WO2005117505A1 - 放電灯用点灯装置 - Google Patents

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discharge lamp
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control circuit
switching
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Inventor
Shigeru Arai
Ken Takakura
Original Assignee
Murata Manufacturing Co., Ltd.
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
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    • H—ELECTRICITY
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    • H05B41/14—Circuit arrangements
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    • H05B41/39—Controlling the intensity of light continuously
    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor

Definitions

  • the present invention relates to a lighting device for a discharge lamp such as a cold cathode tube or a fluorescent lamp.
  • the discharge lamp requires a high voltage at the time of starting (at the time of the first lighting), but can be lit at a lower voltage than the starting at the time of continuous lighting. Therefore, it is inefficient to boost the voltage to the voltage required at the time of starting only by the winding transformer. Therefore, the boosting ratio of the winding transformer is set to a level necessary for continuous lighting, and the voltage shortage at the time of startup is reduced. To compensate for this, a capacitor that performs series resonance with the leakage inductance of the secondary winding is provided on the secondary side of the transformer, and startup is performed using the characteristic that the boost ratio near the resonance point of this series resonance increases. The configuration is generally adopted.
  • a PWM pulse width control
  • a switching duty ratio is used as a method of performing switching control by detecting a current (tube current) flowing through a discharge lamp. The method is generally adopted.
  • Fig. 8 shows a configuration of a discharge lamp lighting device including a full bridge circuit.
  • a full bridge circuit 11 is constituted by four switch elements Q1 Q4 and a transformer T (primary winding L1 of the transformer T).
  • the switching control circuit 20 for driving the first and second switching elements Ql and Q2 is composed of a switching circuit 21 and a PWM control unit 23.
  • the third and fourth switch elements Q3 and Q4 are similarly controlled by the switching control circuit 20, but the connection relation is not shown in FIG. [0006]
  • resonance is caused by the leakage inductance of the secondary winding L2 and the resonance capacitor Cr so that a driving voltage is applied to the discharge lamp 3.
  • the current detection unit 4 detects the tube current of the discharge lamp 3 and feeds it back to the PWM control unit 23.
  • FIG. 9 shows the voltages V, V at points A and B at both ends of primary winding L1 of transformer T shown in FIG.
  • FIG. 7 is a waveform diagram of a voltage between both ends of a primary winding L1 of a transformer T.
  • Ql and Q2 are turned on and off alternately at a duty ratio of 50%.
  • Q3 and Q4 are alternately turned on and off at a duty ratio of 50%.
  • the phase is shifted and the voltage is applied to the primary winding of the transformer shown in the figure.
  • Tba time is PWM controlled.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-162280
  • a voltage waveform applied to the discharge lamp has a ternary staircase waveform, so that many harmonic currents flow. As a result, there is a problem that the brightness of the discharge lamp is reduced.
  • a full-bridge switching circuit has a disadvantage in that it is expensive because it requires four switch elements using FETs. Therefore, it is conceivable to configure a half-bridge switching circuit as shown in Patent Document 1.
  • FIG. 6 shows a configuration example of a discharge lamp lighting device including a half-bridge circuit. Unlike the circuit shown in FIG. 8, the primary winding L1 of the transformer T is connected between the connection points of the series circuit of the two switch elements Ql and Q2 and the series circuit of the two capacitors C1 and C2.
  • the half bridge circuit 1 is configured.
  • FIG. 7 is a waveform diagram showing states of the first and second switch elements Ql and Q2 of the circuit shown in FIG. 6 and a voltage between both ends of the primary winding L1 of the transformer T.
  • FIG. 7A shows a state where the on-duty ratios of Ql and Q2 are relatively large
  • FIG. 7B shows a state where the on-duty ratios are relatively small.
  • the duty was fixed at 50% and the phase was changed to control the effective PWM control of the voltage applied to the transformer.
  • the switch was actually switched. By changing the on / off duty ratio of the element Performs PWM control.
  • An object of the present invention is to provide a lighting device for a discharge lamp in which a cost reduction is achieved by providing a half-bridge circuit, and a problem caused by a current flowing through a body diode of a switch element is eliminated to enhance power conversion efficiency. Is to provide.
  • a series circuit of first and second switch elements each composed of an FET and a series circuit of two capacitors are connected between both ends of an input power supply.
  • a half-bridge circuit in which a primary winding of a transformer is connected between the connection point of the two capacitors and the connection point of the first and second switch elements, and the first and second switch elements alternately.
  • a switching control circuit for turning on and off is provided, and a driving voltage is supplied from the secondary side of the transformer to the discharge lamp.
