WO2007037116A1 - 電子部品の電気特性測定方法 - Google Patents

電子部品の電気特性測定方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2007037116A1
WO2007037116A1 PCT/JP2006/318015 JP2006318015W WO2007037116A1 WO 2007037116 A1 WO2007037116 A1 WO 2007037116A1 JP 2006318015 W JP2006318015 W JP 2006318015W WO 2007037116 A1 WO2007037116 A1 WO 2007037116A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
subject
electrical characteristics
measurement
calibration
chip
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/318015
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Tomoo Takazawa
Gaku Kamitani
Kenji Kagayama
Original Assignee
Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Murata Manufacturing Co., Ltd. filed Critical Murata Manufacturing Co., Ltd.
Priority to JP2007537568A priority Critical patent/JP4743208B2/ja
Publication of WO2007037116A1 publication Critical patent/WO2007037116A1/ja

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
    • G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references

Definitions

  • the present invention is a method for measuring electrical characteristics of electronic components using a planar transmission line as a measurement jig, and in particular, measuring electrical characteristics such as impedance values and Q values of electronic components alone using a distributed constant type error model. It is about how to do.
  • Device measurement using a network analyzer includes a one-port measurement method and a two-port measurement method.
  • the measurement method for a single device by 1-port measurement is to perform a full 1-port calibration at the end of the coaxial cable, and then measure the device via a jig that relays the coaxial cable and the surface mount device.
  • a measurement method there is a method of obtaining the characteristics of a single device by attaching an SMA connector and measuring the electrical length of the SMA connector and then performing open correction and short correction.
  • such measurement methods do not provide accurate data.
  • network analyzers are not good at measuring reflection coefficient more than transmission coefficient measurement. Since it is very difficult to obtain the characteristics accurately, the characteristics of the SMA connector are forces that cause measurement errors.
  • TRL calibration and SOLT calibration are known.
  • SOLT calibration it is difficult to produce a standard device in the shape of a device on a planar transmission line at high frequencies exceeding 5 GHz, and it is not possible to define high-frequency oven characteristics.
  • problems such as inability to use for high frequency measurement. Therefore, it is appropriate to use a planar transmission line for high-frequency measurements of surface-mount devices.
  • TRL calibration method etc. as a method of removing the error factor of the measurement system of this plane transmission line.
  • a network analyzer is used for device measurement at a frequency of 3 GHz or more.
  • measurement using two ports is superior to measurement using one port.
  • the calibration surface is calibrated, but no further calibration is performed.
  • the shunt method can obtain characteristics closer to the device characteristics than the series method.
  • the residual impedance differs when the CPW width of the measurement board is different, and this effect is reflected in the measured values. Even in such a case, the characteristics include the substrate characteristics.
  • the measurement value obtained by TRL calibration or the like includes device and substrate characteristics ahead of the calibration surface, and different data can be obtained depending on the type of calibration substrate.
  • the power that has been devised to make the substrate as thin as possible Even if these measures are taken, the data obtained is not the characteristics of the device itself.
  • Non-Patent Document 1 Agilent's Technology Application Note 1287-9 “Fixture Measurement Using Vector 'Network Analyzer”
  • Non-Patent Document 2 Agilent 'Technology Application Note 1463-5 “Impedance evaluation of SMD components using ENA and ICM test fixture”
  • an object of a preferred embodiment of the present invention is to provide a method for measuring electrical characteristics of an electronic component, which can obtain the electrical characteristics of a single subject with high accuracy.
  • the above object is achieved by a method for measuring electrical characteristics of an electronic component according to a preferred embodiment of the present invention.
  • a subject is connected in series between calibration planes of a plane transmission path, and measurement up to the calibration plane is performed by an error correction method using the plane transmission path as a calibration reference.
  • the first step is to obtain the electrical characteristics of the subject whose error has been corrected
  • the second step is to measure the electrical characteristics of the planar transmission line in the open state, and the distributed constant type error model.
  • the electrical characteristics of the through chip determined in the fourth step are corrected using the electrical characteristics in the open state measured in the second step.
  • the electrical characteristics of the subject obtained in the third step are corrected using the electrical characteristics of the through-chip obtained in the fifth step.
  • a sixth step of determining the electrical characteristics of the electronic component is used.
  • the measurement error up to the calibration plane is reduced by an error correction method in which a subject is shunt connected to the calibration plane of the plane transmission path and the plane transmission path is used as a calibration reference.
  • the second step is to obtain the electrical characteristics of the short chip that corrects the measurement error up to the calibration surface, and the electrical characteristics of the subject obtained in the first step using the distributed constant type error model.
  • a third step of correcting the electrical characteristics of the obtained short chip to determine the electrical characteristics of a single object, and a method for measuring the electrical characteristics of an electronic component.
  • the measurement values obtained by TRL calibration and the like include not only the characteristics of the subject but also the substrate characteristics between the calibration surfaces, and different data can be obtained depending on the type of calibration board. Therefore, in the present invention, the measurement error between the calibration values as well as the measurement value of the subject is removed by performing distributed constant type open correction and through correction.
  • 2-port measurement it is possible to identify unknown model parameters from the measured values in the open state and the through state by using the fact that four S-parameter measurements can be obtained in one measurement. It was to be.
  • the error correction method for correcting the measurement error up to the calibration surface is not limited to a known method such as the TRL calibration method, and any correction method can be used as long as it is a two-port series method. Can be used.
  • TRL calibration method any correction method can be used as long as it is a two-port series method. Can be used.
  • For open correction measure the electrical property S using a network analyzer with nothing connected between the ends (calibration surface) of the flat transmission path. Distributed error model
  • the characteristic S in the open state is connected in parallel to the subject when measuring the subject.
  • the electrical characteristic S is measured using a network analyzer in a state where through chips that have been priced in advance are connected in series between the tips (calibration surfaces) of the flat transmission line.
  • the through-chip is preferably one that has the same shape as the subject and can be connected to the same position as the connection position of the subject.
  • the characteristic S in the through state can be considered to be connected in series to the subject when measuring the subject.
  • the characteristic S in the through state is the same as the measurement of the characteristic of the subject.
  • the electrical characteristics of the single chip that has corrected the measurement error up to the calibration surface can be obtained, and the electrical characteristics of the through chip can be obtained by open correction.
  • T parameter transmission coefficient matrix
  • This value ignores the characteristic impedance Z of the planar transmission line and the impedance of the through chip.
  • the impedance Z of the subject alone can be obtained.
  • the operation of measuring the impedance of the short chip can be omitted.
  • the measurement error on the calibration surface can be corrected, and the electrical characteristics of the subject alone can be obtained with high accuracy.
  • the measurement method of this embodiment is an example of a 2-port series method using a network analyzer, and is referred to herein as the RRRR method.
  • the measurement jig 10 is the same as the measurement jig used in the TRL method, and as shown in FIG. 1, two signal conductors 12a and 12b are placed on a straight line and at one end on the upper surface of the dielectric substrate 11.
  • CPW Coplanar Wave Guide
  • a ground conductor may also be provided on the back surface of the substrate 11.
  • Connectors 14 and 15 are attached to both ends in the length direction of the measuring jig 10, and the signal wires 14a and 15a of these connectors 14 and 15 are connected to the signal conductors 12a and 12b. , 13b.
  • Connectors 14 and 15 are connected to measurement ports 18a and 18b of network analyzer 18 via coaxial cables 16 and 17, respectively.
  • the calibration standards to be measured are all the same short-circuit standard 20, and the measurement jig 10 to be used is the same jig.
  • the short-circuit standard 20 refers to general parts that are electrically short-circuited, and may be chip parts, metal pieces, tools, and the like. Desirably, the contact length in the longitudinal direction of the transmission line such as a knife edge is short. If the short-circuit standard is ideal, the force that makes the reflection coefficient a value of -1 (total reflection). In fact, even though the short-circuit standard has some inductance, the inductance value needs to be known. is there. Usually, in the microphone mouthband, the short-circuited state is relatively easy to obtain an ideal state compared to the open state. When high measurement accuracy is required, a simple simulation etc. Find the short circuit reference inductance.
  • the error coefficient is obtained by short-circuiting the short-circuit reference 20 at three locations on the transmission line, and when the transmission line characteristics are unknown, the short-circuit reference By short-circuiting 20 at four locations on the transmission line, the transmission line characteristics and error coefficient can be obtained simultaneously.
  • the case where the transmission line characteristics are known will be described as an example.
  • the derivation method when the transmission line characteristics are unknown is described in Japanese Patent Application No. 2005-44916, which is the prior application of the present applicant. Please refer.
  • the signal conductor 12a and the ground conductor 13a or 13b are short-circuited by the short-circuit reference 20 at a location where the subject is connected during measurement (measurement point P1 in FIG. 1), and this point is used as a calibration plane.
  • the short-circuit reference 20 short-circuits the signal conductor 12a and both ground conductors 13a and 13b, but the signal conductor 12a and one ground conductor may be short-circuited.
  • the measurement result at this time is S
  • the true value of the reflection coefficient at measurement point 1 is ⁇ .
  • ⁇ is the true value of the short circuit criterion
  • this should be set to 1 if the length in the length direction of the transmission line of the short circuit reference 20 is sufficiently small compared to the measurement signal wavelength, otherwise the expected value of the short circuit reference inductance is set. This should be obtained by simulation.
  • ⁇ is the transmission rate [U / mm] per unit length, is the phase constant [rad / mm] of the transmission channel, and a and j8 are known.
  • ⁇ is the measurement point P1
  • a through chip 21 is connected in series between the signal conductors 12a and 12b to connect the ports.
  • the measured values are reflection coefficients S and S, and transmission coefficients S and S.
  • the electrical characteristics of the through chip 21 in the through measurement are unknown and good, for example, the resistance value is not known. Even if the chip resistance is good, the transfer coefficient should not be directional. This condition is usually satisfied automatically because the transfer coefficient does not have directionality by the reciprocity theorem unless a special material such as a freight under a DC magnetic field is used.
