WO2006005841A1 - Dispositif de transition entre un guide d'ondes et deux circuits redondants chacun couple a une ligne coplanaire - Google Patents

Dispositif de transition entre un guide d'ondes et deux circuits redondants chacun couple a une ligne coplanaire Download PDF

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WO2006005841A1
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coplanar
coplanar line
line
transition device
ribbon
Prior art date
Application number
PCT/FR2005/001491
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English (en)
Inventor
Luc Lapierre
Jérôme PUECH
Odile Picon
Ahlem Ramdane
Elodie Richalot-Taisne
Original Assignee
Centre National D'etudes Spatiales (C.N.E.S.)
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Priority to AT05777137T priority patent/ATE451732T1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/08—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices
    • H01P5/10—Coupling devices of the waveguide type for linking dissimilar lines or devices for coupling balanced lines or devices with unbalanced lines or devices
    • H01P5/107—Hollow-waveguide/strip-line transitions

Definitions

  • the invention relates to a device for transition between a waveguide and at least two redundant circuits, called processing circuits, for the processing of signals received and / or transmitted by the waveguide, each processing circuit being coupled to a coplanar line of its own.
  • the device according to the invention is for example intended to be associated with a waveguide of an antenna for receiving microwave electromagnetic waves (for example in the Ka band) as part of a reception set, in the field of space communication.
  • the processing circuits are then, for example, low noise amplifier circuits (LNA, "Low”).
  • Noise Amplifier intended to amplify a signal received by the waveguide of the antenna
  • the device according to the invention is also suitable for other applications (in particular terrestrial) for receiving electromagnetic waves, in other applications
  • waveguide usually denotes a hollow tube of rectangular or possibly circular internal section, for example, made of an electrically conductive material, which tube is capable of confining and transporting electromagnetic waves in a longitudinal direction of said tube. , said longitudinal direction of propagation.
  • coplanar line commonly refer to a microwave circuit comprising three parallel strips of conducting material, all of which extend in the same plane on a dielectric material substrate layer: a central strip, called a central strip of transmission, and two lateral bands connected to the ground, said lateral mass bands.
  • the coplanar lines are adapted to convey electromagnetic energy to and / or from semiconductor integrated circuits.
  • circuits microwaves capable of conveying planar electromagnetic energy; but the coplanar lines are particularly appreciated for their coplanar structure which facilitates the connection of processing circuits (flip-chip assembly ...) and which offers low losses at high frequency.
  • waveguide / coplanar line whose operating modes are distinct, coexist within a set of reception and / or transmission: the waves transmitted through the space are received and / or transmitted by an antenna in waveguide technology; the transmission of a corresponding signal to and / or from a processing circuit is provided by a coplanar line. Between these two types of energy transmission, a transition device transforming the waveguide mode into coplanar mode (or vice versa) is necessary.
  • WO 93/22802 discloses a transition device between a receiver waveguide, of rectangular section, and a single coplanar line, for example able to power an amplificateu ⁇ circuit.
  • the coplanar line is arranged orthogonal to the longitudinal direction of propagation of the waveguide, outside thereof; it is extended by a probe inside the waveguide, which ensures the transition of the signal.
  • Such a transition device between a waveguide and a processing circuit via a single coplanar line has the disadvantage of not providing any redundancy.
  • the receiving assembly becomes totally inoperative in the event of failure of a component of the single amplifier circuit powered by said coplanar line, or in the event of imperfections of the coplanar line or damage to it.
  • the invention aims to overcome this drawback by proposing a redundant transition device between a waveguide and at least two redundant processing circuits, each coupled to a coplanar transition line of its own. In reception as in transmission, the signal must be processed by only one processing circuit at a time, and the transmission of the signal must, at all times, be ensured only by a single coplanar line at a time, then called coplanar line active.
  • this constraint supposes that it is possible to choose, according to the state of each of the processing circuits, the coplanar line that one wishes to be active and to neutralize the other coplanar line, then called coplanar line inactive.
  • Redundant topographies with coplanar lines called single-pole topographies and double-line topographies, are already known, such as those described in the publication "Original MEMS-based single pole double throw topology for millimeter wave space communication" (David Dubuc et al., LAAS -
  • the topography described comprises an upstream coplanar line which splits into two parallel branches on the same face of a substrate, each branch forming a downstream coplanar line.
  • One of the downstream lines called the parallel coplanar line, is provided with a quarter-wave inverter followed by a microelectromechanical switch, called MEMS or MEM switch, connected in parallel.
  • MEMS microelectromechanical switch
  • the other downstream line called the series coplanar line, is provided with a series-mounted MEMS.
  • Each downstream coplanar line carries and supplies, downstream of the MEMS, an amplifier circuit composed of a filter and two low noise amplifiers.
  • the two MEMS are activated (in other words, none of the MEMS are energized), and the operating amplifier circuit is that powered by the parallel coplanar line.
  • the two MEMS are activated (turned on) to allow the use of the amplifier circuit of the serial line: the parallel coplanar line, short-circuited, is then neutralized, and the line coplanar series, closed by its MEMS, becomes busy and therefore active.
  • Such a topography is used as a low-noise redundant front-end circuit in a high-reliability space repeater. It realizes a redundant transition device between an upstream coplanar line and the two low-noise amplifier circuits that it carries.
  • width of a coplanar line or a topography formed by coplanar lines or an element of a coplanar line designates a dimension of said line or topography or element according to a direction, said transverse direction, orthogonal to the longitudinal direction of the line (s) coplanar (s) and parallel to the plane of said line (s).
  • the aim of the invention is to propose a redundant device for transition between a waveguide and at least two independent and redundant processing circuits, each coupled to a coplanar line, which transition device makes it possible to provide redundancy to overcome a possible failure of one of the processing circuits or any damage suffered by one of the coplanar lines, and moreover has a small footprint.
  • the purpose of the invention is to provide both redundant transition devices adapted to electromagnetic wave reception applications -the device then ensuring the transition to the operating circuit of a signal received by the waveguide -, that redundant transition devices adapted to electromagnetic wave emission applications -the device then ensuring the transition to the waveguide of a signal transmitted by the operating processing circuit-.
  • An object of the invention is notably to provide a redundant transition device between a waveguide of a microwave reception satellite antenna and two low noise amplifier circuits.
  • the invention also aims to provide a more compact transition device and in particular adapted to be integrated into a reception set with a multiple antenna, such as an antenna called FAFR antenna ("Focal Array Fed Reflector").
  • a multiple antenna such as an antenna called FAFR antenna ("Focal Array Fed Reflector").
  • the waveguide and the associated redundant transition device must have a transverse dimension smaller than the pitch between the elementary antennas of the FAFR antenna.
  • the invention aims to provide a waveguide and an associated redundant transition device, whose cross section has a dimension of less than about ten millimeters when they are intended for a multiple wave reception antenna. frequencies between 27 and 31 GHz (Ka band).
  • Another object of the invention is to provide a redundant transition device displaying improved performance in terms of the quality of the transition and the transmission of the signal to the processing circuits or from the latter (reduced losses, low noise, etc.) .
  • the invention aims to provide a device in which the losses during the transition between the waveguide and each coplanar line and the losses along said coplanar lines are very small.
  • the invention aims to provide a device meeting the particularly severe requirements of space communication.
  • Another object of the invention is to provide a redundant transition device having an enlarged operating frequency band.
  • the invention also aims at providing a range of transition devices each adapted to a predetermined frequency band.
  • Another object of the invention is to provide a redundant transition device for reception set, which is able not only to transmit a signal to only one of the processing circuits at a time, but also to transmit the same signal. signal regardless of the operating circuit.
  • the invention proposes a transition device capable of providing the same electric field phase term and the same input impedance of the two processing circuits (phase and impedance seen from said circuits), as well as the same phase term. of electric field at the input of the waveguide (phase seen from said guide).
  • the invention also aims to achieve all these objectives while providing an inexpensive transition device, whose manufacturing costs (processes and materials used ...) are limited.
  • the invention relates to a redundant transition device between an electromagnetic waveguide and at least two redundant circuits, called processing circuits, this transition device comprising two coplanar lines formed on a plate, said substrate, of a dielectric material.
  • Each coplanar line comprises, in the same plane, a central transmission ribbon and two lateral mass bands on either side of said ribbon, separated from the latter by electromagnetic wave guide slots, which ribbon and strips extend mainly in a direction said longitudinal direction of line.
  • Each coplanar line has a longitudinal end, called the connection end, intended to be coupled to one of the processing circuits, which is specific to said coplanar line.
  • the device according to the invention is characterized in that:
  • the two coplanar lines extend on both sides of the same substrate, on two opposite main faces thereof,
  • each coplanar line extends, at least in part, inside the waveguide, each coplanar line has a longitudinal end, called the transfer end, opposite its connection end, adapted to channel a wave electromagnetic between the waveguide and the slots of said coplanar line,
  • each coplanar line is provided with means, called phase-shifting means, adapted to invert the phase of an electric field on one side of the central transmission ribbon of said coplanar line, with a view to transmitting electrical energy essentially in accordance with a coplanar mode along said transmission ribbon between the phase shifter means and the processing circuit, and an electrical power transmission substantially in a guide mode in the waveguide beyond the transfer end.
  • phase-shifting means adapted to invert the phase of an electric field on one side of the central transmission ribbon of said coplanar line, with a view to transmitting electrical energy essentially in accordance with a coplanar mode along said transmission ribbon between the phase shifter means and the processing circuit, and an electrical power transmission substantially in a guide mode in the waveguide beyond the transfer end.
  • the expression “inverting the phase of an electric field” means increasing or decreasing by ⁇ the phase term of said field.
  • the electric fields propagating in the slots of the coplanar line have reversed phases; they induce an electric current in the central transmission ribbon of said coplanar line.
  • the "guide mode” refers to a propagation mode of an electric field in a waveguide, such as the so-called TE10 mode for example.
  • the expression “beyond the transfer end” means, respectively, upstream thereof in reception and downstream of it in transmission (that is to say outside the coplanar line). , the terms “upstream” and “downstream” referring to the wave propagation direction and therefore the signal.
  • a received electric field thus propagates in guide mode in the waveguide, then is led to the slots of a coplanar line according to the invention via the transfer end of said line, slots wherein the resulting fields propagate in coplanar mode downstream of the phase shifter means.
  • Upstream of the phase-shifting means two cases occur according to the position of said means. If the phase-shifting means of the line are located at a distance, downstream, from its transfer end, the electric fields entering the slots of the line at the output of the transfer end propagate to the phase-shifting means in a so-called slot mode, in which they present the same phase and do not induce any current in the ribbon.
  • the slot mode is a parasitic mode, which the phase-shifting means according to the invention make it possible to transform at least partially in coplanar mode (the proportion of electrical energy transmitted in coplanar mode by the line, downstream of the phase-shifting means, being dominant over to that transmitted in slot mode).
  • coplanar mode the proportion of electrical energy transmitted in coplanar mode by the line, downstream of the phase-shifting means, being dominant over to that transmitted in slot mode.
  • the device according to the invention therefore essentially comprises two coplanar lines formed (for example etched) on either side of a substrate, arranged (at least partially) inside a waveguide.
  • topographies comprising two coplanar lines formed facing one another, on either side of a layer of dielectric material. But these known topographies (so-called couplers) are used only to take advantage of the coupling phenomena that occur between the two coplanar lines, possibly for transmission of a signal from one line to another.
  • the coplanar lines and the substrate advantageously have a nature and dimensions adapted for a parameter, known under the name coupling parameter S 4J , less than -2OdB.
  • the maximum transverse dimension of a transition device according to the invention corresponds to the maximum width of one and only one coplanar line.
  • the device according to the invention which is more compact than the known redundant topographies, can therefore be integrated in a waveguide of very small transverse dimension. It is suitable for multiple antennas of FAFR type.
  • the two coplanar lines extend facing one another on either side of the substrate.
  • the two coplanar lines extend in a direction of propagation of the waveguide. In other words, the longitudinal direction of each coplanar line is parallel to the propagation direction of the waveguide.
  • the substrate extends in a median longitudinal plane of the waveguide.
  • the median longitudinal plane of the waveguide means a plane containing the longitudinal direction of propagation of the waveguide and which delimits two equal parts of the waveguide. This characteristic contributes to the performance of the device according to the invention, given that the amplitude of an electric field transported by the waveguide is maximum in a central region of said guide.
  • each coplanar line is also provided with a switch for an activation or deactivation of said coplanar line.
  • said switches are further adapted to be able to be controlled so that the coplanar lines present each instant opposite states, respectively active and inactive, so that the received signal is transmitted on only one line at a time, to a single processing circuit.
  • any switches are furthermore adapted to be able to be controlled so as to activate at each instant at least the coplanar line associated with the operating circuit (it it is not excluded to activate the two coplanar lines).
