WO2003043283A1

WO2003043283A1 - Procede de modulation d'amplitude en quadrature utilise dans un systeme de communication mobile numerique

Info

Publication number: WO2003043283A1
Application number: PCT/CN2001/001556
Authority: WO
Inventors: Yongzhong Zou; Jiangbo Dong
Original assignee: Linkair Communications, Inc.
Priority date: 2001-11-14
Filing date: 2001-11-14
Publication date: 2003-05-22
Also published as: CN1493137A

Description

一种用于数字移动通信系统的正交振幅调制方法

技术领域

本发明涉及数字通信技术，具体是一种用于数字移动通信系统的正交振幅调制方法，特别涉及是一种正交振幅调制方法中 2幅 8相 16QAM星座图的选取并优化及其软判决。

背景技术

随着信息化社会及个人通信时代的到来，人们对提高无线通信系统频谱效率的要求变得越来越迫切了，因为频率资源是十分有限的。所谓频谱效率是指在给定用户传信率与系统带宽时，在一个小区（cel l ) 或扇区 ( Sector ) 内系统可容纳的最大用户数，其度量单位是每小区（或扇区）每单位带宽系统所支撑的总传信率。显然，频语效率越高的系统容量越大。

根据现有通信技术中对多进制振幅键控（ ASK, Ampl i tude Shift Keying ) 和移相键控 ( PSK, Phase Shift Keying ) 系统的分析可以看出：在系统带宽一定的条件下，多进制调制的信息传输速率比二进制高。也就是说，多进制调制系统的频带利用率高。但是，多进制调制系统频带利用率的提高是通过牺牲功率利用率来换取的。因为随着进制数 M的增加，在信号空间中各信号点间的最小距离减小 ·，相应的信号判决区域也随之减小。因此，当信号受到噪声和干扰的损害时，接收信号错误概率也将随之增大。而振幅相位联合键控方式（APK, Ampl i tude Phase Keying )就是为了克服上述问题而提出来的。在这种调制方式中，当进制数 M较大时，可以获得较好的功率利用率。同时其设备组成也比较筒单。因此，它是目前研究和应用较多的一种调制方式。振幅相位联合键控信号的一般表示式为： e₀ (t) =∑ A_ng(t - nT_s ) cos(w_ct + φ_η ) ( 1 ) 式中， 4是第 n个信号的幅度， nrj是宽度为 7；的单个基带脉冲， w_c 为载波频率，是第 n个信号的相位。

将式（ 1 )作变换有下式：

^( = [∑_J^_ng(i ~nT_s)]cosw_ct+[ _jY_ng(i - nT_s )]s w_ct ( 2 ) 式中， Χ_η = Α_η οοΒ φ_π , Υ_η = -Α_π sin^?,,。

由上式可以看出， APK信号可看作两个正交调制信号之和。当前研究较多，并被建议用于数字通信中的一种 APK信号，是 16进制的正交振幅调制 ( 16QAM )信号。

正交振幅调制 ( QAM, Quadrature Ampl i tude Modulat ion )是一种振幅相位联合调制，是技术成熟的高效窄带调制方式。随着移动通信的发展，要求高速率、高频谱效率的数字传输， QAM 因其具有高频谱效率的特点引起人们的重视，特别是其中的 16QAM和 64QAM调制方法。

正交振幅调制（QAM )是用两个独立的基带波形对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种巳调信号在同一带宽内频语正交的性质来实现两路并行的数字信息的传输。正交振幅调制系统的组成方框图如图 1 所示。图中 (0和"_½(0是两个独立的带宽受限的基带信号， cos w_c (t)和 sin w_c (t)是相互正交的载波。由图可见，发送端形成的正交振幅调制信号为：

e₀ (t) = mj if) cos w_c (t) + m_Q (t) sin w_c (t)