  • Figure 3 shows the error model for RRRR calibration. This is the same as the error model of TRL correction that has been used in the past.
  • S and S in the figure are reflection units
  • the subject 22 is connected to the measuring jig 10 and its characteristics are measured.
  • the subject 22 is adsorbed using a chip mounter or the like, and the subject 22 is brought into contact with the subject measurement position of the measurement jig 10 to measure the electrical characteristics (S S S S).
  • the electrical characteristics S S S S.
  • the subject 22 When the subject 22 has two terminals, it may be connected in series between the signal conductors 12a and 12b as shown in Fig. 4 (a). However, in the case of three terminals or four terminals, (b) in Fig. 4 In this way, the signal conductors 12a and 12b and the ground conductors 13a and 13b may be connected. Therefore, the RRRR measurement method can be applied not only to 2-terminal electronic components but also to 3-terminal or higher electronic components such as filters.
  • Equation (7) D is an intermediate variable.
  • the error factor up to the object measurement position (calibration surface P1) can be removed.
  • the error between the object measurement positions that is, the error factor between the calibration surfaces is not considered.
  • residual impedance, floating admittance, etc. existing between the calibration surfaces of the measurement jig 10 which is CPW are not corrected.
  • the open correction described below can be applied to any distributed constant circuit.
  • the error model of the distributed constant type open correction is such that the open characteristic is connected in parallel to the subject when the subject is measured.
  • measure the transmission line characteristics when nothing is connected to the measurement jig 10 perform RRRR calibration, and obtain the error-corrected characteristics S (S, S, S, S). This is an open between calibration surfaces
  • Equation (8) the scattering coefficient matrix S of the subject is converted to the admittance coefficient matrix Y
  • the scattering coefficient matrix S of the measurement result is converted to the admittance coefficient matrix Y.
  • the scattering coefficient matrix S of the body is connected to the transmission line 22 as described above, and RRRR calibration is performed.
  • the error model of the distributed constant type thru correction is a state in which the subject characteristic and the through characteristic are connected in series when the subject is measured. Normally, mounting lands for two-terminal electronic components are generally designed symmetrically for each port, so it is assumed that the error factors are symmetrical including the reflection characteristics.
  • the characteristic S corrects the measurement error up to the calibration plane (for example, RRRR calibration) and between calibration planes.
  • the through chip 23 is priced in advance, and preferably has the same shape as the subject and can be connected at the same position as the connection position of the subject. In practice, it can also be used as the through-chip 21 implemented in the RRRR calibration.
  • the object characteristic S and the through characteristic S are measured during the object measurement.
  • the subject characteristic S is the transmission coefficient matrix T and the through characteristic S is the transmission factor.
  • the object characteristic S is defined as the object 22 between the calibration planes.
  • a transmission coefficient matrix T from which the influence of the through characteristic is removed is obtained by the following equation.
  • T D (b) - ' * T THRU * (7 ⁇ ) - 1
  • the measured value S in the through state is L of the through chip 23 connected between the calibration surfaces.
  • the value is smaller by the L value of the through chip 23 than the true value of the specimen. Therefore, in order to correct the true value of the subject, the L value of the through chip 23 is obtained in advance by an electromagnetic simulator, and the L value is compensated at the stage of obtaining the final subject impedance Z as described later.
  • the impedance z .. foiof the subject can be obtained.
  • the true value of the impedance Z can be obtained by correcting through.
  • Z is the characteristic impedance ( ⁇ )
  • f is the frequency (Hz)
  • L is the through-chip inductor This is the maintenance value (H). Since Z and Z have the same value due to the symmetry of the subject, Z is calculated.
  • 11A 21A 11A 21A and z are both complex numbers.
  • the error correction method has been described by taking the RRRR calibration series method as an example.
  • the type of error correction method is a distributed constant open correction that uses a known method such as the TRL calibration series method.
  • the characteristics of a single subject can be extracted with higher accuracy than before by the procedure of distributed constant-type through correction.
  • the measurement method of this embodiment is an example of a 2-port shunt method using a network analyzer, and is referred to herein as the TRRR method.
  • FIG. 7 shows a state in which the measurement jig 30 is connected to the network analyzer 38.
  • the measuring jig 30 is formed by forming a planar transmission line with one signal conductor 32 and two ground conductors 33a and 33b on the upper surface of the dielectric substrate 31.
  • a CPW coplanar wave guide
  • the signal conductor 32 is continuously formed in the length direction of the dielectric substrate 31 and the ground conductors 33a and 33b are formed on both sides in the width direction of the signal conductor 32. It was used.
  • a ground conductor may also be provided on the back surface of the measurement board 30.
  • Connectors 34 and 35 are attached to both ends in the length direction of the measuring jig 30, and the signal wires 34a and 35a of these connectors 34 and 35 are connected to the signal conductor 12, and the GND part 34b and 35b force S ground conductors 33a and 33b Are connected to each.
  • Connectors 34 and 35 are connected to measurement ports 38a and 38b of network analyzer 38 via coaxial cables 36 and 37, respectively.
  • this measurement method obtains the error coefficient by short-circuiting the short-circuit reference 40 at three locations on the transmission line.
  • Short-circuit group For quasi 40 use the same short circuit standard used in the RRRR method. If the transmission line characteristics are unknown, the transmission line characteristics and the error coefficient can be obtained at the same time by short-circuiting the short-circuit reference 40 at four locations on the transmission line.
  • the case where the transmission path characteristics are known will be described as an example.
  • the derivation method when the transmission path characteristics are unknown is described in Japanese Patent Application No. 2005-44916, which is the prior application of the applicant of the present application. Please refer to the issue.
  • the signal conductor 32 and the ground conductors 33a and 33b are short-circuited by the short-circuit reference 40 at a location (measurement point P1 in FIG. 7) where the subject is connected during measurement of the subject, and this point is used as a calibration plane. .
  • the measurement result is S
  • the true value of the reflection coefficient at measurement point P1 is ⁇ .
  • Measurement is performed with reference 40 connected between signal conductor 32 and ground conductors 33a and 33b, and the measurement results are S and S.
  • the true value of the reflection coefficient ⁇ and ⁇ of the short-circuit criterion 40 is given by
  • the measurement based on the short circuit standard 40 Separately from the measurement based on the short circuit standard 40, perform measurement in the through state (direct connection between ports). In the through state, the measurement is actually performed without connecting anything to the measurement jig 30.
  • the measured value is S for the reflection coefficient and S for the transfer coefficient.
  • Figure 8 shows the TRRR calibration error model. This error model is the same as the error model in Fig. 3. S and S in the figure are measured values of reflection coefficient and transmission coefficient.
  • the subject 41 When the error coefficient is obtained, the subject 41 is shunt-connected to the signal conductor 32 of the measurement jig 30 and one of the ground conductors 33a or 33b as shown in FIG. 9, and the characteristics are measured.
  • the object 41 may be adsorbed using a chip mounter and the like, and the object 41 may be brought into contact with the object measurement position (P1) of the transmission path 30 to measure the electrical characteristics (S S S S).
  • the measurement jig 30 to be used is the same as that used in the TRRR calibration, and the measurement jig 30 and the coaxial cables 36 and 37 are also left in the connected state.
  • the same calculation as TRL correction may be performed in order to eliminate the influence of the actual subject measurement result force error.
  • the calculation formula that eliminates the effect of errors is the same as in Formula 7, but the formula is not limited to Formula 7, and any known technique can be used.
  • the error factor up to the subject measurement position can be removed.
  • Error factor due to the capacitive component generated between the subject 41 and the plane transmission path on the calibration surface P1 that is, As shown, the stray capacitance C component generated between the electrode of the subject 41 and the pattern of the measurement jig 30 cannot be removed.
  • this error factor is removed by shunting an appropriate device (hereinafter referred to as a short chip! /) To the calibration plane P1.
  • the short chip 42 is priced in advance, and preferably has the same shape as the subject 41 and can be connected to the same position as the measurement position of the subject 41.
  • an electronic component of the same type as the subject 41 is preferable. That is, the C component generated when the subject 41 is connected is considered to be the same as the C component generated when the short chip 42 is connected. Measure with the short tip 42 shunt connected to the calibration surface P1, and perform TRRR calibration. The error corrected characteristic s (s 1, s 2, s 1, s 2) is obtained.
  • Z D Z A -Z Calculate the SH0RT equation (17) to obtain Z with the error factor generated when the subject 41 is connected removed.
  • the measured value S in the short state is L of the short chip 42 connected to the calibration surface.
  • the value is smaller than the true value of the subject 41 by the L value of the short chip 42. Therefore, in order to correct the true value of the subject 41, the L value of the short chip 42 is obtained in advance by an electromagnetic simulator, and the final impedance Z of the subject 41 is obtained as will be described later.
  • Z DUT Z - ⁇ ,, + ⁇ ⁇ Equation (18) where ⁇ is the characteristic impedance ( ⁇ ) of the measurement jig, f is the frequency (Hz), and L is the short
  • 11 21 DUT can be calculated by using either of Equation 18.
  • the short chip 42 has a characteristic as an inductor.
  • a more accurate equivalent circuit model (such as a series circuit of L and R) of the short chip 42 can be used from the analysis result of the electromagnetic field simulator.
  • the two-port measurement of a network analyzer can obtain high-frequency characteristics of a single object, including board characteristics, so the measured values of an impedance analyzer that have been used as characteristics of a single object by component manufacturers. It is now possible to provide users with high-frequency data from network analyzers that have been traced over 3GHz.
  • the measurement state such as a measurement jig, for example, a mechanism for holding a subject or a positioning mechanism, may be used. Conditions such as being the same and the definition of the equivalent circuit model of the slew chip used for slew correction being the same are required.
  • FIG. 1 is a plan view of an example of a measuring apparatus in a 2-port series method according to the present invention.
  • FIG. 2 is a plan view of a measuring apparatus in through measurement according to the present invention.
  • FIG. 3 is an error model diagram used in the RRRR calibration method according to the present invention.
  • FIG. 4 is a plan view of the measuring apparatus according to the present invention when measuring an object.
  • FIG. 7 is a plan view of an example of a measuring apparatus in a two-port shunt method that works according to the present invention.
  • FIG. 8 is an error model diagram of TRRR calibration which is useful for the present invention.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)

