WO2003001713A1 - Recepteur de signaux multiples a repartition de frequences orthogonales, recepteur, procede de reception de signaux multiples a repartition de frequences orthogonales et procede de reception - Google Patents

Recepteur de signaux multiples a repartition de frequences orthogonales, recepteur, procede de reception de signaux multiples a repartition de frequences orthogonales et procede de reception Download PDF

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Atsushi Shinoda
Yasuhide Okuhata
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Kabushiki Kaisha Kenwood
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Definitions

  • Orthogonal frequency division multiplexing signal receiving apparatus receiving apparatus, orthogonal frequency division multiplexing signal receiving method and receiving method
  • the present invention relates to an apparatus and a method for receiving an orthogonal frequency division multiplex signal.
  • ISDB-T Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • FIG. 6 is a diagram illustrating the configuration of a conventional receiving apparatus for receiving broadcast waves in a system using such an orthogonal frequency division multiplexing system.
  • the guard correlation processing unit 56 performs an autocorrelation operation on the received signal to enable detection of the position of the guard interval section.
  • the timing adjustment unit 57 generates a control voltage for adjusting the reception timing based on the result of the autocorrelation calculation performed by the guard correlation processing unit 56, and outputs the VC XO (Vol stage control led crystal oscillator).
  • the level of the received signal corresponding to the direct wave whose reception timing has been adjusted is reduced due to the influence of a shield such as a building, and the direct wave is propagated. Pass is almost It may disappear soon. On the other hand, if these obstructions are eliminated, direct waves that have traveled faster paths may arrive.
  • the gain of the loop filter 58 shown in Fig. 7 is set larger than in the case of receiving broadcast waves at a fixed position, for example.
  • the response speed of VC X059 may increase.
  • the reception timing can be quickly adjusted in accordance with the radio wave propagated through that path. Also, when a path whose reception timing has been adjusted is lost, the reception timing can be adjusted quickly in accordance with the radio wave propagated on the slower path, so that it is possible to adapt to the radio wave propagated on a slower path.
  • the variation of the signal level often has a greater effect on the reception characteristics than the variation of the delay amount.
  • the path may reappear within a very short time.
  • the response speed of the VCXO 59 is simply increased as in a conventional receiver, when the signal level of the radio wave transmitted on the fastest path decreases, the signal transmitted on the slower path will decrease. Immediately adjust the reception timing according to the high-level radio waves.
  • the present invention has been made in view of the above situation, and an object of the present invention is to provide an orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus and a receiving method that enable appropriate evening timing control.
  • an orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus receives an orthogonal frequency division multiplexed signal including an effective symbol section and a guard interval section.
  • Demodulating means for demodulating transmission data from a received signal corresponding to an effective symbol section of the received signal in order to demodulate the transmitted data; correlation calculating means for performing an autocorrelation operation on the received signal; and an effective symbol section
  • timing control means for adjusting the reception timing. Then, the timing control means changes the speed of adjusting the reception timing of the effective symbol section based on the result of the autocorrelation calculation by the correlation calculation means.
  • the timing control means determines whether or not inter-symbol interference has occurred based on the result of the auto-correlation calculation by the correlation calculation means. It is desirable to adjust the reception timing of the section and, when it is determined that no signal is generated, adjust the reception timing of the effective symbol section at a relatively low speed.
  • the receiving apparatus of the present invention preferably includes an oscillation signal generation unit that generates an oscillation signal for defining a sampling frequency of the reception signal, Based on the result of the autocorrelation calculation by the correlation calculation means, determines whether or not inter-symbol interference has occurred, and when it determines that interference has occurred, the oscillation signal generation means The oscillation frequency is changed at a relatively high speed, and when it is determined that no oscillation frequency is generated, the oscillation frequency of the oscillation signal generating means is changed at a relatively low speed.
  • the oscillation signal generation means is a voltage-controlled oscillator that generates an oscillation signal having a frequency corresponding to the magnitude of a control voltage
  • the timing control means performs an autocorrelation calculation by the correlation calculation means.
  • Control voltage generating means for generating a control voltage signal having a magnitude corresponding to the time difference of the reception timing specified from the result, and filtering the control voltage signal generated by the control voltage generating means with a relatively large gain.