式中， cos^W项通常称为同相信号，或者称为 I信号； _Si_{n w} t)项通常称为正交信号，或者称为 Q信号。

由 QAM调制表达式可以看出， QAM调制信号的带宽与多进制振幅调制的带宽相等，而在占用相同带宽的情况下， QAM 调制与多进制振幅调制相比具有高一倍的码元传输速率，可见， QAM是一种具有高频谱效率的窄带调制。

当 (0和 (0的取值为 ±1时，正交振幅调制与四相移相键控 (QPSK, Quadrature Phase Shift Keying)完全相同。

当 ,(t)和 (0的取值为多电平时，那么便可以构成多电平正交振幅调制。

衡量一种调制方式性能的好与坏可以通过其星座图来进行。

设星座图中信号矢量（m=0, 1,2, ...M)被发送，经信道传输后接收信号矢量为 γ, 定义判决域及！：如下：

若¥_€ , 则判定发送信号为 _Xm, 即为正确判决。

若 Ye , 则判定发送信号为 _Xffl,(W≠ ), 即为错误判决。

且 ", u T_m=a, x_m η ^φ。

根据理论证明和工程实际可知，误码性能与 ||Y- _x,„|f有关。因此，若_: 信号星座图中各信号矢量端点间的距离越大，抗噪声性能则越好，误码': 特性越好；各信号矢量间的距离越小，抗噪声性能则越差，误码特性越: 差。误码性能的上限由星座图中信号矢量端点之间的最小距离决定。一种好的信号星座分布应能保证各信号星座点之间有最大的距离。

众所周知，无线移动通信尤其是无线高速移动通信的随机性变化比有线通信更强，从而其对信号传输时的抗衰落性能和对移动速度的自适应性要求更高，具体如下所述：

移动通信信道是典型的随机时变信道，其中存在着由多普勒效应产生的随机性频率扩散，以及由多径传播效应产生的随机性时间扩散。随机性频率扩散将使接收信号产生时间选择性衰落，即接收信号电平会随时间有不同的随机起伏变化；随机性时间扩散将使接收信号产生频率选择性衰落，即接 ^信号不同频谱分量会有不同的随机起伏变化。衰落除严重恶化系统的性能以外，还将大幅度减小系统的容量。在衰落信道中传输的信号不仅受到噪声的影响，还会受到平坦衰落或频率选择性衰落等乘性干扰，使接收信号的幅值发生衰减，相位产生附加相移。频率选择性衰落还会引起码间串扰。因运动而引起的多普勒扩展也产生不可减少的误码率（ i r reduc i b l e BER ) 。这时，构造信号星座图不仅要考虑信号矢量间的最小距离，同时还要兼顾信号矢量有尽可能少的幅值及相位种数，以保证星座图有较好的抗衰落性能。

由输入信息数据决定矢量端点坐标的过程叫做星座映射，由这些矢量坐标映射所形成的坐标图可称之为星座图。筒言之，星座图就是指调制信号在其矢量平面上各信号点的分布图。

16QAM星座图是指 QAM调制信号在其矢量平面上有 16个信号点的分布图。矩形 16QAM 星座图便指它的形状象矩形的 16QAM星座图。相应的其它星座图的命名也会才艮据其在矢量平面上的分布形状来命名。 ..;

GRAY 编码要求码組中所有相临两个码字间的汉明距离均为 1 , 也即相: 临两个码字间不同的比特位数均为 1位。例如：码组中有 4个数 0、 1、 2、：. 3 , 那么： 00、 01、 11、 10就是满足 GRAY编码的一种排列。

软判决是相对于硬判决'而.言的。它是指在处理接收信号时，不是直接：:：将其判为某一确定的符号，而是给出每一符号中各个比特的似然值，也称之为软信息值，它表明了每一比特取 1或者取 0的可靠性。这样在译码时，会利用到信道的信息，从而提高系统的误比特性能，尤其在 TURBO码的迭 •代译码中，软判决将会带来接近 3dB 的增益。

