WO2004030240A1

WO2004030240A1 - 適応アンテナ無線通信装置

Info

Publication number: WO2004030240A1
Application number: PCT/JP2003/012346
Authority: WO
Inventors: Takaaki Kishigami; Takashi Fukagawa; Yasuaki Yuda; Keiji Takakusaki; Shoji Miyamoto
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2002-09-27
Filing date: 2003-09-26
Publication date: 2004-04-08
Also published as: US20080107195A1; US8599071B2; JP4309110B2; AU2003266650A1; CN1675854A; EP1545024B1; JP2004120536A; CN1675854B; US20110181471A1; US20050250564A1; US7333056B2; CN101414863A; US7940215B2; CN101414863B; EP1545024A4; EP1545024A1

Abstract

アレーアンテナ（１）で受信された分割帯域毎のサブキャリア信号群に対して、パイロット信号との相互相関演算を行い、それらの出力を基に異なるサブキャリア信号のアンテナ素子間の相関値を合成して得られる相関行列から、空間プロファイルを算出し方向推定する分割帯域方向推定部（４）と、分割帯域毎に推定方向に指向性ビームを有する受信アレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部（５）と、生成された受信アレー重みを対応するサブキャリア信号に乗算合成することで指向性を形成するサブキャリア指向性形成部（６）とを備えている。これにより、周波数選択フェージング下でも分割帯域毎の方向推定精度を確保できる。また、帯域全体の角度広がりに応じて、指向性制御方法を切替えることにより帯域全体で最適な指向性制御を行い、ユーザ間干渉を低減する。

Description

明細書

適応ァンテナ無線通信装置技術分野

本発明は、周波数の異なる複数のサブキャリアを用いたマルチキャリア伝送方式のディジタル無線通信システムにおいて、到来パスの方向推定手段と、それに基づく指向性制御手段を有するアレーアンテナ備えた適応アンテナ無線通信装置に関する。背景となる技術

無線通信装置が受信する信号は、様々な信号による干渉を受けて、受信品質の劣化が生ずる。この干渉を抑制し、所望方向から到来する信号のみを強く受信する技術として、ァダプティブアレーアンテナ (適応アンテナ) が知られている。ァダプティブアレーアンテナでは、受信信号に乗算する重み付け係数（以下、この重み付け係数を「重み」という。）を調整して受信信号に対して与える振幅と位相を調整することにより、所望方向から到来する信号のみを強く受信することができる。

また、近年、無線通信の大容量化と、高速化への要求が高まりをみせており、その実現には耐マルチパス性ゃ耐フエージング対策が大きな課題となっている。広帯域伝送を行う帯域内を複数の狭帯域なサブキャリアにより並列的に伝送するマルチキャリア伝送は、課題解決のための一つのアプローチであり、特に直交周波数分割多重（O F D M) 伝送方式は地上波ディジタル放送や広帯域無線ァクセスシステムにおいて採用されている。

マルチキヤリァ伝送システムにおいて、ァダプティブアレーアンテナを用いることは、両者の特徴をさらに生かすことを可能にし、耐マルチパス性、耐フエ一ジング性をさらに高めることができる。

詳細な構成についての説明は省略するが、マルチキヤリァ伝送システムにおいて、ァダプティブアレーアンテナを備えた従来の無線装置として、例えば、特開平 1 1 _ 2 0 5 0 2 6号公報に記載されているようなものがあった。これは、サブキャリア毎にアンテナ重みを演算することで、比帯域（二使用する全通信帯域 /全通信帯域の中心周波数）が大きい場合でも、 O F DM伝送方式の全通信帯域に均一なアンテナ指向性ビームが得られ、全通信帯域内でマルチパス等の妨害波の影響を受けにくい送受信を可能にしている。

しかしながら、従来の適応アンテナ無線通信装置においては、サブキャリア毎に方向推定を行い、受信アレー重みを演算するため、周波数選択性フエ一ジングの影響をうける場合、受信電力が小さいサブキャリア信号に対しては十分な精度で方向推定が行えないという課題があった。また、サブキャリア数が多い場合には回路規模が増大するといつた課題を有していた。発明の開示

本発明は、広帯域なマルチキャリア伝送方式を行う場合において、隣接するサブキャリア信号間での空間的なスペクトラムの相関が高いことを利用し、通信帯域内を分割した分割帯域内に属するサブキヤリァ信号群の平均的な到来方向を推定する。これにより、受信電力が小さいサブキャリアが存在する場合でも、それが属するサブキャリア信号群としての到来方向を推定することで、推定精度の劣化を抑えることを可能にしている。また、サブキャリア信号毎の複数パスの個別あるいは平均的な方向推定も可能とする。

指向性送信する場合、分割帯域毎あるいは全通信帯域での空間的なスぺクトラムをもとに角度広がりを検出し、角度広がりが小さい場合は、全サブキャリア信号群の平均的な到来方向に基づき送信指向性制御を行う。一方、角度広がりが大きい場合は、 1 ) 分割帯域毎の方向推定結果のなかで最大受信電力を与える方向に指向性送信制御、または、 2 ) 分割帯域毎の方向推定結果の中で所定数の上位受信電力を与える方向に指向性送信制御を行う。これにより受信時の到来パス方向に指向性送信が可能となり、他ユーザへの干渉を効果的に低減することができるので、通信品質を高め、システム容量を改善することができる。

本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、マルチキヤリァ伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、このアンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキヤリァ信号に分波する分波器と、マルチキャリア伝送される全通信帯域を N d個（ただし、 N dは 2以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキャリア信号群を用いて電波の到来方向推定を行う N d個の分割帯域方向推定部と、分割帯域毎に、分割帯域方向推定部の推定方向に指向性ビームを有する、受信アレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部と、分割帯域毎に生成された受信アレー重みを、それに対応する分割帯域内に属するそれぞれのサブキヤリァ信号に乗算合成することで指向性を形成するサブキヤリァ指向性形成部と、このサブキヤリァ指向性形成部の出力を用いてデータ復調する復調部とを具備する。これによつて、分割された帯域内のサブキャリア信号群の到来方向の推定が可能であるので、方向推定結果に基づいた指向性受信ができる。また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号に埋め込まれた既知のパイロット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された、同一サブキャリア信号間で算出されたパイロット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行う。これによつて、パイロット相関値の位相を基準とした方向推定ができる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア毎の相関行列を統合した相関行列を用いて到来方向推定を行う。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキヤリァ信号群に属するサブキヤリァ数が L個で、その第 k番目のサブキヤリァ信号についての第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第 m番目の要素にもつ列べクトル Vkと、複素共役転置演算子 Hにより、

R = V,V₁ ^H+ V₂V₂ ^H+ · · · + V_LV_L ^H

として表せる相関行列 Rを用いて、到来方向推定を行う。これによつて、サブキャリア信号群の到来方向を平均した方向を精度よく検出できる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア毎の相関べクトルを統合した相関べクトルを用いて到来方向推定を行う。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキヤリァ信号群に属するサブキヤリァ数が L個で、その第 k番目のサブキヤリァ信号についての第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第 m番目の要素とする列べクトル Vkと、この列べクトル Vkの第 X番目の要素 Vkx (ただし、 Xはアンテナ素子数以下の自然数）と、複素共役演算子 *により、

z = V_IX*V₁ + V_2X*V₂+ · · · + V_LX*V_N

として表せる相関ベクトル zを用いて到来方向推定を行う。これによつて、サブキャリア信号群の到来方向を平均した方向を精度よく検出できる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキヤリァ信号に埋め込まれた既知のパイ口ット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、遅延プ口ファイルから複数のパス到来タイミングを検出するパスサーチ部をさらに有し、バス到来タイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された、同一サブキャリア信号間で算出されたパイロット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行う。これによつて、サブキャリア信号毎に含まれるマルチパス波の到来方向を推定でさる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号群に属するサブキャリア毎に、検出されたサブキャリア毎の相関行列を統合した相関行列を用いて、到来方向推定を行う。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキヤリァ信号群に属するサブキヤリァ数が L個で、その第 k番目のサブキヤリァ信号についての第 p番目の到来パス（全到来パス数は S ) の第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を m番目の要素にもつ列べクトル Vk(p )と、複素共役転置演算子 Hにより、

