2, which is the time domain representation of the propagation path between 2 (Fig. 24) and the receiving antenna 3 of the receiver (Fig. 24).
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents power.
  • time domain tl corresponds to the delay profile hi (FIG. 25A)
  • time domain t2 corresponds to the delay profile h2 (FIG. 25B).
  • FIG. 27A shows a signal transmitted from transmit antenna 1 (FIG. 24), region 4 shows a subcarrier for channel estimation, and region 5 shows a shared data channel.
  • Fig. 27B shows the signal transmitted from transmit antenna 2 (Fig. 24).
  • Region 6 shows a subcarrier for channel estimation, and region 7 shows a shared data channel.
  • Fig. 28 the horizontal axis is frequency, and the top series 8 shows subcarriers lined up in multicarrier communication.
  • the three sequences 9 to 11 arranged below indicate orthogonal codes to be multiplied to each subcarrier in the transmission antennas 1 &, lb, and lc (not shown) belonging to the respective sectors # 1 to # 3.
  • the signal from the transmission antenna 1a that adds all carrier values within the frequency range fl is included in the addition result, but the signal components from the transmission antennas lb and lc are 0, and the same frequency and time are used. Even if the signal is transmitted, the signal of each sector can be separated. Such a situation is referred to as “orthogonality is maintained”.
  • the CDT diversity to the transmitting antenna la ⁇ : Lc between sectors # 1 to # 3, as described above, in order to demodulate the areas 5 and 7 (Fig. 27) Since the propagation path information needs to obtain the propagation path estimation subcarrier power included in areas 4 and 6 (Fig. 27), the signals transmitted from the transmitting antenna lb are usually the same in both areas 6 and 7. A delay will be added.
  • the soft compiling method increases the signal component of the receiver and transmits interference by transmitting the same signal generated from the same information to the same receiver in the same sector. It is a method of suppressing the ingredients.
  • the transmission signal transmitted from the transmission antenna 2 (FIG. 24) is subjected to the phase rotation of the following equation (1) with respect to the kth subcarrier.
  • ⁇ indicates the number of IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) points during multicarrier modulation
  • T indicates the delay point difference (delay time difference) between the two antennas.
  • Non-Patent Document 1 IEICE RCS2004-392, “C to DS-CDMA with Frequency Domain Equalization "Application effect of yclic Delay Transmit Diversity", The Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, March 2005
  • Non-Patent Document 2 3GPP contribution, R1- 050795, "Intra-Node B Macro Diversity based on Cyclic Delay Transmissions", [searched September 7, 2005], Internet (URL: ftp: ⁇ ftp.3 gpp. org / TSG_RAN / WGl_RLl / TSGRl_42 / Docs / Rl-050795.zip)
  • Non-Patent Document 3 3GPP Contribution, Rl-050704, "Orthogonal Common Pilot Channel and Scrambling Code in Evolved UTRA Downlink", [Searched September 7, 2005], Internet (URL: ftp://ftp.3gpp.org /TSG_RAN/WGl_RLl/TSGRl_42/Docs/Rl-050704.zip)
  • Non-Patent Document 4 3GPP contribution, R1- 050700, "Intra-Node B Macro Diversity Using Simultaneous Transmission with Soft-combining in Evolved UTRA Downlink", [Heisei 2005 Sep 7 search], Internet (URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WGl_RLl/TSGRl_42/Docs/Rl-050700.zip)
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to transmit a propagation path estimation symbol that can estimate power for each transmitter and accurately estimate the propagation path.
  • a transmitter and further, a transmitter that can transmit data in a format that does not require a reception process or a signal that is unnecessary when performing a soft combine to transmit the same data to the same terminal, and their signals. It is an object of the present invention to provide a transmitter capable of processing, an OFDM communication system, and a transmission method.
  • a transmitter according to the present invention is made to solve the above-described problem, and is a transmitter for multiplying a propagation path estimation subcarrier by a code and transmitting in a cellular system using an OFDM scheme.
  • the code is a code that multiplies successive subcarriers for channel estimation.
  • the phase difference of ⁇ is constant, and the code for each successive subcarrier ( ⁇ is an integer greater than 2 or 2) is orthogonal to the code multiplied by the same subcarrier of another transmitter .
  • the codes assigned to the four consecutive subcarriers are (1, 1, 1, 1), (1, j, —) where j is an imaginary unit. 1,-j), (1, -1, 1, -1), (1, 1-1, j).
  • the code assigned to the eight consecutive subcarriers is (1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1 when j is an imaginary unit. ), (1, (l + j) Z ⁇ 2, j, (-1 + j) Z 2, one 1, (one 1 j) Z 2, one (1 j) Z 2), (l, j, 1 1, 1 l, j, 1 1, 1 j), (1, (1 l + j) Z 2, 1 (l + j) Z 2, 1 1, (1 1 j) Z 2, j, ( 1 1 1 j) Z 2), (1, 1 1, 1, 1 1, 1, 1, 1, 1 1), (1, (1 1 1 j) Z 2, j, (1 1 j) Z 2, 1 1, (l + j) Z 2, 1 (1 j) Z 2), (1, 1 1, j, 1, 1 j, 1 l, j), (1, (1 j) Z , —J, (1 1 j) Z 2, —1, (1 l + j) Z 2, j, (l + j)
  • the transmitter of the present invention is a transmitter for transmitting a channel estimation subcarrier by multiplying a code in a cellular system using a base station having a plurality of sectors using the OFDM scheme.
  • the code is composed of a first code and a second code, and the first code has a constant phase difference ⁇ of a code to be multiplied to successive propagation path estimation subcarriers, and M ( (M is an integer greater than 2 or an integer greater than 2) and a code for each subcarrier is orthogonal to a first code multiplied by the same subcarrier of a transmitter in another sector, and the second code is This code is unique to the base station.
  • the transmitter of the present invention uses a base station having a plurality of sectors using the OFDM scheme.
  • a continuous propagation path is installed when a code for generating an OFDM symbol for propagation path estimation is assigned to each subcarrier and when communication data is assigned to each subcarrier.
  • the modulated phase is further transmitted with a phase rotation of (k ⁇ 1) X ⁇ ⁇ , For each sector, ⁇ is unique.
  • the transmitter of the present invention satisfies the condition of phase difference ⁇ force ⁇ 2 ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ when the ratio of the effective OFDM symbol length to the set guard interval length is 1: G. Set to.
  • the transmitter of the present invention assigns the code shown in claim 1 to the propagation path estimation subcarrier and transmits it as the propagation path estimation subcarrier, and performs continuous propagation. If the phase difference of the code multiplied by the path estimation subcarrier is ⁇ and the arrangement interval of the propagation path estimation subcarriers is n (n is 1 or an integer greater than 1), k (k 1 or a subcarrier number greater than 1 or an integer less than the total number of subcarriers) For the second subcarrier, transmit with a phase rotation of (k ⁇ 1) X ⁇ ⁇ for the modulated phase. .
  • the transmitter of the present invention is a cellular system using an OFDM scheme
  • the transmitter of the present invention applies phase rotation ⁇ to the OFDM symbol by rotating the output of IFFT.
  • the transmitter of the present invention has a constant phase difference ⁇ of a code to be multiplied by continuous subcarriers for channel estimation in a cellular system using an OFDM scheme that is accessed by frequency time division.
  • the code for each M subcarriers (M is an integer greater than 2 or 2) is orthogonal to the code multiplied by the same subcarrier of another transmitter as a subcarrier for channel estimation to the receiver. If the transmission interval estimation subcarrier arrangement interval is n (n is an integer greater than 1 or 1), the same frequency band is used simultaneously for the same receiver in conjunction with other transmitters.
  • the m-th subcarrier (where m is the total number of subcarriers in the band in which communication is larger than 1 or 1 or an integer smaller than the total number of subcarriers) has a phase modulated by the data.
  • Further (m -1) transmits provides a phase rotation of the X ⁇ ⁇ .
  • the OFDM communication system of the present invention when demodulating data transmitted from one transmitter, performs frequency conversion by FFT on the received OFDM symbol including the propagation path estimation subcarrier, When estimating the propagation path that is the frequency response with the transmitter in units of propagation path estimation subcarriers that maintain orthogonality on the transmission side, and demodulating the same data transmitted from more than 2 or 2 transmitters, The OF DM symbol containing the received channel estimation subcarrier is frequency-converted by FFT, and the channel estimation subcarrier is multiplied by the complex conjugate of the code used by either transmitter. And a receiver for the combined propagation path from all transmitters.
  • the receiver has a function of estimating the reliability of each transmitter from the orthogonality of the propagation path estimation signal.
  • the OFDM communication system of the present invention performs frequency conversion by FFT on the received OFDM symbol including the propagation path estimation subcarrier, and is used in the transmitter for the propagation path estimation subcarrier.
  • FFT frequency conversion by FFT
  • the propagation path to the transmitter is obtained, and by IFFT, it is converted into an impulse response, and as a result of the conversion, the base station and / or sector is selected depending on the position where the signal components are concentrated.
  • a receiver to determine.
  • the OFDM communication system of the present invention performs frequency conversion by FFT on the received OFDM symbol including the propagation path estimation subcarrier, and is used in the transmitter for the propagation path estimation subcarrier.
  • the propagation path to the transmitter by multiplying the complex conjugate of the code IFFT is converted into an impulse response, and as a result of the conversion, only the time when the signal components are concentrated is extracted, and the FFT is performed again to estimate the propagation path with the transmitter of the connected sector. And have.
  • the OFDM communication system of the present invention frequency-converts the received OFDM symbol including the propagation path estimation subcarrier by FFT, and is used in the transmitter for the propagation path estimation subcarrier. And a receiver for obtaining a propagation path with the transmitter by multiplying the complex conjugate of the code.
  • the OFDM communication system of the present invention includes a receiver having a function of estimating reliability for each transmitter from the orthogonality of propagation path estimation signals.
  • the OFDM communication system of the present invention calculates the propagation path of each transmitter power and further receives each propagation path force data. And a receiver for calculating a combined propagation path.
  • the OFDM communication system of the present invention transmits control information of each slot, performs frequency conversion on the received OFDM symbol including the propagation path estimation subcarrier by FFT, and performs propagation path estimation subcarriers.
  • a propagation path to the transmitter is obtained by multiplying the complex conjugate of the code used in the transmitter, and further, a slot received from the received control information and control information for demodulating information related to modulation are obtained.
  • a receiver that demodulates and demodulates the data slot addressed to the terminal itself.
  • the transmission method of the present invention is a transmission method in which a channel estimation subcarrier is multiplied by a code and transmitted in a cellular system using the OFDM method, and the code is transmitted continuously.
  • the phase difference of the code multiplied by the subcarrier for path estimation is constant, and the coding power for each M consecutive subcarriers (M is an integer greater than 2 or 2) is multiplied by the same subcarrier of another transmitter.
  • M is an integer greater than 2 or 2
  • the transmission method of the present invention is a transmission method in which a channel estimation subcarrier is multiplied by a code and transmitted in a cellular system using a base station having a plurality of sectors using the OFDM scheme.
  • the code is composed of a first code and a second code, and the first code has a constant phase difference between codes that are multiplied by successive propagation path estimation subcarriers, and M (M Is an integer greater than 2 or an integer greater than 2)
  • M M Is an integer greater than 2 or an integer greater than 2
  • the first code multiplied by the same subcarrier of the transmitter is orthogonal to the first code
  • the second code is a code unique to the base station.
  • the transmission method of the present invention provides a code for generating an OFDM symbol for channel estimation installed in each sector in a cellular system using a base station having a plurality of sectors using the OFDM scheme.
  • the phase difference of the code multiplied by the continuous channel estimation subcarrier is ⁇
  • the channel estimation subcarrier arrangement interval is n ( If n is an integer greater than or equal to 1, modulation is performed for the kth subcarrier in all OFDM symbols, where k is the total number of subcarriers greater than 1 or 1 or an integer less than the total number of subcarriers.
  • (k ⁇ 1) X ⁇ phase rotation is applied to the transmitted phase, and ⁇ is unique for each sector.
  • the code shown in claim 21 is assigned to the propagation path estimation subcarrier and transmitted as the propagation path estimation subcarrier. If the phase difference of the code multiplied to the propagation path estimation subcarrier is ⁇ and the arrangement interval of the propagation path estimation subcarriers is n (n is an integer greater than 1 or 1), k ( k is 1 or a subcarrier number greater than 1 or an integer smaller than the total number of subcarriers) For the subcarrier, the phase is modulated by (k ⁇ 1) X ⁇ ⁇ To do.
  • the transmission method of the present invention is a propagation path obtained by multiplying M (M is an integer greater than 2 or 2) orthogonal codes in units of subcarriers in units of subcarriers in a cellular system using the OFDM scheme.
  • M is an integer greater than 2 or 2
  • ⁇ be the phase difference between the codes transmitted as subcarriers for estimation and multiply the consecutive subcarriers for channel estimation
  • n is an integer greater than 1 or 1) as the arrangement interval of subcarriers for channel estimation
  • k is the total number of subcarriers greater than or equal to 1 or an integer less than the total number of subcarriers
  • (k ⁇ l ) Send with a phase rotation of X ⁇ ⁇ .
  • the subcarrier for channel estimation is used as a subcarrier for channel estimation.
  • the phase difference ⁇ of the code to be multiplied is constant, and the code for every M consecutive subcarriers (M is an integer greater than or equal to 2) is the same as the code multiplied by the same subcarrier of another transmitter.
  • the code orthogonal to V is multiplied.
  • ⁇ 1] is a diagram showing an example of a frame configuration targeted in this embodiment.
  • ⁇ 2] is a diagram showing codes used for propagation path estimation subcarriers in the present embodiment. [3] It is a block diagram showing the configuration of a transmitter (base station) that performs CDT diversity.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining processing in time shift sections 109, 120, 131 (03).
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to the present embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram showing a channel estimation subcarrier pattern used in the description of this embodiment.
  • ⁇ 7 It is a block diagram showing a configuration of a transmitter in the present embodiment.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to the present embodiment.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of a cell configuration, sector configuration, and location of a mobile station.
  • FIG. 10 is a block diagram showing details of the propagation path estimation unit 2001 (FIG. 8).
  • FIG. 12 is the same graph as the waveform when a code is set for base station b3 (FIG. 9) in FIG.
  • FIG. 13A is a diagram showing an example of a configuration of a downlink frame format used in the present embodiment.
  • FIG. 13B is a diagram showing an example of a configuration of a downlink frame format used in the present embodiment.
  • FIG. 14A is a diagram showing an example of codes used in the present embodiment.
  • FIG. 14B is a diagram showing an example of codes used in the present embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to the present embodiment.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of a sector transmission unit.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration of a phase control unit 4305.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to the present embodiment.
  • ⁇ 19A] is a diagram for explaining an example of a propagation path estimation method according to the present embodiment.
  • ⁇ 19B] is a diagram for explaining an example of a propagation path estimation method according to the present embodiment.
  • ⁇ 19C] is a diagram for explaining an example of a propagation path estimation method according to the present embodiment.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of codes used for propagation path estimation subcarriers in the present embodiment.
  • ⁇ 21] is a block diagram showing a configuration of a transmitter according to the present embodiment.
  • ⁇ 22 It is a block diagram showing a configuration of a receiver in the present embodiment.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of propagation path estimation units 6400-1 and 2 according to the present embodiment.
  • FIG. 24 is a conceptual diagram showing how signals are transmitted from transmitting antennas 1 and 2 belonging to two different sectors to receiving antenna 3 belonging to a receiver.
  • FIG. 26 is a diagram illustrating an example of a signal received by the receiving antenna 3;
  • FIG. 27A is a diagram showing a configuration of a signal transmitted from transmitting antenna 1;
  • FIG. 27B is a diagram showing a configuration of a signal transmitted from transmitting antenna 2.
  • FIG. 28 is a diagram showing a signal in which a plurality of sector forces are also transmitted.
  • Analog to digital converter 152 Analog to digital converter 152
  • Subcarrier extraction unit for channel estimation 157 Code multiplier 158
  • Base station identification code generator 2106 Base station identification unit 2107
  • an Orthogonal Frequency Division Multiple Access (OFDMA) system in which the number of frequency subchannels is 12, the number of subcarriers is 768, and the number of FFT points is 1024 will be described. Also, the configuration of a subcarrier for channel estimation suitable for the case where CDT diversity for the purpose of improving reception characteristics by improving path diversity (frequency diversity) gain is performed in a base station as a transmitter, a transmitter and The configuration of the receiver will be described.
  • OFDMA Orthogonal Frequency Division Multiple Access
  • first to fourth embodiments of the present invention may be applied to an OFDM system that is not an OFDMA system.
  • CDT diversity is applied (when the same data is transmitted from multiple sectors) and non-applied (in all sectors) for signals transmitted from multiple transmission antennas (particularly, multiple sectors). If you want to switch between different times) Show it.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a frame configuration targeted in the present embodiment. Shown in the figure As described above, in this embodiment, a frame of 10 symbols in total composed of a 1-symbol propagation path estimation subcarrier added to the head and a subsequent 9-symbol information signal frame is targeted. However, one user occupies all frequency subchannels in one frame in which one sector force is also transmitted.
  • FIG. 2 is a diagram showing codes used for propagation path estimation subcarriers in the present embodiment.
  • a code generated by repeating 4-chip orthogonal codes A to D by the number of subcarriers (a code length 768 code obtained by repeating a 4-chip code 192 times) is used.
  • orthogonal codes A to D every four chips orthogonality can be maintained even in a plurality of signals passing through different propagation paths in a situation where the frequency fluctuation is not so severe. It is possible to estimate propagation path fluctuations without interference.
  • each chip indicated by a symbol shown in FIG. 2 is obtained by giving a constant phase rotation to an adjacent chip.
  • the code A shown in FIG. 2 is (1, 1, 1, 1)
  • the code is (1, j, — 1, j)
  • the code C is (1, -1, 1, — 1)
  • the code D is (1, -j, where j is an imaginary unit), that is, the phase difference between chips is 0 (or 2 ⁇ ) for code A, and ⁇ / 2 code for code ⁇ ⁇ in C and 3 ⁇ ⁇ 2 in code D.
  • this code has a constant phase difference ⁇ for multiplying consecutive subcarriers for channel estimation, and ⁇ continuous ( ⁇ is 2 (Or an integer greater than 2), the code for each subcarrier is orthogonal to the code multiplied by the same subcarrier of another transmitter.
  • ⁇ 0, ⁇ ⁇ 2, ⁇ , 3 Force using all of ⁇ ⁇ 2 You can use some of these phase differences!
  • phase difference between adjacent chips is maintained only for a code of an arbitrary code length generated by repeatedly using four chips, not only for the basic four chips. ing.
  • codes A to D shown in FIG. 2 are used as propagation path estimation subcarriers. Force In this way, a constant phase rotation amount 2 ⁇ ⁇ ⁇ is given between chips (between subcarriers) (however, the phase rotation amount at all FFT points is an integer multiple of 2 ⁇ ). As shown in equation (1), which will be described later, the signal is a signal in which the sample circulates in time only by a value corresponding to the phase rotation amount.
  • phase rotation ⁇ is given to the OFDM symbol by rotating the output of IFFT.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a transmitter (base station) that performs CDT diversity.
  • This transmitter includes a channel estimation subcarrier generation unit 100, a control unit 101, error correction codes ⁇ 102, 113, 124, serial / parallel (S / P) conversions 103, 114, 125, Mapping unit 104, 115, 126, Multiplex unit 105, 116, 127, IFFT unit 106, 117, 128, Normal / serial (P / S: Parallel / Serial) conversion ⁇ 107, 118, 129, Switch 108, 119, 130, time shifter 109, 120, 131, GI (Guard Interval) insertion unit 110, 121, 132, digital Z analog (DZA: Digital / Analog) converter 111, 122, 133, wireless It has transmitters 112, 123, and 134, and an antenna unit 135.
  • DZA Digital / Analog
  • a cellular system composed of cell carriers divided into three sectors is targeted, and a base station as a transmitter has three sector antennas 135a to 135c in an antenna unit 135. There are also three transmission systems.
  • multiplex section 105 the propagation path estimation subcarrier generated in propagation path estimation subcarrier generation section 100 and the error correction code section 102 are subjected to error correction code input, and then SZP conversion section 103 performs S ZP
  • the information signal that has been converted and mapped by the mapping unit 104 is multiplexed.
  • the same processing as that of the transmission system of the sector antenna 135a is performed.
  • CDT diversity the same information signal is transmitted to a plurality of transmission systems that perform diversity combining. If CDT diversity is not input, different information signals are processed for each transmission system. However, this CDT diversity is usually applied when the receiver is located near the sector edge (assuming a cell environment divided into sectors). It is known between receivers (one base station terminal), for example, by means described later.
  • the signal obtained by multiplexing the propagation path estimation subcarrier and the information signal in each multiplex section 105, 116, 127 is then IFFT processed in IFFT sections 106, 117, 128 of each transmission system. Converted to a signal.
  • These time domain signals are PZS converted by the PZS converters 107, 118, and 129 of the respective transmission systems, and then switched to 108, 119, and 130.
  • Taiwan 101] is controlled, and if CDT diversity is not performed, the PZS conversion information signal is input to the GI input section 110, 121, 132.
  • CDT diversity is performed, the information signal for P / S conversion is input to the time shift sections 109, 120, and 131.
  • the control unit 101 knows the switching timing of CDT diversity application Z non-application.
  • the input destination is switched according to CDT diversity application Z not applied, but the propagation path estimation subcarriers are always input to time shift sections 109, 120, and 131. Therefore, the switches 108, 119, and 130 of each transmission system also play a role of separating the propagation path estimation subcarrier and the information signal when CDT diversity is not applied.
  • Figure 3 shows the time shift section for sector # 1. Since the time shift amount of the time shift unit 109 of the force sector # 1 is 0, it is not necessary to provide the time shift unit 109 in particular, and it is not necessary to provide the switch 108 in particular. )
  • each switch 108, 119, 130 of each transmission system the information signal when applying each channel estimation subcarrier and CDT diversity is input to time shift sections 109, 120, 131, respectively, Time shifted (circulated).
  • FIG. 4 is a diagram for explaining processing in time shift sections 109, 120, and 131 (FIG. 3).
  • the input time domain signal is shifted (circulated) by N samples for each symbol.
