WO2007036221A1 - Multiband-schaltung - Google Patents

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WO2007036221A1
WO2007036221A1 PCT/DE2006/001721 DE2006001721W WO2007036221A1 WO 2007036221 A1 WO2007036221 A1 WO 2007036221A1 DE 2006001721 W DE2006001721 W DE 2006001721W WO 2007036221 A1 WO2007036221 A1 WO 2007036221A1
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WO
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circuit
signal branch
multiband
frequency
signal
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Application number
PCT/DE2006/001721
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English (en)
French (fr)
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Sergiy Royak
Georgiy Sevskiy
Denys Orlenko
Patric Heide
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Epcos Ag
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Publication date
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Priority to US12/088,002 priority patent/US8081047B2/en
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H04B1/0053—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band
    • H04B1/0057—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges with common antenna for more than one band using diplexing or multiplexing filters for selecting the desired band
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
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    • H01P1/20336—Comb or interdigital filters
    • H01P1/20345—Multilayer filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/02—Coupling devices of the waveguide type with invariable factor of coupling
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/46—Networks for connecting several sources or loads, working on different frequencies or frequency bands, to a common load or source
    • H03H7/463—Duplexers

Definitions

  • An object to be solved is to provide a multiband circuit that can be realized in a device cost and space-saving.
  • a multiband circuit with a signal path which has a first and a second signal branch combined on the antenna side to form a common path.
  • the first signal branch comprises a first circuit which is permeable in a first frequency band
  • the second signal branch a second circuit which is permeable in a second frequency band and the RF signals at a blocking frequency - preferably a Notch frequency - RF moderately derives to the mass. Due to the second circuit, an HF short-circuit to ground is generated at the antenna-side input of the two signal branches at a frequency assigned to a stop band, as a result of which the close selection of the first signal branch can be markedly improved.
  • a circuit which acts as a absorption circuit for the first signal branch and generates a notch in the transmission characteristic of this signal branch is thus not arranged in a cross branch connected to this signal branch to ground but in the second signal branch.
  • This notch can be used in the transfer function of the first circuit or _ p _
  • the first path generates an edge or a possibly existing edge are taxed.
  • the first circuit derives the RF signals at a further blocking frequency - preferably a notch frequency - to ground and thus short-circuits the antenna-side input of the first and the second signal branch for the RF signals at the further blocking frequency.
  • a further blocking frequency preferably a notch frequency - to ground and thus short-circuits the antenna-side input of the first and the second signal branch for the RF signals at the further blocking frequency.
  • the first circuit comprises a first matching network (first low-pass filter) arranged on the antenna side, and the second circuit a second matching network (second low-pass filter) arranged on the antenna side, which are connected directly to one another and to the common path.
  • first matching network first low-pass filter
  • second low-pass filter second low-pass filter
  • a multiband circuit with signal branches is specified, which are combined on the antenna side to form a common path, wherein a first signal branch in a first frequency band and a second signal branch in a second frequency band is permeable.
  • a first matching network first low-pass filter
  • second low-pass filter second low-pass filter
  • a second circuit comprising the second low-pass filter is preferably arranged, which derives the RF signals at a blocking frequency to the ground and thus at this blocking frequency at the antenna side input of the first (and the second) signal branch generates an RF short to ground.
  • a first matching network or low-pass filter comprehensive first circuit may be arranged, which derives the RF signals at a further blocking frequency to ground and thus generates at this blocking frequency at the input of the second signal branch an RF short to ground.
  • the transfer characteristic of the first and the second signal branch or the first or second circuit is measured between the terminal node of this branch to the common path and the output of the first and second circuit.
  • the signal branches are connected on the input side to a common path of the signal path and on the output side in each case to a signal terminal of an electric gate.
  • the signal path may be a transmission path or a reception path, with its two signal branches being transmission branches or reception branches.
  • the signal path can also be a transmit-receive path, with its signal branches representing a transmit branch and a receive path.
  • the multiband circuit preferably has at least two signal paths, e.g. B. a reception path and a transmission path - A -
  • the second signal path is preferably similar to the first, i. H. constructed with two signal branches.
  • the first circuit may comprise a third filter - a low-pass filter, a bandpass filter or another high-pass filter - which, viewed from the antenna, is connected downstream of the first matching network or low-pass filter of this circuit.
  • the second circuit can be a fourth filter -. B. a low-pass or a bandpass - -, which is seen from the antenna of the second matching network or low-pass filter downstream.
  • the arranged at the branch of the signal path sub-circuit, which consists of the first and the second matching network replaces a commonly used for band separation diplexer, which consists of a arranged in a first signal path low-pass and arranged in a second signal branch high-pass.
  • a capacitance is preferably arranged.
  • This transverse branch can be assigned both to the matching network / TPF arranged in the first signal branch and to the matching network / TPF arranged in the second signal branch.
  • the matching network can, for. B. be a ⁇ -member with an inductance or a line section in the series branch and capacities in the transverse branches. However, the matching network can also be formed by a line section.
  • the matching network arranged in the second signal branch and the fourth filter connected downstream thereof which acts as a capacitance to ground outside the second frequency band and in particular in the first band, forms an absorption circuit to ground which has a resonance frequency at the blocking frequency of the second circuit and derives the RF signals at this Notch frequency to ground.
  • the second frequency band is preferably at least one octave higher than the first frequency band.
  • the blocking frequency of the second circuit may be between the first and the second frequency band. However, it can also be below the first frequency band lying at lower frequencies or above the higher second frequency band. This also applies to the blocking frequency of the first circuit.
  • the first circuit may comprise, as a third filter, a high-pass filter which may be connected according to the antenna-side matching network as seen from the antenna.
  • the blocking frequency of the second circuit is preferably arranged in the passband of this high-pass filter.
  • the first circuit may alternatively comprise as a third filter a low-pass filter which is connected downstream of the antenna-side matching network.
  • the blocking frequency of the second circuit is preferably arranged in the passband of this low-pass filter.
  • the first circuit can comprise, as a third filter, a bandpass, which can be switched according to the antenna-side matching network as viewed from the antenna.
  • the blocking frequency of the second circuit is then preferably arranged below or above the pass band of this bandpass.
  • the first and the second circuit preferably has concentrated LC elements, possibly also line sections.
  • the first and the second circuit can also be realized in principle from lines, in particular transformation lines.
  • the third and the fourth filter are preferably characterized by a relatively low insertion loss, -. B. maximum of 1.5 dB in their passband.
  • the third filter may have a relatively low suppression of e.g. B. have less than 20 dB in a stopband. This may not be sufficient for itself, for example, to suppress the first or second harmonic of the signals to be transmitted in the first frequency band.
  • the second circuit can be in the transmission characteristic of the first signal branch, the suppression in this blocking area by an amount of z. B. at least 15 dB can be improved.
  • the specified multiband circuit can be integrated in a multilayer electrical component that is compact and preferably suitable for surface mounting.
  • the multilayer substrate includes metallization levels and dielectric layers disposed therebetween, e.g. B. ceramic layers.
  • the concentrated LC elements of the multiband circuit in the substrate can be realized as conductor tracks and conductive surfaces.
  • the relative dielectric constant ⁇ r of the dielectric layers is relatively low, e.g. B. smaller than 15, in a variant ⁇ r ⁇ 10.
  • FIG. 1 shows the equivalent circuit diagram of a WLAN circuit which includes a front-end circuit with the specified multiband circuit
  • FIG. 2 shows a front-end circuit with the multiband circuit, which comprises a first circuit arranged in the first signal branch and a second circuit arranged in the second signal branch, wherein the first and the second circuit are each realized from LC elements;
  • FIG. 3A shows the equivalent circuit diagram of the high-pass filter arranged in the first circuit of the reception path
  • FIG. 3B shows a multilayer component with the high-pass filter integrated therein according to FIG. 3A, which is arranged in the first signal branch of the reception path;
  • FIG. 3C shows the equivalent circuit diagram of the high-pass filter arranged in the first circuit of the transmission path
  • Figure 4 multilayer component with the integrated high-pass filter 3A is disposed in the transmission path in the first signal branch shown in Figure 7;
  • FIG. 5A shows the equivalent circuit diagram of the bandpass filter arranged in the second circuit
  • FIG. 5B shows a multilayer component with the integrated th bandpass according to Figure 5A, which is arranged in the second signal branch of the reception path;
  • FIG. 6 shows a multilayer component with the bandpass integrated therein according to FIG. 5A, which is arranged in the second signal branch of the transmission path;
  • FIG. 7A shows the equivalent circuit diagram of the matching networks arranged on the antenna side in the first and second signal branch of the transmission or reception path;
  • FIG. 7B shows a multilayer component with the matching networks according to FIG. 7A integrated therein, which are arranged in the signal branches of the reception path;
  • Figure 8 is a multilayer component with the integrated matching shown in FIG 7A. 1 which are arranged in the signal branches of the transmission path;
  • FIG. 9A shows the transfer function of the high-pass filter arranged in the first signal branch of the receive path or of the transmit path
  • FIG. 9B shows the transfer function of the bandpass filter arranged in the second signal branch of the receive path or the transmit path
  • FIG. 9C shows the transfer function of the first circuit and the second circuit.
