WO2005076447A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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switching
power supply
transformer
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Tatsuya Hosotani
Hiroshi Takemura
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Murata Manufacturing Co., Ltd.
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    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters

Definitions

  • the present invention relates to a control method for a switching power supply including a plurality of switching elements, and more particularly to a control method that does not require an oscillation circuit.
  • a control method of a switching element in a switching power supply generally, a PWM (
  • PW Pulse Wide Modulation
  • PFM Pulse Frequency Modulation
  • the PWM method is a method of controlling an on-period ratio of a switch element to a switching cycle, and the switching cycle is generally constant.
  • the relation of the on-time ratio in each switch element is the same or an inverse number.
  • the PFM method is a method for controlling a switching frequency, and generally, the ON period ratio of a switch element is constant.
  • the relation between the on-time ratio and the switching frequency in each switch element is the same.
  • Non-Patent Document 1 Electrical Engineering Handbook (6th edition) Published by The Institute of Electrical Engineers of Japan, February 20, 2001, Volume 20, Chapter 9, Section 2 Switching Regulator, p851-852
  • the control to stabilize the output voltage by changing the on-period of the reference switch element has been performed.
  • the condition of the force control is that one output voltage is maintained at a constant voltage. , T, and only one condition.
  • An object of the present invention is to solve the problem of inconvenience caused by simultaneous turning on of a plurality of switch elements, to enable a plurality of conditions to be controlled to satisfy a predetermined condition, and to eliminate the need for a reference oscillation circuit. And a switching power supply device.
  • the switching power supply of the present invention includes an inductor or a transformer, and a plurality of switch elements for switching a current flowing through the inductor or the transformer, and power is supplied by turning on and off these switch elements.
  • the next switch element is turned on in response to a change in voltage or current generated when the on-state switch element is turned off, and the switch elements are sequentially turned on and off in a chain.
  • a switching control circuit that periodically repeats the series of ON / OFF operations of the switch elements, determines the ON period of each switch element under independent conditions for each switch element, and controls the ON period of each switch element. It is characterized by having.
  • the switching power supply of the present invention is characterized in that, during the on-period of two continuous switch elements among the plurality of switch elements in (1), the two switch elements are both turned off. A dead time is formed, and the dead time is formed by a delay time from when an on-state switch element is turned off to when a next-order switch element is turned on.
  • the switching power supply according to the present invention is characterized in that, in (2), the power supply at both ends of the switch element is provided.
  • the dead time is set so that the switch element is turned on after the voltage has decreased to or near zero voltage.
  • the switching power supply device of the present invention is characterized in that, in (1)-(3), using a voltage generated in the inductor or the transformer by turning off a switch element in an on state among a plurality of switch elements, It is characterized in that the next switch element is turned on.
  • the switching power supply of the present invention is characterized in that in (1) to (4), the switching control circuit detects an output voltage to a load and determines the ON period according to the output voltage.
  • the switching control circuit detects a change or polarity of a voltage generated in the inductor or the transformer to determine the ON period. It is characterized by:
  • the switching power supply device of the present invention is characterized in that in (1) to (4), the switching control circuit detects a current flowing through the inductor or the transformer to determine the ON period. .
  • the switching power supply of the present invention is characterized in that in (1) to (4), the switching control circuit determines the on-period by detecting a voltage between both ends of the switch element. I have.
  • the switching power supply of the present invention is characterized in that, in (1) to (4), the switching control circuit detects the current flowing through the switch element to determine the ON period.
  • the switching control circuit may be configured so that a current flowing through the switch element becomes zero or near zero and the switch element is turned off so that the switch element is turned off. It is characterized in that the ON period is determined.
  • the next switch element is turned on when the switch element in the on state is turned off. Therefore, in principle, a problem occurs in which two switch elements are simultaneously turned on. Therefore, the reliability of the switching power supply device is improved.
  • the output is stabilized by changing the ON period of the reference switching element.
  • two or more conditions can be satisfied by the number of switch elements at the maximum.
  • the switching frequency is determined by the accumulation of the ON pulses of the switch elements, and setting the ON period of each switch element eliminates the need for an oscillation circuit.
  • a dead time due to the on / off delay time of the switching element is formed between the on-periods of two consecutive switching elements among the plurality of switching elements, and the plurality of switching elements are Simultaneously turning on improves the reliability of the switching power supply.
  • the dead time is set by the delay time before turning on, it is easy to appropriately set the dead time, and the on-period of each switch element changes to change the switching frequency and the on-time ratio.
  • the power conversion efficiency can be maintained high because the dead time does not become longer or shorter than necessary.
  • the switch element is turned on after the voltage across the switch element drops to or near zero voltage, so that the switching is performed by the zero voltage switching operation of turning on at zero voltage. Loss can be greatly reduced and high efficiency can be achieved.
  • a switching control circuit for turning on the next switch element by using a voltage generated in an inductor or a transformer by turning off one of the plurality of switch elements that is on is used.
  • a voltage signal generated from the inductor or the transformer can be easily extracted as a trigger signal, and can be used as a voltage for driving the switch element, so that the circuit configuration can be simplified.
  • the constant voltage power supply device can be easily configured by detecting the output voltage to the load and determining the ON period according to the voltage.
  • a change in voltage (falling or rising) or polarity generated in the transformer is detected to determine the ON period of the switch element, so that a transformer power is also generated.
  • Voltage signal can be easily used as a trigger signal, and the circuit configuration can be simplified.
  • the ON period is determined by detecting a current flowing through the transformer.
  • the conduction time of the rectifier diode can be made equal to the ON period of the switch element, and the peak value and the effective current of the current flowing through the rectifier diode and the transformer can be reduced to reduce conduction loss.
  • the ON state and the OFF state of the switch element can be reliably determined. It can be easily used as a trigger signal.
  • the switching control circuit can control the switch element by reliably determining the state of the switch element by detecting the current flowing through the switch element and determining the ON period. , A necessary and sufficient dead time can be formed.
  • the switching control circuit is configured so that the current flowing through the switch element becomes zero or near zero, and the switch element is turned off. By the operation, the switching loss can be significantly reduced and high efficiency can be achieved.
  • FIG. 1 is a circuit diagram and a waveform diagram of a switching power supply device according to a first embodiment.
  • FIG. 2 is a circuit diagram and a waveform diagram of a switching power supply device according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit diagram and a waveform diagram of a switching power supply device according to a third embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram and a waveform diagram of a switching power supply device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram and a waveform diagram of a switching power supply device according to a fifth embodiment. Explanation of symbols
  • FIG. 1 (A) is a circuit diagram of a switching power supply device
  • FIG. 1 (B) is a diagram showing waveforms and timing relationships of respective parts.
  • Vi is an input power supply
  • T is a transformer
  • the first switch element Q 1 is connected to the primary winding Lp.
  • a first rectifying / smoothing circuit including a rectifying diode Ds1 and a smoothing capacitor C1 is provided on the secondary winding Ls of the transformer.
  • a second rectifying / smoothing circuit including the rectifying diode Ds2, the second switch element Q2, and the second smoothing capacitor C2 is configured.
  • a third rectifying / smoothing circuit including a rectifying diode Ds3, a third switch element Q3, and a third smoothing capacitor C3 is configured.