  • the base station which is a transmitter in this embodiment, such a time shift is transmitted in each sector, such as 0 samples in sector # 1, 256 samples in sector # 2, and 512 samples in sector # 3. There are different numbers of samples in the system.
  • This time shift is applied to both the propagation path estimation subcarrier and the information signal when CDT diversity is applied, but focusing on the propagation path estimation subcarrier, the multiplex sections 105, 116 of each sector are used. Even though all the subcarriers for channel estimation input to 127 have the same code (a signal in which all subcarriers are set to 1), by performing these time shifts, different codes are used in the frequency domain. The same signal is generated as when. For example, the time shift unit 120 of sector # 2 (FIG. 3) performs a time shift of 256 samples, which is the same signal as the signal obtained by performing IFFT processing on code B in FIG.
  • the time shift unit 131 (Fig. 3) of sector # 3 performs a time shift of 512 samples, which is the same signal as the signal obtained by performing IFFT processing on the code C in Fig. 2.
  • the signal is not shifted, which is the same as the signal obtained by applying IFFT processing to the code A.
  • the four codes A to D shown in FIG. 2 are orthogonal to each other, and the signals of the sectors # 1 to # 3 are orthogonal in the frequency domain.
  • each sector is orthogonal in the frequency domain Propagation path maintained It is possible to generate subcarriers for estimation.
  • the receiver can accurately estimate the propagation path through which signals transmitted from sectors # 1 to # 3 pass.
  • the receiver in order to generate the same signal as the IFFT of orthogonal codes A to D as shown in Fig. 2, it is necessary to set a different time shift amount by 256 samples for each sector.
  • Signals that have undergone different time shifts in the time shift units 109, 120, and 131 of each sector are added with GIs in the respective GI insertion units 110, 121, and 132, and then D ZA conversion units 111, 122, and 133. Is converted to an analog signal, frequency-converted to a frequency that can be wirelessly transmitted by the wireless transmission units 112, 123, and 134, and transmitted from the sector antennas 135a to 135c of each sector.
  • the desired path 'diversity effect is achieved when CDT diversity is performed while maintaining the orthogonality of the propagation path estimation subcarrier codes that cannot be maintained in the prior art. Can be transmitted.
  • FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the receiver according to the present embodiment.
  • This receiver includes an antenna unit 150, a radio reception unit 151, an AZD conversion unit 152, a synchronization unit 153, a GI removal unit 154, an S ZP conversion unit 155, an FFT unit 156, a propagation path estimation subcarrier extraction unit 157, a code Multiplier 158, despreader 159, controller 160, switch 161, power calculator 162, propagation path compensator 163, and error correction decoder 164.
  • the received signal received by antenna section 150 of the receiver shown in FIG. 5 is first frequency-converted to a frequency that can be AZD converted by radio reception section 151, and digitally converted by AZD conversion section 152. Converted to a signal.
  • the synchronization unit 153 establishes symbol synchronization, After the GI is removed to the GI removal unit 154, it is SZP converted and input to the FFT unit 156. In this FFT section 156, the received signal in the time domain is subjected to FFT processing and converted to a frequency domain signal.
  • the propagation path estimation subcarrier extraction section 157 separates the propagation path estimation subcarrier added to the head of the frame from the information signal, the propagation path estimation subcarrier is sent to the code multiplication section 158, and the information signal is Each is sent to the propagation path compensation unit 163.
  • the subcarrier for channel estimation input to the code multiplier 158 is a code in the frequency domain used on the transmitter side (sector in communication) (in this embodiment, any one of codes A, B, and C. However, In the transmitter of Fig. 3, these codes are multiplied by the complex conjugate (generated by sample shift processing on the time axis).
  • the sector in communication is one sector when CDT diversity is not performed, and the code multiplier 158 is used to estimate the complex conjugate of the transmitted code and the received transmission path. Multiplication with the subcarrier is performed (for example, in the receiver communicating with the sector # 2, the complex conjugate of the code B is multiplied).
  • the code multiplied by the reception channel estimation subcarrier in the code multiplier 158 is used in either sector. (For example, even when CDT diversity transmission is performed from sectors # 2 and # 3, the code multiplier 158 performs multiplication using either the complex conjugate of code B or code C.) Will be done).
  • any of the codes used in the two sectors may be used.
  • CDT diversity is usually applied to a receiver that has moved near the sector edge.
  • the code used at this time is instructed by the control unit 160.
  • the output from the code multiplier 158 represents the estimated channel value of the received signal when CDT diversity is performed. This means that when CDT diversity is performed, signals with two sector forces are also received, but these signals are signals with an increased delay path of one signal due to the nature of CDT diversity. Is multiplied by the complex conjugate of the code used on the transmitter side. This is because the propagation path estimation value can be obtained by a general propagation path estimation method.
  • the reception channel estimation subcarrier multiplied by the complex conjugate of the code in code multiplier 158 (the channel estimation value in the case where CDT diversity is performed) is then sent to despreading unit 159 and switch. Sent to 161.
  • the despreading unit 159 calculates a propagation path estimation value when CDT diversity is not performed. Specifically, each chip multiplied by the complex conjugate of the code used on the transmitter side (this processing is performed by the code multiplier 158) is integrated by 4 chips, and the average value is calculated by calculating the average value. A channel estimation value for each chip (4 subcarriers) is obtained.
  • the codes (codes A to C) used in this embodiment are orthogonal to each other every four chips, signals using the codes are mixed by the integration process in the despreading unit 159. Even in the situation, it is possible to calculate only the channel estimation value of the signal using the desired code.
  • the output of the despreading unit 159 is sent to the switch 161 and the power calculation unit 162.
  • Power calculation section 162 calculates the mean square value of the signal after despreading, and calculates the power of the received signal. Since the codes used in this embodiment are orthogonal to each other, the despread signal does not include interference components transmitted from other sectors, and the received power of a signal transmitted from one sector can be calculated. .
  • the code multiplier 158 multiplies the complex conjugate of each code used in those sectors by the received signal. The processing may be performed separately, and the result may be input to the despreading unit 159 and the result obtained by integrating each result may be input to the power calculation unit 162.
  • selection of a sector selection of code that transmitted a signal whose received power is to be calculated is controlled by the control unit 160. Further, in the situation where the processing by the despreading unit 159 and the power calculation unit 162 is not necessary, the power consumption is reduced by stopping these circuits. It is controlled by the control unit 160.
  • the received signal power value obtained here can be used as a reference for switching CDT diversity applied Z not applied (for example, the received power of a signal of one sector power is significantly higher than that of other sectors). In this case, CDT diversity is not applied, and when two signals with almost the same received power are received, CDT diversity is applied, which is the case when the receiver is located near the center of the sector. Assuming that it is located near the sector edge).
  • the power to which the outputs of the code multiplication unit 158 and the despreading unit 159 are input to the switch 161 is subjected to CDT diversity, respectively, and the propagation path estimation value and CDT diversity in this case are performed.
  • CDT diversity the input from the code multiplication unit 158 is sent to the propagation channel compensation unit 163, and the CD T diversity is performed.
  • the switch 161 is switched to send the input from the despreading unit 159 to the propagation path compensation unit 163.
  • the switching timing at this time is instructed from the control unit 160.
  • the propagation path estimation value is input to the propagation path compensation unit 163, where the propagation path compensation of the information signal is performed. Then, the information signal after channel compensation is sent to the error correction decoding unit 164, subjected to error correction decoding, and the transmitted information is reproduced.
  • the receiver according to the present embodiment estimates the propagation path information by different methods depending on the number of transmitters (the number of sector antennas 135a to 135c (FIG. 3) included in the transmitter).
  • the four codes shown in this embodiment are codes obtained by time-shifting the signal after IFFT on the transmitter side by 0 samples, 256 samples, 512 samples, and 768 samples, respectively.
  • the code that maintains orthogonality when using the transmitter and receiver configurations shown in Fig. 5 is a code that is set so that the amount of phase rotation between subcarriers (chips) is an integral multiple of ⁇ ⁇ 2. If it is.
  • This is a combination of codes obtained by shifting the time by an integer multiple of 256 samples in the time domain (for example, a combination of four codes with a time shift amount of [1, 257, 513, 769], [100 , 356, 612, 868], etc.). Each sign of such a combination By using it in each sector, it is possible to obtain the path-diversity effect by CDT diversity with a simple configuration while maintaining orthogonality between sectors.
  • FIG. 6 is a diagram showing a propagation path estimation subcarrier pattern used in the description of the present embodiment.
  • every other subcarrier for channel estimation is allocated, and a subcarrier to which a subcarrier for channel estimation is not allocated is used for normal data communication.
  • the base station as a transmitter controls three sectors, and three codes are allocated to each sector.
  • the code assigned to the subcarrier for channel estimation will be described using FIG.
  • a base station identification code that is a unique code is assigned to each base station in order to identify a base station that is a transmitter.
  • the base station identification code power S is assigned to this propagation path estimation subcarrier.
  • These codes are P1 to P384 described as base station identification codes in FIG.
  • each transmitter since each transmitter configures three sectors, it is necessary to assign a code for sector identification. For this reason, the base station identification code is multiplied by the same code as that used in the first embodiment. (The code A power in Fig. 2 also uses the code C).
  • the obtained code is an OFDM symbol used as a propagation path estimation subcarrier for each sector, and the three sectors have different codes.
  • phase rotation amount is 0 for sector # 1, ⁇ 4 for sector # 2, and ⁇ 2 for sector # 3.
  • D in Fig. 6 means data.
  • the same data D is assigned to all subcarriers! /!
  • the first code and the second code may be used as codes.
  • the first code is obtained by multiplying continuous propagation path estimation subcarriers.
  • the code phase difference ⁇ is constant, and the code for each successive subcarrier ( ⁇ is an integer greater than 2 or 2) is multiplied by the same subcarrier of the transmitter in another sector.
  • the code is orthogonal to the code, and the second code is a code unique to the base station.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the transmitter in the present embodiment. Blocks having the same functions as the blocks shown in FIG. 3 are given the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the difference between Fig. 3 and Fig. 7 is that the control unit 101 that controlled whether or not to use the time shift unit in Fig. 7 and the controlled switch units 106, 119, and 130 are lost, This means that the path estimation subcarrier generation unit 100 is replaced with the base station identification code generation unit 1000, and the time shift amount of the time shift unit has changed.
  • the time shift unit 1001 is not necessary because of the shift amount SO, but is arranged so as to be easier to compare with the other configurations.
  • the multiplex units 105, 116, and 127 are When generating propagation path estimation subcarriers, base station identification codes and data generated by base station identification code generation section 1000 are arranged every other subcarrier.
  • the time shift amount is changed even though the sign of the propagation path estimation subcarrier is not changed, because the data communication subcarrier is inserted between the propagation path estimation subcarriers. This is because the amount of phase rotation between the carriers changes.
  • the phase rotation amount is 1Z2, and the time shift amount is also 1Z2. Also, by setting the shift amounts of the time shifts 1001, 1002, and 1003 to 0, 128, and 256, it is possible to obtain channel estimation subcarriers modulated with phase and amplitude as shown in FIG.
  • the first advantage is that, as in the first embodiment, since the channel estimation code has orthogonality, it is possible to measure the power of the incoming radio wave by sector, and the sector to be connected can be correctly selected. .
  • the third advantage is that even if the receiver is not notified of the timing when CDT diversity occurs, the characteristics are improved. The improved signal can be demodulated. That is, data can be demodulated by the same process when CDT diversity is not performed and when CDT diversity is performed.
  • the fourth advantage is that the base station that is the transmitter can be detected quickly by devising the receiver configuration.
  • the first advantage is the same as that of the first embodiment, and the second advantage is apparent from the configuration of the transmitter.
  • the following describes the third and fourth advantages while showing the receiver configuration.
  • the code in sector A of the kth subcarrier is CAk
  • the response at the frequency of that subcarrier between the transmitter and receiver is Hlk
  • the code in sector B on the same subcarrier is CBk
  • the transmitter and receiver Let H2k be the response at the frequency of the subcarrier to the mobile station, and let Pk be the code specific to the base station assigned to that subcarrier (Pk is 1).
  • Dk is data transmitted using the subcarrier.
  • every other subcarrier for channel estimation is arranged.
  • the propagation path of the subcarriers between the subcarriers adjacent to each other Can be obtained by linear approximation from the propagation path information.
  • a method of solving the information power binary linear equation of adjacent subcarriers is also conceivable. For example, if you want to find the propagation path of the nth subcarrier, (CA (k— 1) X Hl (k- l) + CB (k- l) X H2 ( k— 1) ⁇ and ⁇ CA (k + l) X HI (k + 1) + CB (k + 1) X H2 (k + 1) ⁇ , HI (k 1) and H2 (k + 1) are Hlk and H2k, respectively. Since the sign is known, it can be obtained. This assumption is correct in a certain amount of propagation path, and also holds true in a system in which sector identification is performed by multiplying a plurality of subcarriers by orthogonal codes as shown in this embodiment.
  • the combined propagation path of the kth subcarrier can be obtained from the code CAk multiplied by the subcarrier to be obtained and CBk.
  • FIG. 8 is a block diagram showing the configuration of the receiver according to the present embodiment. Parts having the same configuration as the receiver shown in FIG. 5 are given the same reference numerals and description thereof is omitted.
  • the power calculator 2000 calculates the power of each sector as necessary. The calculated information is sent to the base station, which is the transmitter, using another line. Based on the notified power, the base station decides which sector to communicate with the receiver through, or using a technique such as CDT diversity, to report data for multiple sectors.
  • the receiver extracts the OFDM symbol for signal strength propagation path information estimation received by the subcarrier extraction section 157 for propagation path estimation, and the propagation path estimation section 2001 calculates the propagation path information based on the principle described above.
  • the propagation path interpolation section 2002 compensates the propagation path information at the subcarrier position where there is no propagation path estimation subcarrier. As a result, propagation path information of the entire OFDM signal band is calculated, and subsequent OFDM symbol data can be demodulated.
  • a code unique to a base station When a code unique to a base station is used as a code for channel estimation as in this embodiment, it is necessary to detect a base station identification code that is a code unique to the base station from the received wave as a connection procedure. is there. Usually, the output of each subcarrier of the received OFDM symbol and the base station By complex multiplication of the identification code and addition for all subcarriers, if the codes match, the correlation is detected and the base station can be recognized.
  • the correlation process performs the same operation three times for the assigned base station identification code, and the base station Must be identified.
  • the configuration of the propagation path estimation unit 2001 is different from the configuration of the receiver of FIG.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a cell configuration, a sector configuration, and a position of a mobile station.
  • the base station identification codes are assigned to the base stations bl to b4, and three sectors # 11 to # 13, sectors # 21 to # 23, sectors # 31 to # 33 belonging to the base stations bl to b4, The inherent delay amount shown in this embodiment is given for each of sectors # 41 to # 43.
  • sectors # 11, # 2 1, # 31, # 41 are 0 sumnore
  • sectors # 12, # 22, # 32, # 42 are 128 sumnore
  • sectors # 13, # 23, # 33, # 43 are A delay of 256 samples is given.
  • the receiver rl which is a mobile station, is located at a point closer to sector # 33 than the sector edge that is the boundary between sector # 32 and sector # 33 of base station b3. This point is an area where the radio wave of sector # 21 of base station b2 is also received as interference.
  • FIG. 10 is a block diagram showing details of the propagation path estimation unit 2001 (FIG. 8).
  • the propagation path estimation unit 2001 includes a multiplication unit 2101 that multiplies the received propagation path estimation signal and the complex conjugate signal of the base station identification code, an IFFT unit 2102 that converts a frequency waveform into a time waveform, and a time filter unit that removes noise.
  • a base station identification unit 2107 for determining a base station or sector to be connected and a base station or sector to be handed over is provided.
  • a mobile station as a receiver identifies a base station to be connected. In that case, it is the simplest idea to examine the possible codes one after another. Therefore, first The base station identification code of the base station bl is generated by the base station code generation unit 2106 in FIG. 10, and the base station identification unit 2107 identifies the signal.
  • FIG. 11 is a graph showing a waveform of a signal identified by base station identifying section 2107 (FIG. 10).
  • Graphs gl to g4 show the cases where A to D are assigned as base station identification codes, respectively.
  • square areas wl to w3 in FIG. 11 indicate places where the base station identification unit 2107 (FIG. 10) measures power. Since OFDM symbol synchronization is not complete, the rectangular area wl to w3 is set in a range with some margin, the leftmost (from 0) force on the time axis sector using time shift 0, around 128 Is the sector using time shift 128, and around 256 is the received power of the subcarrier for channel estimation from the sector using time shift 256.
  • this receiver the method of estimating a propagation path with high precision is shown.
  • the power that shows that even if the same data is transmitted simultaneously from two different transmitters it is possible to demodulate. I will show you if you do.
  • FIG. 12 is the same graph as the waveform when a code is set for the base station b3 (FIG. 9) in FIG.
  • the window width in time filter unit 2103 (Fig. 10) is The area is a rectangular area w4, and the power in other areas is 0. This eliminates the effects of propagation path estimation subcarriers from other sectors. The path estimation accuracy is improved.
  • the window width in time filter unit 2103 (Fig. 10) is set to a large area of a dotted square. w5 and 0 otherwise. This makes it possible to measure the combined propagation path from the two transmitters, and offset other interference, thereby improving the propagation path estimation accuracy. Also, when using multiple propagation paths, a solid square area w4 is prepared for all base stations and all the propagation paths to be communicated are selected.
  • Sarakuko with good accuracy can constitute a receiver that can easily adapt to the number of transmitting stations.
  • the example has been shown on the assumption that the subcarrier for channel estimation is a special pattern.
  • the number of rotations given by the transmitter is base station-specific as in the previous explanation, however,
  • the delay time given to the signal by the number of rotating samples must be about the maximum delay wave assumed by the system or longer.
  • the maximum delay wave assumed in a system using OFDM is the GI length, so it is desirable that the length of the GI length is longer than that.
  • the propagation path estimation subcarriers are not orthogonal V, so that the received power of each sector force cannot be estimated using orthogonality !, The same effect can be obtained.
  • the impulse response of each sector force can be observed at different positions on the time axis as shown in FIG.
  • the reason for adding the restriction that the rotation amount is longer than the delay time of the maximum delay wave, which is assumed earlier, is to enable separation with such a receiver configuration. Then, by measuring the power of these separated impulses, it is possible to estimate the transmission power of each sector power, and to compensate for the non-orthogonality of the propagation path estimation subcarriers.
  • k-th (k is 1 or 1
  • X ⁇ is given to the modulated phase and ⁇ is transmitted for each sector. It can also be set to be unique.
  • an 8-chip orthogonal code is used as a code between sectors, and a subcarrier for dedicated channel estimation is used.
  • the dedicated channel estimation subcarrier is a dedicated channel estimation subcarrier, and is a channel estimation subcarrier used by a specific receiver or a group of receivers.
  • the dedicated channel estimation subcarrier is attached to a target slot and used for diversity by a soft compiling method in a specific slot. In FIG. 13A described later, it is inserted into the data slot.
  • the cell is divided into three sectors. Three sectors shall use synchronized frames.
  • FIG. 13A is a diagram showing an example of a configuration of a downlink frame format used in the present embodiment.
  • the frame is based on slot 4001, which is divided in time'frequency direction. Managed.
  • a synchronization signal 4002 is arranged at the head of the frame, followed by a control slot group 4003 and a data slot group 4004.
  • a group of slots in the same frequency band are collectively referred to as subchannel 4005.
  • one subchannel is composed of 64 subcarriers, and 12 subchannels are included in one frame. That is, one frame consists of 768 subcarriers.
  • the control slot includes a propagation path estimation subcarrier 4006 for estimating the propagation path.
  • This propagation path estimation subcarrier 4006 is divided in time and arranged in the slot as shown in FIG. 13B. This is to cope with the fluctuation of the propagation path to some extent.
  • An estimation method in consideration of propagation path variations will be described later in the configuration example of a receiver. In this embodiment, it is assumed that 8 OFDM symbols are arranged in the slot. As shown in Fig. 13B, subcarriers for channel estimation are placed in the first OFDM symbol and the fifth OFDM symbol.
  • propagation path estimation subcarrier 4006 is allocated to odd-numbered subcarriers in the first OFDM symbol, and propagation path estimation subcarrier 4006 is allocated to even-numbered subcarriers in the fifth OFDM symbol.
  • the first chip is the first chip
  • the second subcarrier is the second chip
  • the eighth subcarrier is the contents of the eighth chip. Use the 9th subcarrier and place the contents of the 1st chip again.
  • any code may be used for propagation path estimation subcarrier 4006 used in this control slot, but if orthogonal codes are used for propagation path estimation subcarriers of each sector, Since it is easy for the receiver to measure the power of the subcarrier for channel estimation in each sector, three codes are selected from the 8-chip Walsh codes and used in each sector.
  • the 8-chip Walsh code is shown in Figure 14B.
  • the code group used is shown in 410 4.
  • all 1 codes are used for the subcarriers for dedicated channel estimation, but any codes may be used as long as they are known between the transceivers.
  • the control slot includes allocation information of subsequent data slots. This allocation information records the power of which slot the receiver is for, the modulation parameter of that slot, the use of subcarriers for dedicating propagation channel estimation, and Z-not used. By receiving a slot, it is possible to identify a slot that needs to be received and demodulate that slot.
  • a channel estimation subcarrier is inserted into the slot in the same format as in FIG. 13B.
  • An example of the code used here is the code shown in FIG. 14B.
  • the sign of the first chip is 1, and the phase between adjacent chips is an integer multiple of ⁇ / 4 (0 to 7 times in this embodiment, and other integers are equivalent to repetition of 0 to 7). It is a code group. These eight codes are orthogonal to each other.
  • reference numeral 4101a shown in FIG. 14B is (1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1)
  • reference numeral 4101b is (1, (l + j) Z 2, j, (one l + j) Z 2, 1 1, (1 1 1 j) Z 2, 1 j, (1 1 j) Z 2)
  • 4101c is (l, j, -1, j, l, j, -1, j)
  • 4101d is (1, (— l + j) Z 2,-j, (l + j) Z 2, —1, (1 j) Z 2, j, (— 1— j) Z 2)
  • 4101e is (1, -1, 1, 1, 1, 1, 1, 1, 1)
  • 4101f is (1, (one 1 j) Z 2, j, (1 j) Z 2, 1, (l + j) Z 2, j, (1—j) Z 2)
  • 4101g is (1, j, —l, j, 1, j, —l, j)
  • 4101h is (1, (
  • an 8-chip code is used, but other numbers of chips are also applicable.