R = I m (p)Vk (p)^H

k=lp=l として表せる相関行列 Rを用いて到来方向推定を行う。これによつて、サブキヤリア信号毎に含まれるマルチパス波の到来方向の推定を精度よく行える。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキヤリァ信号群に属するサブキヤリァ毎に、検出されたサブキヤリァ毎の相関べクトルを統合した相関べクトルを用いて到来方向推定を行う。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、サブキヤリァ信号群に属するサブキヤリァ数が L個で、その第 k番目のサブキヤリァ信号についての第 p番目の到来パス（全到来パス数は S ) の第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を m番目の要素とする列べクトル Vk(p )と、この列ベクトル Vk ( p )の X番目の要素 Vkx (p) (ただし、 Xはアンテナ素子数以下の自然数）と、複素共役転置演算子 *により、 k=l p=l

として表せる相関ベクトル zを用いて到来方向推定を行う。これによつて、サブキャリア信号毎に含まれるマルチパス波の到来方向の推定を精度よく行える。また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、相関行列 Rを用いて、 MUS I C法、 ESPR I T法、 CAP ON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法により到来方向の推定を行う。これによつて、様々な到来方向推定手法を適用することができる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、相関行列 Rに空間スム一ジング処理を行う空間スムージング処理部を有し、この空間スム一ジング処理部からの出力に、 MUS I C法、 ESPR I T法、 CAPON 法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行う。これによつて、相関波が存在する場合でも推定精度を確保できる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域方向推定部は、相関行列 Rにュニタリ変換処理を行うュニタリ変換部を有し、前記ユエ夕リ変換部からの出力に、 MUS I C法、 ESPR I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定する。これによつて、ァレーアンテナが等間隔直線アレーの場合、方向べクトルを実数化することができるため、演算処理量を低減できる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、マルチキャリア伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、アンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキヤリァ信号に分波する分波器と、マルチキヤリァ伝送される全通信帯域でのサブキヤリァ信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、全通信帯域を Nd個（ただし、 Ndは 2以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキヤリァ信号群を用いて電波の到来方向推定を行う N d 個の分割帯域方向推定部と、 N d個の分割帯域方向推定部での方向推定結果の偏差が所定値以下の場合、前記全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、偏差が所定値より大きい場合、前記分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、前記方向推定結果選択部の出力を用いて、推定方向に指向性ビームを有する受信アレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部とを具備する。これによつて、帯域内での到来方向の分散から適応的に指向性制御方法を切り替えることができる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、マルチキャリア伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、アンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキヤリァ信号に分波する分波器と、マルチキャリア伝送される全通信帯域でのサブキャリア信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、全通信帯域を N d個（ただし、 N dは 2以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキヤリァ信号群を用いて電波の到来方向推定を行う N d 個の分割帯域方向推定部と、この全帯域方向推定部で算出される空間プロフアイルから角度広がりを検出し、角度広がりが所定値以下の場合、全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、角度広がりが所定値より大きい場合、分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、この方向推定結果選択部の出力を用いて受信アレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部とを具備する。これによつて、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（T D D) 方式または周波数分割デュプレックス（F D D) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、方向推定結果選択部で選択された推定方向結果を基に分割帯域毎に、 1つの送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキヤリァ送信重み生成部と、分割帯域毎に送信アレー重みを送信サブキャリァ信号に乗算し、指向性ビームを送信するサブキヤリァ送信指向性形成部とをさらに具備する。これによつて、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（T D D) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域毎の分割帯域ァレ一重み生成部で生成された受信ァレー重みを、送信ァレー重みとして用いるサブキャリア送信重み生成部と、分割帯域毎に共通な送信アレー重みを用いて指向性ビームを送信するサブキャリア送信指向性形成部とをさらに具備する。これによつて、分割帯域毎に受信指向性と同じ指向性を用いて送信ができる。また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（T D D) 方式または周波数分割デュプレックス（F D D ) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、全ての分割帯域方向推定部での推定方向の中から、最大受信電力を与える推定方向に、送信指向性ビームを形成するような送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と、送信アレー重みを用いて全分割帯域で共通の指向性ビームを送信するサブキヤリァ送信指向性形成部とをさらに具備する。これによつて、分割帯域の中で最大受信電力を与えるパス方向に送信ビームを形成できる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、時間分割デュプレックス（T D D) 方式または周波数分割デュプレックス（F D D) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、分割帯域方向推定部から出力された推定方向の偏差を算出し、偏差が所定値以下の場合には全ての分割帯域方向推定部から出力された方向推定値の平均方向にマルチビームとなる送信指向性ビームを形成する、送信アレー重みを算出し、所定値より大きい場合には、全ての分割帯域の中から所定数の、上位の受信電力を与える推定方向に送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部とをさらに具備する。これによつて、帯域内での到来方向の広がりから適応的に指向性制御方法を切り替えることができる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置でのマルチキャリア伝送は、直交周波数分割多重（O F D M) されたサブキャリア信号を用いる。これによつて、周波数使用効率の高い変調方式で伝送できる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置でのマルチキャリア伝送は、周波数軸方向、あるいは時間軸方向に符号分割することでユーザ多重されたサブキャリア信号を用いる。これによつて、符号分割によりユーザ多重ができるシステムに適用できる作用を有する。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置は、多重されたユーザ毎に送信アレー重みあるいは受信アレー重みを生成し、指向性受信を行う。これによつて、多重ユーザ毎に分割帯域毎に最適な指向性制御が可能となる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置の分割帯域アレー重み生成部は、自己の分割帯域での分割帯域方向推定部の方向推定結果に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザの推定方向にはヌルを形成する受信アレー重みを生成する。これによつて、多重ユーザ毎に分割帯域毎に干渉方向にヌルを形成した最適な指向性受信が可能となる。

また、本発明に係る適応アンテナ無線通信装置のサブキヤリァ送信重み生成部は、所望のユーザ方向に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザ方向にはヌルを形成する送信アレー重みを生成する。これによつて、多重ユーザ毎に分割帯域毎に干渉方向にヌルを形成した最適な指向性送信受信が可能となる。

以上のように本発明によれば、アレーアンテナを備えた適応アンテナ無線通信装置において、広帯域なマルチキャリア伝送方式を行う場合において、受信電力が小さいサブキヤリァが存在する場合でも、推定精度の劣化を抑えることが可能であり、受信品質が改善される。また、指向性送信する場合において、ユーザ間干渉を低減させ、通信品質の改善を図ることができる。図面の簡単な説明

図 1は本発明の実施例 1における無線通信装置の構成を示すブロック図である。図 2は実施例 1における分割帯域方向推定部の詳細な構成を示すプロック図である。

図 3は実施例 1における分割帯域方向推定部での空間プロファイル算出結果を示す図である。

図 4は実施例 1における分割帯域方向推定部の別な構成を示すブロック図である。

図 5は本発明の実施例 2における無線通信装置の構成を示すブロック図である。図 6は本発明の実施例 3における無線通信装置の構成を示すブロック図である。図 7本発明の実施例 4における無線通信装置の構成を示すブロック図である。発明を実施するための最良の形態

以下、本発明の実施例について、図面を用いて説明する。なお、以下の説明において、同一機能のブロック等については、同一符号を記す。

(実施例 1 )

図 1は、本発明の実施例 1に係る適応アンテナ無線通信装置の構成を示すプロック図である。図 1に示す適応アンテナ無線通信装置は、複数 N a個のアンテナ素子 1— 1〜1一 N aから構成されるアレーアンテナ 1、第 k番目のアンテナ素子 1一 kで受信された高周波信号 s 1— kを周波数変換後に、複数 N s個のサブキャリア信号 f 1一 kから f N s— kに分波する分波器 2— k (ただし、 k = l 〜N a )、通信帯域を N d個に分割した分割帯域のうち、第 m番目の分割帯域 3 _ mに属するサブキヤリァ信号群を用いて到来方向推定を行う分割帯域方向推定部 4一 m、第 m番目の分割帯域方向推定部 4一 mでの方向推定結果を基に受信ァレ —重みを生成する分割帯域アレー重み生成部 5— m、分割帯域アレー重み生成部 5— mによる受信アレー重みを用いて、第 m番目の分割帯域 3 _mに属するサブキヤリァ信号群に対し指向性形成するサブキヤリァ指向性形成部 6— m、指向性 • - 受信された各サブキャリア信号を用いてデータ復調を行う復調部 7から構成されている。ただし、 m= l N dである。なお、図 1ではアンテナ素子数 N a

