WO2005124382A1 - Elektrischer verstärker und verfahren zu dessen steuerung - Google Patents

Elektrischer verstärker und verfahren zu dessen steuerung Download PDF

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WO2005124382A1
WO2005124382A1 PCT/EP2005/052753 EP2005052753W WO2005124382A1 WO 2005124382 A1 WO2005124382 A1 WO 2005124382A1 EP 2005052753 W EP2005052753 W EP 2005052753W WO 2005124382 A1 WO2005124382 A1 WO 2005124382A1
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signal
controller
limit value
flop
flip
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PCT/EP2005/052753
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English (en)
French (fr)
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Helmut Lenz
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/38—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field
    • G01R33/385—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field using gradient magnetic field coils
    • G01R33/3852—Gradient amplifiers; means for controlling the application of a gradient magnetic field to the sample, e.g. a gradient signal synthesizer

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling an electrical amplifier, in which a controller signal that controls an output stage of the amplifier is monitored. It also relates to an amplifier operating according to this method.
  • Amplifier is understood here in particular to mean a gradient amplifier for a magnetic resonance tomography device, for example.
  • Such an electrical amplifier is often constructed in two stages.
  • an intermediate circuit generator or a power supply unit In a first stage, an intermediate circuit generator or a power supply unit generates a supply voltage of medium precision.
  • the power supply unit supplies an output stage, which has the task of generating an output signal with the desired properties.
  • the output signal can have a voltage which is highly transformed with respect to the supply voltage and, depending on the application, can have predeterminable constant or time-variable signal profiles.
  • the electrical amplifier As a gradient amplifier for gradient coils in, for example, magnetic resonance devices, it must be possible to ensure that the time-dependent output signal curves can be changed particularly quickly and precisely.
  • Switching elements in a bridge circuit provided in the output stage can be controlled in such a way that the output signal with the desired properties can be generated when supplied with the required supply voltage.
  • the precision with which the desired parameter values of the output signal can be maintained depends in particular on the properties of a device which controls the switching elements of the output stage of the electrical amplifier.
  • This device comprises a control device for controlling the switching elements, which are designed, for example, as semiconductor components, and a controller upstream of the control device, which provides the control device with a controller signal as a function of the output signal emitted by the output stage.
  • the controller forms a control loop with the control device and the output stage.
  • the controller compares a setpoint variable with a control or actual value measured on the output signal of the output stage and, depending on a control deviation, which means the difference between the setpoint variable and the actual value variable, outputs a manipulated variable. In the event that the actual value increases, the control deviation takes a negative value. As a result, the controller reduces the manipulated variable to a greater extent. The decrease in the manipulated variable counteracts the increase in the actual variable. This is called negative feedback.
  • a positive feedback is understood to mean that the manipulated variable which corresponds to the controller signal emitted by the controller also rises as the actual value increases.
  • the cause of a positive feedback can be the controller itself, for example an excessive controller gain, and manifests itself in a steadily increasing amplitude and frequency of the controller signal, with the result that the controller oversteers. Due to the controller signal oscillating in the feedback of the controller, components in the control device can be damaged or overloaded due to the wide amplitude in the increased frequency.
  • the invention is based on the object of specifying a method for improved stabilization of a control loop in an electrical amplifier and an amplifier operating according to this method.
  • the stated object is achieved according to the invention by the features of claim 1.
  • Advantageous further developments are the subject of the dependent claims which refer back to this.
  • the electrical amplifier thus comprises an output stage, which is connected on the input side to a control device, which in turn is preceded by a controller, on the output side of which a monitoring device is provided for monitoring a controller signal provided by the controller.
  • the method comprises monitoring the controller signal set as a function of an output signal of the output stage by comparison with a reference signal.
  • the output stage is activated on the input side or on the input and output side, when an amplitude value and a period duration value of the controller signal pass through the respective amplitude limit value or period duration limit value of the reference signal.
  • amplitude value is to be understood to mean a parameter value of the controller signal that is dependent on the amplitude
  • period duration value is to be understood to mean a parameter value that is dependent on the time profile of the controller signal, in particular period or frequency.
  • the controller or the control circuit can also be blocked.
  • blocking is essentially understood to mean deactivation or zeroing.
  • the method for monitoring vibrations and the device for carrying it out can be used for both analog and digital controllers.
  • Whether the rule circle oscillates depends on an oscillation condition that includes an amplitude condition and a phase condition. If the oscillation condition is fulfilled, the controller signal, which is caused by instability of the controller, is advantageously monitored in amplitude and frequency by the monitoring device. If the controller signal oscillates, there is positive feedback instead of negative feedback with increasing frequency and increasing amplitude.
  • the monitoring device also protects components of the control device from damage due to the amplitudes and the frequency of the controller signal being too high. If an oscillating controller signal occurs, the monitoring device provides the control device with a monitoring signal for actuating switching elements provided in the output stage. Consequently, in the event of an oscillating controller signal, the monitoring device takes over the control of the control device and causes it to control the switching elements in the output stage in a blocking manner.
  • the control device controls the switching elements in the output stage in such a way that the output stage is only blocked on the input side in order to avoid an abruptly falling edge of the current amplitude of an output signal of the output stage.
  • the monitoring device comprises a comparator circuit for monitoring the amplitude of the controller signal.
  • the comparator circuit compares the voltage profile of the regulator signal with an upper and a lower reference voltage.
  • the comparator circuit expediently has a first and a second limit value comparator, the controller signal being supplied to both limit value comparators simultaneously.
  • the first limit value comparator compares the amplitude of the controller signal with an upper amplitude limit value and changes the value of its output signal as soon as the amplitude of the controller signal exceeds the upper amplitude limit value. value increases.
  • the second limit value comparator monitors the amplitude of the controller signal with a lower amplitude limit value. The second limit value comparator changes the value of its output signal when the amplitude of the controller signal drops below the lower amplitude limit value.
  • the monitoring device expediently comprises a flip-flop with a set input or a reset input.
  • the output signal of the first limit value comparator is fed to the set input of the flip-flop and the output signal of the second limit value comparator is fed to the reset input of the flip-flop.
  • an unclocked flip-flop can be used expediently. If the first limit value comparator makes its output signal available to the set input of the flip-flop when the amplitude of the controller signal exceeds an upper amplitude limit value, an output of the flip-flop is set. If the voltage amplitude of the controller signal reaches a lower amplitude limit value, the second limit value comparator makes its output signal available to the reset input of the flip-flop.
  • an inverter is connected between the second limit value comparator on the output side and the reset input of the flip-flop, which inverts the voltage value of the output signal of the second limit value comparator that the output of the flip-flop is reset via the reset input.
  • a clocked flip-flop is used in addition to the digital limit value comparators.
  • this flip-flop has a clock activation input in addition to a clock input to which a clock signal from a clock generation circuit is fed.
  • a controller clock is expediently fed from the controller to the clock activation input. This is advantageous in that the clock input is only activated and the flip-flop therefore only reacts to signals at the set and reset inputs if a controller signal has been made available in time after the controller cycle.
  • the frequency of the oscillating controller signal which changes the output signals due to increased voltage amplitudes at the outputs of the limit value comparators - for example from a logic "0" to a logic "1" - corresponds to the frequency of one provided at the output of the flip-flop Evaluation signal that is used for frequency monitoring.
  • the monitoring device expediently comprises a counter circuit.
  • the counter circuit is supplied with the evaluation signal provided by the flip-flop, which then corresponds to the oscillating controller signal when the controller signal oscillates with increasing amplitude.
  • the counter circuit comprises two counters, namely a default counter and a monitoring counter.
  • a reference signal is fed to a clock input of the default counter.
  • the default counter counts the periods of the reference signal and is controlled by a default comparator, which is connected on the output side to the default counter, from a predetermined number of periods Reset input on the default counter reset.
  • the default comparator continuously compares the counter reading of the default counter with a predetermined value. If this value is reached, the default comparator changes the voltage value of its output signal - for example from a logic zero ("0") to a logic one ("1") - and not only resets the default counter, but also the monitoring counter via a reset input ,
  • the monitoring comparator itself monitors the frequency of the controller signal in such a way that the controller signal is fed to a clock input of the monitoring counter and the periods of the controller signal are counted, and the counter reading is continuously compared with a predetermined monitoring limit value by a monitoring comparator connected to the monitoring counter on the output side. If the preset counter reaches a preset preset limit value by counting the periods of the reference signal, the preset comparator also resets the monitoring counter in addition to the preset counter via a reset signal supplied to the reset input.
  • the monitoring counter starts counting the periods of the controller signal again after each reset. If the counter reading of the monitoring counter reaches a value within an interval between two reset signals of the default comparator, the monitoring comparator makes available the control signal which is fed to the control device in order to block the output stage on the input side.
  • the controller used for the electrical amplifier is designed as a PI or PID controller. It is therefore expedient to use the control deviation described above as a monitoring signal. Alternatively, the integrated control deviation or difference can be used. According to an advantageous embodiment of the monitoring device, a JK flip-flop with a clock activation function is used as the clocked flip-flop and an RS flip-flop as the non-clocked flip-flop.
  • FIG. 1 is a block diagram of an electrical amplifier with a monitoring device connected between a regulator and a control device
  • FIG. 2 in a block diagram the monitoring device according to FIG. 1 with a comparator circuit, a flip-flop and a counter circuit,
  • FIG. 3 is a circuit diagram of the comparator circuit and the flip-flop according to FIG. 2,
  • FIG. 5 is a block diagram of the controller of the electrical amplifier see FIG. 1,
  • FIG. 6 is a circuit diagram of the counter circuit of FIG. 2 with a default and a monitoring counter
  • FIG. 7 shows an equivalent circuit diagram of an output stage of the electrical amplifier according to FIG. 1.