当仅考虑系统的误符号率时，那么在相同平均功率的前提下, 星座图中最小欧氏距离越大，相应信号的判决区域也就越大，那么在接收端接收信号的错误概率将会越小。但是，当考虑系统的误比特率时，那么在相同的平均功率以及相同的最小欧氏距离的前提下，各信号点在星座图中的位置排列也将影响到系统的性能。如果在相同的误符号率条件下，满足 GRAY 编码的排列将使误比特率成为最小。在 3GPP²中采用了满足 GRAY编码的矩形 16QAM星座图，如图 2所示。输入信息比特流 0100被映射为星座图中的矢量（3L, L), 输入信息比特流 1011被映射为星座图中的矢量（-L, -3L) 等。

确定星座图之后，软判决方法的性能以及硬件实现复杂度也是一个值得慎重考虑的问题。我们当然可以选取最优的 LLR (LogLikelyhood Ratio) 算法：

(3) 其中， I(sym_k)、为原二维星座中各符号的坐标， /(ro)、 e(rcv)为接收值，。为衰落乘积因子，而高斯白噪声功率：

, ,，

σ (4)

2E_S/N₀ 其中， ^是平均功率，对 M点星座调制: ,

从式（3)可以看出，要算出某一比特的软信息值就必须有大量的平方运算，然而这对硬件实现的要求就高。已经有人通过简化算法而又不会带来性能的极大恶化来增强算法的可实现性。如在文章 "Link Evaluation Methods for High Speed Downlink Packet Access, TSGR1#14 (00) 910"中所介绍的就是一种 LLR最优算法的近似，以下我们简称为 "方法 2"。

在如图 2所示的矩形星座图中包含三种幅值信息，它要求发送 2: 10: 18 三种功率值 (即差 6.9dB和 9.5 dB ) , 这对前端功率放大器的线性度要求比较高。如杲能减小星座图中幅值之间的差别而不影响其系统的性能，那么这对功放的线性度而言将是一项改进。另外 "方法 2" 虽然已经将复杂度降低到了一定程度，但每比特软信息值的计算仍然要涉及到大量的平方运算。在硬件实现上过多的平方运算会影响到处理速度而增大处理时延。如果在不恶化系统性能的前提下，而能将软判算法中的大量的平方运算减少，那么就会使得运算速度大大提高。发明内容

为解决现有技术中存在的上述缺陷和不足，并结合上述分析，本发明的目的在于提出一种用于数字移动通信系统中的正交振幅调制方法，即给出优化 2幅 8相 16QAM星形星座图，并给出其相应的软判决方法，进而降低系统的实现复杂度，简化系统硬件设计。

为实现上述目的，本发明提出了一种用于数字移动通信系统中的正交振幅调制方法，该方法至少包括以下步骤：

发送端采用所选取并优化后的 2幅 8相 16QAM星座图，对要传送的信号进行 Q AM调制；

接收端采用所选取并优化后的、且与发送端相一致的 2幅 8相 16QAM星座图，对所接收的信号进行 QAM软判决，并给出接收信号中每一比特的软信息值。

所述的 2幅 8相 16QAM调制星座图上的每个信号按 GARY方式排列，并且对其中一幅上的 8个相位上的信号点的排列方式按如下步骤进行：

其中每个信号点有 4个比特；

确定 8个相位信号点中的第一比特均为 Q或者 1 ;

使上述 8个信号点中的其它 3个比特中的任意 1个比特的判决区域为，为此使 2个比特中的任一比特的排列满足使该比特位上的 8个点中相临 4个点上的对应比特的排列相同，但同时又要保证使该 2个比特彼此之间的排列不相同；