= 2、サブキャリア数 N s = 4、分割帯域数 N d = 2の場合の構成例を示している。

以下、図 1を用いてその動作の説明を行う。まず、アレーアンテナ 1を構成するアンテナ素子 1— 1〜 1—N aにてマルチキャリア方式で伝送された高周波信号 s 1— l〜 s 1—N aをそれぞれ受信する。このうち第 k番目のアンテナ素子 1— kにより受信された高周波信号 s 1— kは、分波器 2— kにより、高周波増幅と、周波数変換を順次施される。そして、マルチキャリア伝送に用いられる複数 N s個のサブキャリア信号 f 1一 k、 f 2 - k f N s—kが抽出される。ここで、受信信号の全通信帯域は N d個の分割帯域に分けられる。そして、その内の第 m番目の分割帯域 3— mに属するサブキャリア信号群は、分割帯域方向推定部 4一 mとサブキャリア指向性形成部 6— mにそれぞれ入力される。なお、分割帯域数 N dは、全サブキヤリァ数 N s≥N d > lの範囲にある自然数とすることができる。また、各分割帯域 3に属するサブキャリア信号群に属するサブキヤリア数は必ずしも等しくする必要はない。以下では、サブキャリア数 N c ( = N s /N d ) が各々等しいとして説明を行う。

次に、第 m番目の分割帯域 3—mに属するサブキャリア信号群を用いて、分割帯域方向推定部 4一 mにおいて、到来方向推定が行われる'。図 2は分割帯域方向推定部 4の詳細な構成図を示す。図 2において、分割帯域方向推定部 4一 1は、各サブキャリア信号に埋め込まれた予め既知であるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部 20、受信された各サブキャリア信号と生成されたパイロッ卜信号との相関値を演算するパイロット信号相関演算部 2 1、パイ口ット信号相関値を基に相関行列を生成する相関行列生成部 22、相関行列を基に空間プロファイルを演算する空間プロファィル演算部 23とから構成されている。また、アンテナ素子 1 _ 1で受信されたサブキャリア信号群 s 2 1と、アンテナ素子 1一 2で受信されたサブキャリア信号群 s 22は、それぞれサブキャリア毎に異なるパイロット信号相関演算部 2 1 に入力している。以下、図 2を用いてその動作説明を行う。なお、図 2はアンテナ素子数 Na = 2、分割帯域内のサブキャリア数 Nc = 2の場合における第 1番目の分割帯域 3— 1における分割帯域方向推定部 4一 1の例を示す。

パイロット信号生成部 20はサブキャリア信号にあらかじめ埋め込まれた既知信号（以下パイロット信号）を生成する。パイロット信号相関演算部 21は生成されたパイロット信号と、サブキャリア信号の受信パイロットシンボルとの相関演算を行う。ここで、パイロット信号を r (s) とする。ただし、 s = l〜Np であり、 Npはパイロット信号のシンボル数とする。

パイロット信号相関演算部 2 1— n— kは、第 k番目のアンテナ素子 1一 kで受信された第 m番目の分割帯域 3 _mに属する第 n番目のサブキャリア信号 f n 一 k (tO) (なお、 tO はパス到来タイミングを表す。）に対し、（式 1) に示す相関演算を行い、パイロット相関値 hnkを算出する。ただし、 Noはシンポルに対するォ一バーサンプル数、 *は複素共役を示す。以下、すべてのアンテナ素子

(k= l〜Na) で受信された第 m番目の分割帯域 3— mに属するサブキャリア信号群（n= l〜Nc) に対しパイロット相関値 hnkを算出する。

N_p .

h_nk- 1 fn-k(t+N₀ '(s-l))r (s) (1)

5=1 相関行列生成部 22は、パイロッ卜信号相関演算部 21において算出されたパィロット相関値 hnk を用いて、（式 2) で示される相関ベクトル Vnを用いて、

(式 3) に示される相関行列 Rを算出する。ただし、 n= l〜Ns、 k- l〜N a、 Tはべクトル転置を示す。

V ^r n = i^hn,l K,2 Κ,Να J に²、

Nc H

R- (3) 空間プロファイル演算部 23は、相関行列生成部 22により生成された相関行列 Rを用いて、方向推定を行う。方向推定アルゴリズムは数多く提案されているが、以下ではフ一リエ法に基づく空間プロファイルを生成し、そのピーク方向を検出することで到来方向推定値とするアルゴリズムを適用した場合について説明する。

空間プロファイル演算部 23は、（式 4) に示す到来方向推定評価関数 F (Θ) におけるパラメ一タ Θを所定の角度ステップ Δ 0で可変することにより空間プロファイルを算出している。そして、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数 M (M≥l)のピーク方向を検出し、到来方向推定値とする。ただし、 a (Θ) はアレーアンテナ 1の素子配置で決まる方向べクトルであり、例えば素子間隔 d の等間隔直線アレーの場合、（式 5) のように表すことができる。ここで、 λは搬送波帯での分割帯域 3 _mにおける中心周波数の波長であり、 Θは直線ァレーの法線方向を 0° 方向としている。また、 Hは複素共役転置を表す。

F(e) = a(6)^H Ra(6) (4)

expi-jljjd · 1 · sin θ / λ}

α(θ) (5) exp (- j 2nd . (Na一 1) · sin θ / λ} 図 3はァレー素子数 N a = 8、サブキヤリァ信号群のサブキヤリァ数 N c = 2 の場合の空間プロファイル算出結果を示す。図 3 Aはサブキヤリァ 1の到来角度 0 1 = 2 0 ° 、サブキャリア 2の到来角度 0 2=— 2 0 ° の結果であり、図 3 Bはサブキャリア 1の到来角度 0 1 = 5 ° 、サブキャリア 2の到来角度 0 2=— 5 ° の結果である。図 3 Aで示すように（式 4 ) で示す到来方向推定はビームフォーマ法を用いており、アレーアンテナ 1のビーム幅より、到来パス間隔が十分離れている場合はそれぞれのパス方向に対するピークを検出することができる。また、図 3 Bで示すように、複数パスの到来角度が近接している場合、パス数に比べ少ないピ一ク数をもつ空間プロファイルが得られる。この場合のピーク方向は、複数パスの合成電力が最大となる方向となる。

次に、分割帯域アレー重み生成部 5— mが、第 m番目の分割帯域 3— mに属するサブキヤリァ信号群に対し、分割帯域方向推定部 4 _mでの方向推定結果の最大ピーク方向または所定数の複数ピーク方向に主ビームを向ける受信アレー重みを生成する。

次に、サブキャリア指向性形成部 6— mが、生成された受信アレー重みを各サブキャリア信号に対し共通に乗算合成し、復調部 7へ出力する。なお、受信ァレ —重みは、無線周波数帯での各分割帯域 3— mの中心周波数の波長 A mを考慮して生成する。これは、特に比帯域が大きい場合に有効である。例えば素子間隔 d の等間隔直線アレーの場合、第 m番目の分割帯域 3— mにおける受信アレー重み Wmは、（式 6 ) のように表すことができる。ここで、 0 0は方向推定結果である。なお、直線アレーの法線方向を 0 ° 方向としている。

&xp j2n ■ 1 · sin / ^m }

w = ( 6 )

exp{- j2nd · (Na一 1) · sin I X_m } 次に、復調部 7が、すべての分割帯域 3に渡って、サブキャリア指向性形成部 6により指向性受信された各サブキャリア信号を用いて、復調動作を行う。