  • Fig.l shows a block diagram of an electrical amplifier EV with an output stage ES, which is connected to a voltage source SQ is connected to a supply voltage U_0, and which generates an output voltage U_out for operating a consumer L - shown here as a coil GS.
  • the amplifier EV comprises a controller R, which, in order to control the amplifier EV and to specify the output voltage U_out, a controller signal RS as a function of a current actual value ACTIVATED by a current measuring device SME from the output signal of the output stage ES by comparison with a current target value SHOULD set and the controller signal RS a control device SE available.
  • the control device SE in turn, generates control signals AS1, AS2, AS3, AS4 by pulse width modulation of the controller signal RS in order to control switching elements S1, S2, S3, S4 of a bridge circuit BS provided in the output stage ES, with which the output voltage U_out is set, to be switched on and off.
  • the electrical amplifier EV has a monitoring device UE which is supplied with the control signal RS for monitoring on the input side and which, depending on the controller signal RS in response to the monitoring, outputs a control signal SL to the control device SE if the controller signal RS is caused, for example, by an incorrect setting in Controller oscillates with increasing amplitude. If the regulator signal RS has unexpectedly large voltage swings, this can damage components of the output stage ES. High frequencies of the controller signal RS can cause an overload of the switching elements S1, S2, S3, S4 or the capacitor Co due to the switching clock being too fast, in the event that in the bridge circuit BS of an amplifier EV for consumers L, such as electric motors or
  • Magnetic resonance tomography devices voltages and currents in the order of magnitude of 300V or 300A or higher can be switched.
  • the monitoring device UE which can be implemented with little logic effort, can be easily integrated into the control device SE functioning as a pulse width modulator.
  • 2 shows the monitoring device UE, to which the controller signal RS is fed, and which outputs a control signal SL as a function of the properties of the controller signal RS.
  • a comparator circuit KS and a counter circuit ZS are provided in the monitoring device UE, which monitor the amplitude or frequency of the controller signal RS. Amplitude and frequency are the parameter values that characterize an oscillating signal.
  • the monitoring device UE comprises a flip-flop FF, to which a first evaluation signal AWS1 of the comparator circuit KS is supplied when the voltage amplitude of the regulator signal RS passes both an upper amplitude limit value REF_0 and a lower amplitude limit value REF_U.
  • the comparators provided in the comparator circuit KS are also digital. Accordingly, a JK flip-flop JK_FFE with both a clock input TE_FF and a clock activation input ENA is provided for further processing of the first evaluation signal AWS1, to which a clock RTS provided by the controller R is fed. In the case of a digitally operating regulator R and digitally operating comparators, there is a clocked JK flip-flop
  • JK_FFE expedient, as undesirable voltage peaks, so-called glitches, can occur during switching processes in the controller R and in the comparators. These are stopped at a clocked flip-flop JK_FF when the clock signal TS at the clock input TE_FF has a logic zero and the flip Flop JK_FF thus does not respond to input signals at inputs J and K, such as the first evaluation signal AWS1 shown in FIG. 2.
  • the monitoring device comprises an input for a clock generation circuit TES, which provides the JK flip-flop JK_FFE with a clock signal TS.
  • TS is preferred a higher-level system cycle from which other cycles such as the controller cycle RTS are derived.
  • the JK flip-flop JK_FFE is connected on the output side to the counter circuit ZS, which monitors the frequency of the controller signal RS.
  • the comparators provided in the comparator circuit KS are analog and the flip-flop is designed as an unclocked RS flip-flop, which is not shown in the drawing.
  • FIG. 3 shows the comparator circuit KS and the JK flip-flop JK_FFE for a controller R operating digitally in the amplifier EV in detail.
  • the comparator circuit KS has a first limit value comparator C1 and a second limit value comparator C2. Both limit value comparators C1, C2 are supplied with the controller signal RS at the non-inverting input NIE.
  • the controller signal RS is compared on the one hand by the first limit value comparator C1 with an upper amplitude limit value REF_0 fed to the inverting input IE of the first limit value comparator C1 and on the other hand by the second limit value comparator C2 with a lower amplitude limit value REF_U fed to the inverting input IE of the second limit value comparator C2.
  • Both limit value comparators C1, C2 are digital limit value comparators in FIG. 3 and thus provide a logic one and a logic zero as output signals.
  • FIG. 4 shows the voltage profiles that can be measured at the outputs of both limit value comparators Cl, C2, MPCl, MPC2 and MPIV being measured against ground at measuring points.
  • MPCl represents the measurement point at the output of the first limit value comparator.
  • Graph A in FIG. 4 shows the profile of an output voltage Uout_Cl of the first limit value comparator C1 together with the value profile of the controller signal RS over time t.
  • the first comparator C1 changes its output signal Sout_Cl from a logic zero to a logic one.
  • the first limit value comparator C1 changes its output signal from a logic one to a logic zero immediately when the controller signal RS falls below the upper amplitude limit value REF_0.
  • Graph B in FIG. 4 shows the profile of an output voltage Uout_C2 of the second limit value comparator C2 together with the value profile of the regulator signal RS over time t.
  • the circuit of the second limit value comparator C2 according to FIG. 3 is important here.
  • the non-inverting input NEE of the second limit value comparator C2 is supplied with the controller signal RS and a lower amplitude limit value REF__U is supplied at the inverting input IE.
  • the second limit value comparator C2 provides an output signal Sout_C2 with a logic one.
  • Graph B in FIG. 4 accordingly shows the profile of the output signal Sout_C2 of the second limit value comparator C2 together with the profile of the controller signal RS over time t, measured at the measuring point MPC2 at the output of the limit value comparator C2.
  • the output signals Sout_Cl, Sout_C2 of the limit value comparators C1, C2 are further processed by the JK flip-flop JK_FFE connected downstream of the comparator circuit KS in such a way that a second evaluation signal AWS2 at an output Q of the JK flip-flop JK_FFE corresponds in frequency to that of the controller signal RS. It is assumed that the amplitude of the controller signal RS passes through both the upper amplitude limit REF_0 and the lower amplitude limit REF_U and triggers a logic one at each of the two limit value comparators C1, C2.
  • the JK flip-flop JK_FFE outputs a logic one at its output Q when the upper amplitude limit REF_0 is exceeded by the amplitude of the controller signal RS and a logic zero when the amplitude falls below the lower amplitude limit REF_U, the inputs J, K of the JK flip-flop JK_FFE the output signals Sout_Cl and Sout_C2 supplied.
  • the JK flip-flop JK_FFE is set so that it provides a logic one at the output Q.
  • the output signal Sout_C2 of the second limit value comparator C2 has a logic zero after falling below the lower amplitude limit value REF_U due to the amplitude of the controller signal RS, this logic zero is output on the output side between the second limit value comparator C2 and the input K of the JK flip-flop JK_FFE switched inverter IV converted to a logical one.
  • An output signal Sout_IV provided at the output of the inverter IV has a logic one if and only if the voltage amplitude of the regulator signal RS falls below the lower amplitude limit value REF_U - as shown in graph C compared to graph B.
  • the output signal Sout_IV is fed to the input K of the JK flip-flop JK__FFE, the input K having a logic one resetting the JK flip-flop JK_FFE at output Q to a logic zero.
  • the inverter IV can be omitted.
  • the flip-flop can also be omitted.
  • this includes the clock input TE_FF and the clock activation input ENA.
  • the clock signal TS fed to the JK flip-flop JK_FFE at the clock input TE_FF is used to make the output of the JK flip-flop JK_FFE react to signals at the inputs J and K only when the clock signal TS has an edge of logic zero has logical one.
  • a regulator clock signal RTS is fed to the clock activation input ENA, which activates the clock input TE_FF of the JK flip-flop JK_FFE precisely when the regulator signal RS is made available by the regulator R for monitoring.
  • the output Q of the JK flip-flop JK_FFE does not respond to signals at inputs J and K which may be influenced by interference pulses if the clock input TE_FF is inactive due to the controller clock signal RTS.
  • the controller signal RS is thus monitored sequentially, activated and deactivated by the controller clock signal RTS.
  • the controller signal RS is generated in that the controller PID consists of the actual current value ACTUAL and a current delayed by a delay element DEL Setpoint SHOULD generate a control difference DIFF.
  • the control signal RS corresponds either to the control difference DIFF (amplification is equal to 1) or to a control difference PS amplified by the multiplier 18. In the event that the delayed current target value TARGET is equal to the actual current value ACTUAL, the control difference DIFF is zero.
  • an integrated control difference DIFF_I or a control difference IS amplified by a multiplier 20 and integrated by the integrator 19 is suitable for vibration monitoring by the monitoring device UE.
  • the controller signal RS which is generally supplied to the control device SE, is generated by the summer SUM from the DS component, the increased control difference PS and the increased integrated control difference IS.
  • a PI controller can also be used.
  • the comparator circuit KS shown in FIGS. 2 and 3 each has an upper and a lower amplitude limit value REF_0, REF_U predetermined at the same distance AB (FIG. 4) from the zero voltage line, a signal for vibration monitoring by the monitoring device UE that is not useful is special suitable. Since the useful part of the controller signal RS is mainly determined by the amplified, integrated control difference IS, the control difference DIFF or its amplification PS is particularly suitable for vibration monitoring. Alternatively, the controller signal RS can be freed from a potentially disruptive useful component by means of a high-pass filter in front of the comparators C1 and C2.