剩余一个比特的排列是使该相临两个点上的对应比特相同，同时满足使相临两个符号之间不同的比特数是 1。

所述另一幅上的另 8个相位上的信号点排列方式采用相同的步骤。所述其具有判决区域为 Γ的 2 个比特的排列是表中任意两种排列的组

2 3 4 5 6 7 8

0 1 1 1 1 0 0 0

0 0 1 1 1 1 0 0

0 0 0 1 1 1- 1 0

0 0 0 0 1 1 1 1

1 0 0 0 0 1 1 1

1 1 0 0 0 0 1 1

1 1 1 0 0 0 0 1

1 1 1 1 0 0 0 0

所述选取的星座图优化是通过增大星座图上信号点的最小判决区域来进行的。

所述的优化后的星座图中最大最小判决区域是 , 并且它可以有多种

2

等效形式。

所述接收的信号进行 QA 软判决包括如下步骤：

根据所选星座图确定每一比特的判决区域；

将每一比特的判决区域用代数形式描述出来；

将所收到的信号的实部和虚部带入给出的判决区域的代数形式，根据仿真测试，再乘以相应的修正系数的经验值，就得到相应比特的软信息值。

本发明所选取并经优化的 2幅 8相 16QAM星形星座图，由于只有 1种幅度信息，在与图 1 中的矩形星座图同样的最小欧氏距离的前提下，它只要求 6. 83: 21. 3 (即相差 5. OdB)两种功率值，因此它对功放的线性度要求相对来说要小。另外，对依本发明方法设计的这种最优 2幅 8相 16QAM星形星座图，使用本发明提出的软判决方法，在一定的 BER 下，它的性能也将优于运用 "方法 2" 的矩形星座图。附图说明

图 1是现有技术的正交振幅调制系统的组成方框图。

图 2是 3GPP2系统中所采用 16QAM的矩形星座图。

图 3a是一种非最优 2幅 8相 16QAM星座图。

图 3b是另一种非最优 2幅 8相 16QAM星座图。

图 3c是本发明一种较佳实施例中采用的 2幅 8相 16QAM星座图。

图 3d是本发明另一种较佳实施例中采用的 2幅 8相 16QAM星座图。图 ½一 4d分别是依本发明方法所提出 4种最优的 2幅 8相 16QAM星座图 5是在相同的仿真条件下，运用 "方法 2" 所得到的图 3a— 3d中 4 种星座图在 AWGN信道下的 BER性能比较结果图（即非最优和最优星形星座图的 BER性能比较）。

图 6是在相同的仿真条件下，运用 "方法 2" 所得到的图 3a— 3d和图

4a-4d中共 8种星座图的 BER性能比较结果图（即各种最优星形星座图的 BER性能比较）。

图 7是在相同的仿真条件下，运用 "方法 2"所得到的图 2、图 3a— 3d、图 4a—4d中共 10种星座图的 BER性能比较结果图（即矩形和星形星座图的 BER性能比较）。

图 8是在相同的仿真条件下，运用本发明所提出的软判决方法所得到的星座图 3d的 BER性能与运用 "方法 2"所得到的星座图 3d的 BER性能比较图（即两种软判决方法在同一星座图下的 BER性能比较）。

图 9是在相同的仿真条件下，运用本发明所提出的软判决方法所得到的星座图 3d的 BER性能与运用 "方法 2"所得到的图 2的矩形星座图的 BER 性能比较图。图 10是在相同的仿真条件下，运用本发明所提出的软判决方法所得到的星座图 3d和星座图 4d的性能比较图。具体实施方式

下面结合附图，对本发明及最佳实施方式进行详细描述，本发明的特征和优点将会更加明显。

如附图所示：其中图 4b和图 4d是图 4a和图 4c逆时针旋转所得到的，

8

当然才艮据本发明，还可有很多种，因而没有一一列出。

附图 3给出了四种 2幅 8相 16QAM星形星座图。如图 3a、图 3b、图 3c、图 3d所示。其中，图 3a和图 3b是非最优的 2幅 8相 16QAM星座图 , 图 3b 是图 3a逆时针旋转 ^所得到的。图 3c和图 3d是本发明所提出的最优的 2