  • the first switching control circuit CNT1 is an ON / OFF control of the first switch element Q1
  • the second switching control circuit CNT2 is an ON / OFF control of the second switch element Q2
  • the third switching control circuit CNT3 is a third switching control circuit CNT3.
  • the on / off control of the switching element Q3 is performed.
  • the broken lines entering the switching control circuits CNT1, CNT2, and CNT3 indicate the trigger path, The lines schematically represent the feedback paths! /, Respectively.
  • the first switching control circuit CNT1 inputs the voltage of the transformer T (transformer voltage Vt) as a trigger and turns on Q1 at the falling timing of the drain voltage of Q1. . Also, the output voltage Vol of the first output terminal OUT1 is detected, and the ON period of the first switch element Q1 is determined so that Vol becomes a predetermined voltage. That is, Q1 is turned off at the timing when the ON period of Q1 is a necessary time.
  • the second switching control circuit CNT2 inputs the voltage of the transformer T (transformer voltage) Vt as a trigger, and turns on the second switch element Q2 at the inversion timing of the voltage of the transformer T (transformer voltage Vt). Let it. Then, the voltage Vo2 of the second output terminal OUT2 is detected, and the ON period of the second switch element Q2 is determined so that Vo2 becomes a predetermined voltage. That is, Q2 is turned off at the timing when the ON period of Q2 is a necessary time.
  • the third switching control circuit CNT3 inputs the drain voltage of the second switch element Q2 as a trigger, and turns on Q3 at the rising timing of the drain voltage of Q2. Then, the voltage Vo3 of the third output terminal OUT3 is detected, and the ON period of the third switch element Q3 is determined so that Vo3 becomes a predetermined voltage. That is, Q3 is turned off at the timing when the ON period of Q3 is the required time.
  • Vt is the voltage of the transformer T (transformer voltage)
  • Ql, Q2, Q3, and Ds are the first to third switch elements Q1 to Q3 and the first rectifier, respectively.
  • the state of the diode Dsl is shown. Here, the noise level is in the ON state, and the low level is in the OFF state.
  • the gate voltage of the first switch element Q1 becomes high level by the first switching control circuit CNT1 after a delay time Atdl from that timing. , Q1 turns on.
  • This delay time Atdl is set according to the resonance period determined by the inductance on the primary side of the transformer T, the parasitic capacitance between the drain and source of Q1, and the time when the drain-source voltage of Q1 becomes zero. It is set to turn on by switching, which causes zero voltage switching operation of Q1 and greatly reduces switching loss.
  • the first switching control circuit CNT1 outputs the voltage Vol of the first output terminal OUT1.
  • the on-period tonl of Ql is determined so that the voltage of Vl becomes a predetermined value. That is, the gate voltage of Ql is set to the low level at time tl at which Atdl + tonl has elapsed from time to. This turns off Q1.
  • the excitation energy of the transformer T is determined by the ON period tonl of Q1, and consequently, the voltage of Vol.
  • the second switching control circuit CNT2 receives the voltage of the secondary winding Ls of the transformer T as a trigger signal, and sets the gate voltage of the second switch element Q2 to a low level at the inversion timing tl of the transformer voltage Vt. Therefore, Q2 turns on after this timing tl force also delay time Atd2.
  • the delay time Atd2 is set according to the resonance period determined by the secondary inductance of the transformer T and the parasitic capacitance between the drain and source of Q2, and is turned on when the drain-source voltage of Q2 becomes zero. This causes the zero voltage switching operation of Q2.
  • the second switching control circuit CNT2 determines the ON period ton2 of Q2 so that the voltage Vo2 at the second output terminal OUT2 has a predetermined value. That is, the gate voltage of Q2 is set to the low level at time t2 when Atd2 + ton 2 has elapsed from time tl.
  • the third switching control circuit CNT3 receives the drain voltage of Q2 as a trigger signal, when Q2 is turned off at t2, the third switch element Q3 is turned on after the timing force delay time Atd3.
  • This delay time Atd3 is set according to the resonance period determined by the inductance on the secondary side of the transformer T, the parasitic capacitance between the drain and source of Q3, and the timing at which the drain-source voltage of Q3 becomes zero. It is set to turn on, which causes zero voltage switching of Q3.
  • the third switching control circuit CNT3 determines the ON period ton3 of Q3 so that the voltage Vo3 at the third output terminal OUT3 has a predetermined value. That is, at time t3 when Atd3 + ton 3 has elapsed from time t2, the gate voltage of Q2 is set to low level.
  • the first switching control circuit CNT1 determines the on-period tond of the rectifier diode Dsl so that the voltage Vol of the first output terminal OUT1 becomes a predetermined value, and the current of Dsl becomes 0,
  • the voltage of the transformer is inverted at time to. That is, when Atd4 + tond elapses from time t3, Dsl turns off, and the first switching control circuit CNT1 sets the gate voltage of the first switch element Q1 to the high level after the time to force is also delayed by Atddl. To This timing to is the same as the first to.
  • predetermined voltages Vol, Vo2, and Vo3 can be respectively obtained at the first to third output terminals OUT1 to OUT3. it can.
  • the on / off state of each switching element changes in the order of lapse of time in accordance with causality because the next switch element is turned on in tandem with the turning on of the on state switch element. Then, a delay time is inevitably entered until the switch element in the ON state is turned off and the next switch element is turned on, so that the delay time is formed as a dead time.
  • a problem that the two switch elements are turned on at the same time does not occur in principle, and the reliability of the switching power supply device is improved.
  • the dead time By properly setting the dead time, the zero voltage switching operation can be performed, and the power conversion efficiency can be maintained at a high level without becoming longer than necessary.
  • the voltages of a plurality of outputs (three outputs in the first embodiment) corresponding to the number of switch elements can be independently stabilized.
  • the condition is such that the voltages of the plurality of output terminals each become a predetermined value.
  • the element can be controlled by the on-period of the switch element, current control other than voltage control is also possible. That is, independent conditions corresponding to the number of switch elements can be satisfied.
  • the current flowing through the force switch element that detects the turn-off of the first and second switch elements Q2 and Q3 by the drain voltage of Q2 and Q3 is detected, and the On-off may be detected.
  • a force for detecting the transformer voltage from the voltage of the secondary winding Ls of the transformer T is used to detect a change in the transformer voltage based on the voltage of the primary winding Lp. It may be.
  • a change in the polarity of the transformer voltage may be detected.
  • FIG. 2A is a circuit diagram of the switching power supply device
  • FIG. 2B is a diagram showing waveforms and timing relationships of respective parts.
  • an inductor Lr is connected to a primary winding Lp of a transformer T.
  • a second switch element Q2 and a capacitor Cr are provided so as to form a closed loop with the inductor Lr and the primary winding Lp of the transformer T.
  • a rectifying and smoothing circuit consisting of a rectifying diode Ds and a smoothing capacitor Co is connected to the secondary winding Ls of the transformer T.
  • the first switching control circuit CNT1 performs on / off control of the first switch element Q1
  • the second switching control circuit CNT2 performs on / off control of the second switch element Q2.
  • a broken line entering the switching control circuits CNT1 and CNT2 schematically shows a trigger path
  • a solid line schematically shows a feedback path.
  • the first switching control circuit CNT1 inputs the rising and reversing timing of the voltage of the transformer T (transformer voltage) as a trigger. Further, it detects the output voltage Vo and controls the ON period of the first switch element Q1 so that Vo becomes a predetermined voltage.