  • a coplanar line is said to be active when it is busy, that is to say capable of transmitting electrical energy by propagation of an electric field (that is to say of an electromagnetic wave) in its slots essentially in coplanar mode (and thus by generation and circulation of an electric current in its central transmission ribbon).
  • a coplanar line is said to be inactive when it can not transmit electrical energy.
  • the transition device has the following combination of characteristics:
  • one of the coplanar lines has an interrupted central transmission ribbon, formed of two distant portions extending in the extension of one another, the other coplanar line, the so-called parallel coplanar line.
  • the switch of the series coplanar line called series switch
  • the series switch is connected in series so as to connect (structurally) the two remote portions of the central transmission ribbon, so that the series coplanar line is active when the serial switch is in a state, said passing state, in which it realizes an electrical connection between the two portions of the central transmission ribbon;
  • the series coplanar line is active when a voltage higher than absolute value at a switch threshold voltage of the series switch is applied to said switch, said series line being inactive otherwise (i.e.
  • the serial line ' is inactive in particular when no voltage is applied to the serial switch, the switch of the parallel coplanar line, called the parallel switch, is connected in parallel so as to be able to connect the central transmission ribbon to at least one of the strips and preferably to the two side strips of mass of said coplanar line; parallel, so that the parallel coplanar line is inactive, because neutralized by short circuit, when the parallel switch is in a state, said passing state, in which it realizes an electrical connection between the central transmission ribbon and the (the) lateral band (s) of mass; in particular, the parallel line is inactive when a voltage greater than absolute value at a threshold voltage of activation of the parallel switch is applied to said switch, said parallel line being active in the opposite case (that is to say when the voltage applied to the serial switch is less than absolute value at said activation threshold voltage); in particular, it is active when no voltage is applied to the parallel switch.
  • At least one and preferably each switch comprises a diode.
  • the series switch is formed of a diode;
  • the parallel switch is formed of a first diode connecting the central transmission ribbon of the coplanar line parallel to one of its lateral mass bands, and a second diode connecting said ribbon to the other lateral mass band of said parallel coplanar line.
  • at least one and preferably each switch is a microelectromechanical switch, referred to as the MEM switch.
  • the two switches are of the same type (diode or MEMS).
  • the switches of the two coplanar lines are offset in a longitudinal direction of the substrate (which coincides with the longitudinal directions of the two lines when the opposite faces of the substrate are parallel), a relative distance substantially equal to a quarter of a wavelength called wavelength guided device ( ⁇ / 4).
  • ⁇ wavelength guided device
  • Terms "guided wavelength of the device ( ⁇ )” means a central wavelength (over the frequency band) that the coplanar line is suitable for carrying, which guided wavelength depends on the frequency band of receiving and / or transmitting the waveguide and the permittivity of the substrate.
  • Such a relative arrangement of the switches makes it possible to impose the same phase term at the input of the waveguide (phase seen from the waveguide) to the electric field reflected by the two coplanar lines, especially in reception and in the case where the two coplanar lines would be inactive (the parallel coplanar line is then closed by a short circuit, while the series coplanar line is open).
  • the coplanar lines are offset, in the longitudinal direction of the substrate, by a relative distance substantially equal to ⁇ / 4, whereas the distance between each switch and the transfer end of the corresponding coplanar line is substantially the same. for the two coplanar lines.
  • At least one lateral band of mass of at least one and preferably of each coplanar line has, at the transfer end of said line, an end edge, called a transfer edge.
  • said band which extends obliquely away transversely and longitudinally from a central portion of the coplanar line.
  • the lateral band of mass ends with an end, said transfer end of said band, in the form of tapered tip outwards (the tip is on a lateral edge of the band).
  • each of the two lateral mass bands of each coplanar line has a bias transfer edge, as previously described.
  • Each of these songs preferably extends in projection of the central transmission ribbon in the longitudinal direction of line.
  • the bias seam (s) at lateral bias of the lateral bands provide (s) progressive guidance of the electromagnetic wave between the walls of the waveguide and the slots of the coplanar line, and allows to move from one transmission mode to another (guide mode in the waveguide, slot mode or coplanar mode on the coplanar line).
  • the bias song may be rectilinear or, on the contrary, curved in a form (rounded, exponential, or preferably hyperbolic ...) optimized so as to limit the reflection phenomena of the electric field.
  • the transmission ribbon of at least one and preferably each coplanar line has, at the transfer end of said line, an end edge, said edge of transfer ribbon, forming a tip. Note that the longitudinal end of the ribbon, delimited by this transfer edge, is said ribbon transfer end.
  • the central ribbon has a tip-shaped transfer edge and the two sidebands have angled transfer edges.
  • Such a configuration is particularly advantageous in reception, considering that it makes it possible to significantly limit the portion of the electric field flux (transmitted by the waveguide) which is reflected towards the waveguide by the frontal edge of the coplanar line. at its transfer end, which frontal edge is formed by the transfer edges of the lateral bands and the central ribbon. It is also advantageous in emission, favoring the transfer of the electric field from the slots of the active coplanar line to the waveguide and the transition from one transmission mode to another.
  • the phase shifter means of the coplanar lines are adapted to invert the phase of an electric field on opposite sides of the central transmission ribbons.
  • the phase-shifting means of one lines act on the electric field on one side of this median plane, while the phase-shifting means on the other line act on the electric field on the other side of this median plane.
  • the inventors have demonstrated that such an arrangement phase-shifting means made it possible to further reduce the possible coupling phenomena.
  • the phase-shifting means have one or more of the following characteristics: the phase-shifting means of at least one and preferably of each coplanar line comprise a lateral extension of the central transmission ribbon of said line; coplanar, called lateral extension of phase shift,
  • phase-shifting means of the coplanar line are formed by a single lateral extension of phase shift of its central transmission band, able to impose a phase shift of the order of ⁇ ,
  • the phase-shifting means of the coplanar line are formed by two consecutive lateral extensions (in the longitudinal line direction) of its central transmission ribbon, which extend on the same side of said ribbon.
  • Each lateral extension of phase shift is in this case adapted to impose the electric field a phase shift of the order of ⁇ / 2, which allows to provide lateral extensions of width (transverse dimension) less.
  • Such a coplanar line thus has a reduced transverse size, which allows its integration into waveguides of very small transverse dimensions.
  • the presence of two consecutive phase shift extensions makes it necessary to design a longer coplanar line.
  • At least one lateral extension of phase shift of a central transmission band has a shape of a rectangle
  • At least one lateral extension of phase shift of a central transmission band has a trapezoidal shape
  • at least one lateral extension of phase shift of a central transmission ribbon has a shape of disk portion, and for example of half-disk.
  • the transfer end of at least one and preferably of each coplanar line is asymmetrical: at this end, one of the lateral mass bands of the line forms a longitudinal extension projecting in the direction longitudinal line, the other lateral mass band and the central ribbon transmission of the coplanar line.
  • the lateral bands of mass of the line have transfer edges (preferably both obliquely, as previously explained) which are offset in the longitudinal direction.
  • the phase-shifting means of such a coplanar line comprise, on the one hand, said longitudinal extension of the lateral mass band, and on the other hand a bridge made of conductive material, called air bridge, spanning the central transmission ribbon and connecting the two lateral bands of mass, which bridge is preferably arranged in close proximity to the transfer end of the tape.
  • phase-shifting means of the two coplanar lines are preferably of the same type (single lateral extension or double lateral extension of the ribbon or asymmetry of the transfer end of the line associated with an air bridge).
  • the coplanar lines are preferably identical (with the exception of the possible discontinuity of the central ribbon of one of the lines) so as to obtain an identical reception or emission of signals whatever the processing circuit operating.
  • the substrate is preferably homogeneous and isotropic, or at least symmetrical with respect to a longitudinal median plane extending between its main faces, so as to have the same electrical permittivity on each of its faces.
  • the processing circuits each comprise at least one low-noise amplifier, called LNA amplifier, mounted in "flip-chip" on the associated coplanar line, at the same time. connection end thereof.
  • the central transmission ribbon and the slots of each coplanar line have respective nominal widths adapted so that the input impedance of the processing circuit is optimal in terms of noise limitation, which widths depend on the electrical permittivity of the substrate.
  • the central transmission ribbon and the slots of each coplanar line have respective nominal widths adapted so that the input impedance of the amplifier
  • LNA is substantially equal to 50 ⁇ . It should be noted that the terms “nominal width of a slot” denote an average width of the slot, and that the terms “nominal width of a central transmission ribbon” denote an average width of the ribbon outside of its (their) eventual (s) lateral extension (s) of phase shift.
  • the central transmission ribbons -respectively the slots -of the two coplanar lines preferably have the same width, in order to impose the same input impedance of the two processing circuits, for identical reception of the signal regardless of the active coplanar line. and the operating processing circuit.
  • the substrate has an electrical permittivity ⁇ r less than 5 and a thickness greater than 0.5 mm,
  • each coplanar line has a central transmission ribbon of length less than 3.5 mm between the phase-shifting means and a first point of connection of the ribbon to the processing circuit (portion of the ribbon along which the propagation takes place in coplanar mode ); to note that such coplanar transmission length of the ribbon is also suitable for a transmission device,
  • each coplanar line has a central transmission ribbon with a nominal width of between 10 and 170 ⁇ m and slots with a nominal width of between 10 and 150 ⁇ m, to obtain an impedance of 50 ⁇ at the input of the processing circuit; the line may have larger nominal widths of ribbon and slots for a higher impedance (75 or 100 ⁇ for example).
  • the substrate has an electrical permittivity ⁇ r less than 5 and a thickness greater than 0.5 mm,
  • each coplanar line has a central transmission ribbon less than 3 mm long between the phase-shifting means and a first point of connection to the processing circuit
  • each coplanar line has a central transmission ribbon with a width of between 10 and 170 ⁇ m, and slots with a width of between 10 and 150 ⁇ m.
  • the invention also relates to a transition device characterized in combination by all or some of the characteristics mentioned above and below.
  • FIG. 1 is a schematic sectional view of a transition device according to the invention, in a transverse plane (orthogonal plane to the longitudinal direction of propagation of the waveguide) through the processing circuits
  • FIG. 2 is a schematic view from above of the device of FIG. 1, presented outside of any waveguide,
  • FIG. 3 is a reproduction of Figure 2 of which are referenced odds sizing
  • - Figure 4 is a schematic bottom view of the device of Figure I 5 presented without any waveguide
  • FIG. 5 is a schematic sectional view of the device of FIG. 1, along a transverse plane passing through the phase shifter means of the coplanar lines of the device,
  • FIG. 6 is a reproduction of FIG. 5 on which are referenced sizing,
  • FIG. 7 is a schematic view from above of part of a coplanar line of another device according to the invention.
  • FIG. 8 is a schematic view from above of part of a coplanar line of another device according to the invention.
  • FIG. 9 illustrates an electronic operating diagram of the quadrupole formed by two coplanar lines facing one another according to the invention.
  • FIGS. 1 to 6 illustrate a device according to the invention, of transition between a receiver waveguide 1 of rectangular cross-section, or even substantially square, and two processing circuits 2 and 3 each consisting of a low-noise amplifier , called LNA amplifier.
  • LNA amplifier low-noise amplifier
  • the device according to the invention comprises two coplanar lines 5 and 6 in conductive material, formed by metallization on a plate 4 of dielectric material called substrate.
  • the coplanar lines 5 and 6 extend on opposite parallel faces 27, 28 of the substrate; they extend facing one another in a direction orthogonal to said faces.
  • the coplanar lines 5, 6 are arranged in the waveguide 1 so that the longitudinal direction of the lines is parallel to the longitudinal direction of propagation of the waveguide, and that at least a part upstream of said lines extends into the waveguide.
  • the terms "downstream” and “upstream” are used with reference to the direction of propagation of the signal, which is parallel to the longitudinal directions of the waveguide and coplanar lines. , and with reference to the direction of propagation of the signal, which signal moves from the waveguide and the transfer ends of the coplanar lines to the processing circuits 2, 3.
  • the coplanar lines 5, 6 preferably extend entirely into the waveguide 1.
  • the coplanar lines 5, 6 are arranged in the waveguide 1 in a median plane thereof, so that the wave reception is maximum.
  • Each coplanar line 5 (respectively 6) comprises a central transmission tape 7 (respectively 10), and two lateral mass bands 8 and 9 (respectively 11 and 12) connected to a mass.
  • Each coplanar line 5 has a connection end 17 on which the LNA amplifier 2 is mounted according to a so-called "flip-chip” technique, and an opposite transfer end 16 adapted to provide guidance of the electric field (ie say the electromagnetic wave) from the waveguide 1 to the slots 21, 22 of the coplanar line.