8 幅 8相 16QAM星座图，图 3c和图 3d具有最大的最小判决区域，图 3d是

2 图 3 c 逆时针旋转所得到的。

8

附图 3中示出的四种 2幅 8相 16QAM星座图，都是具有 GRAY排列的星座图。其中，图 3b和图 3d是图 3a和图 3c逆时针旋转而得到的。这四个

8

星座图具有相同的平均功率和相同的最小欧氏距离。

观察图 3a所示的星座图，仅以内圈 8个点的排列情况为例：第一比特的值均为 0; 相临两个点的第二比特都不相同；直线 d上半部分的四个点第三比特均为 0, 直线 d下半部分的四个点的第三比特均为 1 ; 直线 a左半部分的四个点第四比特均为 1 , 线 a右半部分的第四比特均为 0。下面对它们的特点进一步说明。

1. 第一比特。可以根据信号点距离原点的距离 R来判别。具体地说假如 R1和 R2分别为星座图外圈和内圈的半径。那么， R大于（Rl+R2 ) /2 时，将被判为 1; R小于（R1+R2 ) /2时，将被判为 0。那么它的判决区域可以认为是 2 。

2. 第二比特要根据信号点落在什么区域内来判别。如落在区域 A、 B C、 D 内那么它将被判为 0; 否则如果它落在剩下的其它区域内，它将被判为 1。那么此时它的最小判决区域是。如果区域 A内的信号点由于传输过

4 程中噪声和干扰的影响相位偏离，那么它将被判错。

4

3. 第三比特要根据直线 d来判决。在直线 d的上半部分则被判为 0 否则被判为 1。那么它的判决区域将是; r。

4. 第四比特要根据直线 a来判决。在直线 a的左半部分则被判为 1 否则被判为 0。那么它的判决区域也是

再来观察 3b所示的星座图，它仅是 3a所示星座图逆时针旋转了，判

8 决方法类似于 3a。综合考虑上述两种星座图，它们的最小判决区域均为 (实际上它们

4 属于一类星座图，那就是它们的最小判决区域均为 , 满足最小判决区域

4 是，而且 GRAY编码排列的星座图还有好多种形式这里不再——列举）。但 4

是如果在不改变其它条件的前提下，将最小判决区域增大，那么它的性能必然要好于图 3a和 3b所示的星座图的性能。这也正是本发明的目的所在。如图 3c和 3d, 就是本发明所要介绍的优化星座图。

另外，结合本发明所给出的星座图，同时给出了相应的筒化软判决方法。它在实现复杂度上要远远低于 "方法 2"; 但同时可保证在一定的 BER 下，它具有比 "方法 2"性能更好的特点；而且它的性能也同样优于或者接近使用 "方法 2" 而得到的矩形星座图的性能。

参考附图 3c，以星座图中内圈的 8个信号点的排列为例：第一比特的值均为 1 ; 直线 a的左半部分的四个点的第二比特均为 1 , 直线 a右半部分的四个点的第二比特均为 0; 区域 A和 B的四个点的第三比特均为 0, 剩下的区域的四个点的第三比特均为 1;直线 b的上半部分的四个点的第四比特均为 0,直线 b的下半部分的四个点的第四比特均为 1。更详细的分析如下：

1.第一比特 s。可以根据信号点距离原点的距离 R来判别。与图 3a的判决方法类似。 4艮如 R1和 R2分别为星座图外圈和内圈的半径。那么， R大于

( R1+R2 ) 12时，将被判为 0; R小于 ( R1+R2 ) /2时，将被判为 1。那么它的判决区域可以认为是 2;z：。 '

2.第二比特 ^可根据直线 a来判决。如果收到的信号点落在直线 a的左半部分，则被判为 1 , 否则就被判为 0。那么它的判决区域可以认为是 r。

3.第三比特可根据接收信号点的落点区域来判决。如果收到的信号点落在区域 A和 B内，那么它将被判为 0; 如果收到的信号点落在剩下的其它区域内，那么它将被判为 1。因此它的判决区域为。