Abstract

【課題】被検体単体の電気特性を高精度に求めることができる電子部品の電気特性測定方法を提供する。 【解決手段】平面伝送路の校正面間に被検体２２をシリーズ接続し、平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により校正面までの測定誤差を補正した被検体の電気特性を求め、平面伝送路のオープン状態の電気特性を測定し、分布定数型の誤差モデルにより上記被検体２２の電気特性を上記オープン状態の電気特性を用いて補正する。次に、平面伝送路の校正面間に予め値付けされたスルーチップ２３をシリーズ接続し、平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により校正面までの測定誤差を補正したスルーチップの電気特性を求め、分布定数型の誤差モデルにより上記スルーチップ２３の電気特性を上記オープン状態の電気特性を用いて補正する。最後に、分布定数型の誤差モデルにより上記被検体の電気特性を上記スルーチップの電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特性を求める。

Description

明 細 書
電子部品の電気特性測定方法
技術分野
[0001] 本発明は平面伝送路を測定治具として用いた電子部品の電気特性測定方法、特に 分布定数型の誤差モデルを用いて、電子部品単体のインピーダンス値や Q値等の 電気特性を測定する方法に関するものである。
背景技術
[0002] 高周波電子回路の動作周波数がますます高周波化し、回路に用いられる電子部品（ 以下、デバイスと記す)も高周波領域で正確な電気特性を測定しなければならなくな つて 、る。チップインダクタやチップコンデンサなどの表面実装型デバイスの高周波 電気特性の測定は、一般に困難であるが、従来よりデバイス単体のインピーダンス値 や Q値と!/、つた高周波特性の測定は、一般的に 3GHzまではインピーダンスアナライ ザを用いて実施されてきた。
[0003] インピーダンスアナライザによる測定では、デバイス単体の特性を求めるため、ォー プン補正、ショート補正を行い、テストフィクスチヤや測定ケーブルの残留インピーダ ンスと浮遊アドミタンスの補正を行っている。しカゝしながら、インピーダンスアナライザ は装置が複雑であり、高い周波数への対応が難しぐ 3GHz以上の周波数に対応し ていない。そのため、 3GHz以上の高周波におけるデバイス測定ではネットワークァ ナライザが使用されている。
[0004] ネットワークアナライザを用いたデバイス測定としては、 1ポートによる測定法と 2ポート による測定法とが存在する。 1ポート測定によるデバイス単体の測定法としては、同軸 ケーブル先端でフル 1ポート校正を行った後、同軸ケーブルと表面実装型デバイスを 中継する治具を介して、デバイスを測定することが行われる。このような測定法の例と して、 SMAコネクタを装着し、 SMAコネクタの電気長を測定した後、オープン補正、 ショート補正を行ってデバイス単体の特性を得る方法が存在する。しかし、このような 測定方法では精度のよいデータが得られない。これは、そもそも、ネットワークアナラ ィザが伝達係数測定よりも反射係数測定を苦手にして 、る他、 SMAコネクタの電気 特性を正確に得ることが非常に難 、ため、 SMAコネクタの特性が測定誤差になる 力 である。
[0005] 一方、 2ポートによる測定は 1ポートより精度よく測定できる。このような 2ポート測定に よるデバイスの測定方法としては、非特許文献 1, 2に示されるように、 TRL校正や S OLT校正が知られている。 SOLT校正は、 5GHzを超える高周波では、平面伝送路 上にデバイスの形状をした標準器を作製することが困難であること、高周波のオーブ ン特性を定義することができないため、表面実装型デバイスの高周波測定に用いる ことができないこと、などの問題点がある。よって、表面実装型デバイスの高周波測定 には、平面伝送路を用いて行うのが適している。この平面伝送路の測定系の誤差要 因を除去する方法には、 TRL校正法等がある。
[0006] 前述のように、 3GHz以上の周波数のデバイス測定ではネットワークアナライザが使 用される。ネットワークアナライザによる測定では、 1ポートによる測定よりも 2ポートに よる測定の方が、測定精度が優れている。しかし、 TRL校正法などの公知の校正方 法では、校正面までは校正されるが、それより先は校正されない。また、校正法のうち 、シャント法はシリーズ法よりも、デバイス特性に近い特性が得られるが、測定基板の CPWの幅が異なると残留インピーダンスが異なり、この影響が測定値に反映され、こ の場合も基板特性を含んだ特性となってしまう。
[0007] 従って、 TRL校正などにより得られる測定値は、校正面より先のデバイスと基板特性 を含んでおり、校正基板の種類により異なるデータが得られることになる。また、一般 に基板特性の影響をできるだけ少なくするために、基板をできるだけ薄くするなどの 工夫がなされている力 これらの工夫を行ったとしても、得られたデータは、デバイス 単体の特性ではない。
[0008] なお、 2ポートによる測定の場合は、 1ポート測定の場合のように、単純なモデルで誤 差を表現できな 、ので、残留インピータンスと浮遊アドミタンスの 2つのパラメータで 補正を行う、オープン Zショート補正は、適用不可能であった。
[0009] このように、デバイス単体の高周波データが得られないため、下記の問題が発生する
(1)部品メーカーでは、従来、デバイス単体の特性としてインピーダンスアナライザの データを用いている力 3GHz以上のネットワークアナライザによる高周波データに はデバイス特性と基板特性が含まれるため、インピーダンスアナライザの測定値とトレ ースせず、 3GHz以上のデバイス単体のデータを提供できな!/、と!/、つた問題があつ た。
(2)また、これらの高周波データは、部品の高周波データとして、電子機器セットメー カーなどの電子機器の設計者が使用する場合、高周波データと使用する設計基板 が同じ設計であれば概ね問題はないが、通常、使用する基板と、高周波データを取 得した測定基板は異なるため、現状提供されている高周波データでは、設計シミュレ ーシヨンを精度よく行うことができな 、と 、う問題があった。
非特許文献 1 :アジレント'テクノロジー Application Note 1287- 9「ベクトル 'ネットヮー ク ·アナライザを使用したフィクスチヤ一測定」
非特許文献 2 :アジレント'テクノロジー Application Note 1463-5「ENAと ICM社製テ スト'フィクスチヤを使用した SMD部品のインピーダンス特性評価」
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0010] そこで、本発明の好ま ヽ実施形態の目的は、被検体単体の電気特性を高精度に 求めることができる電子部品の電気特性測定方法を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0011] 上記目的は本発明の好ましい実施形態に係る電子部品の電気特性測定方法により 達成される。
[0012] 本発明の好ましい第 1の実施形態は、平面伝送路の校正面間に被検体をシリーズ接 続し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面まで の測定誤差を補正した被検体の電気特性を求める第 1のステップと、上記平面伝送 路のオープン状態の電気特性を測定する第 2のステップと、分布定数型の誤差モデ ルにより、第 1のステップで求めた被検体の電気特性を第 2のステップで測定したォ ープン状態の電気特性を用いて補正する第 3のステップと、上記平面伝送路の校正 面間に予め値付けされたスルーチップをシリーズ接続し、上記平面伝送路を校正基 準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したスルーチッ プの電気特性を求める第 4のステップと、分布定数型の誤差モデルにより、第 4のス テツプで求めたスルーチップの電気特性を第 2のステップで測定したオープン状態の 電気特性を用いて補正する第 5のステップと、分布定数型の誤差モデルにより、第 3 のステップで求めた被検体の電気特性を第 5のステップで求めたスルーチップの電 気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特性を求める第 6のステップと、を含むこ とを特徴とする電子部品の電気特性測定方法である。
[0013] 本発明の好ましい第 2の実施形態は、平面伝送路の校正面に被検体をシャント接続 し、上記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの 測定誤差を補正した被検体の電気特性を求める第 1のステップと、上記平面伝送路 の校正面に予め値付けされたショートチップをシャント接続し、上記平面伝送路を校 正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したショー トチップの電気特性を求める第 2のステップと、分布定数型の誤差モデルにより、第 1 のステップで求めた被検体の電気特性を、第 2のステップで求めたショートチップの 電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特性を求める第 3のステップと、を含む ことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法である。