  • FIG. 1 shows the equivalent circuit diagram of a WLAN circuit.
  • the WLAN circuit comprises a front-end circuit FE, which transmits the signals transmitted in different frequency bands as well as de and receive signals of a band separated from each other.
  • the transmission path TX branches into two signal branches: a first signal branch TX1 and a second signal branch TX2.
  • the reception path RX likewise branches into two signal branches: a first signal branch RX1 and a second signal branch RX2.
  • the signals of the first frequency band FB1 and in the two second signal branches RX2, TX2 the signals of the second frequency band FB2 are transmitted.
  • the transmission signals of the first frequency band (with a center frequency of about 2.5 GHz) are transmitted in the first signal branch TX1 or the received signals of this band in the first signal branch RX1.
  • the transmission signals of the second frequency band (with a center frequency of about 5 GHz) are transmitted in the second signal branch TX2 and the received signals of this band in the second signal branch RX2.
  • a first circuit is arranged which comprises a matching network-here MAI1 or MA12-and a third filter FI1 or F12.
  • a second circuit is arranged, which comprises a matching network - here MA21 or MA22 - and a fourth filter F21 or F22.
  • the matching network MAI1, MA12 arranged in the first circuit blocks in one above the first frequency band FB1 lying frequency range.
  • the transfer characteristics of the first and second circuits are shown in FIG. 9C.
  • the typical transfer characteristic of the third filters FI1, F12 arranged in the first signal branches are shown in FIG. 9A and the typical transfer characteristic of the fourth filters F21, F22 arranged in the second signal branches in FIG. 9B.
  • the third filters FI1, F12 are high-pass filters in the variants shown in FIGS. 1 and 2 and the fourth filters R21, F22 are band-pass filters.
  • the antenna switch SW is preferably a "diversity switch” or a double pole double-through-switch (DPDT) switch, which may include GaAs-based field effect transistors, for example.
  • DPDT double pole double-through-switch
  • a low-noise amplifier LNA low-noise amplifier
  • a further filter-here a bandpass filter-and a balun BaI are arranged outside the front-end circuit.
  • a power amplifier PA a further filter-here a bandpass filter-and a balun BaI are arranged outside the front-end circuit.
  • All filters, matching networks and bases shown in FIG. 1 may comprise concentrated LC elements, preferably designed as conductor track sections and conductive surfaces. However, they can also have at least one discrete inductance or capacitance. At least some of the filters, in particular the bandpass filters, may be available as filter chips.
  • the front-end circuit FE in a compact component which is preferably suitable for SMD mounting. It is also possible to integrate the amplifiers LNA, PA, the further filters and the baluns of the circuit shown in FIG. 1 in the compact component.
  • passive components such.
  • inductors and capacitors available as discrete components or chips can be arranged on the substrate.
  • capacitances can be, for example, capacitors for DC decoupling arranged in the antenna path, which can be seen in FIG.
  • Baluns are preferably in the substrate z. B. realized from LC elements. But they can also be available as chips that can be mounted on the substrate. All chips can be bare-die or packaged chips. The chips can be electrically connected to the substrate by means of bonding wires or bumps. The electrical component may have LGA connections. The components arranged on the substrate are preferably encapsulated by a potting compound and thus protected against the environmental influences.
  • the component preferably has a transmitting section and a receiving function, between which a series of plated-through holes is arranged in a variant.
  • the through-contacts are grounded and improve the insulation between the two sections.
  • the vias may be attached to a chip disposed on the substrate such. B. be connected to the antenna switch chip and serve as a heat sink.
  • FIG. 2 shows a front end circuit realized with concentrated LC elements.
  • the matching networks MAI1, MAI2, MA21, MA22 each comprise a ⁇ -element, which acts as a low-pass filter (see also FIG. 7A).
  • the matching network MAII comprises the capacitances ClO and CIl and the inductance LIl, the matching network MA21 the capacitances ClO and C21 and the inductance L21, the matching network MA12 the capacitances C20 and C12 and the inductance L12, the matching network MA22 the capacitances C20 and C22 and the Inductance L22.
  • the capacitors ClO and C20 arranged between the common signal paths RX and TX, respectively, and ground are therefore active in two matching networks MAI1 and MA21 or MA12 and MA22.
  • the cutoff frequency of the matching network MAI1, MA12 arranged in the first signal branch RX1, TX1, which is designed here as a low-pass filter, is preferably chosen such that the signals are attenuated above the first frequency band.
  • the cutoff frequency arranged in the second signal branch RX2, TX2, designed here as a low-pass matching network MA21, MA22 is preferably selected so that the signals are attenuated above the second frequency band.
  • the Z. B. for 2.5 GHz designed third filter FIl is a high pass higher order, which passes in the first frequency band.
  • the inductance Ll and the capacitances C4, C6 form a first resonant circuit.
  • the inductance L2 and the capacitances C5, C7 form a second resonant circuit.
  • the inductors L1, L2 (see FIG. 3A) arranged in different oscillating circuits are magnetically coupled.
  • the capacitances Cl, C2, C3 are arranged in the signal path.
  • the filter F12 functions similarly to the filter FlI, except that the coupling between the inductors L1 and L2 is not magnetic, but is realized by a common inductance L3 (see Fig. 3C).
  • the realization of this circuit can be seen in FIG.
  • the capacitances C4 and C5 are formed by the conductive surfaces 432, 442 and 452.
  • the surface 442 is connected to the ground plane 491 by means of a through-connection.
  • the parasitic inductance of the via and the surface 442 together provide the inductance L3 shown in FIG. 3C to ground.
  • the first signal paths TX1, RX1 have a first notch, which lies to the left of the passband in the transmission characteristic shown in FIG. 9A.
  • a circuit comprising coupled inductances L1 and L2 and the capacitance C2 generates an additional notch in the stop band of the transmission characteristic of the signal path, which significantly improves the close selection of the filter.
  • the frequencies of the two notches can be be different. But you can also essentially agree.
  • the fourth filters F21, F22 designed for 5 GHz are bandpass filters which pass in the second frequency band.
  • the input and output of the fourth filter F21 and F22 are capacitively coupled by means of the capacitance C3.
  • the inductors Ll, L3 and the capacitance C4 form a first parallel resonant circuit.
  • the inductors L2, L3 and the capacitance C5 form a second parallel resonant circuit. These parallel resonant circuits are electrically coupled via their common inductance L3 (see FIG. 5A).
  • the inductance L3 is preferably small and can be realized in a variant as a very short line.
  • the inductors L1, L2 and the capacitances C1, C2 are arranged in the signal path.
  • the signal is split into two subpaths.
  • One partial path is formed by the capacitor C3 and the other by the remainder of the circuit.
  • the two subpaths are combined again.
  • the signals from both partial paths have the same amplitudes and a phase difference of 180 ° at the output at two different frequencies - left and right of the passband of the respective signal path, so that there are two notches in the transfer function of the filter according to FIG. 9B.
  • the input of a subcircuit FI1, F12, F21, F22 or MAI1 / MA21, MA12 / MA22 is denoted by the reference symbol IN and the output by the reference symbol OUT.
  • the fourth filter F21, F22 designed for the second band FB2 acts as a capacitance in the first frequency band FB1.
  • This capacity and the fourth filter F21, F22 upstream ⁇ -member - ie the matching network MA21, MA22 - together form a resonant circuit to ground, which has a low impedance at its resonance frequency, ie the notch frequency f notch and thus derives the RF signals at this frequency to ground.
  • the second circuit F21 / MA21, F22 / MA22 acts like a notch filter.
  • the ⁇ -element can in principle be replaced by a line section or an inductance.
  • the second circuit F21 / MA21 or F22 / MA22 causes a relatively steep right flank FL to be generated in the transfer function 1 'of the first circuit F11 / MA11 or F12 / MA12 (FIG. 9C).
  • the left edge of the transfer function 1 ' is generated by the transfer function 1 of the third filter FI1 or F12 (see Fig. 9A).
  • the transfer function 2 ' is essentially unaffected by the first circuit F11 / MA11 or F12 / MA12 in the variant shown here.
  • FIG. 3B shows a possibility for realizing the third filter FI1 arranged in the reception path RX1 in the multilayer substrate.
  • the substrate is preferably an LTCC substrate with ceramic layers each disposed between metallization planes.