  • this code has a constant code phase difference ⁇ multiplied by successive propagation path estimation subcarriers, and the code power for each successive subcarrier ( ⁇ is an integer greater than 2 or 2).
  • ⁇ is an integer greater than 2 or 2.
  • ⁇ 0, ⁇ / 4, ⁇ / 2, 3 ⁇ / 4, ⁇ , 5 ⁇ / 4, 3 ⁇ / 2, and 7 ⁇ / 4 force are used.
  • a phase difference of ⁇ may be used.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of the transmitter according to the present embodiment.
  • Sector control unit 4 201 adjusts the synchronization of each sector, identifies the position of the receiver based on the received signal for each sector force, determines which receiver is handled in which sector, and determines the data in that sector.
  • sector transmitter 4202 generates a transmit signal for sector # 1
  • transmit sector antenna 4203 generates a transmit antenna for sector # 1
  • sector transmitter 4204 generates a transmit signal for sector # 2
  • transmit sector antenna 4205 is a transmit antenna for sector # 2
  • sector transmitter 4206 is a block that generates a transmit signal for sector # 3
  • transmit antenna 4207 is a transmit antenna for sector # 3
  • sector receive unit 4208 is A block that demodulates the received signal of sector # 1 and extracts the necessary information
  • receiving sector antenna 4209 is the receiving antenna for sector # 1
  • sector receiving unit 4210 is receiving the sector # 2
  • the receiving sector antenna 4211 is a receiving antenna for sector # 2
  • the sector receiving unit 4212 is a block that demodulates the received signal of sector # 3 and extracts necessary information.
  • Antenna 4213 is a receiving antenna for sector # 3.
  • the configuration of the sector receiving unit 4208 to the sector receiving unit 4212 has nothing to do with the essence of the present embodiment, and therefore will not be described in detail! Any method may be used as long as information from the receiver can be transmitted and it is possible to specify in which sector the receiver is located by a signal from the receiver.
  • any method that is used in cellular systems such as PDC (Personal Digital and ellular), GSM (ulooai System for Mobile communications), and CDMA (Code Division Multiple Access) can be used.
  • the sector transmitter 4202 to the sector transmitter 4206 all have the same configuration.
  • the phase difference ⁇ of the codes to be multiplied by the continuous propagation path estimation subcarriers is constant, and M consecutive (M is larger than 2 or 2).
  • the code obtained by complex-multiplying the code multiplied by the same subcarrier of another transmitter and the code orthogonal to each other as a subcarrier for propagation path estimation is used as a propagation path estimation subcarrier.
  • the phase modulated by the data is further given (m ⁇ 1) phase rotation of X ⁇ and transmitted.
  • FIG. 16 is a block diagram showing a configuration of the sector transmission unit.
  • the error correction code unit 4301 is a block that performs error correction code for the data sent from the sector control unit 4201
  • the mapping unit 4302 is a signal subjected to the error correction code key for each subcarrier of the OFDM symbol.
  • propagation path estimation subcarrier generation unit 4303 generates a propagation path estimation subcarrier to be inserted according to the first code information specified by sector control unit 4201.
  • Block / switch unit 4304 receives from sector control unit 4201.
  • the phase control unit 4305 is indicated by the timing and code indicated by the sector control unit 4201 This is a block for controlling the phase of subcarriers of subchannels.
  • IFFT section 4306 is a block that converts the data of each subcarrier, that is, frequency axis information, into a time axis signal by processing by inverse high-speed Fourier transform (IFFT), a normal Z serial (PZS)
  • the conversion unit 4307 is a block that serializes the output of the IFFT unit 4306
  • the guard interval (GI) insertion unit 4308 is a block that inserts a part of the OFDM symbol as a guard interval
  • the digital / analog (DZA) conversion unit 4309 is a digital
  • the radio unit 4310 is a block that converts the signal into an analog signal.
  • the radio unit 4310 is a block that converts the baseband signal output from the DZA conversion unit 4309 into a frequency band that is actually output from the antenna and amplifies it to the required power.
  • the sector control unit 4201 accumulates data to be transmitted to each receiver for a certain period of time. At the same time, which receiver is included in which sector is determined using information obtained from the sector receiver 4208, the sector receiver 4210, and the sector receiver 4212 (hereinafter referred to as sector receiver unit group). Thereafter, it is assigned to which sector the accumulated transmission data is transmitted.
  • the allocation of the data slot 4004 for transmitting the data is determined.
  • the contents of the control slot 4003 corresponding to the allocation state are generated.
  • a code for generating synchronization signal 4002 is set to propagation path estimation subcarrier generation unit 43 03 of the sector transmission unit group.
  • This synchronization signal can be basically any signal, but it is easy to ensure synchronization performance on the receiver side if the autocorrelation peaks only at one location when viewed on the time axis. Therefore, such a code is usually selected.
  • the switch unit 4304 is switched to the propagation path estimation subcarrier generation unit 4303 side, and the phase control unit 4305 is set so that the phase rotation amount for each subcarrier is 0, and then the synchronization signal 4002 is output from the radio unit.
  • the channel estimation subcarrier generation unit 4303 is set with a channel estimation subcarrier used in the sector, here, one of the Walsh codes previously allocated to the sector.
  • control slot 4003 are input to error correction coding section 4301. Then, the switch unit 4304 is switched so that the sub-carrier for channel estimation is included in the odd-numbered subcarrier in the lOFDM symbol of the control slot 4003, the even-numbered subcarrier in the 40th FDM symbol, and the other subcarriers are controlled. Control the contents of slot 4003 to be transmitted. The phase rotation amount of each subcarrier of the phase control unit 4305 remains zero.
  • data slot 4004 is transmitted.
  • the contents of data slot 4004 are input to correction code section 4301.
  • the switch unit 4304 switches to the mapping unit 4302 side so that the contents of all data slots are sent to the subsequent stage.
  • the sector control unit While sending the contents of the data slot, the sector control unit generates data to be transmitted in the next frame, and performs the same processing from the transmission processing of the synchronization signal 4002 at the next frame start timing. . By repeating the above procedure, the frame format signal shown in FIG. 13A can be transmitted. [0097] Next, the operation of the base station when performing the soft 'compiling method will be described.
  • the sector controller 4201 (FIG. 15) uses the soft compiling method when it is determined that the receiver, which is information from the sector receiver group, is at the sector boundary. Here, it can be considered that the information used to determine whether or not to use the soft compiling method uses the received power of each sector in the receiver described later.
  • the sector controller 4201 allocates subchannel slots for the soft combining method for the same time between adjacent sectors.
  • Dedicated channel estimation subcarriers shall be added to the slot for soft combining.
  • a normal slot that does not use a subcarrier for dedicating channel estimation is placed on the front side of the frame. Since it is arranged near the propagation path estimation subcarrier at the beginning of the frame, the demodulation performance is improved for the entire frame during reception.
  • sector control section 4201 (Fig. 15) transmits synchronization signal 4002 (Fig. 13A) according to the above-described procedure, transmits control slot 4003, and transmits data slot 4004. Do.
  • the sector control unit 4201 sets the code of the dedicated channel estimation subcarrier in the channel estimation subcarrier generation unit 4303. In principle, this code may be any code, but in this embodiment, the code of all 1 is used for ease of struggling.
  • Dedicated channel estimation subcarriers are added by switching the switch unit 4304 as in the control slot.
  • the sector control unit operates the phase control unit 4305 to perform phase control on the subchannel including the slot using the code set for the sector.
  • the codes used here are those shown in Fig. 14B. Three of these codes are selected and assigned to each sector. In this embodiment, codes shown in 410 la, 4101b, and 4101c are used in sectors # 1 to # 3, respectively.
  • FIG. 17 is a diagram showing a configuration of the phase control unit 4305 (FIG. 16).
  • the phase control unit 4305 includes a complex multiplication unit 4401 that multiplies each subcarrier by an arbitrary complex number, and a code information power received from the sector control unit 4201.
  • the phase information generation unit 4402 generates a value that multiplies each subcarrier.
  • Figure 17 shows the case where 4101b ( Figure 14B) is applied to the first subchannel. ing. Since one code length is 8 and the number of subcarriers in one subchannel is 64, the phase information generation unit 4402 generates a code by repeating the code instructed from the sector control unit 4201 8 times and is instructed. Multiply each subcarrier of the subchannel. Phase control is not instructed! The subcarrier is multiplied by 1 and the phase does not change! / By controlling in this way, a signal whose phase has been adjusted is output only for the designated subchannel.
  • the phase difference between adjacent subcarriers is set to ⁇ ⁇ 4, and the subsequent IFFT is processed at 1024 points.
  • a signal in which 128 samples are circulated in the first subchannel is generated.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a receiver according to the present embodiment.
  • the receiving antenna unit 4501 receives radio waves and converts them into electrical signals
  • the wireless receiving unit 4502 receives the received signal power and selects the necessary signals and converts them into baseband signals
  • the AZD conversion unit 4503 is an analog base Block that converts band signal to digital signal
  • synchronization unit 4504 is a block that synchronizes the frequency and the whole frame using synchronization signal 4002
  • GI removal unit 4505 is a block that removes GI from received signal force
  • SZP conversion Part 4506 is a block that parallelizes the signals and enables Fast Fourier Transform (FFT).
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the FFT unit 4508 is a block that performs FFT on the input signal
  • the code selection unit 4509 is a block that selects a code to be multiplied by the data of each subcarrier in accordance with an instruction from the control unit 4515
  • a code multiplication unit 4510 is a code selection unit 4509
  • a block that multiplies data of each subcarrier by the code output from the propagation path estimation unit 4511 is a block that estimates the data force propagation path of each subcarrier multiplied by the code, and a demapping unit 4518 is mapped to each subcarrier!
  • the data demodulator 4512 is a block for extracting data as a data string. A block that demodulates received data using specified propagation path information, a sector power estimation unit
  • 4513 is a block that estimates the received power of multiple sectors that are currently receiving the data power of each subcarrier multiplied by a code
  • error correction unit 4514 a block that performs error correction decoding on demodulated received data
  • control unit 4515 receives Each block is controlled according to the contents of the data, and the necessary information is transmitted to the base station using the uplink transmitter 4516.
  • the uplink transmitter 4516 is used to transmit information data to be transmitted from the controller 4515 to other base stations.
  • the block to be transmitted to the station, the control information demodulator 4517 demodulates the control slot 4003, and determines how to receive the data slot thereafter.
  • the uplink transmission unit 4516 is not the essence of the present embodiment, and thus a detailed description thereof is omitted. However, any method can be used as long as the base station can receive.
  • the receiver receives radio waves with the receiving antenna 4501, takes out necessary signals with the radio receiver 4502, converts them to baseband, and converts them into digital signals with the AZD converter 4503.
  • the synchronization unit 4504 performs time synchronization of the entire frame by using a synchronization signal 4002 (FIG. 13A) in which the medium force of the signal is arranged at the head of the frame. Any method of time synchronization may be used.
  • the cross-correlation between the time waveform of the synchronization signal 4002 and the waveform of the received signal is measured, and the point where the correlation value is the highest is used as the frame start time.
  • time synchronization is performed and processing is performed in units of OFDM symbols.
  • the GI removal force 4505 converts the GI force to the S removal force
  • the S / P conversion 4506 produces a parallel IJ
  • the FFT 4507 converts it into a form that is free.
  • control unit 4515 uses received code selection unit 4509, code multiplication unit 4510, and sector power estimation unit 4513 to measure the received power of the signal transmitted from the antenna of each sector.
  • code selection unit 4509 code multiplication unit 4510
  • sector power estimation unit 4513 sector power estimation unit 4513 to measure the received power of the signal transmitted from the antenna of each sector.
  • the signal in control slot 4003 (Fig. 13A) including the propagation path estimation subcarrier is FFTed and the subcarrier including the propagation path estimation subcarrier is extracted.
  • a method is available in which the received power of each sector is obtained by multiplying the complex conjugate of the code of the subcarrier for path estimation and then averaging the amplitude of each subcarrier by the square.
  • Control unit 4515 is the uplink transmission unit 4 516 is used to notify the transmitter, which is the base station, of the sector with the highest sector power as the sector that currently contains the sector number. At the same time, the received power of each sector is notified for the control of the soft combining method. Thereafter, the receiver periodically measures the sector power and periodically notifies the base station of information on the sector. After notifying the sector number included in the base station, it shifts to the receiving operation for that sector.
  • the receiver receives the control slot and performs propagation path estimation using the included subcarriers for propagation path estimation. Since the propagation path estimation subcarriers used in this embodiment are inserted at a plurality of times in the slot, the propagation path can be obtained by various methods.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining an example of a propagation path estimation method according to the present embodiment.
  • Figure 19A shows 8 subcarriers extracted from 1 slot.
  • the control unit 4515 sets the code selection unit 4509 so that the sector to be received outputs the complex conjugate of the code used in the propagation path estimation subcarrier in the control slot.
  • the code used in the first half of the slot when transmitting in that sector for the subcarrier signal in which the code for channel estimation of the lOFDM symbol of the signal received using the code multiplier 4510 is placed here Multiply the complex conjugate of the 1st, 3rd, 5th, and 7th code groups, that is, the propagation path estimation subcarrier 4601, to find the propagation path of the corresponding subcarrier of the lOFDM symbol.
  • the code used in the second half of the slot when transmitting in the sector for the subcarrier signal in which the channel estimation code of the 40FDM symbol is arranged here, the second, fourth, sixth, and eighth code groups, Multiply the complex conjugate of 4602 in the middle to find the propagation path of the subcarrier corresponding to the 40th FDM symbol.
  • the propagation path of the subcarrier where the propagation path estimation code of the lOFDM symbol is not allocated is obtained.
  • This subcarrier is shown as 4603 in FIG. 19B.
  • the propagation path of these subcarriers is obtained by linear interpolation of the propagation path of the subcarrier of the lOFDM symbol obtained earlier.
  • a channel estimation code of the 40FDM symbol is arranged!
  • This subcarrier is shown as 4604 in FIG. 19B.
  • the subcarrier propagation path is also obtained by linear interpolation of the 40FDM symbol subcarrier propagation path obtained earlier.
  • the propagation path of each subcarrier of the remaining symbols is obtained using the propagation path of the lOFDM symbol and the propagation path of the 40FDM symbol.
  • the propagation path of the remaining OFDM symbols is obtained by linearly interpolating the propagation path of the lOFDM symbol of a subcarrier and the propagation path of the 40FDM symbol.
  • Figure 19C shows 4605 as the subcarrier obtained by linear interpolation at the first subcarrier.
  • the propagation path can be estimated by the same method for 64 slots for one slot and 768 slots for all slots, which explain the case of estimating a part of 8 subcarriers.
  • a propagation path estimation subcarrier of a slot before and after the time or a slot different in the frequency direction is used.
  • the error may increase.
  • the error may be reduced by using the average value of the propagation path in the slot including the propagation path estimation subcarrier as the estimation value of the other slots.
  • the data in the control slot is extracted using the demapping section 4518, and the data demodulation section 4512 is demodulated using the propagation path information output from the propagation path estimation section 4511, and error correction is performed.
  • the error is corrected by the unit 4514 and then input to the control information demodulation unit 4517.
  • Control information demodulation section 4517 analyzes the allocation information of subsequent data slot 4005 and determines which slot should be received as what modulation method.
  • the control information demodulating unit 4517 operates the demapping unit 4518, the data demodulating unit 4512, and the error correcting unit 4514 at the timing when the receiving slot is transmitted, and extracts the received data.
  • the control information demodulating unit 4517 transmits the propagation of the corresponding slot to the control unit 4515. Requests that the channel estimation be reestablished using the dedicated channel estimation subcarrier.
  • the basic method of the estimation method is the same as that of the control slot 4003.
  • the control unit 4515 does not receive the de-deca
  • the timing of demodulating a subcarrier for one channel propagation estimation is known, the code selector 4509 is operated at the timing of the demodulation, and the complex conjugate of the code used by the subcarrier for dedicated channel estimation (this embodiment) Then set all 1).
  • the propagation path can be estimated by the same method as the propagation path estimation subcarrier of the control slot. After that, if the demapping unit 4518, the data demodulation unit 4512, and the error correction unit 4514 are operated and demodulated for the corresponding slot, the demodulation of the slot using the dedicated pilot is performed normally.
  • reception can be performed in the same manner. Even if CDT diversity is performed, the code multiplied by the phase control unit 4305 of each sector at the time of transmission only circulates the output signal when viewed on the time axis, and is transmitted and synthesized by a plurality of sector cars. Because it seems that the received signal is the channel estimation subcarrier (all 1 in this embodiment) and the data part originally set for the dedicated channel estimation subcarrier as well as the multipath. By operating as described above, it is possible to realize a transmitter and a receiver that perform CDT diversity only on a specific slot at a sector edge.
  • the subcarrier for channel estimation is not added to the data slot that does not use the soft connoining method, but the subcarrier for channel estimation used in the control slot may be added. .
  • the propagation path estimation performance of the data slot improves. Select according to the assumed communication environment.
  • CDT diversity is applied to a signal transmitted from a plurality of transmission antennas (particularly, a plurality of sectors) (when the same data is transmitted from a plurality of sectors) and not applied (different data in all sectors).
  • CDT diversity is not applied to the subcarrier part for propagation path estimation (no time delay is added) and CDT diversity is applied only to the data part. Show about.
  • the frame configuration targeted in this embodiment is the same as that of FIG. 1 described in the first embodiment.
  • a frame of 10 symbols in total consisting of a 1-symbol propagation path estimation subcarrier added at the beginning, followed by a 9-symbol information signal frame, is targeted.
  • the propagation path estimation subcarrier has no time delay between the transmitting antennas, and a time delay is added only to the data portion, and the effect of CDT diversity is obtained.
  • FIG. 20 is a diagram illustrating an example of codes used for propagation path estimation subcarriers in the present embodiment.
  • a code generated by repeating a 4-chip orthogonal code by the number of subcarriers (a code having a code length of 768 obtained by repeating a 4-chip code 192 times) is used.
  • orthogonal codes for every 4 chips orthogonality can be maintained even in multiple signals passing through different propagation paths in a situation where frequency fluctuations are not so severe, and they interfere with each other. Therefore, it is possible to estimate propagation path fluctuations.
  • the orthogonal codes E, F, and G described above are used as propagation path estimation subcarriers in each sector, these codes are hereinafter referred to as sector-specific orthogonal codes.
  • the code shown in FIG. 20 shows a case where an OVSF (Orthogonal Variable Spreading Fact or) code is used as an example! /, But is not limited to this! /.
  • OVSF Orthogonal Variable Spreading Fact or
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of the transmitter according to the present embodiment.
  • the propagation path estimation subcarrier adds a time delay only to the data portion with no time delay between the transmitting antennas, and the effect of CDT diversity is obtained.
  • FIG. 21 is almost the same as FIG. 3 described in the first embodiment, but the propagation path estimation using the sector-specific codes shown in FIG. 20 in the propagation path estimation subcarrier generation units 6100, 6200, and 6300.
  • Subcarriers are generated and sent to the transmission system multi-letters 105, 116, 127, and the switches 6108, 6119, 6130 are connected to the PZS converter by the subcarrier Z data switching signal for channel estimation.
  • the CDT diversity application Z is not applied as in Fig. 3, and when CDT diversity is applied, the PZS converter 107, 118 , 12 9 is input to the time shift unit 109, 120, 137, and when CDT diversity is not applied, the output of the PZS conversion unit 107, 118, 129 is input to the GI insertion unit 110, 121, 138, and the PZS conversion unit 107, When it is notified that the output from 118 and 129 is a signal of the subcarrier part for channel estimation, the output of the PZS converters 107, 118, and 129 is input to the GI insertion units 110, 121, and 138. , And the control unit 6101 notifies the switch 6108, 6119, 6130 of the channel estimation subcarrier Z data switching signal in addition to the notification signal of CDT diversity application Z non-application ⁇ ; .
  • FIG. 22 is a block diagram showing the configuration of the receiver in this embodiment.
  • the subcarrier for channel estimation output from the subcarrier extraction unit 157 for channel estimation uses the subcarrier for channel estimation from each sector in the channel estimation unit 6400-1 and 2 respectively. Estimation is performed, and the obtained propagation path estimation values are output to the phase rotation units 6401-1 and 2, respectively.
  • the phase rotation unit 6400-1 and 2 add the phase rotation of k ′ ⁇ to the kth subcarrier according to the phase rotation amount ⁇ notified from the control unit 6403, and output it to the adder 6402.
  • the Adder 6402 adds the outputs from phase rotation sections 6401-1 and 2, and outputs the result to switch 6161.
  • the receiver according to the present embodiment estimates the transmission path information using different methods depending on the number of transmitters. Further, when receiving the same data from a plurality of transmitters, the receiver according to the present embodiment calculates propagation path information of each transmitter power, Propagation path information power The combined propagation path information when receiving data is calculated.
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of the propagation path estimation units 6400-1 and 2 (collectively referred to as 6400) according to the present embodiment.
  • the propagation path estimation units 6400-1 and 2 are composed of a code multiplication unit 158 and a despreading unit 159.
  • the output of the propagation channel estimation subcarrier extraction unit 157 is multiplied by the complex conjugate of the sector-specific orthogonal code shown in FIG. 20 in the code multiplication unit 158, and this output is output to the despreading unit 159.
  • the output of the propagation path estimation unit 6400-1 is also output to the switch 616 1.
  • the despreading unit 159 integrates the output of the code multiplying unit 158 by four chips and calculates the average value to obtain a channel estimation value for every four chips (4 subcarriers), which is the channel estimation unit. 6400-1 and 2 are output to phase rotation unit 6401-1 and 2 as outputs.
  • the power that three types of inputs can be obtained from code multiplication section 158, propagation path estimation section 6400-1, and addition section 6402 included in propagation path estimation section 6400-1 are output from the control section. If the received signal state of the receiver is good and sufficient signal quality is obtained by the selected signal, the output of the code multiplier 158 is output to the propagation channel compensator 16 3 as the propagation channel estimation value and received. If the reception signal state of the receiver is poor and sufficient signal quality is not obtained, the output of the propagation path estimation unit 6400-1 is output as the propagation path estimation value to the propagation path compensation unit 163, and CDT diversity is performed. If there is, the output of the adder 6402 is output to the channel compensator 163 as the channel estimation value.