  • the second switching control circuit CNT2 receives a trigger at the falling inversion timing of the transformer voltage of the transformer T as a trigger. Also, the voltage vc across the capacitor Cr is detected, and the ON period of Q2 is controlled so that vc becomes a predetermined voltage or does not exceed the predetermined voltage.
  • Vt indicates the waveform of the transformer voltage
  • Q1 and Q2 indicate the states of the first and second switch elements Ql and Q2, respectively.
  • the high level is in the on state
  • the low level is in the off state.
  • the gate voltage of Q1 is set to a high level after a predetermined delay time Atl. This turns on Q1. Since the output voltage Vo changes according to the ON period tonl of the first switch element Q1, tonl is determined so as to obtain a predetermined output voltage Vo. That is, when At 1 + tonl has elapsed from time to, the gate voltage of the first switch element Ql is set to the low level to turn on Q1.
  • the second switching control circuit CNT2 sets the gate voltage of Q2 to the high level after the delay time At2, triggered by the inversion timing of the transformer voltage Vt. This turns on the second switch element Q2.
  • ton2 Since the voltage vc across the capacitor Cr changes according to the ON period ton2 of Q2, ton2 is determined so that vc becomes a predetermined voltage. That is, when At2 + ton2 has elapsed from time tl, the second switching control circuit CNT2 sets the gate voltage of Q2 to low level. This turns off Q2.
  • the cycle T shown in FIG. 2B is repeated as one cycle, thereby acting as a voltage clamp type flyback converter.
  • the output voltage Vo to the load is kept constant.
  • the voltage vc across the capacitor Cr is controlled to be a stable voltage.
  • the forces Vo and Vc that were used when operating as a constant-voltage power supply device are detected to determine the on-periods tonl and ton2 of the two switch elements Ql and Q2, respectively.
  • the two voltages Vo and vc can be controlled so as to satisfy predetermined conditions.
  • the first and second switching control circuits CNTl and CNT2 are turned off for Ql and Q2.
  • the voltage generated in the inductor Lr may be detected more.
  • FIG. 3 (A) is a circuit diagram of the switching power supply device
  • FIG. 3 (B) is a diagram showing a waveform and timing relationship of each part.
  • a tertiary winding Lt of the transformer T is provided, and a rectifying and smoothing circuit including a rectifying diode Ds2 and a smoothing capacitor C2 is connected to the tertiary winding Lt.
  • the second switching control circuit CNT2 detects the output voltage Vo2 of the second output terminal OUT2 and performs feedback control.
  • Other configurations are the same as those of the second embodiment, and this switching power supply device operates as a voltage clamp type flyback converter.
  • the first and second switching control circuits CNT1 and CNT2 control the ON and ton periods tonl and ton2 of the first and second switch elements Ql and Q2.
  • Output voltages Vol and Vo2 can be maintained at predetermined voltages.
  • FIG. 4 (A) is a circuit diagram of the switching power supply device
  • FIG. 4 (B) is a diagram showing a waveform and timing relationship of each part.
  • the first switch element Q1 and the capacitor Crl are connected so as to form a closed loop together with the inductor Lr and the primary winding Lp of the transformer T.
  • the first and second switch elements Ql and Q2 are connected in series, and the second switch element Q2 and the capacitor Cr2 are connected so as to form another closed loop together with Lr and Lp.
  • Rectifier diodes Dsl and Ds2 are connected to the secondary windings Lsl and Ls2 of the transformer T, respectively, to form a rectifier / smoothing circuit together with the smoothing capacitor Co.
  • the first switching control circuit CNT1 inputs the rising timing of the voltage of the transformer T (transformer voltage) as a trigger. Further, it detects the output voltage Vo and controls the ON period of the first switch element Q1 so that Vo becomes a predetermined voltage.
  • the second switching control circuit CNT2 inputs the falling timing of the transformer voltage of the transformer T as a trigger. Further, the transformer voltage Vt of the transformer T is detected, and when Vt becomes 0, Q2 is turned on. In FIG. 4B, Vt is the waveform of the transformer voltage, and it is the waveform of the current flowing through the primary winding Lp of the transformer T. Ql and Q2 indicate the states of the first and second switch elements Ql and Q2, respectively. Here, the noise level is in the ON state, and the low level is in the OFF state.
  • the first switching control circuit CNT1 sets the gate voltage of Q1 to the noy level, and Q1 turns on. I do.
  • the ON period tonl of Q1 is determined so that the output voltage Vo becomes a predetermined voltage. That is, the gate voltage of Q1 is set to the low level when Atl + tonl has elapsed from time to. This turns off Q1.
  • the second switching control circuit CNT2 sets the gate voltage of Q2 to the high level after the delay time At2 triggered by the fall timing of the transformer voltage Vt. This turns on the second switch element Q2
  • the second switching control circuit CNT2 sets the gate voltage of Q2 to low level. From this, Q2 turns off.
  • the cycle T shown in FIG. 4B is repeated as one cycle, thereby acting as a current resonance type half-bridge converter.
  • FIG. 5 (A) is a circuit diagram of a switching power supply device
  • FIG. 5 (B) is a diagram showing a waveform and timing relationship of each part thereof.
  • the second switching control circuit CNT2 detects the current is flowing in the secondary winding Ls of the torus T and determines the ON period ton2 of the second switch element Q2.
  • Vt is the waveform of the transformer voltage, and is is the waveform of the current flowing through the secondary winding Ls of the transformer T.
  • Ql and Q2 indicate the states of the first and second switch elements Ql and Q2, respectively.
  • the noise level is in the ON state, and the low level is in the OFF state.
  • the first switching control circuit CNT1 sets the gate voltage of the first switch element Q1 to a high level, and turns on Q1 after a delay time of ⁇ tl from the time when the current is becomes 0.
  • the first switching control circuit CNT1 determines the ON period tonl of Q1 so that the output voltage Vo becomes a predetermined voltage, and turns off Q1 at time tl.
  • the transformer voltage Vt is inverted, and the second switching control circuit CNT2 triggers it to delay At2, and thereafter, sets the gate voltage of the second switch element Q2 to the low level. This turns on Q2.
  • the second switching control circuit CNT2 sets the gate voltage of Q2 to a low level by using the trigger as a trigger to turn off Q2. This determines the ON period ton2 of Q2. This timing is the first timing to described above.
  • the second switch element Q2 when the secondary winding current is becomes 0, the second switch element Q2 is turned off, so that the conduction time of the rectifier diode Ds is equal to the on period of Q2.
  • the transistor can be turned off when the current flowing through Q2 is 0, the zero current switching operation is performed, and the switching loss can be greatly reduced.
  • the peak value and the effective current of the current is flowing through the switch element Q2, the rectifier diode Ds and the transformer T can be reduced, and the conduction loss can be reduced.