  • Capacitance Cl is a multilayer capacitance formed between conductive surfaces 371 and conductive interconnected conductive surfaces 361 and 381 disposed in various planes.
  • the capacity C3 is on the same Way formed between the conductive surfaces 372, 362 and 382.
  • the capacitance C2 is formed between the conductive surfaces 351 and 362.
  • the inductance L1 is realized by means of the conductor tracks 331 and 341, which are arranged one above the other.
  • the inductance L2 is realized by means of the conductor tracks 332 and 342, which are arranged one above the other.
  • the capacitance C ⁇ is formed between the conductive areas 381 and 391 and the capacitance C7 between the conductive areas 382 and 391.
  • the conductive surfaces 321 and 301 are conductively connected together.
  • the capacitance C4 is formed between the conductive areas 321, 301 and 311 and the capacitance C5 between the conductive areas 321, 301 and 312, respectively.
  • the configuration of capacitances - in this case the capacitances Cl, C3, C5 and C7 - as a multilayer capacitance has the advantage that only a comparatively small footprint is needed to realize the given capacitance value.
  • the superimposed windings of the same inductor are capacitively coupled with each other. It is important to keep their overlap area constant despite the production-related relative displacement of the metallization levels.
  • the tolerance errors can be compensated.
  • the arranged in the same plane parts of the inductors Ll, L2 have mutually parallel sections, which is a small distance - from z. B. less than twice the width of these sections - from each other.
  • the undesirable capacitive coupling of the tracks 331, 341, 332 and 342 with these areas can be reduced.
  • FIG. 4 shows a possibility for implementing the third filter F12 arranged in the transmission path TX1 in the multilayer substrate.
  • the capacitance Cl is formed here between the areas 421, 423 and 431.
  • the capacitance C3 is formed between the areas 451, 461 and 471.
  • the capacitance C2 is formed between the areas 431, 441, 451 and 461.
  • the surfaces 441 and 451 are arranged in different levels and conductively connected.
  • the inductance L1 is formed by the conductor tracks 422 and 411 and the inductance L2 by the conductor tracks 472 and 481.
  • the capacitance C4 is formed between the areas 432 and 442 and the capacitance C5 between the areas 452 and 442.
  • the surfaces 401, 442 and 491 are conductively connected to each other and to ground.
  • the capacitance C6 is formed between the areas 421 and 401.
  • the capacitance C7 is formed between the areas 491 and 471.
  • the grounded outer surfaces 301 and 391 in FIGS. 3B, 401 and 491 ' in FIGS. 4, 501 and 551 in FIGS. 5B, 601 and 651 in FIGS. 6, 701 and 761 in FIGS. 7B, 80I and 871 in Fig. 8 serve to shield the interposed metallization planes.
  • FIG. 5B shows a possibility for realizing the fourth filter F21 arranged in the reception path RX2 in the multilayer substrate.
  • the capacitance Cl is formed between the stacked surfaces 531 and 541 and the capacitance C2 between the surfaces 532 and 542.
  • the capacitance C3 is realized as a series connection of two partial capacitances.
  • the first partial capacitance is formed between the surfaces 531 and 521 and the second between the surfaces 521 and 532.
  • the capacitance C4 is formed between the stacked surfaces 541 and 551 and the capacitance C5 between the stacked surfaces 542 and 551.
  • the inductance L1 is formed by the via DKl and an L-shaped conductor 511.
  • the inductance L2 is formed by the via DK2 and an L-shaped conductor 513.
  • the inductance L3 is formed by a short conductor 512 and the feedthroughs DK31, DK32. This trace is purposely made wider at the point where it is connected to the feedthroughs DK31 and DK32 to compensate for the manufacturing tolerances - especially the positional offset in the manufacture of the multi-layer substrate.
  • FIG. 6 shows a possibility for realizing the fourth filter F22 arranged in the transmission path TX2 in the multilayer substrate.
  • the capacitance Cl is formed between the stacked surfaces 621, 631 and 641.
  • the surfaces 621 and 641 are conductively connected.
  • the capacitance C2 is formed between the areas 622, 632 and 642.
  • the surfaces 622 and 642 are conductively connected.
  • the capacitance C3 is realized as a series connection of two partial capacitances.
  • the first partial capacitance is formed between the surfaces 631 and 623 and the second between the surfaces 632 and 623.
  • the capacitance C4 is formed between the superposed surfaces 641 and 651 and the capacitance C5 between the superposed surfaces 642 and 651.
  • the inductance L1 is formed by the via DKl and an L-shaped conductor 611.
  • the inductance L2 is through the via DK2 and an L-shaped Lei terbahn 613 formed.
  • the inductance L3 is formed by a short conductor track 612 and the plated-through holes DK31, DK32. This trace is purposely made wider at the point where it is connected to the feedthroughs DK31 and DK32 to compensate for the manufacturing tolerances - especially the positional offset in the manufacture of the multi-layer substrate.
  • FIG. 7B shows a possibility for realizing the matching networks MAI1 and MA21 arranged in the reception path RX in the multilayer substrate.
  • the capacitance ClO is formed between the conductive surfaces 701 and 711.
  • the inductance LIl is formed by the conductor tracks 741 and 721.
  • the inductance L21 is formed by the conductor tracks 731 and 722.
  • the capacitance C21 is formed between the areas 751 and 761.
  • the capacity CIl is preferably small and therefore negligible. You can z. B. are formed by parasitic capacitive couplings between the conductive surfaces shown in the figure.
  • FIG. 8 shows a possibility for realizing the matching networks MAI1 and MA21 (or MA12 and MA22) arranged in the transmission path TX in the multilayer substrate.
  • the capacitance C20 is formed between the conductive surfaces 801 and 811.
  • the inductance L12 is formed by the conductor tracks 841 and 831.
  • the inductance L22 is formed by the conductor tracks 832 and 842.
  • the capacitance C22 is formed between the areas 851, 861 and 871.
  • the surfaces 871 and 851 are conductively connected.
  • the capacity C12 is negligible in this case.
  • Figs. 3B, 4, 5B, 6, 7B and 8 various portions of the same multilayer substrate are shown.
  • the specified multiband circuit is not limited to the examples shown in the figures or the number of elements shown therein.
  • the multiband circuit can be designed for more than just two frequency bands.
  • RX - between the antenna switch SW and the branch point of the signal path - can additionally a matching network, an impedance converter or a filter, for. B. be arranged a low pass. Additional switches or duplexers in further signal paths can be provided.

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Abstract

Es wird eine Multiband-Schaltung mit einem Signalpfad angege¬ ben, der antennenseitig zu einem gemeinsamen Pfad (RX, TX) zusammengefasste Signalzweige (RXl, RX2; TXl, TX2) aufweist. Der erste Signalzweig (RXl, TXl) umfasst eine erste Schaltung (FIl, MAIl; F12, MA12), die in einem ersten Frequenzband (FBl) durchlässig ist, und der zweite Signalzweig (RX2, TX2) eine zweite Schaltung (F21, MA21/ F22, MA22) , die in einem zweiten Frequenzband (FB2) durchlässig ist, die HF-Signale bei einer Sperrfrequenz (fnotch) zur Masse ableitet und somit den antennenseitigen Eingang des ersten Signalzweigs (RXl, TXl) sperrt.

Description

Beschreibung
Multiband-Schaltung
Aus der Druckschrift US 5880649 ist eine Schaltung mit einem Diplexer bekannt, die zur Trennung von Signalen von zwei verschiedenen Frequenzbändern geeignet ist.
Eine zu lösende Aufgabe ist es, eine Multiband-Schaltung anzugeben, die in einem Bauelement kostengünstig und platzsparend realisiert werden kann.
Gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform wird eine Multiband-Schaltung mit einem Signalpfad angegeben, der anten- nenseitig zu einem gemeinsamen Pfad zusammengefasst einen ersten und einen zweiten Signalzweig aufweist. Der erste Signalzweig umfasst eine erste Schaltung, die in einem ersten Frequenzband durchlässig ist, und der zweite Signalzweig eine zweite Schaltung, die in einem zweiten Frequenzband durchlässig ist und die die HF-Signale bei einer Sperrfrequenz - vorzugsweise einer Notch-Frequenz - HF-mässig zur Masse ableitet. Durch die zweite Schaltung wird am antennenseitigen Eingang der beiden Signalzweige bei einer einem Sperrband zugeordneten Frequenz ein HF-Kurzschluss gegen Masse erzeugt, wodurch die Nahselektion des ersten Signalzweiges deutlich verbessert werden kann.