本実施例においては、分割帯域 3に属するサブキャリア信号群に属する各サブキャリア信号から相関べクトル V nを求め、これを合成して相関行列 Rを生成する。そして、それを用いて到来方向推定を行うことで、分割帯域内のサブキヤリァ信号群の平均的な到来方向を推定することが可能となる。これにより、サブキャリァ信号間の周波数間隔が十分狭い場合は、近接するサブキヤリァ信号間の空間相関特性が比較的高い性質がある。このため、サブキャリア信号あたりの受信電力が小さい場合でも、それらの複数サブキャリア信号を同相合成した後に方向推定を行うことにより、到来方向推定精度を確保することができる。サブキヤリァ信号間の周波数間隔が十分広い場合は、周波数ダイバーシチ効果により、方向推定精度を安定化させることができる。

なお、相関行列生成部 2 2は、（式 3 )に示される相関行列 Rではなく、（式 7 ) に示す相関ベクトル zを用いても良い。この場合、空間プロファイル演算部 2 3 は（式 4 ) でなく、（式 8 ) に示す空間プロファイルを算出して、ピ一クレベルを検出することにより、到来方向推定値を求める。ここで、 Vn、 mは、相関べクトル V nの第 m番目の要素を表す。

なお、各サブキヤリァ信号が時間軸方向に拡散されるマルチキヤリァ直接拡散符号分割多重（M C ZD S— C D MA) 方式を用いて伝送される場合、分割帯域方向推定部 4はサブキャリア信号における到来時刻の異なるマルチパス信号を取り出し、それらの複数パスの方向推定を行う構成でも良い。図 4にその構成例を示す。

図 4は分割帯域方向推定部 4一 1の別な構成を示す図である。図 4において分割帯域方向推定部 4 bは、各サブキヤリア信号に埋め込まれた予め既知であるパイロット信号を生成するパイロット信号生成部 20、サブキャリア信号毎に複数の到来パスタイミングを検出するパスサーチ部 30、検出された複数の到来パスタイミング毎に受信されたサブキヤリァ信号と生成されたパイ口ット信号との相互相関値を算出するパイロット信号相関演算部 31、それらのパイロッ卜信号相関値を基に相関行列を生成する相関行列生成部 32と、生成された相関行列を用いて空間的な空間プロファイルを演算する空間プロファイル演算部 33とから構成されている。以下、図 4を用いてその動作説明を行う。なお、図 4はアンテナ素子数 N a = 2、分割帯域内のサブキヤリァ数 N c = 2の場合の例を示している。まず、パスサーチ部 30— 1〜30— Nsが、サブキャリア信号に埋め込まれたパイロット信号を用いて遅延プロファイルを生成し、その上位受信電力のピークタイミングをパスタイミングとして検出する。ここで、あるサブキヤリア信号群の第 n番目のサブキャリア信号に対するパスサーチ部 30— nにおける受信パスタイミング検出数を Lnとする。だだし、 n= l〜Nc。第 k番目のアンテナ素子 1一 kで受信された第 n番目のサブキャリア信号 f n— kに対する、第 j番目のパスタイミング tjにおけるパイロット信号相関値 hnk (tj) は（式 9) で表すことができる。ここで、パイロット信号を r (s) とする。ただし、 s = l 〜Npであり、 Npはパイロット信号のシンポル数とする。

なお、遅延プロファイルは、 1) 各アンテナ素子 1一:！〜 Nで得られたパイ口ット信号相関値 hnk ( t j)の絶対値あるいは 2乗を同じタイミング毎に合成する方法、あるいは、 2) 指向性ビーム形成する重みを同じタイミングのパイロット相関値 hnk (t j) に乗算後、加算し、その絶対値あるいは 2乗をとることで複数の遅延プロフアイルを生成する方法、さらにはそれらを合成する方法により生成する。また、遅延プロファイルは、複数フレーム間にわたり平均化することで、ノイズ成分を抑圧することができる。

次に、相関行列生成部 32が、パイロット信号相関演算部 31において算出されたパイロット相関値 hnk (tj)及び（式 10)で示される相関べクトル Vn (t j) を用いて、（式 1 1) に示される相関行列 Rを算出する。ただし、 n=l〜N s、 k=l〜Na、 Hはベクトル複素共役転置を示す。

Vn(tj) = [^hn,l(tj) _n (tj)-h_{f Na}(tj) (10)

次に、空間プロファイル演算部 33が、相関行列生成部 32により生成された相関行列 Rを用いて、（式 4)に示す空間プロファイルを算出し方向推定を行う。なお、相関行列生成部 32おいて、相関ベクトル Vn (tj) を合成後に、空間スペクトルを演算しているが、パス毎の相関ベクトル Vn (tj) を用いて、（式 12) に示すようにパス毎に空間プロファイル演算を行っても良い。なお、（式 1 2) は、第 n番目のサブキャリア信号に対する第 j番目のパスの方向推定評価関数を示す。ただし、 n=l〜Ns、 j =l〜Lnである。

なお、相関行列生成部 32は、（式 1 1) に示される相関行列 Rではなく、（式 13) に示す相関ベクトル zを用いても良い。この場合、空間プロファイル演算部 32は（式 4) でなく、（式 14) に示す空間プロファイルを算出して、ピークレベルを検出することにより、到来方向推定値とする。ここで、 Vn、m (tj) は、相関ベクトル Vn (t j) の第 m番目の要素を表す。 1 ∑ y*n,l( ( ) (13)

η=1 j=l

なお、本実施例における分割帯域方向推定部 4では、ビームフォーマ法を用いて方向推定をおこなっているが、菊間著、「ァレ一アンテナによる適応信号処理」 (科学技術出版）等で情報開示されている MUS I C法、 ESPR I Τ法といつた固有値分解手法や、相関行列の逆行列演算を含む C apo n法等の到来方向推定の高分解能手法を、（式 3) あるいは（式 11)で示される相関行列生成部 22 あるいは相関行列生成部 32の出力である相関行列 Rに対し、適用可能である。ただし、サブキャリア信号群に属するサブキャリア信号数 Ncがアレー素子数よりも小さい場合は、相関行列生成部 22の出力である相関行列 Rのランク数がフルランクにならないケースが考えられるため、サブキャリア信号数 Ncに応じて、方向推定アルゴリズムを適宜選択する必要がある。あるいは相関行列生成部 32 を用いる場合は、サブキヤリァ信号数 N cとパス数 L nを加算した数に応じて、選択する必要がある。また、アレーアンテナ 1の構成が等間隔直線ァレ一配置である場合、相関行列生成部 22あるいは相関行列生成部 32で得られる相関行列 Rに対し、空間スム一ジング処理の適用や、ュニタリ変換行列を乗算するュニ夕リ変換処理を加えることで、方向べクトルを実数化したビームスペースでの到来方向推定処理の適用も可能である。

なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（OFDM) されたサブキヤリア信号でも良い。この場合は、各サブキャリア信号が OFDMシンポル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、周波数軸方向に、符号拡散多重される MC— CDMA方式への適用も可能である。この場合は、サブキャリア信号に埋め込まれた個別ユーザ毎に多重されたパイロット信号を用いて、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロッ卜相関値を算出することにより、本実施例で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。

また、時間軸方向に符号拡散多重される M C /D S— C D MA方式でも同様に適応が可能である。この場合は、各サブキャリア信号の時間軸方向に符号分割多重されたユーザ信号を、逆拡散により抽出した後に、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出することにより、本実施例で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。

また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、分割帯域アレー重み生成部 5は、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。この機能は、所望するユーザの方向にサブキャリア信号群毎に分割帯域方向推定部 4の推定方向に主ビームを有し、多重されている他ユーザの方向にはヌルを形成する受信アレー重みを生成することにより実現できる。

(実施例 2 )