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Abstract

　第１のスイッチング制御回路（ＣＮＴ１）は整流ダイオード（Ｄｓ１）が非導通状態となり、トランス電圧Ｖｔが反転するタイミングをトリガとして所定の遅延時間の後に第１のスイッチ素子（Ｑ１）をターンオンさせる。第２のスイッチング制御回路（ＣＮＴ２）は第１のスイッチ素子（Ｑ１）のターンオフによりトランス電圧Ｖｔが反転するタイミングをトリガとして第２のスイッチ素子（Ｑ２）をターンオンさせる。第３のスイッチング制御回路（ＣＮＴ３）は第２のスイッチ素子（Ｑ２）のターンオフをトリガとして第３のスイッチ素子（Ｑ３）をターンオンさせる。（ＣＮＴ１）は第１出力電圧Ｖｏ１が所定値になるように第１のスイッチ素子（Ｑ１）の期間ｔｏｎ１を定め、（ＣＮＴ２）は第２出力電圧Ｖｏ２が所定値になるように第２のスイッチ素子（Ｑ２）のオン期間ｔｏｎ２を定め、さらに（ＣＮＴ３）は第３出力電圧Ｖｏ３が所定値になるように第３のスイッチ素子（Ｑ３）のオン期間ｔｏｎ３を定める。

Description

明 細 書
スイッチング電源装置
技術分野
[0001] 本発明は、複数のスイッチング素子を備えたスイッチング電源の制御方法、特に発 振回路を必要としない制御方法に関するものである。
背景技術
[0002] スイッチング電源におけるスイッチング素子の制御方法としては、一般に PWM (
Pulse Wide Modulation)方式と PFM (Pulse FrequencyModulation)方式と呼ばれる制 御方式がある (非特許文献 1参照)。
[0003] PWM方式は、スイッチング周期に対するスィッチ素子のオン期間比率を制御する 方式であり、一般にスイッチング周期は一定である。複数のスィッチ素子を有する場 合、それぞれのスィッチ素子におけるオン時比率の関係は、同一または逆数の関係 となる。
[0004] PFM方式は、スイッチング周波数を制御する方式であり、一般にスィッチ素子のォ ン期間比率は一定である。複数のスィッチ素子を有する場合、それぞれのスィッチ素 子におけるオン時比率およびスイッチング周波数の関係は同一となる。
非特許文献 1 :電気工学ハンドブック (第 6版)社団法人電気学会発行、 2001年 2月 20日、 20編 9章 2節スイッチングレギユレータ、 p851- 852
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0005] 従来技術では、複数のスィッチ素子を有する場合、発振回路を備えて 、て、その発 振回路の発振信号を基準にして複数の駆動信号を作り、これらをスィッチ素子の制 御端子に伝達している。このため、駆動信号を伝達する経路や駆動回路において遅 れ時間や進み時間が生じた場合、直列関係にある複数のスィッチ素子を順に駆動す る必要があるにも拘わらず、複数のスィッチ素子が同時オン状態となる現象が生じる 。このような現象が生じると正常動作しないだけでなぐ過電流等により電源装置が破 壊する場合があり、信頼性が著しく低下する。 [0006] そこで、この同時オンの現象を避けるために、複数のスィッチ素子が共にオフ状態 となるデッドタイムを設けていた。しかし、このデッドタイムは電圧変換に寄与しない時 間であるので、必要以上に長!ヽデッドタイムの形成は電力変換効率を低下させる要 因となっていた。また、 PWM方式ではオン時比率力 PFM方式ではスイッチング周 波数がそれぞれ変化するため、このデッドタイムを適切に設定することは非常に困難 で複雑な構成を必要として 、た。
[0007] また、当然ながら従来技術では基準となる発振回路が必要であった。
さらに、従来技術では、基準となるスィッチ素子のオン期間を変化させることで出力 電圧を安定ィ匕する制御が行われていた力 制御される条件は、例えば 1つの出力電 圧を一定電圧に保つ、 t 、う 1つの条件だけであった。
[0008] この発明の目的は、複数のスィッチ素子の同時オンによる不具合の問題を解消し、 所定条件を満たす状態に制御する際の条件を複数定められるようにし、さらに基準と なる発振回路も不要にしたスイッチング電源装置を提供することにある。
課題を解決するための手段
[0009] (1)この発明のスイッチング電源装置は、インダクタまたはトランスと、該インダクタま たはトランスに流れる電流をスイッチングする複数のスィッチ素子を備え、これらのス イッチ素子をオンオフすることにより電力を変換するスイッチング電源装置において、 オン状態のスィッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変 化を受けて次のスィッチ素子をターンオンし、順次、連鎖的にスィッチ素子をオン'ォ フさせ、この一連のスィッチ素子のオン'オフ動作を周期的に繰り返し、且つ各スイツ チ素子のオン期間を各スィッチ素子毎に独立した条件にて決定し、各スィッチ素子 のオン期間を制御するスイッチング制御回路を備えたことを特徴としている。
[0010] (2)この発明のスイッチング電源装置は、（1)において複数のスィッチ素子のうち連 続する 2つのスィッチ素子のオン期間の間には、該 2つのスィッチ素子が共にオフと なるデッドタイムが形成され、該デッドタイムはオン状態のスィッチ素子がターンオフし て力 次のスィッチ素子がターンオンするまでの遅延時間により形成されていることを 特徴としている。
[0011] (3)この発明のスイッチング電源装置は、（2)において前記スィッチ素子の両端電 圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近まで低下してから、該スィッチ素子がターンオンす るように前記デッドタイムが設定されて 、ることを特徴として 、る。
[0012] (4)この発明のスイッチング電源装置は、（1)一（3)において、複数のスィッチ素子 のうちオン状態のスィッチ素子のターンオフにより前記インダクタまたは前記トランス に発生する電圧を用いて、次のスィッチ素子をターンオンすることを特徴として ヽる。
[0013] (5)この発明のスイッチング電源装置は、（1)一（4)においてスイッチング制御回路 は負荷への出力電圧を検出して該出力電圧に応じて前記オン期間を決定することを 特徴としている。
[0014] (6)この発明のスイッチング電源装置は、（1)一（4)においてスイッチング制御回路 は前記インダクタまたは前記トランスに発生する電圧の変化または極性を検出して前 記オン期間を決定することを特徴としている。
[0015] (7)この発明のスイッチング電源装置は、（1)一（4)においてスイッチング制御回路 は前記インダクタまたは前記トランスに流れる電流を検出して前記オン期間を決定す ることを特徴としている。
[0016] (8)この発明のスイッチング電源装置は、（1)一（4)において、スイッチング制御回 路はスィッチ素子の両端間の電圧を検出して前記オン期間を決定することを特徴とし ている。
[0017] (9)この発明のスイッチング電源装置は、（1)一（4)において、スイッチング制御回 路はスィッチ素子に流れる電流を検出して前記オン期間を決定することを特徴として いる。
[0018] (10)この発明にスイッチング電源装置は、（9)において、スイッチング制御回路は 前記スィッチ素子に流れる電流がゼロまたはゼロ付近となって力 該スィッチ素子が ターンオフするように該スィッチ素子のオン期間を決定することを特徴としている。 発明の効果
[0019] (1)この発明によれば、オン状態のスィッチ素子がターンオフしたことにより次のスィ ツチ素子をターンオンするため、原理的に 2つのスィッチ素子が同時にオン状態とな る不具合が発生せず、スイッチング電源装置の信頼性が向上する。