2

4.第四比特可根据直线 b来判决。如果收到的信号落在直线 b的上半部分，则被判为 0; 否则就被判为 1。那么它的判决区域就是 r。

图 3d类似于 3c, 它仅是 3c逆时针旋转了因此它的判决方法类似

8 于图 3c中的方法。可以看到图 3c和 3d的最小判决区域将增大到。同样

2 的，满足其它相同的条件而具有最小判决区域的星座图不只有上述两种形式，本发明还列举了几种，如图 4a, 图 4b, 图 4c和图 4d所示。并且在图 6 中，我们给出了各种最优星形星座图的 BER性能比较图，仿真结果表明它们具有同样优秀的性能。

下面将要证明所有的满足 GRAY编码的 2幅 8相 16QAM星形星座图中，最大最小判决区域将为。

2

首先，由于星形星座图中信号点分布的特殊性。最小判决区域只可能以^的量增加。因此如果最小判决区域还可以增加的话，将是 3^、 π、 -π , 4 4 4

6 7

4 4

那么在确定 16QAM星座图中各点有三个比特的判决区域分别为 2;r、 ττ和 7Γ的前提下，考察第四个比特的判决区域。如前面介绍的图 3中，图 3a和图 3b的判决区域是 , 即对应星座图中内圈和外圈相临两个符号的第四个

4 比特都不同；而图 3c和图 3d的判决区域是 , 即对应星座图的内圈和外圈

2

16个信号点中，可以分为每四个点一组的四组。这四組的特点是：每组内的四个点均是相临的四个点，每相临两个组的第四个比特取值不同，而组内四个点的取值相同。

依此类推，如果最小判决区域为 ¾r时，就要求星座图中内圈和外圈上

4

以每相临六个符号分为一组，而组内六个符号的第四个比特相同。这显然是不可能成立的。因为对于 16QAM调制，内圈和外圈上分别有 8个点,，那么每六个符号分組后必然有一个组只有四个符号，即使它们能满足 GRAY编 π

码，也因为最后一组只有四个符号而使最小判决区域变为那么再来看最小判决区域为 π的情形。此时要求每一符号的四个比特中，除了一比特的判决区域为 2 r外，其它三比特的判决区域均为; r。为了说明这种情况是不可能出现的, 我们给出下表:

如果上表所示为星座图内圈或者外圈的 8个点，那么 s O全零，它的判决区域为 2 ； sl的前四个均为 0, 后四个均为 1, 它的判决区域是; Γ; s3的中间四个为 1, 其它相临（循环看）的四个为 0, 它的判决区域为，现在我们来针对 s2列举可能的相临四个点取值一样的情形，它们共有 =8种（这表示只要第一个零的位置确定后 , 根据四个连续的规则其它所有位置的数将被确定。 )

1 2 3 4 5 6 7 8

那么我们将上述 8种情形插入 s2。可见 1和 7的插入会分别与 sl和, s3重合，不可用；再看 2、 3、 4、 5、 6、 8插入后会使 8个点内的几个点发生重复现象。这显然是不合理的。因此也不可能有最小判决区域为; r的情形。

最后说明最小判决区域为大于的情形也是不可能出现的。

如果已经固定了其它比特的判决区域分别为 2τ、 π^_πϊή-, 最小的判决区域就不可能大于 r。

如果已经艮设其它比特的判决区域均大于 r, 那么 8 个信号点中就必定至少有两个点重合，这显然是不合理的。

综上所述，本发明所提出的星座图将是具有最小判决区域最大的 2幅 8相 16QAM星形星座图。

上述的理论证明再结合下面的仿真结果，将更突出的显示本发明所指出的 2幅 8 目 16QAM星形星座图的最优性。

本发明所测的仿真结果均在如表一所列仿真条件下进行：码片速率（Chip rate) 1.28Mchip/s

编码方式（.Coding ) TURBO (PCCC)

码率（Code Rate) =l/2

内交织（ Inner 伪. 随机交织

Interleave ) ( Pseudo-Random

Interleave )

