WO2003052938A2 - Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung - Google Patents

Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung Download PDF

Info

Publication number
WO2003052938A2
WO2003052938A2 PCT/EP2002/014597 EP0214597W WO03052938A2 WO 2003052938 A2 WO2003052938 A2 WO 2003052938A2 EP 0214597 W EP0214597 W EP 0214597W WO 03052938 A2 WO03052938 A2 WO 03052938A2
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
sigma
delta
signal
delta converter
noise
Prior art date
Application number
PCT/EP2002/014597
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
WO2003052938A3 (de
Inventor
Björn JELONNEK
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens Aktiengesellschaft filed Critical Siemens Aktiengesellschaft
Priority to EP02795244A priority Critical patent/EP1456956B1/de
Priority to US10/499,519 priority patent/US7015843B2/en
Priority to AU2002360061A priority patent/AU2002360061A1/en
Priority to DE50204726T priority patent/DE50204726D1/de
Publication of WO2003052938A2 publication Critical patent/WO2003052938A2/de
Publication of WO2003052938A3 publication Critical patent/WO2003052938A3/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/50—Digital/analogue converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M7/00—Conversion of a code where information is represented by a given sequence or number of digits to a code where the same, similar or subset of information is represented by a different sequence or number of digits
    • H03M7/30—Compression; Expansion; Suppression of unnecessary data, e.g. redundancy reduction
    • H03M7/3002—Conversion to or from differential modulation
    • H03M7/3004—Digital delta-sigma modulation
    • H03M7/3015—Structural details of digital delta-sigma modulators
    • H03M7/302—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
    • H03M7/3022—Structural details of digital delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having multiple quantisers arranged in cascaded loops, each of the second and further loops processing the quantisation error of the loop preceding it, i.e. multiple stage noise shaping [MASH] type