また、従来は基準となるスイッチング素子のオン期間を変化させることで出力を安定 化する制御が行われ、出力電圧は制御される力 制御される条件は 1つであった力 この発明によれば、 2つ以上、最大でスィッチ素子の数だけ条件を成立させることが できる。
また、スィッチ素子のオンパルスの累積によってスイッチング周波数が決定され、各 スィッチ素子のオン期間を設定することにより発振回路が不要となる。
[0020] (2)この発明によれば、複数のスィッチ素子のうち連続する 2つのスィッチ素子のォ ン期間の間にスイッチング素子のオンオフの遅れ時間によるデッドタイムが形成され 、複数のスィッチ素子が同時にオンすることによるスイッチング電源装置の信頼性が 向上する。また、デッドタイムがターンオンするまでの遅延時間により設定されるため 、デッドタイムを適切に設定することが容易であり、且つ各スィッチ素子のオン期間が 変化してスイッチング周波数やオン時比率が変化してもデッドタイムが必要以上に長 くなつたり、短くなつたりしないので電力変換効率を高く維持できる。
[0021] (3)この発明によれば、スィッチ素子の両端電圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近ま で低下してから、スィッチ素子がターンオンするので、ゼロ電圧でターンオンするゼロ 電圧スイッチング動作により、スイッチング損失を大幅に低減して高効率ィ匕を図ること ができる。
[0022] (4)この発明によれば、複数のスィッチ素子のうちオン状態のスィッチ素子のターン オフによりインダクタまたはトランスに発生する電圧を用いて、次のスィッチ素子をタ ーンオンするスイッチング制御回路を設けたことにより、インダクタまたはトランスから 発生する電圧信号をトリガー信号として容易に取り出すことができ、且つ、スィッチ素 子を駆動する電圧として利用できるため、回路構成が簡素化できる。
[0023] (5)この発明によれば、負荷への出力電圧を検出して、その電圧に応じて前記オン 期間を決定するようにしたことにより、定電圧電源装置を容易に構成できる。
[0024] (6)この発明によれば、トランスに発生する電圧の変化（立ち下がり'立ち上がり）ま たは極性を検出してスィッチ素子のオン期間を決定するようにしたことにより、トランス 力も発生する電圧信号をトリガー信号として容易に用いることができ、回路構成が簡 素化できる。
[0025] (7)この発明によれば、トランスに流れる電流を検出して前記オン期間を決定するよ うにしたことにより、例えば整流ダイオードの導通時間とスィッチ素子のオン期間を等 しくでき、整流ダイオードおよびトランスに流れる電流のピーク値および実効電流を低 減して導通損失を低減することができる。
[0026] (8)この発明によれば、スィッチ素子の両端間の電圧を検出して前記オン期間を決 定するようにしたことにより、スィッチ素子のオン状態 ·オフ状態を確実に判断してトリ ガ信号として容易に用いることができる。
[0027] (9)この発明によれば、スイッチング制御回路は前記スィッチ素子に流れる電流を 検出して前記オン期間を決定することにより、スィッチ素子の状態を確実に判定して スィッチ素子を制御でき、必要且つ十分なデッドタイムが形成できる。
[0028] (10)この発明によれば、スイッチング制御回路はスィッチ素子に流れる電流がゼロ またはゼロ付近となって力 該スィッチ素子がターンオフするようにことにより、ゼロ電 流でターンオンするゼロ電流スイッチング動作により、スイッチング損失を大幅に低減 して高効率ィ匕を図ることができる。
図面の簡単な説明
[0029] [図 1]第 1の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
[図 2]第 2の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
[図 3]第 3の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
[図 4]第 4の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。
[図 5]第 5の実施形態に係るスイッチング電源装置の回路図および波形図である。 符号の説明
[0030] T—トランス
Lp- 1次卷線
Ls - 2次卷線
Vト入力電源
Q1—第 1のスィッチ素子
Q2—第 2のスィッチ素子
Q3—第 3のスィッチ素子
Dsl— Ds3—整流ダイオード CI 第 1の平滑コンデンサ
C2 第 2の平滑コンデンサ
C3 第 3の平滑コンデンサ
CNT1 第 1のスイッチング制御回路
CNT2 第 2のスイッチング制御回路
CNT3 第 3のスイッチング制御回路
Vol 第 1の出力電圧
Vo 2—第 2の出力電圧
Vo3—第 3の出力電圧
OUT1 第 1の出力端子
OUT2 第 2の出力端子
OUT3 第 3の出力端子
Lr インダクタ
Cr~キャパシタ
発明を実施するための最良の形態
[0031] 第 1の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 1を参照して説明する。図 1の (A)はスイッチング電源装置の回路図、（B)はその各部の波形とタイミング関係 を示す図である。
[0032] 図 1の（A)において Viは入力電源、 Tはトランスであり、その 1次卷線 Lpに第 1のス イッチ素子 Q 1を接続して ヽる。トランス丁の 2次卷線 Lsには整流ダイオード Ds 1と平 滑コンデンサ C1からなる第 1の整流平滑回路を設けている。また整流ダイオード Ds2 、第 2のスィッチ素子 Q2、および第 2の平滑コンデンサ C2からなる第 2の整流平滑回 路を構成している。さらに、整流ダイオード Ds3、第 3のスィッチ素子 Q3、および第 3 の平滑コンデンサ C3からなる第 3の整流平滑回路を構成している。
[0033] 第 1のスイッチング制御回路 CNT1は第 1のスィッチ素子 Q1のオンオフ制御、第 2 のスイッチング制御回路 CNT2は第 2のスィッチ素子 Q2のオンオフ制御、第 3のスィ ツチング制御回路 CNT3は第 3のスイッチング素子 Q3のオンオフ制御をそれぞれ行 う。図中スイッチング制御回路 CNT1, CNT2, CNT3へ入る破線はトリガの経路、実 線はフィードバックの経路をそれぞれ概略的に表して!/、る。
[0034] これらのスイッチング制御回路のうち、第 1のスイッチング制御回路 CNT1は、トラン ス Tの電圧（トランス電圧 Vt)をトリガとして入力し、 Q1のドレイン電圧の立ち下がりタ イミングで Q1をターンオンさせる。また、第 1の出力端子 OUT1の出力電圧 Volを検 出し、 Volが所定電圧になるように第 1のスィッチ素子 Q1のオン期間を決定する。す なわち Q1のオン期間が必要な時間となるタイミングで Q1をターンオフする。
[0035] 第 2のスイッチング制御回路 CNT2は、トランス Tの電圧（トランス電圧) Vtをトリガと して入力し、トランス Tの電圧（トランス電圧 Vt)の反転タイミングで第 2のスィッチ素子 Q2をターンオンさせる。そして、第 2の出力端子 OUT2の電圧 Vo2を検出し、 Vo2が 所定電圧となるように第 2のスィッチ素子 Q2のオン期間を決定する。すなわち Q2の オン期間が必要な時間となるタイミングで Q2をターンオフする。