  • the switching control circuit includes approximately 50 first and second switch elements. / o It is characterized by providing a tube current control circuit for switching at a duty ratio and controlling a tube current by controlling a variation factor of a tube current flowing through the discharge lamp.
  • the lighting device for a discharge lamp according to the present invention further includes a tube current detection circuit for directly or indirectly detecting a tube current flowing through the discharge lamp, and the tube current control circuit.
  • a tube current detection circuit for directly or indirectly detecting a tube current flowing through the discharge lamp
  • the tube current control circuit for directly or indirectly detecting a tube current flowing through the discharge lamp
  • the tube current control circuit controls the tube current by controlling a switching frequency of the switching control circuit.
  • the tube current control circuit controls the tube current by controlling a voltage of the input power supply.
  • the first and second switch elements are switched at a duty ratio of about 50%, there is almost no period in which current flows through the body diodes of the first and second switch elements, and the on-state voltage is small.
  • Transformers and discharge lamps can be driven by conduction between the drain and source, reducing overall loss and increasing power conversion efficiency.
  • the switching is performed at a duty ratio of 50%, the main component of the driving frequency is larger than the harmonic component, and the secondary current waveform becomes closer to a sine wave, and the brightness of the discharge lamp increases.
  • the tube current detection circuit detects the current flowing through the discharge lamp and the tube current control circuit controls the tube current based on the tube current detection signal, the lamp current becomes stable, for example, the brightness of the discharge lamp becomes constant. Lighting control can be performed.
  • the tube current control circuit controls the switching frequency based on the tube current detection signal to maintain the tube current at a predetermined value, the tube current control circuit is not affected by fluctuations in the input power supply voltage or fluctuations in the discharge lamp temperature. And stable lighting control can be performed.
  • the tube current control circuit controls the voltage of the input power supply based on the tube current detection signal to maintain the tube current at a predetermined value, the switching frequency and the discharge lamp temperature vary. Irrespective of the above, stable lighting control can be performed.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a lighting device for a discharge lamp according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a diagram showing ON / OFF periods of first and second switch elements Ql and Q2 of the same device and waveforms of a voltage across a primary winding L1 of a transformer.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a second embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a third embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a discharge lamp lighting device including a conventional half-bridge circuit.
  • FIG. 7 is a waveform chart of each part of the device.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional lighting device for a discharge lamp including a full bridge circuit.
  • FIG. 9 is a waveform chart of each part of the device.
  • Figure 1 is the circuit diagram. Input power supply Vin A series circuit of two switch elements Ql and Q2 and a series circuit of two capacitors CI and C2 are connected respectively.
  • the primary winding L1 of the transformer T is connected between the connection point of the two capacitors CI and C2 and the connection point of the first and second switch elements Ql and Q2.
  • the half bridge circuit 1 is configured by this configuration.
  • the switching control circuit 2 includes a switching circuit 2 that alternately turns on and off the first and second switch elements Ql and Q2, and a PFM control unit 22 that controls the switching frequency with a duty ratio of approximately 50%. .
  • a resonance capacitor Cr and a discharge lamp 3 are connected between both ends of the secondary winding L2 of the transformer T.
  • a current detection unit 4 for detecting the tube current is provided in the tube current supply path of the discharge lamp 3.
  • the current detection unit 4 directly detects the tube current by inserting a resistor having a low resistance value into a path through which the tube current flows, and detecting the voltage drop.
  • the tube current may be detected indirectly by detecting the intensity of a magnetic field generated around a line through which the tube current flows. Further, the tube current may be detected indirectly by detecting another meter that changes in response to the change in the tube current.
  • the resonance capacitor Cr and the secondary winding L2 of the transformer T form a series resonance circuit.
  • the resonance frequency is determined by the secondary leakage inductance of the transformer T, the capacitance of the resonance capacitor Cr, the parasitic capacitance and impedance of the discharge lamp 3, and the line capacitance on the secondary side of the transformer T.
  • the inductance of the primary winding L1 of the transformer T is about 60 ⁇ m, and the primary-side leakage inductance is 15 ⁇ m (the primary-side leakage inductance is not shown as a symbol in the figure.)
  • the inductance of the secondary winding L2 is about 600mH, and the secondary leakage inductance L2 'is about 150mH.
  • the voltage of the input power supply Vin is 24V, and the output voltage is about lkVrms.
  • FIG. 2 shows the on / off periods of the two switch elements Ql and Q2 shown in FIG. The waveform of the voltage between both ends of the next winding LI is shown.
  • T1 is the ON period of Q1
  • T2 is the ON period of Q2
  • T3 and T4 are the periods (dead time) in which both Ql and Q2 are off.