Definitions

  • the invention relates to a sigma-delta converter for converting a digital input signal into an analog output signal, according to the preamble of claim 1.
  • a digital input signal with 2 N signal states and a fixed sampling frequency f a is usually converted into an analog signal that is in the frequency range -f a / 2 up to + f a / 2 should match the digital signal as well as possible.
  • the number of signal states to be realized by analog circuit technology is an essential problem, since the 2 N signal states are increasingly difficult to discriminate from the quantization noise as the number increases.
  • the digital signal is interpolated by digital filters and so-called sigma-delta modulators are used, which significantly reduce the bit width of the digital signal at an increased sampling frequency and thereby transform the increased quantization noise into previously unused frequency ranges.
  • Structures of sigma-delta modulators that achieve a shaping of the noise signal as by IIR filters (Infinite Impulse Response Filters) of a higher order are particularly efficient.
  • the sigma-delta modulators are followed by digital-to-analog converters, which convert the digital output signal of the sigma-delta modulators into an analog signal. put. Sigma-delta modulators and digital-to-analog converters together result in the so-called sigma-delta converter.
  • cascaded structures of the first and / or second order are used, which are multi-level and thus show stable operating behavior.
  • Sigma-delta converters offer significant advantages for the implementation of the digital-to-analog converter. Variations in the signal amplitude or a possible DC voltage component in the signal do not influence the linearity of the analog output signal. However, the necessary one is disadvantageous high oversampling factor (ratio of useful bandwidth to sampling rate of the sigma-delta converter) to which the baseband signal must be interpolated so that a specific signal-to-noise ratio in the useful band can be guaranteed.
  • a special scrambling algorithm after the actual sigma-delta converter ensures that the data stream of each individual sigma-delta converter is noise-shaped and causes few disturbances in the useful signal band (noise-shaped element usage).
  • the stability of the algorithm is not guaranteed from the second order onwards. Because of the vector quantizer used here, its effort is relatively high. Furthermore, the structure of this scrambling algorithm is not linear and feedback, which prevents direct parallelization.
  • the present invention is therefore based on the object of finding a structure for a sigma-delta converter which, given a low oversampling factor with a high signal-to-noise ratio (SNR), requires only a few two-stage sigma-delta converters, the structure of the Sigma-delta converter should be parallelized.
  • SNR signal-to-noise ratio
  • each parallel path is designed such that the input signal of the sigma-delta modulator of the parallel path contains the difference signal, filtered at least by the noise components outside the useful band, from the digital output signal of the sigma-delta modulator of the main path and from that is the transfer function of the sigma-delta modulator of the main path through a filter spectrally shaped input signal x (k).
  • the at least one parallel path is designed such that means for • amplifying the digital signal immediately before the sigma-delta modulator are provided. If the essential components of the noise power are suppressed, the amplitude of the signal can be increased without the sigma-delta modulator being overdriven.
  • At least one parallel path is designed such that means for damping the converted signal are provided after the means for digital-to-analog conversion of the modulated signal and before the formation of the sum signal.
  • the attenuation of the analog signal is based on the previous digital amplification. Noise signal components in the analog output signal of the digital-to-analog converter of the main path are thus compensated.
  • a digital-to-analog converter with a lower output power can alternatively be used.
  • At least one parallel path is designed in such a way that means are provided for delaying the input signal x (k) in time to compensate for differences in transit time to the main path. Runtime differences can occur in particular due to different processing times of digital components such as filters, sigma-delta modulators or the like. Through the delay elements, the terms in the individual
  • the main path is designed such that, after the branching off to the parallel path and before the means for digital-to-analog conversion, means for
  • Compensation filtering are provided.
  • the transit times and the frequency responses of the parallel path which filter, Includes amplifier and sigma-delta converter to be compensated.
  • This additional filter can compensate for errors in the parallel path.
  • the sigma-delta converter of the main path is advantageously designed as a multi-stage sigma-delta converter.
  • multistage sigma-delta converters the principle of passing on the quantization noise can be exploited, so that the quantization noise of the individual stages is destructively superimposed, i.e. the noise component of the entire sigma-delta converter is not directly proportional to the number of stages of the multistage sigma -Delta converter increases, but less than proportional. Furthermore, it is possible to combine different properties in different stages by using multi-stage sigma-delta converters.
  • the multistage sigma-delta converter of the main path is formed by the main path and at least one cascade level, each cascade level being a parallel path, the quantization noise of the individual cascade levels can be compensated for particularly advantageously.
  • the cascade level i-1 is connected in parallel such that the cascade level i-1 takes over the function of the main path for the cascade level i, whereby the input signal of the sigma-delta modulator of each cascade stage is additionally added an input signal x (k) which is matched to the main path by time delay, the noise-filtered signal of the cascade stage i-1 being additionally added to the input signal of the sigma-delta modulator of the cascade stage i, where the digital Output signal for difference formation of the multi-stage sigma-delta modulator is the sum signal of the output signals of all sigma-delta modulators of the multi-stage sigma-delta modulator.
  • This structure of a multi-stage sigma-delta converter compensates for the in-band
  • Noise signal components of all sigma-delta modulators except for the last cascade level Only the quantization noise of the sigma-delta modulator of the last cockade stage and the constructively superimposed sum signal of all signal components remain in the useful band.
  • the multistage sigma-delta modulator of the main path advantageously has sigma-delta modulators with linear-phase frequency responses with absolute frequency response one. As a rule, this eliminates the need for spectral noise shaping of the useful signal, since this is usually already band-limited in the case of linear-phase frequency responses with absolute frequency response one (i.e. no amplification or attenuation).
  • the multi-stage sigma-delta converter is designed such that a number n> 1 sigma-delta converters are connected in parallel in a cascade-like manner, the input signal of the sigma-delta modulator of the cascade stage n being the difference signal from the input signal x (k) and the noise-filtered sum signal standardized with n
  • a preferred possibility is that the input signal of the sigma-delta modulator of the cascade level n is multiplied by the number n of the cascade levels.
  • the sigma-delta converters are advantageously designed as 1-bit sigma-delta converters, and the 1-bit sigma-delta converter and thus the 1-bit analog-to-digital converter can have unequal output powers.
  • this embodiment initially appears as
  • the in-band noise now contains, in addition to the noise of the multibit sigma-delta generated Output signal also noise components, which spectrally shape the 1-bit data streams and which are included in the in-band noise according to the output signal power differences of the individual digital-to-analog converters.
  • Modulator uncorrelated.
  • uncorrelated stochastic signals can be added to the input signals of the sigma-delta modulators of the multi-stage sigma-delta modulator. Interference lines occurring in the useful band, in which the noise power of the surrounding area is concentrated, can thereby be compensated for in the case of certain signals.
  • “dither” is added to sigma-delta modulators (“dither” is a stochastic signal which is uncorrelated with the input signal of the sigma-delta converter), which is either based on the input signal of the sigma-delta modulator is added or finds the input on the decision of the sigma-delta modulator directly. Normally, the "dither” reduces the interference lines at the expense of the signal-to-noise ratio that can be achieved by the modulator and is therefore severely limited in amplitude.
  • the sigma-delta converter can be produced using CMOS technology (Complementary Metal Oxide Silicone).
  • the sigma-delta converter according to the invention is outstandingly suitable for use in a radio communication system and there in particular in radio communication receiving devices.
  • Fig. 2 a sigma-delta converter
  • a first sigma-delta modulator SD1 in the main path generates a digital output signal with a bit width restricted to n bits from a digital input signal x (k). Due to this limited bit width, a quantization error arises which is transformed by the sigma-delta algorithm in accordance with its noise transfer function outside the useful band. Particularly with a low oversampling factor, however, significant noise signal components also fall into the useful tape.
  • the digital input signal x (k) is spectrally shaped according to the signal transmission function of the first sigma-delta converter SD1 by means of a filter H2.
  • the output signal of the first sigma-delta converter is then subtracted from the filtered input signal, so that the noise signal generated by the quantization error of the sigma-delta modulator SD1 is determined.
  • the noise signal components outside the useful band are damped by a further filter H2 *. Since these contain the essential part of the noise power, the output signal of the filter H2 'can be increased in amplitude VS without the subsequent sigma-delta modulator SD2 being overdriven.
  • the amplitude of the additional noise introduced by the sigma-delta modulator SD2 with the limitation to m-bits is thus lower than the amplified noise signal of the sigma-delta modulator SD1.
  • the analog noise signal is attenuated analogously according to its previously digital amplification D and then compensates for the noise signal component in the analog output signal of the digital-to-analog converter D / Al.
  • a digital-to-converter with low output power can be used instead.
  • the basic principle shown in FIG. 1 of forwarding the quantization noise to a further sigma-delta modulator can also be used for the construction of multi-stage sigma-delta converters.
  • the sigma-delta modulator SD1 from FIG. 1 in FIG. 2 is implemented by three low-level sigma-delta modulators SDla, SDlb, SDlc.
  • the in-band quantization noise of the sigma-delta modulator SDla is calculated and added negatively to the digital input signal of the sigma-delta modulator SDlb.
  • the common noise signal of these two sigma-delta modulators is then calculated and then based on the input signal of the
  • Sigma-delta modulator SDlc added.
  • Delay elements tl, t2, t3, t4, t5 are used to compensate for the running time of the sigma-delta modulators or filters. This procedure can be expanded to any number of sigma-delta modulators and is only limited to three modulators in FIG. 2 by way of example.
  • the in-band noise signal components of the first two sigma-delta modulators are compensated for with the corresponding input signal components of the second and third sigma-delta modulators. Only the quantization noise of the third sigma-delta modulator remains in the useful band, whereas all three signal components x (k) overlap constructively.
  • the in-band noise now also contains noise components in addition to the noise of the generated multibit sigma-delta output signal how the 1-bit data streams are spectrally shaped and which go into the in-band noise according to the output signal power differences of the individual digital-to-analog converters.
  • the invention With the structure presented, there is no need for a downstream algorithm which generates a plurality of 1-bit data streams from the multibit signal and which, owing to the restriction to reproduce a given multibit signal, requires only a suboptimal noise shaping for each of these individual data streams achieved.
  • Each individual 1-bit data signal is optimally spectrally shaped and guarantees low in-band noise with high mismatch.
  • the main disadvantage of the sigma-delta modulator - the reduced in-band noise signal shaping - can be improved considerably beyond what can be achieved with a previously used multibit sigma-delta D / A converter. as shown in the embodiment of FIG. 2.
  • the type of transmission of the sigma-delta noise in the D / A modulator shown in FIG. 2 is only a special case.
  • the negated noise of a sigma-delta modulator can also be divided into several sigma-delta modulators, as shown in FIG. 3.
  • the advantage of this approach is the reduction in
  • the noise of the sigam-delta modulator SDla is referred to as Ria
  • the noise of the individual sigma-delta modulators from FIG. 2 is in the useful signal band:
  • the first term R2 corresponds to the desired noise shaping and is greatly reduced in amplitude in accordance with the selected amplification. Since the noise signals of the individual sigma-delta modulators are independent of one another, their powers add up linearly. Thus, with the same noise power of the modulators, the total in-band noise power E ⁇ R2 * R2 ⁇ + 12 * E ⁇ Rla * Rla ⁇ is obtained, where E ⁇ denotes the expected value. This noise power is about 6dB above the noise power of three independently working sigma-delta modulators.
  • the structure of a sigma-delta modulator offers another advantage.
  • the power of the interference signal which was previously referred to as sigma-delta noise, is generally not spectrally shaped and is evenly distributed over the frequency range. Interference lines occur in the case of certain signals in the frequency range, in which the noise power of the surrounding area is concentrated.
  • sigma-delta modulators SDla, SDlb, SDlc "dither" Dlla, Dllb, DIlc are added ("dither” is a stochastic signal), which is either added to the input signal of the sigma-delta modulator or the input on the decision of the sigma-delta modulator di- right finds.
  • the "dither” reduces the interference lines at the expense of the signal-to-noise ratio that can be achieved by the modulator and is therefore severely limited in amplitude.
  • SDlb compensates half of the dither DIlc from SDla, the rest is compensated by SDlc.
  • the behavior in the case of mismatching of the individual digital-to-analog converters is problematic.
  • the interference of the performance of the "dither" (16/9) is higher than that of three uncorrelated "dither" signals.
  • each sigma-delta modulator as a "dither" is the sum of one random signal positive and two negative, with the
  • DIla (k) zl (k) - 0.5 * z2 (k) - 0.5 * z3 (k)
  • DIlb (k) -0.5 * zl (k) + z2 (k) - 0.5 * z3 (k)
  • Dllc (k ) 0.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Theoretical Computer Science (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Abstract

Sigma-Delta-Wandler zur Wandlung eines digitalen Eingangssignals x(k) in ein analoges Ausgangssignal y(t) mit Rauschunterdrückung innerhalb eines Nutzbandes, wobei der Sigma-Delta-Wandler einen Haupt-Pfad umfasst, wobei der Haupt-Pfad mindestens einen durch eine Übertragungsfunktion charakterisierten Sigma-Delta-Modulatulator (SD1) und einen Digital-zu-Analog Wandler (D/A1) umfasst, wobei dem Haupt-Pfad mindestens ein Parallel-Pfad parallel geschaltet ist, wobei der Parallel-Pfad mindestens einen Sigma-Delta-Modulatulator (SD2) und einen Digital-zu-Analog Wandler (D/A2) umfasst, wobei das analoge Ausgangssignal y(t) des Sigma-Delta-Wandlers das Summensignal der analogen Ausgangssignale des Haupt- und Parallel-Pfades ist. Erfindungsgemäß ist der mindestens eine Parallel-Pfad derart ausgebildet, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators (SD2) des Parallel-Pfades das mindestens um die Rauschanteile außerhalb des Nutzbandes gefilterte Differenzsignal aus dem digitalen Ausgangssignals des Sigma-Delta-Modulators (SD1) des Haupt-Pfades und dem entsprechend der Übertragungsfunktion des Sigma-Delta-Modulators (SD1) des Haupt-Pfades durch einen Filter (H2) spektral geformten Eingangssignals x(k) ist.