  • the lateral mass strips 8 and 9 of the coplanar line 5 have, at the transfer end 16 of said line, respective transfer edges 13, 14 which extend obliquely towards the outside of the line. line (these songs extend obliquely away from a central portion of the line both in the longitudinal direction and in the transverse direction). The transfer songs 13 and 14 thus make an inlet opening of the electric field in the slots 21, 22.
  • the transfer songs 13, 14 at an angle protrude, in the longitudinal direction, from the central transmission tape 7. Furthermore, the central transmission tape 7 ends with a transfer edge 15 in the shape of a point.
  • the angled shape of the transfer songs 13, 14 and the sharp edge of the transfer edge 15 make it possible to limit the part of the flow incident (transmitted by the waveguide) which is reflected by the coplanar line 5.
  • the transfer end of the coplanar line 5, as defined according to the invention corresponds to the portion of said line extending (in the longitudinal direction) from the two extreme end points of its mass strips to the extreme tip 15 of its central ribbon.
  • the coplanar line 6 has connection and transfer ends identical to those of the coplanar line 5.
  • the ribbon 7 of the coplanar line 5 is continuous
  • the central transmission ribbon 10 of the coplanar line 6 is discontinuous. . It is formed of two portions 29, 30 separated, aligned (in the longitudinal direction) in the extension of one another.
  • the coplanar line 5, called parallel coplanar line, is provided with a microelectromechanical switch 18, called parallel MEM switch, which straddles the central ribbon 7 and connects the two side strips 8, 9 of the line.
  • MEM switch 18 When a voltage greater than an activation threshold voltage MEM switch 18 is applied to said switch, it collapses to come into contact with the central ribbon 7; the ribbon 7 and the ground strips 8, 9 are then electrically connected, and the parallel coplanar line 5 is neutralized by short circuit (and therefore inactive).
  • the transmission ribbon 7 can convey, up to the LNA amplifier 2, any current generated by the propagation of a coplanar electric field in the slots 21, 22
  • the parallel coplanar line 5 is then active.
  • the coplanar line 6, called the series coplanar line, is provided with a microelectromechanical switch 19, called a series MEM switch, which forms a bridge connecting the two portions 29, 30 of the central ribbon 10 of the line.
  • MEM 19 is applied to said switch, it collapses to come into contact with the face 28 of the substrate and fill the space 20 between the two portions
  • the MEM switch 19 then produces a connecting portion of the central transmission ribbon 10, which on the one hand allows the propagation of an electric field in the slots 23, 24 between the two portions 29, 30 of the ribbon, and secondly electrically connects said portions. A current is thus generated in the ribbon, and the serial coplanar line is activated.
  • no voltage is applied to the series MEM switch 19
  • no electric field can propagate in the slots 23, 24 between the portions 29, 30 of the strip 10 (generally, the opposing phase electric fields are superimposed and cancel in the space 20), and the series coplanar line 6 is then inactive.
  • Each coplanar line 5, 6 furthermore comprises phase-shifting means 25, 26 formed by a lateral extension of the trapezoid-shaped central transmission strip 7, 10.
  • phase-shifting means 25, 26 formed by a lateral extension of the trapezoid-shaped central transmission strip 7, 10.
  • Such a lateral extension 25, 26, called lateral extension of phase shift makes it possible to delay the electric field propagating in the slot 22, 24 which is adjacent to it, so as to invert the phase of this field with respect to the electric field propagating in the slot 21, 23 opposite, on the other side of the transmission ribbon.
  • a current can thus be generated in the central transmission strip 7 (respectively 10) by the opposing phase fields propagating in the slots 21, 22 (respectively 23). , 24), if the line is active.
  • the lateral phase shift extensions 25, 26 extend on opposite sides of the transmission ribbons 7, 10, as illustrated in FIG. 5. In other words, they are not opposite each other. of the substrate (in a direction orthogonal to the planes of the coplanar lines).
  • the parallel MEM switch 18 is arranged immediately downstream of the lateral phase shift extension 25 of the parallel coplanar line.
  • the series MEM switch 19 is arranged downstream of the lateral phase shift extension 26 of the series coplanar line, at a distance substantially equal to ⁇ / 4 of an imaginary point taken on the series coplanar line so that the distance between this point and the lateral extension 26 corresponds substantially to the distance between the parallel MEM switch 18 and the lateral extension 25 of the parallel coplanar line.
  • the two switches MEM are shifted by ⁇ / 4 on the coplanar lines, ⁇ denoting a guided central wavelength transported by the coplanar line.
  • the standing wave ratio is equivalent on the two coplanar lines.
  • the illustrated device is intended for a set of microwave reception of frequencies between 27 and 31 GHz.
  • the substrate and the coplanar lines are sized both to carry such microwaves and so that the coupling phenomena of the two coplanar lines are minimized.
  • the dimensions reported below are referenced in FIGS. 3 and 6, in which the relative proportions of these dimensions have not necessarily been respected: the width i of the coplanar lines 5, 6, which also corresponds to the width (smaller side ) of the waveguide 1, is between 3 and 4.5 mm, which allows the integration of the device according to the invention in a FAFR multiple antenna; it is for example of the order of 4 mm,
  • the length L of each coplanar line is less than 3.5 mm and is for example of the order of 2.5 mm. Note that the coupling phenomena of the two lines decrease when the length of the coplanar lines decreases, - the nominal width w (width outside the lateral extension of phase shift 25, 26) of the transmission ribbon 7, 10 of each coplanar line is between 10 and 170 ⁇ m; it is for example 40 ⁇ m,
  • the nominal width s of each of the slots 21-24 of the coplanar lines is between 10 and 150 ⁇ m; it is, for example, 50 ⁇ m, the previous dimensions w and s being thus chosen to impose an impedance of 50 ⁇ at the input of the LNA; the device according to the invention may, however, be sized for processing circuits (and in particular LNA amplifiers) requiring other impedances (25, 75, 100 ⁇ ); the widths w and s are adapted accordingly, the width d of the lateral phase shift extension 25, 26 of each coplanar line is between 1 and 3 mm; it is for example 2.80 mm; the angle ⁇ of the trapezoidal lateral extension is between 10 and 40 °; it is for example of the order of 25 °, the dimension p, in the longitudinal direction, of the oblique transfer edge 13, 14 of the lateral mass bands of each coplanar line is greater than 5 mm, and in particular between 5 and 13 mm; it is for example 11 mm,
  • the metallization thickness t of the coplanar lines is between 9 and 35 ⁇ m; it is for example of the order of 17.5 ⁇ m,
  • the thickness e of the substrate is greater than 0.200 mm; it is chosen according to the electrical permittivity ⁇ r of the constituent material of said substrate; by way of example, the susbtrate is made of a synthetic material known by the name TMM4 of electrical permittivity ⁇ r equal to 4.5; its thickness e is 0.508 mm or 0.762 mm.
  • TMM4 electrical permittivity
  • the coupling parasitic phenomena of the two lines decrease when the thickness e of the substrate is increased and / or when its electrical permittivity ⁇ r is decreased. But increasing the thickness of the substrate and the choice of a more efficient material increases the cost of the device. Conversely, the coupling decreases when the transmission length L of the line is reduced. The dimensioning of the substrate and coplanar lines thus results from a compromise between desired performances, economic and financial constraints and geometric constraints imposed by the structure of the antenna.
  • the coupling parameters S 41 and S 14 (see FIG. 9) between the input (transfer end) of a coplanar line and the output (connection end) of the other coplanar line take values lower than -1OdB sure the entire frequency band, and in particular less than -25dB over the majority of said band,
  • the transmission parameters S 2 and Sj 2 between the input and the output of the same coplanar line take values greater than -2 dB over the entire frequency band, and in particular greater than -0.5 dB over the majority of the said band,
  • the reflection parameter Sj 1 at the input of the coplanar lines takes values less than -2OdB over the entire frequency band, and in particular less than -3OdB over the majority of said band, the insertion parameter between the guide waveforms (in TE10 guide mode) and coplanar lines (in coplanar mode) takes values greater than -1.5 dB over the entire frequency band.
  • FIG. 7 illustrates a coplanar line of another device according to the invention, the phase-shifting means of which consist of a lateral extension 32 of the central ribbon of the line, which has the shape of a disk portion.
  • this lateral extension has a transverse dimension "a" greater than 0.5 mm and preferably between 1 and 2.8 mm ; it is for example of the order of 2.40 mm, the disk having a radius of the order of 1, 4 mm.
  • FIG. 8 illustrates a coplanar line 33 of another device according to the invention, in which the phase difference between the fields propagating in the two slots of said coplanar line is provided by an asymmetrical geometry of its transfer end 37.
  • the coplanar line 33 has a first lateral band of mass 36, the transfer edge 38 of which protrudes in the direction longitudinally, the central transmission ribbon 34 and the second lateral mass band 35 of the line. As explained above, this edge 38 also extends obliquely between a central angle 43 and a lateral end point 42.
  • the lateral mass band 36 thus comprises a longitudinal extension 48 projecting from the other ground strip and the ribbon of transmission.
  • the central transmission ribbon 34 of the coplanar line 33 has a tip-shaped transfer edge 39 which extends substantially to the right (in the transverse direction) of the central angle 43 of the first lateral mass band.
  • the second lateral mass band 35 has a transfer edge 40 which extends obliquely away longitudinally and transversely from a central point of the coplanar line between a central angle 45 and a lateral tip 44.
  • This lateral point 44 is located at the right (in the transverse direction) or at the recess (in the longitudinal direction) of the transfer tip 39 of the transmission ribbon. It is further shifted, in the longitudinal direction, with respect to the lateral tip 42 of the other ground strip, by a relative distance substantially equal to ⁇ / 2 (where ⁇ denotes the guided wavelength - central of the coplanar line and the device).
  • central angle 43, 45 of the lateral mass band 36, 35 is advantageously rounded (unlike the example shown) to facilitate the transfer of the field in the slot 46, 47 adjacent.
  • the transfer end 37 of the line corresponds to the portion of said line which extends between the end tip 42 of the first lateral mass band and the central angle 45 the second lateral band of mass. Due to its asymmetry, the electric fields propagating in the slots 46, 47 of the line have substantially opposite phases from the central angle 45 of the second lateral mass band.
  • the phase-shifting means also include an air bridge 41 of conductive material, arranged downstream of the entrance of the slot 47, close to the latter. This bridge makes it possible to eliminate any residual parasitic modes (slot mode ...), with a view to a transmission essentially in coplanar mode downstream of said bridge 41.
  • the position of the switches of the device illustrated in FIGS. 1 to 6 can be reversed, according to the following arrangement: the series switch is arranged between the phase-shifting means and the connection end of the series coplanar line, in the immediate vicinity of said means phase shifters; the parallel switch is arranged between the phase-shifting means and the connection end of the parallel coplanar line, at a distance from said phase-shifting means, and more precisely from a point of the parallel line situated opposite the series switch, substantially equal to a quarter an average wavelength of propagation of the waveguide.
  • the parallel switch is shifted downstream (in reception) by a distance equal to ⁇ / 4 with respect to the serial switch.
  • each coplanar line is not necessarily symmetrical (outside the phase-shifting means) with respect to its central transmission ribbon.
  • the lateral band of mass opposite to the phase-shifting means is advantageously of restricted width, in order to obtain a device of reduced size.
  • transition device can be integrated into a wave emission assembly, in which the processing circuits each consist of a power amplifier of the SSPA ("solid state power amplifier") type. .
  • a device according to the invention for other reception applications (in the microwave, and in particular in the V-band around 60 GHz, but also in other frequencies) or program.

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Abstract

L'invention concerne un dispositif redondant de transition entre un guide d'ondes (1) et au moins deux circuits de traitement redondants (2, 3). Ce dispositif comprenant deux lignes coplanaires (5, 6) non couplées, formées de part et d'autre d'une même plaque de substrat (4), et qui s'étendent au moins pour partie à l'intérieur du guide d'ondes (1). Chaque ligne coplanaire (5) présente une extrémité longitudinale (17) de connexion à l'un (2) des circuits de traitement, et une extrémité longitudinale (16) de transfert (16), adaptée pour canaliser une onde électromagnétique entre le guide d'ondes et les fentes (21, 22) de ladite ligne coplanaire. Chaque ligne coplanaire (5, 6) est munie de moyens (25, 26) déphaseurs, adaptés pour inverser la phase d'un champ électrique d'un côté du ruban central de transmission (7, 10) de ladite ligne coplanaire.

Description

DISPOSITIF DE TRANSITION ENTRE UN GUIDE D'ONDES ET DEUX CRCUITS REDONDANTS CHACUN COUPLÉ À UNE LIGNE COPLANAIRE
L'invention concerne un dispositif de transition entre un guide d'ondes et au moins deux circuits redondants, dit circuits de traitement, pour le traitement de signaux reçus et/ou émis par le guide d'ondes, chaque circuit de traitement étant couplé à une ligne coplanaire qui lui est propre.