交织长度 ( Interleave 250

Size)

扩频码（ Spread ) LS 扩频码（LS Code

Spread) ,括频因子为 16

(SF=16)

信道类型（ Channel 加性白高斯信道（AWGN)

environment )

译码器输入 ( Input to 软判决（ Soft

the Decoder ) Decision )

解码算法（ Decoding Log-MAP

Algorithm )

译码器 ( Decoder ) 迭代译码器（Iterative

Decoder)

最大迭代次数（ Max. 8

Iterations ) 图 5所示为在运用相同的 "方法 2", 在仿真条件相同的前提下，所得的图 3中不同星座图的误比特率 BER性能。从图 5 中，不难看出：在 BER 小于 1E-3时，本发明所指出的星座图（图 3c和图 3d)，将比图 3a和图 3b 有大于 0.5 dB的增益；在 BER小于 1E - 5时，本发明所指出的星座图（图 3c和图 3d), 将比图 3a和图 3b有大于 ldB的增益。

图 6所示为本发明所提出的一类最小判决区域最大的其它满足 GRAY编码的 2幅 8相 16QAM星形星座图的 BER性能曲线。所使用的仿真条件同上面所指出的相同。'可以看到本发明提出的一类最优化星形星座图均具有优秀的性能。图 7所示为在运用 "方法 2"后矩形星座图（如图 2 )与本发明所提出的星形星座图的性能比较图。由此可以看出，当 BER小于 1E - 3时，矩形星座图仅好星形星座图约 0.2 dB。

从仿真曲线的结果显示中，可以清楚地看到本发明所指出的星座图具有所有星形星座图中性能最优的特点。

上述仿真中，均使用了 "方法 2"。 "方法 2" 的实现中，由于要计算许多欧氏距离，因此这增加了梗件实现的复杂度。下面将介绍本发明所指出的另外一种性能优越然而实现复杂度远远低于 "方法 2" 中软判决方法。

本发明提出的此软判决方法，由于与星座图本身的特点有关，因此它的算法要与具体的星座图结合，但基本思想却是相同的。就是首先确定每一比特的判决区域，然后根据判决区域的特点来表示出要输出的软信息值。为了更好的拟合最优曲线，要加入一些修正系数的经验值。：

下面结合附图中给出的星座图，举两个例子来说明本发明所提出的软判决方法的特点。

1.以图 3d为例。根据上面对图 3c星座图的详细阐述，可得到图 3d 的软判决方法具体实现如下：

' 首先令每符号中，比特的软信息值为 LL (s0)、 LLR (sl)、 LLR (s2)、 LLR(s3)。所收到的信号的实部为 real, 信号的虛部为 image;所收到的信号点距离星座图原点的距离为 R;星座图中内圈和外圏的半径分别为 R1和 R2; factor, factorl, factor2分别为^^正系数经驺值。那么各比特的软信息值为：

LLR(sO) = - (R1+R2) /2;

LLR(sl)=factorl*real;

LLR (s2) =f actor* (image-real) * (image+real)； LLR (s3) =factor2*image。

其中， factor 、 factorl、 factor2的值分别为 3.0 、 2.0、 2.0。 2.以图 4d为列。与 1类似的假设，可以得到各比特的软信息值为： LLR(sO) -R - (Rl+R2)/2;

LLR (si-) =factorl*image;

LLR(s2) =factor2*real

LLR (s3)= factor* (real-image) * (image+real)。

其中， factor 、 factor^ factor2的值分别为 3.0 、 2.0、 2.0。如图 8, 可以看到使用本发明所指出的软判决方法所得到的系统的 BER 性能明显优于 "方法 2"。在 BER小于 1E- 3时，有大约 0.8 dB的增益；在 BER小于 1E- 5时, 它们的性能几乎相同。