Eine Schaltung, die als ein Saugkreis für den ersten Signalzweig wirkt und in der Übertragungscharakteristik dieses Signalzweiges einen Notch erzeugt, ist also nicht in einem an diesen Signalzweig angeschlossenen Querzweig gegen Masse, sondern im zweiten Signalzweig angeordnet. Durch diesen Notch kann in der Übertragungsfunktion der ersten Schaltung bzw. _ p _
des ersten Pfades eine Flanke erzeugt oder eine gegebenenfalls bereits vorhandene Flanke versteuert werden.
Möglich ist es auch, dass die erste Schaltung die HF-Signale bei einer weiteren Sperrfrequenz - vorzugsweise einer Notch- Frequenz - zur Masse ableitet und somit den antennenseitigen Eingang des ersten und des zweiten Signalzweiges für die HF- Signale bei der weiteren Sperrfrequenz kurzschließt. Durch diesen Notch kann in der Übertragungsfunktion der zweiten Schaltung bzw. des zweiten Pfades eine Flanke erzeugt oder eine gegebenenfalls bereits vorhandene Flanke versteuert werden.
Die erste Schaltung umfasst in einer Variante ein antennen- seitig angeordnetes erstes Anpassnetzwerk (erstes Tiefpassfilter) und die zweite Schaltung ein antennenseitig angeordnetes zweites Anpassnetzwerk (zweites Tiefpassfilter), die unmittelbar leitend miteinander und mit dem gemeinsamen Pfad verbunden sind.
Gemäß einer zweiten bevorzugten Ausführungsform wird eine Multiband-Schaltung mit Signalzweigen angegeben, die antennenseitig zu einem gemeinsamen Pfad zusammengefasst sind, wobei ein erster Signalzweig in einem ersten Frequenzband und ein zweiter Signalzweig in einem zweiten Frequenzband durchlässig ist. Im ersten Signalzweig ist ein erstes Anpassnetzwerk (erstes Tiefpassfilter) und im zweiten Signalzweig ein zweites Anpassnetzwerk (zweites Tiefpassfilter) angeordnet, die (antennenseitig) unmittelbar leitend miteinander und mit dem gemeinsamen Pfad verbunden sind. Im zweiten Signalzweig ist vorzugsweise eine das zweite Tiefpassfilter umfassende zweite Schaltung angeordnet, die die HF-Signale bei einer Sperrfrequenz zur Masse ableitet und somit bei dieser Sperr- frequenz am antennenseitigen Eingang des ersten (und des zweiten) Signalzweiges einen HF-Kurzschluss gegen Masse erzeugt .
Auch im ersten Signalzweig kann eine das erste Anpassnetzwerk bzw. Tiefpassfilter umfassende erste Schaltung angeordnet sein, die die HF-Signale bei einer weiteren Sperrfrequenz zur Masse ableitet und somit bei dieser Sperrfrequenz am Eingang des zweiten Signalzweiges einen HF-Kurzschluss gegen Masse erzeugt .
Im Weiteren werden vorteilhafte Varianten der Multiband- Schaltung gemäß der bevorzugten ersten und zweiten Ausführungsform erläutert.
Die Übertragungscharakteristik des ersten und des zweiten Signalzweiges bzw. der ersten oder zweiten Schaltung wird zwischen dem Anschlussknoten dieses Zweiges an den gemeinsamen Pfad und dem Ausgang der ersten bzw. zweiten Schaltung gemessen.
Die Signalzweige sind eingangsseitig an einen gemeinsamen Pfad des Signalpfades und ausgangsseitig jeweils an einen Signalanschluss eines elektrischen Tores angeschlossen.
Der Signalpfad kann ein Sendepfad oder ein Empfangspfad sein, wobei seine beiden Signalzweige Sendezweige bzw. Empfangszweige sind. Der Signalpfad kann auch ein Sendeempfangspfad sein, wobei seine Signalzweige einen Sendezweig und einen Empfangspfad darstellen.
Die Multiband-Schaltung weist vorzugsweise mindestens zwei Signalpfade, z. B. einen Empfangspfad und einen Sendepfad - A -
auf. Diese sind vorzugsweise mittels eines Antennenschalters an einen zu einer Antenne führenden Antennenpfad anschließbar. Der zweite Signalpfad ist vorzugsweise dem ersten ähnlich, d. h. mit zwei Signalzweigen aufgebaut.
Die erste Schaltung kann ein drittes Filter - einen Tiefpass- pass, einen Bandpass oder ein weiteres Hochpassfilter - umfassen, das von der Antenne aus gesehen dem ersten Anpassnetzwerk bzw. Tiefpassfilter dieser Schaltung nachgeschaltet ist. Die zweite Schaltung kann ein viertes Filter - z. B. einen Tiefpass oder einen Bandpass - umfassen, das von der Antenne aus gesehen dem zweiten Anpassnetzwerk bzw. Tiefpassfilter nachgeschaltet ist.
Die an der Verzweigung des Signalpfades angeordnete Teilschaltung, die aus dem ersten und dem zweiten Anpassnetzwerk besteht, ersetzt einen üblicherweise zur Bandtrennung benutzen Diplexer, der aus einem in einem ersten Signalzweig angeordneten Tiefpass und einem in einem zweiten Signalzweig angeordneten Hochpass besteht.
Am elektrischen Knoten, an dem der erste und der zweite Signalzweig angeschlossen sind, kann mindestens ein Querzweig gegen Masse angeschlossen sein. In diesem Querzweig ist vorzugsweise eine Kapazität angeordnet. Dieser Querzweig kann sowohl dem im ersten Signalzweig angeordneten Anpassnetz- werk/TPF als auch dem im zweiten Signalzweig angeordneten An- passnetzwerk/TPF zugeordnet werden. Das Anpassnetzwerk kann z. B. ein π-Glied mit einer Induktivität oder einem Leitungsabschnitt im Serienzweig und Kapazitäten in den Querzweigen sein. Das Anpassnetzwerk kann aber auch durch einen Leitungsabschnitt gebildet sein. In einer vorteilhaften Variante bildet das im zweiten Signalzweig angeordnete Anpassnetzwerk und das diesem nachgeschaltete vierte Filter, das außerhalb des zweiten Frequenzbandes und insbesondere im ersten Band als eine Kapazität gegen Masse wirkt, einen Saugkreis gegen Masse, der eine Resonanzfrequenz bei der Sperrfrequenz der zweiten Schaltung aufweist und die HF-Signale bei dieser Notch-Frequenz gegen Masse ableitet.
Das zweite Frequenzband liegt vorzugsweise mindestens eine Oktave höher als das erste Frequenzband.
Die Sperrfrequenz der zweiten Schaltung kann zwischen dem ersten und dem zweiten Frequenzband liegen. Sie kann aber auch unterhalb des bei niedrigeren Frequenzen liegenden ersten Frequenzbands oder oberhalb des höheren zweiten Frequenzbands liegen. Dies gilt auch für die Sperrfrequenz der ersten Schaltung .
Die erste Schaltung kann als drittes Filter einen Hochpass umfassen, der von der Antenne aus gesehen nach dem antennen- seitigen Anpassnetzwerk geschaltet sein kann. Die Sperrfrequenz der zweiten Schaltung ist vorzugsweise im Durchlassbereich dieses Hochpasses angeordnet. Die erste Schaltung kann alternativ als drittes Filter einen Tiefpass umfassen, der dem antennenseitigen Anpassnetzwerk nachgeschaltet ist. Die Sperrfrequenz der zweiten Schaltung ist vorzugsweise im Durchlassbereich dieses Tiefpasses angeordnet.
Die erste Schaltung kann in einer Variante als drittes Filter einen Bandpass umfassen, der von der Antenne aus gesehen nach dem antennenseitigen Anpassnetzwerk geschaltet sein kann. Die Sperrfrequenz der zweiten Schaltung ist dann vorzugsweise un- terhalb oder oberhalb des Passbandes dieses Bandpasses angeordnet.
Die erste und die zweite Schaltung weist vorzugsweise konzentrierte LC-Elemente, ggf. auch Leitungsabschnitte auf. Die erste und die zweite Schaltung kann aber auch im Prinzip aus Leitungen, insbesondere Transformationsleitungen realisiert sein.
Das dritte und das vierte Filter zeichnen sich vorzugsweise durch eine relativ niedrige Einfügedämpfung,- z. B. maximal 1,5 dB in ihrem Durchlassbereich aus. Das dritte Filter kann eine relativ niedrige Unterdrückung von z. B. weniger als 20 dB in einem Sperrbereich aufweisen. Dies reicht ggf. für sich nicht aus, um beispielsweise die erste oder zweite Oberwelle der im ersten Frequenzband zu übertragenden Signale zu unterdrücken. Durch die zweite Schaltung kann in der Übertragungscharakteristik des ersten Signalzweiges die Unterdrückung in diesem Sperrbereich um einen Betrag von z. B. mindestens 15 dB verbessert werden.