  • control unit 6403 performs CDT diversity.
  • the propagation path estimation unit 6400-1 is notified of the sector-specific orthogonal code of the desired sector, and CDT diversity is performed. If so, the channel estimation units 6400-1 and 2 are notified of the sector-specific orthogonal code of the desired sector.
  • control unit 6403 when the received signal state of the receiver is good and sufficient signal quality is obtained, when the received signal state of the receiver is poor and sufficient signal quality is obtained, CDT diversity is not achieved. It is assumed that the switch 6161 is notified as a selection signal.
  • ⁇ is reported in advance as a known force in the receiver.
  • M is an integer greater than 2 or 2 orthogonal codes in units of subcarriers are multiplied in units of subcarriers to multiply subcarriers for channel estimation.
  • the phase modulated by the data When (k-1) X ⁇ phase rotation is applied and transmitted, and when the same data is transmitted to the same receiver simultaneously with other transmitters, ⁇ is Send as a different value.
  • analog Z digital conversion unit Functions of GI removal unit, SZP conversion unit, FFT unit, propagation channel estimation subcarrier extraction unit, code multiplication unit, despreading unit, control unit, switch, power calculation unit, propagation channel compensation unit, error correction decoding unit Is recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium is read into the computer system and executed, thereby executing a transmitter or receiver. It is subjected to control Good.
  • the “computer system” here includes the OS and hardware such as peripheral devices.
  • “computer-readable recording medium” refers to a storage device such as a flexible disk, a magneto-optical disk, a portable medium such as ROM, CD-ROM, or a hard disk incorporated in a computer system.
  • a “computer-readable recording medium” means that a program is dynamically held for a short time, like a communication line when a program is transmitted via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. And those that hold a program for a certain period of time, such as volatile memory inside a computer system as a server or client in that case.
  • the program may be for realizing a part of the functions described above, or may be a program capable of realizing the functions described above in combination with a program already recorded in the computer system. .
  • the present invention can be applied to a transmitter, an OFDM communication system, and a transmission method that perform communication by multiplying a propagation channel estimation subcarrier by a code in a cellular system using the OFDM scheme. Since the estimation subcarriers can be prevented from interfering with each other and the channel estimation accuracy can be improved, the communication quality can be improved.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

　ＯＦＤＭ方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信機であって、符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差φが一定であり、連続するＭ個（Ｍは２又は２より大きい整数）のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する。

Description

明 細 書
送信機、 OFDM通信システム及び送信方法
技術分野
[0001] 本発明は、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を用いるセ ルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して通信を行う送信 機、 OFDM通信システム及び送信方法に関する。
本願 ίま、 2005年 10月 3曰〖こ、 曰本【こ出願された特願 2005— 289878号【こ基づさ 優先権を主張し、その内容をここに援用する。
背景技術
[0002] 近年、複数の送信アンテナを具備する送信機から、送信アンテナ毎に異なる (循環 )遅延を与えて同時に送信する CDT (Cyclic Delay Transmit：循環遅延送信)ダイバ 一シチを用いるマルチキャリア伝送が提案されて 、る（非特許文献 1)。この送信ダイ バーシチ方式を用いると、常にチャネルの周波数選択性を強くできるため、優れた平 均 BER(Bit Error Rate)特性を得ることができる。
[0003] また、 3GPP (3rd Generation Partnership Project)での Evoluved UTRA & UTRAN において、複数のセクタを具備する送信機である基地局が、各セクタに属する送信ァ ンテナから、特に、セクタエッジ付近に位置する同一の受信機向けに、同一周波数、 同一時間を用いて信号を送信し、受信機側においてその合成波を受信することによ り、サイトダイバーシチ効果を得ることのできるソフト 'コンパイニング（Soft- combining) と呼ばれる手法に、前記 CDTダイバーシチを採用することにより、優れた平均 BER 特性を得ることが提案されて ヽる (非特許文献 2)。
[0004] 図 24は、 2つの異なるセクタに属する送信機が備える送信アンテナ 1、 2から、受信 機が備える受信アンテナ 3へと信号が送信される様子を示す概念図である。図に示 すように、送信アンテナ 1と送信アンテナ 2とから信号が送信され、受信機の受信アン テナ 3によりその合成波が受信される。
[0005] 図 25Aは、送信アンテナ 1 (図 24)と受信機の受信アンテナ 3 (図 24)との間の伝搬 路の時間領域表現である遅延プロファイル hiを示しており、図 25Bは、送信アンテナ 2 (図 24)と受信機の受信アンテナ 3 (図 24)との間の伝搬路の時間領域表現である 遅延プロファイル h2を示している。ここで、横軸は時間、縦軸は電力を示している。 送信アンテナ 2から送信される信号が、送信アンテナ 1から送信された信号を遅延 した信号である場合、つまり送信アンテナ 1と送信アンテナ 2の間で、 CDTダイバー シチを採用した場合には、図 26に示すように、送信信号は前記遅延プロファイル hi と h2とを合成した伝搬路を通り、受信アンテナ 3 (図 24)に到達したとみなすことがで きる。
ただし、時間領域 tlは前記遅延プロファイル hi (図 25A)に対応し、時間領域 t2は 前記遅延プロファイル h2 (図 25B)にそれぞれ対応して 、る。
[0006] 一方で、セクタ間では、伝搬路推定用サブキャリアにセクタ固有の直交符号を掛け ることにより、同一周波数、同一時間を用いて伝搬路推定用サブキャリアを送信しな がら、受信機側で各セクタ力 の伝搬路推定用サブキャリアを分離し、伝搬路推定を 個別に行うことが提案されて 、る (非特許文献 3、 4)。
[0007] 図 27Aは、送信アンテナ 1 (図 24)から送信される信号を示し、領域 4は伝搬路推定 用サブキャリアを、領域 5は共用データチャネルを示す。また、図 27Bは、送信アンテ ナ 2 (図 24)から送信される信号を示して!/、る。領域 6は伝搬路推定用サブキャリアを 、領域 7は共用データチャネルを示す。
領域 5、 7に含まれるデータを復調するために必要となる伝搬路情報を得るために、 領域 4、 6に含まれる伝搬路推定用サブキャリアを用いる力 通常は図 28に示すよう にセクタ # 1〜 # 3毎に異なる直交符号が掛けられ、送信されて!、る。
図 28は横軸を周波数とし、一番上の系列 8はマルチキャリア通信においてサブキヤ リアが並んでいる様子を示す。この下に並ぶ 3つの系列 9〜11は、それぞれのセクタ # 1〜# 3に属する送信ァンテナ1&、 lb、 lc (図示省略）において、各サブキャリアに 乗算される直交符号を示す。
これにより例えば周波数範囲 fl内で全てのキャリアの値を加算する送信アンテナ 1 aからの信号は加算結果に含まれるが、送信アンテナ lb及び lcからの信号成分は 0 となり、同一周波数、時間を用いて信号の送信を行なっても、各セクタの信号を分離 することができる。なお、このような状況を「直交性が保たれている」という。 [0008] 一方で、セクタ # 1〜# 3間の送信アンテナ la〜： Lcに対し、前記 CDTダイバーシ チを適用する場合においては、前述の通り領域 5、 7 (図 27)を復調するためには伝 搬路情報を、領域 4、 6 (図 27)に含まれる伝搬路推定用サブキャリア力 得る必要が あるため、通常は送信アンテナ lbから送信される信号は、領域 6、 7ともに同一の遅 延を付加することとなる。
し力しながら、セクタ間の送信アンテナに対し、前記 CDTダイバーシチを適用した 場合には、前記直交符号間の直交性が崩れるため、伝搬路推定用サブキャリアを用 いて各セクタの送信アンテナと受信機間の伝搬路を分離し推定しょうとすると、伝搬 路推定結果に誤差が生じる恐れがある。
[0009] 図 29は、遅延プロファイル hi =h2= lとした場合、つまり遅延波が存在せず、直達 波に関しても位相回転、振幅の変化がない場合の送信信号を示した図である。この とき、マルチキャリア伝送が行われ、図 24の送信アンテナ 1、 2の間でシンボルの半 分の遅延が付加された場合を考える。
なお、ここではソフト 'コンパイニング法によるダイバーシチカ 送信アンテナ 1と送 信アンテナ 2との間で用いられている場合を考え、ここでは、暫くの間、送信アンテナ 1と送信アンテナ 2から送信された信号のみを考えるものとする。ここで、ソフト 'コンパ イニング法は、 2つのセクタが同一の受信機に対して、同一情報から生成した同一信 号を同一タイミングで送信することにより、受信機の信号成分を増大させつつ、干渉 成分を抑える方法である。
このとき、送信アンテナ 2 (図 24)から送信される送信信号は、 k番目のサブキャリア に対して、以下の式（1)の位相回転が掛けられる。
[0010] θ = 2 π 1ίΤ/Ν = 2 π 1ί·Ν/2·/Ν = 1ί π · · · (1)
[0011] このとき、送信アンテナ 2 (図 24)力もの信号は図 29に示すようになり、送信アンテ ナ 1 (図 24)からの送信信号との間の直交性が崩れた状態になる。
なお、上記式（1)での Νはマルチキャリア変調時の IFFT (Inverse Fast FourierTran sform:逆高速フーリエ変換)のポイント数、 Tは 2アンテナ間の遅延ポイント差 (遅延時 間差)を示す。
非特許文献 1：信学技報 RCS2004-392, "周波数領域等化を用いる DS-CDMAへの C yclic Delay Transmit Diversityの適用効果"，社団法人電子情報通信学会 2005年 3 月発行
非特許文献 2 : 3GPP寄書， R1- 050795, "Intra- Node B Macro Diversity based on Cy clic Delay Transmissions", [平成 17年 9月 7日検索],インターネット（URL: ftp：〃 ftp.3 gpp.org/TSG_RAN/WGl_RLl/TSGRl_42/Docs/Rl-050795.zip)
非特許文献 3 : 3GPP寄書， Rl-050704, "Orthogonal Common Pilot Channel and Scr ambling Code inEvolved UTRA Downlink", [平成 17年 9月 7日検索],インターネット（ URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WGl_RLl/TSGRl_42/Docs/Rl-050704.zip) 非特許文献 4 : 3GPP寄書， R1- 050700, "Intra- Node B Macro Diversity Using Simult aneous Transmission with Soft-combining in Evolved UTRA Downlink", [平成 17年 9 月 7日検索],インターネット（URL: ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WGl_RLl/TSGRl_ 42/Docs/Rl- 050700.zip)
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0012] しかしながら、従来、 CDTダイバーシチ法やソフト 'コンパイニング法などのダイバ ーシチと、セクタ間における伝搬路推定用サブキャリアの直交性とは、別々に用いら れており、それらを単純に組み合わせただけでは、直交性が崩れ、伝搬路推定精度 が劣化すると 、う問題があった。
[0013] 本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、送信機毎の電力を 推定可能とし、伝搬路を精度よく推定することができる伝搬路推定シンボルを送信す る送信機、さらには、同一の端末に対し、同じデータを送信するソフトコンバイン時に 無用なシーケンスある 、は受信処理を必要としな 、フォーマットでデータを送信する ことができる送信機、及びそれらの信号を処理可能とする送信機、 OFDM通信シス テム及び送信方法を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0014] 本発明の送信機は、上記課題を解決するためになされたもので、 OFDM方式を用 いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する 送信機であって、前記符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号 の位相差 Φが一定であり、連続する Μ個（Μは 2又は 2より大きい整数)のサブキヤリ ァ毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交す る。
[0015] また、本発明の送信機は、サブキャリア総数 Nsub力 2N_1く Nsub≤2N(Nは自然 数)の条件を満たす場合に、 φ Χ2Ν=2ηπ (ηは整数)を満たすように φを設定する とともに、 Μが Nsubの約数となるように Μを設定する。
[0016] また、本発明の送信機は、 M = 4であり、 φ =0、 π /2, π、 3 π Ζ2の組の全部あ るいは一部である。
[0017] また、本発明の送信機は、前記連続する 4個のサブキャリアに割り当てる符号は、 j を虚数単位とした場合に、（1、 1、 1、 1)、（1、 j、—1、— j)、（1、—1、 1、—1)、（1、 一 ー1、 j)である。
[0018] また、本発明の送信機は、 M = 8であり、 φ =0、 π /4, π /2 3 π /4, π、 5 π Ζ4、 3 π /2 7 π Ζ4の組の全部ある!/、は一部である。
[0019] また、本発明の送信機は、前記連続する 8個のサブキャリアに割り当てる符号は、 j を虚数単位とした場合に、（1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、（1、（l+j)Z^2、j、 (-1+j )Z 2、 一 1、（一 1 j)Z 2、一 （1 j)Z 2)、（l、j、 一 1、一 l、j、 一 1、 一 j )、（1、（一 l+j)Z 2、一 (l+j)Z 2、 一 1、 (1一 j)Z 2、j、 (一 1一 j)Z 2) 、（1、 一 1、 1、 一 1、 1、 一 1、 1、 一 1)、（1、（一 1一 j)Z 2、 j、（1一 j)Z 2、 一 1、 ( l+j)Z 2、一 （1 j)Z 2)、（1、一 1、 j、 1、 一 j、 一 l、j)、（1、 (1 j)Z 、— j、 (一 1 j)Z 2、—1、 (一 l+j)Z 2、j、 (l+j)Z 2)である。
[0020] また、本発明の送信機は、 OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使 用するセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信 する送信機であって、前記符号は第 1の符号及び第 2の符号からなり、前記第 1の符 号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差 φが一定であり 、連続する M個（Mは 2又は 2より大き 、整数)のサブキャリア毎の符号が他のセクタ の送信機の同一のサブキャリアに乗算される第 1の符号と互いに直交する符号であり 、前記第 2の符号は基地局固有の符号である。
[0021] また、本発明の送信機は、 OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使 用するセルラシステムにおいて、前記各セクタに設置され、伝搬路推定用 OFDMシ ンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サ ブキャリアに割り当てる際に、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の 位相差を Φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を n (nは 1又は 1より大きい整 数）とすると、全ての OFDMシンボルにおいて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキヤリ ァ総数又はサブキャリア総数より小さい整数)番目のサブキャリアに対しては変調され た位相に対し、さらに (k— 1) X φ Ζηの位相回転を与え送信し、前記セクタごとに、 Φが固有である。
[0022] また、本発明の送信機は、有効 OFDMシンボル長と設定されるガードインターバル 長の比を 1： Gとした場合に、位相差 φ力 φ≥2 Χ Θ Χ πの条件を満たすように設定 する。
[0023] また、本発明の送信機は、 OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、請求項 1 力 6で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サブキャリア として送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差を φとし 、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を n(nは 1又は 1より大きい整数)とすると、 データを送信する OFDMシンボルにおいて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア 総数又はサブキャリア総数より小さい整数)番目のサブキャリアに対しては変調された 位相に対し、さらに (k— 1) X φ Ζηの位相回転を与え送信する。
[0024] また、本発明の送信機は、 OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、
M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア単位で直交する符号をサブキヤリ ァ単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用 サブキャリアに乗算する符号の位相差を φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間 隔を n (nは 1又は 1より大きい整数）とすると、データを送信する OFDMシンボルにお いて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整 数)番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに (k—l) X φ Ζηの 位相回転を与え送信する。
[0025] また、本発明の送信機は、 IFFTの出力を回転させることにより、 OFDMシンボルに 位相回転 φを与える。 [0026] また、本発明の送信機は、周波数時間分割でアクセスする OFDM方式を用いるセ ルラシステムにおいて、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相 差 φが一定であり、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア毎の 符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する符号 を伝搬路推定用サブキャリアとして受信機に送信し、伝搬路推定用サブキャリアの配 置間隔を n (nは 1又は 1より大きい整数）とすると、同一の受信機に対し、同時に他の 送信機と連動して同一の周波数帯域を用いて同じデータを送信する際は、 m番目（ mは 1又は 1より大きぐ通信を行う帯域のサブキャリア総数又はサブキャリア総数より 小さい整数)のサブキャリア対しては、データにより変調された位相に対し、さらに (m —1) X φ Ζηの位相回転を与え送信する。
[0027] また、本発明の OFDM通信システムは、 1つの送信機から送信されるデータを復調 する際は、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FF Tにより周波数変換し、送信側で直交性を保った伝搬路推定用サブキャリア単位で 送信機との周波数応答である伝搬路を推定し、 2又は 2より多数の送信機から送信さ れる同じデータを復調する際は、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OF DMシンボルに対し FFTにより周波数変換し、伝搬路推定用のサブキャリアに対し、 いずれかの送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより、全ての送信機 からの結合された伝搬路を求める受信機とを有する。
[0028] また、本発明の OFDM通信システムは、前記受信機は、伝搬路推定用信号の直 交性から、送信機毎の信頼度を推定する機能を有する。
[0029] また、本発明の OFDM通信システムは、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含 まれる OFDMシンボルに対し FFTにより周波数変換し、伝搬路推定用のサブキヤリ ァに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路 を求め、 IFFTすることで、インパルス応答に変換し、変換した結果、信号成分が集中 する位置により、基地局またはセクタ、またはその両方を決定する受信機とを有する。
[0030] また、本発明の OFDM通信システムは、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含 まれる OFDMシンボルに対し FFTにより周波数変換し、伝搬路推定用のサブキヤリ ァに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路 を求め、 IFFTすることで、インパルス応答に変換し、変換した結果、信号成分が集中 する時間のみを抽出し、再度 FFTすることで、接続するセクタの送信機との伝搬路を 推定する受信機とを有する。
[0031] また、本発明の OFDM通信システムは、受信した伝搬路推定用サブキャリアが含 まれる OFDMシンボルに対し FFTにより周波数変換し、伝搬路推定用サブキャリア に対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じることにより送信機との伝搬路を 求める受信機とを有する。
[0032] また、本発明の OFDM通信システムは、伝搬路推定用信号の直交性から、送信機 毎の信頼度推定する機能を有する受信機とを有する。