  • FIG. 6 shows the counter circuit ZS from FIG. 2, which comprises a preset counter VZ and a monitoring counter UZ, to which the second evaluation signal AWS2, whose frequency corresponds to the frequency of the regulator signal RS in the case of an oscillating regulator signal RS, is provided by the flip-flop FF and is fed to a clock input TE_UZ of the monitoring counter UZ.
  • a reference signal REFS is first applied to a clock input TE_VZ of the default counter VZ.
  • a default comparator VK connected to the default counter VZ on the output side compares the counter reading Y_0 of the default counter VZ with a predetermined default limit value VW immediately after each counting step of the default counter VZ. If the value of the counter reading Y_0 reaches the default limit value VW, the default comparator VK provides both the default counter VZ and the monitoring counter UZ with a reset signal RSL, which is fed to the reset input of the default counter VZ and the monitoring counter UZ. This resets both the default counter VZ and the monitoring counter UZ, which counts periods of the second evaluation signal AWS2 supplied at the clock input TE_UZ.
  • the default counter at the counter reading Y_0 is reset to the value "10000". With a reference signal REFS with 10kHz this happens automatically after exactly one second. Simultaneously with the default counter VZ, the monitoring counter UZ is also reset regardless of its counter reading Z_0 and starts counting the periods of the second evaluation signal AWS2 again after each reset.
  • a monitoring comparator UK is connected on the output side to the monitoring counter UZ for monitoring the counter reading Z_0. If the count Z_0 of the monitoring counter UZ reaches a predetermined monitoring limit value GW, the monitoring comparator UK outputs a control signal SL which corresponds to the control shown in FIG. er planted SE for controlling the output stage ES of the amplifier EV is supplied.
  • the control signal RS has a frequency of 2 kHz, for example, and if the monitoring comparator UK is given the monitoring limit value GW "5000", then the count Z_0 of the monitoring counter UZ does not reach the monitoring limit value GW "for example with the above-mentioned reference signal of 10 kHz and the specification limit value VW of" 10000 “. 5000 ", since the monitoring counter UZ is previously reset by the reset signal RSL of the default comparator VK. This applies because, according to the example mentioned above, the monitoring counter UZ and the default counter VZ are reset after exactly one second. After exactly one second, the monitoring counter UZ with the second evaluation signal AWS2 of 2 kHz has only reached a counter reading Z_0 with a value of "2000", but not with a value of "5000", which corresponds to the monitoring limit value GW.
  • the counter reading Z_0 would have a value of "20000” in exactly one second until the monitoring counter UZ was reset by the default comparator VK.
  • the monitoring comparator UK outputs the control signal SL to the control device SE in the case of a second evaluation signal AWS2 with the frequency of 20 kHz when the value "5000" is reached by the counter reading Z_0.
  • control signal SL in which the output stage ES assumes a switching state described below in FIG. 7 or FIG. 8 until the amplifier is to go into operation again by a further control signal.
  • FIGS. 7 and 8 show the structure of the bridge circuit BS provided in the amplifier ES as an equivalent circuit diagram. shows. Also shown are two different switching states of the switching elements S1, S2, S3 and S4 provided in the bridge circuit BS in the case of a control signal SL supplied to the control device SE by the monitoring device UE.
  • the bridge circuit BS to which a potential-free supply voltage U_0 is applied, is designed as an H-bridge with the four switching elements S1, S2, S3 and S4, which each have a pulse-width-modulated control signal AS1, AS2, AS3 and AS4 of the control modules acting as pulse width modulators. address SE facility.
  • the switching elements S1, S2, S3 and S4 are designed, for example, as MOS-FET transistors or as bipolar transistors with free-wheeling diodes. Two of the switching elements S1 and S3 as well as S2 and S4 are connected to the positive and the negative connection of the supply voltage U_0. The remaining connections of two switching elements arranged in a bridge branch (S1 and S3 or S2 and S4) are connected in pairs to one another and to a connecting line 30, 40 each.
  • the connecting line 30 leads to an output QA of the output stage ES, whereas the connecting line 40 leads to an output QB of the output stage ES.
  • a freewheeling diode VI, V2, V3 and V4 is arranged antiparallel to the switching elements S1, S2, S3 and S4.
  • the capacitor Co serves to buffer the potential-free supply voltage U__0, as a result of which an intermediate circuit voltage is present at the bridge circuit BS.
  • the outputs QA, QB of the output stage ES are connected to an essentially inductive consumer L, for example a gradient coil GS.
  • the switching elements S2 and S4 are switched on, that is to say closed. As shown in FIG. 7, the current flows in the output stage E from the output QB via the switching element S4 and the freewheeling diode V2 to the output QA of the output stage ES. If the switching element S2 is a MOS-FET transistor, this can take over part of the diode current of the freewheeling diode V2. The output QB of the output stage ES is then minimally positive compared to the output gear QA. The switching state of the output stage ES shown in FIG. 7 is referred to as "lower freewheeling operation".
  • This “lower freewheeling operation” is a first alternative when the control device SE is activated with the control signal SL for blocking the output stage.
  • the output current I_OUT of the output stage ES declines less steeply, which is of particular importance for some consumers L, for example a magnetic resonance imaging device.
  • Fig. 8 shows an alternative to the "lower freewheel operation".
  • the switching elements S1 and S3 are switched on, i.e. closed.
  • the current flows in the output stage ES from the output QB via the freewheeling diode V3 and the switching element S1 to the output QA of the output stage ES.
  • the switching element S3 is a MOS-FET transistor, this can take over part of the diode current of the freewheeling diode V3.
  • the switching state of the output stage ES shown in FIG. 8 is referred to as "upper freewheeling operation".
  • the output stage is only blocked on the input side, because a current flowing in the load at the time of the blocking on the input side is not reduced by a high counter voltage.
  • switching elements S1, S2, S3 and S4 which, however, can stimulate the patient in the case of a magnetic resonance imaging device.
  • control loop can also be blocked, e.g. in that the controller signal RS is switched to a value which effects an output voltage U_out zero at the output of the output stage ES, as a result of which the controller is switched off.

Abstract

Bei einem Verfahren zum Steuern eines elektrischen Verstärkers (EV), bei dem ein eine Endstufe (ES) des Verstärkers (EV) ansteuerndes Reglersignal (RS) überwacht wird, wird das Reglersignal (RS) in Abhängigkeit eines Ausgangsignals (U out) der Endstufe (ES) eingestellt. Dabei wird das Reglersignal (RS) mit einem Referenzsignal (REFS) verglichen, wobei beim Durchschreiten eines Amplitudengrenzwertes (REF O, REF U) und eines Periodendauergrenzwertes (PGW) des Referenzsignals (REFS) vom jeweiligen Amplitudenwert (AW) bzw. Periodendauerwert (PW) des Reglersignals (RS) die Endstufe (ES) eingangsseitig sperrend angesteuert wird.

Description

Beschreibung
Elektrischer Verstärker und Verfahren zu dessen Steuerung
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung eines e- lektrischen Verstärkers, bei dem ein eine Endstufe des Verstärkers ansteuerndes Reglersignal überwacht wird. Sie bezieht sich weiter auf einen nach diesem Verfahren arbeitenden Verstärker. Unter Verstärker wird hierbei insbesondere ein Gradientenverstärker für beispielsweise ein Kernspintomographiegerät verstanden.
Ein derartiger elektrischer Verstärker ist häufig zweistufig aufgebaut. In einer ersten Stufe erzeugt ein Zwischenkreis- generator oder ein Netzteil eine Versorgungsspannung mittelmäßiger Präzision. Das Netzteil versorgt eine Endstufe, die die Aufgabe hat, ein Ausgangsignal mit den gewünschten Eigenschaften zu generieren. Das Ausgangsignal kann - je nach Anforderungen - eine gegenüber der Versorgungsspannung hocht- ransformierte Spannung aufweisen und je nach Anwendung vorgebbare konstante oder zeitlich veränderliche Signalverläufe aufweisen.
Für die Verwendung des elektrischen Verstärkers als Gradien- tenverstärker für Gradientenspulen in beispielsweise Magnetresonanzgeräten müssen besonders schnell veränderliche und präzise einzuhaltende zeitliche Ausgangsignalverläufe gewährleistbar sein. Schaltelemente in einer in der Endstufe vorgesehene Brückenschaltung können dabei derart angesteuert wer- den, dass bei Versorgung mit der erforderlichen Versorgungsspannung das Ausgangsignal mit den gewünschten Eigenschaften erzeugbar ist.
Die Präzision, mit der die gewünschten Parameterwerte des Ausgangsignals eingehalten werden können, hängt insbesondere von den Eigenschaften einer die Schaltelemente der Endstufe des elektrischen Verstärkers ansteuernden Vorrichtung ab. Diese Vorrichtung umfasst eine Steuereinrichtung zur Ansteu- erung der beispielsweise als Halbleiterbauelemente ausgeführten Schaltelemente und einen der Steuereinrichtung vorgeschalteten Regler, der der Steuereinrichtung ein Reglersignal in Abhängigkeit des von der Endstufe abgegebenen Ausgangsignals zur Verfügung stellt. Dabei bildet der Regler mit der Steuereinrichtung und der Endstufe einen Regelkreis. Der Regler vergleicht eine Sollwertgröße mit einer am Ausgangsignal der Endstufe gemessenen Regel- oder Istwertgröße und gibt ab- hängig von einer Regelabweichung, unter der die Differenz von Sollwertgröße und Istwertgröße zu verstehen ist, eine Stellwertgröße ab. Für den Fall, dass die Istwertgröße ansteigt, nimmt die Regelabweichung einen negativen Wert an. Dadurch verkleinert der Regler die Stellwertgröße in verstärktem Ma- ße. Die Abnahme der Stellwertgröße wirkt dem Anstieg der Istwertgröße entgegen. Dies wird als Gegenkopplung bezeichnet.