  • the demodulation means includes a Fourier transform means for executing a fast Fourier transform using a window position as a reception period of an effective symbol section, and the timing adjustment means based on an autocorrelation calculation result by the correlation calculation means. It is determined whether or not inter-symbol interference has occurred, and if it is determined that interference has occurred, the window position of the fast Fourier transform executed by the Fourier transform means is moved at a relatively high speed, and no interference has occurred. Judge Then, the window position of the fast Fourier transform executed by the Fourier transform means may be moved at a relatively low speed.
  • the receiving apparatus receives a signal consisting of an effective symbol section and a guard interval section and demodulates transmission data. It is determined whether or not it has occurred, and if it is determined that an occurrence has occurred, the processing timing for receiving the effective symbol period is adjusted at a relatively high speed, and if it is determined that no occurrence has occurred, the effective symbol period is received. It operates to adjust the timing of the processing at a relatively low speed.
  • a receiving method is a method for receiving a signal subjected to orthogonal frequency division multiplexing and demodulating transmission data, by demodulating transmission data from a reception signal corresponding to an effective symbol interval. Executes the autocorrelation calculation of the received signal and adjusts the reception timing of the effective symbol section for demodulating the transmission data while changing the speed of adjusting the reception timing of the effective symbol section according to the result of the autocorrelation calculation.
  • the receiving method receives a signal consisting of an effective symbol section and a guard interval section, determines whether or not inter-symbol interference has occurred, and generates inter-symbol interference. If it is determined that the valid symbol interval is received, the processing timing for receiving the valid symbol interval is adjusted at a relatively high speed, and if it is determined that there is no interference between symbols, the processing timing for receiving the valid symbol interval is compared. Includes a series of signal processing steps to adjust at very low speed.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram for illustrating a radio wave that has arrived at the orthogonal frequency division multiplexed signal receiving device.
  • FIG. 3 explains the autocorrelation operation performed by the guard correlation processing unit.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining an autocorrelation calculation performed by a guard correlation processing unit.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining an operation in which the inter-symbol interference determination unit switches and controls the switches.
  • FIG. 6 is a diagram showing a signal transmitted by the orthogonal frequency division multiplexing method.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a conventional receiving apparatus.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus 100 according to an embodiment of the present invention.
  • the orthogonal frequency division multiplex signal receiving apparatus 100 includes an antenna 1, a ⁇ / ⁇ (Analog / Digital) converter 2, an FFT (Fast Fourier Transform) processing unit 3, and an equalizer.
  • Processing unit 4 FEC (Forward Error Correction) decoding unit 5, Guard correlation processing unit 6, Timing adjustment unit 7, First and second loop filters 8, 9, Inter-symbol interference determination unit 10, a switch 11, and a VCX012.
  • FEC Forward Error Correction
  • the AZD converter 2 is for sampling and digitizing a signal received using the antenna 1.
  • the FFT processing unit 3 is for converting a time-series data into a frequency-series data by, for example, performing a high-speed Fourier transform on the received signal digitized by the A / D converter 2.
  • a digital signal is transmitted using a number of subcarriers whose carrier frequencies are orthogonal to each other. Therefore, by converting the received signal to frequency series data by performing fast Fourier transform, etc., and specifying the phase and amplitude for each carrier, The transmission data can be demodulated.
  • the equalization processing unit 4 performs an equalization process using an SP (Scatterd Pilot) signal scattered on a predetermined subcarrier in the received signal to correct the transmission data demodulated from the subcarrier. belongs to.
  • SP Signal Pilot
  • the FEC decoding unit 5 corrects an error included in the demodulated transmission data and restores an information signal such as a transport stream.
  • the guard correlation processing unit 6 performs an autocorrelation operation on the received signal digitized by the A / D converter 2 to enable detection of the position of the guard interval in the received signal. .
  • Evening adjustment section 7 adjusts the reception timing of the effective symbol section based on the result of the autocorrelation calculation performed by guard correlation processing section 6.
  • the timing adjustment unit 7 specifies the position of the guard interval at the end of the guard interval based on the result of the self-correlation operation performed by the guard correlation processing unit 6, and the A / D converter 2 performs a sampling process for receiving the effective symbol interval.
  • the difference (time difference) between the timing at which is started and the timing at which the effective symbol section is actually received is specified.
  • the timing adjusting unit 7 generates a control voltage having a magnitude corresponding to the specified time difference, and outputs the control voltage to supply the control voltage to the VCOX12.
  • the first and second loop filters 8 and 9 are for filtering the control voltage signal output from the timing adjustment unit 7.
  • the gain of the first loop filter 8 is set relatively large so that the reception timing can be adjusted quickly.