[0033] また、本発明の OFDM通信システムは、複数の送信機から同一のデータを受信す る際は、それぞれの送信機力 の伝搬路を算出し、さらに各々の伝搬路力 データを 受信する際の合成された伝搬路を算出する受信機とを有する。
[0034] また、本発明の OFDM通信システムは、各スロットの制御情報を送信し、受信した 伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FFTにより周波数変換 し、伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗 じることにより送信機との伝搬路を求め、更に、受信した前記制御情報から受信する スロットと変調に関する情報を復調する制御情報とを復調し、自端末宛てのデータス ロットを復調する受信機とを有する。
[0035] また、本発明の送信方法は、 OFDM方式を用いるセルラシステムにお 、て、伝搬 路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信方法であって、前記符号は、 連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差が一定であり、連続す る M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア毎の符号力 他の送信機の同一 のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する。
[0036] また、本発明の送信方法は、 OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を 使用するセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送 信する送信方法であって、前記符号は第 1の符号及び第 2の符号からなり、前記第 1 の符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差が一定であ り、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア毎の符号が他のセクタ の送信機の同一のサブキャリアに乗算される第 1の符号と互いに直交する符号であり 、前記第 2の符号は基地局固有の符号である。
[0037] また、本発明の送信方法は、 OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を 使用するセルラシステムにおいて、前記各セクタに設置され、伝搬路推定用 OFDM シンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各 サブキャリアに割り当てる際に、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号 の位相差を Φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を n (nは 1又は 1より大きい 整数）とすると、全ての OFDMシンボルにおいて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキヤ リア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)番目のサブキャリアに対しては変調さ れた位相に対し、さらに (k— 1) X φ Ζηの位相回転を与え送信し、前記セクタごとに 、 φが固有である。
[0038] また、本発明の送信方法は、 OFDM方式を用いるセルラシステムにお 、て、請求 項 21で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サブキャリア として送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差を φとし 、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を n(nは 1又は 1より大きい整数)とすると、 データを送信する OFDMシンボルにおいて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア 総数又はサブキャリア総数より小さい整数)番目のサブキャリアに対しては変調された 位相に対し、さらに (k— 1) X φ Ζηの位相回転を与え送信する。
[0039] また、本発明の送信方法は、 OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、 M個（ Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア単位で直交する符号をサブキャリア単位 で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキヤ リアに乗算する符号の位相差を Φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を n (n は 1又は 1より大きい整数）とすると、データを送信する OFDMシンボルにおいて k (k は、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)番目 のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに (k—l) X φ Ζηの位相回転 を与え送信する。
発明の効果
[0040] 本発明では、伝搬路推定用サブキャリアに、連続する伝搬路推定用サブキャリアに 乗算する符号の位相差 Φが一定であり、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整数) のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互 V、に直交する符号を乗算するようにした。
これにより、伝搬路推定用サブキャリアが互いに干渉することを防止することができ 、伝搬路推定精度を向上することができるため、通信品質を高めることができる。 図面の簡単な説明
圆 1]本実施形態で対象とするフレーム構成の一例を示す図である。
圆 2]本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号を示す図である。 圆 3]CDTダイバーシチを行う送信機 (基地局）の構成を示すブロック図である。
[図 4]時間シフト部 109、 120、 131 (03)における処理を説明するための図である。 圆 5]本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
圆 6]本実施形態の説明に使用する伝搬路推定用サブキャリアのパターンについて 示す図である。
圆 7]本実施形態における送信機の構成を示すブロック図である。
圆 8]本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
[図 9]セル構成、セクタ構成、移動局の位置の一例を示す図である。
[図 10]伝搬路推定部 2001 (図 8)の詳細を示すブロック図である。
圆 11]基地局識別部 2107 (図 10)で識別される信号の波形を示すグラフである。
[図 12]図 11の基地局 b3 (図 9)に符号を設定した場合の波形と同一のグラフである。
[図 13A]本実施形態で使用するダウンリンクのフレームフォーマットの構成の一例を 示す図である。
[図 13B]本実施形態で使用するダウンリンクのフレームフォーマットの構成の一例等を 示す図である。
[図 14A]本実施形態において使用する符号の一例を示す図である。
[図 14B]本実施形態において使用する符号の一例を示す図である。
圆 15]本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。
[図 16]セクタ送信部の構成を示すブロック図である。
[図 17]位相制御部 4305の構成を示す図である。 圆 18]本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。
圆 19A]本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。 圆 19B]本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。 圆 19C]本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。 圆 20]本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号の一例を示す 図である。
圆 21]本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。
圆 22]本実施形態における受信機の構成を示すブロック図である。
[図 23]本実施形態による伝播路推定部 6400— 1、 2の構成を示すブロック図である。
[図 24] 2つの異なるセクタに属する送信アンテナ 1、 2から受信機に属する受信アンテ ナ 3へと信号が送信される様子を示す概念図である。
圆 25A]送信アンテナ 1と受信機の受信アンテナ 3との間の伝搬路の時間領域表現 である遅延プロファイル hiを示すグラフである。
圆 25B]送信アンテナ 2と受信機の受信アンテナ 3との間の伝搬路の時間領域表現で ある遅延プロファイル h2を示すグラフである。
[図 26]受信アンテナ 3で受信する信号の一例を示す図である。
[図 27A]送信アンテナ 1から送信される信号の構成を示す図である。
[図 27B]送信アンテナ 2から送信される信号の構成を示す図である。
[図 28]複数のセクタ力も送信される信号を示した図である。
[図 29]遅延プロファイル hi =h2= lとした場合、つまり遅延波が存在せず、直達波に 関しても位相回転、振幅の変化がな 、場合の送信信号を示した図である。
符号の説明
送信アンテナ 1、 2
受信アンテナ 3
伝搬路推定用サブキャリア生成部 100
制御部 101
誤り訂正符号部 102、 113、 124
シリアル Zノ レル変換部 103、 114、 125 マッピング部 104、 115、 126
マルチプレックス部 105、 116、 127
IFFT部 106、 117、 128
ノ ラレル Zシリアル変換部 107、 118、 129 スィッチ 108、 119、 130
時間シフト部 109、 120、 131
GI揷入部 110、 121、 132
ディジタル/アナログ変換部 111、 122、 133 無線送信部 112、 123、 134
アンテナ部 135
アンテナ部 150
無線受信部 151
アナログ ディジタル変換部 152
同期部 153
GI除去部 154
SZP変換部 155
FFT咅 156
伝搬路推定用サブキャリア抽出部 157 符号乗算部 158
逆拡散部 159
制御部 160
スィッチ 161
電力算出部 162
伝搬路補償部 163
誤り訂正復号部 164
乗算部 2101
IFFT部 2102
時間フィノレタ部 2103 FFT咅 2104
複素共役部 2105
基地局識別符号生成部 2106 基地局識別部 2107
セクタ制御部 4201
セクタ送信部 4202
送信セクタアンテナ 4203
送信セクタアンテナ 4205
送信アンテナ 4207
受信セクタアンテナ 4209
セクタ受信部 4210
受信セクタアンテナ 4211
セクタ受信部 4212
受信セクタアンテナ 4213
誤り訂正符号部 4301
マッピングき 4302
伝搬路推定用サブキャリア生成部 4303 スィッチ咅 4304
位相制御部 4305
IFFT部 4306
パラレル シリアル変換部 4307
GI挿入部 4308
ディジタル/アナログ変換部 4309 無線部 4310
受信アンテナ部 4501
無線受信部 4502
アナログ Zディジタル変換部 4503 同期咅 4504 ガードインターバル除去部 4505
シリアル Zノ レル変換部 4506
符号選択部 4509
符号乗算部 4510
伝播路推定部 4511
デマップ部 4518
データ復調部 4512
セクタ電力推定部 4513
誤り訂正部 4514
制御部 4515
アップリンク送信部 4516
制御情報復調部 4517
発明を実施するための最良の形態
[0043] 以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
本発明の第 1〜第 4の実施形態では、周波数サブチャネル数を 12、サブキャリア数 を 768、 FFTポイント数を 1024とする場合の OFDMA (Orthogonal Frequency Divisi on Multiple Access)システムについて説明する。また、パス'ダイバーシチ（周波数ダ ィバーシチ)利得の向上による受信特性の改善を目的とした CDTダイバーシチを、 送信機である基地局において行う場合に適した伝搬路推定用サブキャリアの構成や 送信機及び受信機の構成について説明する。
なお、本発明の第 1〜第 4の実施形態を OFDMAシステムではなぐ OFDMシステ ムに適用してもよい。
[0044] (第 1の実施形態）
始めに、本発明の第 1の実施形態について説明する。本実施形態では、複数の送 信アンテナ（特に、複数セクタ）から送信される信号に対して、 CDTダイバーシチの 適用（複数セクタから同一データを送信する場合）と非適用（全てのセクタにおいてそ れぞれ異なるデータを送信する場合)を時間的に切り替える場合につ！ヽて示す。
[0045] 図 1は、本実施形態で対象とするフレーム構成の一例を示す図である。図に示すよ うに、本実施形態では、先頭に付加された 1シンボルの伝搬路推定用サブキャリアと 、それに続く 9シンボルの情報信号カゝら構成される合計 10シンボルのフレームを対象 とする。ただし、 1つのセクタ力も送信される 1フレーム中の全周波数サブチャネルは 1ユーザが占有する。
[0046] 図 2は、本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号を示す図で ある。
図に示すように、本実施形態では、 4チップの直交符号 A〜Dをサブキャリアの数だ け繰り返すことにより生成される符号 (4チップの符号を 192回繰り返した符号長 768 の符号)を用いる。このように 4チップ毎に直交する符号 A〜Dを用いることにより、周 波数変動がさほど激しくない状況においては、異なる伝搬路を経由した複数の信号 においても直交性を維持することができ、互いに干渉することなく伝搬路変動の推定 を行うことが可能となる。また、図 2に示す符号の各チップは、隣接するチップに一定 の位相回転を与えたものとなっている。
[0047] 例えば、図 2に示す符号 Aは（1, 1, 1, 1)、符号 は（1, j, — 1, j)、符号 Cは（1 , - 1, 1, — 1)、符号 Dは（1, -j, である（ただし、 jは虚数単位である）。つま り、符号 Aではチップ間の位相差が 0 (または 2 π )であり、符号 Βでは π /2 符号 C では π、符号 Dでは 3 π Ζ2となっている。つまり、この符号は、連続する伝搬路推定 用サブキャリアに乗算する符号の位相差 φが一定であり、連続する Μ個（Μは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗 算される符号と互いに直交する。なお、本実施形態では、 φ =0、 π Ζ2、 π、 3 π Ζ 2の全部を用いた力 これらの一部の位相差を用いてもよ!、。
言い換えれば、サブキャリア総数 Nsub力 2N_1く Nsub≤2Nの条件を満たす場合 に、 φ Χ 2Ν= 2η π (ηは整数）を満たすように φを設定するとともに、 Μが Nsubの約 数となるように Mを設定してもよ 、。
このような隣接チップ間の位相差は、基本となる 4チップにぉ 、てのみ維持されるも のではなぐ 4チップを繰り返し用いることにより生成される任意の符号長の符号につ いても維持されている。
[0048] 本実施形態では、図 2に示す符号 A〜Dを伝搬路推定用サブキャリアとして用いる 力 このようにチップ間（サブキャリア間）で一定の位相回転量 2 π ί τが与えられてい る（ただし、 FFTの全ポイントでの位相回転量が 2 πの整数倍)信号は、 IFFT後には 、後述の式（1)で示すように、位相回転量に応じた値てだけサンプルが時間的に循 環した信号となる。例えば、符号 Αはサブキャリア間の位相差力^であり、符号 Bは位 相差が π Ζ2であるため、符号 Βに IFFT処理を行なった信号は符号 Αに IFFT処理 を行なった信号を 256サンプル（FFTポイント数 1024での全位相回転量が 2 X 256 πであるため）だけ時間的に循環した信号となる。言い換えれば、 IFFTの出力を回 転させることにより、 OFDMシンボルに位相回転 φを与える。
同様に、符号 Cを用いる場合は符号 Aを用いる場合に対して 512サンプル、符号 D を用いる場合は符号 Aを用いる場合に対して 768サンプルだけ時間的に循環した信 号が生成される。これは以下の式（2)に示すフーリエ変換の性質に基づくものであり 、この可逆性により、時間領域の信号を循環することにより図 2に示すような周波数領 域の符号を生成することが可能である。
[0049] [数 1] (f)e -^ ^ s(t -v) …（2 )
[0050] 図 3は、 CDTダイバーシチを行う送信機 (基地局）の構成を示すブロック図である。
この送信機は、伝搬路推定用サブキャリア生成部 100、制御部 101、誤り訂正符号 咅 102、 113、 124、シリアノレ/ノ ラレノレ（S/P : Serial / Parallel)変換咅 103、 114、 125、マッピング部 104、 115、 126、マルチプレックス部 105、 116、 127、 IFFT部 106、 117、 128、 ノ ラレノレ/シリアノレ（P/S : Parallel / Serial)変換咅 107、 118、 1 29、スィッチ 108、 119、 130、時間シフト部 109、 120、 131、 GI (Guard Interval:ガ ードインターバル）揷入部 110、 121、 132、ディジタル Zアナログ（DZA: Digital / Analog)変換部 111、 122、 133、無線送信部 112、 123、 134、アンテナ部 135を有 する。
[0051] 本実施形態では、一例として 3セクタに分割されたセルカゝら構成されるセルラシステ ムを対象としており、送信機である基地局はアンテナ部 135に 3つのセクタアンテナ 1 35a〜135cを有し、送信系もそれぞれ 3つある。 図 3に示す送信機の伝搬路推定用サブキャリア生成部 100では、全てのサブキヤリ ァの信号を 1 + 0j (= 1)とした伝搬路推定用サブキャリアが生成され、各送信系のマ ルチプレックス部 105、 116、 127へ送られる。マルチプレックス部 105では、伝搬路 推定用サブキャリア生成部 100において生成された伝搬路推定用サブキャリアと、誤 り訂正符号部 102において誤り訂正符号ィ匕された後、 SZP変換部 103において S ZP変換され、マッピング部 104にお 、てマッピングされた情報信号とが多重される。 セクタアンテナ 135b、 135cの送信系統においても、セクタアンテナ 135aの送信系 統と同様の処理が行われるが、 CDTダイバーシチを行う場合には、ダイバーシチ合 成を行う複数の送信系統に同一の情報信号が入力され、 CDTダイバーシチを行わ な 、場合にはそれぞれの送信系統にぉ 、て異なる情報信号が処理される。ただし、 この CDTダイバーシチは通常、受信機がセクタエッジ付近に位置する場合 (セクタに 分割されたセル環境を想定）に適用されることとなるが、その適用 Z非適用の切り替 えタイミングは送信機 受信機 (基地局一端末)間で、例えば、後述の手段によって 既知となっている。
それぞれのマルチプレックス部 105、 116、 127において伝搬路推定用サブキヤリ ァと情報信号が多重された信号は、次に、各送信系統の IFFT部 106、 117、 128に おいて IFFT処理され時間領域の信号に変換される。この時間領域の信号は、それ ぞれの送信系統の PZS変換部 107、 118、 129において PZS変換された後、スイツ チ 108、 119、 130【こ人力される。このスィッチ 108、 119、 130【ま帘||御咅 101【こょっ て制御されており、 CDTダイバーシチを行わな 、場合には PZS変換の情報信号は GI揷入部 110、 121、 132へ入力され、 CDTダイバーシチを行う場合には P/S変 換の情報信号は時間シフト部 109、 120、 131へ入力される。
ただし、制御部 101では CDTダイバーシチの適用 Z非適用の切り替えタイミングが 把握されている。また、情報信号については CDTダイバーシチの適用 Z非適用に応 じて入力先が切り替えられるが、伝搬路推定用サブキャリアについては常に時間シフ ト部 109、 120、 131へ入力される。したがって、各送信系統のスィッチ 108、 119、 1 30は CDTダイバーシチ非適用時に伝搬路推定用サブキャリアと情報信号とを分離 する役割も担っている。（説明を容易にするため図 3にはセクタ # 1用の時間シフト部 109等も記載されている力 セクタ # 1の時間シフト部 109の時間シフト量は 0である ため、時間シフト部 109を特に設ける必要はなぐまた、スィッチ 108についても特に 設ける必要はない。）
[0053] 各送信系統のスィッチ 108、 119、 130を経由して、各伝搬路推定用サブキャリアと CDTダイバーシチを適用する際の情報信号はそれぞれ時間シフト部 109、 120、 13 1へ入力され、時間シフト (循環）される。
図 4は、時間シフト部 109、 120、 131 (図 3)における処理を説明するための図であ る。図に示すように、時間シフト部 109、 120、 131では、入力された時間領域の信号 がシンボル毎に Nサンプル数だけシフト (循環）されることになる。本実施形態におけ る送信機である基地局では、このような時間シフトが、セクタ # 1では 0サンプル、セク タ # 2では 256サンプル、セクタ # 3では 512サンプルというように、各セクタの送信系 統にお 、て異なるサンプル数だけ行われる。
この時間シフトは伝搬路推定用サブキャリアと CDTダイバーシチとを適用する際の 情報信号の両方に施されるが、特に伝搬路推定用サブキャリアに着目すると、各セク タのマルチプレックス部 105、 116、 127に入力された伝搬路推定用サブキャリアは 全て同一符号 (全サブキャリアが 1に設定された信号)であったにも関わらず、これら の時間シフトを行うことにより、周波数領域において異なる符号が用いられた場合と 同一の信号が生成されることとなる。例えば、セクタ # 2の時間シフト部 120 (図 3)で は 256サンプルの時間シフトが行われており、これは図 2の符号 Bに IFFT処理を施 した信号と同一の信号となる。
[0054] また、セクタ # 3の時間シフト部 131 (図 3)では 512サンプルの時間シフトが行われ ており、これは図 2の符号 Cに IFFT処理を施した信号と同一の信号となる。セクタ # 1では、時間シフト量力^に設定されているため、信号はシフトされず、これは符号 A に IFFT処理を施した信号と同一である。先に述べたように図 2に示す 4つの符号 A 〜Dはそれぞれ互いに直交している符号であり、周波数領域では各セクタ # 1〜# 3 の信号は直交していることとなる。つまり、セクタ # 1〜# 3毎に異なる時間シフト量に 設定された時間シフト部 109、 120、 131を設け、時間領域において信号をシフトす る処理を行うことにより、周波数領域においてセクタ毎に直交性が維持された伝搬路 推定用サブキャリアを生成することが可能となる。
このような伝搬路推定用サブキャリアを送信することにより、受信機側ではそれぞれ のセクタ # 1〜 # 3から送信された信号が経由する伝搬路を高精度に推定することが できる。ただし、図 2に示すような直交符号 A〜Dを IFFTした場合と同一の信号を生 成するためには、セクタ毎に 256サンプルずつ異なる時間シフト量に設定する必要 がある。
[0055] また、情報信号に着目すると、 CDTダイバーシチを行う場合には複数のセクタ # 1 〜# 3の送信系統に同一の情報信号を入力し、このような時間シフトを用いることによ り、シンボル内で遅延した信号を生成することが可能となる。このようにセクタ # 1〜# 3毎に遅延量が異なる同一情報信号を送信することにより、受信機側では、あたかも 伝搬路における遅延パスが増えた状況であるように観測され、パス'ダイバーシチ効 果が向上する。
各セクタの時間シフト部 109、 120、 131においてそれぞれ異なる時間シフトが施さ れた信号は、それぞれの GI挿入部 110、 121、 132において GIが付加された後、 D ZA変換部 111、 122、 133においてアナログ信号に変換され、無線送信部 112、 1 23、 134において無線送信可能な周波数に周波数変換され、各セクタのセクタアン テナ 135a〜135cより送信される。
以上の基地局構成とすることにより、従来技術では維持することのできな力つた伝 搬路推定用サブキャリア符号の直交性を維持しつつ、 CDTダイバーシチを行う場合 には所望のパス'ダイバーシチ効果を得ることができる信号の送信が可能となる。
[0056] 図 5は、本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。この受信機は、ァ ンテナ部 150、無線受信部 151、 AZD変換部 152、同期部 153、 GI除去部 154、 S ZP変換部 155、 FFT部 156、伝搬路推定用サブキャリア抽出部 157、符号乗算部 158、逆拡散部 159、制御部 160、スィッチ 161、電力算出部 162、伝搬路補償部 1 63、誤り訂正復号部 164を有する。
[0057] 図 5に示す受信機のアンテナ部 150で受信された受信信号は、まず無線受信部 15 1にお 、て AZD変換可能な周波数に周波数変換され、 AZD変換部 152にお 、て ディジタル信号に変換される。そして同期部 153にお 、てシンボル同期が確立され、 GI除去部 154にお!/、て GIが除去された後、 SZP変換され FFT部 156に入力される 。この FFT部 156では、時間領域の受信信号が FFT処理され周波数領域の信号に 変換される。
次に、伝搬路推定用サブキャリア抽出部 157においてフレームの先頭に付加され た伝搬路推定用サブキャリアと情報信号を分離し、伝搬路推定用サブキャリアは符 号乗算部 158へ、情報信号は伝搬路補償部 163へそれぞれ送られる。符号乗算部 158へ入力された伝搬路推定用サブキャリアは送信機側 (通信中のセクタ)で用いら れた周波数領域における符号 (本実施形態では符号 A、 B、 Cのいずれか。ただし、 図 3の送信機ではこれらの符号を時間軸上のサンプルシフト処理によって生成してい る）の複素共役と乗算される。