Geht bedingt durch eine Fehleinstellung des Reglers die Gegenkopplung in eine Mitkopplung über, so wird der Regelkreis beispielsweise eines Gradientenverstärkers instabil und beginnt zu schwingen. Unter einer Mitkopplung ist zu verstehen, dass die Stellwertgröße, die dem vom Regler abgegebenen Reglersignal entspricht, bei ansteigender Istwertgröße ebenso ansteigt. Die Ursache einer Mitkopplung kann am Regler selbst, beispielsweise an einer zu hohen Reglerverstärkung, liegen und äußert sich in stetig ansteigender Amplitude und Frequenz des Reglersignals, mit der Folge, dass der Regler übersteuert. Durch das in Mitkopplung des Reglers oszillierende Reglersignal können Bauelemente in der Steuereinrich- tung aufgrund der breiten Amplitude in der erhöhten Frequenz beschädigt bzw. überlastet werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde, ein Verfahren zur verbesserten Stabilisierung eines Regelkreises in einem elek- trischen Verstärker und einen nach diesem Verfahren arbeitenden Verstärker anzugeben. Bezüglich des Verfahrens wird die genannte Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmalen des Anspruchs 1. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche.
Bezüglich des elektrischen Verstärkers wird die genannte Aufgabe erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale des Anspruchs 9. Zweckmäßige Ausgestaltungen sind Gegenstand der hierauf rückbezogenen Unteransprüche. So umfasst der elektrische Ver- stärker eine Endstufe, die eingangsseitig mit einer Steuereinrichtung verbunden ist, der wiederum ein Regler vorgeschaltet ist, an dem ausgangsseitig eine Überwachungseinrichtung zur Überwachung eines vom Regler zur Verfügung gestellten Reglersignals vorgesehen ist.
Das Verfahren umfasst dabei die Überwachung des in Abhängigkeit eines Ausgangssignals der Endstufe eingestellten Reglersignals durch einen Vergleich mit einem Referenzsignal. Dabei wird die Endstufe eingangsseitig sperrend oder eingangs- und ausgangsseitig sperrend angesteuert, wenn ein Amplitudenwert und ein Periodendauerwert des Reglersignals den jeweiligen Amplitudengrenzwert bzw. Periodendauergrenzwert des Referenzsignals durchschreiten. Unter dem Begriff „Amplitudenwert" soll dabei ein von der Amplitude abhängiger Parameterwert des Reglersignals verstanden werden; unter „Periodendauerwert" soll ein vom zeitlichen Verlauf des Reglersignals abhängiger Parameterwert verstanden werden, insbesondere Periodendauer oder Frequenz. Alternativ oder zusätzlich zu diesem Eingriff in die Ansteuerung der Endstufe kann auch der Regler bzw. der Regelkreis gesperrt werden. Unter dem Begriff „Sperren" wird dabei im wesentlichen ein Deaktivieren oder auf Null stellen verstanden.
Die mit der Erfindung erzielten Vorteile bestehen insbesonde- re darin, dass das Verfahren zur Schwingungsüberwachung und die Vorrichtung zu dessen Durchführung für sowohl analoge als auch digital arbeitende Regler einsetzbar ist. Ob der Regel- kreis schwingt, hängt von einer Schwingbedingung ab, die eine Amplitudenbedingung und eine Phasenbedingung umfasst. Ist die Schwingbedingung erfüllt, wird das Reglersignal, das durch eine Instabilität des Reglers hervorgerufen wird, von der Ü- berwachungseinrichtung vorteilhafterweise in Amplitude und in Frequenz überwacht. Oszilliert das Reglersignal, so liegt Mitkopplung statt Gegenkopplung mit wachsender Frequenz und ansteigender Amplitude vor.
Des weiteren sind durch die Überwachungseinrichtung auch Bauelemente der Steuereinrichtung durch zu große Amplituden und zu hohe Frequenz des Reglersignals vor Beschädigung geschützt. Kommt es zu einem oszillierenden Reglersignal, so stellt die Überwachungseinrichtung der Steuereinrichtung ein Überwachungssignal zum Ansteuern von in der Endstufe vorgesehenen Schaltelementen zur Verfügung. Folglich übernimmt die Überwachungseinrichtung für den Fall eines oszillierenden Reglersignals die Ansteuerung der Steuereinrichtung und veranlaßt diese, die Schaltelemente in der Endstufe sperrend an- zusteuern. Außerdem steuert die Steuereinrichtung die Schaltelemente in der Endstufe derart an, dass die Endstufe lediglich eingangsseitig gesperrt wird, um eine abrupt abfallende Flanke der Stromamplitude eines Ausgangsignals der Endstufe zu vermeiden.
Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Überwachungseinrichtung eine Komparatorschaltung zur Überwachung der Amplitude des Reglersignals. Die Komparatorschaltung vergleicht dabei den Spannungsverlauf des Reglersignals mit jeweils einer oberen und einer unteren Referenzspannung. Dazu weist die Komparatorschaltung zweckmäßigerweise einen ersten und einen zweiten Grenzwertkomparator auf, wobei das Reglersignal beiden Grenzwertkomparatoren gleichzeitig zugeführt wird. Der erste Grenzwertkomparator vergleicht die Am- plitude des Reglersignals mit einem oberen Amplitudengrenzwert und ändert den Wert seines Ausgangsignal ab, sobald die Amplitude des Reglersignals über den oberen Amplitudengrenz- wert ansteigt. Im Gegensatz zum ersten Grenzwertkomparator überwacht der zweite Grenzwertkomparator die Amplitude des Reglersignals mit einem unteren Amplitudengrenzwert . Der zweite Grenzwertkomparator ändert den Wert seines Ausgangs- Signals, wenn die Amplitude des Reglersignals unter den unteren Amplitudengrenzwert sinkt.
Um die Ausgangsignale des ersten und des zweiten Grenzwert- komparators zusammenzuführen, umfasst die Überwachungsein- richtung zweckmäßigerweise ein Flip-Flop mit einem Setzeingang bzw. einem Rücksetzeingang. Das Ausgangsignal des ersten Grenzwertkomparators wird dem Setzeingang des Flip-Flop und das Ausgangsignal des zweiten Grenzwertkomparators wird dem Rücksetzeingang des Flip-Flop zugeführt.
Ist bei dem elektrischen Verstärker ein analog arbeitender Regler verwendet, kann zweckmäßiger ein ungetaktetes Flip- Flop eingesetzt werden. Stellt der erste Grenzwertkomparator bei Überschreiten der Amplitude des Reglersignals von einem oberen Amplitudengrenzwert dem Set-Eingang des Flip-Flop sein Ausgangsignal zur Verfügung, so wird ein Ausgang des Flip- Flop gesetzt. Erreicht die Spannungsamplitude des Reglersignals einen unteren Amplitudengrenzwert, so stellt der zweite Grenzwertkomparator dem Reset-Eingang des Flip-Flop sein Aus- gangsignal zur Verfügung.
Für den Fall, dass der erste und der zweite Grenzwertkomparator zwei gleichartige Komparatoren sind, ist in zweckmäßiger Weiterbildung zwischen den zweiten Grenzwertkomparator aus- gangsseitig und dem Reset-Eingang des Flip-Flop ein Inverter geschaltet, der den Spannungswert des Ausgangsignals des zweiten Grenzwertkomparators derart invertiert, dass der Ausgang des Flip-Flop über den Reset-Eingang zurückgesetzt wird.
Ist bei dem elektrischen Verstärker ein digital arbeitender Regler verwendet, ist zusätzlich zu den digitalen Grenzwert- komparatoren ein getaktetes Flip-Flop eingesetzt. In vorteil- hafter Weiterbildung weist dieses Flip-Flop zusätzlich zu einem Takteingang, dem ein Taktsignal von einer Takterzeugungsschaltung zugeführt ist, einen Taktaktivierungseingang auf. Dem Taktaktivierungseingang wird zweckmäßigerweise ein Reglertakt von dem Regler zugeführt. Dies ist dahingehend von Vorteil, dass der Takteingang nur dann aktiviert ist, und das Flip-Flop demnach nur dann auf Signale an dem Set- und dem Reset-Eingang reagiert, wenn zeitlich nach dem Reglertakt ein Reglersignal zur Verfügung gestellt wurde.
So beeinflussen Störungen, die sich beispielsweise als Spannungsspitzen - auch Glitche genannt - auf dem Reglersignal äußern, nicht das Setzen und Zurücksetzen des Flip-Flop. Die Frequenz des oszillierenden Reglersignals, das durch erhöhte Spannungsamplituden an den Ausgängen der Grenzwertkomparato- ren die Ausgangssignale ändern - beispielsweise von einer logischen "0" auf eine logische "1" -, entspricht demnach der Frequenz eines am Ausgang des Flip-Flop zur Verfügung gestellten Auswertesignals, das zur Frequenzüberwachung ver- wendet wird.
Um nach der Überwachung der Amplitude des Reglersignals durch die Komparatorschaltung eine Überwachung der Frequenz desselben durchzuführen, umfasst die Überwachungseinrichtung zweck- mäßigerweise eine Zählerschaltung. Der Zählerschaltung wird das von dem Flip-Flop zur Verfügung gestellte Auswertesignal zugeführt, welches dann dem oszillierenden Reglersignal entspricht, wenn das Reglersignal mit steigender Amplitude oszilliert .