Die angegebene Multiband-Schaltung kann in einem ein Viel- schichtsubstrat umfassenden elektrischen Bauelement integriert sein, das kompakt und vorzugsweise zur Oberflächenmontage geeignet ist. Das Vielschichtsubstrat umfasst Metallisierungsebenen und zwischen diesen angeordnete dielektrische Schichten, z. B. Keramiklagen. Insbesondere können die konzentrierten LC-Elemente der Multiband-Schaltung im Substrat als Leiterbahnen und leitende Flächen realisiert sein.
Es ist vorteilhaft, wenn die relative Dielektrizitätskonstante εr der dielektrischen Schichten relativ niedrig ist, z. B. kleiner als 15, in einer Variante εr < 10. Im Folgenden wird die Multiband-Schaltung anhand schemati- scher und nicht maßstabsgetreuer Figuren erläutert. Es zeigen:
Figur 1 das Ersatzschaltbild einer WLAN-Schaltung, die eine Frontendschaltung mit der angegebenen Multiband-Schaltung um- fasst;
Figur 2 eine Frontendschaltung mit der Multiband-Schaltung, die eine im ersten Signalzweig angeordnete erste Schaltung und eine im zweiten Signalzweig angeordnete zweite Schaltung umfasst, wobei die erste und die zweite Schaltung jeweils aus LC-Elementen realisiert sind;
Figur 3A das Ersatzschaltbild des in der ersten Schaltung des Empfangspfades angeordneten Hochpasses;
Figur 3B ein Vielschicht-Bauelement mit dem darin integrierten Hochpass gemäß Figur 3A, der im ersten Signalzweig des Empfangspfades angeordnet ist;
Figur 3C das Ersatzschaltbild des in der ersten Schaltung des Sendepfades angeordneten Hochpasses;
Figur 4 Vielschicht-Bauelement mit dem darin integrierten Hochpass gemäß Figur 3A7 der im ersten Signalzweig des Sendepfades angeordnet ist;
Figur 5A das Ersatzschaltbild des in der zweiten Schaltung angeordneten Bandpasses;
Figur 5B ein Vielschicht-Bauelement mit dem darin integrier- ten Bandpass gemäß Figur 5A, der im zweiten Signalzweig des Empfangspfades angeordnet ist;
Figur 6 ein Vielschicht-Bauelement mit dem darin integrierten Bandpass gemäß Figur 5A, der im zweiten Signalzweig des Sendepfades angeordnet ist;
Figur 7A das Ersatzschaltbild der im ersten und zweiten Signalzweig des Sende- oder Empfangspfades antennenseitig angeordneten Anpassnetzwerke;
Figur 7B ein Vielschicht-Bauelement mit den darin integrierten Anpassnetzwerken gemäß Figur 7A, die in den Signalzweigen des Empfangspfades angeordnet sind;
Figur 8 ein Vielschicht-Bauelement mit den darin integrierten Anpassnetzwerken gemäß Figur 7A1. die in den Signalzweigen des Sendepfades angeordnet sind;
Figur 9A die Übertragungsfunktion des im ersten Signalzweig des Empfangspfades oder des Sendepfades angeordneten Hochpasses;
Figur 9B die Übertragungsfunktion des im zweiten Signalzweig des Empfangspfades oder des Sendepfades angeordneten Bandpasses;
Figur 9C die Übertragungsfunktion der ersten Schaltung und der zweiten Schaltung.
Figur 1 zeigt das Ersatzschaltbild einer WLAN-Schaltung. Die WLAN-Schaltung umfasst eine Frontendschaltung FE, die die in verschiedenen Frequenzbändern übertragenen Signale sowie Sen- de- und Empfangssignale eines Bandes voneinander trennt. Die Datenübertragung (Senden und Empfangen von HF-Signalen) in zumindest zwei Frequenzbändern erfolgt mittels der Antennen ANTl und ANT2, die über den Antennenschalter SW abwechselnd mit den Signalpfaden TX (Sendepfad) und RX (Empfangspfad) leitend verbunden werden.
Der Sendepfad TX verzweigt sich in zwei Signalzweige: einen ersten Signalzweig TXl und einen zweiten Signalzweig TX2. Der Empfangspfad RX verzweigt sich ebenfalls in zwei Signalzweige: einen ersten Signalzweig RXl und einen zweiten Signalzweig RX2.
In den beiden ersten Signalzweigen RXl, TXl werden die Signale des ersten Frequenzbands FBl und in den beiden zweiten Signalzweigen RX2, TX2 die Signale des zweiten Frequenzbands FB2 übertragen. Die Sendesignale des ersten Frequenzbandes (mit einer Mittenfrequenz von ca. 2,5 GHz) werden im ersten Signalzweig TXl bzw. die Empfangssignale dieses Bandes im ersten Signalzweig RXl übertragen. Die Sendesignale des zweiten Frequenzbandes (mit einer Mittenfrequenz von ca. 5 GHz) werden im zweiten Signalzweig TX2 bzw. die Empfangssignale dieses Bandes im zweiten Signalzweig RX2 übertragen.
Im jeweiligen ersten Signalzweig RXl, TXl ist eine erste Schaltung angeordnet, die ein Anpassnetzwerk - hier MAIl bzw. MA12 - und ein drittes Filter FIl bzw. F12 umfasst. Im jeweiligen zweiten Signalzweig RX2, TX2 ist eine zweite Schaltung angeordnet, die ein Anpassnetzwerk - hier MA21 bzw. MA22 - und ein viertes Filter F21 bzw. F22 umfasst.
Das in der ersten Schaltung angeordnete Anpassnetzwerk MAlI, MA12 sperrt in einem oberhalb des ersten Frequenzbandes FBl liegenden Frequenzbereich. Das in der zweiten Schaltung angeordnete Anpassnetzwerk MA21, MA22 sperrt in einem oberhalb des zweiten Frequenzbandes FB2 liegenden Frequenzbereich.
Die Übertragungskennlinien der ersten und der zweiten Schaltung sind in der Figur 9C gezeigt. Die typische Übertragungskennlinie der in den ersten Signalzweigen angeordneten dritten Filter FIl, F12 sind in der Figur 9A und die typische Ü- bertragungskennlinie der in den zweiten Signalzweigen angeordneten vierten Filter F21, F22 in der Figur 9B gezeigt.
Die dritten Filter FIl, F12 sind in den in Fig. 1 und 2 gezeigten Varianten Hochpässe und die vierten Filter R21, F22 Bandpässe .
Der Antennenschalter SW ist vorzugsweise ein „diversity switch" bzw. ein DPDT-switch (Double Pole Double Through Switch) . Er kann Feldeffekttransistoren z. B. auf GaAs-Basis enthalten.
In den Signalzweigen RXl, RX2 des Empfangspfades RX sind außerhalb der Frontendschaltung jeweils ein rauscharmer Verstärker LNA, ein weiteres Filter - hier ein Bandpassfilter - und ein Balun BaI angeordnet. In den Signalzweigen TXl, TX2 des Sendepfades TX sind außerhalb der Frontendschaltung jeweils ein Leistungsverstärker PA, ein weiteres Filter - hier ein Bandpassfilter - und ein Balun BaI angeordnet.
Die Baluns BaI sorgen dafür, dass an der Schnittstelle mit der WLAN-IC RFIC die unbalanced Pfade RXl, RX2 , TXl, TX2 balanciert werden. Alle in der Figur 1 gezeigten Filter, Anpassnetzwerke und Ba- luns können konzentrierte, vorzugsweise als Leiterbahnabschnitte und leitende Flächen ausgebildete LC-Elemente umfassen. Sie können aber auch mindestens eine diskrete Induktivität oder Kapazität aufweisen. Zumindest einige der Filter, insbesondere die Bandpassfilter können als Filter-Chips verfügbar sein.
Es ist vorteilhaft, die Frontendschaltung FE in einem kompakten, vorzugsweise zur SMD-Montage geeigneten Bauelement zu realisieren. Möglich ist es auch, im kompakten Bauelement die Verstärker LNA, PA, die weiteren Filter und die Baluns der in der Figur 1 gezeigten Schaltung zu integrieren. Dabei sind insbesondere passive Komponenten wie z. B. die LC-Elemente dieser Schaltung zur Integration in einem Substrat geeignet, das in einer vorteilhaften Variante als Träger für Chips dient, unter den Chips sind insbesondere die folgenden Komponenten zu verstehen: die Halbleiterchips wie den Antennenschalter SW und die Verstärker LNA, PA oder die Filter-Chips.
Auf dem Substrat können ferner als diskrete Bauelemente bzw. Chips verfügbare Induktivitäten und Kapazitäten angeordnet sein. Diese Kapazitäten können beispielsweise im Antennenpfad angeordnete Kapazitäten zur DC-Entkopplung sein, die in der Figur 2 zu sehen sind.