Le dispositif selon l'invention est par exemple destiné à être associé à un guide d'ondes d'une antenne de réception d'ondes électromagnétiques hyperfréquences (par exemple dans la bande Ka) dans le cadre d'un ensemble de réception, dans le domaine de la communication spatiale. Les circuits de traitement sont alors par exemple des circuits amplificateurs à faible bruit (dits LNA, "Low
Noise Amplifier"), destinés à amplifier un signal reçu par le guide d'ondes de l'antenne. Le dispositif selon l'invention convient également à d'autres applications (notamment terrestres) de réception d'ondes électromagnétiques, dans d'autres
•bandes de fréquences. Il convient également à des applications d'émission d'ondes électromagnétiques (éventuellement sur de longues distances) au moyen d'un guide d'ondes à partir de signaux traités par un circuit de traitement.
On désigne par "guide d'ondes", de façon usuelle, un tube creux de section interne rectangulaire ou éventuellement circulaire par exemple, en un matériau électriquement conducteur, lequel tube est apte à confiner et transporter des ondes électromagnétiques selon une direction longitudinale dudit tube, dite direction longitudinale de propagation.
Par ailleurs, les termes "ligne coplanaire" désignent de façon usuelle un circuit hyperfréquence comprenant trois bandes parallèles en matériau conducteur, qui s'étendent toutes dans un même plan sur une couche de substrat en matériau diélectrique : une bande centrale, dite ruban central de transmission, et deux bandes latérales reliées à la masse, dites bandes de masse latérales. Les lignes coplanaires sont adaptées pour véhiculer une énergie électromagnétique vers et/ou à depuis des circuits intégrés semi-conducteurs. Il existe d'autres types de circuits hyperfréquences aptes à véhiculer une énergie électromagnétique de façon planaire ; mais les lignes coplanaires sont particulièrement appréciées pour leur structure coplanaire qui facilite la connexion des circuits de traitement (montage en "flip- chip"...) et qui offre de faibles pertes à haute fréquence. Ces deux technologies (guide d'ondes/ligne coplanaire), dont les modes de fonctionnement sont distincts, se côtoient au sein d'un ensemble de réception et/ou d'émission : les ondes transmises à travers l'espace sont reçues et/ou émises par une antenne en technologie guide d'ondes ; la transmission d'un signal correspondant jusqu'à et/ou depuis un circuit de traitement est assurée par une ligne coplanaire. Entre ces deux types de transmission d'énergie, un dispositif de transition transformant le mode guide d'ondes en mode coplanaire (ou inversement) est nécessaire.
WO 93/22802 décrit un dispositif de transition entre un guide d'ondes récepteur, de section rectangulaire, et une ligne coplanaire unique, pouvant par exemple alimenter un circuit amplificateuï. La ligne coplanaire est agencée orthogonalement à la direction longitudinale de propagation du guide d'ondes, à l'extérieur de celui-ci ; elle est prolongée par une sonde à l'intérieur du guide d'ondes, qui assure la transition du signal.
Un tel dispositif de transition entre un guide d'ondes et un circuit de traitement par l'intermédiaire d'une ligne coplanaire unique présente l'inconvénient de n'assurer aucune redondance. L'ensemble de réception devient totalement inopérant en cas de panne d'un composant de l'unique circuit amplificateur alimenté par ladite ligne coplanaire, ou en cas d'imperfections de la ligne coplanaire ou de dommages subis par celle-ci. L'invention vise à pallier cet inconvénient en proposant un dispositif de transition redondant entre un guide d'ondes et au moins deux circuits de traitement redondants, couplés chacun à une ligne coplanaire de transition qui lui est propre. En réception comme en émission, le signal doit n'être traité que par un seul circuit de traitement à la fois, et la transmission du signal doit, à tout instant, n'être assurée que par une seule ligne coplanaire à la fois, alors dite ligne coplanaire active. En réception, cette contrainte suppose qu'il soit possible de choisir, en fonction de l'état de chacun des circuits de traitement, la ligne coplanaire que l'on souhaite être active et de neutraliser l'autre ligne coplanaire, alors dite ligne coplanaire inactive. On connaît déjà des topographies redondantes à lignes coplanaires, dites topographies à pôle simple et ligne double, telles que celles décrites dans la publication "Original MEMS-based single pôle double throw topology for millimeter wave space communication" (David Dubuc et al., LAAS-
CNRS, UPS et Alcatel Space Industries, Conférence européenne sur les micro- ondes, Munich 2003). La topographie décrite comprend une ligne coplanaire amont qui se scinde en deux branches parallèles sur une même face d'un substrat, chaque branche formant une ligne coplanaire aval. L'une des lignes aval, dite ligne coplanaire parallèle, est munie d'un inverseur quart d'onde suivi d'un commutateur microélectromécanique, dit MEMS ou commutateur MEM, monté en parallèle. L'autre ligne aval, dite ligne coplanaire série, est munie d'un MEMS monté en série. Chaque ligne coplanaire aval porte et alimente, en aval du MEMS, un circuit amplificateur composé d'un filtre et de deux amplificateurs à faible bruit. En fonctionnement normal, aucun des deux MEMS n'est activé (en d'autres termes, aucun des MEMS n'est sous tension), et le circuit amplificateur opérant est celui alimenté par la ligne coplanaire parallèle. En cas de panne de ce circuit amplificateur, les deux MEMS sont activés (mis sous tension) pour permettre l'utilisation du circuit amplificateur de la ligne série : la ligne coplanaire parallèle, mise en court-circuit, est alors neutralisée, et la ligne coplanaire série, fermée par son MEMS, devient passante et donc active. Une telle topographie est utilisée à titre de circuit frontal redondant à faible bruit dans un répéteur spatial de haute fiabilité. Elle réalise un dispositif redondant de transition entre une ligne coplanaire amont et les deux circuits amplificateurs à faible bruit qu'elle porte.
Outre le fait qu'elle ne réalise pas une transition entre un guide d'ondes et deux circuits amplificateurs, cette topographie connue présente une largeur relativement importante résultant de la présence côte à côte des deux lignes coplanaires aval. A noter que, dans toute la suite, le terme "largeur" d'une ligne coplanaire ou d'une topographie formée de lignes coplanaires ou d'un élément d'une ligne coplanaire, désigne une dimension de ladite ligne ou topographie ou élément selon une direction, dite direction transversale, orthogonale à la direction longitudinale de la(des) ligne(s) coplanaire(s) et parallèle au plan de ladite(desdites) ligne(s).
La largeur de cette topographie connue (à pôle simple et ligne double) est incompatible avec son intégration dans certains ensembles spatiaux de réception ne disposant que d'un espace restreint pour l'intégration d'un système amplificateur redondant. Il existe donc un besoin en dispositifs de transition redondants d'encombrement réduit, besoin non satisfait à ce jour.
Dans ce contexte, l'invention vise à proposer un dispositif redondant de transition entre un guide d'ondes et au moins deux circuits de traitement indépendants et redondants, couplés chacun à une ligne coplanaire, lequel dispositif de transition permette d'assurer une redondance en vue de pallier une éventuelle panne de l'un des circuits de traitement ou un éventuel dommage subi par l'une des lignes coplanaires, et présente de plus un encombrement réduit.
A noter que l'invention vise à fournir tant des dispositifs redondants de transition adaptés à des applications de réception d'ondes électromagnétiques -le dispositif assurant alors la transition jusqu'au circuit de traitement opérant d'un signal reçu par le guide d'ondes-, que des dispositifs redondants de transition adaptés à des applications d'émission d'ondes électromagnétiques -le dispositif assurant alors la transition jusqu'au guide d'ondes d'un signal émis par le circuit de traitement opérant-.
Un objectif de l'invention est notamment de fournir un dispositif redondant de transition entre un guide d'ondes d'une antenne satellite de réception d'ondes hyperfréquences et deux circuits amplificateurs à faible bruit.
L'invention vise en outre à fournir un dispositif de transition plus compact et notamment apte à être intégré dans un ensemble de réception doté d'une antenne multiple, telle qu'une antenne dite antenne FAFR ("Focal Array Fed Reflector"). Pour ce faire, le guide d'ondes et le dispositif de transition redondant associé doivent avoir une dimension transversale inférieure au pas entre les antennes élémentaires de l'antenne FAFR. En particulier, l'invention vise à fournir un guide d'ondes et un dispositif de transition redondant associé, dont la section transversale présente une dimension inférieure à une dizaine de millimètres lorsqu'ils sont destinés à une antenne multiple de réception d'ondes de fréquences comprises entre 27 et 31 GHz (bande Ka).
Un autre objectif de l'invention est de fournir un dispositif de transition redondant affichant des performances améliorées en terme de qualité de la transition et de la transmission du signal aux circuits de traitement ou depuis ces derniers (pertes réduites, faible bruit...). En particulier, l'invention vise à fournir un dispositif dans lequel les pertes lors de la transition entre le guide d'ondes et chaque ligne coplanaire et les pertes le long desdites lignes coplanaires soient très faibles. L'invention vise à offrir un dispositif répondant aux exigences particulièrement sévères de la communication spatiale.
Un autre objectif de l'invention est de fournir un dispositif de transition redondant présentant une bande de fréquences de fonctionnement élargie. L'invention vise également à proposer une gamme de dispositifs de transition adaptés chacun à une bande de fréquences prédéterminée.
Un autre objectif de l'invention est de fournir un dispositif de transition redondant pour ensemble de réception, qui soit apte, non seulement à ne transmettre un signal qu'à un seul des circuits de traitement à la fois, mais aussi à transmettre le même signal quel que soit le circuit de traitement opérant. En particulier, l'invention propose un dispositif de transition apte à fournir le même terme de phase de champ électrique et la même impédance en entrée des deux circuits de traitement (phase et impédance vues depuis lesdits circuits), ainsi que le même terme de phase de champ électrique en entrée du guide d'ondes (phase vue depuis ledit guide). L'invention vise par ailleurs à atteindre tous ces objectifs tout en proposant un dispositif de transition peu onéreux, dont les coûts de fabrication (procédés et matériaux utilisés...) soient limités.
L'invention concerne un dispositif redondant de transition entre un guide d'ondes électromagnétiques et au moins deux circuits redondants, dits circuits de traitement, ce dispositif de transition comprenant deux lignes coplanaires formées sur une plaque, dite substrat, en un matériau diélectrique. Chaque ligne coplanaire comprend, dans un même plan, un ruban central de transmission et deux bandes latérales de masse de part et d'autre dudit ruban, séparées de ce dernier par des fentes de guidage d'ondes électromagnétiques, lesquels ruban et bandes s'étendent principalement selon une direction dite direction longitudinale de ligne. Chaque ligne coplanaire présente une extrémité longitudinale, dite extrémité de connexion, destinée à être couplée à l'un des circuits de traitement, qui est propre à ladite ligne coplanaire. Le dispositif selon l'invention est caractérisé en ce que :
- les deux lignes coplanaires s'étendent de part et d'autre d'un même substrat, sur deux faces opposées principales de celui-ci,
- les deux lignes coplanaires s'étendent, au moins pour partie, à l'intérieur du guide d'ondes, - chaque ligne coplanaire présente une extrémité longitudinale, dite extrémité de transfert, opposée à son extrémité de connexion, adaptée pour canaliser une onde électromagnétique entre le guide d'ondes et les fentes de ladite ligne coplanaire,
- chaque ligne coplanaire est munie de moyens, dits moyens déphaseurs, adaptés pour inverser la phase d'un champ électrique d'un côté du ruban central de transmission de ladite ligne coplanaire, en vue d'une transmission d'énergie électrique essentiellement selon un mode coplanaire le long dudit ruban de transmission entre les moyens déphaseurs et le circuit de traitement, et d'une transmission d'énergie électrique essentiellement selon un mode guide dans le guide d'ondes au-delà de l'extrémité de transfert. Par souci de simplicité, la présente description s'attache à décrire la propagation de champs électriques dans le dispositif selon l'invention, sans oublier qu'une onde électromagnétique se compose d'un champ électrique et d'un champ magnétique et que la plupart des phénomènes décrits concernent également les champs magnétiques.