  • the current detection unit 4 shown in Fig. 1 detects the tube current flowing through the discharge lamp 3, and the PFM control unit 22 switches the switching circuit 21 based on the tube current detection signal so that the tube current is stabilized. Control the tuning frequency. For example, when using a characteristic region in which the applied voltage to the discharge lamp 3 increases as the switching frequency increases, the feedback control is performed so that the switching frequency decreases as the tube current detected by the current detector 4 increases. Do.
  • the relationship between the switching frequency and the voltage applied to the discharge lamp 3 is determined by the resonance characteristics of the series resonance circuit including the secondary leakage inductance of the transformer T and the resonance capacitor Cr and the like. That is, the applied voltage to the discharge lamp 3 becomes the maximum at the resonance frequency of the series resonance circuit, and the applied voltage decreases even if the switching frequency becomes higher or lower than that.
  • the configuration of the discharge lamp lighting device according to the second embodiment will be described with reference to FIG. 3.
  • the difference from the first embodiment is that the primary winding L1 of the transformer T is different from the first embodiment. This is the point where the inductor Lp is connected in series.
  • the secondary side leakage inductance of the transformer T is equivalently increased.
  • the secondary side leakage inductance can be adjusted with an external coil. For example, if an inductor Lp of about 10 ⁇ H is introduced, the secondary leakage inductance can be equivalently increased by about 60 mH. Other effects are the same as those of the first embodiment.
  • a lighting device for a discharge lamp according to a third embodiment will be described with reference to FIG. 4.
  • two transformers Ta and Tb are used, and their primary windings Lla and Lib are connected to each other. Are connected in parallel and driven by a half-bridge circuit, the secondary windings L2a and L2b are connected in series, and a driving voltage is output to the discharge lamps 3a and 3b.
  • a series circuit of resonance capacitors Cra and Crb is connected in parallel to the series circuit of discharge lamps 3a and 3b.
  • the connection point of the resonance capacitors Cra and Crb is connected to the ground of the input power supply Vin.
  • the current detection unit 4 is provided in a path where the tube current of the discharge lamps 3a and 3b flows.
  • two discharge lamps can be driven using a single switching control circuit 2 and a single current detection unit 4.
  • the power conversion efficiency can be increased by shortening the time for which the body diodes of the switching elements Ql and Q2 are energized while keeping the tube current flowing through the two discharge lamps 3a and 3b uniform.
  • the switching frequency is controlled as a variable factor of the tube current.
  • the tube current is controlled by controlling the input power supply voltage as a variable factor of the tube current.
  • the switching circuit 2 turns on and off the first and second switch elements Ql and Q2 alternately at a duty ratio of almost 50%.
  • the self-excited oscillation frequency becomes the switching frequency of Ql and Q2.
  • the switching circuit 2 When the switching circuit 2 generates a rectangular wave signal in synchronization with a synchronization signal input from the outside as shown by a broken line in the figure, the switching frequency is determined by the external synchronization signal.
  • the switching circuit 2 may be configured to output a rectangular wave signal having a switching frequency from the outside and drive the Ql and Q2 on and off with the signal.
  • the power supply circuit 5 receives an AC power supply AC and outputs a predetermined DC voltage V.
  • the power supply circuit 5 has a tube current of a predetermined value.
  • the voltage value of DC voltage V is controlled so as to be constant. Therefore, the power supply circuit 5 reduces the DC voltage V when the tube current is larger than a predetermined value, and conversely, when the tube current is smaller than the predetermined value, the DC voltage V To rise.
  • the amplitude of the AC voltage applied to the primary side of the transformer T decreases, and the amplitude of the voltage on the secondary side, that is, the amplitude of the voltage applied to the discharge lamp 3 correspondingly decreases.
  • the tube current decreases.
  • the DC voltage V rises the tube current increases due to the opposite effect.
  • the first and second switch elements are switched at a duty ratio of approximately 50%, the overall loss is reduced and the power conversion efficiency is reduced, as in the first to third embodiments. Increase.
  • the secondary current waveform becomes closer to that of a sine wave, and the brightness of the discharge lamp increases.
  • the tube current is maintained at a predetermined value, so that the following effects are obtained.
  • Stable lighting control can be performed, for example, by keeping the luminance constant irrespective of the fluctuation of the switching frequency or the fluctuation of the temperature of the discharge lamp.
  • the switching frequency can be set arbitrarily, for example, the switching frequency can be set to a frequency other than the frequency that should be avoided as unnecessary radiation noise.