[0058] ここで、通信中のセクタとは、 CDTダイバーシチを行わない場合には 1つのセクタで あり、符号乗算部 158では該当するセクタ力 送信された符号の複素共役と受信伝 搬路推定用サブキャリアとの乗算が行われる（例えば、セクタ # 2と通信中の受信機 においては符号 Bの複素共役が乗算されることとなる)。一方、 CDTダイバーシチを 行う場合には通常 2つのセクタと通信を行うこととなる力 この場合にも符号乗算部 15 8において受信伝搬路推定用サブキャリアと乗算する符号は、どちらかのセクタで用 いられている符号でよい（例えば、セクタ # 2、 # 3から CDTダイバーシチ送信が行わ れている場合にも、符号乗算部 158では符号 Bまたは符号 Cのいずれか一方の複素 共役を用いた乗算を行うこととなる)。
[0059] このとき、 2つのセクタで用いられている符号のうちどちらを使用してもよいが、その 選択方法としては、通常 CDTダイバーシチはセクタエッジ付近に移動してきた受信 機に適用されるため、 CDTダイバーシチが適用される以前に通信を行なっていたセ クタで用いられていた符号を選択する等の方法がある。このとき使用される符号は制 御部 160から指示される。この符号乗算部 158からの出力は、 CDTダイバーシチが 行われている場合には、受信信号の伝搬路推定値を表している。これは、 CDTダイ バーシチが行われている場合には 2つのセクタ力も送信された信号を受信することと なるが、それらの信号は CDTダイバーシチの性質上、 1つの信号の遅延パスが増え た信号として受信されるため、送信機側で用いられた符号の複素共役を乗算すると いう一般的な伝搬路推定方法により伝搬路推定値を求めることができるためである。
[0060] 符号乗算部 158で符号の複素共役を乗算された受信伝搬路推定用サブキャリア（ CDTダイバーシチが行われている場合には伝搬路推定値）は、次に、逆拡散部 159 とスィッチ 161へ送られる。この逆拡散部 159では、 CDTダイバーシチを行わない場 合の伝搬路推定値が算出される。具体的には、送信機側で用いられた符号の複素 共役を乗算（この処理は符号乗算部 158で行われる）された各チップを 4チップずつ 積分し、その平均値を算出することにより 4チップ (4サブキャリア)毎の伝搬路推定値 が得られる。先に述べたように、本実施形態で用いる符号 (符号 A〜C)は 4チップ毎 にそれぞれ直交しているため、逆拡散部 159における積分処理により、それぞれの 符号を用いた信号が混在する状況においても所望の符号が用いられた信号の伝搬 路推定値のみを算出することができる。この逆拡散部 159の出力はスィッチ 161と電 力算出部 162に送られる。
[0061] 電力算出部 162では、逆拡散後の信号の 2乗平均値を求め、受信信号の電力の 算出が行われる。本実施形態で用いる符号はそれぞれ直交しているため、逆拡散後 の信号には他セクタから送信された干渉成分が含まれず、 1つのセクタから送信され た信号の受信電力を算出することができる。ここで、通信中でないセクタも含む複数 のセクタ力も到来する信号の受信電力を求めたい場合には、符号乗算部 158におい てそれらのセクタで用いられている各符号の複素共役と受信信号の乗算処理を別々 に行 、、その結果を逆拡散部 159にお 、てそれぞれ積分した結果をそれぞれ電力 算出部 162に入力する処理を行えばよい。このとき、受信電力を算出すべき信号を 送信したセクタの選択 (符号の選択)等は制御部 160によって制御される。さらに、逆 拡散部 159や電力算出部 162による処理が必要ない状況においてはそれらの回路 を停止することにより消費電力が低減されることになるが、それらの回路のオン Zオフ につ 、ても制御部 160で制御される。ここで得られた受信信号電力値は CDTダイバ 一シチの適用 Z非適用の切り替えを行う基準として用いることができる（例えば、 1つ のセクタ力 の信号の受信電力が他のセクタに比べ著しく高い場合には CDTダイバ 一シチ非適用、受信電力がほぼ等しい 2つの信号が受信される場合には CDTダイ バーシチ適用と 、うように切り替える。これは受信機がセクタ中央付近に位置する場 合とセクタエッジ付近に位置する場合を想定して 、る）。
[0062] スィッチ 161には、符号乗算部 158と逆拡散部 159の出力が入力される力 これら はそれぞれ CDTダイバーシチが行われて 、る場合の伝搬路推定値と、 CDTダイバ 一シチが行われて!/、な 、場合の伝搬路推定値を表しており、 CDTダイバーシチが 行われて ヽる場合には符号乗算部 158からの入力を伝搬路補償部 163へ送り、 CD Tダイバーシチが行われていない場合には逆拡散部 159からの入力を伝搬路補償 部 163へ送るようスィッチ 161が切り替えられる。このときの切り替えタイミングは制御 部 160から指示される。
このようにして伝搬路補償部 163に伝搬路推定値が入力され、そこで情報信号の 伝搬路補償が行われる。そして、伝搬路補償後の情報信号は誤り訂正復号部 164 に送られ、誤り訂正復号され、送信された情報の再生が行われる。
上述したように、本実施形態による受信機は、送信機の数 (送信機が備えるセクタァ ンテナ 135a〜135c (図 3)の数）により、異なる方法で伝搬路情報を推定する。
以上の受信機により、 CDTダイバーシチの適用 Z非適用に関わらず、簡易な構成 で高精度な伝搬路推定を行うことが可能となり、さらに CDTダイバーシチを行う場合 には所望のパス'ダイバーシチ効果を得ることができる。
[0063] 本実施形態では、図 2に示す 4つの符号 (符号 A〜D)の中から 3つの符号 (符号 A 〜C)を用いる場合の例を示した力 この組み合わせだけでなぐ 4つの符号の中から 3つの符号を任意に選択して用いてもよい。また、セクタ数力 であるシステムにおい ては 4つの符号を全て用いてもよ!、。
また、本実施形態で示した 4つの符号は、送信機側で IFFT後の信号をそれぞれ 0 サンプル、 256サンプル、 512サンプル、 768サンプルだけ時間シフトして得られる 符号であつたが、本実施形態で示した送信機及び受信機の構成を用いる場合に直 交性が維持される符号はこれだけではなぐサブキャリア (チップ）間の位相回転量が π Ζ2の整数倍となるように設定された符号であればよい。これは時間領域では 256 サンプルの整数倍ずつ時間シフトして得られる符号の組み合わせとなる（例えば、時 間シフト量を [1、 257、 513、 769]とする 4つ符号の組み合わせや、 [100、 356、 61 2、 868]とする 4つの符号の組み合わせ等）。このような組み合わせの各符号をそれ ぞれのセクタにおいて用いることにより、セクタ間の直交性を維持しつつ、簡易な構 成で CDTダイバーシチによるパス ·ダイバーシチの効果を得ることができる。
[0064] (第 2の実施形態）
次に、本発明の第 2の実施形態について説明する。本実施形態の説明に使用する OFDM信号の各パラメータは、第 1の実施形態で用いたものと同じである。
図 6は、本実施形態の説明に使用する伝搬路推定用サブキャリアのパターンにつ いて示す図である。本実施形態では伝搬路推定用サブキャリアは 1本おきに割り当て られ、伝搬路推定用サブキャリアを割り当てられないサブキャリアは通常のデータ通 信に使用される。また、送信機である基地局は 3つのセクタを制御するものとしており 、 3つの符号をそれぞれのセクタに割り当てる。
図 6を用い、伝搬路推定用のサブキャリアに割り当てられる符号について説明する 。本実施形態ではセルラのシステムを考慮するため、送信機である基地局の識別の ために各基地局に固有の符号である基地局識別符号が割り当てられる。そして、そ の基地局識別符号力 Sこの伝搬路推定用サブキャリアに割り当てられる。図 6の基地局 識別符号として記されている P1から P384がこの符号である。
[0065] 次に、第 1の実施形態でも示したように、各送信機は 3つのセクタを構成しているた め、セクタ識別のための符号を割り当てる必要がある。そのため、第 1の実施形態で 用いた符号と同様の符号が、基地局識別符号に乗算される。（図 2の符号 A力も符号 Cを使用）そして得られる符号がセクタ毎に伝搬路推定用サブキャリアとして用いられ る OFDMシンボルであり、 3つのセクタでそれぞれ異なる符号となる。
そして最後に伝搬路推定サブキャリアを割り当てられないサブキャリアにデータを割 り当てる。ただし、送信機の回路構成を簡単にするために、データにも位相回転をあ たえ、その位相回転量が隣接するサブキャリア間で一定となるようにしている。図 6で は、その位相回転量がセクタ # 1では 0、セクタ # 2では π Ζ4、セクタ # 3では π Ζ2 としている。なお、図 6中の Dはデータを意味する。ただし、全てのサブキャリアで同じ データ Dが割当てられて!/、ると!/、うことではな!/、。
[0066] なお、本実施形態において、符号として、第 1の符号及び第 2の符号を利用するよう にしてもよい。ここで、第 1の符号とは、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算す る符号の位相差 Φが一定であり、連続する Μ個（Μは 2又は 2より大きい整数)のサブ キャリア毎の符号が他のセクタの送信機の同一のサブキャリアに乗算される第 1の符 号と互いに直交する符号であり、第 2の符号は基地局固有の符号である。
[0067] 図 7は、本実施形態における送信機の構成を示すブロック図である。図 3で示した ブロックと同一の機能を有するブロックについては同じ符号を付し、説明を省略する。 図 3と図 7の違いは、図 7では時間シフト部を使用するかしないかを制御していた制御 部 101と、制御されるスィッチ部 106、 119、 130とがなくなつていること、伝搬路推定 用サブキャリア生成部 100が基地局識別符号生成部 1000になっていること、また、 時間シフト部の時間シフト量が変わっていることである。（第 1の実施形態と同様、時 間シフト部 1001はシフト量力 SOのため必要ないが、他の構成と比較しすいように配置 している。）また、マルチプレックス部 105、 116、 127は伝搬路推定用サブキャリアを 生成するときは、 1サブキャリアおきに基地局識別符号生成部 1000で生成される基 地局識別符号とデータとを配置することである。
伝搬路推定用サブキャリアの符号が変わっていないのに、時間シフト量が変わって いるのは、伝搬路推定用サブキャリア間にデータ通信用サブキャリアが挿入されたた めであり、実質の隣接サブキャリア間での位相回転量が変化しているためである。第 1の実施形態との比較では位相回転量は 1Z2であり、時間シフト量も 1Z2となる。 また、時間シフト咅 1001、 1002、 1003のシフト量を 0、 128、 256とすることで、図 6に示すような位相、振幅で変調された伝搬路推定用サブキャリアを得ることができる
[0068] このような伝搬路推定用符号を使用して送信機を構成することで、次のような利点 が得られる。
1つ目の利点として、第 1の実施形態と同様、伝搬路推定符号に直交性があるため 、セクタ別の到来電波の電力を測定可能となり、接続すべきセクタを正しく選択するこ とができる。 2つ目の利点として、第 1の実施形態では、伝搬路推定用サブキャリアあ るいは CDTダイバーシチのタイミングで時間シフト部 109、 120、 131を制御する必 要があつたが、本実施形態ではその必要をなくすことができる。 3つ目の利点として、 受信機は CDTダイバーシチが行われて ヽるタイミングを通知されなくても、特性が改 善された信号を復調することができる。即ち、 CDTダイバーシチが行われない場合と 、 CDTダイバーシチが行われる場合とで、同じ処理でデータを復調することができる 。 4つ目の利点として、受信機の構成を工夫することで迅速に送信機である基地局を 検出できる。
上述した 4つの利点のうち、 1つ目の利点は第 1の実施形態と同様であり、 2つ目の 利点は送信機の構成から明らかである。以下に受信機の構成を示しながら、 3つ目、 4つ目の利点について説明する。
[0069] 送信機でそれぞれ、 0、 128、 256サンプルの時間シフトを与えている力 データ通 信を行う OFDMシンボルにおいて、周波数軸に変換して考えると、 8サブキャリア毎 にそれぞれ、（1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、（1、（l +j)Z 2、 j、（一 l +j)Z 2、— 1 、（一 1 j)Z 2、 一 j、（1 j)Z 2)、（1、 j、 一 1、 一 j、 l、 j、 一 1、 一 j)の符号を送 信データに乗じることを意味する。
k番目のサブキャリアのセクタ Aにおける符号を CAk、送信機と受信機との間のその サブキャリアの周波数における応答を Hlk、同一のサブキャリアにおけるセクタ Bにお ける符号を CBk、送信機と受信機との間のそのサブキャリアの周波数における応答 を H2kとし、そのサブキャリアに割り当てられる基地局固有の符号を Pk (Pkの大きさ は 1)とする。また、 Dkはそのサブキャリアを用いて送信されるデータとする。
[0070] この場合、伝搬路推定サブキャリァではじ八1^ ？1^ 1111^とじ81^ ？1^ 1121^の和 、即ち、 Pk(CAkX Hlk + CBkX H2k)が受信される。一方、 CAk X DkX Hll^C Bk X Dk X H2k、即ち、 Dk(CAk X Hlk+CBk X H2k)というデータがデータシン ボルで受信される。前者の Pkは既知であるので Pk * ( *は複素共役を意味する）を 乗じると（CAk X Hlk+CBk X H2k)が求まる。この複素共役をデータの受信値に 乗じることで、 Dkを求めることができる。ここで、セクタ B力もの電波を受信できないと きは CBk = 0であと考えられるので、通常受信時と CDTダイバーシチによる合成波の 受信時は全く同じ受信処理で対応することが可能となり、受信機においてパス'ダイ バーシチ効果の恩恵を受けることができる。
また、本実施形態では伝搬路推定用のサブキャリアを 1本おきに配置している場合 を例に示している。この場合、間のサブキャリアの伝搬路は両隣接するサブキャリア の伝搬路情報から、線形近似することで求めることが可能となる。
[0071] また、隣接するサブキャリアの情報力 2元 1次方程式を解く方法も考えられる。例 えば、 n番目のサブキャリアの伝搬路を求めたい場合、両隣のサブキャリアの伝搬路 情報である {CA (k— 1) X Hl (k- l) +CB (k- l) X H2 (k— 1) }と {CA(k+ l) X HI (k+ 1) +CB (k+ 1) X H2 (k+ 1) }から、 HI (k 1)と H2 (k+ 1)はそれぞれ、 Hlk、 H2kと等しいとみなし、符号は既知であることから、求めることができる。この仮 定はある程度の伝搬路で正しぐまた、本実施形態で示すような、複数のサブキャリア に直交符号を掛けセクタ識別を行うようなシステムでは問題なく成立する。
そこで求まった Hlk、 H2kに対し、求めたいサブキャリアに乗ぜられる符号 CAk、 および、 CBkから k番目のサブキャリアの合成伝搬路を求めることができる。
これらの伝播路情報がないサブキャリアに対する伝搬路を求める方法についても、 CB=0とすれば、同じ処理で行えることは明白である。
[0072] 図 8は、本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。図 5に示した受 信機と同じ構成を採る部分については、同一の符合を付して説明を省略する。図 8で は電力算出部 2000において、各セクタ力もの電力を必要に応じて算出する。その算 出した情報を、別の回線を利用し、送信機である基地局へ通知する。基地局は通知 された電力をもとに、どのセクタを通じて受信機と通信するかあるいは、 CDTダイバ ーシチなどの技術を用いて、複数のセクタ力もデータを通知するかを決定する。 一方、受信機では受信した信号力 伝搬路情報推定用の OFDMシンボルを伝搬 路推定用サブキャリア抽出部 157によって抽出し、伝搬路推定部 2001において上 述の原理に基づき伝搬路情報を算出する。求まった伝搬路方法から、伝搬路推定用 サブキャリアがない、サブキャリア位置の伝搬路情報を、伝搬路補間部 2002により補 間する。これにより OFDM信号全帯域の伝播路情報が算出され、後に続く OFDM シンボルのデータを復調することが可能となる。
[0073] 次に基地局識別について説明する。
本実施形態のように基地局固有の符号を伝搬路推定用の符号に使用している場 合、接続の手順として、受信波から基地局固有の符号である基地局識別符号を検出 する必要がある。通常、受信した OFDMシンボルの各サブキャリアの出力と基地局 識別符号を複素乗算し、全てのサブキャリアについて加算することで、符号が一致す れば相関が検出され、基地局を認識することが可能となる。
し力しながら、本実施形態のように、セクタ毎にさらに符号が乗算されている場合、 この相関処理では割り当てられた基地局識別符号に対して、 3回同様な動作をして、 基地局を識別しなくてはならない。
そこで、本実施形態に示した符号をセクタ識別符号に用い、本実施形態のような送 信機を構成した場合でも、基地局識別に 3回同様な動作をすることが必要ではなくな る受信機の構成について説明する。
この場合、図 8に示した受信機の構成において、伝搬路推定部 2001の構成が、図 5の受信機の構成と異なるものになる。
[0074] 図 9は、セル構成、セクタ構成、移動局の位置の一例を示す図である。この図では 基地局識別符号は、基地局 bl〜b4に対して割り当てられ、基地局 bl〜b4に属する 3つのセクタ # 11〜# 13、セクタ # 21〜# 23、セクタ # 31〜# 33、セクタ # 41〜 # 43毎に本実施形態で示した固有遅延量が与えられる。ここでは、セクタ # 11、 # 2 1、 # 31、 # 41は 0サンプノレ、セクタ # 12、 # 22、 # 32、 # 42は 128サンプノレ、セク タ # 13、 # 23、 # 33、 # 43は 256サンプルの遅延を与えている。
移動局である受信機 rlは、基地局 b3のセクタ # 32とセクタ # 33の境界であるセク タエッジよりも、セクタ # 33側の地点に位置している。この地点は、基地局 b2のセクタ # 21の電波も干渉として受信する領域である。
[0075] 図 10は、伝搬路推定部 2001 (図 8)の詳細を示すブロック図である。伝搬路推定部 2001は、受信した伝搬路推定用信号と基地局識別符号の複素共役信号とを乗算 する乗算部 2101、周波数波形を時間波形に変換する IFFT部 2102、雑音を除去 する時間フィルタ部 2103、再度時間波形を周波数波形に変換する FFT部 2104、 符号の複素共役を算出する複素共役部 2105、基地局固有の符号である基地局識 別符号を生成する基地局識別符号生成部 2106、接続する基地局またはセクタ、ハ ンドオーバ先の基地局またはセクタを決定する基地局識別部 2107を有する。
[0076] 受信機である移動局は接続を開始する際、接続する基地局を識別する。その際、 可能性のある符号を順次調べていくことが、最も簡単な考え方である。従って、まず 基地局 blの基地局識別符号を図 10中の基地局符号生成部 2106で生成し、基地 局識別部 2107で信号を識別する。
[0077] 図 11は、基地局識別部 2107 (図 10)で識別される信号の波形を示すグラフである 。グラフ gl〜g4は、基地局識別符号として A〜Dを割り当てた場合をそれぞれ示して いる。
また、図 11の四角形の領域 wl〜w3は、それぞれ基地局識別部 2107 (図 10)が 電力を測定する場所を示すものである。 OFDMシンボル同期が完全ではな 、ため、 四角形の領域 wl〜w3はある程度余裕をもった範囲で設定され、時間軸に対して最 も左（0より）力 時間シフト 0を用いたセクタ、 128近辺が時間シフト 128を用いたセク タ、 256付近が時間シフト 256を用いたセクタからの伝搬路推定用サブキャリアの受 信電力である。
[0078] 図 11からわ力るように、基地局 b2 (図 9)のセクタ # 21からの電力、その次が基地局 b3 (図 9)のセクタ # 32からの電力、その次が基地局 b3 (図 9)のセクタ # 33からの電 力という順に観測され、この移動局としては基地局 b3のセクタ # 33に接続することが 通信路の安定性力 適していることになり、このセクタの基地局に対して、アクセス要 求を行うことになる。
このように、基地局識別セクタの識別を同時に行うことが可能となり、基地局の識別 に対する時間的な速度が速くなることがわかる。また、ハンドオーバ (接続基地局、セ クタの変更）時にも同じような効果が得られることは明らかである。
さらに本受信機において、伝搬路を高精度に推定する方法を示す。本実施形態で は、 2つの異なる送信機から同時に同一のデータを送信しても、復調可能であること を示した力 今度はあら力じめ、 2つの異なる送信局力も送信されるタイミングがわか つて 、る場合にっ 、て示す。
[0079] 図 12は、図 11の基地局 b3 (図 9)に符号を設定した場合の波形と同一のグラフであ る。接続時に唯一のセクタ力も送信されている場合、例えばこの例では基地局 b3の セクタ # 33からのケースが多くなる力 その場合は、時間フィルタ部 2103 (図 10)で の窓幅を、実線の四角形の領域 w4とし、それ以外の領域での電力は 0にする。この ことで、他のセクタ力もの伝搬路推定用サブキャリアの影響を削除できるので、伝搬 路推定精度は向上する。
また、基地局 b3のセクタ # 32から同一のデータが送信されている場合 (CDTダイ バーシチのケース）は、時間フィルタ部 2103 (図 10)での窓幅を、点線の四角形の大 きな領域 w5としそれ以外は 0にする。このことにより、 2つの送信機からの合成伝搬路 を測定することが可能で、さらに、それ以外の干渉を相殺できるので、伝搬路推定精 度を上げることが可能になる。また、複数の伝搬路を用いる場合は、実線の四角形の 領域 w4を全ての基地局に対して用意し、通信する対象の伝搬路をすべて選択する ことちでさる。
このように時間窓を制御し、時間窓の出力を FFTして、伝搬路を求めることで、精度 良ぐさら〖こは、送信局数に簡単に適応できる受信機を構成することができる。
[0080] これまでは、伝搬路推定用サブキャリアが特殊なパターンであることを前提に例を 示したが、ここで、示した受信機を使用することで、特殊なパターンでなくても、 CDT ダイバーシチを実現し、各セクタの電力も測定可能な方法にっ 、て簡単に説明する ここで、送信機で与えられる回転数は、これまでの説明と同様に基地局固有であり 、ただし、回転サンプル数により信号に与えられる遅延時間がシステムで想定される 最大遅延波程度あるいはそれより大き 、ことが必要となる。通常 OFDMを用いるシス テムでは想定される最大遅延波は GI長であるので、 GI長程度ある ヽはそれ以上とす ることが望ましい。これを各キャリア間の位相の回転量 φで表すと、ガードインターバ ルを除く OFDMシンボル時間とガードインターバル時間の比を 1 : Gとした場合、 φ ≥2 X G X πとなる。
このような任意の回転数を与えた場合、伝搬路推定用サブキャリアが直交していな V、ことから、各セクタ力もの受信電力が直交性を利用して推定できな 、ことを除!、て、 同様の効果を得ることができる。
[0081] ただし、先の受信機で示したような構成にすると、各セクタ力ものインパルス応答が 図 12などに示したように、時間軸で異なる位置に観測できる。先ほど、回転量を想定 される最大遅延波の遅延時間より長くなるようにという制限を加えたのは、このような 受信機構成で分離できるようにするためである。 そして、これらの分離されたインパルスの電力を測定することで、それぞれのセクタ 力もの送信電力を推定でき、伝搬路推定用サブキャリアの非直交性を補うことができ る。
以上のような構成でも、各セクタ間の電力を正確に推定しながら、 CDTダイバーシ チを受信機では意識することなく実現できるシステムを提供することが可能になる。
[0082] なお、伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成するための符号を各サブキャリアに割 り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、 k番目（kは、 1又は 1よ り大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)のサブキャリアに対 しては、変調された位相に対し、さらに (k一 1) X φの位相回転を与えて送信すること ちでさる。
また、各セクタに設置され、伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成するための符号 を各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、 k 番目（kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数 )のサブキャリアに対しては、変調された位相に対し、さらに (k一 1) X φの位相回転 を与え送信し、セクタごとに、 φが固有であるように設定することもできる。
[0083] (第 3の実施形態）
次に、本発明の第 3の実施形態について説明する。本実施形態ではセクタ間の符 号に 8チップの直交符号を利用し、デディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアを使 用する場合を示す。デディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアは、専用伝搬路推定 用サブキャリアの意であり、特定の受信機、または受信機群が使用する伝搬路推定 用サブキャリアである。本実施形態ではデディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリア は特定のスロットでソフト 'コンパイニング法によるダイバーシチを行うために対象のス ロットに付カ卩して使用するものとする。後述する図 13Aにおいては、データスロットに 挿入される。
本実施形態はセル内を 3つのセクタに分割している。 3つのセクタは同期したフレー ムを使用するものとする。
[0084] 図 13Aは、本実施形態で使用するダウンリンクのフレームフォーマットの構成の一 例を示す図である。フレームは時間 '周波数方向に分割されたスロット 4001を単位に 管理される。フレーム先頭に同期用信号 4002が配置され、続いて制御スロット群 40 03、データスロット群 4004が配置される。同一の周波数帯のスロット群をまとめてサ ブチャネル 4005とよぶ。本実施形態では 1サブチャネルは 64サブキャリアで構成さ れ、 1フレーム中に 12サブチャネル含まれるものとする。つまり 1フレームは 768サブ キャリアで構成される。
[0085] 制御スロットには伝播路を推定するための伝搬路推定用サブキャリア 4006が含ま れる。この伝搬路推定用サブキャリア 4006は、図 13Bに示すようにスロット内に時間 的に分割されて配置される。これは伝播路の変動にある程度対応するためである。 伝播路の変動を考慮した推定方法は後述の受信機の構成例のところで説明する。 本実施形態ではスロット中には 8個の OFDMシンボルが配置されるものとする。図 13 Bに示すように、 1つ目の OFDMシンボルと 5つ目の OFDMシンボルに伝搬路推定 用サブキャリアを配置する。この時、 1つ目の OFDMシンボルには奇数番目のサブ キャリアに伝搬路推定用サブキャリア 4006を配置し、 5つめの OFDMシンボルには 偶数番目のサブキャリアに伝搬路推定用サブキャリア 4006を配置する。また、図 13 Bに示すように、 1番目のサブキャリアには 1番目のチップを、 2番目のサブキャリアに は 2番目のチップを、 8番目のサブキャリアには 8番目のチップの内容を使用し、 9番 目のサブキャリアからは再び 1番目のチップの内容を配置する。