[0014] ネットワークアナライザの 2ポートによる、平面伝送路を用いた高周波測定においては 、校正面までの測定誤差を補正することは可能であるが、校正面間の測定誤差を補 正することができない。そのため、 TRL校正などにより得られる測定値は、被検体単 体の特性のほかに校正面間の基板特性とを含んでおり、校正基板の種類により異な るデータが得られることになる。そこで、本発明では、分布定数型のオープン補正お よびスルー補正を行うことで、被検体の測定値カゝら校正面間の測定誤差を除去する ものである。 2ポート測定では、 1回の測定で 4つの Sパラメータ測定値が得られること を利用し、オープン状態およびスルー状態の測定値から、未知のモデルパラメータを 同定可能とし、これを数学的に除去することにした。このようにして、基板特性の影響 を受けな 、被検体単体の電気特性を求めることができる。本発明の方法にぉ 、て、 校正面までの測定誤差を補正する誤差補正方法としては、 TRL校正法のような公知 の方法に限らず、 2ポートのシリーズ法であれば、任意の補正方法を用いることがで きる。 [0015] オープン補正は、平面伝送路の先端 (校正面）間に何も接続しない状態で、ネットヮ ークアナライザを用いて電気特性 S を測定すればよ!ヽ。分布定数型の誤差モデ
OPEN
ルでは、オープン状態での特性 S は、被検体測定時には被検体に並列に接続さ
OPEN
れて 、るものと考えることができる。この誤差要因を被検体測定値力 除去するため に、まず Sパラメータ (散乱係数行列）を Yパラメータ (アドミタンス係数行列）に変換し 、被検体測定値力 オープン測定値を引算すれば、簡単に誤差を除去することがで きる。その後、 Yパラメータを Sパラメータに逆変換すれば、分布定数型のオープン補 正は完了する。
[0016] 一方、スルー補正は、平面伝送路の先端 (校正面）間に予め値付けされたスルーチ ップをシリーズ接続した状態でネットワークアナライザを用いて電気特性 S を測定
THRU
すればよい。スルーチップとしては、被検体と同一形状で、かつ被検体の接続位置と 同一位置に接続できるものがよい。分布定数型の誤差モデルでは、スルー状態での 特性 S は、被検体測定時には被検体に直列に接続されているものと考えることが
THRU
できる。スルー状態での特性 S も、被検体の特性測定と同様に、平面伝送路を校
THRU
正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正したスル 一チップの電気特性を求め、そのスルーチップの電気特性をオープン補正して求め ればよい。スルー状態での誤差要因を被検体測定値力も除去するには、 Sパラメータ を Tパラメータ (伝送係数行列）に変換し、被検体測定値をスルー測定値で除算すれ ば、簡単に除去することができる。その後、 Tパラメータを Sパラメータに逆変換すれ ば、分布定数型のスルー補正は完了し、被検体単体の散乱係数 s を求めることが
D
できる。
[0017] なお、被検体の散乱係数 S を Zパラメータに変換してインピーダンス Z を求めても、
D D
この値は平面伝送路の特性インピーダンス Z を無視し、かつスルーチップのインピ
o
一ダンスを無視した値である。そこで、これらのインピーダンスが無視できない場合に は、 Z に対し、平面伝送路の特性インピーダンス Z を乗じるとともに、スルーチップ
D O
のインピーダンスをカロえることにより、被検体単体のインピーダンス z を求めること
DUT
ができる。
[0018] 上記説明は、シリーズ法で使用される平面伝送路における補正方法である力 本発 明はシャント法で使用される平面伝送路にも適用できる。すなわち、シャント法で使 用される平面伝送路に被検体を接続して測定する場合、従来の補正方法では被検 体と平面伝送路間で発生する容量成分による誤差要因を除去できないため、被検体 単体の特性を正確に求めることができない。そこで、この誤差要因を除去するため、 平面伝送路の校正面にショートチップをシャント接続した状態の電気特性 s を
SHORT
測定する。シャント法で使用される平面伝送路の場合、信号導体がポート間で導通し ているので、オープン状態での測定は不要である。ショートチップとしては、被検体と 同一形状で、かつ被検体の測定位置と同一位置に接続できるものがよい。ショートチ ップをシャント接続した状態におけるショートチップと平面伝送路間で発生する誤差 要因は、被検体をシャント接続した状態における被検体と平面伝送路間で発生する 誤差要因とほぼ同一とみなすことができる。そこで、ショートチップをシャント接続した 状態の電気特性 S カゝら測定誤差を同定し、被検体の測定値カゝら測定誤差を除
SHORT
去する。このようにして、基板特性の影響を受けない被検体単体の電気特性を求め ることができる。本発明では、 2ポートのシャント法において、基板特性の影響を緩和 した被検体単体の電気特性を求めることができる。
[0019] シャント法での補正では、まず被検体の測定データ (校正面まで補正済み） S とショ
A
ートチップを接続した状態での測定データ (校正面まで補正済み) S
SHORTとを求め、 これらを Zパラメータに変換して Z 、Z とする。その差 Z にショートチップのイン
A SHORT D
ピーダンスをカロえることにより、被検体単体のインピーダンス Z を求めることができ
DUT
る。なお、ショートチップのインピーダンスが無視できる程度に小さい場合は、 z にシ
D
ョートチップのインピーダンスをカ卩える操作は省略できる。
発明の好ましい実施形態の効果
[0020] 以上のように、本発明の一実施形態によれば、シリーズ法で使用される平面伝送路 において、分布定数型の誤差モデルにより、平面伝送路のオープン状態の特性を測 定したデータ S と、平面伝送路にスルーチップをシリーズ接続した状態の特性を
OPEN
測定したデータ S とを用いて補正するので、校正面間の測定誤差を補正すること
THRU
ができ、被検体単体の電気的特性を精度よく求めることができる。
[0021] 本発明の他の実施形態によれば、シャント法で使用される平面伝送路において、平 面伝送路の校正面にショートチップをシャント接続した状態の電気特性 s を測
SHORT
定し、分布定数型の誤差モデルにより、この電気特性 S を用いて補正するので
SHORT
、校正面の測定誤差を補正することができ、被検体単体の電気的特性を精度よく求 めることができる。
発明を実施するための最良の形態
[0022] 以下に、本発明の実施の形態を、実施例を参照して説明する。
実施例 1
[0023] この実施例の測定方法は、ネットワークアナライザを用いた 2ポートのシリーズ法の一 例であり、ここでは RRRR法と呼ぶ。
[0024] 一平面伝送路の準備
測定治具 10は、 TRL法で用いた測定治具と同様のものであり、図 1に示すように、誘 電体基板 11の上面に 2つの信号導体 12a, 12bがー直線上にかつ一端が間隔をあ けて配置され、信号導体 12a, 12bの幅方向両側に間隔をあけて接地導体 13a, 13 bが配置された平面伝送路である CPW (コプレーナウ ーブガイド）を使用している。 なお、基板 11の裏面にも接地導体を設けてもよい。測定治具 10の長さ方向両端部 にはコネクタ 14, 15が取り付けられ、これらコネクタ 14, 15の信号線 14a, 15aが信 号導体 12a, 12bに、 GND咅 14b, 15b力 S接地導体 13a, 13bにそれぞれ接続され ている。コネクタ 14, 15は同軸ケーブル 16, 17を介してネットワークアナライザ 18の 測定ポート 18a, 18bに接続されている。
[0025] 短絡基準の接続'測定
本測定方法では、測定すべき校正基準は全て同じ短絡基準 20であり、使用する測 定治具 10も同じ治具である。短絡基準 20とは、電気的に短絡状態の部品一般を指 し、チップ部品、金属片、工具などでもよい。望ましくは、ナイフエッジのような伝送路 の長さ方向の接触長さが短いものがよい。短絡基準が理想的であれば、反射係数が - 1 (全反射）の値になる力 実際には短絡基準といえどもある程度のインダクタンス を持つので、インダクタンス値が既知である必要があるということである。通常、マイク 口波帯では、オープン状態と比較して短絡状態は比較的容易に理想に近い状態を 得られる。高い測定精度が要求される場合には、簡単なシミュレーション等によって 短絡基準のインダクタンスを求めれば良 、。
[0026] 測定治具 10の伝送路特性が既知の場合には、短絡基準 20を伝送路の 3箇所で短 絡させることで誤差係数を求め、伝送路特性が未知の場合には、短絡基準 20を伝 送路の 4箇所で短絡させることで、伝送路特性と誤差係数とを同時に求めることがで きる。ここでは説明を簡単にするため、伝送路特性が既知の場合を例にして説明する 力 伝送路特性が未知の場合の導出方法は、本願出願人の先願である特願 2005 —44916号を参照されたい。