Description

Beschreibung
Sigma-Delta-Wandler mit Rauschunterdrückung
Die Erfindung betrifft einen Sigma-Delta-Wandler zur Wandlung eines digitalen Eingangssignals in ein analoges Ausgangssignal, nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
In Digital-zu-Analog-Wandlern, wie sie zum Beispiel in digitalen Funkkommunikations-Empfangseinrichtungen eingesetzt werden, wird üblicherweise ein digitales Eingangssignal mit 2N Signalzuständen und einer festen Abtastfrequenz fa in ein analoges Signal überführt, dass im Frequenzbereich -fa/2 bis +fa/2 möglichst gut mit dem digitalen Signal übereinstimmen soll.
Insbesondere bei hohen Bitbreiten N stellt die durch analoge Schaltungstechnik zu realisierende Anzahl von Signalzuständen ein wesentliches Problem dar, da die 2N Signalzustände mit steigender Anzahl immer schwerer aus dem Quantisierungsrauschen zu diskriminieren sind. Aus diesem Grund wird das digitale Signal durch digitale Filter interpoliert und es werden sogenannte Sigma-Delta-Modulatoren eingesetzt, die die Bitbreite des digitalen Signals bei erhöhter Abtastfrequenz deutlich reduzieren und das dadurch erhöhte Quantisierungsrauschen in bisher ungenutzte Frequenzbereiche transformieren. Besonders effizient sind hierbei Strukturen von Sigma- Delta-Modulatoren, die eine Formung des Rauschsignals wie durch IIR-Filter (Infinite-Impulse-Response-Filter) höherer Ordnung erzielen. Den Sigma-Delta-Modulatoren sind Digital- zu-Analog-Wandler nachgeschaltet, die das digitale Ausgangssignal der Sigma-Delta-Modulatoren in ein analoges Signal um- setzen. Sigma-Delta-Modulatoren und Digital-zu-Analog-Wandler ergeben zusammen den sogenannten Sigma-Delta-Wandler.
Um eine Rauschformung bei Sigma-Delta-Modulatoren zu errei- chen, existieren zwei Ansätze:
Nach einem ersten Ansatz werden Rückkoppelschleifen höher Ordnung eingesetzt, welche eine Reduktion der Stufenzahl auf bis zu zwei Signalzustände erlauben. Nachteilig wirkt sich aus, dass die Rauschformung ab der Ordnung 3 bei hohen Eingangssignalen zu möglichen Instabilitäten führt.
Nach einem zweiten Ansatz werden kaskadierte Strukturen erster und/oder zweiter Ordnung eingesetzt, die mehrstufig sind und dadurch ein stabiles Betriebsverhalten ausweisen.
Eine ausführliche Darstellung des Aufbaus und der Wirkungsweise von Sigma-Delta-Modulatoren wird S.R. Norswothy, R. Schreier, G. Temes : „Delta-Sigma Converters, Theorie, Design und Simulation", IEEE Press 1997, ISBN 0-7803-1045-4 gegeben.
Eine spezielle kaskadierte Struktur eines Sigma-Delta-Modulators ist in der DE 199 37 246 beschrieben. Durch diese kaskadierte Struktur wird zum einen die Anzahl von Signalzuständen reduziert und zum anderen bleibt auch bei Sigma-Delta-Modulatoren höherer Ordnung die Stabilität weitgehend garantiert.
Sigma-Delta-Wandler, deren Anzahl an Signalzuständen bis auf zwei reduziert wurde, bieten für die Realisierung des Digial- zu-Analog-Wandlers wesentliche Vorteile. Variationen in der Signalamplitude oder eines möglichen Gleichspannungsanteils in dem Signal beeinflussen die Linearität des analogen AusgangsSignals nicht. Nachteilig ist jedoch der notwendige hohe Oberabtastfaktor (Verhältnis Nutzbandbreite zu Abtastrate des Sigma-Delta-Wandlers) , auf den das Basisbandsignal interpoliert werden muss, damit ein bestimmtes Signal-zuRausch-Verhältnis in Nutzband gewährleistet werden kann.
Werden statt zweistufigen mehrstufige Sigma-Delta-Wandler verwendet, so können theoretisch deutlich kleinere Überab- tastfaktoren verwendet werden. Typischerweise sind dafür viele Quantisierungsstufen erforderlich, die alle identisch hoch sein müssen, damit das Quantisierungsrauschen optimiert ist. Wie bspw. in „Delta-Sigma-Data-Converters, Theorie, Design and Simulation*, 1996 von S. R. Norswothy, R. Schreier und G. Temes beschrieben, wird dieses Problem dadurch gelöst, das eine Vielzahl von zweistufigen Digital-zu-Analog-Wandlern eingesetzt werden. Durch einen speziellen Verwürfelungsalgo- rithmus nach dem eigentlichen Sigma-Delta-Wandler wird sichergestellt, dass der Datenstrom jedes einzelnen Sigma- Delta-Wandlers rauschgeformt ist und im Nutzsignalband wenige Störungen verursacht (noise shaped element usage) . Die Stabi- lität des Algorithmus ist ab zweiter Ordnung nicht sichergestellt. Sein Aufwand ist wegen dem hier verwendeten Vektor- quantisierers relativ hoch. Weiterhin ist die Struktur dieses Verwürfungsalgorithmus nicht linear und rückkoppelt, was einer direkten Parallelisierung entgegensteht.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, für einen Sigma-Delta-Wandler eine Struktur zu finden, die bei gegebenem geringem Überabtastfaktor mit hohem Signal-zuRausch-Verhältnis (SNR) nur wenige zweistufige Sigma-Delta- Wandler erfordert, wobei die Struktur der Sigma-Delta-Wandler parallelisierbar sein soll. Diese Aufgabe wird durch einen Sigma-Delta-Wandler mit den Merkmalen nach Anspruch 1 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Erfindungsgemäß ist jeder Parallel-Pfad derart ausgebildet, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators des Parallel-Pfades das mindestens um die Rauschanteile außerhalb des Nutzbandes gefilterte Differenzsignal aus dem digitalen Ausgangssignals des Sigma-Delta-Modulators des Haupt-Pfades und aus dem entsprechend der Übertragungsfunktion des Sigma- Delta-Modulators des Haupt-Pfades durch einen Filter spektral geformten Eingangssignals x(k) ist.
Durch die spektrale Formung des Eingangssignals x(k) entsprechend der Übertragungsfunktion des Sigma-Delta-Modulators des Haupt-Pfades und der anschließenden Differenzbildung mit dem digitalen Ausgangssignals des Sigma-Delta-Modulators werden im wesentlichen die Quantisierungsfehler des Sig a-Delta- Modulators des Haupt-Pfades isoliert. Durch die anschließende Filterung werden dann die Rauschanteile außerhalb des Nutzbandes, welche die wesentlichen Anteile der Rauschleistung darstellen, gedämpft. Durch diese Stuktur eines Sigma-Delta- Wandlers werden die Signalanteile des Haupt- und Parallel- Pfades konstruktiv überlagert, während sich die Rauschanteile beider Pfade destruktiv überlagern. Dadurch kann das Quantisierungsrauschen der Sigma-Delta-Wandler zu mindestens teilweise kompensiert werden. Diese Parallelschaltung kommt ohne Rückkoppelpfade aus .
In Weiterbildung der Erfindung ist der mindestens eine Parallel-Pfad derart ausgebildet, dass Mittel zur• Verstärkung des digitalen Signals unmittelbar vor dem Sigma-Delta-Modulator vorgesehen sind. Sind die wesentlichen Anteile der Rauschleistung unterdrückt, so kann die Amplitude des Signals angehoben werden, ohne dass der Sigma-Delta-Modulator übersteuert wird.