[0086] この制御スロットに使用される伝搬路推定用サブキャリア 4006は、基本的にどのよ うなコードを使用しても良いが、直交する符号を各セクタの伝搬路推定用サブキヤリ ァに使用すると受信機で各セクタの伝搬路推定用サブキャリアの電力を測定するの が容易になるため、 8チップのウオルシュ符号から 3つの符号を選択し、それぞれのセ クタで使用する。 8チップのウオルシュ符号を図 14Bに示す。使用する符号群を 410 4に示す。
なお、本実施例では全て 1の符号をデディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアで 使用するが、送受信機間で既知であれば、どのような符号でもよい。
[0087] 制御スロットは後続のデータスロットの割り当て情報を含む。この割り当て情報はそ のスロットがどの受信機向けのもの力、そのスロットの変調パラメータ、デディケ一テツ ド伝搬路推定用サブキャリアの使用 Z不使用が記録されており、受信機はこの制御 スロットを受信することで受信が必要なスロットを特定し、そのスロットを復調することが 可能となる。
なお、デディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアを使用する場合は、そのスロット は図 13Bと同様の形式で伝搬路推定用サブキャリアが挿入される。ここで使用される 符号の一例は図 14Bに示される符号である。
デディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアを使用する場合には、図 16の第 1の符 号情報として全て 1を与えるとともに、第 2の符号情報として図 14Bに示す符号回転を 与える。
最初のチップの符号が 1で、隣接チップ間の位相が π /4の整数倍 (本実施形 態では 0〜7倍、これ以外の整数はこの 0〜7の繰り返しと等価になる)となる符号群で ある。この 8つの符号はそれぞれ直交関係にある。
[0088] 例えば、図 14Bに示す符号 4101aは（1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、符号 4101bは（1 、（l +j)Z 2、 j、（一 l +j)Z 2、 一 1、（一 1一 j)Z 2、 一 j、（1一 j)Z 2)、符 号 4101cは（l、 j、—1、 j、 l、 j、—1、 j)、符号 4101dは（1、（— l+j)Z 2、 - j、 (l+j)Z 2、—1、 (1 j)Z 2、 j、 (― 1— j)Z 2)、符号 4101eは（1、—1、 1、 一 1、 1、 一 1、 1、 一 1)、符号 4101fは（1、 (一 1 j)Z 2、 j、（1 j)Z 2、— 1 、（l+j)Z 2、 j、（1— j)Z 2)、符号 4101gは（1、 j、— l、 j、 1、 j、— l、 j) 、符号 4101hは（1、 (l—j)Z 2、一 (一 1 j)Z 2、 一 1、 (一 l +j)Z 2、 j、 ( l +j)Z 2)である。
[0089] なお、本実施形態では最初のチップの符号を ej°= 1としている力 他の値を用いる こともできる。また、本実施形態では 8チップの符号を使用しているが他のチップ数で も適用可能である。 16チップの場合隣接チップ間の位相差が π Ζ8の整数倍 (0〜1 5倍)とすれば同様の符号を生成することができる。つまり、この符号は、連続する伝 搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差 φが一定であり、連続する Μ個（ Μは 2又は 2より大きい整数）のサブキャリア毎の符号力 他の送信機の同一のサブ キャリアに乗算される符号と互いに直交する。なお、本実施形態では、 φ =0、 π /4 、 π /2、 3 π /4、 π、 5 π /4、 3 π /2、 7 π /4の全咅を用いた力 これらのー咅 の位相差を用いてもよい。 言い換えれば、サブキャリア総数 Nsub力 2N_1く Nsub≤2Nの条件を満たす場合 に、 φ Χ 2Ν= 2η π (ηは整数）を満たすように φを設定するとともに、 Μが Nsubの約 数となるように Mを設定してもよ 、。
続いて以上に示したフレームフォーマットを使用する送信機である基地局の構成の 一例を図を参照して詳細に説明する。
[0090] 図 15は、本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。セクタ制御部 4 201は各セクタの同期を調整し、各セクタ力も受信された信号を基に受信機の位置を 特定し、どの受信機をどのセクタで扱うかを決定し、そのセクタ内のデータスロットの 割り当てを行うブロック、セクタ送信部 4202はセクタ # 1の送信信号を生成するブロッ ク、送信セクタアンテナ 4203はセクタ # 1用の送信アンテナ、セクタ送信部 4204は セクタ # 2の送信信号を生成するブロック、送信セクタアンテナ 4205はセクタ # 2用 の送信アンテナ、セクタ送信部 4206はセクタ # 3の送信信号を生成するブロック、送 信アンテナ 4207はセクタ # 3用の送信アンテナ、セクタ受信部 4208はセクタ # 1の 受信信号を復調し、必要な情報を取り出すブロック、受信セクタアンテナ 4209はセク タ # 1用の受信アンテナ、セクタ受信部 4210はセクタ # 2の受信信号を復調し、必要 な情報を取り出すブロック、受信セクタアンテナ 4211はセクタ # 2用の受信アンテナ 、セクタ受信部 4212はセクタ # 3の受信信号を復調し、必要な情報を取り出すブロッ ク、受信セクタアンテナ 4213はセクタ # 3用の受信アンテナである。
[0091] この中でセクタ受信部 4208からセクタ受信部 4212の構成については、本実施形 態の本質とは関係な 、ため詳細な説明は行わな!/、。受信機からの情報を伝達するこ とが可能で、受信機からの信号によってその受信機がどのセクタに配置されているか を特定可能であればどのような方式を用いても構わな 、。具体的には PDC (Personal Digitalし ellular)、 GSM (ulooai System for Mobile communicationsノ、 CDMA (Cod e Division Multiple Access)などのセルラシステムで使用しているような方法であれば 使用可能である。
セクタ送信部 4202からセクタ送信部 4206は全て同一の構成である。
上述したように、本実施形態による送信機は、連続する伝搬路推定用サブキャリア に乗算する符号の位相差 φが一定であり、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整 数)のサブキャリア毎の符号が、他の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号 と互いに直交する符号とを複素乗算して得られる符号を伝搬路推定用サブキャリアと して受信機に送信し、同一の受信機に対し、同時に他の送信機と連動して同一の周 波数帯域を用いて同じデータを送信する際は、 m番目（mは 1又は 1より大きぐ通信 を行う帯域のサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)のサブキャリア に対しては、データにより変調された位相に対し、さらに (m— 1) X φの位相回転を 与え送信する。
[0092] 図 16は、セクタ送信部の構成を示すブロック図である。誤り訂正符号部 4301はセ クタ制御部 4201から送られてきたデータに対し誤り訂正符号ィ匕を行うブロック、マツ ビング部 4302は誤り訂正符号ィ匕を施した信号を OFDMシンボルの各サブキャリア に割りあてるブロック、伝搬路推定用サブキャリア生成部 4303はセクタ制御部 4201 力 指示された第 1の符号情報によって挿入する伝搬路推定用サブキャリアを生成 するブロック、スィッチ部 4304はセクタ制御部 4201から指示されたタイミングで指示 されたサブキャリアのデータをマッピング後の信号と伝搬路推定用サブキャリアで切り 替えるブロック、位相制御部 4305はセクタ制御部 4201から指示されたタイミング、符 号で指示されたサブチャネルのサブキャリアの位相を制御するブロックである。
[0093] また、 IFFT部 4306は各サブキャリアのデータ、すなわち周波数軸情報を逆高速フ 一リエ変換 (IFFT)の処理することで時間軸信号に変換するブロック、ノ ラレル Zシリ アル (PZS)変換部 4307は IFFT部 4306の出力を直列化するブロック、ガードインタ 一バル (GI)揷入部 4308は OFDMシンボルの一部をガードインターバルとして挿入 するブロック、ディジタル/アナログ (DZA)変換部 4309はディジタル信号をアナログ 信号に変換するブロック、無線部 4310は DZA変換部 4309から出力されたベース バンド信号を実際にアンテナ力 出力する周波数帯に変換し、必要な電力まで増幅 するブロックである。
[0094] 以下、どのようにして図 13Aに示したフレームフォーマットの信号を送信する力説明 する。
まず、セクタ制御部 4201は各受信機に送信するデータをある程度の時間蓄積する 同時にセクタ受信部 4208、セクタ受信部 4210、セクタ受信部 4212 (以下セクタ受 信部群)から得られる情報を利用してどの受信機がどのセクタに含まれるかを判断す る。その後、蓄積した送信データをどのセクタに向かって送信するか振り分ける。各セ クタに送信するデータが決まったら、そのデータを送信するデータスロット 4004の割 り当てを決定する。データスロット 4004の割り当てが終了したら、その割り当て状態 に応じた制御スロット 4003の内容を生成する。
[0095] 送信する内容が決定したらセクタ送信部群の伝搬路推定用サブキャリア生成部 43 03に対し同期用信号 4002を発生させるための符号を設定する。この同期用信号は 基本的にはどのようなものでも良いが、時間軸でみたときに自己相関が一箇所のみ でピークになるような信号であれば受信機側での同期性能を確保しやすいため、通 常はそのような符号が選択される。同時にスィッチ部 4304を伝搬路推定用サブキヤ リア生成部 4303側に切り替え、また位相制御部 4305のサブキャリア毎の位相回転 量が 0になるように設定し、以下無線部から同期用信号 4002が出力されるようにする 。続いて伝搬路推定用サブキャリア生成部 4303に対してそのセクタで使用する伝搬 路推定用サブキャリア、ここでは前に示したウオルシュ符号の予めセクタに対して割り 当てられたいずれかを設定する。
[0096] 同時に誤り訂正符号部 4301に制御スロット 4003の内容を入力する。そしてスイツ チ部 4304を切り替え、制御スロット 4003の lOFDMシンボル目は奇数サブキャリア に、 40FDMシンボル目は偶数サブキャリアに伝搬路推定用サブキャリアが含まれる ように、そしてそれ以外のサブキャリアには制御スロット 4003の内容を送信するように 制御する。位相制御部 4305の各サブキャリアの位相回転量は 0のままとする。
制御スロット 4003に続いてデータスロット 4004の送信を行う。データスロット 4004 の内容を訂正符号部 4301に入力する。スィッチ部 4304はマッピング部 4302側に 切り替え、全てデータスロットの内容が後段に送られるようにする。
データスロットの内容を送っている間にセクタ制御部は次のフレームで送信するデ ータを生成しておき、次のフレーム開始タイミングで同期用信号 4002の送信処理か ら同じように処理を行う。以上の手順を繰り返す事で図 13Aに示したフレームフォー マットの信号を送信することが可能となる。 [0097] 続いてソフト 'コンパイニング法を行う際の基地局の動作を説明する。 セクタ制御部 4201 (図 15)はセクタ受信部群からの情報である受信機がセクタ境 界にあると判断した時にソフト 'コンパイニング法を使用する。ここでソフト 'コンパィニ ング法を使用する力否かを判断する情報は、後述する受信機における各セクタの受 信電力を使用することが考えられる。この時、セクタ制御部 4201は隣接するセクタ間 で同一の時間、サブチャネルのスロットをソフト ·コンバイニング法のために割り当てる 。ソフト ·コンバイニング用のスロットにはデディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリア を付加するものとする。デディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアを使用するスロッ トをフレームの後ろ側に配置することでデディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアを 使用しない通常のスロットがフレームの前側に配置されるようになり、フレーム先頭の 伝搬路推定用サブキャリアの近くに配置されることになるため、受信時にフレーム全 体で復調性能が向上する。
[0098] データスロット 4004の割り当てが決まったらセクタ制御部 4201 (図 15)は先述の手 順に従って同期用信号 4002 (図 13A)を送信し、制御スロット 4003を送信し、デー タスロット 4004の送信を行う。ソフト 'コンパイニングを行うスロットの送信を行う時にセ クタ制御部 4201は伝搬路推定用サブキャリア生成部 4303にデディケ一テッド伝搬 路推定用サブキャリアの符号を設定する。この符号は原理的にはどのような符号でも 良いが、本実施形態ではわ力ゝり易さのため、全て 1の符号を使用するものとする。デ ディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアは制御スロットと同様にスィッチ部 4304を 切り替えることで付加される。同時にセクタ制御部は位相制御部 4305を操作して該 当スロットが含まれるサブチャネルに対し、そのセクタに設定された符号を用いて位 相制御を行う。ここで使用する符号は図 14Bに示したもので、この中から 3つの符号 を選択し、それぞれのセクタに割り当てて使用する。本実施形態ではこの中から 410 la、 4101b, 4101cに示した符号をそれぞれセクタ # 1〜 # 3で使用する。
[0099] 図 17は、位相制御部 4305 (図 16)の構成を示す図である。位相制御部 4305は各 サブキャリアに任意の複素数を乗じる複素乗算部 4401とセクタ制御部 4201から受 け取った符号情報力 各サブキャリアに乗じる値を生成する位相情報生成部 4402 力 なる。図 17では第 1サブチャネルに符号 4101b (図 14B)を適用する場合を示し ている。 1つの符号長は 8、 1サブチャネルのサブキャリア数は 64であるため、位相情 報生成部 4402でセクタ制御部 4201から指示された符号を 8回繰り返した符号を生 成し、指示されたサブチャネルの各サブキャリアに乗じる。位相制御を指示されてい な!、サブキャリアには 1を乗じて位相が変わらな！/、ようにする。このように制御すること で指示されたサブチャネルのみ位相調整が行われた信号が出力される。
この図 17の例では隣接サブキャリア間の位相差が π Ζ4に設定されることと、後段 の IFFTが 1024ポイントで処理されることより、フーリエ変換の公式である以下の式（ 3)の関係力も第 1サブチャネルだけ 128サンプル巡回した信号が生成される。
[0100] [数 2]
W ― Γ) …（3 )
[0101] このソフト 'コンパイニングを行うスロットにおいて、それぞれのセクタでこの位相制御 用の符号を変えると、そのスロットだけ内容は同一で巡回数の異なる信号がそれぞれ のセクタに対し送信されることとなり、 CDTダイバーシチを使用することによるパス'ダ ィバーシチ効果を得ることが可能となる。
[0102] 図 18は、本実施形態による受信機の構成を示すブロック図である。受信アンテナ 部 4501は電波を受信し、電気信号に変換するブロック、無線受信部 4502は受信し た信号力 必要な信号を選択し、ベースバンド信号に変換するブロック、 AZD変換 部 4503はアナログのベースバンド信号をディジタル信号に変換するブロック、同期 部 4504は同期用信号 4002を利用して周波数やフレーム全体の時間同期を行うブ ロック、 GI除去部 4505は受信した信号力も GIを取り除くブロック、 SZP変換部 4506 は信号を並列化し、高速フーリエ変換 (FFT)できるようにするブロックである。
[0103] また、 FFT部 4508は入力信号に FFTを行うブロック、符号選択部 4509は各サブ キャリアのデータに乗じる符号を制御部 4515の指示で選択するブロック、符号乗算 部 4510は符号選択部 4509から出力される符号を各サブキャリアのデータに乗じる ブロック、伝播路推定部 4511は符号を乗じた各サブキャリアのデータ力 伝播路を 推測するブロック、デマップ部 4518は各サブキャリアへマッピングされて!/、るデータ をデータ列として取り出すブロック、データ復調部 4512は伝播路推定部 4511で推 定された伝播路情報を利用して受信データの復調を行うブロック、セクタ電力推定部
4513は符号を乗じた各サブキャリアのデータ力も現在受信している複数のセクタの 受信電力を推定するブロック、誤り訂正部 4514復調した受信データに対し誤り訂正 復号を行うブロック、制御部 4515は受信データの内容に従って各ブロックを制御し、 必要な情報をアップリンク送信部 4516を使用して基地局に伝えるブロック、アツプリ ンク送信部 4516は制御部 4515からやその他基地局へ送信する情報データを基地 局に送信するブロック、制御情報復調部 4517は制御スロット 4003を復調し、以後デ 一タスロットをどのように受信するかを判断するブロックである。
[0104] この中でアップリンク送信部 4516は本実施形態の本質ではな ヽため詳細な説明 は省略するが、基地局が受信可能な方法であればどのようなものを使用しても良い。 以下、このように構成されている受信機の動作を説明する。受信機は受信アンテナ 4501で電波を受信し、無線受信部 4502で必要な信号を取り出しベースバンドに変 換し、 AZD変換部 4503でディジタル信号に変換する。同期部 4504はその信号の 中力もフレーム先頭に配置された同期用信号 4002 (図 13A)を利用してフレーム全 体の時間同期を行う。時間同期の方法はどのようなものを用いても構わない。
一例として同期用信号 4002の時間波形と受信信号の波形の相互相関を測定し、 相関値が最も高くなつたところをフレーム開始時間とする方法がある。以後のブロック では時間同期が行われ、 OFDMシンボル単位で処理が行われるものとする。 GI除 去咅4505で GI力 S取り除力れ、 S/P変 咅4506で並歹 IJィ匕され FFT咅4507で 免 るような形に変換する。
[0105] 受信機は最初に制御部 4515が符号選択部 4509、符号乗算部 4510ならびにセク タ電力推定部 4513を利用して各セクタのアンテナから送信される信号の受信電力を 測定する。各セクタの受信電力を測定する方法には様々なものがあり、どのような方 法を使用しても構わない。一例として伝搬路推定用サブキャリアを含んだ制御スロット 4003 (図 13A)の信号を FFTし、伝搬路推定用サブキャリアを含んだサブキャリアを 抜き出した信号に対し、各セクタで使用している伝搬路推定用サブキャリアの符号の 複素共役を乗じた後に各サブキャリアの振幅を 2乗平均することでそれぞれのセクタ の受信電力を得るという方法が使用可能である。制御部 4515はアップリンク送信部 4 516を利用して最もセクタ電力が大き ヽセクタの番号を現在含まれて ヽるセクタとして 基地局である送信機に通知する。同時にソフト ·コンバイニング法の制御用に各セク タの受信電力を通知する。以後、受信機は定期的にセクタ電力を測定し、定期的に セクタに関する情報を基地局に通知する。基地局に含まれているセクタの番号を通 知した後はそのセクタの受信動作に移行する。
まず受信機は制御スロットを受信し、含まれて!/、る伝搬路推定用サブキャリアを利 用して伝播路推定を行う。本実施形態で使用する伝搬路推定用サブキャリアはスロッ ト内の複数の時間に挿入されているため様々な方法で伝播路を求めることが可能で ある。
[0106] 図 19は、本実施形態による伝播路推定方法の一例を説明するための図である。
1スロットから 8サブキャリア分を抜き出した図が図 19Aである。最初に制御部 4515 (図 18)は符号選択部 4509に対し受信しょうとするセクタが制御スロット中の伝搬路 推定用サブキャリアで使用している符号の複素共役を出力するように設定する。次に 符号乗算部 4510を使用して受信した信号の lOFDMシンボル目の伝搬路推定用 符号が配置されているサブキャリアの信号に対してそのセクタで送信時にスロット前 半で使用した符号、ここでは 1、 3、 5、 7番目の符号群、すなわち、伝搬路推定用サ ブキャリア 4601の複素共役を乗じ、 lOFDMシンボル目の該当するサブキャリアの 伝搬路を求める。次に 40FDMシンボル目の伝搬路推定用符合が配置されている サブキャリアの信号に対してそのセクタで送信時にスロット後半で使用した符合、ここ では 2、 4、 6、 8番目の符号群、図中の 4602の複素共役を乗じ、 40FDMシンボル 目の該当するサブキャリアの伝搬路を求める。
[0107] 次に lOFDMシンボル目の伝搬路推定用符号が配置されていないサブキャリアの 伝搬路を求める。このサブキャリアを図 19Bの 4603〖こ示す。これらのサブキャリアの 伝搬路は先ほど求めた lOFDMシンボル目のサブキャリアの伝搬路を線形補間する ことで求める。同様に 40FDMシンボル目の伝搬路推定用符号が配置されて!、な!/ヽ サブキャリアの伝搬路を求める。このサブキャリアを図 19Bの 4604〖こ示す。このサブ キャリアの伝搬路も同様に先に求めた 40FDMシンボル目のサブキャリアの伝搬路 を線形補間して求める。 [0108] この求めた lOFDMシンボル目の伝搬路と、 40FDMシンボル目の伝搬路を利用 して残りのシンボルの各サブキャリアの伝搬路を求める。本実施例ではあるサブキヤリ ァの lOFDMシンボル目の伝搬路と、 40FDMシンボル目の伝搬路を線形補間す ることで残りの OFDMシンボルの伝搬路を求める。図 19Cに 1サブキャリア目で線形 補間して求めたサブキャリアを 4605として示す。このようにして全てのサブキャリアに ついて補間を行うことでスロット内の伝播路が変動する場合にも変動に追従した伝播 路推定が可能となる。
ここではサブキャリアの一部、 8本分を推定する場合を説明した力 1スロット分の 64 本や全スロット分の 768本の場合も同様の方法で伝播路を推定することが可能であ る。
[0109] また、復調しょうとするスロットに伝搬路推定用サブキャリアが含まれていない場合、 時間的前後のスロットや周波数方向に異なるスロットの伝搬路推定用サブキャリアを 利用することとなるが、この場合に伝搬路推定用サブキャリアが含まれたスロット内の 時間変動分を延長して推定すると誤差が大きくなることがある。このような場合は伝搬 路推定用サブキャリアが含まれたスロット内の伝搬路の平均値を他のスロットの推定 値として使用することで誤差を軽減できることがある。
[0110] 伝播路推定と同時に制御スロット内のデータをデマップ部 4518を利用して取り出し 、伝播路推定部 4511から出力される伝播路情報を利用してデータ復調部 4512で 復調を行い、誤り訂正部 4514で誤り訂正を施した後に制御情報復調部 4517に入 力される。制御情報復調部 4517では後続のデータスロット 4005の割り当て情報が 解析され、どのスロットをどのような変調方式として受信すれば良 、かが判断される。 受信するスロットが送信されるタイミングで制御情報復調部 4517はデマップ部 451 8、データ復調部 4512、誤り訂正部 4514を動作させ、受信データを取り出す。
[0111] 制御情報を復調した結果、受信するスロットがデディケ一テッド伝搬路推定用サブ キャリアを使用するとされて 、る場合は、制御情報復調部 4517は制御部 4515に対 し該当のスロットの伝播路推定をデディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアを利用 して推定し直すように要求する。推定方法は基本的な部分は制御スロット 4003での 方法と変わらない。ただし、制御部 4515は制御情報復調部 4517の出力でデディケ 一テッド伝搬路推定用サブキャリアの復調をするタイミングを知り、その復調のタイミン グで符号選択部 4509を操作し、デディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアが使用 する符号の複素共役 (本実施形態では全て 1)を設定する。
そして、制御スロットの伝搬路推定用サブキャリアと同等の方法で伝播路を推定す ることが可能である。その後該当のスロットをデマップ部 4518、データ復調部 4512、 誤り訂正部 4514を動作させ復調すればデディケ一テッドパイロットを使用するスロッ トの復調も正常に行われる。
[0112] このデディケ一テッド伝搬路推定用サブキャリアを使用するスロットが CDTダイバー シチによるパス ·ダイバーシチを行なって 、る場合も行なって ヽな 、場合も同様の動 作で受信が可能である。これは CDTダイバーシチを行なったとしても、送信時に各セ クタの位相制御部 4305で乗じた符号は時間軸で見ると出力信号を巡回させるだけ に過ぎず、複数のセクタカゝら送信されて合成された信号も元々デディケ一テッド伝搬 路推定用サブキャリア用に設定された伝搬路推定用サブキャリア (本実施形態では 全て 1)やデータ部分をマルチパスがある状態で受信しているように見えるためである 以上のように動作することで、セクタエッジで特定のスロットのみに CDTダイバーシ チを行う送信機、受信機が実現可能となる。
なお、本実施形態ではソフト'コンノイニング法を使用しないデータスロットには伝 搬路推定用サブキャリアは付加されていないが、制御スロットで使用した伝搬路推定 用サブキャリアを付加しても良 、。この場合データスロットで送信できるビット数が減る 代わりにデータスロットの伝播路推定性能が向上する。想定される通信環境に応じて 選択すればよい。
[0113] (第 4の実施形態）
本実施形態では、複数の送信アンテナ (特に、複数セクタ)から送信される信号に 対して、 CDTダイバーシチの適用（複数セクタから同一データを送信する場合）と非 適用（全てのセクタにおいてそれぞれ異なるデータを送信する場合)を時間的に切り 替え、なおかつ伝搬路推定用サブキャリア部には CDTダイバーシチを適用せず（時 間遅延を付加せず）、データ部分についてのみ CDTダイバーシチを適用する場合 について示す。
まず、本実施形態で対象とするフレーム構成は第 1の実施形態に記載の図 1と同様 である。ここでは先頭に付加された 1シンボルの伝搬路推定用サブキャリアと、それに 続く 9シンボルの情報信号カゝら構成される合計 10シンボルのフレームを対象としてい る。ただし、 1つのセクタ力も送信される 1フレーム中の全周波数サブチャネルは 1ュ 一ザが占有するものとする。
なお、伝搬路推定用サブキャリアは送信アンテナ間での時間的な遅延は無ぐデ ータ部分にのみ時間的な遅延が付加され、 CDTダイバーシチの効果が得られる。