図 5は、本発明の実施例 2に係る適応アンテナ無線通信装置の送信部の構成を示すプロック図である。本実施例の構成は、実施例 1で説明した図 1の構成での、各分割帯域方向推定部 4による方向推定結果を基に、サブキヤリァ毎に送信指向性を形成する動作を行う。なお、分割帯域方向推定部 4の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施例 1と同様であり、省略している。図 5における適応アンテナ無線通信装置は、分割帯域方向推定部 4の推定結果を基に送信アレー重みを生成するサブキャリア送信重み生成部 4 0、送信サブキャリア信号（f 1〜 f N s ) を送信アレー素子数分だけ複製したそれぞれの信号に、送信アレー重みを乗算するサブキャリア送信指向性形成部 4 1、重み付けされたサブキャリア信号を混合する混合器 4 2、混合器 4 2の出力を無線周波数に周波数変換する無線送信部 4 3から構成される。なお、図 5ではアンテナ素子数 N a = 2、サブキヤリア数 N s = 2、分割帯域数 N d = 2の場合の構成例を示している。以下、図 5 を用いてその動作の説明を行う。

ァレーアンテナ 1で受信されたマルチキヤリァ方式で伝送された高周波信号 s 1を基に、分割帯域方向推定部 4一:！〜 4— N dで分割帯域毎に到来方向推定される。これまでは実施例 1と同様であり、ここでは説明を省略する。

次に、サブキャリア送信重み生成部 4 0は、 N d個の分割帯域方向推定部 4の推定結果を基に送信アレー重みを生成する。送信ァレ一重みの生成は、無線通信システムのデュプレックス方式により異なる動作を行う。例えば、時分割多重（ T D D) 方式、周波数多重（F D D) 方式により、以下のような異なる動作を行う。

T D D方式の場合、送信帯域と受信帯域が時分割で共有されるため、分割帯域毎の分割帯域方向推定部 4一 1〜4一 N dでの推定方向結果を基に、分割帯域ァレ一重み生成部 5— 1〜5— N dのそれぞれで生成された受信ァレー重みを送信アレー重み W sとして用いる。また、分割帯域毎の分割帯域方向推定部 4一：！〜 4一 N dでの方向推定結果の全通信帯域にわたる広がり（偏差）が大きい場合であって、符号拡散多重により複数ユーザが存在する無線通信システムのときには、ユーザ間干渉が大きくなるという課題が生じる。このため、以下の動作のいずれかを適用する。

1 ) 分割帯域ァレー重み生成部 5— 1〜 5— N dが分割帯域毎の分割帯域方向推定部 4一 1〜 4 _ N dでの推定方向結果から、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部 4 _ 1〜4一 N dでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での最大ピーク方向）に送信指向性ビームを形成する送信アレー重み W sを生成する。

2 ) 分割帯域ァレー重み生成部 5 _ 1〜 5— N dが分割帯域毎の分割帯域方向推定部 4 _ 1〜 4一 N dでの推定方向結果から、推定方向の全通信帯域での偏差を算出する。そして、偏差が所定値より小さい場合には分割帯域方向推定部 4一 1〜N dの各推定方向結果の平均方向に、複数の主ビームを向ける送信ァレー重み W sを生成する。また、所定値より大きい場合には、全分割帯域の中で受信電力上位の推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部 4 - 1〜 4 _ N dでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での上位のピーク方向）に生成する。

F D D方式の場合、送信帯域と受信帯域が異なるが、各分割帯域方向推定部 4 一 1〜4— N dの推定値を基に、以下の動作のいずれかを適用する。

1 ) 分割帯域ァレ一重み生成部 5— 1〜 5— N dが分割帯域毎の分割帯域方向推定部 4一：!〜 4一 N dでの推定方向結果から、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部 4一 :!〜 4一 N dでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での最大ピーク方向）に送信指向性ビームを形成する送信アレー重み W sを生成する。

2 ) 分割帯域ァレ一重み生成部 5— :！〜 5— N dが分割帯域毎の分割帯域方向推定部 4一 1〜 4一 N dでの推定方向結果から推定方向の全通信帯域での偏差を算出する。そして、偏差が所定値より小さい場合には分割帯域方向推定部 4一 1 〜4一 N dの各推定方向結果の平均方向に、複数の主ビームを向ける送信アレー重み W sを生成する。また、所定値より大きい場合には、全分割帯域の中で受信電力上位の推定方向（分割帯域毎に分割帯域方向推定部 4一 l〜N dでそれぞれ算出された空間プロファイルの中での上位のピーク方向）に生成する。

次に、送信データが所定の変調フォーマットで、図示されていない変調器で変調され、送信サブキャリア信号 4 1— 1〜N sが生成される。サブキャリア送信指向性形成部 4 1一 1〜4 l _ N sは、この送信サブキャリア信号 4 1— 1〜4 1一 N sを、ァレ一アンテナ 1の素子数 N aに等しい数に分配し、それぞれに対し、サブキャリア送信重み生成部 4 0で生成された送信アレー重み W s = iw w2 wna] の要素を乗算して混合器 4 2— 1〜 4 2— N aに出力する。混合器 4 2 _ 1〜4 2— N aは、指向性重みづけされたサブキャリア送信指向性形成部 4 1一 1〜4 1— N sのアレー素子数分の出力信号をそれぞれ割り当てられた周波数間隔でサブキヤリァ信号を配置するように混合する。無線送信部 4

3— 1〜4 3— N aは、混合器 4 2— 1 - 4 2— N aの出力をそれぞれ無線周波数に周波数変換しアレーアンテナ 4 4を構成するアンテナ素子 4 4— 1〜4 4一 N aから送信する。

以上のように、本実施例により、実施例 1の効果に加え、分割帯域方向推定部

4一 1〜4一 N dでの推定方向に指向性送信することで、マルチパス干渉が低減され、通信品質が改善される。また、全分割帯域の中で最大受信電力を与える推定方向または、全通信帯域での分割帯域毎の方向推定値の偏差に応じて、指向性送信方向を分割帯域の中で受信電力がより高い方向に限定することで、ユーザ間干渉を抑えた形で、効率よく指向性送信ができる。これにより、ユーザ間干渉が抑圧され、システム容量を改善できる。

なお、送信で用いられるサブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（O F D M) されたサブキャリア信号でも良く、この場合、各サブキャリア信号が O F DMシンポル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、周波数軸方向に、符号拡散多重される M C— C D MA方式への適用も可能であり、ユーザ毎に実施例で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。また、時間軸方向に符号拡散多重される M C/D S— C D MA方式でも同様に適応が可能であり、この場合もユーザ毎に、実施例で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、サブキャリア送信重み生成部 4 0は、実施の形態 1と同様に、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。

(実施例 3 )

図 6は、本発明の実施例 3に係る適応アンテナ無線通信装置の受信部の構成を示すブロック図である。この構成は、実施例 1で説明した図 1に示す構成に、ァレーアンテナ 1で受信された全てのサブキヤリァ信号を用いることで全通信帯域での方向推定を行う全帯域方向推定部 50と、方向推定結果選択部 51とを追加した構成である。この方向推定結果選択部 51は全帯域方向推定部 50で算出される空間プロファイルを用いることで角度広がり検出し、全帯域方向推定部 50 と分割帯域方向推定部 4とのどちらかの方向推定結果を選択して出力するものである。なお、分割帯域方向推定部 4の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施例 1と同様であり、省略している。以下、図 6を用いて実施例 1と異なる部分を主に説明する。なお、図 6ではアンテナ素子数 Na = 2、サブキャリア数 N s = 2、分割帯域数 Nd = 2の場合の構成例を示している。

ァレーアンテナ 1で受信されたマルチキヤリァ方式で伝送された高周波信号 s 1を基に、分割帯域方向推定部 4一 1〜4—N dで分割帯域毎に到来方向推定されるまでは実施例 1と同様であり、ここでは説明を省略する。

全帯域方向推定部 50は、第 n番目の分割帯域 3— nで算出された（式 3) で示される相関行列 Rを Rnと表記したとき（ただし、 n=l、...、 Nd)、全ての分割帯域 3— 1〜3— Ndで算出された Rnを入力とし、（式 1 5)で示される相関行列 Rnの合成和 R aを算出する。そして、例えば（式 1 6) で示されるフーリエ法による空間プロファイルを、 0を所定の角度ステップ Δ 0で可変することで空間プロファイルを算出し、空間プロファイルのピークレベルの高い順に所定数 M (M≥l) のピーク方向を検出し、全通信帯域でのサブキャリア信号の平均的な到来方向推定を行う。ただし、 a (Θ) はアレーアンテナ 1の素子配置で決まる方向ベクトルであり、例えば素子間隔 dの等間隔直線アレーの場合、（式 5)のように表すことができる。ここで、 λは搬送波の波長であり、 0はアレーの法線方向を 0° 方向としている。また、 Ηは複素共役転置を表す。