  • the switching frequency and the ON / OFF timing can be synchronized in synchronization with the external synchronization signal. This allows the synchronous operation to be performed when a plurality of discharge lamp lighting devices are operated in parallel. It becomes possible. As a result, it is possible to avoid the problem of generation of a beat signal due to different switching frequencies of the individual lighting devices for discharge lamps.
  • power supply circuit 5 receives AC input voltage AC and

Abstract

　入力電源の両端間にそれぞれＦＥＴからなる第１・第２のスイッチ素子（Ｑ１），（Ｑ２）の直列回路と、２つのコンデンサ（Ｃ１），（Ｃ２）の直列回路をそれぞれ接続し、（Ｃ１），（Ｃ２）の接続点と（Ｑ１），（Ｑ２）の接続点との間にトランス（Ｔ）の１次巻線（Ｌ１）を接続してハーフブリッジ回路を構成する。スイッチング回路（２）は（Ｑ１），（Ｑ２）をほぼ５０％デューティ比でオン・オフ制御する。電源回路（５）は、放電灯（３）の管電流を検出する電流検出（４）の検出信号に基づき、直流電圧（Ｖ）を制御し、管電流を一定に保つ。

Description

明 細 書
放電灯用点灯装置
技術分野
[0001] この発明は、冷陰極管や蛍光灯などの放電灯の点灯装置に関するものである。
背景技術
[0002] 従来、液晶ディスプレイのバックライトなどに用いられる冷陰極管などの放電灯を点 灯するための放電灯点灯装置として、卷線トランスを備えたインバータが用いられて いる。このような卷線トランスを用いたインバータの基本的な回路としては、直流入力 電圧をフルブリッジ等のスイッチング回路でスイッチングし、トランスの 2次側に接続し たコンデンサとトランスの 2次側の漏れインダクタンスとで共振させ、その結果得られる 電圧を放電灯に印加するように構成してレ、る。
[0003] 放電灯は起動時 (最初の点灯時）に高電圧を必要とするが、継続的に点灯している 間は起動時より低い電圧で点灯させることができる。そこで、卷線トランスだけで起動 時に必要な電圧にまで昇圧するのは非効率的であるので、卷線トランスの昇圧比を 継続的な点灯に必要な程度にしておき、起動時の電圧不足分を補うために、 2次卷 線の漏れインダクタンスと直列共振するコンデンサをトランスの 2次側に設けておき、 この直列共振の共振点近傍での昇圧比が高くなる特性を利用して起動を行う構成が 一般的に採用されている。
[0004] このような卷線トランスを用いたインバータにおいては、放電灯に流れる電流（管電 流）を検出してスイッチング制御を行う方式として、スイッチングのデューティ比を制御 する PWM (パルス幅制御）方式が一般に採用されている。
[0005] ここでフルブリッジ回路を備えた放電灯用点灯装置の構成を図 8に示す。図 8にお いて 4つのスィッチ素子 Q1 Q4とトランス T (トランス Tの 1次卷線 L1)とによってフル ブリッジ回路 11を構成している。第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql， Q2を駆動するスィッチ ング制御回路 20はスイッチング回路 21と PWM制御部 23とで構成している。第 3 ·第 4のスィッチ素子 Q3, Q4もスイッチング制御回路 20で同様に制御されるが図 8では その接続関係の図示を省略してレ、る。 [0006] トランス Tの 2次側には、その 2次卷線 L2の漏れインダクタンス と共振用キャパ シタ Crとで共振させ、放電灯 3に駆動電圧を印加するようにしている。電流検出部 4 は放電灯 3の管電流を検出して PWM制御部 23へフィードバックする。
[0007] 図 9は、図 8に示したトランス Tの 1次卷線 L1両端の A点と B点の電圧 V , Vおよび
A B
トランス Tの 1次卷線 L1の両端電圧の波形図である。 Ql, Q2はデューティ比 50%で 交互にオンオフされる。同様に Q3， Q4もデューティ比 50%で交互にオンオフされる 。 Ql， Q2, Q3, Q4用のスイッチング制御回路 20の PWM制御部 23は、 V， Vの
A B
位相をシフトさせて、図に示すトランスの 1次卷線に電圧が印加される期間である Tab