Baluns sind vorzugsweise im Substrat z. B. aus LC-Elementen realisiert. Sie können aber auch als Chips verfügbar sein, die auf dem Substrat montierbar sind. Alle Chips können Bare- Dies oder gehäuste Chips sein. Die Chips können mit dem Substrat mittels Bonddrähte oder Bumps elektrisch verbunden werden . Das elektrische Bauelement kann LGA-Anschlüsse aufweisen. Die auf dem Substrat angeordneten Komponenten sind vorzugsweise durch eine Vergussmasse verkapselt und somit gegen die Umwelteinflüsse geschützt.
Das Bauelement weist vorzugsweise eine Sendesektion und eine Empfangsfunktion auf, zwischen denen in einer Variante eine Reihe Durchkontaktierungen angeordnet ist. Die Durchkontak- tierungen sind an Masse angeschlossen und verbessern die Isolation zwischen den beiden Sektionen. Die Durchkontaktierungen können an einen auf dem Substrat angeordneten Chip wie z . B. den Antennenschalter-Chip angeschlossen sein und als Wärmesenke dienen.
In der Figur 2 ist eine mit konzentrierten LC-Elementen realisierte Frontendschaltung gezeigt.
Die Anpassnetzwerke MAIl, MAl2, MA21, MA22 umfassen jeweils ein π-Glied, das als ein Tiefpass wirkt (siehe auch die Figur 7A) . Das Anpassnetzwerk MAlI umfasst die Kapazitäten ClO und CIl sowie die Induktivität LIl, das Anpassnetzwerk MA21 die Kapazitäten ClO und C21 sowie die Induktivität L21, das Anpassnetzwerk MA12 die Kapazitäten C20 und C12 sowie die Induktivität L12, das Anpassnetzwerk MA22 die Kapazitäten C20 und C22 sowie die Induktivität L22. Die zwischen dem gemeinsamen Signalpfad RX bzw. TX und Masse angeordnete Kapazitäten ClO bzw. C20 sind also in zwei Anpassnetzwerken MAIl und MA21 bzw. MA12 und MA22 wirksam.
Die Grenzfrequenz des im ersten Signalzweig RXl, TXl angeordneten, hier als Tiefpass ausgelegten Anpassnetzwerks MAIl, MA12 ist vorzugsweise so gewählt, dass die Signale oberhalb des ersten Frequenzbandes gedämpft werden. Die Grenzfrequenz des im zweiten Signalzweig RX2, TX2 angeordneten, hier als Tiefpass ausgelegten Anpassnetzwerks MA21, MA22 ist vorzugsweise so gewählt, dass die Signale oberhalb des zweiten Frequenzbandes gedämpft werden.
Das z. B. für 2,5 GHz ausgelegte dritte Filter FIl ist ein Hochpass höherer Ordnung, der im ersten Frequenzband durch- lässt. Die Induktivität Ll und die Kapazitäten C4, C6 bilden einen ersten Schwingkreis . Die Induktivität L2 und die Kapazitäten C5, C7 bilden einen zweiten Schwingkreis. Die in verschiedenen Schwingkreisen angeordneten Induktivitäten Ll, L2 (siehe Figur 3A) sind magnetisch gekoppelt. Die Kapazitäten Cl, C2, C3 sind im Signalpfad angeordnet.
Das Filter F12 funktioniert ähnlich wie das Filter FlI mit dem Unterschied, dass die Kopplung zwischen den Induktivitäten Ll und L2 nicht magnetisch, sondern durch eine gemeinsame Induktivität L3 realisiert ist (s. Fig. 3C). Die Realisierung dieser Schaltung ist in Figur 4 zu sehen. Die Kapazitäten C4 und C5 sind durch die leitenden Flächen 432, 442 und 452 gebildet. Die Fläche 442 ist mittels einer Durchkontaktierung mit der Massefläche 491 verbunden. Die parasitäre Induktivität der Durchkontaktierung und der Fläche 442 ergeben zusammen die in der Figur 3C gezeigte Induktivität L3 zur Masse.
Die ersten Signalpfade TXl, RXl weisen ein erstes Notch auf, das in der in Fig. 9A gezeigten Übertragungscharakteristik links vom Passband liegt. In den beiden Filtern FIl und F12 wird durch eine Schaltung, die gekoppelte Induktivitäten Ll und L2 und die Kapazität C2 umfasst, ein zusätzliches Notch im Sperrbereich der Übertragungscharakteristik des Signalpfades erzeugt, was die Nahselektion des Filters deutlich verbessert. Die Frequenzen der beiden Notches können unter- schiedlich sein. Sie können aber auch im Wesentlichen übereinstimmen.
Die für 5 GHz ausgelegten vierten Filter F21, F22 sind Bandpässe, die im zweiten Frequenzband durchlassen. Der Ein- und Ausgang des vierten Filters F21 bzw. F22 sind mittels der Kapazität C3 kapazitiv gekoppelt. Die Induktivitäten Ll, L3 und die Kapazität C4 bilden einen ersten Parallelschwingkreis. Die Induktivitäten L2, L3 und die Kapazität C5 bilden einen zweiten Parallelschwingkreis. Diese Parallelschwingkreise sind über ihre gemeinsame Induktivität L3 (siehe Figur 5A) elektrisch verkoppelt. Die Induktivität L3 ist vorzugsweise klein und kann in einer Variante als eine ganz kurze Leitung realisiert werden. Die Induktivitäten Ll, L2 und die Kapazitäten Cl, C2 sind im Signalpfad angeordnet.
In diesem Filter wird das Signal in zwei Teilpfade aufgeteilt. Der eine Teilpfad wird durch den Kondensator C3 und der andere durch den Rest der Schaltung gebildet. Am Ausgang werden die beiden Teilpfade wieder zusammengefasst . Die Signale von beiden Teilpfaden haben am Ausgang bei zwei unterschiedlichen Frequenzen - links und rechts vom Passband des jeweiligen Signalpfades - die gleichem Amplituden und einen Phasenunterschied von 180°, so dass es in der Übertragungsfunktion des Filters gemäß Fig. 9B zwei Notches gibt.
Der Eingang einer Teilschaltung FIl, F12, F21, F22 oder MAIl/ MA21, MA12/MA22 ist mit dem Bezugszeichen IN und der Ausgang mit dem Bezugszeichen OUT bezeichnet.
Das für das zweite Band FB2 ausgelegte vierte Filter F21, F22 wirkt im ersten Frequenzband FBl als eine Kapazität. Diese Kapazität und das dem vierten Filter F21, F22 vorgeschaltete π-Glied - d. h. das Anpassnetzwerk MA21, MA22 - bilden zusammen einen Schwingkreis gegen Masse, der bei seiner Resonanzfrequenz, d. h. der Sperrfrequenz fnotch eine niedrige Impedanz aufweist und somit die HF-Signale bei dieser Frequenz gegen Masse ableitet. Dies bedeutet, dass die zweite Schaltung F21/MA21, F22/MA22 wie ein Notch-Filter wirkt.
Das π-Glied kann im Prinzip durch einen Leitungsabschnitt o- der eine Induktivität ersetzt werden.
Durch die zweite Schaltung F21/MA21 bzw. F22/MA22 wird dabei bewirkt, dass in der Übertragungsfunktion 1' der ersten Schaltung F11/MA11 bzw. F12/MA12 eine relativ steile rechte Flanke FL erzeugt wird (Fig. 9C) . Die linke Flanke der Übertragungsfunktion 1' ist durch die Übertragungsfunktion 1 des dritten Filters FIl bzw. F12 erzeugt (vgl. Fig. 9A).
Dagegen ist die Übertragungsfunktion 2' durch die erste Schaltung F11/MA11 bzw. F12/MA12 in der hier gezeigten Variante im Wesentlichen nicht beeinflusst.
Figur 3B zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung des im Empfangspfad RXl angeordneten dritten Filters FIl im Viel- schichtsubstrat .
Das Substrat ist vorzugsweise ein LTCC-Substrat mit Keramiklagen, die jeweils zwischen Metallisierungsebenen angeordnet sind.
Die Kapazität Cl ist eine Vielschicht-Kapazität, die zwischen den leitenden Flächen 371 und in verschiedenen Ebenen angeordneten, leitend miteinander verbundenen leitenden Flächen 361 und 381 gebildet ist. Die Kapazität C3 ist auf dieselbe Art und Weise zwischen den leitenden Flächen 372, 362 und 382 gebildet. Die Kapazität C2 ist zwischen den leitenden Flächen 351 und 362 gebildet. Die Induktivität Ll ist mittels der Leiterbahnen 331 und 341 realisiert, die übereinander angeordnet sind. Die Induktivität L2 ist mittels der Leiterbahnen 332 und 342 realisiert, die übereinander angeordnet sind.