[0036] 第 3のスイッチング制御回路 CNT3は、第 2のスィッチ素子 Q2のドレイン電圧をトリ ガとして入力し、 Q2のドレイン電圧の立ち上がりタイミングで Q3をターンオンさせる。 そして、第 3の出力端子 OUT3の電圧 Vo3を検出し、 Vo3が所定電圧となるように第 3のスィッチ素子 Q3のオン期間を決定する。すなわち Q3のオン期間が必要な時間と なるタイミングで Q3をターンオフする。
[0037] 図 1の（B)において、 Vtはトランス Tの電圧（トランス電圧）、 Ql, Q2, Q3, Dsはそ れぞれ第 1一第 3のスィッチ素子 Q1— Q3および第 1の整流ダイオード Dslの状態を それぞれ示している。ここでノヽィレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態である。
[0038] (1)状態 l [to— tl]
まず、時刻 toでトランス Tの電圧（トランス電圧 Vt)が反転すると、そのタイミングから 遅れ時間 A tdlの後に第 1のスイッチング制御回路 CNT1により、第 1のスィッチ素子 Q1のゲート電圧がハイレベルになり、 Q1がターンオンする。この遅れ時間 A tdlはト ランス Tの 1次側のインダクタンス、 Q1のドレイン 'ソース間の寄生容量等によって定 まる共振期間に応じて設定され、 Q 1のドレイン ソース間電圧がゼロ電圧となるタイミ ングでターンオンするように設定され、これにより Q1のゼロ電圧スイッチング動作が行 われ、スイッチング損失が大幅に低減される。
[0039] その後、第 1のスイッチング制御回路 CNT1は第 1の出力端子 OUT1の電圧 Vol の電圧が所定値となるように Qlのオン期間 tonlを定める。すなわち、時刻 toから A t dl +tonlが経過した時点 tlで Qlのゲート電圧をローレベルにする。これにより Q1 はターンオフする。この Q1のオン期間 tonlによってトランス Tの励磁エネルギーが定 まり、結果的に Volの電圧が定まる。
[0040] (2)状態 2[tl— 12]
Qlがターンオフすると、トランス電圧 Vtが反転する。第 2のスイッチング制御回路 C NT2はトランス Tの 2次卷線 Lsの電圧をトリガ信号として受け、このトランス電圧 Vtの 反転タイミング tlで第 2のスィッチ素子 Q2のゲート電圧をノヽィレベルにする。したが つて、このタイミング tl力も遅れ時間 A td2の後に Q2はターンオンする。この遅れ時 間 A td2はトランス Tの 2次側のインダクタンス、 Q2のドレイン 'ソース間の寄生容量等 によって定まる共振期間に応じて設定され、 Q2のドレイン ソース間電圧がゼロ電圧 となるタイミングでターンオンするように設定され、これにより Q2のゼロ電圧スィッチン グ動作が行われる。
[0041] 第 2のスイッチング制御回路 CNT2は第 2の出力端子 OUT2の電圧 Vo2の電圧が 所定値となるように Q2のオン期間 ton2を定める。すなわち、時刻 tlから A td2+ton 2が経過した時点 t2で Q2のゲート電圧をローレベルにする。
[0042] (3)状態 3 [t2— 13]
第 3のスイッチング制御回路 CNT3は Q2のドレイン電圧をトリガ信号として受けるの で、 Q2が t2でターンオフすると、そのタイミング力 遅れ時間 A td3の後に第 3のスィ ツチ素子 Q3がターンオンする。この遅れ時間 A td3はトランス Tの 2次側のインダクタ ンス、 Q3のドレイン 'ソース間の寄生容量等によって定まる共振期間に応じて設定さ れ、 Q3のドレイン ソース間電圧がゼロ電圧となるタイミングでターンオンするように 設定され、これにより Q3のゼロ電圧スイッチング動作が行われる。
[0043] 第 3のスイッチング制御回路 CNT3は第 3の出力端子 OUT3の電圧 Vo3の電圧が 所定値となるように Q3のオン期間 ton3を定める。すなわち、時刻 t2から A td3+ton 3が経過した時点 t3で Q2のゲート電圧をローレベルにする。
[0044] (4)状態 4 [t3— to]
Q3がターンオフすると、そのタイミング力も遅れ時間 A td4の後に第 1の整流ダイォ ード Dslがオンする。これは Vol >Vo3 >Vo2の関係にあって、 Q2, Q3が共にオフ 状態の時に初めて Dslに順方向電圧が印加されて Dslがオンする力もである。
[0045] その後、第 1のスイッチング制御回路 CNT1は第 1の出力端子 OUT1の電圧 Vol の電圧が所定値となるように、整流ダイオード Dslのオン期間 tondが定まり、 Dslの 電流が 0となり、逆電圧が印加されると時刻 toでトランスの電圧が反転する。すなわち 、時刻 t3から A td4+tondが経過した時点で Dslはオフとなり、第 1のスイッチング制 御回路 CNT1は時刻 to力も遅れ時間 A tdlの後に第 1のスィッチ素子 Q1のゲート電 圧をハイレベルにする。このタイミング toは最初の toと同じである。
[0046] このように図 1の（B)に示した周期 Tを 1周期として繰り返すことによって、第 1一第 3 の出力端子 OUT1— OUT3に所定の電圧 Vol, Vo2, Vo3をそれぞれ得ることが できる。
[0047] このような構成により、オン状態のスィッチ素子がターンオフすることに連鎖して次 のスィッチ素子をターンオンするため、すなわち因果律にしたがって時間経過順に各 スイッチング素子のオンオフ状態が変化する。そして、オン状態のスィッチ素子がタ ーンオフして力 次のスィッチ素子がターンオンするまでに必然的に遅れ時間が入る ので、この遅れ時間がデッドタイムとして形成される。そのため 2つのスィッチ素子が 同時にオン状態となる不具合は原理的に発生せず、スイッチング電源装置の信頼性 が向上する。し力も、そのデッドタイムを適切に設定することによりゼロ電圧スィッチン グ動作等を行うことができ、必要以上に長くなることもなぐ電力変換効率を高く維持 できる。
[0048] また、スィッチ素子のオンパルスの累積がスイッチング周波数となるため、発振回路 が不要である。さらに、スィッチ素子の数に相当する複数の出力（この第 1の実施形 態では 3つの出力）の電圧をそれぞれ独立に安定ィ匕することができる。この例では複 数の出力端子の電圧がそれぞれ所定値となることを条件としたが、スィッチ素子のォ ン期間によって制御可能な要素であれば電圧制御以外に電流制御等も可能である 。すなわち、スィッチ素子の数に相当するだけ独立した条件を満たすことができる。
[0049] なお、上述の例では、第 1 ·第 2のスィッチ素子 Q2, Q3のターンオフを Q2, Q3のド レイン電圧で検出するようにした力 スィッチ素子に流れる電流を検出して、そのター ンオフを検知するようにしてもよい。また、上述の例では、 Q2のトリガとして、トランス T の 2次卷線 Lsの電圧からトランス電圧を検出するようにした力 その 1次卷線 Lpの電 圧でトランス電圧の変化を検出するようにしてもよい。さら〖こ、トランス電圧の立ち下が りを検出する代わりに、トランス電圧の極性の変化を検出するようにしてもょ 、。
[0050] また、上述の説明では、定常状態において出力電圧が所定値となる動作について 述べたが、起動時等、出力電圧が所定値に至るまでの過渡時については、例えば各 スィッチ素子の最大オン時間を設定しておくことにより、一連のスイッチング動作が周 期的に繰り返され、定常状態へと移行する。
[0051] 次に、第 2の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 2を参照して説明す る。図 2の (A)はスイッチング電源装置の回路図、（B)はその各部の波形とタイミング 関係を示す図である。