In Weiterbildung der Erfindung ist mindestens ein Parallel- Pfad derart ausgebildet, dass Mittel zur Dämpfung des gewandelten Signals nach dem Mittel zur Digital-zu-Analog-Wand- lung des modulierten Signals und vor der Bildung des Summen- signals vorgesehen sind. Die Dämpfung des analogen Signals orientiert sich an der vorhergehenden digitalen Verstärkung. Rauschsignalkomponenten im analogen Ausgangssignal des Digi- tal-zu-Analog-Wandlers des Haupt-Pfades werden somit kompensiert. Statt einer expliziten Dämpfung des analogen Signals kann alternativ ein Digital-zu-Analog-Wandler mit geringerer Ausgangsleistung eingesetzt werden.
In Weiterbildung der Erfindung ist mindestens ein Parallel- Pfad derart ausgebildet, dass Mittel zur zeitlichen Ver- zögerung des Eingangssignals x(k) zum Ausgleich von Laufzeitunterschieden zum Haupt-Pfad vorhanden sind. Laufzeitunterschiede können insbesondere durch unterschiedliche Verarbeitungszeiten digitaler Komponenten wie Filter, Sigma-Delta- Modulatoren oder dergleichen auftreten. Durch die Verzögerungsglieder werden die Laufzeiten in den einzelnen
Kaskadestufen kompensiert.
In Weiterbildung der Erfindung ist der Hauptpfad derart ausgebildet, dass nach der Abzweigung zum Parallel-Pfad und vor dem Mittel zur Digital-zu-Analog-Wandlung Mittel zur
Kompensationsfilterung vorgesehen sind. Durch das Mittel zur Kompensationsfilterung im Hauptpfad können die Laufzeiten und die Frequenzgänge des Parallelpfades, welcher Filter, Verstärker und Sigma-Delta-Wandler umfasst, kompensiert werden. Durch diesen zusätzlichen Filter können Fehleranteile des Parallel-Pfades kompensiert werden.
Mit Vorteil ist der Sigma-Delta-Wandler des Haupt-Pfades als ein mehrstufiger Sigma-Delta-Wandler ausgebildet. In mehrstufigen Sigma-Delta-Wandlern kann das Prinzip der Weitergabe des Quantisierungsrauschens ausgenutzt werden, so dass sich das Quantisierungsrauschen der einzelnen Stufen destruktiv überlagert, das heißt, dass der Rauschanteil des gesamtem Sigma-Delta-Wandlers nicht direkt proportional mit der Stufenzahl des mehrstufigen Sigma-Delta-Wandlers zunimmt, sondern geringer als proportional. Desweiteren ist es möglich, durch die Verwendung mehrstufiger Sigma-Delta- Wandler unterschiedliche Eigenschaften in unterschiedlichen Stufen zu kombinieren.
Ist der mehrstufige Sigma-Delta-Wandler des Haupt-Pfades durch den Haupt-Pfad und mindestens eine Kaskadestufe ausgebildet, wobei jede Kaskadestufe ein Parallel-Pfad ist, so können besonders vorteilhaft das Quantisierungsrauschen der einzelnen Kaskadestufen kompensiert werden.
In Weiterbildung der Erfindung ist für n > 1 Kaskadestufen jeder Kaskadestufe i mit 2 < i < n, die Kaskadestufe i-1 derart parallel geschaltet ist, so dass die Kaskadestufe i-1 für die Kaskadestufe i die Funktion des Haupt-Pfades übernimmt, wobei dem Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators jeder Kaskadestufe zusätzlich ein dem Hauptpfad durch Zeitverzögerung angepaßtes Eingangssignal x(k) aufaddiert ist, wobei dem Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators der Kaskadestufe i zusätzlich das rauschgefilterte Signal der Kaskadestufe i-1 aufaddiert ist, wobei das digitale Ausgangssignal zur Differenzbildung des mehrstufigen Sigma- Delta-Modulators das Summensignal der Ausgangssignale aller Sigma-Delta-Modulatoren des mehrstufigen Sigma-Delta- Modulators ist. Durch diese Struktur eines mehrstufigen Sigma-Delta-Wandlers kompensieren sich die In-Band
Rauschsignalanteile aller Sigma-Delta-Modulatoren bis auf die der letzten Kaskadestufe. Im Nutzband verbleibt nur das Quantisierungsrauschen des Sigma-Delta-Modulators der letzten Kakadestufe und das sich konstruktiv überlagernde Summensignal aller Signalanteile.
Mit Vorteil besitzt der mehrstufige Sigma-Delta-Modulator des Haupt-Pfades Sigma-Delta-Modulatoren mit linearphasigen Frequenzgängen mit Betragsfrequenzgang eins. In der Regel kann dadurch auf eine spektrale Rauschformung des Nutzsignals verzichtet werden, da dieses im Fall von linearphasigen Frequenzgängen mit Betragsfrequenzgang eins (d.h. keine Verstärkung oder Dämpfung) üblicherweise schon bandbegrenzt ist.
In Weiterbildung ist der mehrstufige Sigma-Delta-Wandler derart ausgebildet, dass eine Anzahl n > 1 Sigma-Delta- Wandler kaskadeartig parallel geschaltet sind, wobei das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators der Kaskadestufe n das Differenzsignal aus dem Eingangssignal x(k) und dem rauschgefilterten und mit n normierten Summensignal der
Ausgangssignale der Sigma-Delta-Modulatoren des Hauptpfades und der Kaskadestufen i mit 1 < i < n-1 ist, wobei das zur Differenzbildung verwendete digitale Ausgangssignal des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators des Haupt-Pfades das Summensignal aller Ausgangssignale der n Sigma-Delta-Modulatoren des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators ist. Neben der Möglichkeit, das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators der Kaskadestufe n als solches zur Differenzbildung zu verwenden, besteht eine bevorzugte Möglichkeit darin, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators der Kaskadestufe n mit der Anzahl n der Kaskadestufen multipliziert ist.
Mit Vorteil sind die Sigma-Delta-Wandler als 1-Bit Sigma- Delta-Wandler ausgebildet, wobei der 1-Bit Sigma-Delta- Wandler und damit die 1-Bit Analog-zu-Digital-Wandler ungleiche Ausgangsleistungen besitzen können. Im Hinblick auf die Rauschformung des erzeugten Multibit-Sigma-Delta- Ausgangssignals erscheint diese Ausgestaltung zunächst als
Nachteil, da die Sigma-Delta-Modulatoren auf die Stabilitätsgrenzen und Aussteuerungsbereich eines 1-Bit-Sigma-Delta- Modulators angewiesen sind. Unter Berücksichtigung von ungleichen Ausgangsleistungen (Mismatch) der Einzelnen 1-Bit- Digital-zu-Analog-Wandlern kehrt sich diese Bewertung jedoch in einen Vorteil um: Das In-Band-Rauschen enthält nun neben dem Rauschen des erzeugten Multibit-Sigma-Delta-Ausgangs- signals auch Rauschkomponenten, die die 1-Bit Datenströme spektral formt und sich entsprechend der Ausgangssignal- leistungsunterschiede der einzelnen Digital-zu-Analog-Wandler in das In-Band-Rauschen mit eingehen. Man benötigt nun mit der vorgestellten Struktur keinen nachgestellten Algorithmus, der aus dem Multibit-Signal mehrere 1-Bit Datenströme erzeugt und der aufgrund der Restriktion, ein Multibitsignal wiederzugeben, für jeden dieser einzelnen Datenströme nur eine suboptimale Rauschformung erzielt. Jedes einzelne 1-Bit Datensignal ist optimal spektral geformt und garantiert bei hohen Fehlanpassungen ein geringes In-Band-Rauschen. Durch das oben beschriebene Prinzip der Rauschsignalunterdrückung kann nun der wesentliche Nachteil des Sigma-Delta-Modulators - die reduzierte In-Band-Rauschsignalformung - erheblich über das durch einen bis bisher verwendeten Multibit-Sigma-Delta- Analog-zu-Analog-Wandler erreichbare Maß hin verbessert werden.