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Zählerschaltung zwei Zähler, nämlich einen Vorgabezähler und einen Überwachungszähler. An einem Takteingang des Vorgabezählers ist ein Referenzsignal zugeführt. Der Vorgabezähler zählt die Perioden des Referenzsignals und wird über einen Vorgabekom- parator, der ausgangsseitig an den Vorgabezähler angeschlossen ist, ab einer vorgegebenen Anzahl von Perioden über einen Rücksetz-Eingang am Vorgabezähler zurückgesetzt. Der Vorgabe- komparator vergleicht dabei kontinuierlich den Zählerstand des Vorgabezählers mit einem vorgegebenen Wert. Ist dieser Wert erreicht, ändert der Vorgabekomparator den Spannungswert seines Ausgabesignals - beispielsweise von einer logischen Null("0") auf eine logische Eins ("1") - und setzt nicht nur den Vorgabezähler, sondern auch den Überwachungszähler über einen Reset-Eingang zurück.
Der Überwachungskomparator selbst überwacht die Frequenz des Reglersignals derart, dass das Reglersignal an einem Takteingang des Überwachungszählers zugeführt wird und die Perioden des Reglersignals gezählt werden sowie der Zählerstand stetig durch einen an dem Überwachungszähler ausgangsseitig ange- schlossenen Überwachungskomparator mit einem vorgegebenen Ü- berwachungsgrenzwert verglichen wird. Erreicht der Vorgabezähler einen eingestellten Vorgabegrenzwert durch Zählen der Perioden des Referenzsignals, so setzt der Vorgabekomparator zusätzlich zum Vorgabezähler auch den Überwachungszähler über ein dem Rücksetz-Eingang zugeführtes Rücksetzsignal zurück.
Demzufolge beginnt der Überwachungszähler nach jedem Rücksetzen erneut, die Perioden des Reglersignals zu zählen. Erreicht der Zählerstand des Überwachungszählers innerhalb ei- nes Intervalls zwischen zwei Rücksetzsignalen des Vorgabe- komparators einen Wert, der einen vorgegebenen Grenzwert ü- berschreitet, so stellt der Überwachungskomparator das Steuersignal zur Verfügung, das der Steuereinrichtung zugeführt wird, um die Endstufe eingangsseitig zu sperren.
In zweckmäßiger Weiterbildung ist der für den elektrischen Verstärker verwendete Regler als PI- oder PID-Regler ausgeführt. Demnach ist es zweckmäßig, die oben beschriebene Regelabweichung als Überwachungssignal zu verwenden. Alternativ kann auch die integrierte Regelabweichung oder -differenz verwendet werden. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Überwachungseinrichtung ist als getaktetes Flip-Flop ein JK-Flip-Flop mit Taktaktivierungsfunktion und als ungetaktetes Flip-Flop ein RS-Flip-Flop verwendet.
Nachfolgend wird ein Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Darin zeigen:
Fig. 1 in einem Blockschaltbild einen elektrischen Ver- stärker mit einer zwischen einen Regler und eine Steuereinrichtung geschalteten Überwachungseinrichtung,
Fig.2 in einem Blockschaltbild die Überwachungseinrich- tung gemäß Fig. 1 mit einer Komparatorschaltung, einem Flip-Flop und einer Zählerschaltung,
Fig. 3 ein Schaltbild der Komparatorschaltung und des Flip-Flop gemäß Fig. 2,
Fig. 4 Graphen zu Signalverläufen bei der Komparatorschaltung an in Fig. 3 angegebenen Messpunkten,
Fig. 5 in einem Blockschaltbild den Reglers des elektri- sehen Verstärkers gemäß Fig. 1,
Fig. 6 ein Schaltbild der Zählerschaltung gemäß Fig. 2 mit einem Vorgabe- und einem Überwachungszähler,
Fig. 7,8 ein Ersatzschaltbild einer Endstufe des elektrischen Verstärkers gemäß Fig. 1.
Einander entsprechende Teile sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen versehen.
Fig.l zeigt ein Blockschaltbild eines elektrischen Verstärkers EV mit einer Endstufe ES, die an eine Spannungsquelle SQ mit einer Versorgungsspannung U_0 angeschlossen ist, und die eine Ausgangsspannung U_out zum Betreiben eines Verbrauchers L - hier als Spule GS dargestellt - generiert . Des Weiteren umfasst der Verstärker EV einen Regler R, der zur Steuerung des Verstärkers EV und zur Präzisierung der Ausgangsspannung U_out ein Reglersignal RS in Abhängigkeit eines mit einer Strommesseinrichtung SME aus dem Ausgangsignal der Endstufe ES ermittelten Strom-Istwertes IST durch Vergleich mit einem Strom-Sollwert SOLL einstellt und das Reglersignal RS einer Steuereinrichtung SE zur Verfügung stellt. Die Steuereinrichtung SE wiederum erzeugt durch Pulsweitenmodulation des Reglersignals RS Ansteuersignale AS1, AS2, AS3, AS4, um Schaltelemente Sl, S2, S3, S4 einer in der Endstufe ES vorgesehenen Brückenschaltung BS, mit der die Ausgangsspannung U_out eingestellt wird, leitend und sperrend anzusteuern.
Außerdem weist der elektrische Verstärker EV eine Überwachungseinrichtung UE auf, der das Reglersignal RS zur Überwachung eingangsseitig zugeführt ist und die abhängig von dem Reglersignal RS als Reaktion auf die Überwachung ein Steuersignal SL an die Steuereinrichtung SE abgibt, wenn das Reglersignal RS durch beispielsweise eine Fehleinstellung im Regler mit ansteigender Amplitude oszilliert. Weist das Reglersignal RS unerwartet große Spannungshübe auf, so kann dies zur Beschädigung von Bauelementen der Endstufe ES führen. Hohe Frequenzen des Reglersignals RS können Ursache für eine Überlastung der Schaltelemente Sl, S2, S3, S4 oder des Kondensators Co durch zu schnellen Schalttakt sein, für den Fall, dass in der Brückenschaltung BS eines Verstärkers EV für Verbraucher L, wie beispielsweise Elektromotoren oder
Kernspintomographiegeräten, Spannungen und Ströme in der Größenordnung von 300V bzw. 300A oder höher geschaltet werden.
Die mit wenig Logikaufwand realisierbare Überwachungseinrich- tung UE kann in einfacher Art und Weise in die als Pulsweitenmodulator fungierende Steuereinrichtung SE integriert werden. Fig. 2 zeigt die Überwachungseinrichtung UE, der das Reglersignal RS zugeführt ist, und die in Abhängigkeit von den Eigenschaften des Reglersignals RS ein Steuersignal SL ausgibt. Zur Überwachung des Reglersignals RS sind in der Überwachungseinrichtung UE eine Komparatorschaltung KS und eine Zählerschaltung ZS vorgesehen, die die Amplitude bzw. die Frequenz des Reglersignals RS überwachen. Amplitude und Frequenz sind die für ein oszillierendes Signal kennzeichnenden Parameterwerte. Des Weiteren umfasst die Überwachungseinrichtung UE ein Flip-Flop FF, dem ein erstes Auswertesignal AWS1 der Komparatorschaltung KS zugeführt wird, wenn die Spannungsamplitude des Reglersignals RS sowohl einen oberen Amplitudengrenzwert REF_0 als auch einen unteren Amplituden- grenzwert REF_U durchschreitet.
Für den Fall eines im Verstärker EV digital arbeitenden Reglers R, sind auch die in der Komparatorschaltung KS vorgesehenen Komparatoren digital ausgeführt. Demzufolge ist zur Weiterverarbeitung des ersten Auswertesignals AWS1 ein JK- Flip-Flop JK_FFE mit sowohl einem Takteingang TE_FF als auch einem Taktaktivierungseingang ENA vorgesehen, dem ein vom Regler R zur Verfügung gestellter Takt RTS zugeführt ist. Bei einem digital arbeitenden Regler R und digital arbeitenden Komparatoren ist dahingehend ein getaktetes JK-Flip-Flop
JK_FFE zweckmäßig, als während Schaltvorgängen im Regler R und in den Komparatoren unerwünschte Spannungspitzen, sogenannte Glitche, auftreten können.. Diese werden an einem getakteten Flip-Flop JK_FF dann gestoppt, wenn das TaktSignal TS am Takteingang TE_FF eine logische Null aufweist und das Flip-Flop JK_FF somit nicht auf Eingangssignale an den Eingängen J und K, wie dem in Fig. 2 gezeigten ersten Auswertesignal AWS1, reagiert.
Ferner umfasst die Überwachungseinrichtung einen Eingang für eine Takterzeugungsschaltung TES, die dem JK-Flip-Flop JK_FFE ein Taktsignal TS zur Verfügung stellt. Vorzugsweise sei TS ein übergeordneter Systemtakt, aus dem andere Takte wie z.B. der Reglertakt RTS abgeleitet sind. Das JK-Flip-Flop JK_FFE ist ausgangsseitig mit der Zählerschaltung ZS verbunden, welche die Frequenz des Reglersignals RS überwacht.
Für den Fall eines im Verstärker analog arbeitenden Reglers R, sind die in der Komparatorschaltung KS vorgesehenen Komparatoren analog und das Flip-Flop als ungetaktetes RS-Flip- Flop ausgeführt, das in der Zeichnung nicht näher dargestellt ist.