[0027] まず、被検体測定時に被検体を接続する箇所 (図 1中の測定点 P1)で信号導体 12a と接地導体 13aまたは 13bとを短絡基準 20により短絡し、この点を校正面とする。な お、この例では短絡基準 20が信号導体 12aと両方の接地導体 13a, 13bとを短絡さ せたが、信号導体 12aと一方の接地導体とを短絡させてもよい。この時の測定結果を S とし、測定点 1における反射係数の真値を Γ とする。 Γ は短絡基準の真値で
11 1 Al A1
あるが、これは短絡基準 20の伝送路の長さ方向の大きさが測定信号波長と比較して 十分に小さければ 1とすればよぐそうでなければ、短絡基準のインダクタンスの予 想値をシミュレーション等で求めておくべきものである。
[0028] 次に、測定点 P1よりポート 1側に L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 P2)で短絡
1
基準 20を信号導体 12aと接地導体 13または 13b間に接続して測定を行い、この時 の測定結果を S とする。この際、測定点 P2における短絡基準 20の反射係数の真
11 2
値は Γ であるが、測定点 P1を基準面にとると、反射係数の真値は数式（1)のように
A1
変換される。ポート 1側より入射した電磁波は、短絡基準 20で全反射するため、測定 点 P1に短絡基準 20を接続した場合と比較して往復分 2L だけ伝送路を伝達する距
1
離が短いからである。ここで、 αは単位長さ当たりの伝送路の伝達度 [U/mm]、 は 伝送路の位相定数 [rad/mm]であり、 a , j8は既知である。 Γ は測定点 P1を基準面
A2
とした場合の測定点 P2に接続された短絡基準 20の真値である。
[数 1] r,2 =r,1a-2i' exp(y2 ¾ i) [0029] 続けて、測定点 PIよりポート 1側に L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 P3)に短 絡基準 20を接続して測定を行い、この時の測定結果を S とする。測定点 P2の場
11 3
合と同様に測定点 P1を基準面に取ると、反射係数の真値 Γ は数式 (2)のようにな
A3
る。
[数 2] rA3 = rAla 1L^xp(j2^L2)
[0030] スルーチップの接続'測定
次に、図 2に示すようにスルー（ポート間直結)状態での測定を行う。ポート間を接続 するために適当なデバイス（以下、スルーチップという） 21を信号導体 12a, 12b間に シリーズ接続する。測定値は、反射係数が S 、S で、伝達係数は S 、S と
11 T 22 T 21 T 12 T する。なお、スルー測定におけるスルーチップ 21の電気特性は未知で良ぐ例えば 抵抗値が分からな ヽチップ抵抗などでも良 ヽが、伝達係数に方向性があってはなら ない。伝達係数は、直流磁界下のフ ライトなどの特殊な材料を使用しない限り、相 反定理により方向性を持たないので、通常この条件は自動的に満足される。
[0031] RRRR校正の誤差モデルの誤差係数の計算
RRRR校正の誤差モデルを図 3に示す。これは特に新規なものではなぐ従来から使 用されている TRL補正の誤差モデルと同じものである。図中の S 、S は反射係
11 21 数及び伝達係数の測定値であり、 s 、
11A s 、
12 A s 、 は被検体
21A s の散乱係数の真 22 A
値である。また、誤差係数 E 、 F は 8個あるが、散乱係数測定は比測定であるので、 このうち 7個の誤差要因を定められれば良い。具体的には、 E = 1と置けば良い。
21
[0032] さて、前述の短絡基準 20の接続による測定結果から、図 3中の各誤差係数を求めな ければならないが、まず E 、E 、E 、E 、F 、F 、F 、F は次式で求められる。な
11 21 12 22 11 21 12 22
お、 F は E と同様のため、 E のみ記載する。この段階では E , E については、両
21 12
者の積は求められる力 これらを別個独立に求めることはできない。なお、 D
1は中間 変数である。
[数 3] D i = SUM3 - ΓΑ1 ΓΑ3 S11M3 - ΓΑ3 S11M2 + ΓΑ1 SJ
En― ~ (
Figure imgf000012_0001
「A3 SUMI S11M3
+ ΓΑ1 ^HMl »^11Μ3 + ^Α2 ^Α3 ^ΙΙΜΙ ΰ11Μ2 " ΓΑ1 ΓΑ3 S11M1 uM2) / D i
( ΓΑ2 "ΓΑΙ) ( ΓΑ3 -ΓΑ1) ( ΓΑ3 - ΓΑ2 ) (SllM2-oUMl) νύ1ΐΜ3"8πΜΐ) (SnM3"SnM2)
Ε21 Ε12 =
Figure imgf000012_0002
[0033] 次に、スルーチップの順方向および逆方向の伝達係数の測定結果 S 、S は、
21 T 12 T 図 3の誤差要因を用いて次式のように書ける。ただし、スルーチップ 21の散乱係数の 真真値値 ¾を仮に S , S , S , S としておく
11A 21A 12A 22A
[数 4]
Figure imgf000012_0003
[0034] ここで、 S 、 S の比を考える。数式（4)をもとに、スルーチップ 21の正逆方向の
21 T 12 T
伝達係数が等しい（s =s )ことに注意しつつ整理すると、次式が得られる。ここ
21A 12A
で注目すべきは、スルーチップ 21の散乱係数 S ， S ， S ， S は除算ですベ
11A 21A 12A 22A
て消滅してしまう点である。つまり、スルーチップの散乱係数真値が不明であっても、 スルーチップに方向性がない場合は s 、s (これは測定可能量である）の比さえ
21 T 12 T
分かれば、誤差係数の関係が決まるという事である。
[数 5]
°21MT一 21 12
°12MT 丄 1 ^"12
[0035] 数式（3)と数式（5)をもとに、次式の通り全誤差係数を決定できる
[数 6] E21 = 1 2i t 12) t>21MT/Si2MT
Figure imgf000013_0001
[0036] 以上で、全ての誤差係数を決定する事ができた。以上はポート 1側からポート 2側へ 信号を印加した場合 (順方向）の議論であるが、逆方向については E = 1
21 とする代わ りに F = 1とすれば導出できる。
21
[0037] 被検体の測定と RRRR校正の実施
誤差係数が求まれば、被検体 22を測定治具 10に接続し、その特性を測定する。例 えばチップマウンタなどを用いて被検体 22を吸着し、この被検体 22を測定治具 10の 被検体測定位置へ接触させて、電気特性 (S S S S )を測定する。この際、
11 , 21 , 12 , 22
被検体 22が 2端子の場合には、図 4の（a)のように信号導体 12a, 12b間にシリーズ 接続すればよいが、 3端子または 4端子の場合には、図 4の (b)のように信号導体 12 a, 12bおよび接地導体 13a, 13bの間に接続すればよい。したがって、 RRRR測定 方法は、 2端子の電子部品の他、フィルタのような 3端子以上の電子部品にも適用で きる。
[0038] RRRR校正の誤差モデルは TRL補正の誤差モデルと同じものであるから、実際の被 検体測定結果力 誤差の影響を除去するには TRL補正と同様の計算を行えば良く 、誤差の影響を除去する数式を以下に記載しておく。本式は 2ポート測定の場合の 反射係数をもとに計算する式であるが、誤差要因の影響を除去するには、ネットヮー クアナライザの 4つのレシーバ出力力も計算してもよい。また、 3ポート以上の場合に も、本式と同様の式を使用してもよいし、あるいは回路シミュレーション手法を用いて 誤差要因の影響を除去してもよい。要するに、どのような公知技術を選択してもよい。 なお、数式（7)において、 D は中間変数である。
2
[数 7] 7 F,1
Figure imgf000014_0001
[0039] 一分布定数型オープン補正
上述の RRRR校正では、被検体測定位置 (校正面 P1)までの誤差要因を除去できる 力 被検体測定位置間の誤差、即ち校正面間の誤差要因は未考慮である。すなわ ち、図 5に示すように、 CPWである測定治具 10の校正面間に存在する残留インピー ダンスや浮遊アドミタンス等が補正されない。なお、図 5では容量性の集中定数的な 誤差要因を示しているが、以下に説明するオープン補正自体は任意の分布定数回 路に適用できる。
[0040] 分布定数型オープン補正の誤差モデルは、オープン特性が、被検体測定時には被 検体に対して並列に接続されているとするものである。オープン測定は、測定治具 1 0に何も接続しない状態の伝送路特性を測定し、 RRRR校正を行い、誤差補正後の 特性 S (S 、S 、S 、S )を求める。これは、校正面間のオープン
OPEN 11 OPEN 21 OPEN 120PEN 220PEN
特性である。
[0041] オープン補正の計算は、 Sパラメータ（散乱係数)を Yパラメータ (アドミタンス係数）に 変換して行うと簡単である。任意の散乱係数行列 Sをアドミタンス係数行列 Yに変換 するには次式を用 ヽれば良 、。