如图 9, 比较了运用本发明所提出的软判决方法所得到的两幅 8 相 16QAM星形星座图的 BER性能和运用 "方法 2" 所得到的矩形星座图的 BER 性能。结果也十分明显。在 BER小于 1E- 3时，星形星座图将有大约 .0.5 dB 的增益；在 BER小于 1E- 5时，星形星座图要差矩形星座图约 0.2 dB。 ' 如图 10, 在 BER小于 1E- 3时，星形星座图将有大约 0.48 dB的增益；在 BER小于 1E-5时，星形星座图要差矩形星座图约 0.4 dB。可见使用简化软判决算法后，在一定的 BER 下，本发明所提出的一类星座图同样均具有优秀的性能。

下面再来比较一下算法的实现复杂度。以获得所接收到的符号各比特的软信息所需要的各种运算量作为衡量算法复杂度的标准。

本发明所指出的算法（实施例 1 ):

第一比特：两次加法运算，一次乘法运算；

第二比特：一次乘法运算；

第三比特：两次加法运算，两次乘法运算；

第四比特：一次乘法运算。

总共的实现复杂度可写为：四次乘法运算和四次加法运算。实施例 2 的运算复杂度与之相同。 "方法 2" (以图 2为例）：

首先算 16次欧氏距离，每次欧氏距离为三次加法运算，两次平方运算，其次对每一比特， 2*16次比较，一次减法运算。

总共的实现复杂度可写'为： 16*3+4*2*16+4=180次加法运算，

16*2=32次乘法运算。

可见 "方法 2" 的计算复杂度将远远大于本发明所提出的方法的计算复杂度。

Claims

权利要求

1.一种用于数字移动通信系统的正交振幅调制方法，其特征在于：该方法至少包括以下步骤：

发送端采用所选取并优化后的 2幅 8相 16QAM星座图，对要传送的信号进行 QAM调制；

接收端采用所选取并优化后的、且与发送端相一致的 2幅 8相 16QAM 星座图，对所接收的信号进杵 QAM软判决，并给出接收信号中每一比特的软信息值。

2.如权利要求 1所述的正交振幅调制方法，其特征在于：所述的 1幅 8 相 16QAM星座图上的每个信号按 GARY方式排列，并且对其中一幅上的 8个相位上的信号点的排列方式按如下步骤进行：

其中每个信号点有 4个比特；

确定 8个相位信号点中的第一比特均为 0或者 1;

使上述 8个信号点中的其它 3个比特中的任意 2个比特的判决区域为，为此使 1个比特中的任一比特的排列满足使该比特位上的 8个点中相临 4个点上的对应比特的排列相同，但同时又要保证使该 2个比特彼此之间的排列不相同；

3.如权利要求 1 所述的正交振幅调制方法，其特征在于：所述另一幅上的另 8个相位上的信号点排列方式采用相同的步骤。

4.如权利要求 1 所述的正交振幅调制方法，其特征在于：所述具有判决区域为 r的 2个比特的排列是表中任意两种排列的组合： 1 2 3 4 5 6 7 8

0 1 1 1 1 0 0 0

0 0 1 1 1 1 0 0

o o o l i l l o

0 0 0 0 1 1 1 1

1 0 0 0 0 1 1 1

1 1 0 0 0 0 1 1

1 1 1 0 0 0 0 1

1 1 1 1 0 0 0 0

5.如权利要求 1所述的正交振幅调制方法，其特征在于：所述选取的星座图优化是通过增大星座图上信号点的最小判决区域来进行的。

6.如权利要求 5 所述的正交振幅调制方法，其特征在于：所述的优化后的星座图中最大最小判决区域是。

7.如权利要求 1 所述的正交振幅调制方法，其特征在于：所述接收的信号进行 QAM软判决包括如卞步骤：

根据所选星座图确定每一比特的判决区域；

将每一比特的判决区域用代数形式描述出来；

将所收到的信号的实部和虛部带入给出的判决区域的代数形式，根据仿真测试，再乘以相应的修正系数的经-险值，就得到相应比特的软信息值。