Nd

U (1 5)

«=1 F{Q) = a{e)^HR_aa{e) (1 6)

次に、方向推定結果選択部 5 1は、全ての分割帯域方向推定部 4一 1〜4一 N dの方向推定値 kmと、それぞれの分割帯域 3— mでの空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値） Fm ( km) を用いて、（式 1 7) に示される計算式を用いて角度広がり ASを算出する。ここで、 m= l Ndである。また、

Φ0 は（式 1 8) で与えられ、 kmは、第 m番目の分割帯域 3— mでの分割帯域方向推定部 4一 mで検出された全 L m個のパスのうち、第 k番目のパスの到来方向を示す。算出された角度広がり ASを用いて、角度広がり ASが所定値 K以下の場合、全帯域方向推定部 5 0の推定値を選択し、ず^^ての分割帯域アレー重み生成部 5 _ 1〜5— Ndに共通に出力する。一方、角度広がり ASが所定値 K より大きい場合、実施例 1の形態と同様に、第 m番目の分割帯域 3— mでの分割帯域方向推定部 4—mの推定値は、分割帯域アレー重み生成部 5 _mに出力する。ここで、 m= 1 Ndである。

また、角度広がり ASの別な算出方法としては、空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値） Fm (Φΐίπι) の上位を与える方向推定値 Φ kmのみを用いて、（式 1 7) から角度広がり ASを求めても良い。

Nd Lm

∑ ∑ ΐη^Ρηι{ ΐαη)

m-lk=l

Φθ (1 8)

次に、分割帯域アレー重み生成部 5は、方向推定結果選択部 5 1での方向推定選択結果に従い、主ビーム方向を特定方向に向ける受信アレー重みを生成し、サブキャリア指向性形成部 6に出力する。サブキャリア指向性形成部 6は、生成された受信アレー重みを各サブキャリア信号に対し共通に乗算合成した信号を出力する。すなわち、第 m番目の分割帯域 3— mにおける分割帯域アレー重み生成部 5—mは、第 m番目の分割帯域 3— mに属するサブキャリア信号群に対し、方向推定結果選択部 5 1での方向推定選択結果に従い、主ビーム方向を特定方向に向ける受信アレー重みを生成する。サブキャリア指向性形成部 6— mは、この生成された受信ァレ一重みを各サブキャリア信号に対し共通に乗算合成した信号を出力する。この動作はすべての m= l N dに対して行われる。

復調部 7は、指向性受信された各サブキャリア信号を用いて、復調動作を行いデータ受信する。

以上のように、本実施例によれば、実施例 1での効果に加えて、方向推定結果選択部 5 1により、全通信帯域でのサブキャリア信号の角度広がりを検出することで、全分割帯域毎に異なる指向性形成または、すべての分割帯域 3に共通な指向性形成を、角度広がり A Sに応じて切り替えることができる。これにより、角度広がり A Sが小さい場合、すべてのサブキャリア信号に平均的な到来方向を推定することができる。このため、周波数選択性フエージングにより、一部の帯域の受信レベルが低い場合でも、通信帯域全体では口バストな到来方向推定が可能となる。

なお、方向推定結果選択部 5 1における角度広がり検出は、分割帯域毎の到来方向推定値の広がりを基に算出したが、全帯域方向推定部 5 0で算出される空間プロファイルを基に検出する方法も適用可能である。この空間プロファイルより角度広がりを算出する方法としては、例えば、 N. S . M. S h a h他、 "MU S I Cアルゴリズムを用いた到来方向と角度広がりの同時推定"、 2000年電子情報通信学会通信ソサエティ大会 B-卜 31に情報開示されている。（式 1 5 ) で算出される相関行列 R aから空間プロファイルを求め、この空間プロファイルより算出した角度広がり A Sを用いて、上記と同様に、全帯域方向推定部 5 0または分割帯域方向推定部 4— 1〜 4— N dの推定結果を選択的に切り替えることができる。なお、本実施例では、全帯域方向推定部 5 0が全通信帯域のサブキャリア信号を用いて方向推定を行ったが、分割帯域方向推定部 4に用いるサブキャリア信号分割数 N sよりも大きい分割数で方向推定を行う構成でも良い。

なお、本実施例における全分割帯域方向推定部 5 0では、ビームフォーマ法を用いて方向推定をおこなっているが、「アレーアンテナによる適応信号処理」（菊間著、科学技術出版）等で情報開示されている MU S I C法、 E S P R I T法といった固有値分解手法や、相関行列の逆行列演算を含む C a p o n法等の到来方向推定の高分解能手法を、（式 1 5 )で示される相関行列 R aを用いて適用することも可能である。ただし、分割帯域 3に属するサブキャリア信号数 N c、あるいはパス数がアレー素子数よりも小さい場合は、相関行列生成部 2 2の出力である相関行列のランク数がフルランクにならないケースが考えられるため、ランク数、あるいはパス数に応じて、ビームフォーマ法との適応的な併用が考えられる。また、アレーアンテナ 1の構成が等間隔直線アレー配置である場合、（式 1 5 )で示される相関行列 R aに対し、空間スム一ジング処理や、ュニタリ変換行列を乗算するュニタリ変換処理を加えることで、方向ベクトルを実数化し、その実数化したビームスペースでの到来方向推定処理も同様に適用可能である。

なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（O F D M) されたサブキヤリア信号でも良い。この場合は、各サブキャリア信号が O F D Mシンポル区間内で直交する周波数が選択され使用される。また、サブキャリア伝送は周波数軸方向に、符号拡散多重される M C— C D MA方式への適用も可能である。この場合は、個別ユーザ毎に多重されたサブキヤリァ信号に埋め込まれたパイ口ット信号を用いて、ユーザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出する。これにより、実施例で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。

また、時間軸方向に符号拡散多重される M C /D S— C D MA方式でも同様に適応が可能である。この場合は、各サブキャリア信号の時間軸方向に符号分割多重されたユーザ信号を、逆拡散により抽出する。その後に、ュ一ザ毎に各サブキャリア信号のパイロット相関値を算出する。これにより、本実施例で説明した動作を行うことで同様な効果が得られる。

また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、分割帯域アレー重み生成部

5は、実施の形態 1と同様に、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。

(実施例 4 )

図 7は、本発明の実施例 4に係る適応アンテナ無線通信装置の送信部の構成を示すブロック図であり、実施例 2で説明した図 5に示す構成に、全帯域方向推定部 5 0と、方向推定結果選択部 5 1とを追加した構成である。なお、分割帯域方向推定部 4の方向推定結果が得られるまでのブロック図は実施例 1と同様であり、省略している。以下、図 7を用いて実施例 1と異なる部分を主に説明する。なお、図 7ではアンテナ素子数 N a = 2、サブキャリア数 N s = 2、分割帯域数 N d =

2の場合の構成例を示している。

アレーアンテナ 1で受信されたマルチキヤリァ方式で伝送された高周波信号 s

1を基に、分割帯域方向推定部 4一 1〜 4 _ N dで分割帯域毎に到来方向推定されるまでは実施例 1と同様であり、ここでは説明を省略する。

全帯域方向推定部 5 0は、実施例 3で説明した動作と同一である。

方向推定結果選択部 5 1は、実施例 3で示したものと同様にして算出された角度広がり A Sを用いて、角度広がり A Sが所定値 K以下の場合、全帯域方向推定部 5 0の推定値を選択し、サブキャリア送信重み生成部 4 0に出力する。一方、角度広がり A Sが所定値 Kより大きい場合、実施例 2の形態と同様に、各分割帯域 3— 1〜3— N dでの分割帯域方向推定部 4一 1〜 4一 N dの推定値を、サブキャリア送信重み生成部 4 0に出力する。ここで、 m= l N dである。また、角度広がり A Sの別な算出方法としては、空間プロファイル値（または到来方向推定評価関数値） Fm ( Φΐίΐη) の上位を与える方向推定値 Φ k mのみを用いて、（式 1 7 ) から角度広がり A Sを求めても良い。