[数 8]
22
Figure imgf000014_0002
[0042] 数式 (8)により、被検体の散乱係数行列 S をアドミタンス係数行列 Y 〖こ、オープン
A A
測定結果の散乱係数行列 S をアドミタンス係数行列 Y に変換する。なお、被検
OPEN OPEN
体の散乱係数行列 S は、前述の通り伝送路に被検体 22を接続し、 RRRR校正を行
A
つて求めたものであり、校正面までの誤差要因を除去した被検体の特性である。そし て、次式によってオープン特性の影響を除去したアドミタンス係数行列 Y を得る。
D
[数 9]
XD 1 A 1 OPEN 数式 （9) 上式で得られた被検体のアドミタンス行列 Y を、次式で散乱係数行列 S に変換す
D Β
ればオープン補正は完了である。
[数 10]
{ι-γηΧι + γ22)+γηγ21 - 2
(i + 7nXi + y22)-r12r21 (l + 7nXl + y22)-712721
Figure imgf000015_0001
S - 2 (l + 7nXl-722)+712721
(i + 7n)(i + r22)-y12r21 (ΐ + 7ηΧΐ + 722)-7,2721 以上のようにして、オープン特性の影響を除去した被検体の特性 S を求めることが
Β
できる。
[0044] 一分布定数型スルー補正
分布定数型オープン補正により、オープン特性の影響を除去した被検体の特性を得 ることができた。しかし、こうして得られた特性には、まだ被検体単体の特性とは異な つたものであると考えられる。この原因は、オープン補正では補正できない、校正面 間の短絡状態にすると発生する誤差要因が存在するからである。すなわち、校正面 間に被検体を接続したとき、伝送路幅と被検体幅とが異なる場合に生じる伝送路隅 部の容量や、校正面間の接地面残留インダクタンスなどが考えられる。このような特 性が分布定数的に発生する。
[0045] そこで、分布定数型スルー補正を導入する。分布定数型スルー補正の誤差モデル は、被検体測定時は、被検体特性とスルー特性が直列に接続されている状態である 。通常、 2端子電子部品の実装ランドは各ポート対称に設計することが一般的である ため、誤差要因が反射特性も含めて対称的であると仮定している。
[0046] 図 6に示すように、校正面間をスルーチップ 23により接続させた状態で測定し、 RRR R校正を行って誤差補正後の特性を得る。このデータに対し、さらに前述の分布定数 型オープン補正を行って特性 S (S 、S 、S 、S )を得る。この特
THRU 11THRU 21THRU 12THRU 22THRU 性 S は、校正面までの測定誤差を補正 (例えば RRRR校正）し、かつ校正面間で
THRU
オープン補正した後のスルー特性である。ここで、スルーチップ 23は、予め値付けさ れたものであり、被検体と同一形状で、かつ被検体の接続位置と同一位置に接続で きるものが望ましい。実務上は、 RRRR校正で実施したスルーチップ 21と兼用するこ とも可能である。
[0047] スルー補正の誤差モデルでは、被検体測定時に被検体特性 S とスルー特性 S
B THRU
とが直列に接続していると考えるので、 Sパラメータを Tパラメータに変換して計算す るのが簡単である。 Sパラメータから Tパラメータへの変換には、次式を用いればよい
[数 11]
" 11 ° 22 + _^ 12 ^ 21 S
S .
T. 22 ノ
Figure imgf000016_0001
S , S .
[0048] 数式（11)により、被検体特性 S を伝送係数行列 T 〖こ、スルー特性 S を伝送係
B B THRU
数行列 T にそれぞれ変換する。ここで、被検体特性 S は、校正面間に被検体 22
THRU B
を接続して測定し、 RRRR校正を行い、かつ分布定数型オープン補正を行った後の 特性であり、数式（10)で求めた特性 S に等し 、。
B
[0049] 次式によってスルー特性の影響を除去した伝送係数行列 T を得る。
DUT
[数 12]
もしくは、
数式 （12)
TD= ( b) -'*TTHRU* (7 Β)-1
[0050] 最後に、数式（13)により、 Tパラメータを Sパラメータに変換して S を求める c
DUT
[数 13]
Figure imgf000017_0001
以上のようにして、オープン特性およびスルー特性の影響を除去した被検体単体の 'I4S を求めることができる。
DUT
[0051] ところで、スルー状態での測定値 S は、校正面間に接続したスルーチップ 23の L
THRU
=0 (H)としたときの値である。したがって、被検体を測定して求めた特性 S は、被
DUT
検体の真値よりもスルーチップ 23の L値の分だけ小さい値となる。そこで、被検体の 真値を補正するため、予めスルーチップ 23の L値を電磁界シミュレータにより求めて おき、後述するように最終的な被検体のインピーダンス Z を求める段階で L値の補
DUT
正を行えばよい。
[0052] RRRR校正、オープン補正、スルー補正により誤差要因を除去して得られた反射係 数の真値 S 、S は、次式により被検体の Zパラメータ Z 、Z に変換できる。
11A 21A 11A 21A
[数 14]
2S11AZ(1 - S„
2(1 _S21Aレ 数式 （14)
S この Zパラメータ Z 、Z と基板の特性インピーダンス Z とを、それぞれ同じ周波数
11A 21A 0
での値同士で乗じることにより、被検体のインピーダンス z..„を求めることができる。 このとき、スルー： 補正することで、インピーダンス Z の 真値を得ることができる。
[数 15]
： 11A + 2丌 fL
数式 （15)
-21A + 27rfL
：で、 Z は特性インピーダンス（ Ω )、 fは周波数 (Hz)、 Lはスルーチップのインダク タンス値 (H)である。被検体の対称性により Z と Z は同じ値になるため、 Z を求
11A 21A DUT めるためには、数式（15)のどちらを用いても構わない。なお、 S 、 S 、 Z 、 Z
11A 21A 11A 21A および z はいずれも複素数である。
DUT
[0054] 上記計算式では、スルーチップ 23がインダクタとしての特性を有すると考えた力 より 厳密な精度を求める場合は、電磁界シミュレータの解析結果から、スルーチップ 23 のより正確な等価回路モデル (Lと Rの直列回路など）を求め、そのインピーダンスを 求めるのが望まし 、ことは言うまでもな！/、。
[0055] 実施例 1では誤差補正法を RRRR校正のシリーズ法を例として説明したが、誤差補 正法の種類は、 TRL校正のシリーズ法のような公知の方法でもよぐ分布定数型ォ ープン補正、分布定数型スルー補正の手順により、被検体単体の特性を従来よりも 高精度に抽出することができる。
実施例 2
[0056] この実施例の測定方法は、ネットワークアナライザを用いた 2ポートのシャント法の一 例であり、ここでは TRRR法と呼ぶ。
[0057] 一平面伝送路の準備
図 7は、測定治具 30をネットワークアナライザ 38に接続した状態を示す。測定治具 3 0は、誘電体基板 31の上面に、 1つの信号導体 32と 2つの接地導体 33a, 33bと力ら なる平面伝送路を形成したものである。この例では、信号導体 32が誘電体基板 31の 長さ方向に連続的に形成され、信号導体 32の幅方向両側に間隔をあけて接地導体 33a, 33bが形成された CPW (コプレーナウエーブガイド）を使用した。なお、測定基 板 30の裏面にも接地導体を設けてもよい。測定治具 30の長さ方向両端部にはコネ クタ 34, 35が取り付けられ、これらコネクタ 34, 35の信号線 34a, 35aが信号導体 12 に、 GND部 34b, 35b力 S接地導体 33a, 33bにそれぞれ接続されている。コネクタ 34 , 35は同軸ケーブル 36, 37を介してネットワークアナライザ 38の測定ポート 38a, 38 bに接続されている。
[0058] 短絡基準の接続'測定
本測定方法も、前述の RRRR法と同様に、測定治具 30の伝送路特性が既知の場合 には、短絡基準 40を伝送路の 3箇所で短絡させることで誤差係数を求める。短絡基 準 40は RRRR法で用いた短絡基準と同様のものを使用すればよ 、。伝送路特性が 未知の場合には、短絡基準 40を伝送路の 4箇所で短絡させれば、伝送路特性と誤 差係数とを同時に求めることができる。ここでは説明を簡単にするため、伝送路特性 が既知の場合を例にして説明するが、伝送路特性が未知の場合の導出方法は、本 願出願人の先願である特願 2005— 44916号を参照されたい。
[0059] まず、被検体測定時に被検体を接続する箇所 (図 7中の測定点 P1)で信号導体 32と 接地導体 33a, 33bとを短絡基準 40により短絡し、この点を校正面とする。この時の 測定結果を S とし、測定点 P1における反射係数の真値を Γ とする。次に、測定
11 1 A1
点 P1よりポート 1側に L , L だけ離れた伝送路上の位置 (測定点 P2, P3)で、短絡
1 2