Fig. 3 zeigt die Komparatorschaltung KS und das JK-Flip-Flop JK_FFE für einen in dem Verstärker EV digital arbeitenden Regler R detailliert. Dabei weist die Komparatorschaltung KS einen ersten Grenzwertkomparator Cl und einen zweiten Grenzwertkomparator C2 auf. Beiden Grenzwertkomparatoren Cl, C2 ist das Reglersignal RS gleichzeitig am nicht-invertierenden Eingang NIE zugeführt. Das Reglersignal RS wird einerseits vom ersten Grenzwertkomparator Cl mit einem am invertierenden Eingang IE des ersten Grenzwertkomparators Cl zugeführten o- beren Amplitudengrenzwert REF_0 und andererseits vom zweiten Grenzwertkomparator C2 mit einem am invertierenden Eingang IE des zweiten Grenzwertkomparators C2 zugeführten unteren Amplitudengrenzwert REF_U verglichen. Beide Grenzwertkomparato- ren Cl, C2 sind in Fig.3 digitale Grenzwertkomparatoren und stellen somit als Ausgangsignale eine logische Eins und eine logische Null zur Verfügung.
Fig. 4 zeigt die an den Ausgängen beider Grenzwertkomparato- ren Cl, C2 messbaren Spannungverläufe, wobei an Messpunkten MPCl, MPC2 und MPIV gegen Masse gemessen ist. Dabei stellt MPCl den Messpunkt am Ausgang des ersten Grenzwertkomparators dar. Graph A in Fig. 4 zeigt den Verlauf einer Ausgangsspannung Uout_Cl des ersten Grenzwertkomparators Cl zusammen mit dem Werteverlauf des Reglersignals RS über die Zeit t. Sobald die Amplitude des Reglersignals RS einen oberen Amplitudengrenzwert REF_0 überschreitet, ändert der erste Komparator Cl sein Ausgangsignal Sout_Cl von einer logischen Null auf eine logische Eins. Ebenso wechselt der erste Grenzwertkomparator Cl sein Ausgangsignal von einer logischen Eins auf eine logisch Null unmittelbar dann, wenn das Reglersignal RS den o- beren Amplitudengrenzwert REF_0 unterschreitet .
Graph B in Fig. 4 zeigt den Verlauf einer Ausgangsspannung Uout_C2 des zweiten Grenzwertkomparators C2 zusammen mit dem Werteverlauf des Reglersignals RS über die Zeit t. Wichtig dabei ist die Beschaltung des zweiten Grenzwertkomparators C2 gemäß Fig. 3. Dem nicht-invertierenden Eingang NIE des zweiten Grenzwertkomparators C2 ist das Reglersignal RS zugeführt und an dem invertierenden Eingang IE ist ein unterer Amplitudengrenzwert REF__U zugeführt. Solange das Reglersignal RS ü- ber dem unteren Amplitudengrenzwert REF_U liegt, stellt der zweite Grenzwertkomparator C2 ein Ausgangsignal Sout_C2 mit einer logischen Eins zur Verfügung. Erst wenn das Reglersignal RS den unteren Amplitudengrenzwert REF_U unterschreitet, stellt der zweite Grenzwertkomparator C2 ein Ausgangsignal Sout_C2 mit einer logischen Null zur Verfügung. Graph B in Fig. 4 zeigt dementsprechend den Verlauf des Ausgangsignals Sout_C2 des zweiten Grenzwertkomparators C2 zusammen mit dem Verlauf des Reglersignals RS über die Zeit t, gemessen an dem Messpunkt MPC2 am Ausgang des Grenzwertkomparators C2.
Um der Zählerschaltung ZS ein Auswertesignal zur Überwachung der Frequenz des Reglersignals RS zur Verfügung zu stellen, werden die Ausgangsignale Sout_Cl, Sout_C2 der Grenzwertkomparatoren Cl, C2 durch das der Komparatorschaltung KS nachge- schaltete JK-Flip-Flop JK_FFE derart weiterverarbeitet, dass ein zweites Auswertesignal AWS2 an einem Ausgang Q des JK- Flip-Flop JK_FFE in der Frequenz der des Reglersignals RS entspricht. Dabei ist angenommen, dass die Amplitude des Reglersignals RS sowohl den oberen Amplitudengrenzwert REF_0 als auch den unteren Amplitudengrenzwert REF_U durchschreitet und an beiden Grenzwertkomparatoren Cl, C2 jeweils eine logische Eins auslöst. Um zu erreichen, dass das JK-Flip-Flop JK_FFE an seinem Ausgang Q bei Überschreiten des oberen Amplitudengrenzwertes REF_0 durch die Amplitude des Reglersignals RS eine logische Eins und bei Unterschreiten des unteren Amplitudengrenzwertes REF_U durch die Amplitude des Reglersignals RS eine logische Null ausgibt, werden den Eingängen J, K des JK-Flip-Flop JK_FFE die Ausgangsignale Sout_Cl und Sout_C2 zugeführt .
Weist das Ausgangsignal Sout_Cl des ersten Grenzwertkompara- tors Cl nach Überschreiten des oberen Amplitudengrenzwertes REF_0 durch die Amplitude des Reglersignals RS eine logische Eins auf, so wird das JK-Flip-Flop JK_FFE gesetzt, so dass dieses am Ausgang Q eine logische Eins zur Verfügung stellt. Weist das Ausgangsignal Sout_C2 des zweiten Grenzwertkompara- tors C2 nach Unterschreiten des unteren Amplitudengrenzwertes REF_U durch die Amplitude des Reglersignals RS eine logische Null auf, so wird diese logische Null durch einen zwischen den zweiten Grenzwertkomparator C2 ausgangsseitig und den Eingang K des JK-Flip-Flop JK_FFE geschalteten Inverter IV in eine logische Eins umgewandelt. Ein am Ausgang des Inverters IV zur Verfügung gestelltes Ausgangsignal Sout_IV weist genau dann eine logische Eins auf, wenn die Spannungsamplitude des Reglersignals RS den unteren Amplitudengrenzwert REF_U unterschreitet - wie in Graph C im Vergleich zu Graph B gezeigt. Das Ausgangssignal Sout_IV wird dem Eingang K des JK-Flip- Flop JK__FFE zugeführt, wobei der eine logische Eins aufweisende Eingang K das JK-Flip-Flop JK_FFE am Ausgang Q auf eine logische Null zurücksetzt.
Wird alternativ zu den beiden Grenzwertkomparatoren Cl, C2 ein Fensterkomparator verwendet, kann der Inverter IV entfallen.
Wird alternativ zu den genannten Komparatoren ein Komparator mit Hysterese verwendet, der die Referenzwerte REF_0 und REF_U durch die Hysterese für sich selbst erzeugt, so kann auch das Flip-Flop entfallen. Zusätzlich zu den Eingängen J und K des in Fig. 3 gezeigten JK-Flip-Flop JK_FFE umfasst dieses den Takteingang TE_FF und den Taktaktivierungseingang ENA. Das am Takteingang TE_FF dem JK-Flip-Flop JK_FFE zugeführte Taktsignal TS dient dazu, den Ausgang des JK-Flip-Flop JK_FFE nur dann auf Signale an den Eingängen J und K reagieren zu lassen, wenn das Taktsignal TS eine Flanke von logisch Null nach logisch Eins aufweist. Dies ist dahingehend von Vorteil, als beispielsweise unerwünschte Störimpulse, sogenannte Glitche, die während Schaltvorgängen in digitalen Schaltungen verursacht werden, am Ausgang Q des JK-Flip-Flop JK_FFE keine Reaktion hervorrufen sollen und damit das zweite Ausgangsignal AWS2 in der Frequenz verfälschen.
Dem Taktaktivierungseingang ENA ist ein Reglertaktsignal RTS zugeführt, das den Takteingang TE_FF des JK-Flip-Flop JK_FFE genau dann aktiviert, wenn das Reglersignal RS vom Regler R zur Überwachung zur Verfügung gestellt wird. Somit reagiert der Ausgang Q des JK-Flip-Flop JK_FFE nicht auf gegebenenfalls von Störimpulsen beeinflusste Signale an den Eingängen J und K, wenn der Takteingang TE_FF durch das Reglertaktsignal RTS inaktiv ist. Die Überwachung des Reglersignal RS erfolgt also sequentiell, aktiviert und deaktiviert durch das Reglertaktsignal RTS.
Fig. 5 zeigt einen für den elektrischen Verstärker EV verwendbaren Reglertyp in Form eines PI-Reglers PI mit D- Steueranteil D. Das Reglersignal RS wird dadurch erzeugt, dass der Regler PID aus dem Strom-Istwert IST und einem durch ein Verzögerungsglied DEL verzögerten Strom-Sollwert SOLL eine Regeldifferenz DIFF erzeugt. Das Reglersignal RS entspricht entweder der Regeldifferenz DIFF (Verstärkung ist gleich 1) oder einer durch den Multiplizierer 18 verstärkten Regeldifferenz PS. Für den Fall, dass der verzögerte Strom- Sollwert SOLL gleich dem Strom-Istwert IST ist, ist die Regeldifferenz DIFF gleich null. Des Weiteren ist eine integrierte Regeldifferenz DIFF_I oder eine durch einen Multiplizierer 20 verstärkte und durch den Integrator 19 integrierte Regeldifferenz IS zur Schwingungs- Überwachung durch die Überwachungseinrichtung UE geeignet .
Ein in Fig. 5 gezeigter DS-Anteil, der einem durch einen Multiplizierer 17 verstärkten und durch einen Differentiator 16 aus dem Strom-Sollwert SOLL ermittelten D-Steueranteil D entspricht, eignet sich nicht zur Schwingungsüberwachung, da dieser DS-Anteil lediglich von dem Strom-Sollwert SOLL abhängt und keine Anteile in Abhängigkeit des Strom-Istwertes IST aufweist. Das Reglersignal RS, das der Steuereinrichtung SE generell zugeführt ist, wird durch den Summierer SUM aus dem DS-Anteil, der verstärkten Regeldifferenz PS und der ver- stärkten integrierten Regeldifferenz IS erzeugt. Alternativ kann auch ein PI-Regler verwendet werden.