A noter que l'expression "inverser la phase d'un champ électrique" signifie augmenter ou diminuer de π le terme de phase dudit champ. En "mode coplanaire", les champs électriques se propageant dans les fentes de la ligne coplanaire présentent des phases inversées ; ils induisent un courant électrique dans le ruban central de transmission de ladite ligne coplanaire. Le "mode guide" se réfère à un mode de propagation d'un champ électrique dans un guide d'ondes, tel le mode dit TElO par exemple. L'expression "au-delà de l'extrémité de transfert" signifie, respectivement, en amont de celle-ci en réception et en aval de celle-ci en émission (c'est-à-dire en dehors de la ligne coplanaire), les termes "amont" et "aval" se référant au sens de propagation des ondes et donc du signal. En réception, un champ électrique reçu se propage donc en mode guide dans le guide d'ondes, puis est conduit vers les fentes d'une ligne coplanaire selon l'invention par l'intermédiaire de l'extrémité de transfert de ladite ligne, fentes dans lesquelles les champs résultants se propagent en mode coplanaire en aval des moyens déphaseurs. En amont des moyens déphaseurs, deux cas de figure se présentent selon la position desdits moyens. Si les moyens déphaseurs de la ligne sont situés à distance, en aval, de son extrémité de transfert, les champs électriques entrant dans les fentes de la ligne en sortie de l'extrémité de transfert se propagent jusqu'aux moyens déphaseurs selon un mode dit mode fente, dans lequel ils présentent la même phase et n'induisent aucun courant dans le ruban. Le mode fente est un mode parasite, que les moyens déphaseurs selon l'invention permettent de transformer au moins partiellement en mode coplanaire (la proportion d'énergie électrique transmise en mode coplanaire par la ligne, en aval des moyens déphaseurs, étant prépondérante par rapport à celle transmise en mode fente). Si les moyens déphaseurs de la ligne sont situés à son extrémité de transfert, le champ se propage en mode guide en amont des moyens déphaseurs. En d'autres termes, le passage du mode guide au mode coplanaire s'effectue soit directement (si les moyens déphaseurs sont agencés à l'extrémité de transfert), soit par l'intermédiaire du mode fente (si les moyens déphaseurs sont agencés à distance en aval de l'extrémité de transfert). Les remarques précédentes sont également valables en émission, moyennant une inversion du sens de propagation du champ et des termes "amont" et "aval".
Le dispositif selon l'invention comprend donc essentiellement deux lignes coplanaires formées (par exemple gravées) de part et d'autre d'un substrat, agencées (au moins partiellement) à l'intérieur d'un guide d'ondes. Utiliser une telle architecture à titre de dispositif redondant de transition va totalement à l'encontre des préjugés de l'homme du métier.
En effet, on connaît déjà des topographies comprenant deux lignes coplanaires formées en regard l'une de l'autre, de part et d'autre d'une couche de matériau diélectrique. Mais ces topographies connues (dites coupleurs) sont utilisées uniquement pour mettre à profit les phénomènes de couplage qui surviennent entre les deux lignes coplanaires, éventuellement en vue d'une transmission d'un signal d'une ligne à l'autre.
Ces phénomènes de couplage ont été illustrés et quantifiés notamment dans la publication "Fast and accurate analytic formulas for calculating the parameters of a gênerai boardside-coupled coplanar waveguide for (M)MIC applications" (Said S. Bedair et al, IEEE Transactions On Microwave Theory And Techniques, Vol.37, N° 5, mai 1989), dans le cas de deux lignes coplanaires symétriques, surmontées chacune -à distance- d'une plaque métallique, l'espace entre le substrat diélectrique et chaque plaque métallique pouvant être rempli d'un autre matériau diélectrique. La publication "Analysis of bilatéral coplanar waveguides printed on anisotropic substrates for use in monolithic MICs11 (Yinchao Chen et al., IEEE Transactions On Microwave Theory And Techniques, Vol.41, N0 9, septembre 1993) se penche plus particulièrement sur les effets de l'anisotropie du substrat sur les propriétés de dispersion (couplage) d'un guide d'ondes coplanaire bilatéral ouvert ou protégé. Or, le couplage des deux lignes coplanaires s'oppose totalement à leur utilisation dans le cadre d'un dispositif de transition redondant, dont le fonctionnement impose que l'énergie électrique reçue (du guide d'ondes ou des circuits de traitement) par la ligne coplanaire active soit transmise le long de cette ligne avec un minimum de pertes possible, et notamment avec un minimum de pertes par transfert partiel à l'autre ligne coplanaire.
Il est donc tout à fait surprenant de pouvoir utiliser deux lignes coplanaires formées sur deux faces opposées d'un substrat, dans le cadre d'un dispositif de transition redondant. Contre toute attente, les inventeurs ont démontré que les phénomènes de couplage pouvaient s'avérer négligeables, notamment selon les dimensions des lignes coplanaires et du substrat.
En fonction de la bande de fréquences (ou de longueurs d'ondes) de fonctionnement souhaitée pour le dispositif de transition, il est ainsi possible de définir notamment une plage d'épaisseurs de substrat —selon le matériau choisi et sa permittivité électrique εr- ainsi qu'une plage de longueurs de ligne coplanaire, pour lesquelles le couplage des deux lignes coplanaires peut être considéré comme négligeable ou acceptable au regard de l'application considérée. Par exemple, s 'agissant d'un dispositif selon l'invention destiné à une application - particulièrement exigeante- de communication spatiale, les lignes coplanaires et le substrat présentent avantageusement une nature et des dimensions adaptées pour qu'un paramètre, connu sous le nom de paramètre de couplage S4J, soit inférieur à -2OdB.
En outre, dans le dispositif selon l'invention, un signal reçu
(sous forme d'ondes électromagnétiques) par le guide d'ondes est directement transféré à l'une des lignes coplanaires (et transmis sous forme de courant électrique au circuit de traitement). Réciproquement, un signal émis (sous forme de courant électrique) par un circuit de traitement est directement transféré (sous forme d'ondes électromagnétiques) au guide d'ondes par la ligne coplanaire associée audit circuit. La longueur totale du dispositif de transition est ainsi minimisée. En particulier, aucune ligne coplanaire intermédiaire supplémentaire (telle une ligne amont à l'instar de la topographie à pôle simple et ligne double connue rappelée en introduction) n'est nécessaire pour assurer la transition entre le guide d'ondes et la ligne coplanaire active. Il en résulte une diminution significative des pertes survenant le long des lignes coplanaires. En outre, les deux lignes coplanaires selon l'invention étant formées de part et d'autre du substrat, une plus faible longueur des lignes présentent l'avantage de limiter les risques de couplage et la part éventuelle d'énergie électrique transmise par la ligne active à l'autre ligne.
Enfin, la dimension transversale maximale d'un dispositif de transition selon l'invention correspond à la largeur maximale d'une et une seule ligne coplanaire. Le dispositif selon l'invention, plus compact que les topographies redondantes connues, peut donc être intégré dans un guide d'ondes de très faible dimension transversale. Il convient aux antennes multiples de type FAFR.
Avantageusement et selon l'invention, les deux lignes coplanaires s'étendent en regard l'une de l'autre de part et d'autre du substrat. Avantageusement et selon l'invention, les deux lignes coplanaires s'étendent selon une direction de propagation du guide d'ondes. En d'autres termes, la direction longitudinale de chaque ligne coplanaire est parallèle à la direction de propagation du guide d'ondes.
Avantageusement et selon l'invention, le substrat s'étend dans un plan longitudinal médian du guide d'ondes. On entend par plan longitudinal médian du guide d'ondes, un plan contenant la direction longitudinale de propagation du guide d'ondes et qui délimite deux parties égale du guide d'ondes. Cette caractéristique participe aux performances du dispositif selon l'invention, compte tenu de ce que l'amplitude d'un champ électrique transporté par le guide d'ondes est maximale dans une région centrale dudit guide.
Avantageusement et selon l'invention, chaque ligne coplanaire est également munie d'un commutateur pour une activation ou une désactivation de ladite ligne coplanaire. Lorsque le dispositif de transition est destiné à un ensemble de réception d'ondes électromagnétiques, lesdits commutateurs sont de plus adaptés pour pouvoir être commandés de telle sorte que les lignes coplanaires présentent à chaque instant des états opposés, respectivement actif et inactif, ce, afin que le signal reçu ne soit transmis que sur une seule ligne à la fois, à destination d'un seul circuit de traitement. Lorsque le dispositif de transition est destiné à un ensemble d'émission d'ondes électromagnétiques, les éventuels commutateurs sont de plus adaptés pour pouvoir être commandés de façon à activer à chaque instant au moins la ligne coplanaire associée au circuit de traitement opérant (il n'est pas exclu d'activer les deux lignes coplanaires).
A noter qu'une ligne coplanaire est dite active lorsqu'elle est passante, c'est-à-dire apte à transmettre une énergie électrique par propagation d'un champ électrique (c'est-à-dire d'une onde électromagnétique) dans ses fentes essentiellement en mode coplanaire (et donc par génération et circulation d'un courant électrique dans son ruban central de transmission). Une ligne coplanaire est dite inactive lorsqu'elle ne peut pas transmettre d'énergie électrique.
Avantageusement et selon l'invention, le dispositif de transition présente la combinaison de caractéristiques suivantes :
- l'une des lignes coplanaires, dite ligne coplanaire série, présente un ruban central de transmission interrompu, formé de deux portions distantes s 'étendant dans le prolongement l'une de l'autre, l'autre ligne coplanaire, dite ligne coplanaire parallèle, présentant un ruban central de transmission continu, - le commutateur de la ligne coplanaire série, dit commutateur série, est monté en série de façon à relier (structurellement) les deux portions distantes du ruban central de transmission, de sorte que la ligne coplanaire série est active lorsque le commutateur série est dans un état, dit état passant, dans lequel il réalise une liaison électrique entre les deux portions du ruban central de transmission ; en particulier, la ligne coplanaire série est active lorsqu'une tension supérieure -en valeur absolue- à une tension seuil d'activation du commutateur série est appliquée audit commutateur, ladite ligne série étant inactive dans le cas contraire (c'est-à-dire lorsque la tension appliquée au commutateur série est inférieure -en valeur absolue- à ladite tension seuil d'activation) ; la ligne série' est notamment inactive lorsqu' aucune tension n'est appliquée au commutateur série, - le commutateur de la ligne coplanaire parallèle, dit commutateur parallèle, est monté en parallèle de façon à pouvoir relier le ruban central de transmission à au moins l'une des bandes -et de préférence aux deux bandes- latérales de masse de ladite ligne coplanaire parallèle, de sorte que la ligne coplanaire parallèle est inactive, car neutralisée par court-circuit, lorsque le commutateur parallèle est dans un état, dit état passant, dans lequel il réalise une liaison électrique entre le ruban central de transmission et la(les) bande(s) latérales de masse ; en particulier, la ligne parallèle est inactive lorsqu'une tension supérieure -en valeur absolue- à une tension seuil d'activation du commutateur parallèle est appliquée audit commutateur, ladite ligne parallèle étant active dans le cas contraire (c'est-à-dire lorsque la tension appliquée au commutateur série est inférieure -en valeur absolue- à ladite tension seuil d'activation) ; elle est en particulier active lorsqu'aucune tension n'est appliquée au commutateur parallèle.
Dans une version de l'invention, au moins un -et de préférence chaque- commutateur comprend une diode. En particulier, le commutateur série est formé d'une diode ; le commutateur parallèle est formé d'une première diode reliant le ruban central de transmission de la ligne coplanaire parallèle à l'une de ses bandes latérales de masse, et d'une seconde diode reliant ledit ruban à l'autre bande latérale de masse de ladite ligne coplanaire parallèle. En variante ou en combinaison, au moins un -et de préférence chaque- commutateur est un commutateur microélectromécanique, dit commutateur MEM.
De préférence, les deux commutateurs sont d'un même type (diode ou MEMS). Avantageusement et selon l'invention, dans le cas où les lignes coplanaires sont en regard l'une de l'autre, les commutateurs des deux lignes coplanaires sont décalés, selon une direction longitudinale du substrat (qui coïncide avec les directions longitudinales des deux lignes lorsque les faces opposées du substrat sont parallèles), d'une distance relative sensiblement égale au quart d'une longueur d'onde dite longueur d'onde guidée du dispositif (λ/4). Les termes "longueur d'onde guidée du dispositif (λ)" désignent une longueur d'onde centrale (sur la bande de fréquences) que la ligne coplanaire est apte et destinée à transporter, laquelle longueur d'onde guidée dépend de la bande de fréquences de réception et/ou d'émission du guide d'ondes et de la permittivité du substrat. Une telle disposition relative des commutateurs permet d'imposer un même terme de phase en entrée du guide d'ondes (phase vue depuis le guide d'ondes) au champ électrique réfléchi par les deux lignes coplanaires, notamment en réception et dans le cas où les deux lignes coplanaires seraient inactives (la ligne coplanaire parallèle est alors fermée par un court-circuit, tandis que la ligne coplanaire série est ouverte).
En variante, les lignes coplanaires sont décalées, selon la direction longitudinale du substrat, d'une distance relative sensiblement égale à λ/4, tandis que la distance entre chaque commutateur et l'extrémité de transfert de la ligne coplanaire correspondante est sensiblement la même pour les deux lignes coplanaires.