, Tbaの時間を PWM制御する。
特許文献 1：特開平 8 - 162280号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0008] し力、し、前記フルブリッジのスイッチング回路においては、図 9に示したとおり、放電 灯に印加される電圧波形が 3値の階段波状となるため多くの高調波電流が流れる。 その結果、放電灯の輝度が低下するという問題があった。
[0009] また、フルブリッジのスイッチング回路においては、 FETによる 4つのスィッチ素子を 必要とするため高価になるという欠点があった。そこで特許文献 1に示されているよう なハーフブリッジのスイッチング回路を構成することが考えられる。
[0010] ここでハーフブリッジ回路を備えた放電灯用点灯装置の構成例を図 6に示す。図 8 に示した回路と異なり、 2つのスィッチ素子 Ql , Q2の直列回路と 2つのコンデンサ C 1 , C2の直列回路のそれぞれの接続点の間にトランス Tの 1次卷線 L1を接続してハ ーフブリッジ回路 1を構成している。
[0011] 図 7は図 6に示した回路の第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql, Q2の状態およびトランス T の 1次卷線 L1の両端電圧の波形図である。図 7の（A)は Ql, Q2のオンデューティ 比が比較的大きな状態、（B)はそのオンデューティ比が比較的小さな状態を示して いる。フルブリッジ回路の場合はデューティ比を 50%に固定して位相を変えることに よって、トランスに印加される電圧の実質的な PWM制御を行っていた力 このハーフ ブリッジ回路の場合は、実際にスィッチ素子のオンオフのデューティ比を変化させて PWM制御を行う。 （A)と（B)を比較した場合、 Q1のオン期間 Tl、 Q2のオン期間 Τ 2、 Ql , Q2のオフ期間（Τ3 +Τ4)の合計時間は等しレ、。したがって、スイッチング周 波数は変化しない。
[0012] ハーフブリッジ回路の場合、 Q1がターンオフした直後、 T31の期間で Q2のボディ 一ダイオード（寄生ダイオード）に対して順方向の電流が流れる。これは、トランス丁の 2次側の漏れインダクタンス と共振用コンデンサ Crおよび放電灯 3の寄生容量 、トランス Tの線間容量によって生じる共振電流がトランス Tの 1次側にも流れる力 Q 1がオフした後でもその共振電流が流れ続けようとするためである。
[0013] すなわち、 Ql , Q2が共にオフしている期間では上記共振電流が Ql， Q2のボディ 一ダイオードを介してトランス Tの 1次卷線 L1に流れることになる。
[0014] このようなボディーダイオードの電流が流れるとスィッチ素子の損失につながり、電 力変換効率が低下してしまう。なお、フルブリッジ回路で PWM制御を行う場合には、 デューティ比がほぼ 50%に固定されるためにボディーダイオードに電流が流れる期 間はほとんどなぐこの問題は生じない。
[0015] この発明の目的は、ハーフブリッジ回路を備えることによって低コストィ匕を図るととも に、スィッチ素子のボディーダイオードに流れる電流による問題を解消して電力変換 効率を高めた放電灯用点灯装置を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0016] (1)この発明の放電灯用点灯装置は、入力電源の両端間にそれぞれ FETからなる 第 1 ·第 2のスィッチ素子の直列回路と、 2つのコンデンサの直列回路をそれぞれ接 続し、該 2つのコンデンサの接続点と第 1 ·第 2のスィッチ素子の接続点との間にトラン スの 1次卷線を接続したハーフブリッジ回路と、第 1 ·第 2のスィッチ素子を交互にオン •オフするスイッチング制御回路とを備え、トランスの 2次側から放電灯へ駆動電圧を 供給するように構成し、スイッチング制御回路が、第 1 ·第 2のスィッチ素子を略 50。/o デューティ比でスイッチングするとともに、前記放電灯に流れる管電流の変動因子を 制御して管電流を制御する管電流制御回路を設けたことを特徴としている。
[0017] (2)また、この発明の放電灯用点灯装置は、前記放電灯に流れる管電流を直接的 にまたは間接的に検出する管電流検出回路を設けるとともに、前記管電流制御回路 1S 前記管電流が所定値を保つように前記管電流の変動因子を制御するようにした ことを特徴としている。
[0018] (3)また、この発明の放電灯用点灯装置は、前記管電流制御回路が、前記スィッチ ング制御回路のスイッチングの周波数を制御することによって前記管電流を制御する ものとする。
[0019] (4)また、この発明の放電灯用点灯装置は、前記管電流制御回路が、前記入力電 源の電圧を制御することによって前記管電流を制御するものとする。