Da der in Fig. 2 und 3 gezeigten Komparatorschaltung KS ein oberer und ein unterer Amplitudengrenzwert REF_0, REF_U je- weils in gleichem Abstand AB (Fig. 4) zur Spannungsnulllinie vorgegeben ist, ist ein keinen Nutzanteil tragendes Signal zur Schwingungsüberwachung durch die Überwachungseinrichtung UE besonders geeignet. Da der Nutzanteil des Reglersignals RS überwiegend durch die verstärkte, integrierte Regeldifferenz IS bestimmt ist, eignet sich besonders die Regeldifferenz DIFF oder deren Verstärkung PS zur Schwingungsüberwachung. Alternativ kann das Reglersignal RS durch ein Hochpaßfilter vor den Komparatoren Cl und C2 von einem eventuell störenden Nutzanteil befreit werden.
Fig. 6 zeigt die Zählerschaltung ZS aus Fig. 2, welche einen Vorgabezähler VZ und einen Überwachungszähler UZ umfasst, dem das zweite Auswertesignal AWS2, dessen Frequenz bei einem oszillierenden Reglersignal RS der Frequenz des Reglersignals RS entspricht, vom Flip-Flop FF zur Verfügung gestellt und an einem Takteingang TE_UZ des Überwachungszählers UZ zugeführt ist . Um die Frequenz des Reglersignals RS zu überwachen, wird zunächst ein Referenzsignal REFS auf einen Takteingang TE_VZ des Vorgabezählers VZ gegeben. Während der Vorgabezähler VZ einen Zählerstand Y_0 durch Zählen von Perioden des Referenzsignals REFS erhöht, vergleicht ein an den Vorgabezähler VZ ausgangsseitig angeschlossener Vorgabekomparator VK unmittelbar nach jedem Zählschritt des Vorgabezählers VZ den Zählerstand Y_0 des Vorgabezählers VZ mit einem vorgegebenen Vorga- begrenzwert VW. Erreicht der Wert des Zählerstands Y_0 den Vorgabegrenzwert VW, so stellt der Vorgabekomparator VK sowohl dem Vorgabezähler VZ als auch dem Überwachungszähler UZ ein Rücksetzsignal RSL zur Verfügung, das jeweils dem Reset- Eingang des Vorgabezählers VZ und des Überwachungszählers UZ zugeführt wird. Dadurch wird sowohl der Vorgabezähler VZ als auch der Überwachungszähler UZ, der Perioden des am Takteingang TE_UZ zugeführten zweiten Auswertesignals AWS2 zählt, zurückgesetzt .
Weist das Referenzsignal REFS beispielsweise eine Frequenz von 10kHz auf und beträgt der Vergleichwert VW "10000", so wird der Vorgabezähler bei dem Zählerstand Y_0 mit dem Wert "10000" zurückgesetzt. Dies erfolgt bei einem Referenzsignal REFS mit 10kHz automatisch nach genau einer Sekunde. Gleich- zeitig mit dem Vorgabezähler VZ wird auch der Überwachungszähler UZ unabhängig von seinem Zählerstand Z_0 zurückgesetzt und beginnt nach jedem Rücksetzen erneut mit dem Zählen der Perioden des zweiten Auswertesignals AWS2.
Zur Überwachung des zweiten Auswertesignals AWS2, das dem
Reglersignal RS bei Oszillation des Reglersignals RS mit ansteigender Amplitude entspricht, ist an den Überwachungszähler UZ zur Überwachung des Zählerstands Z_0 ausgangsseitig ein Überwachungskomparator UK angeschlossen. Erreicht der Zählstand Z_0 des Überwachungszählers UZ einen vorgegebenen Überwachungsgrenzwert GW, so gibt der Überwachungskomparator UK ein Steuersignal SL ab, das der in Fig. 1 gezeigten Steu- ereinrichtung SE zur Ansteuerung der Endstufe ES des Verstärkers EV zugeführt wird.
Weist das Reglersignal RS beispielsweise eine Frequenz von 2kHz auf und ist dem Überwachungskomparator UK der Überwachungsgrenzwert GW "5000" vorgegeben, so erreicht der Zählstand Z_0 des Überwachungszählers UZ bei beispielsweise oben genanntem Referenzsignal von 10kHz und Vorgabegrenzwert VW von "10000" nicht den Überwachungsgrenzwert GW "5000", da der Überwachungszähler UZ vorher durch das Rücksetzsignal RSL des Vorgabekomparators VK zurückgesetzt wird. Dies gilt deshalb, da nach oben genanntem Beispiel die Rücksetzung des Überwachungszählers UZ sowie des Vorgabezählers VZ nach genau einer Sekunde geschieht. Nach genau einer Sekunde hat der Überwa- chungszähler UZ mit dem zweiten Auswertesignal AWS2 von 2kHz lediglich einen Zählerstand Z_0 mit einem Wert von "2000" erreicht, nicht aber mit einem Wert von "5000", der dem Überwachungsgrenzwert GW entspricht.
Beträgt die Frequenz des zweiten Auswertesignals AWS2 beispielsweise 20kHz, so würde der Zählerstand Z_0 in genau einer Sekunde bis zur von dem Vorgabekomparator VK veranlassten Rücksetzung des Überwachungszählers UZ einen Wert von "20000" aufweisen. Da der Überwachungsgrenzwert GW jedoch "5000" be- trägt, gibt der Überwachungskomparator UK bei einem zweiten Auswertesignal AWS2 mit der Frequenz von 20kHz bei Erreichen des Wertes "5000" durch den Zählerstands Z_0 das Steuersignal SL an die Steuereinrichung SE ab.
Vorteilhafterweise speichert die Steuereinrichtung SE das
Auftreten des Steuersignals SL, bei dem die Endstufe ES einen nachfolgend in Fig. 7 oder Fig.8 beschriebenen Schaltzustand einnimmt, bis durch ein weiteres Steuersignal der Verstärker wieder in Betrieb gehen soll.
In den Figuren 7 und 8 ist der Aufbau der in der Enstufe ES vorgesehenen Brückenschaltung BS als Ersatzschaltbild ge- zeigt. Gezeigt sind des Weiteren zwei unterschiedliche Schaltzustände der in der Brückenschaltung BS vorgesehenen Schaltelemente Sl, S2, S3 und S4 bei einem der Steuereinrichtung SE von der Überwachungseinrichtung UE zugeführten Steu- ersignal SL. Dabei ist die Brückenschaltung BS, an der eine potentialfreie Versorgungsspannung U_0 anliegt, als H-Brücke mit den vier Schaltelementen Sl, S2, S3 und S4 ausgeführt, die auf je ein pulsweitenmoduliertes Ansteuersignal AS1, AS2, AS3 und AS4 der als Pulsweitenmodulator fungierenden Steuer- einrichtung SE ansprechen. Die Schaltelemente Sl, S2, S3 und S4 sind beispielsweise als MOS-FET Transistoren oder als bipolare Transistoren mit Freilaufdioden ausgeführt. Je zwei der Schaltelemente Sl und S3 sowie S2 und S4 sind mit dem positiven bzw. dem negativen Anschluss der Versorgungsspannung U_0 verbunden. Die verbleibenden Anschlüsse von je zwei in einem Brückenzweig angeordneten Schaltelementen (Sl und S3 bzw. S2 und S4) sind paarweise miteinander und mit je einer Verbindungsleitung 30, 40 verbunden. Die Verbindungsleitung 30 führt an einen Ausgang QA der Endstufe ES, wohingegen die Verbindungsleitung 40 an einen Ausgang QB der Endstufe ES führt. Antiparallel zu den Schaltelementen Sl, S2, S3 und S4 ist jeweils eine Freilaufdiode VI, V2, V3 und V4 angeordnet. Zur Pufferung der potentialfreien Versorgungsspannung U__0 dient der Kondensator Co, wodurch an der Brückenschaltung BS eine Zwischenkreisspannung anliegt. Die Ausgänge QA, QB der Endstufe ES sind mit einem im wesentlichen induktiven Verbraucher L, beispielsweise einer Gradientenspule GS, verbunden.
Bei einem Schaltzustand gemäß Fig. 7 sind die Schaltelemente S2 und S4 eingeschaltet, also geschlossen. Der Strom fließt, wie in Fig. 7 gezeigt, in der Endstufe E vom Ausgang QB über das Schaltelement S4 und die Freilaufdiode V2 zum Ausgang QA der Endstufe ES. Falls es sich bei dem Schaltelement S2 um einen MOS-FET Transistor handelt, kann dieser einen Teil des Diodenstromes der Freilaufdiode V2 übernehmen. Der Ausgang QB der Endstufe ES ist dann minimal positiv gegenüber dem Aus- gang QA. Der in der Fig. 7 gezeigte Schaltzustand der Endstufe ES wird als "unterer Freilaufbetrieb" bezeichnet.
Dieser "untere Freilaufbetrieb" ist eine erste Alternative bei Ansteuerung der Steuereinrichtung SE mit dem Steuersignal SL zum Sperren der Endstufe. Im "unteren Freilaufbetrieb" klingt der Ausgangsstrom I_OUT der Endstufe ES weniger steil ab, was für einige Verbraucher L, beispielsweise einem Kernspintomographiegerät, von besonderer Bedeutung ist.