Avantageusement et selon l'invention, au moins une bande latérale de masse d'au moins une -et de préférence de chaque- ligne coplanaire présente, à l'extrémité de transfert de ladite ligne, un chant d'extrémité, dit chant de transfert de ladite bande, qui s'étend en biais en s 'éloignant transversalement et longitudinal ement d'une partie centrale de la ligne coplanaire. En d'autres termes la bande latérale de masse se termine par une extrémité, dite extrémité de transfert de ladite bande, en forme de pointe biseautée vers l'extérieur (la pointe est sur un bord latéral de la bande).
Dans une version préférée de l'invention, chacune des deux bandes latérales de masse de chaque ligne coplanaire présente un chant de transfert en biais, tel que précédemment décrit. Chacun de ces chants s'étend de préférence en saillie du ruban central de transmission selon la direction longitudinale de ligne.
Le(s) chant(s) de transfert en biais des bandes latérales de masse assure(nt) un guidage progressif de l'onde électromagnétique entre les parois du guide d'ondes et les fentes de la ligne coplanaire, et permet(tent) de passer d'un mode de transmission à un autre (mode guide dans le guide d'ondes, mode fente ou coplanaire sur la ligne coplanaire).
Le chant en biais peut être rectiligne ou, au contraire, courbe selon une forme (arrondie, exponentielle, ou de préférence hyperbolique ...) optimisée de façon à limiter les phénomènes de réflexion du champ électrique.
De même, le ruban de transmission d'au moins une -et de préférence de chaque- ligne coplanaire présente, à l'extrémité de transfert de ladite ligne, un chant d'extrémité, dit chant de transfert du ruban, formant une pointe. A noter que l'extrémité longitudinale du ruban, délimitée par ce chant de transfert, est dite extrémité de transfert du ruban.
Dans une version préférée, le ruban central présente un chant de transfert en forme de pointe et les deux bandes latérales présentent des chants de transfert en biais. Une telle configuration est particulièrement avantageuse en réception, considérant qu'elle permet de limiter notablement la part du flux de champ électrique (transmis par le guide d'ondes) qui est réfléchie vers le guide d'ondes par le chant frontal de la ligne coplanaire à son extrémité de transfert, lequel chant frontal est formé par les chants de transfert des bandes latérales et du ruban central. Elle est également avantageuse en émission, favorisant le transfert du champ électrique depuis les fentes de la ligne coplanaire active vers le guide d'ondes et le passage d'un mode de transmission à l'autre.
Avantageusement et selon l'invention, les moyens déphaseurs des lignes coplanaires sont adaptés pour inverser la phase d'un champ électrique sur des côtés opposés des rubans centraux de transmission. En d'autres termes, si l'on considère un plan médian longitudinal sensiblement orthogonal aux faces du substrat et passant par les deux rubans centraux des lignes coplanaires (lesquels rubans s'étendent sensiblement en regard l'un de l'autre), les moyens déphaseurs de l'une, des lignes agissent sur le champ électrique d'un côté de ce plan médian, tandis que les moyens déphaseurs de l'autre ligne agissent sur le champ électrique de l'autre côté de ce plan médian. Les inventeurs ont démontré qu'un tel agencement des moyens déphaseurs permettait de réduire encore les éventuels phénomènes de couplage.
Avantageusement et selon l'invention, les moyens déphaseurs présentent l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes : - les moyens déphaseurs d'au moins une -et de préférence de chaque- ligne coplanaire comprennent une extension latérale du ruban central de transmission de ladite ligne coplanaire, dite extension latérale de déphasage,
- en particulier, les moyens déphaseurs de la ligne coplanaire sont formés par une unique extension latérale de déphasage de son ruban central de transmission, apte à imposer un déphasage de l'ordre de π,
- en variante, les moyens déphaseurs de la ligne coplanaire sont formés par deux extensions latérales consécutives (selon la direction longitudinale de ligne) de son ruban central de transmission, qui s'étendent d'un même côté dudit ruban. Chaque extension latérale de déphasage est dans ce cas adaptée pour imposer au champ électrique un déphasage de l'ordre de π/2, ce qui permet de prévoir des extensions latérales de largeur (dimension transversale) moindre. Une telle ligne coplanaire présente donc un encombrement transversal réduit, qui autorise son intégration dans des guides d'ondes de très faibles dimensions transversales. En revanche, la présence de deux extensions de déphasage consécutives oblige à concevoir une ligne coplanaire plus longue. Les pertes supplémentaires imputables à la longueur de la ligne sont en partie compensées par la diminution de celles imputables à l'excentricité (c'est-à-dire à la largeur) des moyens déphaseurs. En outre, pour limiter le couplage (qui augmente avec la longueur des lignes), il suffit, si cela est nécessaire, d'augmenter l'épaisseur du substrat,
- au moins une extension latérale de déphasage d'un ruban central de transmission présente une forme de rectangle,
- en variante ou en combinaison, au moins une extension latérale de déphasage d'un ruban central de transmission présente une forme de trapèze, - en variante ou en combinaison, au moins une extension latérale de déphasage d'un ruban central de transmission présente une forme de portion de disque, et par exemple de demi-disque. Cette forme semble améliorer de façon inattendue les performances de la ligne coplanaire (diminution notable de la proportion résiduelle -en aval de l'extension- du mode fente par rapport au mode coplanaire, réduction des pertes...).
En variante, l'extrémité de transfert d'au moins une -et de préférence de chaque- ligne coplanaire est asymétrique : à cette extrémité, l'une des bandes latérales de masse de la ligne forme une extension longitudinale en saillie, selon la direction longitudinale de ligne, de l'autre bande latérale de masse et du ruban central de transmission de la ligne coplanaire. En d'autres termes, les bandes latérales de masse de la ligne présentent des chants de transfert (de préférence tous deux en biais, comme précédemment expliqué) qui sont décalés selon la direction longitudinale. Les moyens déphaseurs d'une telle ligne coplanaire comprennent, d'une part ladite extension longitudinale de la bande latérale de masse, et d'autre part un pont en matériau conducteur, dit pont à air, enjambant le ruban central de transmission et reliant les deux bandes latérales de masse, lequel pont est de préférence agencé à proximité immédiate de l'extrémité de transfert du ruban.
En tout état de cause, les moyens déphaseurs des deux lignes coplanaires sont de préférence d'un même type (extension latérale unique ou extension latérale double du ruban ou asymétrie de l'extrémité de transfert de la ligne associée à un pont à air).
De façon générale, les lignes coplanaires sont de préférence identiques (à l'exception de l'éventuelle discontinuité du ruban central de l'une des lignes) de façon à obtenir une réception ou une émission de signaux identique quel que soit le circuit de traitement opérant. De même, le substrat est de préférence homogène et isotrope, ou à tout le moins symétrique par rapport à un plan médian longitudinal s 'étendant entre ses faces principales, de façon à présenter la même permittivité électrique sur chacune de ses faces. Lorsque le dispositif de transition est destiné à un ensemble de réception dans le domaine spatial, les circuits de traitement comprennent chacun au moins un amplificateur à faible bruit, dit amplificateur LNA, monté en "flip-chip" sur la ligne coplanaire associée, à l'extrémité de connexion de celle-ci. Avantageusement et selon l'invention, le ruban central de transmission et les fentes de chaque ligne coplanaire présentent des largeurs nominales respectives adaptées pour que l'impédance en entrée du circuit de traitement soit optimale en terme de limitation de bruit, lesquelles largeurs dépendent de la permittivité électrique du substrat. En particulier, le ruban central de transmission et les fentes de chaque ligne coplanaire présentent des largeurs nominales respectives adaptées pour que l'impédance en entrée de l'amplificateur
LNA soit sensiblement égale à 50 Ω. A noter que les termes "largeur nominale d'une fente" désignent une largeur moyenne de la fente, et que les termes "largeur nominale d'un ruban central de transmission" désignent une largeur moyenne du ruban en dehors de son(ses) éventuelle(s) extension(s) latérale(s) de déphasage.
Les rubans centraux de transmission -respectivement les fentes- des deux lignes coplanaires présentent de préférence la même largeur, en vue d'imposer la même impédance en entrée des deux circuits de traitement, pour une réception identique du signal quels que soient la ligne coplanaire active et le circuit de traitement opérant.
Dans une version préférée de l'invention, dans le cas d'un dispositif de transition spécifiquement adapté à une antenne de réception de micro¬ ondes de fréquences comprises entre 27 et 31 GHz (bande Ka) :
- le substrat présente une permittivité électrique εr inférieure à 5 et une épaisseur supérieure à 0,5 mm,
- chaque ligne coplanaire présente un ruban central de transmission de longueur inférieure à 3,5 mm entre les moyens déphaseurs et un premier point de connexion du ruban au circuit de traitement (portion du ruban le long de laquelle la propagation s'effectue en mode coplanaire) ; à noter qu'une telle longueur de transmission coplanaire du ruban convient également à un dispositif d'émission,
- chaque ligne coplanaire présente un ruban central de transmission de largeur nominale comprise entre 10 et 170 μm et des fentes de largeur nominale comprise entre 10 et 150 μm, pour obtenir une impédance de 50 Ω en entrée du circuit de traitement ; la ligne peut présenter de plus importantes largeurs nominales de ruban et de fentes pour une impédance supérieure (75 ou 100 Ω par exemple).
Dans le cas d'un dispositif de transition spécifiquement adapté à une antenne de réception de micro-ondes de fréquences comprises entre 45 et 50 GHz (bande Q) :
- le substrat présente une permittivité électrique εr inférieure à 5 et une épaisseur supérieure à 0,5 mm,
- chaque ligne coplanaire présente un ruban central de transmission de longueur inférieure à 3 mm entre les moyens déphaseurs et un premier point de connexion au circuit de traitement,
- chaque ligne coplanaire présente un ruban central de transmission de largeur comprise entre 10 et 170 μm, et des fentes de largeur comprise entre 10 et 150 μm. L'invention concerne également un dispositif de transition caractérisé en combinaison par tout ou partie des caractéristiques mentionnées ci- dessus et ci-après.
D'autres buts, caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante qui se réfère aux figures annexées représentant des modes de réalisation préférentiels de l'invention donnés uniquement à titre d'exemples non limitatifs, et dans lesquelles :
- la figure 1 est une vue schématique en coupe d'un dispositif de transition selon l'invention, suivant un plan transversal (plan orthogonal à la direction longitudinale de propagation du guide d'ondes) passant par les circuits de traitement, - la figure 2 est une vue schématique de dessus du dispositif de la figure 1, présenté en dehors de tout guide d'ondes,
- la figure 3 est une reproduction de la figure 2 sur laquelle sont référencées des cotes de dimensionnement, - la figure 4 est une vue schématique de dessous du dispositif de la figure I5 présenté en dehors de tout guide d'ondes,
- la figure 5 est une vue schématique en coupe du dispositif de la figure 1, suivant un plan transversal passant par les moyens déphaseurs des lignes coplanaires du dispositif, - la figure 6 est une reproduction de la figure 5 sur laquelle sont référencées des cotes de dimensionnement,
- la figure 7 est une vue schématique de dessus d'une partie d'une ligne coplanaire d'un autre dispositif selon l'invention,
- la figure 8 est une vue schématique de dessus d'une partie d'une ligne coplanaire d'un autre dispositif selon l'invention,
- la figure 9 illustre un schéma de fonctionnement électronique du quadripôle que forment deux lignes coplanaires en regard l'une de l'autre selon l'invention.
Les figures 1 à 6 illustrent un dispositif selon l'invention, de transition entre un guide d'ondes récepteur 1, de section transversale rectangulaire, voire sensiblement carrée, et deux circuits de traitement 2 et 3 constitués chacun d'un amplificateur à faible bruit, dit amplificateur LNA.
Le dispositif selon l'invention comprend deux lignes coplanaires 5 et 6 en matériau conducteur, formées par métallisation sur une plaque 4 en matériau diélectrique dite substrat. Les lignes coplanaires 5 et 6 s'étendent sur des faces parallèles opposées 27, 28 du substrat ; elles s'étendent en regard l'une de l'autre selon une direction orthogonale auxdites faces.
Les lignes coplanaires 5, 6 sont agencées dans le guide d'ondes 1 de sorte que la direction longitudinale des lignes soit parallèle à la direction longitudinale de propagation du guide d'ondes, et qu'au moins une partie amont desdites lignes s'étende dans le guide d'ondes. S'agissant d'un dispositif destiné à un ensemble de réception, les termes "aval" et "amont" sont utilisés en référence à la direction de propagation du signal, qui est parallèle aux directions longitudinales du guide d'ondes et des lignes coplanaires, et en référence au sens de propagation du signal, lequel signal se déplace depuis le guide d'ondes et les extrémités de transfert des lignes coplanaires vers les circuits de traitement 2, 3.
Les lignes coplanaires 5, 6 s'étendent de préférence entièrement dans le guide d'ondes 1.