次に、サブキャリア送信重み生成部 4 0は、方向推定結果選択部 5 1の出力を基に送信アレー重みを生成する。サブキャリア送信重み生成部 4 0は、角度広が O A Sが所定値 Kより大きい場合、各分割帯域 3— :!〜 3 _ N dでの分割帯域方向推定部 4 _：!〜 4一 N dの推定値が入力され、実施例 2の形態におけるサブキャリア送信重み生成部 4 0と同様な動作が行われる。一方、角度広がり A Sが所定値 K以下の場合、全帯域方向推定部 5 0の推定値が選択されて入力されるので、方向推定値の方向に主ビームを向ける送信ァレ一重みを生成する。

次に、送信データが所定の変調フォーマツトで図示されていない変調器により変調され、送信サブキャリア信号 4 1一 l〜N sが生成される。サブキャリア送信指向性形成部 4 1一 l〜N sは、この送信サブキャリア信号 4 1 _ 1〜4 1一 N sを、アレーアンテナ 1の素子数 N aに等しい数に分配し、それぞれに対し、送信アレー重み W s = [wl、 w2 wna] の要素を乗算して混合器 4 2— 1

〜4 2—N aに出力する。

以降の動作は実施例 2と同一である。

以上のように、本実施例により、実施例 1及び実施例 2の効果に加え、全分割帯域毎に異なる指向性形成または、すべての分割帯域 3に共通な送信指向性形成を、角度広がり A Sに応じて切り替えることができる。これにより、角度広がり A Sが小さい場合、すべてのサブキヤリァ信号に平均的な到来方向を推定することができる。このため、周波数選択性フエージングにより、一部の帯域の受信レベルが低い場合でも、通信帯域全体では口バストな到来方向推定が可能となる。その結果を用いる指向性送信は、より安定した動作が保証されるので、ユーザ間干渉が抑圧されシステム容量を改善できる。

なお、本実施例では、全帯域方向推定部 5 0が全通信帯域のサブキャリア信号を用いて行ったが、分割帯域方向推定部 4に用いるサブキヤリァ信号分割数 N s よりも大きい分割数で方向推定を行う構成でも良い。

なお、サブキャリア伝送は、直交周波数分割多重（O F D M) されたサブキヤリア信号でも良い。この場合は、各サブキャリアが O F D Mシンポル区間内で直交する周波数を選択して使用される。また、サブキャリア伝送は周波数軸方向に、符号多重拡散される M C— C D MA方式への適用も可能である。この場合は、符号分割多重されたユーザ毎に、拡散符号の逆拡散後にユーザ信号を抽出した後に本実施例で説明した動作を行う。

また、時間軸方向に符号多重される M C—D S— C DMA方式でも同様に適応が可能であり、この場合も、符号分割多重されたユーザ毎に、拡散符号の逆拡散後にユーザ信号を抽出後に実施例で説明した動作を行う。

また、符号分割多重されたユーザが存在する場合、サブキャリア送信重み生成部 4 0は、実施の形態 1と同様に、符号拡散多重されているユーザ間の干渉を低減させるビーム形成機能を付加してもよい。産業上の利用可能性

以上のように、本発明は適応アンテナ無線通信装置に有用であり、マルチキヤリア伝送するのに適している。

Claims

請求の範囲

1 . マルチキャリア伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、

前記アンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキヤリァ信号に分波する分波器と、

前記マルチキャリア伝送される全通信帯域を N d個（ただし、 N dは 2以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキヤリァ信号群を用いて電波の到来方向推定を行う N d 個の分割帯域方向推定部と、

前記分割帯域毎に、前記分割帯域方向推定部の推定方向に指向性ビームを有する、受信アレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部と、

前記分割帯域毎に生成された前記受信アレー重みを、それに対応する前記分割帯域内に属するそれぞれのサブキヤリァ信号に乗算合成することで指向性を形成するサブキヤリァ指向性形成部と、

前記サブキャリア指向性形成部の出力を用いてデータ復調する復調部とを具備する適応アンテナ無線通信装置。

2 . 前記分割帯域方向推定部は、サブキャリア信号に埋め込まれた既知のパイ口ット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号とのパイロット信号相関値を算出し、異なるアンテナ素子で受信された、同一サブキャリア信号間で算出された前記パイロット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 . 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサブキャリア毎の相関行列を統合した相関行列を用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

4. 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサ：数が L個で、その第 k番目のサブキャリア信号についての第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第 m番目の要素にもつ列ベクトル Vk と、複素共役転置演算子 Hにより、尺 ^+ 十 · · · + V_LV_L ^Hとして表せる相関行列 Rを用いて、到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

5 . 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサブキャリア毎の相関べクトルを統合した相関べクトルを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 2項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

6 . 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサブキャリア数が L個で、その第 k番目のサブキャリア信号についての第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を第 m番目の要素とする列ベクトル Vk と、前記列ベクトル Vkの第 X番目の要素 Vkx (ただし、 Xはアンテナ素子数以下の自然数）と、複素共役演算子 *により、 z = V_lx*V₁ + V_2X*V₂+ · · · + V_LX*V_Nとして表せる相関べクトル zを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求.の範囲第 2項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

7 . 分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号に埋め込まれた既知のパイ口ット信号を用いて、入力された各サブキャリア信号との相互相関演算を行うことで遅延プロファイルを算出し、前記遅延プロファイルから複数のパス到来タイミングを検出するパスサーチ部をさらに有し、

前記パス到来タイミング毎に、異なるアンテナ素子で受信された、同一サブキヤリァ信号間で算出された前記パイ口ット信号相関値の相関値を基に到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

8 . 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサブキャリア毎に、検出されたサブキャリア毎の相関行列を統合した相関行列を用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の適応アンテナ無線通信

9. 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサブキャリア数が L個で、その第 k番目のサブキャリア信号についての第 p番目の到来パス（全到来パス数は S) の第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を m番目の要素にもつ列べクトル Vk(p)と、複素共役転置演算子 Hにより、

として表せる相関行列 Rを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

10. 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサブキヤリァ毎に、検出されたサブキャリア毎の相関べクトルを統合した相関べクトルを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の適応アンテ

11. 前記分割帯域方向推定部は、前記サブキャリア信号群に属するサブキヤリァ数が L個で、その第 k番目のサブキャリア信号についての第 p番目の到来パス

(全到来パス数は S) の第 m番目のアンテナ素子でのパイロット信号相関値を m 番目の要素とする列べクトル Vk(p)と、前記列べクトル Vk(p)の X番目の要素 Vkx(p) (ただし、 Xはアンテナ素子数以下の自然数）と、複素共役演算子 *により、 P 'V

として表せる相関べクトル zを用いて到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

12. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rを用いて、 MUS I C法、 E SPR I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法により到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 3項に記載の適応アンテナ無線通

13. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rを用いて、 MUS I C法、 E SPR I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法により到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 8項に記載の適応アンテナ無線通

14. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rに空間スムージング処理を行う空間スムージング処理部を有し、前記空間スム一ジング処理部からの出力に、 MUS I C法、 ESPR I T法、 CAP ON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 3項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

15. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rに空間スムージング処理を行う空間スムージング処理部を有し、前記空間スム一ジング処理部からの出力に、 MUS I C法、 ESPR I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

16. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rに空間スムージング処理を行う空間スムージング処理部を有し、前記空間スムージング処理部からの出力に、 MUS I C法、 ESPR I T法、 CAP ON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

17. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rに空間スム一ジング処理を行う空間スム一ジング処理部を有し、前記空間スムージング処理部からの出力に、 MUS I C法、 ESPR I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 8項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

18. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rにュニタリ変換処理を行うュ二タリ変換部を有し、前記ュニタリ変換部からの出力に、 MUS I C法、 ESP R I T法、 CAPON法、あるいはフ一リエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 3項に記載の適応：

19. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rにュニタリ変換処理を行うュ二タリ変換部を有し、前記ュニタリ変換部からの出力に、 MUS I C法、 ESP R I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載の適応アンテナ無

20. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rにュニタリ変換処理を行うュ二タリ変換部を有し、前記ュニタリ変換部からの出力に、 MUS I C法、 ESP R I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 7項に記載の適応アンテナ無

21. 前記分割帯域方向推定部は、前記相関行列 Rにュニタリ変換処理を行うュ二タリ変換部を有し、前記ュニタリ変換部からの出力に、 MUS I C法、 ESP R I T法、 CAPON法、あるいはフーリエ法のいずれかの手法を用いることで到来方向推定を行うことを特徴とする請求の範囲第 8項に記載の適応アンテナ無

22. マルチキャリア伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるアレーアンテナと、

前記アンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキヤリァ信号に分波する分波器と、前記マルチキヤリァ伝送される全通信帯域でのサブキヤリァ信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、

前記全通信帯域を N d個（ただし、 N dは 2以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキャリァ信号群を用いて電波の到来方向推定を行う N d個の分割帯域方向推定部と、 N d個の前記分割帯域方向推定部での方向推定結果の偏差が所定値以下の場合、前記全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、偏差が所定値より大きい場合、前記分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、

前記方向推定結果選択部の出力を用いて、推定方向に指向性ビームを有する受信アレー重みを生成する分割帯域アレー重み生成部と

を具備する適応ァンテナ無線通信装置。

2 3 . マルチキャリア伝送された高周波信号を受信する複数のアンテナ素子で構成されるァレ一アンテナと、

前記アンテナ素子毎に受信された高周波信号を複数のサブキャリア信号に分波する分波舉と、

前記マルチキヤリァ伝送される全通信帯域でのサブキヤリァ信号を用いて到来方向推定を行う全帯域方向推定部と、

前記全通信帯域を N d個（ただし、 N dは 2以上、かつ、マルチキャリア伝送に用いられるサブキャリア数以下の自然数）に分割し、各分割帯域に属するサブキャリア信号群を用いて電波の到来方向推定を行う N d個の分割帯域方向推定部と、前記全帯域方向推定部で算出される空間プロファイルから角度広がりを検出し、角度広がりが所定値以下の場合、前記全帯域方向推定部の推定値を選択して出力し、角度広がりが所定値より大きい場合、前記分割帯域方向推定部の推定値を出力する方向推定結果選択部と、

前記方向推定結果選択部の出力を用いて、推定方向に指向性ビームを有する受信ァレー重みを生成する分割帯域ァレー重み生成部と

を具備する適応アンテナ無線通信装置。

2 4. 時間分割デュプレックス（T D D) 方式または周波数分割デュプレックス ( F D D) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、

前記方向推定結果選択部で選択された推定方向結果を基に分割帯域毎に、 1つの送信指向性ビームを形成する送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と、

前記分割帯域毎に前記送信アレー重みを送信サブキヤリア信号に乗算し、指向性ビームを送信するサブキヤリァ送信指向性形成部と

をさらに具備することを特徴とする請求の範囲第 2 2項に記載の適応アンテナ無

2 5 . 時間分割デュプレックス（T D D) 方式または周波数分割デュプレックス ( F D D) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、

前記分割帯域毎に前記送信アレー重みを送信サブキヤリァ信号に乗算し、指向性ビームを送信するサブキヤリァ送信指向性形成部と

をさらに具備することを特徴とする請求の範囲第 2 3項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

2 6 . 時間分割デュプレックス（T D D) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、

前記分割帯域ァレー重み生成部で生成された受信ァレー重みを、送信ァレー重みとして用いるサブキヤリァ送信重み生成部と、

前記分割帯域毎に共通な送信アレー重みを用いて指向性ビームを送信するサブキャリア送信指向性形成部と

をさらに具備することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の適応

27. 時間分割デュプレックス（TDD) 方式または周波数分割デュプレックス (FDD) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、.

全ての前記分割帯域方向推定部での推定方向の中から、最大受信電力を与える推定方向に、送信指向性ビームを形成するような送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と、

前記送信アレー重みを用いて全分割帯域で共通の指向性ビームを送信するサブキャリア送信指向性形成部と

をさらに具備する請求の範囲第 1項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

28. 時間分割デュプレックス（TDD).方式または周波数分割デュプレックス (FDD) 方式でマルチキャリア伝送される無線システムにおいて、

前記分割帯域方向推定部から出力された推定方向の偏差を算出し、前記偏差が所定値以下の場合には全ての前記分割帯域方向推定部から出力された方向推定値の平均方向にマルチビームとなる送信指向性ビームを形成する、送信アレー重みを算出し、所定値より大きい場合には、全ての前記分割帯域の中から所定数の、上位の受信電力を与える推定方向に前記送信アレー重みを算出するサブキャリア送信重み生成部と

29. 前記マルチキャリア伝送は、直交周波数分割多重（OFDM) されたサブキヤリァ信号を用いることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の適応アンテナ

30. 前記マルチキャリア伝送は、直交周波数分割多重（OFDM) されたサブキヤリァ信号を用いることを特徴とする請求の範囲第 22項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

3 1 . 前記マルチキャリア伝送は、直交周波数分割多重（O F D M) されたサブキヤリァ信号を用いることを特徴とする請求の範囲第 2 3項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 2 . 前記マルチキャリア伝送は、周波数軸方向、あるいは時間軸方向に符号分割することでユーザ多重されたサブキャリア信号を用いることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 3 . 前記マルチキャリア伝送は、周波数軸方向、あるいは時間軸方向に符号分割することでユーザ多重されたサブキヤリァ信号を用いることを特徴とする請求の範囲第 2 2項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 4 . 前記マルチキャリア伝送は、周波数軸方向、あるいは時間軸方向に符号分割することでユーザ多重されたサブキヤリァ信号を用いることを特徴とする請求の範囲第 2 3項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 5 . 前記多重されたユーザ毎に送信アレー重みあるいは受信アレー重みを生成し、指向性受信を行うことを特徴とする請求の範囲第 3 2項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 6 . 前記多重されたユーザ毎に送信アレー重みあるいは受信アレー重みを生成し、指向性受信を行うことを特徴とする請求の範囲第 3 3項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 7 . 前記多重されたユーザ毎に送信アレー重みあるいは受信アレー重みを生成し、指向性受信を行うことを特徴とする請求の範囲第 3 4項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

3 8 . 前記分割帯;^アレー重み生成部は、自己の分割帯域での分割帯域方向推定部の方向推定結果に指向性ビームを有し、多重されている他ュ一ザの推定方向にはヌルを形成する受信アレー重みを生成することを特徴とする請求の範囲第 3 5 項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

3 9 . 前記分割帯域アレー重み生成部は、自己の分割帯域での分割帯域方向推定部の方向推定結果に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザの推定方向にはヌルを形成する受信アレー重みを生成することを特徴とする請求の範囲第 3 6 項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

4 0 . 前記分割帯域アレー重み生成部は、自己の分割帯域での分割帯域方向推定部の方向推定結果に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザの推定方向にはヌルを形成する受信ァレ一重みを生成することを特徴とする請求の範囲第 3 7 項に記載の適応アンテナ無線通信装置。

4 1 . 前記サブキャリア送信重み生成部は、所望のユーザ方向に指向性ビ一ムを有し、多重されている他ユーザ方向にはヌルを形成する送信アレー重みを生成することを特徴とする請求の範囲第 3 5項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

4 2 . 前記サブキャリア送信重み生成部は、所望のユーザ方向に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザ方向にはヌルを形成する送信アレー重みを生成することを特徴とする請求の範囲第 3 6項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。

4 3 . 前記サブキャリア送信重み生成部は、所望のユーザ方向に指向性ビームを有し、多重されている他ユーザ方向にはヌルを形成する送信アレー重みを生成することを特徴とする請求の範囲第 3 7項に記載の適応ァンテナ無線通信装置。