基準 40を信号導体 32と接地導体 33a, 33b間に接続して測定を行い、この時の測 定結果を S , S とする。短絡基準 40の反射係数の真値 Γ , Γ は、数式（1)
11 2 11 3 A2 A3
および数式（2)と同様にして求められる。
[0060] スルー状態での測定
短絡基準 40による測定とは別に、スルー状態 (ポート間直結状態)での測定を行う。 スルー状態とは、実際には測定治具 30に何も接続せずに測定を行う。測定値は、反 射係数が S で、伝達係数は S とする。
11 T 21 T
[0061] TRRR校正の誤差モデルの誤差係数の計算
TRRR校正の誤差モデルを図 8に示す。この誤差モデルは、図 3の誤差モデルと同 じものである。図中の S 、S は反射係数及び伝達係数の測定値であり、 S 、S
11 21 11A
、 S 、 S は被検体の散乱係数の真値である。また、誤差係数 Exx、 Fxxは 8個
12A 21A 22A
あるが、散乱係数測定は比測定であるので、このうち 7個の誤差要因を定められれば 良い。具体的には、 E = 1と置けば良い。
21
[0062] さて、前述の短絡基準 40の接続による測定結果から、図中の各誤差係数を求めなけ ればならないが、まず E 、E 、E 、F 、F 、F 、F は数式（3)と同様にして求めら
11 12 22 11 21 12 22
れる。 TRRR校正では、理想のスルー状態の散乱係数 S 、S を測定できている
11 T 21 T
ので、次式により F 、F を求めることができる。
22 12
[数 16] F22= (S1 1 MT - Ει') /(Ε12+Ε22* S，1 MT- Ε, Ε^)
F,,= S21 MT* (1 - E22 * F22) 数式 （16)
[0063] 以上で、全ての誤差係数を決定することができた。以上はポート 1側からポート 2側へ 信号を印加した場合 (順方向）の議論であるが、逆方向については E = 1とする代わ
21
りに F = 1とすれば導出できる。
21
[0064] 被検体の測定と TRRR校正の実施
誤差係数が求まれば、図 9に示すように被検体 41を測定治具 30の信号導体 32と一 方の接地導体 33aまたは 33bとにシャント接続し、その特性を測定する。例えばチッ プマウンタなどを用いて被検体 41を吸着し、この被検体 41を伝送路 30の被検体測 定位置 (P1)へ接触させて、電気特性 (S S S S )を測定すればよい。この
11 , 21 , 12 , 22
際、使用する測定治具 30は TRRR校正で用いたものと同じであり、測定治具 30およ び同軸ケーブル 36, 37も接続状態のままとする。
[0065] TRRR校正の誤差モデルは TRL補正の誤差モデルと同じものであるから、実際の被 検体測定結果力 誤差の影響を除去するには TRL補正と同様の計算を行えば良い 。誤差の影響を除去する計算式は数式 7と同じであるが、計算式は数式 7に限らず、 どのような公知技術を用いてもょ 、。
[0066] 一分布定数型ショート補正
上述の TRRR校正では、被検体測定位置 (校正面 P1)までの誤差要因を除去できる 力 校正面 P1における被検体 41と平面伝送路間で発生する容量成分による誤差要 因、すなわち、図 9に示すように被検体 41の電極と測定治具 30のパターン間で発生 する浮遊容量 C成分を除去できない。この誤差要因を、図 10に示すように、校正面 P 1に適当なデバイス（以下、ショートチップと!/、う） 42をシャント接続することで除去する 。ショートチップ 42は、予め値付けされたものであり、好ましくは被検体 41と同一形状 で、かつ被検体 41の測定位置と同一位置に接続できるものがよい。さらに好ましくは 、被検体 41と同種の電子部品がよい。つまり、被検体 41を接続した時に発生する C 成分は、ショートチップ 42を接続した時に発生する C成分と同じと考えられるからであ る。校正面 P1にショートチップ 42をシャント接続した状態で測定し、 TRRR校正を行 い、誤差補正後の特性 s (s 、s 、s 、s )を得る。
SHORT 11 SHORT 21SHORT 12SHORT 22SHORT
[0067] 次に、被検体 41を校正面にシャント接続して TRRR校正した値 S と、ショートチップ
A
42を校正面にシャント接続して TRRR校正した値 S とを、それぞれ Zパラメータ
SHORT
に変換して、 z 、z とし、
A SHORT
[数 17]
ZD= ZA-ZSH0RT 数式 （17) の計算を行い、被検体 41を接続した時に発生する誤差要因を除去した Z を求める
D
[0068] ところで、ショート状態での測定値 S は、校正面に接続したショートチップ 42の L
SHORT
値を 0と仮定したときの値である。したがって、被検体 41を測定して求めた特性 S は
A
、被検体 41の真値よりもショートチップ 42の L値の分だけ小さい値となる。そこで、被 検体 41の真値を補正するため、予めショートチップ 42の L値を電磁界シミュレータに より求めておき、後述するように最終的な被検体 41のインピーダンス Z を求める段
DUT
階で L値の補正を行えばょ 、。
[0069] 次式のように、数式 17により誤差要因を除去して得られた Z の反射係数および伝達
D
係数 z 、Z と基板の特性インピーダンス Z とを、それぞれ同じ周波数での値同士で
11 21 0
乗じるとともに、ショートチップ 42の L値で補正することで、測定基板およびショートチ ップの影響を緩和した被検体のインピーダンス Z 値を得ることができる。
DUT
[数 18]
Figure imgf000021_0001
ZDUT=Z -Ζ,, +Σ πίί 数式 （18) ここで、 Ζ は測定治具の特性インピーダンス（ Ω )、 fは周波数 (Hz)、 Lはショートチ o
ップの L値 (H)である。被検体の対称性により Z と Z は同じ値になるため、 Z を求
11 21 DUT めるためには、数式 18のどちらを用いても構わない。
[0070] 上記計算式では、ショートチップ 42がインダクタとしての特性を有すると考えた力 よ り厳密な精度を求める場合は、電磁界シミュレータの解析結果から、ショートチップ 4 2のより正確な等価回路モデル (Lと Rの直列回路など）を用いることができるのは言う までもない。
産業上の利用可能性
[0071] 上記のように、 2ポートのシリーズ測定法において、分布定数型オープン補正、分布 定数型スルー補正を実施することにより、校正面間の残留インピーダンスと浮遊アドミ タンスを補正でき、被検体単体の特性を抽出することができるようになった。ネットヮ ークアナライザの 2ポート測定にぉ 、て、基板特性を含まな 、被検体単体の高周波 特性を得ることができるため、部品メーカーで従来より被検体単体の特性として用い てきた、インピーダンスアナライザの測定値とトレースした 3GHz以上のネットワークァ ナライザによる高周波データを、ユーザーに提供することが可能になった。
[0072] また、 2ポートのシャント測定法において、分布定数型ショート補正を実施することに より、被検体をシャント接続した状態における被検体と平面伝送路間で発生する誤差 要因を除去できる。このようにして、基板特性の影響を受けない被検体単体の電気 特性を求めることができる。
[0073] 但し、インピーダンスアナライザによる測定値と本発明によるネットワークアナライザに よる測定値を高精度にトレースさせるためには、測定治具、例えば被検体を保持する 機構や、位置決め機構など、測定状態が同一であること、スルー補正で使用されるス ルーチップの等価回路モデルの定義が同一であること、等の条件が必要である。
[0074] また、電子機器セットメーカーなどの電子機器の設計者が、本発明による被検体単 体の高周波データを設計シミュレーションとして使用する場合、必要な回路基板のパ ラメータと本発明による被検体の特性を重畳する技術を使用することにより、高精度 なシミュレーションを再現することが可能になる。
図面の簡単な説明
[0075] [図 1]本発明にかかる 2ポートのシリーズ法における測定装置の一例の平面図である
[図 2]本発明にかかるスルー測定における測定装置の平面図である。
[図 3]本発明にカゝかる RRRR校正法で使用される誤差モデル図である。 圆 4]本発明にかかる測定装置の被検体測定時における平面図である。
圆 5]校正面間に発生するオープン状態の誤差要因の影響を示す平面図である。 圆 6]校正面間に発生するスルー状態の誤差要因の影響を示す平面図である。
[図 7]本発明に力かる 2ポートのシャント法における測定装置の一例の平面図である。
[図 8]本発明に力かる TRRR校正の誤差モデル図である。
圆 9]被検体を測定治具に接続した状態の拡大図である。
圆 10]ショートチップを測定治具に接続した状態の拡大図である。
符号の説明
10, 30 測定治具 (平面伝送路)
12a, 12b 信号導体
13a, 13b 接地導体
18, 38 ネットワークアナライザ
20, 40 短絡基準
21 スノレーチップ
22, 41 被検体
23 スノレーチップ
32 信号導体
33a, 33b 接地導体
42 ショートチップ