発明の効果
[0020] (1)第 1 ·第 2のスィッチ素子がほぼ 50%デューティ比でスイッチングされるため、第 1 ·第 2のスィッチ素子のボディーダイオードに電流が流れる期間がほとんどなくなり、 オン電圧の小さなドレイン一ソース間の導通によってトランスや放電灯が駆動できるた め、全体の損失が低減し電力変換効率が高まる。また、 50%デューティ比でスィッチ ングされるため、駆動周波数の主成分が高調波成分に対して多ぐ 2次電流波形が 正弦波により近いものとなり、放電灯の輝度が高くなる。
[0021] (2)管電流検出回路が放電灯に流れる電流を検出して管電流制御回路が管電流 検出信号に基づいて管電流を制御するので、放電灯の輝度が一定になるなど、安定 した点灯制御を行うことができる。
[0022] (3)管電流制御回路が管電流検出信号に基づいてスイッチング周波数を制御する ことによって、管電流を所定値に保つので、入力電源電圧の変動や放電灯の温度の 変動等にかかわらず安定した点灯制御を行うことができる。
[0023] (4)管電流制御回路が管電流検出信号に基づいて入力電源の電圧を制御するこ とによって、管電流を所定値に保つので、スイッチング周波数の変動や放電灯の温 度の変動等にかかわらず安定した点灯制御を行うことができる。
図面の簡単な説明
[0024] [図 1]第 1の実施形態に係る放電灯用点灯装置の回路図である。
[図 2]同装置の第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql, Q2のオン.オフ期間とトランスの 1次卷 線 L1の両端電圧の波形を示す図である。
[図 3]第 2の実施形態に係る放電灯用点灯装置の回路図である。 [図 4]第 3の実施形態に係る放電灯用点灯装置の回路図である。
[図 5]第 4の実施形態に係る放電灯用点灯装置の回路図である。
[図 6]従来のハーフブリッジ回路を備えた放電灯用点灯装置の回路図である。
[図 7]同装置の各部の波形図である。
[図 8]従来のフルブリッジ回路を備えた放電灯用点灯装置の回路図である。
[図 9]同装置の各部の波形図である。
符号の説明
[0025] 1 ハーフブリッジ
2—スイッチング制御回路
21—スイッチング回路
22— PFM制御部
3 -放電灯
4 -電流検出部
5—電源回路
11 フルブリッジ回路
T一卜ランス (卷泉卜ランス）
L1一 1次卷線
L 2 - 2次卷線
L27 一 2次側漏れインダクタンス
Ql_第 1のスィッチ素子
Q2—第 2のスィッチ素子
D 1— Q 1のボディーダイオード
D 2-Q 2のボディーダイオード
Lp—インダクタ
Cr一共振用コンデンサ
発明を実施するための最良の形態
[0026] 第 1の実施形態に係る放電灯用点灯装置について図 1 ·図 2を参照して説明する。
図 1はその回路図である。入力電源 Vinの両端間にそれぞれ FETからなる第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql , Q2の直列回路と、 2つのコンデンサ CI, C2の直列回路をそれ ぞれ接続している。この 2つのコンデンサ CI, C2の接続点と第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql, Q2の接続点との間にトランス Tの 1次卷線 L1を接続している。この構成によりハ ーフブリッジ回路 1を構成している。スイッチング制御回路 2は第 1 ·第 2のスィッチ素 子 Ql， Q2を交互にオン 'オフするスイッチング回路 2と、そのスイッチング周波数を ほぼ 50%デューティ比で制御する PFM制御部 22とを備えている。
[0027] トランス Tの 2次卷線 L2の両端間には共振用コンデンサ Crと放電灯 3を接続してい る。図中の はトランス Tの 2次側漏れインダクタンスである。放電灯 3の管電流の 通電経路には、その管電流を検出する電流検出部 4を設けている。この電流検出部 4は、管電流が流れる経路に低抵抗値の抵抗を揷入し、その降下電圧を検出するこ とによって直接的に管電流を検出する。その他の方法として、管電流が流れる線路 の周囲に発生する磁界強度を検出することによって間接的に管電流を検出してもよ レ、。また、管電流の変化に対応して変化する別のノ メータを検出することによって 間接的に管電流を検出してもよい。
[0028] 共振用コンデンサ Crはトランス Tの 2次卷線 L2と直列共振回路を構成している。正確 には、トランス Tの 2次漏れインダクタンス 、共振用コンデンサ Crのキャパシタン ス、放電灯 3の寄生容量やインピーダンス、およびトランス Tの 2次側の線間容量によ つて共振周波数が定まる。