[0114] 図 20は、本実施形態において伝搬路推定用サブキャリアに用いる符号の一例を示 す図である。図 20に示すように、本実施形態では、 4チップの直交符号をサブキヤリ ァの数だけ繰り返すことにより生成される符号 (4チップの符号を 192回繰り返した符 号長 768の符号)を用いる。このように 4チップ毎に直交する符号を用いることにより、 周波数変動がさほど激しくない状況においては、異なる伝搬路を経由した複数の信 号においても直交性を維持することができ、互いに干渉することなく伝搬路変動の推 定を行うことが可能となる。前述の直交符号 E、 F、 Gを各セクタの伝搬路推定用サブ キャリアに用いることから、以降ではこれらの符号をセクタ固有の直交符号と呼ぶ。 また、図 20に示す符号は、一例として OVSF (Orthogonal Variable Spreading Fact or)符号を使用した場合を示して!/ヽるが、これに限るものではな!/、。
[0115] 図 21は、本実施形態による送信機の構成を示すブロック図である。この送信機で は、伝搬路推定用サブキャリアは送信アンテナ間での時間的な遅延は無ぐデータ 部分にのみ時間的な遅延が付加され、 CDTダイバーシチの効果が得られる。ただし 、図 21は第 1の実施形態記載の図 3とほぼ同じであるが、伝搬路推定用サブキャリア 生成部 6100、 6200、 6300において図 20に示したセクタ固有の符号を用いた伝搬 路推定用サブキャリアが生成され、送信系のマルチプレタス部 105、 116、 127へ送 られる点、および、スィッチ 6108、 6119、 6130が、伝搬路推定用サブキャリア Zデ ータ切り替え信号により、 PZS変換部 107、 118、 129からの出力がデータ部分の 信号であることが通知された場合には、図 3と同様に CDTダイバーシチの適用 Z非 適用の切り替えに従い、 CDTダイバーシチ適用時には PZS変換部 107、 118、 12 9の出力を時間シフト部 109、 120、 137に入力し、 CDTダイバーシチ非適用時には PZS変換部 107、 118、 129の出力を GI挿入部 110、 121, 138に入力し、 PZS変 換部 107、 118、 129からの出力が伝搬路推定用サブキャリア部分の信号であること が通知された場合には、 PZS変換部 107、 118、 129の出力を GI揷入部 110、 121 、 138に入力する点、および、制御部 6101が CDTダイバーシチの適用 Z非適用の 通知信号に加え、伝搬路推定用サブキャリア Zデータ切り替え信号の通知を、スイツ チ 6108、 6119、 6130に対して行う^;力 S異なる。
[0116] 図 21の誤り訂正符号部 102、 113、 124、 SZP変換部 103、 114、 125、マツピン グ部 104、 115、 126、マルチプレックス部 105、 116、 127、 IFFT部 106、 117、 12 8、 PZS変換部 107、 118、 129、時間シフト部 109、 120、 137、 GI挿入部 110、 1 21、 132、 DZA変換部 111、 122、 133、無線送信部 112、 123、 134、アンテナ部 135は、前述した第 1の実施形態（図 3参照）と同じであるので、同一の符号を付して それらの説明を省略する。
[0117] 図 22は、本実施形態における受信機の構成を示すブロック図である。
図 22のアンテナ部 150、無線受信部 151、 AZD変換部 152、同期部 153、 GI除 去部 154、 SZP変換部 155、 FFT部 156、伝搬路推定用サブキャリア抽出部 157、 伝搬路補償部 163、誤り訂正復号部 164は、前述した第 1の実施形態（図 5参照）と 同じであるので、同一の符号を付してそれらの説明を省略する。
[0118] 伝搬路推定用サブキャリア抽出部 157から出力された伝搬路推定用サブキャリア は、伝搬路推定部 6400— 1、 2においてそれぞれ各セクタからの伝搬路推定用サブ キャリアを用いて伝搬路推定が行われ、得られた伝搬路推定値がそれぞれ位相回転 部 6401— 1、 2に出力される。位相回転部 6400— 1、 2では、制御部 6403から通知 された位相回転量 Θに応じて、 k番目のサブキャリアに k' Θの位相回転を付カ卩し、加 算器 6402に出力される。加算器 6402では、位相回転部 6401— 1、 2からの出力を 加算し、スィッチ 6161に出力する。
上述したように、本実施形態による受信機は、送信機の数により、異なる方法で伝 搬路情報を推定する。また、本実施形態による受信機は、複数の送信機から同一の データを受信する際は、それぞれの送信機力 の伝搬路情報を算出し、さらに各々 の伝搬路情報力 データを受信する際の合成された伝搬路情報を算出する。
[0119] 図 23は、本実施形態による伝播路推定部 6400—1、 2 (これらを 6400と総称する） の構成を示すブロック図である。伝播路推定部 6400— 1、 2は符号乗算部 158およ び逆拡散部 159からなる。伝搬路推定用サブキャリア抽出部 157出力は符号乗算部 158において、図 20に示すセクタ固有の直交符号の複素共役が乗算され、この出力 は逆拡散部 159に出力される。また伝搬路推定部 6400— 1の出力は、スィッチ 616 1にも出力される。逆拡散部 159では符号乗算部 158の出力を、 4チップずつ積分し 、その平均値を算出することにより 4チップ (4サブキャリア)毎の伝搬路推定値が得ら れ、これが伝搬路推定部 6400— 1、 2出力として位相回転部 6401— 1、 2に出力さ れる。
また、制御部 6403から通知されるセクタ固有の直交符号力 符号乗算部 158、逆 拡散部 159に入力される。
[0120] スィッチ 6161では伝搬路推定部 6400— 1に含まれる符号乗算部 158、伝搬路推 定部 6400— 1、および加算部 6402より 3種類の入力が得られる力 その他に制御部 より出力される選択信号により、受信機の受信信号状態がよく十分な信号品質が得ら れている場合には、符号乗算部 158の出力を伝搬路推定値として伝搬路補償部 16 3に出力し、受信機の受信信号状態が悪く十分な信号品質が得られていない場合に は、伝搬路推定部 6400— 1の出力を伝搬路推定値として伝搬路補償部 163に出力 し、 CDTダイバーシチが行われている場合には、加算部 6402の出力を伝搬路推定 値として伝搬路補償部 163に出力するものとする。
[0121] また制御部 6403では、 CDTダイバーシチが行われて 、な 、場合には、伝搬路推 定部 6400— 1に所望セクタのセクタ固有の直交符号が通知され、 CDTダイバーシ チが行われている場合には、伝搬路推定部 6400— 1、 2に所望セクタのセクタ固有 の直交符号が通知されるものとする。
また制御部 6403では、図 21記載の送信機（基地局において）において CDTダイ バーシチ適用時に、あるセクタにおいてデータ部分に付加された遅延時間を Tとした 場合、 θ = 2 π 'fc 'Tで求まる位相回転量 Θを、それぞれの位相回転部 6401— 1、 2に通知し、前記位相回転処理を行うものとする。なお fcは OFDMA伝送時のサブ キャリア間隔を示している。
さらに制御部 6403では、受信機の受信信号状態がよく十分な信号品質が得られ て ヽる場合、受信機の受信信号状態が悪く十分な信号品質が得られて ヽな ヽ場合、 CDTダイバーシチが行われて 、る場合を選択信号としてスィッチ 6161に通知するも のとする。
また上記 Θは、受信機において既知である力、事前に通知されるものとする。
[0122] 上述したように、本実施形態による送信機では、 M個（Mは 2又は 2より大きい整数） のサブキャリア単位で直交する符号をサブキャリア単位で乗算して伝搬路推定用サ ブキャリアとして送信し、データを送信する OFDMシンボルにおいては、 k番目（kは 、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)のサブキ ャリアに対しては、データにより変調された位相に対し、さらに (k— 1) X φの位相回 転を与え送信し、さらに、同一の受信機に対し、同時に他の送信機と連動して同じデ ータを送信する際は、 φを異なる値として送信する。
[0123] 図 21および図 22記載の送信機および受信機を用いることにより、伝搬路推定用サ ブキャリア区間では送信アンテナ間での時間的な遅延が無いにも関わらず、データ 区間にのみ時間的な遅延が付加することにより、 CDTダイバーシチの効果を得ること ができ、なおかつ伝搬路推定用サブキャリアに OVSF符号などの直交符号を利用し た場合にも、各セクタ力も送信される伝搬路推定用サブキャリア間の直交性を保ち、 伝搬路推定時の推定誤差を抑圧することができる。
[0124] なお、以上説明した実施形態において、図 3、 7、 21の伝搬路推定用サブキャリア 生成部、制御部、誤り訂正符号部、シリアル Zパラレル変換部、マッピング部、マル チプレックス部、 IFFT部、パラレル Zシリアル変換部、スィッチ、時間シフト部、 GI揷 入部、ディジタル Zアナログ変換部、 112、無線送信部、図 5、 8、 22の無線受信部、 アナログ Zディジタル変換部、同期部、 GI除去部、 SZP変換部、 FFT部、伝搬路推 定用サブキャリア抽出部、符号乗算部、逆拡散部、制御部、スィッチ、電力算出部、 伝搬路補償部、誤り訂正復号部の機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読 み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンビュ ータシステムに読み込ませ、実行することにより送信機や受信機の制御を行なっても よい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、 OSや周辺機器等のハードウェア を含むものとする。
[0125] また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気 ディスク、 ROM, CD— ROM等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハー ドディスク等の記憶装置のことをいう。さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」 とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムを 送信する場合の通信線のように、短時刻の間、動的にプログラムを保持するもの、そ の場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリのように 、一定時刻プログラムを保持しているものも含むものとする。また上記プログラムは、 前述した機能の一部を実現するためのものであっても良ぐさらに前述した機能をコ ンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できる ものであっても良い。
[0126] 以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきた力 具体的な構 成はこの実施形態に限られるものではなぐこの発明の要旨を逸脱しない範囲の設 計等も含まれる。
産業上の利用可能性
[0127] 本発明は、 OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキヤ リアに符号を乗算して通信を行う送信機、 OFDM通信システム及び送信方法に適用 することが可能であり、伝搬路推定用サブキャリアが互いに干渉することを防止するこ とができ、伝搬路推定精度を向上することができるため、通信品質を高めることができ る。

Claims

請求の範囲
[1] OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号 を乗算して送信する送信機であって、
前記符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差 φがー 定であり、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア毎の符号が、他 の送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交することを特徴とする 送信機。
[2] サブキャリア総数 Nsubが、 2N_1く Nsub≤ 2N(Nは自然数)の条件を満たす場合に φ Χ 2Ν= 2η π (ηは整数)を満たすように φを設定するとともに、
Μが Nsubの約数となるように Mを設定することを特徴とする請求項 1に記載の送信 機。
[3] M=4であり、
φ =0、 π Ζ2、 π 、 3 π Ζ2の組の全部あるいは一部である
ことを特徴とする請求項 1又は 2に記載の送信機。
[4] 前記連続する 4個のサブキャリアに割り当てる符号は、 jを虚数単位とした場合に、
(1、 1、 1、 1)、（1、 j、—1、 一 j)、（1、—1、 1、—1)、（1、— j、— 1、 j)
であることを特徴とする請求項 3に記載の送信機。
[5] M = 8であり、
φ =0、 π /4、 π /2、 3 π /4、 π、 5 π /4、 3 π /2、 7 π /4の糸且の全咅ある!/ヽ は一部である
ことを特徴とする請求項 1又は 2に記載の送信機。
[6] 前記連続する 8個のサブキャリアに割り当てる符号は、 jを虚数単位とした場合に、
(1、 1、 1、 1、 1、 1、 1、 1)、（1、（l+j)Z 2、 j、（一 l+j)Z 2、 一 1、（一 1一 j) / 、— jゝ (1 j)Z 2)、（1、 j、 一 1、一 1、 j、 一 1、— j)ゝ (1、（一 l+j)Z 2、 — jゝ (l+j)Z 2、 一 1、（1一 j)Z 2、 j、（一 1一 j)Z 2)、（1、 一 1、 1、 一 1、 1、 1、 1、 一 1)、（1、（一 1 j)Z 2、 j、（1 j)Z 2、 一 1、（l+j)Z 2、一 (1 j)Z 2)、（1、 一 j、 一 l、 j、 1、 一 j、 一 l、 j)、（1、（1 j)Z 2、一 (一 1 j)Z 2、 一 1、（一 l +j) Z 2、 j、 ( l +j) /^2)
であることを特徴とする請求項 5に記載の送信機。
[7] OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにお いて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信機であって、 前記符号は第 1の符号及び第 2の符号からなり、
前記第 1の符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差 Φが一定であり、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア毎の符 号が他のセクタの送信機の同一のサブキャリアに乗算される第 1の符号と互いに直交 する符号であり、
前記第 2の符号は基地局固有の符号である
ことを特徴とする送信機。
[8] OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにお いて、
前記各セクタに設置され、伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成するための符号を 各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、連 続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差を Φとし、伝搬路推定用 サブキャリアの配置間隔を n (nは 1又は 1より大きい整数）とすると、全ての OFDMシ ンボルにおいて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数よ り小さい整数)番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに (k—l) X φ Ζηの位相回転を与え送信し、
前記セクタごとに、 φが固有であることを特徴とする送信機。
[9] 有効 OFDMシンボル長と設定されるガードインターバル長の比を 1： Gとした場合 に、
位相差 φが、 φ≥2 Χ Ο Χ πの条件を満たすように設定することを特徴とする請求 項 8に記載の送信機。
[10] OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、
請求項 1から 6で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サ ブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相 差を Φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を η (ηは 1又は 1より大きい整数） とすると、データを送信する OFDMシンボルにおいて k(kは、 1又は 1より大きぐサ ブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)番目のサブキャリアに対しては 変調された位相に対し、さらに (k 1) X φ Ζηの位相回転を与え送信することを特 徴とする送信機。
[11] OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、
M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア単位で直交する符号をサブキヤリ ァ単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用 サブキャリアに乗算する符号の位相差を φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間 隔を n (nは 1又は 1より大きい整数）とすると、データを送信する OFDMシンボルにお いて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整 数)番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに (k—l) X φ Ζηの 位相回転を与え送信することを特徴とする送信機。
[12] IFFTの出力を回転させることにより、 OFDMシンボルに位相回転 φを与えることを 特徴とする請求項 8〜 10のいずれかの項に記載の送信機。
[13] 周波数時間分割でアクセスする OFDM方式を用いるセルラシステムにお ヽて、 連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差 Φが一定であり、連 続する M個（Mは 2又は 2より大き 、整数)のサブキャリア毎の符号力 他の送信機の 同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交する符号を伝搬路推定用サブキ ャリアとして受信機に送信し、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を n(nは 1又は 1 より大きい整数)とすると、同一の受信機に対し、同時に他の送信機と連動して同一 の周波数帯域を用いて同じデータを送信する際は、 m番目（mは 1又は 1より大きぐ 通信を行う帯域のサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)のサブキヤ リア対しては、データにより変調された位相に対し、さらに (m— 1) X φ Ζηの位相回 転を与え送信することを特徴とする送信機。
[14] 請求項 1〜7のいずれかの項に記載の送信機と、
1つの送信機から送信されるデータを復調する際は、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FFTにより 周波数変換し、
送信側で直交性を保った伝搬路推定用サブキャリア単位で送信機との周波数応答 である伝搬路を推定し、
2又は 2より多数の送信機カゝら送信される同じデータを復調する際は、 受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FFTにより 周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、いずれかの送信機で用いられた符号の複素 共役を乗じることにより、全ての送信機からの結合された伝搬路を求める受信機と、 を有することを特徴とする OFDM通信システム。
[15] 前記受信機は、伝搬路推定用信号の直交性から、送信機毎の信頼度を推定する 機能を有することを特徴とする請求項 14に記載の OFDM通信システム。
[16] 請求項 8〜： L0のいずれかの項記載の送信機と、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FFTにより 周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じ ることにより送信機との伝搬路を求め、 IFFTすることで、インパルス応答に変換し、 変換した結果、信号成分が集中する位置により、基地局またはセクタ、またはその 両方を決定する受信機と、
を有することを特徴とする OFDM通信システム。
[17] 請求項 8〜： L0のいずれかの項に記載の送信機と、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FFTにより 周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じ ることにより送信機との伝搬路を求め、 IFFTすることで、インパルス応答に変換し、 変換した結果、信号成分が集中する時間のみを抽出し、再度 FFTすることで、接続 するセクタの送信機との伝搬路を推定する受信機と、
を有することを特徴とする OFDM通信システム。
[18] 請求項 8〜： L0のいずれかの項に記載の送信機と、 受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FFTにより 周波数変換し、
伝搬路推定用サブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じるこ とにより送信機との伝搬路を求める受信機と、
を有することを特徴とする OFDM通信システム。
[19] 請求項 10に記載の送信機と、
伝搬路推定用信号の直交性から、送信機毎の信頼度推定する機能を有する受信 機と、
を有することを特徴とする OFDM通信システム。
[20] 請求項 11に記載の送信機と、
複数の送信機から同一のデータを受信する際は、それぞれの送信機からの伝搬路 を算出し、さらに各々の伝搬路からデータを受信する際の合成された伝搬路を算出 する受信機と、
を有することを特徴とする OFDM通信システム。
[21] 請求項 13に記載の送信機と、
各スロットの制御情報を送信し、
受信した伝搬路推定用サブキャリアが含まれる OFDMシンボルに対し FFTにより 周波数変換し、
伝搬路推定用のサブキャリアに対し、送信機で用いられた符号の複素共役を乗じ ることにより送信機との伝搬路を求め、
更に、受信した前記制御情報力も受信するスロットと変調に関する情報を復調する 制御情報とを復調し、
自端末宛てのデータスロットを復調する受信機と、
を有することを特徴とする OFDM通信システム。
[22] OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、伝搬路推定用サブキャリアに符号 を乗算して送信する送信方法であって、
前記符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差が一定 であり、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整数）のサブキャリア毎の符号力 他の 送信機の同一のサブキャリアに乗算される符号と互いに直交することを特徴とする送 信方法。
[23] OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにお いて、伝搬路推定用サブキャリアに符号を乗算して送信する送信方法であって、 前記符号は第 1の符号及び第 2の符号からなり、
前記第 1の符号は、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差 が一定であり、連続する M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア毎の符号 が他のセクタの送信機の同一のサブキャリアに乗算される第 1の符号と互いに直交す る符号であり、
前記第 2の符号は基地局固有の符号である
ことを特徴とする送信方法。
[24] OFDM方式を用いる複数のセクタを有する基地局を使用するセルラシステムにお いて、
前記各セクタに設置され、伝搬路推定用 OFDMシンボルを生成するための符号を 各サブキャリアに割り当てる際と、通信データを各サブキャリアに割り当てる際に、連 続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差を Φとし、伝搬路推定用 サブキャリアの配置間隔を n (nは 1又は 1より大きい整数）とすると、全ての OFDMシ ンボルにおいて k(kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数よ り小さい整数)番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに (k—l) X φ Ζηの位相回転を与え送信し、
前記セクタごとに、 φが固有であることを特徴とする送信方法。
[25] OFDM方式を用いるセルラシステムにおいて、
請求項 21で示す符号を伝搬路推定用サブキャリアに割り当て伝搬路推定用サブ キャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用サブキャリアに乗算する符号の位相差 を φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間隔を n (nは 1又は 1より大きい整数）と すると、データを送信する OFDMシンボルにおいて k (kは、 1又は 1より大きぐサブ キャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整数)番目のサブキャリアに対しては変 調された位相に対し、さらに (k—l) X φ Ζηの位相回転を与え送信することを特徴と する送信方法。
OFDM方式を用いるセルラシステムにお!/ヽて、
M個（Mは 2又は 2より大きい整数)のサブキャリア単位で直交する符号をサブキヤリ ァ単位で乗算して伝搬路推定用サブキャリアとして送信し、連続する伝搬路推定用 サブキャリアに乗算する符号の位相差を φとし、伝搬路推定用サブキャリアの配置間 隔を n (nは 1又は 1より大きい整数）とすると、データを送信する OFDMシンボルにお いて k (kは、 1又は 1より大きぐサブキャリア総数又はサブキャリア総数より小さい整 数)番目のサブキャリアに対しては変調された位相に対し、さらに (k—l) X φ Ζηの 位相回転を与え送信することを特徴とする送信方法。
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