Fig. 8 zeigt eine Alternative zum "unteren Freilaufbetrieb" . Hier sind die Schaltelemente Sl und S3 eingeschaltet, also geschlossen. Der Strom fließt in der Endstufe ES vom Ausgang QB über die Freilaufdiode V3 und das Schaltelement Sl zum Ausgang QA der Endstufe ES. Falls es sich bei dem Schaltelement S3 um einen MOS-FET Transistor handelt, kann dieser einen Teil des Diodenstromes der Freilaufdiode V3 übernehmen. Der in der Fig. 8 gezeigte Schaltzustand der Endstufe ES wird als "oberer Freilaufbetrieb" bezeichnet.
Im Freilaufbetrieb ist die Endstufe lediglich eingangsseitig gesperrt, denn ein in der Last zum Zeitpunkt der eingangssei- tigen Sperrung fließender Strom wird nicht durch eine hohe Gegenspannung abgebaut .
Alternativ zu den in Fig.7 und Fig.8 dargestellten Schaltzuständen ist auch ein Sperren aller Schaltelemente Sl, S2, S3 und S4 möglich, was jedoch bei einem Kernspintomographiegerät zu einer Stimulation des Patienten führen kann.
Alternativ zu einem Eingriff in die Ansteuerung der Endstufe kann auch der Regelkreis gesperrt werden, z.B. dadurch, daß das Reglersignal RS auf einen Wert geschaltet wird, der am Ausgang der Endstufe ES eine Ausgangsspannung U_out null be- wirkt, wodurch der Regler abgeschaltet ist.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Steuern eines elektrischen Verstärkers (EV) , bei dem ein eine Endstufe (ES) des Verstärkers (EV) ansteu- erndes Reglersignal (RS) eines Reglers (R) überwacht wird, - wobei das Reglersignal (RS) in Abhängigkeit eines Ausgangssignals (S_out) der Endstufe (ES) eingestellt wird, - wobei das Reglersignal (RS) mit einem Referenzsignal (REFS) verglichen wird, und - wobei beim Durchschreiten eines Amplitudengrenzwertes (REF_0, REF_U) und eines Periodendauergrenzwertes (PGW) des Referenzsignals (REFS) vom jeweiligen Amplitudenwert (AW) bzw. Periodendauerwert (PW) des Reglersignals (RS) die Endstufe (ES) eingangsseitig sperrend angesteuert und / oder der Regler (R) gesperrt wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem eine Komparatorschaltung (KS) ein erstes Auswertesignal (AWS1) einem Flip-Flop (FF) zur Verfügung stellt, wenn der Amplitudenwert (AW) des Reglersignals (RS) einen oberen Amplitudengrenzwert (REF_0) überschreitet, und wenn der Amplitudenwert (AW) des Reglersignals (ES) einen unteren Amplitudengrenzwert (REF_U) unterschreitet .
3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem ein von dem Flip-Flop (FF) zur Verfügung gestelltes zweites Auswertesignal (AWS2) einen oberen Grenzwert (AWS_0) annimmt, wenn der Amplitudenwert (AW) den oberen Amplitudengrenzwert (REF__0) überschreitet, und einen unteren Grenzwert (AWS_U) annimmt, wenn der Amplitudenwert (AW) den unteren Amplitudengrenzwert (REF_U) unterschreitet .
4'. Verfahren nach Anspruch 3, bei dem das aus einem digitalen Reglersignal (RS) hervorgehende zweite Auswertesignal (AWS2) von dem Flip-Flop (FF) dann zur Verfügung gestellt wird, wenn das Flip-Flop (FF) mittels eines Taktsignals .(TS) des Reglers (R) aktiviert ist.
5. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, bei dem ein Steuersignal (SL) zur Ansteuerung der Endstufe (ES) erzeugt wird, wenn die zeitliche Dauer des Periodendauerwertes (PW) des bei er- zeugtem ersten Auswertesignal (AWS1) mit dem zweiten Auswertesignal (AWS2) übereinstimmenden Reglersignals (RS) geringer ist als die zeitliche Dauer des Periodendauergrenzwertes (PGW) des Referenzsignals (REFS) .
6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem eine zum Periodendauerwert (PW) reziproke Reglersignalfrequenz (RS_F) des Reglersignals (RS) mit einer zum Periodendauergrenzwert (PGW) reziproken Referenzsignalfrequenz (REFS_F) des Referenzsignals (REFS) dahingehend überwacht wird, als das Steuersignal (SL) bei Überschreiten eines durch Aufsummierung von Perioden des Referenzsignals (REFS) innerhalb eines einstellbaren Zeitintervalls (ZI) gebildeten Überwachungsgrenzwertes (GW) von einem durch Aufsummierung von Perioden des Reglersignals (RS) innerhalb des Zeitintervalls (ZI) gebildeten Vorgabegrenzwert (VW) erzeugt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, bei dem das Reglersignal (RS) eine Regeldifferenz aufweist, deren Regeldifferenzsignal (RDIFF) mit dem Referenzsignal (REFS) vergli- chen wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem ein aus dem Regeldifferenzsignal (RDIFF) durch Integration gebildetes integriertes Regeldifferenzsignal (RDIFF_I) mit dem Referenzsignal (REFS) verglichen wird.
9. Elektrischer Verstärker (EV) mit einer Endstufe (ES), die eingangsseitig mit einer Steuereinrichtung (SE) verbunden ist, der ein Regler (R) vorgeschaltet ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine an den Regler (R) ausgangsseitig angeschlossene Überwachungsein- richtung (UE) zur Überwachung eines vom Regler (R) zur Verfügung gestellten Reglersignals (RS) vorgesehen ist.
10. Elektrischer Verstärker (EV) nach Anspruch 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Überwachungseinrichtung (UE) eine Komparatorschaltung (KS) zur Überwachung der Amplitude des Reglersignals (RS) umfasst.
11. Elektrischer Verstärker (EV) nach Anspruch 9 oder 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Überwachungseinrichtung (UE) eine Zählerschaltung (ZS) zur Überwachung der Frequenz des Reglersignals (RS) umfasst .
12. Elektrischer Verstärker (EV) nach Anspruch 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Zählerschaltung (ZS) eingangsseitig über ein Flip-Flop (FF) mit der Komparatorschaltung (KS) verbunden ist.
13. Elektrischer Verstärker (EV) nach Anspruch 12, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Komparatorschaltung (KS) einen eingangsseitig mit dem Regler (R) und ausgangsseitig mit einem Eingang (J) des Flip-Flop (FF) verbundenen ersten Grenzwertkomparator (Cl) zum Vergleichen der Amplitude des Reglersignals (RS) mit einem oberen Amplitudengrenzwert (REF_0) aufweist.
14. Elektrischer Verstärker (EV) nach Anspruch 12 oder 13, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Kom- paratorschaltung (KS) einen eingangsseitig mit dem Regler (R) und ausgangsseitig mit einem weiteren Eingang (K) des Flip- Flop (FF) verbundenen zweiten Grenzwertkomparator (C2) zum Vergleichen der Amplitude des Reglersignals (RS) mit einem unteren Amplitudengrenzwert (REF_U) aufweist.
15. Elektrischer Verstärker (EV) nach Anspruch 14, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der zwei- te Grenzwertkomparator (C2) ausgangsseitig über einen Inverter (IV) an den weiteren Eingang (K) des Flip-Flop (FF) angeschlossen ist.
16. Elektrischer Verstärker (EV) nach einem der Ansprüche 12 bis 15, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Zählerschaltung (ZS) einen Überwachungszähler (UZ) umfasst, der eingangsseitig einen mit dem Flip-Flop (FF) verbundenen Takteingang (TE_UZ) und einen mit einem Vorgabekom- parator (VK) verbundenen Rücksetzeingang (RST) aufweist, und der ausgangsseitig über einen Überwachungskomparator (UK) an die Steuereinrichtung (SE) angeschlossen ist.
17. Elektrischer Verstärker (EV) nach Anspruch 16, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Zählerschaltung (ZA) einen Vorgabezähler (VS) umfasst, der einen Referenzeingang (TE_VZ) für ein Referenzsignal (REFS) und einen Rücksetzeingang (RESET) für ein Rücksetzsignal (RSL) aufweist, das von dem an den Vorgabezähler (VZ) ausgangsseitig angeschlossenen Vorgabekomparator (VK) zur Verfügung gestellt ist .
18. Elektrischer Verstärker (EV) nach einem der Ansprüche 12 bis 17, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Flip- Flop (FF) bei einem integrierten digitalen Regler (R) einen Taktaktivierungseingang (ENA) aufweist, der mit einer einen Reglertakt (RTS) zur Verfügung stellenden Takterzeugungsschaltung (TES) verbunden ist.
19. Elektrischer Verstärker (EV) nach einem der Ansprüche 12 bis 18, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Flip- Flop (FF) als JK-Flip-Flop ausgeführt ist.
20. Elektrischer Verstärker (EV) nach einem der Ansprüche 12 oder 18, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Flip-Flop (FF) bei einem integrierten analogen Regler (R) als ungetaktetes RS-Flip-Flop ausgeführt ist .
21. Elektrischer Verstärker (EV) nach einem der Ansprüche 9 bis 20, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Überwachungseinrichtung (UE) ein vom Regler (R) zur Verfügung gestelltes Regeldifferenzsignal (RDIFF) zugeführt ist.
22. Medizinische Diagnose- oder Therapie-Einrichtung, die ei- nen elektrischen Verstärker (EV) nach einem der Ansprüche 9 bis 21 aufweist.
23. Medizinische Diagnose- oder Therapie-Einrichtung nach Anspruch 22, die als Magnetresonanzgerät (MR) ausgebildet ist.
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