[0029] 上記トランス Tの 1次卷線 L1のインダクタンスは 60 μ Η程度、 1次側漏れインダクタ ンスは 15 μ Η (1次側漏れインダクタンスは図中に記号としては示していなレ、。）2次 卷線 L2のインダクタンスは 600mH程度、 2次側漏れインダクタンス L2' は 150mH 程度である。また、入力電源 Vinの電圧は 24V、出力電圧は lkVrms程度である。
[0030] 図 1において、スィッチ素子 Q1のオン期間では図中実線の矢印で示す経路で電 流 laが流れる。 Q1がターンオフすると図中破線の矢印で示す経路で Q2のボディー ダイオード D2に電流 lbが流れる。逆に、スィッチ素子 Q2のオン期間では L1から Q2 への経路で電流が流れる。 Q2がターンオフすると、 L1から D1への経路で Q1のボデ ィーダイオード D1に電流が流れる。
[0031] 図 2は、図 1に示した 2つのスィッチ素子 Ql , Q2のオン'オフ期間と、トランス Tの 1 次卷線 LIの両端間電圧の波形を示している。ここで T1は Q1のオン期間、 T2は Q2 のオン期間、 T3, T4は Ql , Q2が共にオフ状態である期間（デッドタイム）である。
[0032] このデッドタイム T3, T4を極力短くし、 Ql , Q2をほぼ 50%デューティ比でスィッチ ングすることにより、デッドタイム T3， Τ4で Ql， Q2のボディーダイオードに電流が流 れる期間は極めて短くなる。その結果、 Ql , Q2のオン期間で、そのオン電圧の小さ なドレイン一ソース間の導通によってトランス Tおよび放電灯 3を駆動することになる。 そのため、スィッチ素子 Ql , Q2での損失を大幅に低減できる。
[0033] 図 1に示した電流検出部 4は放電灯 3に流れる管電流を検出し、 PFM制御部 22は 管電流検出信号に基づいて、管電流が安定化するようにスイッチング回路 21のスィ ツチング周波数を制御する。例えば、スイッチング周波数が高くなるほど放電灯 3に 対する印加電圧が上昇する特性領域を利用する場合には、電流検出部 4で検出さ れた管電流が大きくなるほどスイッチング周波数が低下するようにフィードバック制御 を行う。
[0034] 上記スイッチング周波数と放電灯 3への印加電圧との関係は、前述のトランス Tの 2 次側漏れインダクタンス と共振用コンデンサ Cr等を含む直列共振回路の共振 特性によって定まる。すなわち、この直列共振回路の共振周波数で放電灯 3に対す る印加電圧が最大となり、それよりスイッチング周波数が高くなつても、低くなつても印 加電圧は低下する。この直列共振回路の共振周波数より低い周波数域を利用する 場合には、前述のようにスイッチング周波数が高くなるほど放電灯 3に対する印加電 圧が上昇する、という特性を利用することになる。
[0035] 次に、第 2の実施形態に係る放電灯用点灯装置の構成を図 3を参照して説明する 第 1の実施形態と異なるのは、トランス Tの 1次卷線 L1に対して直列にインダクタ Lp を接続した点である。このようにインダクタ Lpを設けたことにより、等価的にトランス T の 2次側漏れインダクタンスを増加させたことになる。この構成により 2次側漏れインダ クタンスが外部コイルにて調整可能となる。例えば 10 μ H程度のインダクタ Lpを揷入 すれば、等価的に 2次側漏れインダクタンスを 60mH程度増加させることができる。そ の他の効果は第 1の実施形態の場合と同様である。 [0036] 次に、第 3の実施形態に係る放電灯用点灯装置について図 4を参照して説明する この例では 2つのトランス Ta, Tbを用レ、、その 1次卷線 Lla, Lib同士を並列に接 続してハーフブリッジ回路で駆動し、 2次卷線 L2a， L2bを直列に接続し、放電灯 3a , 3bに対して駆動電圧を出力するようにしている。
[0037] また共振用コンデンサ Cra， Crbの直列回路を放電灯 3a, 3bの直列回路に対して 並列接続している。そして、共振用コンデンサ Cra， Crbの接続点を入力電源 Vinの グランドに接続している。更に電流検出部 4を放電灯 3a， 3bの管電流の流れる経路 に設けている。
[0038] このような構成により、単一のスイッチング制御回路 2と単一の電流検出部 4を用い て 2つの放電灯を駆動することができる。し力も 2つの放電灯 3a， 3bに流れる管電流 を均一にしたまま、スィッチ素子 Ql , Q2のボディーダイオードが通電する時間を極 めて短くして電力変換効率を高めることができる。
[0039] 次に、第 4の実施形態に係る放電灯用点灯装置の構成を図 5を参照して説明する 第 1一 3の実施形態では、スイッチング周波数を管電流の変動因子として制御する ことによって管電流を制御するようにした力 S、この第 4の実施形態では入力電源電圧 を管電流の変動因子として制御することによって管電流を制御する。