Claims

請求の範囲
平面伝送路の校正面間に被検体をシリーズ接続し、上記平面伝送路を校正基準とし て利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正した被検体の電気特 性を求める第 1のステップと、
上記平面伝送路のオープン状態の電気特性を測定する第 2のステップと、 分布定数型の誤差モデルにより、第 1のステップで求めた被検体の電気特性を第 2 のステップで測定したオープン状態の電気特性を用いて補正する第 3のステップと、 上記平面伝送路の校正面間に予め値付けされたスルーチップをシリーズ接続し、上 記平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤 差を補正したスルーチップの電気特性を求める第 4のステップと、
分布定数型の誤差モデルにより、第 4のステップで求めたスルーチップの電気特性を 第 2のステップで測定したオープン状態の電気特性を用いて補正する第 5のステップ と、
分布定数型の誤差モデルにより、第 3のステップで求めた被検体の電気特性を第 5 のステップで求めたスルーチップの電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特 性を求める第 6のステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法 上記第 3のステップにおいて、第 1のステップで求めた被検体の測定データ S と、第
A
2のステップで求めたオープン状態でのデータ S とを Yパラメータに変換して Y 、
OPEN A
Y とし、
OPEN
Υ =Υ Υ
Β A OPEN
の計算を行って Υ を求め、
Β
上記 Υ を Sパラメータに逆変換して、オープン補正後の被検体の散乱係数 S を求
Β Β
めることを特徴とする請求項 1に記載の電子部品の電気特性測定方法。
上記第 5のステップにお!/、て、第 4のステップで求めたスルーチップの測定データ S
c と、第 2のステップで求めたオープン状態でのデータ S とを Υパラメータに変換して
OPEN
Y C、Y OPENとし、
Υ =Υ Υ の計算を行って Y を求め、
THRU
上記 Y を Sパラメータに逆変換して、オープン補正後のスルーチップの散乱係数
THRU
S を求めることを特徴とする請求項 2に記載の電子部品の電気特性測定方法。
THRU
[4] 上記オープン補正後の被検体の散乱係数 S と、上記オープン補正後のスルーチッ
B
プの散乱係数 S とを Tパラメータに変換して τ 、τ とし、
THRU B THRU
Τ = ( Τ )_1Τ Ύ )— 1
D THRU Β THRU
ちしくは、
T = ( Τ )_1Τ
D Β THRU υ~Ύ )— 1
Β
の計算を行って τ を求め、
D
上記 Τ を Sパラメータに逆変換して、オープン補正後かつスルー補正後の被検体の
D
散乱係数 S を求めることを特徴とする請求項 3に記載の電子部品の電気特性測定
D
方法。
[5] 上記被検体の散乱係数 S を Ζパラメータに変換し、変換された Ζ に対し、平面伝送
D D
路の特 '性インピーダンス Ζ を乗じるとともに、上記スノレーチップのインピーダンスをカロ
Ο
えることにより、被検体単体のインピーダンス Ζ を求めることを特徴とする請求項 4
DUT
に記載の電子部品の電気特性測定方法。
[6] 平面伝送路の校正面に被検体をシャント接続し、上記平面伝送路を校正基準として 利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差を補正した被検体の電気特性 を求める第 1のステップと、
上記平面伝送路の校正面に予め値付けされたショートチップをシャント接続し、上記 平面伝送路を校正基準として利用した誤差補正方法により、校正面までの測定誤差 を補正したショートチップの電気特性を求める第 2のステップと、
分布定数型の誤差モデルにより、第 1のステップで求めた被検体の電気特性を、第 2 のステップで求めたショートチップの電気特性を用いて補正し、被検体単体の電気特 性を求める第 3のステップと、を含むことを特徴とする電子部品の電気特性測定方法
[7] 上記第 1のステップで求めた被検体の電気特性 S と、第 2のステップで求めたショー
A
ト状態での電気特性 S とを Zパラメータに変換して z 、z とし、 Z =Z Z
D A SHORT
の計算を行って z を求め、この Z に上記ショートチップのインピーダンスを加えるこ
D D
とにより、被検体単体のインピーダンス Z を求めることを特徴とする請求項 6に記載
DUT
の電子部品の電気特性測定方法。
PCT/JP2006/318015 2005-09-29 2006-09-12 電子部品の電気特性測定方法 WO2007037116A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007537568A JP4743208B2 (ja) 2005-09-29 2006-09-12 電子部品の電気特性測定方法

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2005283293 2005-09-29
JP2005-283293 2005-09-29

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007037116A1 true WO2007037116A1 (ja) 2007-04-05

Family

ID=37899546

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2006/318015 WO2007037116A1 (ja) 2005-09-29 2006-09-12 電子部品の電気特性測定方法

Country Status (2)

Country Link
JP (1) JP4743208B2 (ja)
WO (1) WO2007037116A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009194193A (ja) * 2008-02-15 2009-08-27 Panasonic Corp コンデンサの検査装置及びこれを用いた検査方法
CN103412190A (zh) * 2013-08-13 2013-11-27 国家电网公司 基于参数在线辨识的开关类设备状态评价方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1082808A (ja) * 1996-08-01 1998-03-31 Hewlett Packard Co <Hp> 伝送測定誤差補正方法
JP2003240827A (ja) * 2001-12-10 2003-08-27 Murata Mfg Co Ltd 測定誤差の補正方法、電子部品の良否判定方法および電子部品特性測定装置
JP2004361380A (ja) * 2003-03-05 2004-12-24 Murata Mfg Co Ltd 測定誤差の補正方法および電子部品特性測定装置

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4650487B2 (ja) * 2005-02-22 2011-03-16 株式会社村田製作所 伝送路材料の誘電率測定方法およびこの誘電率測定方法を用いた電子部品の電気特性測定方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1082808A (ja) * 1996-08-01 1998-03-31 Hewlett Packard Co <Hp> 伝送測定誤差補正方法
JP2003240827A (ja) * 2001-12-10 2003-08-27 Murata Mfg Co Ltd 測定誤差の補正方法、電子部品の良否判定方法および電子部品特性測定装置
JP2004361380A (ja) * 2003-03-05 2004-12-24 Murata Mfg Co Ltd 測定誤差の補正方法および電子部品特性測定装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009194193A (ja) * 2008-02-15 2009-08-27 Panasonic Corp コンデンサの検査装置及びこれを用いた検査方法
CN103412190A (zh) * 2013-08-13 2013-11-27 国家电网公司 基于参数在线辨识的开关类设备状态评价方法

Also Published As

Publication number Publication date
JPWO2007037116A1 (ja) 2009-04-02
JP4743208B2 (ja) 2011-08-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4650487B2 (ja) 伝送路材料の誘電率測定方法およびこの誘電率測定方法を用いた電子部品の電気特性測定方法
US7439748B2 (en) Method and apparatus for measuring high-frequency electrical characteristics of electronic device, and method for calibrating apparatus for measuring high-frequency electrical characteristics
JP2004109128A (ja) 計測デバイスパスを較正すると共に較正した計測デバイスパスにおいて被検デバイスを計測するための方法及びシステム
WO2005111635A1 (ja) 電気回路パラメータの測定方法および装置
JP5483133B2 (ja) 電子部品の高周波特性誤差補正方法
Chen et al. De-embedding comparisons of 1X-Reflect SFD, 1-port AFR, and 2X-Thru SFD
US7375534B2 (en) Method and apparatus for measuring high-frequency electrical characteristics of electronic device, and method for calibrating apparatus for measuring high-frequency electrical characteristics
US7643957B2 (en) Bisect de-embedding for network analyzer measurement
WO2007037116A1 (ja) 電子部品の電気特性測定方法
US7365550B2 (en) Low impedance test fixture for impedance measurements
JP3912427B2 (ja) 電子部品の高周波電気特性測定方法および装置、高周波電気特性測定装置の校正方法
JP3912428B2 (ja) 電子部品の高周波電気特性測定方法および装置、高周波電気特性測定装置の校正方法
JP4670549B2 (ja) 測定誤差の補正方法
JP4775575B2 (ja) 測定誤差の補正方法及び電子部品特性測定装置
Kostov et al. Insertion loss in terms of four-port network parameters
KR101946252B1 (ko) 전기 회로망의 s 파라미터 도출 방법
Fei The research of port extension and de-embedding based on vector network analyzer
CN115308489A (zh) 一种基于仿真和去嵌入技术的贴片电子元件阻抗测量方法
Zhang et al. A hybrid approach to decrease port influence in transmission line characterization
WO2008066137A1 (fr) Procédé et dispositif de correction d&#39;erreur de caractéristique haute fréquence de composant électronique
CN117368820A (zh) 一种校准装置、差分夹具以及相关装置和系统
Maeda et al. De-embedding of board parasitics with T-parameters for S-parameter measurements of integrated circuits on PCB-examinations in one-port measurements
DeGroot et al. Have Your Cake and Eat It, Too: Engineering Measurements at Fabrication for Channel Design and Process Control
KR20040000850A (ko) 고주파 측정오차 보정 방법

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2007537568

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06797822

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1