In Weiterbildung der Erfindung sind die Rauschsignale der Sigma-Delta-Modulatoren des mehrstufigen Sig a-Delta-
Modulatores unkorreliert . Zusätzlich können den Eingangssignalen der Sigma-Delta-Modulatoren des mehrstufigen Sigma- Delta-Modulators unkorrelierte stochastische Signale aufaddiert werden. Dadurch können bei bestimmten Signalen im Nutzband auftretende Störlinien, in denen sich die Rauschleistung der näheren Umgebung konzentriert, kompensiert werden. Um diesen Effekt weitgehend zu unterdrücken, wird Sigma-Delta-Modulatoren „Dither" hinzugefügt („Dither" ist ein mit dem Eingangssignal des Sigma-Delta-Wandlers unkor- reliertes stochastisches Signal) , das entweder auf das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators addiert wird oder den Eingang auf die Entscheidung des Sigma-Delta-Modulators direkt findet. Normalerweise reduziert der „Dither" die Störlinien auf Kosten des erreichbaren Signal-Rauscheverhältnisses des Modulators und wird deshalb in der Amplitude stark begrenzt.
Im Hinblick auf eine kostengünstige und technisch flexible Herstellungsart kann der Sigma-Delta-Wandler in CMOS-Technik (Complementary Metal-Oxide-Silicon) hergestellt sein.
Der erfindungsgemäße Sigma-Delta-Wandler eignet sich hervorragend zur Verwendung in einem Funkkommunikationssystem und dort insbesondere in Funkkommunikations-Empfangseinrich- tungen.
Die Erfindung wird im folgenden an Hand von Ausführungsbei- spielen näher erläutert. Hierbei zeigen:
Fig. 1: Das Grundprinzip eines erfindungsgemäßen Sigma- Delta-Wandlers mit Rauschunterdrückung,
Fig. 2: ein Sigma-Delta-Wandler mit
Raschsignalunterdrückung mit einem mehrstufugen Sigma-Delta-Wandler im Haupt-Pfad (drei kaskadierte Sigma-Delta-Modulatoren) nach einer Ausgestaltung der Erfindung,
Fig. 3: ein Sigma-Delta-Wandler mit Rauschsignalunterdrückung mit Sigma-Delta-Modulatoren mit linear- phasigem Filterfrequenzbereich nach einer anderen
Ausgestaltung der Erfindung,
Fig. 4: ein Sigma-Delta-Wandler mit Rauschsignalunterdrückung nach einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung, wobei den Eingangssignalen der Haupt- und Parallel-Pfade unkorrelierte und stochastische Signale aufaddiert sind.
In Fig. 1 wird das Grundprinzip eines Sigma-Delta-Wandlers mit Rauschunterdrückung dargestellt. Ein erster Sigma-Delta- Modulator SDl im Haupt-Pfad erzeugt aus einem digitalen Eingangssignal x(k) ein digitales Ausgangssignal mit auf n- Bit eingeschränkter Bitbreite. Aufgrund dieser eingeschränkten Bitbreite entsteht ein Quantisierungsfehler, der durch den Sigma-Delta-Algorithmus entsprechend seiner Rauschübertragungsfunktion außerhalb des Nutzbandes transformiert wird. Insbesondere bei einem geringen Überabtastfaktor fallen jedoch auch signifikante Rauschsignalkomponenten in das Nutz- band. Um diese zu unterdrücken wird erfindungsgemäß das digitale Eingangssignal x(k) entsprechend der Signalübertragungsfunktion des ersten Sigma-Delta-Wandlers SDl mittels eines Filters H2 spektral geformt. Danach wird das Ausgangssignal des ersten Sigma-Delta-Wandlers von dem gefilterten Eingangssignal abgezogen, so das vom Quantisierungsfehler des Sigma- Delta-Modulators SDl erzeugte Rauschsignal bestimmt. Durch einen weiteren Filter H2 * werden die Rauschsignalanteile außerhalb des Nutzbandes gedämpft. Da diese den wesentlichen Anteil der Rauschleistung enthalten, kann das Ausgangssignal des Filters H2 ' in der Amplitude angehoben werden VS, ohne dass der nachfolgende Sigma-Delta-Modulator SD2 übersteuert wird. Damit ist das durch den Sigma-Delta-Modulator SD2 mit der Begrenzung auf m-Bit eingebrachte zusätzliche Rauschen in der Amplitude geringer als das verstärkte Rauschsignal des Sigma-Delta-Modulators SDl. Nach der Digital-zu-Analog Wandlung D/A2 wird das analoge Rauschsignal entsprechend seiner vorhergehend digitalen Verstärkung analog gedämpft D und kompensiert dann die Rauschsignalkomponente im analogen Ausgangssignal des Digital-zu-Analog-Wandlers D/Al. Statt einer expliziten Dämpfung kann stattdessen ein Digial-zu- Wandler mit geringer Ausgangsleistung eingesetzt werden.
Das in Fig. 1 dargestellte Grundprinzip der Weitergabe des Quantisierungsrauschen an einen weiteren Sigma-Delta-Modulator kann auch für den Aufbau mehrstufiger Sigma-Delta-Wandler verwendet werden. Als Anwendungsbeispiel ist der Sigma-Delta- Modulator SDl aus Fig. 1 in Fig. 2 durch drei niederstufige Sigma-Delta-Modulatoren SDla, SDlb, SDlc realisiert. Dabei wird das In-Band-Quantisierungsrauschen des Sigma-Delta-Modulators SDla berechnet und negiert auf das digitale Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators SDlb addiert. Das gemeinsame Rauschsignal dieser beiden Sigma-Delta-Modulatoren wird dann berechnet und dann auf das Eingangssignal des
Sigma-Delta-Modulators SDlc addiert. Verzögerungsglieder tl, t2, t3, t4, t5 werden eingesetzt, um die Laufzeit der Sigma- Delta-Modulatoren oder Filter zu kompensieren. Dieses Vorgehen ist beliebig auf mehr Sigma-Delta Modulatoren erweiterbar und ist in Fig. 2 nur beispielhaft auf drei Modulatoren beschränkt .
Fügt man alle drei Ausgangssignale der Sigma-Delta-Modulato- ren zusammen, so kompensieren sich die In-Band Rauschsignalanteile der ersten beiden Sigma-Delta-Modulatoren mit den entsprechenden Eingangssignalkomponenten des zweiten und dritten Sigma-Delta-Modulators. Es verbleibt im Nutzband nur das Quantisierungsrauschen des dritten Sigma-Delta-Modula- tors, wohingegen sich alle drei Signalanteile x(k) konstruktiv überlagern.
In Hinblick auf die Rauschformung des erzeugten Multibit- Sigma-Delta Ausgangssignals erweist sich dieses Vorgehen zu- nächst als nachteilig; man ist bei dem Sigma-Delta-Modulator auf die Stabilitätsgrenzen und den Aussteuerungsbereich beispielsweise eines 1-bit Sigma-Delta-Modulators angewiesen.