[0040] 図 5において、スイッチング回路 2は常にデューティ比ほぼ 50%で第 1 ·第 2のスイツ チ素子 Ql, Q2を交互にオン'オフする。このスイッチング回路 2は、 自励発振により 矩形波を発生する場合、その自励発振周波数が Ql , Q2のスイッチング周波数とな る。また、このスイッチング回路 2が、図中破線で示すように、外部から入力される同 期信号に同期して矩形波信号を発生する場合、スイッチング周波数は外部同期信号 によって定まる。なお、このスイッチング回路 2は、外部からスイッチング周波数の矩 形波信号を出力して、その信号で Ql , Q2をオン'オフ駆動するように回路を構成し てもよい。
[0041] 電源回路 5は交流電源 ACを入力し、所定の直流電圧 Vを出力する。この第 4の実 施形態では、第 1一第 3の実施形態の場合と異なり、電源回路 5は管電流が所定値 で一定となるように直流電圧 Vの電圧値を制御する。そのために、電源回路 5は電流 検出部 4による管電流の検出結果に応じ、管電流が所定値より大きい場合に直流電 圧 Vを低下させ、逆に管電流が所定値より小さい場合に直流電圧 Vを上昇させる。直 流電圧 Vが低下するとトランス Tの 1次側に印加される交流電圧の振幅が小さくなり、 それに対応して 2次側の電圧の振幅、すなわち放電灯 3に印加される電圧の振幅が 小さくなり、管電流が低下する。直流電圧 Vが上昇すると逆の作用により管電流が増 加する。
その他の構成は図 1に示したものと同様である。
[0042] この場合も、第 1 ·第 2のスィッチ素子がほぼ 50%デューティ比でスイッチングされる ため、第 1一第 3の実施形態の場合と同様に、全体の損失が低減し電力変換効率が 高まる。また、 2次電流波形が正弦波により近レ、ものとなり、放電灯の輝度が高くなる
。さらに、管電流検出信号に基づいて入力電源の電圧を制御することによって、管電 流を所定値に保つので、次のような効果を奏する。
[0043] (1)スイッチング周波数の変動や放電灯の温度の変動等にかかわらず輝度を一定 にする等、安定した点灯制御を行うことができる。
[0044] (2)スイッチング周波数を任意に設定できるので、例えば不要輻射ノイズとして忌避 すべき周波数以外の周波数にスイッチング周波数を定めることができる。
[0045] (3)外部同期信号に同期してスイッチング周波数やオン'オフタイミングを同期させ ること力 Sでき、そのことによって複数の放電灯用点灯装置を並列運転する場合に、同 期運転が可能となる。その結果、個々の放電灯用点灯装置のスイッチング周波数が 異なることによるビート信号の発生の問題が回避できる。
[0046] なお、図 5に示した例では、電源回路 5が、交流入力電圧 ACを入力して直流電圧
Vを出力するようにした力 これを DC— DCコンバータの構成としてもよレ、。

Claims

請求の範囲
[1] 入力電源の両端間にそれぞれ FETからなる第 1 ·第 2のスィッチ素子の直列回路と 、 2つのコンデンサの直列回路をそれぞれ接続し、該 2つのコンデンサの接続点と前 記第 1 ·第 2のスィッチ素子の接続点との間にトランスの 1次卷線を接続してなるハー フブリッジ回路と、前記第 1 ·第 2のスィッチ素子を交互にオン'オフするスイッチング 制御回路とを備え、前記トランスの 2次側から放電灯へ駆動電圧を供給するようにし た放電灯用点灯装置にぉレ、て、
前記放電灯に流れる管電流の変動因子を制御して管電流を制御する管電流制御 回路を設けるとともに、前記スィッチング制御回路を、前記管電流の制御にかかわら ず前記第 1 ·第 2のスィッチ素子を略 50%デューティ比でスイッチングするように構成 したことを特徴とする放電灯用点灯装置。
[2] 前記放電灯に流れる管電流を検出する管電流検出回路を設けるとともに、前記管 電流制御回路が、前記管電流検出信号に基づいて当該管電流が所定値を保つよう に前記管電流の変動因子を制御するようにした請求項 1に記載の放電灯用点灯装 置。
[3] 前記管電流制御回路は、前記管電流の変動因子である前記スイッチング制御回路 のスイッチングの周波数を制御することによって前記管電流を制御するようにした請 求項 1または 2に記載の放電灯用点灯装置。
[4] 前記管電流制御回路は、前記管電流の変動因子である前記入力電源の電圧を制 御することによって前記管電流を制御するようにした請求項 1または 2に記載の放電 灯用点灯装置。
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JPH11111475A (ja) * 1997-09-30 1999-04-23 Toshiba Lighting & Technology Corp 放電ランプ点灯装置および照明装置

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