[0052] 図 2の（A)において、トランス Tの 1次卷線 Lpにインダクタ Lrを接続している。また、 このインダクタ Lrとトランス Tの 1次卷線 Lpと共に閉ループをなすように第 2のスィッチ 素子 Q2およびキャパシタ Crを設けている。トランス Tの 2次卷線 Lsには整流ダイォー ド Dsおよび平滑コンデンサ Coからなる整流平滑回路を接続している。
[0053] 第 1のスイッチング制御回路 CNT1は第 1のスィッチ素子 Q1のオンオフ制御、第 2 のスイッチング制御回路 CNT2は第 2のスィッチ素子 Q2のオンオフ制御をそれぞれ 行う。図中スイッチング制御回路 CNT1, CNT2へ入る破線はトリガの経路、実線は フィードバックの経路を概略的に示して 、る。
[0054] 第 1のスイッチング制御回路 CNT1はトランス Tの電圧（トランス電圧）の立ち上がり 反転タイミングをトリガとして入力する。また、出力電圧 Voを検出し、 Voが所定電圧 になるように第 1のスィッチ素子 Q 1のオン期間を制御する。
[0055] 第 2のスイッチング制御回路 CNT2はトランス Tのトランス電圧の立ち下がり反転タイ ミングをトリガとして入力する。また、キャパシタ Cr両端の電圧 vcを検出し、 vcが所定 電圧となるように、または所定電圧を超えないように Q2のオン期間を制御する。
[0056] 図 2の（B)において、 Vtはトランス電圧の波形、 Ql, Q2はそれぞれ第 1 ·第 2のスィ ツチ素子 Ql, Q2の状態を示している。ここでハイレベルがオン状態、ローレベルが オフ状態である。 [0057] (1)状態 l [to— tl]
まず時刻 toで第 1のスイッチング制御回路 CNT1がトリガ信号を受けると、所定の遅 れ時間 A tlの後、 Q1のゲート電圧をハイレベルにする。これにより Q1がターンオン する。この第 1のスィッチ素子 Q1のオン期間 tonlによって出力電圧 Voが変化する ので、所定の出力電圧 Voが得られるように tonlを定める。すなわち、時刻 toから A t 1 +tonlが経過した時点で第 1のスィッチ素子 Qlのゲート電圧をローレベルにして Q1をターン才フする。
[0058] (2)状態 2 [tl— to]
Qlがターンオフすると、トランス電圧 Vtが反転する。第 2のスイッチング制御回路 C NT2はトランス電圧 Vtの反転タイミングをトリガとして、遅れ時間 A t2の後、 Q2のゲ ート電圧をハイレベルにする。これにより第 2のスィッチ素子 Q2がターンオンする。
[0059] この Q2のオン期間 ton2によってキャパシタ Crの両端電圧 vcが変化するので、 vc が所定電圧となるように ton2を定める。すなわち、時刻 tlから A t2+ton2が経過し た時点で第 2のスイッチング制御回路 CNT2は Q2のゲート電圧をローレベルにする 。これにより、 Q2がターンオフする。
[0060] Q2がターンオフすると、トランス電圧 Vtが再び反転するので、第 1のスイッチング制 御回路 CNT1は、これをトリガとして時刻 to力 遅れ時間 A tlの後、第 1のスィッチ素 子 Q1のゲート電圧をハイレベルにする。このタイミング toは最初の toと同じである。
[0061] このように図 2の（B)に示した周期 Tを 1周期として繰り返すことによって、電圧クラン プ型のフライバックコンバータとして作用し、この例では負荷への出力電圧 Voを一定 に保ち、且つキャパシタ Crの両端電圧 vcが安定電圧となるように制御する。また、遅 れ時間 A tlおよび A t2を適切に設定することにより、 Q1および Q2のゼロ電圧スイツ チング動作が行われ、スイッチング損失を大幅に低減することができる。
[0062] 上述した例では、定電圧電源装置として動作させる場合についてあった力 Vo, V cを検出して 2つのスィッチ素子 Ql, Q2のオン期間 tonl, ton2をそれぞれ定めるの で、 tonl, ton2の制御によって 2つの電圧 Vo、 vcを所定条件を満たすように制御で きる。
[0063] なお、第 1 ·第 2のスイッチング制御回路 CNTl, CNT2は Ql, Q2のターンオフに よりインダクタ Lrに発生する電圧を検出するようにしてもょ ヽ。
[0064] 次に、第 3の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 3を参照して説明す る。図 3の (A)はスイッチング電源装置の回路図、（B)はその各部の波形とタイミング 関係を示す図である。
[0065] 図 2に示した場合と異なり、この例ではトランス Tの 3次卷線 Ltを備えていて、その 3 次卷線 Ltに整流ダイオード Ds2と平滑コンデンサ C2による整流平滑回路を接続して いる。第 2のスイッチング制御回路 CNT2は第 2の出力端子 OUT2の出力電圧 Vo2 を検出してフィードバック制御を行う。その他の構成は第 2の実施形態の場合と同様 であり、このスイッチング電源装置は、電圧クランプ型のフライバックコンバータとして 作用する。
[0066] したがって、入力電源 viの電圧や負荷電流に関わらず第 1 ·第 2のスイッチング制御 回路 CNT1, CNT2による第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql, Q2のオン期間 tonl, ton2 の制御よつて出力電圧 Vol, Vo2を所定電圧に保つことができる。
[0067] 次に第 4の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 4を参照して説明する 。図 4の (A)はスイッチング電源装置の回路図、（B)はその各部の波形とタイミング関 係を示す図である。
[0068] 図 4の（A)に示すように、このインダクタ Lrとトランス Tの 1次卷線 Lpと共に閉ループ をなすように第 1のスィッチ素子 Q1とキャパシタ Crlを接続している。また、第 1 ·第 2 のスィッチ素子 Ql, Q2を直列に接続するとともに、 Lr, Lpと共にもう一つの閉ルー プを構成するように、第 2のスィッチ素子 Q2とキャパシタ Cr2を接続している。トランス Tの 2次卷線 Lsl, Ls2にはそれぞれ整流ダイオード Dsl, Ds2を接続し、平滑コン デンサ Coと共に整流平滑回路を構成して 、る。
[0069] 第 1のスイッチング制御回路 CNT1はトランス Tの電圧（トランス電圧）の立ち上がり タイミングをトリガとして入力する。また、出力電圧 Voを検出し、 Voが所定電圧になる ように第 1のスィッチ素子 Q 1のオン期間を制御する。
[0070] 第 2のスイッチング制御回路 CNT2はトランス Tのトランス電圧の立ち下がりタイミン グをトリガとして入力する。また、トランス Tのトランス電圧 Vtを検出し、 Vtが 0となると Q2をターン才フさせる。 [0071] 図 4の（B)において、 Vtはトランス電圧の波形、 itはトランス Tの 1次卷線 Lpに流れ る電流の波形である。また、 Ql, Q2はそれぞれ第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql, Q2の 状態を示している。ここでノヽィレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態である。
[0072] (1)状態 l [to— tl]