Unter Berücksichtigung von ungleichen Ausgangsleistungen der einzelnen 1-bit Digital-zu-Analog-Wandler (Fehlanpassung) kehrt sich diese Bewertung jedoch um: Das In-Band-Rauschen enthält nun neben dem Rauschen des erzeugten Multibit-Sigma- Delta Ausgangssignals auch Rauschkomponenten, die wie die 1- bit Datenströme spektral geformt sind und die entsprechend der Ausgangssignalleistungsunterschiede der einzelnen Digital-zu-Analog-Wandler in das In-Band-Rauschen mit eingehen. Man benötigt nun erfindungsgemäß mit der vorgestellten Struktur keinen nachgeschalteten Algorithmus, der aus dem Multi- bit-Signal mehrere 1-bit Datenströme erzeugt und der aufgrund der Restriktion, ein vorgegebenes Multibit-Signal wieder- zugeben, für jeden dieser einzelnen Datenströme nur eine suboptimale Rauschformung erzielt. Jedes einzelne 1-bit Datensignal ist optimal spektral geformt und garantiert bei hoher Fehlanpassung ein geringes In-Band-Rauschen.
Durch das oben beschriebene Prinzip einer Rauschsignalunterdrückung kann nun der wesentliche Nachteil des Sigma-Delta- Modulators - die reduzierte In-Band Rauschsignalformung - erheblich über das durch einen bisher verwendeten Multibit- Sigma-Delta-D/A-Wandler erreichbare Maß hin verbessert werden, wie es im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 dargestellt ist.
Die in Fig. 2 dargestellte Art der Weitergabe des Sigma- Delta-Rauschens im D/A-Modulator stellt nur einen Spezialfall dar. Beispielsweise kann anstelle der in Fig. 2 dargestellten Übergabe des negierten Rauschens eines Sigma-Delta-Modulators an den Eingang des nächstfolgenden das negierte Rauschen eines Sigma-Delta-Modulators auch auf mehrere Sigma-Delta-Modulatoren aufgeteilt werden, wie es in Fig. 3 gezeigt ist. Der Vorteil dieses Vorgehens liegt in der Verringerung der
Rauschleistung bei der ungünstigsten Kombinationsmöglichkeit. Bezeichnet man beispielsweise das Rauschen des Sigam-Delta- Modulators SDla mit Ria, so ist das Rauschen der einzelnen Sigma-Delta-Modulatoren aus Fig. 2 im Nutzsignalband:
Rauschverhältnis von SDla zu D/Ala Ria Rauschverhältnis von SDlb zu D/Alb Rlb-Rlc Rauschverhältnis von SDlc zu D/Alc Rlc-Rlb Rauschverhältnis von SD2 zu D/A2 : R2-Rlc
Nimmt man an, dass die einzelnen Digital-zu-Analog Wandler D/Ala, D/Alb, D/Alc, D/A2 in der Amplitude um den Betrag 1+/- d schwanken, so ist im schlimmsten Fall das Vorzeichen von d positiv bei D/Ala, negativ bei D/Alb, positiv bei D/Alc und wieder negativ bei D/A2, so dass man für den Multibit-Sigma- Delta-Modulator mit Kompensation des Rauschens das gesamte Ausgangssignalrauschen
(1+d) *Rla+ (1-d) * (Rlb-Rla) + (1+d) * (Rlc-Rlb) + (1-d) * (Rlc+R2) = =R2+2*d* (Rla-Rlb+Rlc)
erhält. Der erste Term R2 entspricht der angestrebten Rausch- formung und ist entsprechend der gewählten Verstärkung in der Amplitude stark abgesenkt. Da die Rauschsignale der einzelnen Sigma-Delta-Modulatoren unabhängig voneinander sind, addieren sich ihre Leistungen linear. Man erhält also bei gleicher Rauschleistung der Modulatoren als Gesamt-In-Band-Rauschleis- tung E{R2*R2}+12*E{Rla*Rla} , wobei E{} den Erwartungswert bezeichnet. Diese Rauschleistung liegt ca. 6dB über der Rauschleistung von drei voneinander unabhängig arbeitenden Sigma-Delta-Modulatoren.
Alternativen stellen
Rauschverhältnis von SDla zu D/Ala Ria Rauschverhältnis von SDlb zu D/Alb Rlb-0.5*Rla Rauschverhältnis von SDlc zu D/Alc Rlc-0.5*Rla-Rlb Rauschverhältnis von SD2 zu D/A2 R2-Rlc
mit einer Gesamtrauschleistung von E{R2*R2}*(l+d)+9*E{Rla*Rla} und
Rauschverhältnis von SDla zu D/Ala: Ria Rauschverhältnis von SDlb zu D/Alb: Rlb
Rauschverhältnis von SDlc zu D/Alc : Rlc-0.5*Rla-0.5*Rlb
Rauschverhältnis von SD2 zu D/A2 : R2 -0.5*Rla-0.5*Rlb -Rlc
mit einer Gesamtrauschleistung von E{R2*R2}* (l+d)+8*E{Rla*Rla} dar.
Die letztgenannte Variation ist in Fig. 3 dargestellt. Es wird hier auch verdeutlicht, dass bei einem linearphasigen Filterfrequenzgang mit Betragsfrequenzgang 1 im Durchlassbe- reich in der Regel auf eine Filterung des Nutzsignals verzichtet werden kann, da dieses normalerweise schon bandbegrenzt ist. Nachteilig ist allerdings bei dieser Version, dass der Eingangspegel des SD2 anwächst und so, um eine Übersteuerung des Sigma-Delta-Modulators zu vermeiden, der Gewinn der Rauschkompensation ohne Fehlanpassung geringer ausfällt.
Die Struktur eines Sigma-Delta-Modulators bietet noch einen weiteren Vorteil. Die Leistung des Störsignals, dass bisher als Sigma-Delta-Rauschen bezeichnet wurde, ist in der Regel nicht spektral geformt und gleichmäßig über den Frequenzbereich verteilt. Es treten bei bestimmten Signalen im Frequenzbereich Störlinien auf, in denen sich die Rauschleistung der näheren Umgebung konzentriert. Um diesen Effekt weitgehend zu unterdrücken, wird Sigma-Delta-Modulatoren SDla, SDlb, SDlc „Dither" Dlla, Dllb, DIlc hinzugefügt („Dither" ist ein stochastisches Signal), das entweder auf das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators addiert wird oder den Eingang auf die Entscheidung des Sigma-Delta-Modulators di- rekt findet. Normalerweise reduziert der „Dither" die Störlinien auf Kosten des erreichbaren Signal-Rauscheverhältnisses des Modulators und wird deshalb in der Amplitude stark begrenzt .
Durch die mehreren verkoppelten Modulatoren des kompensierenden Sigma-Delta-Modulators kann man nun den Störeinfluss des „Dithers" sich gegenseitig kompensieren lassen. Dies ist in Fig. 4 anhand des Spezialfalles aus Fig. 3 beispielhaft dar- gestellt. Den drei Sigma-Delta-Modulatoren SDla, SDlb und
SDlc werden zu dem jeweiligen Eingangssignal unterschiedliche „Dither"-Signale hinzugefügt. Wesentlich ist jetzt, dass sich die Summe aller „Dither"-Signale aufhebt, d.h. dass in dem zu erzeugenden Multibit-Signal keine Signalkomponenten des „Dithers" mehr vorhanden sind.
Ein Anwendungsbeispiel für „Dither" ist
DIlb(k)= -0.5*DIla(k) , Dllc(k)=0.
Durch die spezielle Filteranordnung kompensiert SDlb die Hälfte des Dithers DIlc von SDla, der Rest wird durch SDlc kompensiert. Problematisch ist hierbei jedoch das Verhalten bei Fehlanpassung der einzelnen Digital-zu-Analog-Wandler. Im schlechtestmöglichen Fall (Abweichung +d, -d, -d) ist der Störeinfluss der Leistung des „Dithers" (16/9) höher als die von drei unkorrelierten „Dither"-Signalen.
Die Generation solcher „Dither"-Signale kann folgendermaßen erreicht werden:
1. Es werden drei voneinander statistisch unabhängige Zu- fallssignale generiert DΙla(k), DΙlb(k), DΙlc(k).
2. Die einzelnen Signale werden derart aufgeteilt, dass jeder Sigma-Delta-Modulator als „Dither" die Summe von jeweils eines Zufallssignals positiven und zwei negativen, mit dem
Faktor 0.5 multiplizierten Zufallszahlen erhält.
Aufgrund der in Fig. 4 dargestellten speziellen Struktur be- deutet dies
DIla(k)= zl(k) - 0.5*z2(k) - 0.5*z3(k) DIlb(k)= -0.5*zl(k) + z2(k) - 0.5*z3(k) Dllc(k)=0 .