Die Kapazität Cβ ist zwischen den leitenden Flächen 381 und 391 und die Kapazität C7 zwischen den leitenden Flächen 382 und 391 gebildet.
Die leitenden Flächen 321 und 301 sind leitend miteinander verbunden. Die Kapazität C4 ist zwischen den leitenden Flächen 321, 301 und 311 bzw. die Kapazität C5 zwischen den leitenden Flächen 321, 301 und 312 gebildet.
Die Ausgestaltung von Kapazitäten - hier den Kapazitäten Cl, C3, C5 und C7 - als eine Vielschicht-Kapazität hat den Vorteil, dass dadurch zur Realisierung des vorgegebenen Kapazitätswertes nur eine vergleichsweise kleine Grundfläche benötigt wird.
Die übereinander angeordneten Windungen derselben Induktivität sind kapazitiv miteinander verkoppelt. Dabei ist es wichtig, ihre Überlappungsfläche trotz der produktionsbedingten relativen Verschiebung der Metallisierungsebenen gegeneinander konstant zu halten. In diesem Zusammenhang ist vorteilhaft, bei als Leiterbahnen realisierten, übereinander angeordneten Windungen 341 und 331 bzw. 332 und 342 derselben Induktivität Ll bzw. L2 die Leiterbahnen in verschiedenen Ebenen mit voneinander unterschiedlichen Breiten auszubilden. Somit können die Toleranzfehler ausgeglichen werden. Aus diesem Grund ist es auch vorteilhaft, die übereinander angeord- neten leitenden Flächen, die eine Kapazität bilden, mit voneinander unterschiedlichen Flächen auszubilden, so dass ihre Überlappungsfläche trotz der Toleranzfehler konstant bleibt.
Die in derselben Ebene angeordneten Teile der Induktivitäten Ll, L2 weisen parallel zueinander verlaufende Abschnitte auf, die einen geringen Abstand - von z. B. weniger als die doppelte Breite dieser Abschnitte - voneinander aufweisen.
Zwischen den Metallisierungsebenen, in denen die induktiv wirkenden Elemente 331, 341, 332 und 342 angeordnet sind, und den nächsten Metallisierungsebenen, die relativ großflächige leitende Flächen 351, 321 enthalten, sind anstatt nur einer Keramikschicht mindestens zwei solche Schichten angeordnet. Somit kann die unerwünschte kapazitive Kopplung der Leiterbahnen 331, 341, 332 und 342 mit diesen Flächen verringert werden.
Auch zwischen der Metallisierungsebene, in der die leitenden Flächen 381, 382 angeordnet sind, und der Metallisierungsebene, in der die Fläche 391 angeordnet ist, sind zur Einstellung eines relativ kleinen Kapazitätswertes der Kapazitäten C6, C7 zwei Keramikschichten vorgesehen.
Figur 4 zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung des im Sendepfad TXl angeordneten dritten Filters F12 im Vielschicht- substrat .
Die Kapazität Cl ist hier zwischen den Flächen 421, 423 und 431 gebildet. Die Kapazität C3 ist zwischen den Flächen 451, 461 und 471 gebildet. Die Kapazität C2 ist zwischen den Flächen 431, 441, 451 und 461 gebildet. Die Flächen 441 und 451 sind in verschiedenen Ebenen angeordnet und leitend miteinander verbunden.
Die Induktivität Ll ist durch die Leiterbahnen 422 und 411 und die Induktivität L2 durch die Leiterbahnen 472 und 481 gebildet. Die Kapazität C4 ist zwischen den Flächen 432 und 442 und die Kapazität C5 zwischen den Flächen 452 und 442 gebildet. Die Flächen 401, 442 und 491 sind leitend miteinander und mit Masse verbunden.
Die Kapazität C6 ist zwischen den Flächen 421 und 401 gebildet. Die Kapazität C7 ist zwischen den Flächen 491 und 471 gebildet .
Die an die Masse angeschlossenen äußeren Flächen 301 und 391 in Fig. 3B, 401 und 491' in Fig. 4, 501 und 551 in Fig. 5B, 601 und 651 in Fig. 6, 701 und 761 in Fig. 7B, 801 und 871 in Fig. 8 dienen zur Abschirmung der dazwischen angeordneten Metallisierungsebenen.
Figur 5B zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung des im Empfangspfad RX2 angeordneten vierten Filters F21 im Viel- schichtsubstrat .
Die Kapazität Cl ist zwischen den übereinander angeordneten Flächen 531 und 541 und die Kapazität C2 zwischen den Flächen 532 und 542 gebildet. Die Kapazität C3 ist als Serienschaltung von zwei Teilkapazitäten realisiert. Die erste Teilkapazität ist zwischen den Flächen 531 und 521 und die zweite zwischen den Flächen 521 und 532 gebildet. Die Kapazität C4 ist zwischen den übereinander angeordneten Flächen 541 und 551 und die Kapazität C5 zwischen den übereinander angeordneten Flächen 542 und 551 gebildet. Die Induktivität Ll ist durch die Durchkontaktierung DKl und eine L-förmige Leiterbahn 511 gebildet. Die Induktivität L2 ist durch die Durchkontaktierung DK2 und eine L-förmige Leiterbahn 513 gebildet. Die Induktivität L3 ist durch eine kurze Leiterbahn 512 und die Durchkontaktierungen DK31, DK32 gebildet. Diese Leiterbahn wird absichtlich an der Stelle breiter gemacht, wo sie mit den Durchkontaktierungen DK31 und DK32 verbunden ist, um die Fertigungstoleranzen - insbesondere den Lagenversatz bei der Herstellung des Mehrlagensubstrats - zu kompensieren.
Figur 6 zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung des im Sendepfad TX2 angeordneten vierten Filters F22 im Vielschicht- substrat .
Die Kapazität Cl ist zwischen den übereinander angeordneten Flächen 621, 631 und 641 gebildet. Die Flächen 621 und 641 sind leitend verbunden. Die Kapazität C2 ist zwischen den Flächen 622, 632 und 642 gebildet. Die Flächen 622 und 642 sind leitend verbunden.
Die Kapazität C3 ist als Serienschaltung von zwei Teilkapazitäten realisiert. Die erste Teilkapazität ist zwischen den Flächen 631 und 623 und die zweite zwischen den Flächen 632 und 623 gebildet. Die Kapazität C4 ist zwischen den übereinander angeordneten Flächen 641 und 651 und die Kapazität C5 zwischen den übereinander angeordneten Flächen 642 und 651 gebildet .
Die Induktivität Ll ist durch die Durchkontaktierung DKl und eine L-förmige Leiterbahn 611 gebildet. Die Induktivität L2 ist durch die Durchkontaktierung DK2 und eine L-förmige Lei- terbahn 613 gebildet. Die Induktivität L3 ist durch eine kurze Leiterbahn 612 und die Durchkontaktierungen DK31, DK32 gebildet. Diese Leiterbahn wird absichtlich an der Stelle breiter gemacht, wo sie mit den Durchkontaktierungen DK31 und DK32 verbunden ist, um die Fertigungstoleranzen - insbesondere den Lagenversatz bei der Herstellung des Mehrlagensubstrats - zu kompensieren.
Figur 7B zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung der im Empfangspfad RX angeordneten Anpassnetzwerke MAIl und MA21 im Vielschichtsubstrat .
Die Kapazität ClO ist zwischen den leitenden Flächen 701 und 711 gebildet. Die Induktivität LIl ist durch die Leiterbahnen 741 und 721 gebildet. Die Induktivität L21 ist durch die Leiterbahnen 731 und 722 gebildet. Die Kapazität C21 ist zwischen den Flächen 751 und 761 gebildet. Die Kapazität CIl ist vorzugsweise klein und daher vernachlässigbar. Sie kann z. B. durch parasitäre kapazitive Kopplungen zwischen den in der Figur gezeigten leitenden Flächen gebildet werden.
Figur 8 zeigt eine Möglichkeit zur Realisierung der im Sendepfad TX angeordneten Anpassnetzwerke MAIl und MA21 (bzw. MA12 und MA22) im Vielschichtsubstrat.
Die Kapazität C20 ist zwischen den leitenden Flächen 801 und 811 gebildet. Die Induktivität L12 ist durch die Leiterbahnen 841 und 831 gebildet. Die Induktivität L22 ist durch die Leiterbahnen 832 und 842 gebildet. Die Kapazität C22 ist zwischen den Flächen 851, 861 und 871 gebildet. Die Flächen 871 und 851 sind leitend verbunden. Die Kapazität C12 ist in diesem Fall vernachlässigbar. In Figuren 3B, 4, 5B, 6, 7B und 8 sind verschiedene Bereiche desselben Vielschichtsubstrats gezeigt.