Par ailleurs, les lignes coplanaires 5, 6 sont agencées dans le guide d'ondes 1 en un plan médian de celui-ci, pour que la réception d'ondes soit maximale.
Chaque ligne coplanaire 5 (respectivement 6) comprend un ruban central de transmission 7 (respectivement 10), et deux bandes latérales de masse 8 et 9 (respectivement 11 et 12) reliées à une masse. Chaque ligne coplanaire 5 présente une extrémité de connexion 17 sur laquelle l'amplificateur LNA 2 est monté selon une technique dite "flip-chip", et une extrémité de transfert 16 opposée adaptée pour assurer un guidage du champ électrique (c'est-à-dire de l'onde électromagnétique) depuis le guide d'ondes 1 vers les fentes 21, 22 de la ligne coplanaire. A cette fin, les bandes latérales de masse 8 et 9 de la ligne coplanaire 5 présentent, à l'extrémité de transfert 16 de ladite ligne, des chants de transfert respectifs 13, 14 qui s'étendent en biais vers l'extérieur de la ligne (ces chants s'étendent en biais en s 'éloignant d'une partie centrale de la ligne à la fois selon la direction longitudinale et selon la direction transversale). Les chants de transfert 13 et 14 réalisent ainsi un goulet d'entrée du champ électrique dans les fentes 21, 22.
Dans l'exemple illustré, les chants de transfert 13, 14 en biais s'étendent en saillie, selon la direction longitudinale, du ruban central de transmission 7. Par ailleurs, le ruban central de transmission 7 se termine par un chant de transfert 15 en forme de pointe. La forme en biais des chants de transfert 13, 14 et celle pointue du chant de transfert 15 permettent de limiter la part du flux incident (transmis par le guide d'ondes) qui est réfléchie par la ligne coplanaire 5. A noter que l'extrémité de transfert de la ligne coplanaire 5, telle qu'elle est définie selon l'invention, correspond à la portion de ladite ligne qui s'étend (selon la direction longitudinale) depuis les deux pointes extrêmes latérales de ses bandes de masse jusqu'à la pointe extrême 15 de son ruban central.
La ligne coplanaire 6 présente des extrémités de connexion et de transfert identiques à celles de la ligne coplanaire 5. En revanche, alors que le ruban 7 de la ligne coplanaire 5 est continu, le ruban central de transmission 10 de la ligne coplanaire 6 est discontinu. Il est formé de deux portions 29, 30 séparées, alignées (selon la direction longitudinale) dans le prolongement l'une de l'autre.
La ligne coplanaire 5, dite ligne coplanaire parallèle, est munie d'un commutateur microélectromécanique 18, dit commutateur MEM parallèle, qui enjambe le ruban central 7 et relie les deux bandes latérales 8, 9 de la ligne. Lorsqu'une tension supérieure à une tension seuil d'activation du commutateur MEM 18 est appliquée audit commutateur, celui-ci s'effondre jusqu'à venir au contact du ruban central 7 ; le ruban 7 et les bandes de masse 8, 9 sont alors électriquement reliés, et la ligne coplanaire parallèle 5 est neutralisée par court- circuit (et donc inactive). Lorsqu'aucune tension n'est appliquée au commutateur MEM 18, le ruban de transmission 7 peut véhiculer, jusqu'à l'amplificateur LNA 2, tout courant généré par la propagation d'un champ électrique en mode coplanaire dans les fentes 21, 22. La ligne coplanaire parallèle 5 est alors active.
La ligne coplanaire 6, dite ligne coplanaire série, est munie d'un commutateur microélectromécanique 19, dit commutateur MEM série, qui forme un pont reliant les deux portions 29, 30 du ruban central 10 de la ligne. Lorsqu'une tension supérieure à une tension seuil d'activation du commutateur
MEM 19 est appliquée audit commutateur, celui-ci s'effondre jusqu'à venir au contact de la face 28 du substrat et combler l'espace 20 séparant les deux portions
29, 30 du ruban 10. Le commutateur MEM 19 réalise alors une portion de raccordement du ruban central de transmission 10, qui d'une part permet la propagation d'un champ électrique dans les fentes 23, 24 entre les deux portions 29, 30 du ruban, et d'autre part relie électriquement lesdites portions. Un courant est ainsi généré dans le ruban, et la ligne coplanaire série est activée. Lorsqu'aucune tension n'est appliquée au commutateur MEM série 19, aucun champ électrique ne peut se propager dans les fentes 23, 24 entre les portions 29, 30 du ruban 10 (globalement, les champs électriques en opposition de phase se superposent et s'annulent dans l'espace 20), et la ligne coplanaire série 6 est alors inactive.
Chaque ligne coplanaire 5, 6 comprend par ailleurs des moyens déphaseurs 25, 26, formés par une extension latérale du ruban central de transmission 7, 10 en forme de trapèze. Une telle extension latérale 25, 26, dite extension latérale de déphasage, permet de retarder le champ électrique se propageant dans la fente 22, 24 qui lui est adjacente, de façon à inverser la phase de ce champ par rapport au champ électrique se propageant dans la fente 21, 23 opposée, de l'autre côté du ruban de transmission. En aval de l'extension latérale de déphasage 25 (respectivement 26), un courant peut ainsi être généré dans le ruban central de transmission 7 (respectivement 10) par les champs en opposition de phase se propageant dans les fentes 21, 22 (respectivement 23, 24), si la ligne est active.
Les extensions latérales de déphasage 25, 26 s'étendent sur des côtés opposés des rubans de transmission 7, 10, tel qu'illustré à la figure 5. En d'autres termes, elles ne sont pas en regard de part et d'autre du substrat (selon une direction orthogonale aux plans des lignes coplanaires).
Le commutateur MEM parallèle 18 est agencé immédiatement en aval de l'extension latérale de déphasage 25 de la ligne coplanaire parallèle. Le commutateur MEM série 19 est agencé en aval de l'extension latérale de déphasage 26 de la ligne coplanaire série, à une distance sensiblement égale à λ/4 d'un point imaginaire pris sur la ligne coplanaire série de telle sorte que la distance entre ce point et l'extension latérale 26 corresponde sensiblement à la distance entre le commutateur MEM parallèle 18 et l'extension latérale 25 de la ligne coplanaire parallèle. En d'autres termes, les deux commutateurs MEM sont décalés de λ/4 sur les lignes coplanaires, λ désignant une longueur d'onde guidée centrale transportée par la ligne coplanaire. Lorsque les deux lignes coplanaires sont inactives, le taux d'ondes stationnaires est équivalent sur les deux lignes coplanaires.
Le dispositif illustré est destiné à un ensemble de réception de micro-ondes de fréquences comprises entre 27 et 31 GHz. Le substrat et les lignes coplanaires sont dimensionnés à la fois pour pouvoir transporter de telles micro¬ ondes et de telle sorte que les phénomènes de couplage des deux lignes coplanaires soient minimisés. Les dimensions rapportées ci-dessous sont référencées aux figures 3 et 6, dans lesquelles les proportions relatives de ces dimensions n'ont pas nécessairement été respectées : - la largeur i des lignes coplanaires 5, 6, qui correspond également la largeur (plus petit côté) interne du guide d'ondes 1, est comprise entre 3 et 4,5 mm, ce qui permet l'intégration du dispositif selon l'invention dans une antenne multiple FAFR ; elle est par exemple de l'ordre de 4 mm,
- la longueur L de chaque ligne coplanaire, dite longueur de transmission coplanaire de ladite ligne, prise entre l'extension latérale 25 du ruban central de transmission et un premier point de connexion de l'amplificateur LNA (à l'extrémité de connexion 17 de la ligne), est inférieure à 3,5 mm et est par exemple de l'ordre de 2,5 mm. A noter que les phénomènes de couplage des deux lignes diminuent lorsque la longueur des lignes coplanaires diminue, - la largeur nominale w (largeur en dehors de l'extension latérale de déphasage 25, 26) du ruban de transmission 7, 10 de chaque ligne coplanaire est comprise entre 10 et 170 μm ; elle est par exemple de 40 μm,
- la largeur nominale s de chacune des fentes 21-24 des lignes coplanaires est comprise entre 10 et 150 μm ; elle est par exemple de 50 μm, - les dimensions w et s précédentes étant ainsi choisies pour imposer une impédance de 50 Ω en entrée du LNA ; le dispositif selon l'invention peut toutefois être dimensionné pour des circuits de traitement (et notamment des amplificateurs LNA) exigeant d'autres impédances (25, 75, 100 Ω) ; les largeurs w et s sont adaptées en conséquence, - la largeur d de l'extension latérale de déphasage 25, 26 de chaque ligne coplanaire est comprise entre 1 et 3 mm ; elle est par exemple de 2,80 mm ; l'angle θ de l'extension latérale trapézoïdale est compris entre 10 et 40° ; il est par exemple de l'ordre de 25°, - la dimension p, selon la direction longitudinale, du chant de transfert en biais 13, 14 des bandes latérales de masse de chaque ligne coplanaire est supérieure à 5 mm, et notamment comprise entre 5 et 13 mm ; elle est par exemple de 11 mm,
- l'épaisseur t de métallisation des lignes coplanaires (ruban central de transmission et bandes latérales de masse) est comprise entre 9 et 35 μm ; elle est par exemple de l'ordre de 17,5 μm,
- l'épaisseur e du substrat est supérieure à 0,200 mm ; elle est choisie selon la permittivité électrique εr du matériau constitutif dudit substrat ; à titre d'exemple, le susbtrat est en un matériau synthétique connu sous le nom TMM4 de permittivité électrique εr égale à 4,5 ; son épaisseur e est de 0,508 mm ou 0,762 mm. A noter que les phénomènes parasites de couplage des deux lignes diminuent lorsque l'on augmente l'épaisseur e du substrat et/ou que l'on diminue sa permittivité électrique εr. Mais l'augmentation de l'épaisseur de substrat et le choix d'un matériau plus performant augmente le coût de revient du dispositif. A l'inverse, le couplage diminue lorsque l'on réduit la longueur L de transmission de la ligne. Le dimensionnement du substrat et des lignes coplanaires résulte donc d'un compromis entre performances recherchées, contraintes économiques et financières et contraintes géométriques imposées par la structure de l'antenne.
Le fonctionnement de ce dispositif selon l'invention a été simulé au moyen du logiciel de simulation HFSS commercialisé par la société ANSOFT, pour une bande de fréquences d'ondes allant de 27 à 31 GHz.
Ces simulations ont montré que :
- les paramètres de couplage S41 et S14 (voir figure 9) entre l'entrée (extrémité de transfert) d'une ligne coplanaire et la sortie (extrémité de connexion) de l'autre ligne coplanaire prennent des valeurs inférieures à -1OdB sur toute la bande de fréquences, et notamment inférieures à -25dB sur la majorité de ladite bande,
- les paramètres de transmission S2] et Sj2 entre l'entrée et la sortie d'une même ligne coplanaire prennent des valeurs supérieures à -2dB sur toute la bande de fréquences, et notamment supérieures à -0,5dB sur la majorité de ladite bande,
- le paramètre de réflexion Sj1 à l'entrée des lignes coplanaires prend des valeurs inférieures à -2OdB sur toute la bande de fréquences, et notamment inférieures à -3OdB sur la majorité de ladite bande, - le paramètre d'insertion entre le guide d'ondes (en mode guide TElO) et les lignes coplanaires (en mode coplanaire) prend des valeurs supérieures à -l,5dB sur toute la bande de fréquences.
La figure 7 illustre une ligne coplanaire d'un autre dispositif selon l'invention, dont les moyens déphaseurs sont constitués par une extension latérale 32 du ruban central de la ligne, qui présente la forme d'une portion de disque. Lorsque le dispositif est destiné à un ensemble de réception de micro-ondes de fréquences comprises entre 27 et 31 GHz, cette extension latérale présente une dimension transversale "a" supérieure à 0,5 mm et de préférence comprise entre 1 et 2,8 mm ; elle est par exemple de l'ordre de 2,40 mm, le disque présentant un rayon de l'ordre de 1 ,4 mm.
Par ailleurs, cette ligne coplanaire présente des bandes latérales de masse dont les chants de transfert 50, 51 sont courbes et de forme hyperbolique, en vue d'une amélioration du paramètre d'insertion ou de sortie du champ électrique (entre le guide d'ondes et les fentes de la ligne coplanaire active). La figure 8 illustre une ligne coplanaire 33 d'un autre dispositif selon l'invention, dans laquelle le déphasage entre les champs se propageant dans les deux fentes de ladite ligne coplanaire est assuré par une géométrie asymétrique de son extrémité de transfert 37.