Claims

Patentansprüche
1. Sigma-Delta-Wandler zur Wandlung eines digitalen Eingangssignals x(k) in ein analoges Ausgangssignal y(t) mit Rauschunterdrückung innerhalb eines Nutzbandes, wobei der Sigma-Delta-Wandler einen Haupt-Pfad umfasst, wobei der Haupt-Pfad mindestens einen durch eine Übertragungsfunktion charakterisierten Sigma-Delta-Modulatulator (SDl) und einen Digital-zu-Analog Wandler (D/Al) umfasst, wobei dem Haupt-Pfad mindestens ein Parallel-Pfad parallel geschaltet ist, wobei jeder Parallel-Pfad mindestens einen Sigma-Delta- Modulatulator (SD2) und einen Digital-zu-Analog Wandler (D/A2) umfasst, wobei das analoge Ausgangssignal y(t) des Sigma-Delta- Wandlers das Summensignal der analogen Ausgangssignale des Haupt- und jedes Parallel-Pfades ist, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Parallel-Pfad derart ausgebildet ist, dass das
Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators (SD2) des Parallel-Pfades das mindestens um die Rauschanteile außerhalb des Nutzbandes gefilterte Differenzsignal aus dem digitalen Ausgangssignals des Sigma-Delta- Modulators (SDl) des Haupt-Pfades und aus dem entsprechend der Übertragungsfunktion des Sigma-Delta-Modulators (SDl) des Haupt-Pfades durch einen Filter (H2) spektral geformten Eingangssignals x(k) ist.
2. Sigma-Delta-Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens ein Parallel-Pfad derart ausgebildet ist, dass Mittel zur Verstärkung (VS) des Differenzsignals unmittelbar vor dem Sigma-Delta-Modulator (SD2) vorgesehen sind.
3. Sigma-Delta-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , dass mindestens ein Parallel-Pfad derart ausgebildet ist, dass Mittel zur Dämpfung (D) des gewandelten Signals nach dem Mittel zur Digital-zu-Analog Wandlung (SD2) des modulierten Signals und vor der Bildung des Summensignals vorgesehen sind.
4. Sigma-Delta-Wandler nach einen der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet , dass mindestens ein Parallel-Pfad derart ausgebildet ist, dass Mittel zur zeitlichen Verzögerung (tl, t3, t5) des Eingangssignals x(k) zum Ausgleich von Laufzeitunterschieden zum Hauptpfad vorhanden sind.
5. Sigma-Delta-Wandler nach einen der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet , dass der Hauptpfad derart ausgebildet ist, dass nach der Abzweigung zum Parallel-Pfad und vor dem Mittel zur Digital-zu-Analog-Wandlung Mittel zur Kompensations- filterung (H3V) vorgesehen sind.
6. Sigma-Delta-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet , dass der Sigma-Delta-Wandler des Haupt-Pfades als ein mehrstufiger Sigma-Delta-Wandler (SDM) ausgebildet ist.
7. Sigma-Delta-Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , dass der mehrstufige Sigma-Delta-Wandler des Haupt-Pfades
(SDM) durch den Haupt-Pfad und mindestens eine Kaskadestufe ausgebildet ist, wobei jede Kaskadestufe ein Parallel-Pfad ist.
8. Sigma-Delta-Wandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , dass für n > 1 Kaskadestufen jede Kaskadestufe i mit 2 < i < n, die Kaskadestufe i-1 derart parallel geschaltet ist, so dass die Kaskadestufe i-1 für die Kaskadestufe i die Funktion des Haupt-Pfades übernimmt, wobei dem Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators (SDlb, SDlc) jeder Kaskadestufe zusätzlich ein dem Hauptpfad durch Zeitverzögerung angepasstes (t2, t4) Eingangssignal x(k) aufaddiert ist, wobei dem Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators der Kaskadestufe i zusätzlich das rauschgefilterte (Hlb*, Hlc') Signal der Kaskadestufe i-1 aufaddiert ist, wobei das digitale Ausgangssignal zur Differenzbildung des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators das Summensignal der Ausgangssignale aller Sigma-Delta-Modulatoren (SDla, SDlb, SDlc) des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators ist.
9. Sigma-Delta-Wandler nach einem der Ansprüche 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass der mehrstufuge Sigma-Delta-Wandler des Haupt-Pfades (SDM) Sigma-Delta-Modulatoren (SDl; SDla, SDlb, SDlc) mit linearphasigen Frequenzgängen mit Betragsfrequenzgang eins umfasst .
10. Sigma-Delta-Wandler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der mehrstufige Sigma-Delta-Wandler (SDM) derart ausgebildet ist, dass eine Anzahl n > 1 Sigma-Delta- Wandler (SDla, SDlb, SDlc) kaskadeartig parallel geschaltet sind, wobei das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators (SDlc) der Kaskadestufe n das Differenzsignal aus dem
Eingangssignal x(k) und dem rauschgefilterten (Hlc und mit n normierten Summensignal der Ausgangssignale der Sigma-Delta-Modulatoren des Hauptpfades (SDla) und der Kaskadestufen i (SDlb) mit 1 < i < n-1 ist, wobei das zur Differenzbildung verwendete digitale
Ausgangssignal des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators des Haupt-Pfades das Summensignal aller AusgangsSignale der n Sigma-Delta-Modulatoren (SDla, SDlb, SDlc) des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators (SDM) ist.
11. Sigma-Delta-Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators (SDlc) der Kaskadestufe n mit der Anzahl n der Kaskadestufen multipliziert ist.
12. Sigma-Delta-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Sigma-Delta-Wandler als 1-bit Sigma-Delta-Wandler ausgebildet ist.
13. Sigma-Delta-Wandler nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der 1-bit Sigma-Delta-Wandler und damit die 1-bit
Analog-zu-Digital Wandler (D/Ala, D/Alb, D/Alc, D/A2) ungleiche Ausgangsleistungen besitzen.
14. Sigma-Delta-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, die Rauschsignale der Sigma-Delta-Modulatoren des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators (SDla, SDlb, SDlc) unkorreliert sind.
15. Sigma-Delta-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass den Eingangssignalen der Sigma-Delta-Modulatoren (SDla, SDlb, SDlc) des mehrstufigen Sigma-Delta-Modulators unkorrelierte stochastische Signale (DΙla(k), DΙlb(k), DΙlc(k)) aufaddiert werden.
16. Sigma-Delta-Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Sigma-Delta-Wandler in CMOS-Technik hergestellt ist.
17. Verwendung eines Sigma-Delta-Wandlers nach einem der vorangehenden Ansprüche in einem Funk-Kommunikationssystem, insbesondere in Funkkommunikations-Empfangseinrichtungen.
PCT/EP2002/014597 2001-12-19 2002-12-19 Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung WO2003052938A2 (de)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP02795244A EP1456956B1 (de) 2001-12-19 2002-12-19 Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung
US10/499,519 US7015843B2 (en) 2001-12-19 2002-12-19 Sigma-delta converter with noise suppression
AU2002360061A AU2002360061A1 (en) 2001-12-19 2002-12-19 Sigma-delta converter comprising noise suppression
DE50204726T DE50204726D1 (de) 2001-12-19 2002-12-19 Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP01130333A EP1335494A1 (de) 2001-12-19 2001-12-19 Sigma-Delta-Wandler mit Rauschunterdrückung
EP01130333.6 2001-12-19