Die angegebene Multiband-Schaltung ist auf die in den Figuren gezeigten Beispiele bzw. die Anzahl der darin dargestellten Elemente nicht beschränkt. Die Multiband-Schaltung kann für mehr als nur zwei Frequenzbänder ausgelegt sein. Im gemeinsamen Pfad TX, RX - zwischen dem Antennenschalter SW und der Verzweigungsstelle des Signalpfades - kann zusätzlich ein Anpassnetzwerk, ein Impedanzwandler oder ein Filter, z. B. ein Tiefpass angeordnet sein. Weitere Schalter oder Duplexer in weiteren Signalpfaden können vorgesehen sein.
Bezugszeichenliste
1 Übertragungsfunktion des Filters FIl oder F12
2 Übertragungsfunktion des Filters F21 oder F22
1' Übertragungsfunktion der ersten Schaltung MAlI, FIl bzw.
MA12, F12 2' Übertragungsfunktion der zweiten Schaltung MA21, F21 bzw.
MA22, F22
301-871 Leiterbahnen ANTl, ANT2 Antenne BaI Balun
C1-C7, C11-C22 Kapazitäten ClO, C20 Kapazitäten
DKl, DK2, DK31, DK32 Durchkontaktierung
FIl im ersten Signalzweig RXl angeordnetes drittes Filter F12 im ersten Signalzweig TXl angeordnetes drittes Filter F21 im zweiten Signalzweig RX2 angeordnetes viertes Filter F22 im zweiten Signalzweig TX2 angeordnetes viertes Filter FBl erstes Frequenzband FB2 zweites Frequenzband
FL recht Flanke der Übertragungsfunktion 1' fnotch Sperrfrequenz IN • Eingang
L1-L3, L11-L22 Induktivitäten LNA rauscharmer Verstärker
MAIl im ersten Signalzweig RXl angeordnetes Anpassnetzwerk MA12 im ersten Signalzweig TXl angeordnetes Anpassnetzwerk MA21 im zweiten Signalzweig RX2 angeordnetes Anpassnetzwerk MA22 im zweiten Signalzweig TX2 angeordnetes Anpassnetzwerk OUT Ausgang PA Leistungsverstärker
RFIC integrierte Schaltung zur Verarbeitung von WLAN-Daten RX gemeinsamer Pfad (Empfangspfad) RXl erster Signalzweig (Empfangspfad)
RX2 zweiter Signalzweig (Empfangspfad)
SW Antennenschalter
TX gemeinsamer Pfad (Sendepfad)
TXl erster Signalzweig (Sendepfad)
TX2 zweiter Signalzweig (Sendepfad)

Claims

Patentansprüche
1. Multiband-Schaltung
- mit einem Signalpfad, der einen ersten Signalzweig (RXl, TXl) und einen zweiten Signalzweig (RX2, TX2) umfasst, die antennenseitig zu einem gemeinsamen Pfad (RX, TX) zusammenge- fasst sind,
- wobei der erste Signalzweig (RXl, TXl) eine erste Schaltung (FlI, MAIl; F12, MA12) umfasst, die in einein ersten Frequenzband (FBl) durchlässig ist,
- wobei der zweite Signalzweig (RX2, TX2) eine zweite Schaltung (F21, MA21; F22, MA22) umfasst, die in einem zweiten Frequenzband (FB2) durchlässig ist, die HF-Signale bei einer Sperrfrequenz (fnotch) zur Masse ableitet und somit den anten- nenseitigen Eingang des ersten Signalzweigs (RXl, TXl) HF- mässig mit der Masse verbindet.
2. Multiband-Schaltung
- mit zwei Signalzweigen (RXl, RX2; TXl, TX2) , die antennenseitig zu einem gemeinsamen Pfad (RX, TX) zusammengefasst sind,
- wobei der erste Signalzweig (RXl, TXl) in einem ersten Frequenzband (FBl) und der zweite Signalzweig (RX2, TX2) in einem zweiten Frequenzband (FB2) durchlässig ist,
- wobei im ersten Signalzweig (RXl, TXl) ein erstes Tiefpassfilter (MAIl, MAl2) und im zweiten Signalzweig (RX2, TX2) ein zweites Tiefpassfilter (MA21, MA22) angeordnet ist, die unmittelbar leitend miteinander und mit dem gemeinsamen Pfad
(RX, TX) verbunden sind.
3. Multiband-Schaltung nach Anspruch 2, wobei im zweiten Signalzweig (RX2, TX2) eine zweite Schaltung (F21, MA21; F22, MA22) angeordnet ist, die die HF-Signale bei einer Sperrfrequenz (fnotch) zur Masse ableitet.
4. Multiband-Schaltung nach Anspruch 1, wobei die erste Schaltung (FlI, MAIl; F12, MA12) ein erstes Tiefpassfilter (MAIl, MA12) und die zweite Schaltung (F21, MA21; F22, MA22) ein zweites Tiefpassfilter (MA21, MA22) um- fasst, die unmittelbar leitend miteinander und mit dem gemeinsamen Pfad (RX, TX) verbunden sind.
5. Multiband-Schaltung nach Anspruch 1 und 3, wobei das zweite Frequenzband (FB2) mindestens eine Oktave höher liegt als das erste Frequenzband (FBl) .
6. Multiband-Schaltung nach Anspruch 1 und 3, wobei die erste Schaltung (FlI, MAIl; F12, MA12) eine Übertragungsfunktion (I' ) aufweist, in der durch die Sperrfrequenz (fnotch) der zweiten Schaltung (F21, MA21; F22, MA22) eine Flanke (FL) erzeugt oder eine gegebene Flanke verstei- lert wird.
7. Multiband-Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Sperrfrequenz (fnotch) zwischen dem ersten und dem zweiten Frequenzband (FBl, FB2) liegt.
8. Multiband-Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Sperrfrequenz (fnotch) unterhalb des ersten Frequenzbands (FBl) liegt.
9. Multiband-Schaltung nach Anspruch 5, wobei die Sperrfrequenz (fnotch) oberhalb des zweiten Frequenzbands (FB2) liegt.
10. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, - wobei die erste Schaltung (FlI, MAIl; F12, MA12) einen Hochpass (FlI) umfasst,
- wobei die Sperrfrequenz (fnotch) im Durchlassbereich dieses Hochpasses (FIl) angeordnet ist.
11. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9,
- wobei die erste Schaltung (FlI, MAIl; F12, MA12) einen weiteren Tiefpass umfasst, und
- wobei die Sperrfrequenz (fnotch) im Durchlassbereich dieses Tiefpasses angeordnet ist.
12. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9,
- wobei die erste Schaltung (FlI, MAIl; F12, MA12) einen Bandpass umfasst,
- wobei die Sperrfrequenz (fnotch) oberhalb des Passbandes dieses Bandpasses angeordnet ist.
13. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 9,
- wobei die erste Schaltung (FlI, MAIl; F12, MA12) einen Bandpass umfasst,
- wobei die Sperrfrequenz (fnotch) unterhalb des Passbandes dieses Bandpasses angeordnet ist.
14. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 13, wobei das im ersten und/oder zweiten Signalzweig (RXl, TXl; RX2, TX2) angeordnete Tiefpassfilter (MAlI, MA12; MA21, MA22) antennenseitig angeordnet ist.
15. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der erste und der zweite Signalzweig (TXl, TX2) jeweils ein Sendepfad ist.
16. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der erste und der zweite Signalzweig (RXl, RX2) jeweils ein Empfangspfad ist.
17. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 16, wobei im ersten Signalzweig (RXl, TXl) dem darin angeordneten Tiefpassfilter (MAIl, MA12) ein drittes Filter (FlI, F12) nachgeschaltet ist, wobei im zweiten Signalzweig (RX2, TX2) dem darin angeordneten Tiefpassfilter (MA21, MA22) ein viertes Filter (F21, F22) nachgeschaltet ist.
18. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 oder 3 bis 17, wobei die erste und die zweite Schaltung konzentrierte LC- Elemente enthalten.
19. Multiband-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 18, umfassend einen weiteren Signalpfad, der einen weiteren ersten Signalzweig (RXl, TXl) und einen weiteren zweiten Signalzweig (RX2, TX2 ) umfasst, die antennenseitig zu einem gemeinsamen Pfad (RX, TX) zusammengefasst sind.
20. Elektrisches Bauelement, umfassend die Multiband-Schaltung nach Anspruch 18 sowie ein Substrat, in dem die konzentrierten LC-Elemente der Multiband-Schaltung integriert sind.
21. Bauelement nach Anspruch 20, wobei das Substrat Keramiklagen aufweist.
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