La ligne coplanaire 33 présente une première bande latérale de masse 36, dont le chant de transfert 38 s'étend en saillie, selon la direction longitudinale, du ruban central de transmission 34 et de la seconde bande latérale de masse 35 de la ligne. Comme expliqué précédemment, ce chant 38 s'étend également en biais, entre un angle central 43 et une pointe extrême latérale 42. La bande latérale de masse 36 comprend donc une extension longitudinale 48 en saillie de l'autre bande de masse et du ruban de transmission.
Le ruban central de transmission 34 de la ligne coplanaire 33 présente un chant de transfert 39 en forme de pointe, qui s'étend sensiblement au droit (selon la direction transversale) de l'angle central 43 de la première bande latérale de masse. Par ailleurs, la seconde bande latérale de masse 35 présente un chant de transfert 40 qui s'étend en biais en s 'éloignant longitudinal ement et transversalement d'un point central de la ligne coplanaire, entre un angle central 45 et une pointe latérale 44. Cette pointe latérale 44 est située au droit (selon la direction transversale) ou en retrait (selon la direction longitudinale) de la pointe de transfert 39 du ruban de transmission. Elle est en outre décalée, selon la direction longitudinale, par rapport à la pointe latérale 42 de l'autre bande de masse, d'une distance relative sensiblement égale à λ/2 (où λ désigne la longueur d'onde guidée - centrale- de la ligne coplanaire et du dispositif).
A noter que l'angle central 43, 45 de la bande latérale de masse 36, 35 est avantageusement arrondi (contrairement à l'exemple illustré) en vue de faciliter le transfert du champ dans la fente 46, 47 adjacente.
L'extrémité de transfert 37 de la ligne, telle qu'elle est définie selon l'invention, correspond à la portion de ladite ligne qui s'étend entre la pointe extrême 42 de la première bande latérale de masse et l'angle central 45 de la seconde bande latérale de masse. En raison de son asymétrie, les champs électriques se propageant dans les fentes 46, 47 de la ligne présentent des phases sensiblement opposées dès l'angle central 45 de la seconde bande latérale de masse. Les moyens déphaseurs comprennent toutefois également un pont à air 41 en matériau conducteur, agencé en aval de l'entrée de la fente 47, à proximité de celle-ci. Ce pont permet d'éliminer les éventuels modes parasites (mode fente...) résiduels, en vue d'une transmission essentiellement en mode coplanaire en aval dudit pont 41.
Il va de soi que l'invention peut faire l'objet de nombreuses variantes par rapport aux modes de réalisation précédemment décrits et représentés sur les figures.
En particulier, la position des commutateurs du dispositif illustré aux figures 1 à 6 peut être inversée, selon la disposition suivante : le commutateur série est agencé entre les moyens déphaseurs et l'extrémité de connexion de la ligne coplanaire série, à proximité immédiate desdits moyens déphaseurs ; le commutateur parallèle est agencé entre les moyens déphaseurs et l'extrémité de connexion de la ligne coplanaire parallèle, à une distance desdits moyens déphaseurs, et plus précisément d'un point de la ligne parallèle situé en regard du commutateur série, sensiblement égale au quart d'une longueur d'onde moyenne de propagation du guide d'ondes. En d'autres termes, le commutateur parallèle est décalé vers l'aval (en réception) d'une distance égale à λ/4 par rapport au commutateur série.
Par ailleurs, chaque ligne coplanaire n'est pas nécessairement symétrique (en dehors des moyens déphaseurs) par rapport à son ruban central de transmission. Au contraire, la bande latérale de masse opposée aux moyens déphaseurs (bande 8 illustrée) est avantageusement de largeur restreinte, en vue d'obtenir un dispositif d'encombrement réduit.
En outre, le dispositif de transition selon l'invention peut être intégré dans un ensemble d'émission d'ondes, dans lequel les circuits de traitement sont constitués chacun d'un amplificateur de puissance de type SSPA ("Solid State power amplifier").
Par ailleurs, il est possible d'utiliser un dispositif selon l'invention pour d'autres applications de réception (en hyperfréquence, et notamment dans la bande V -autour de 60 GHz-, mais aussi dans d'autres fréquences) ou d'émission.

Claims

REVENDICATIONS
II - Dispositif redondant de transition entre un guide (1) d'ondes électromagnétiques et au moins deux circuits redondants (2, 3), dits circuits de traitement, ce dispositif de transition comprenant deux lignes coplanaires (5, 6) formées sur une plaque, dite substrat, en un matériau diélectrique, chaque ligne coplanaire comprenant, dans un même plan, un ruban central de transmission (7 ; 10) et deux bandes latérales de masse (S, 9 ; 11, 12) de part et d'autre dudit ruban, séparées de ce dernier par des fentes (21, 22 ; 23, 24) de guidage d'ondes électromagnétiques, lesquels ruban et bandes s'étendent principalement selon une direction dite direction longitudinale de ligne, chaque ligne coplanaire (5) présentant une extrémité longitudinale (17), dite extrémité de connexion, destinée à être couplée à l'un (2) des circuits de traitement, qui est propre à ladite ligne coplanaire, caractérisé en ce que : - les deux lignes coplanaires (5 ,6) s'étendent de part et d'autre d'un même substrat (4), sur deux faces opposées principales (27, 28) de celui-ci,
- les deux lignes coplanaires (5, 6) s'étendent, au moins pour partie, à l'intérieur du guide d'ondes (1), - chaque ligne coplanaire (5) présente une extrémité longitudinale (16), dite extrémité de transfert, opposée à son extrémité de connexion, adaptée pour canaliser une onde électromagnétique entre le guide d'ondes et les fentes (21, 22) de ladite ligne coplanaire,
- chaque ligne coplanaire (5, 6) est munie de moyens (25, 26), dits moyens déphaseurs, adaptés pour inverser la phase d'un champ électrique d'un côté du ruban central de transmission (7, 10) de ladite ligne coplanaire, en vue d'une transmission d'énergie électrique essentiellement selon un mode coplanaire le long dudit ruban de transmission entre les moyens déphaseurs et le circuit de traitement, et d'une transmission d'énergie électrique essentiellement selon un mode guide dans le guide d'ondes au-delà de l'extrémité de transfert. 2/ - Dispositif de transition selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les deux lignes coplanaires (5, 6) s'étendent en regard l'une de l'autre de part et d'autre du substrat (4).
3/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les deux lignes coplanaires (5, 6) s'étendent selon une direction de propagation du guide d'ondes.
4/ - Dispositif selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le substrat (4) s'étend dans un plan longitudinal médian du guide d'ondes (1). 5/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que chaque ligne coplanaire (5, 6) est munie d'un commutateur (18, 19) en vue d'une activation ou d'une désactivation de ladite ligne coplanaire.
6/ - Dispositif de transition selon la revendication 5, destiné à un ensemble de réception, caractérisé en ce que lesdits commutateurs (18, 19) sont adaptés pour pouvoir être commandés de telle sorte que les lignes coplanaires présentent à chaque instant des états opposés, respectivement actif et inactif.
Il - Dispositif de transition selon l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que : - l'une des lignes coplanaires (6), dite ligne coplanaire série, présente un ruban central de transmission (10) interrompu, formé de deux portions (29, 30) distantes s 'étendant dans le prolongement l'une de l'autre, l'autre ligne coplanaire (5), dite ligne coplanaire parallèle, présentant un ruban central de transmission (7) continu, - le commutateur (19) de la ligne coplanaire série, dit commutateur série, est monté en série de façon à relier les deux portions distantes (29, 30) du ruban central de transmission, de sorte que la ligne coplanaire série (6) est active lorsque le commutateur série est dans un état, dit état passant, dans lequel il réalise une liaison électrique entre les deux portions du ruban central de transmission, - le commutateur (18) de la ligne coplanaire parallèle, dit commutateur parallèle, est monté en parallèle de façon à pouvoir relier le ruban central de transmission (7) aux deux bandes latérales de masse (8, 9) de ladite ligne coplanaire parallèle, de sorte que la ligne coplanaire parallèle (5) est inactive lorsque le commutateur parallèle est dans un état, dit état passant, dans lequel il réalise une liaison électrique entre le ruban central de transmission et les bandes latérales de masse.
8/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 5 à 7, caractérisé en ce qu'au moins un commutateur comprend une diode. 9/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 5 à 8, caractérisé en ce qu'au moins un commutateur (18, 19) est un commutateur microélectromécanique, dit commutateur MEM.
10/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 5 à 9 et selon la revendication 2, caractérisé en ce que les commutateurs (18, 19) des deux lignes coplanaires sont décalés, selon une direction longitudinale du substrat, d'une distance relative sensiblement égale au quart d'une longueur d'onde dite longueur d'onde guidée.
11/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 10, caractérisé en ce qu'au moins une bande latérale de masse (8, 9) de chaque ligne coplanaire présente, à l'extrémité de transfert (16) de ladite ligne, un chant d'extrémité (13, 14), dit chant de transfert de la bande, qui s'étend en biais en s 'éloignant transversalement et longitudinal ement d'une partie centrale de la ligne coplanaire.
12/ - Dispositif de transition selon la revendication 11, caractérisé en ce que le chant de transfert (13, 14) d'une bande latérale de masse (8, 9) s'étend en saillie, selon la direction longitudinale de ligne, du ruban central de transmission (7) de la ligne coplanaire.
13/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 11 ou 12, caractérisé en ce que le chant de transfert (50, 51) d'une bande latérale de masse présente une forme courbe arrondie ou exponentielle ou hyperbolique. 14/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 13, caractérisé en ce que le ruban de transmission (7) de chaque ligne coplanaire présente, à l'extrémité de transfert (16) de ladite ligne, un chant d'extrémité (15), dit chant de transfert du ruban, formant une pointe. 15/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 14, caractérisé en ce que les moyens déphaseurs (25, 26) des lignes coplanaires sont adaptés pour inverser la phase d'un champ électrique sur des côtés opposés des rubans centraux de transmission.
16/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 15, caractérisé en ce que les moyens déphaseurs d'au moins une ligne coplanaire (5, 6) sont formés par une extension latérale (25, 26), dite extension latérale de déphasage, du ruban central de transmission (7, 10) de ladite ligne coplanaire.
17/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 15, caractérisé en ce que les moyens déphaseurs d'au moins une ligne coplanaire sont formés par deux extensions latérales consécutives de son ruban central de transmission, qui s'étendent d'un même côté dudit ruban et sont adaptées pour imposer chacune au champ électrique un déphasage de l'ordre de π/2.
18/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 16 ou 17, caractérisé en ce qu'au moins une extension latérale de déphasage (25, 26) d'un ruban central de transmission présente une forme de trapèze.
19/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 16 à 18, caractérisé en ce qu'au moins une extension latérale de déphasage (32) d'un ruban central de transmission présente une forme de portion de disque.
20/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 19, caractérisé en ce que les moyens déphaseurs d'au moins une ligne coplanaire comprennent, d'une part une extension longitudinale (46) de l'une (36) des bandes latérales de masse, laquelle extension longitudinale s'étend en saillie, selon la direction longitudinale de ligne, de l'autre bande latérale de masse (35) et du ruban central de transmission (34) de la ligne coplanaire, à l'extrémité de transfert (37) de celle-ci, et d'autre part un pont (41) en matériau conducteur, dit pont à air, enjambant le ruban central de transmission et reliant les deux bandes latérales de masse.
21/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 20, caractérisé en ce que les moyens déphaseurs (25, 26) des deux lignes coplanaires sont d'un même type.
22/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 21, caractérisé en ce que le ruban central de transmission (7) et les fentes (21, 22) de chaque ligne coplanaire présentent des largeurs nominales respectives adaptées pour que l'impédance en entrée du circuit de traitement (2) soit optimale en terme de limitation de bruit.
23/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 22, caractérisé en ce que le ruban central de transmission et les fentes de chaque ligne coplanaire présentent des largeurs nominales respectives adaptées pour que l'impédance en entrée de l'amplificateur LNA soit égale à 50 Ω. 24/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 23, pour une antenne de réception de micro-ondes de fréquences comprises entre 27 et 31 GHz, caractérisé en ce que le substrat (4) présente une permittivité électrique εr inférieure à 5 et une épaisseur (e) supérieure à 0,5 mm, et en ce que chaque ligne coplanaire (5, 6) présente un ruban central de transmission (7, 10) de longueur (L) inférieure à 3,5 mm entre les moyens déphaseurs et un premier point de connexion au circuit de traitement.
25/ - Dispositif de transition selon l'une des revendications 1 à 24, pour une antenne de réception de micro-ondes de fréquences comprises entre 45 et 50 GHz, caractérisé en ce que le substrat (4) présente une permittivité électrique εr inférieure à 5 et une épaisseur (e) supérieure à 0,5 mm, et en ce que chaque ligne coplanaire (5, 6) présente un ruban central de transmission (7, 10) de longueur (L) inférieure à 3 mm entre les moyens déphaseurs et un premier point de connexion au circuit de traitement.
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