Publications (2)

Publication Number Publication Date
WO2003052938A2 true WO2003052938A2 (de) 2003-06-26
WO2003052938A3 WO2003052938A3 (de) 2003-12-31

Family

ID=8179609

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2002/014597 WO2003052938A2 (de) 2001-12-19 2002-12-19 Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung

Country Status (6)

Country Link
US (1) US7015843B2 (de)
EP (2) EP1335494A1 (de)
CN (1) CN1605158A (de)
AU (1) AU2002360061A1 (de)
DE (1) DE50204726D1 (de)
WO (1) WO2003052938A2 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1954500B (zh) * 2004-04-02 2010-06-09 卡贝研发有限公司 一种△-∑调制器及一种可配置滤波器
US8355461B2 (en) 2008-08-28 2013-01-15 Intel Mobile Communications GmbH Method and device for the noise shaping of a transmission signal

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7130327B2 (en) * 2003-06-27 2006-10-31 Northrop Grumman Corporation Digital frequency synthesis
EP1694055B1 (de) * 2005-02-21 2017-11-01 Harman Becker Automotive Systems GmbH Verfahren zur Verbesserung des subjektiven Eindrucks eines mit niedriger Amplitudenauflösung angezeigten digitalisierten Bildes und Videovorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens
US9300261B2 (en) * 2006-03-10 2016-03-29 Nvidia Corporation Method and apparatus for efficient load biasing
US7548178B2 (en) * 2006-03-10 2009-06-16 Nvidia Corporation Method and apparatus for ADC size and performance optimization
US7782237B2 (en) * 2008-06-13 2010-08-24 The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University Semiconductor sensor circuit arrangement
US9503120B1 (en) 2016-02-29 2016-11-22 Analog Devices Global Signal dependent subtractive dithering
US10530372B1 (en) 2016-03-25 2020-01-07 MY Tech, LLC Systems and methods for digital synthesis of output signals using resonators
US10020818B1 (en) 2016-03-25 2018-07-10 MY Tech, LLC Systems and methods for fast delta sigma modulation using parallel path feedback loops
WO2018094380A1 (en) 2016-11-21 2018-05-24 MY Tech, LLC High efficiency power amplifier architectures for rf applications
US11933919B2 (en) 2022-02-24 2024-03-19 Mixed-Signal Devices Inc. Systems and methods for synthesis of modulated RF signals

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998048515A1 (en) * 1997-04-18 1998-10-29 Steensgaard Madsen Jesper Oversampled digital-to-analog converter based on nonlinear separation and linear recombination

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3089863A (en) * 1956-06-29 1963-05-14 Devoe & Raynolds Co Inc Process for preparation of a polyester resin of pentaerythritol, a dicarboxylic acid anhydride, and a monoepoxide
DE19937246B4 (de) 1999-08-06 2005-12-22 Siemens Ag Kaskadierter Sigma-Delta-Modulator
US6519773B1 (en) * 2000-02-08 2003-02-11 Sherjil Ahmed Method and apparatus for a digitized CATV network for bundled services
FR2840471A1 (fr) * 2002-05-28 2003-12-05 St Microelectronics Sa Modulateur sigma-delta numerique-numerique, et synthetiseur de frequence numerique l'incorporant
US6741197B1 (en) * 2003-01-13 2004-05-25 Cirrus Logic, Inc. Digital-to-analog converter (DAC) output stage
US7136430B2 (en) * 2003-03-31 2006-11-14 Nortel Networks Limited Digital receiver and method
US6873280B2 (en) * 2003-06-12 2005-03-29 Northrop Grumman Corporation Conversion employing delta-sigma modulation
US7129778B2 (en) * 2003-07-23 2006-10-31 Northrop Grumman Corporation Digital cross cancellation system

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1998048515A1 (en) * 1997-04-18 1998-10-29 Steensgaard Madsen Jesper Oversampled digital-to-analog converter based on nonlinear separation and linear recombination

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1954500B (zh) * 2004-04-02 2010-06-09 卡贝研发有限公司 一种△-∑调制器及一种可配置滤波器
US8355461B2 (en) 2008-08-28 2013-01-15 Intel Mobile Communications GmbH Method and device for the noise shaping of a transmission signal
DE102008044744B4 (de) * 2008-08-28 2015-05-21 Intel Mobile Communications GmbH Verfahren und Vorrichtung zum Rauschformen eines Übertragungssignals

Also Published As

Publication number Publication date
EP1456956B1 (de) 2005-10-26
US20050062627A1 (en) 2005-03-24
US7015843B2 (en) 2006-03-21
WO2003052938A3 (de) 2003-12-31
CN1605158A (zh) 2005-04-06
EP1456956A2 (de) 2004-09-15
EP1335494A1 (de) 2003-08-13
AU2002360061A1 (en) 2003-06-30
DE50204726D1 (de) 2005-12-01
AU2002360061A8 (en) 2003-06-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1177634B1 (de) Sigma-delta-analog/digital-wandleranordnung
US6930624B2 (en) Continuous time fourth order delta sigma analog-to-digital converter
DE102006002901B4 (de) Multibit-Sigma-Delta-Wandler
DE112013000926B4 (de) Sigma-Delta-Modulator mit Dithersignal
DE102006042003A1 (de) Pipeline-A/D-Wandler mit digitaler Fehlerkorrektur mit minimalen Overhead
DE102006004012B3 (de) Zeitkontinuierlicher Delta-Sigma-Analog-Digital-Wandler mit Operationsverstärkern
EP1456956B1 (de) Sigma-delta-wandler mit rauschunterdrückung
EP0881777B1 (de) Vorrichtung zur Digital-Analog-Wandlung mit hoher Linearität
DE19937246B4 (de) Kaskadierter Sigma-Delta-Modulator
DE69314939T2 (de) Verfahren zur kaskadierung von sigma-delta modulatoren und ein sigma-delta modulatorsystem
WO2003039005A2 (de) Digital-analog-umsetzer-vorrichtung mit hoher auflösung
US6741197B1 (en) Digital-to-analog converter (DAC) output stage
US6707407B2 (en) Method for converting a video signal from one of an analogue and digital form to the other of the analogue and digital form with enhanced signal to noise ratio
WO2006024317A1 (de) Sigma-delta-analog-digital-wandler für eine xdsl-multistandard-eingangsstufe
DE69116046T2 (de) Digitaler Sigma-Delta-Modulator mit Begrenzerschaltung
EP1129523B1 (de) Schaltungsanordnung zur quantisierung digitaler signale und filterung des quantisierungsrauschens
DE602004013177T2 (de) Delta-sigma-modulator mit integraldezimierung
DE10162566A1 (de) Sigma-Delta-Wandler mit Rauschunterdrückung
DE10327620B4 (de) Vorrichtung und Verfahren zur digitalen Pulsweiten-Modulation
EP1356592B1 (de) Sigma-delta-modulator zur digitalisierung von analogen hochfrequenzsignalen
DE112018006099T5 (de) Techniken zur leistungsreduzierung und leistungsfähigkeitsverbesserung für einen delta-sigma-modulator
EP1456955A2 (de) Breitbandiger sigma-delta modulator
DE102023121929A1 (de) Überschussschleifenverzögerungskompensation für einen Delta-Sigma-Modulator
EP1093687B1 (de) Linearisierter multi-bit-digital/analog-wandler und seine verwendung in einem multi-bit-delta-sigma-analog/digital-wandler
WO2021078960A1 (de) Sigma-delta-analog-digital-wandler mit gmc-vdac

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DK DM DZ EC EE ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NO NZ OM PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): GH GM KE LS MW MZ SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2002795244

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 20028253965

Country of ref document: CN

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10499519

Country of ref document: US

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2002795244

Country of ref document: EP

WWG Wipo information: grant in national office

Ref document number: 2002795244

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: JP

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: JP