図 4の（B)に示すように、まずトランス電圧 Vtが立ち上がるタイミング toから遅延時 間 A tlの後、第 1のスイッチング制御回路 CNT1が Q1のゲート電圧をノヽィレベルに して， Q1がターンオンする。
[0073] Q1のターンオンの後、出力電圧 Voが所定電圧になるように Q1のオン期間 tonlを 定める。すなわち、時刻 toから A tl +tonlが経過した時点で Q1のゲート電圧をロー レベルにする。これにより Q1がターンオフする。
[0074] (2)状態 2 [tl— to]
Qlがターンオフすると、トランス電圧 Vtが立ち下がる。第 2のスイッチング制御回路 CNT2はトランス電圧 Vtの立ち下がりタイミングをトリガとして遅れ時間 A t2の後、 Q2 のゲート電圧をハイレベルにする。これにより第 2のスィッチ素子 Q2がターンオンする
[0075] トランス電圧 Vtが 0になると、第 2のスイッチング制御回路 CNT2は Q2のゲート電圧 をローレベルにする。これ〖こより、 Q2はターンオフする。
[0076] Q2がターンオフすると、トランス電圧 Vtが再び立ち上がるので、第 1のスイッチング 制御回路 CNT1は、これをトリガとし、遅れ時間 A tlの後、第 1のスィッチ素子 Q1の ゲート電圧をノヽィレベルにする。このタイミング toは最初の toと同じである。
[0077] このように図 4の（B)に示した周期 Tを 1周期として繰り返すことによって、電流共振 型のハーフブリッジコンバータとして作用する。
[0078] この実施形態によれば、トランス電圧 Vtが 0となると、第 2のスィッチ素子 Q2がター ンオフするため、トランス電圧 Vtに対して遅; ^立相となるトランス電流（トランス Tの 1 次卷線 Lpに流れる電流 it)により、 Ql, Q2の寄生容量を充放電して Q1のゼロ電圧 スイッチング動作が可能となる。その結果、 Q1および Q2のスイッチング損失を大幅 に低減できる。なお、図 4ではキャパシタ Crlと Cr2を用いた力 どちらか一方を削除 しても同様の効果が得られる。 [0079] 次に第 5の実施形態に係るスイッチング電源装置について図 5を参照して説明する 。図 5の (A)はスイッチング電源装置の回路図、（B)はその各部の波形とタイミング関 係を示す図である。
[0080] 図 2に示した場合と異なり、第 2のスイッチング制御回路 CNT2はトンラス Tの 2次卷 線 Lsに流れる電流 isを検出して第 2のスィッチ素子 Q2のオン期間 ton2を定める。
[0081] 図 5の（B)にお!/、て、 Vtはトランス電圧の波形、 isはトランス Tの 2次卷線 Lsに流れ る電流の波形である。また、 Ql, Q2はそれぞれ第 1 ·第 2のスィッチ素子 Ql, Q2の 状態を示している。ここでノヽィレベルがオン状態、ローレベルがオフ状態である。
[0082] (1)状態 l [to— tl]
まず第 1のスイッチング制御回路 CNT1が、電流 isが 0となってから Δ tlの遅れ時 間の後、第 1のスィッチ素子 Q1のゲート電圧をハイレベルにして Q1がターンオンす る。第 1のスイッチング制御回路 CNT1は出力電圧 Voが所定電圧となるように Q1の オン期間 tonlを定め、時刻 tlで Q1をターンオフさせる。
[0083] (2)状態 2 [tl— to]
これにより、トランス電圧 Vtが反転し、第 2のスイッチング制御回路 CNT2がそれをト リガにして A t2遅れた後、第 2のスィッチ素子 Q2のゲート電圧をノヽィレベルにする。 これにより、 Q2はターンオンする。第 2のスイッチング制御回路 CNT2は 2次卷線 Ls の電流 isが 0になるとそれをトリガとして Q2のゲート電圧をローレベルにし、 Q2をター ンオフさせる。これにより Q2のオン期間 ton2が定まる。このタイミングは上述の最初 のタイミング toである。
以上の動作を繰り返すことによって定電圧電源装置として作用する。
[0084] この実施形態によれば、 2次卷線電流 isが 0になったときに第 2のスィッチ素子 Q2 力 Sターンオフするため、整流ダイオード Dsの導通時間と Q2のオン期間が等しくなる。 その結果、 Q2に流れる電流が 0のときにターンオフすることができ、ゼロ電流スィッチ ング動作が行われ、スイッチング損失を大幅に低減することができる。また、スィッチ 素子 Q2、整流ダイオード Dsおよびトランス Tに流れる電流 isのピーク値および実効 電流を低減して導通損失を低減することができる。

Claims

請求の範囲
[1] インダクタまたはトランスと、該インダクタまたはトランスに流れる電流をスイッチング する複数のスィッチ素子を備え、これらのスィッチ素子をオンオフすることにより電力 を変換するスイッチング電源装置にぉ 、て、
オン状態のスィッチ素子がターンオフすることにより発生する電圧または電流の変 化を受けて次のスィッチ素子をターンオンし、順次、連鎖的にスィッチ素子をオン'ォ フさせ、この一連のスィッチ素子のオン'オフ動作を周期的に繰り返し、且つ各スイツ チ素子のオン期間を各スィッチ素子毎に独立した条件にて決定し、各スィッチ素子 のオン期間を制御するスイッチング制御回路を備えたことを特徴とするスイッチング電 源装置。
[2] 前記複数のスィッチ素子のうち連続する 2つのスィッチ素子のオン期間の間には、 該 2つのスィッチ素子が共にオフとなるデッドタイムが形成され、該デッドタイムは、ォ ン状態のスィッチ素子がターンオフして力 次のスィッチ素子がターンオンするまで の遅延時間により形成されることを特徴とする請求項 1に記載のスイッチング電源装 置。
[3] 前記スィッチ素子の両端電圧がゼロ電圧またはゼロ電圧付近まで低下してから、該 スィッチ素子がターンオンするように前記デッドタイムが設定されて ヽることを特徴と する請求項 2に記載のスイッチング電源装置。
[4] 前記スイッチング制御回路は前記複数のスィッチ素子のうちオン状態のスィッチ素 子のターンオフにより前記インダクタまたは前記トランスに発生する電圧を用いて、次 のスィッチ素子をターンオンすることを特徴とする請求項 1一 3のいずれかに記載のス イッチング電源装置。
[5] 前記スイッチング制御回路は負荷への出力電圧を検出して該出力電圧に応じて前 記オン期間を決定することを特徴とする請求項 1一 4のいずれかに記載のスィッチン グ電源装置。
[6] 前記スイッチング制御回路は前記インダクタまたは前記トランスに発生する電圧の 変化または極性を検出して前記オン期間を決定することを特徴とする請求項 1一 4の Vヽずれかに記載のスイッチング電源装置。
[7] 前記スイッチング制御回路は前記インダクタまたは前記トランスに流れる電流を検 出して前記オン期間を決定することを特徴とする請求項 1一 4のいずれかに記載のス イッチング電源装置。
[8] 前記スイッチング制御回路は前記スィッチ素子の両端間の電圧を検出して前記ォ ン期間を決定することを特徴とする請求項 1一 4のいずれかに記載のスイッチング電 源装置。
[9] 前記スイッチング制御回路は前記スィッチ素子に流れる電流を検出して前記オン 期間を決定することを特徴とする請求項 1一 4のいずれかに記載のスイッチング電源 装置。
[10] 前記スイッチング制御回路は前記スィッチ素子に流れる電流がゼロまたはゼロ付近 となって力ゝら該スィッチ素子がターンオフするように該スィッチ素子のオン期間を決定 することを特徴とする請求項 9に記載のスイッチング電源装置。
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