  • the gain of the second loop filter 9 is set relatively small so that the reception timing can be adjusted slowly.
  • the control voltage that has passed through the first and second loop filters 8 and 9 is sent to the switch 11.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 executes the self- This is to determine whether or not intersymbol interference has occurred from the result of the correlation operation. That is, the inter-symbol interference determination unit 10 determines whether another path exists within a predetermined range before the reception timing of the currently set path, based on the result of the auto-correlation calculation performed by the guard correlation processing unit 6. When the correlation value shown is obtained, it is determined that intersymbol interference has occurred. For example, if the inter-symbol interference determination unit 10 detects a correlation value indicating the existence of a path within a time range corresponding to an effective symbol section before reception of the currently set path, the inter-symbol interference determination unit 10 Determine that interference has occurred.
  • inter-symbol interference determination unit 10 controls the switch 11 in accordance with the result of the determination as to whether or not inter-symbol interference has occurred, so that the first and second loop filters 8 and 9 Switches the control voltage to be supplied to VCXO 12 among the output control voltages.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 controls switching of the switch 11 so as to supply the control voltage output from the first loop filter 8 to the VCXO 12. .
  • the inter-symbol interference determination unit 10 determines that no inter-symbol interference has occurred, the inter-symbol interference determination unit 10 performs switching control on the switch 11 to supply the control voltage output from the second loop filter 9 to the VCXO 12. .
  • the switch 11 is composed of, for example, a semiconductor switch or the like, and the control voltage supplied to the VCX 0 12 is filtered by the first and second loop filters 8 and 9 according to the control of the inter-symbol interference determination unit 10. This is for selecting from control voltage signals.
  • V C X 0 12 supplies an oscillation signal to the AZD converter 2 and defines the sampling frequency of the reception signal. At this time, the V C X 0 12 can change the reception timing of the effective symbol section by switching the frequency of the oscillation signal in accordance with the magnitude of the control voltage supplied via the switch 11.
  • VC X012 changes the frequency of the oscillating signal during the period when the signal corresponding to the guard interval is received, and changes the oscillating signal during the period when the signal corresponding to the effective symbol period is received. Is desirably maintained without changing the frequency.
  • the orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus 100 receives the orthogonal frequency division multiplexed signal transmitted from the transmission side wirelessly using the antenna 1 and inputs the signal to the A / D converter 2.
  • the AZD converter 2 samples the received signal, digitizes it, and sends it to the FFT processing unit 3 and the guard correlation processing unit 6.
  • the FFT processing section 3 converts the received signal digitized by the A / D converter 2 into parallel and high-speed Fourier transform, thereby converting the time domain data into frequency component data.
  • one OFDM symbol period is divided into an effective symbol period and a guard interval period.
  • the FFT processing unit 3 performs a fast Fourier transform on a received signal corresponding to an effective symbol section in a received signal propagated through the fastest path, thereby obtaining a slow path (multi-path) having a delay amount not exceeding the guard interval section.
  • the transmission data can be demodulated without interference.
  • a radio wave as shown in arrives at the orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus 100.
  • the FFT processing unit 3 performs a fast Fourier transform on the received signal in the effective symbol period according to the received signal propagated through the fast path shown in FIG. 2 (a). This allows transmission data to be transmitted without being affected by delayed waves. Evening can be demodulated.
  • the FFT processing unit 3 sends the demodulated transmission data to the equalization processing unit 4.
  • the equalization processing unit 4 corrects the transmission data by extracting an SP signal from a predetermined subcarrier based on the transmission data received from the FFT processing unit 3 and equalizing the reception signal.
  • the equalization processing unit 4 sends the corrected transmission data to the FEC decoding unit 5.
  • the FEC decoding unit 5 corrects errors in the transmission data sent from the equalization processing unit 4 and restores and outputs information signals such as a transport stream.
  • the guard correlation processing unit 6 performs an autocorrelation operation on the received signal digitized by the A / D converter 2 to enable detection of the position of the guard interval section and the reception timing of the effective symbol section.
  • the guard correlation processing unit 6 performs the autocorrelation calculation of the received signal using the delay amount as the effective symbol length.
  • the signal in the guard interval section is a copy of the rear part of the effective symbol section. A peak correlation value is obtained.
  • the guard correlation processing unit 6 adds the delay amount corresponding to the effective symbol length as shown in FIG. 3 (b). Perform autocorrelation calculation using.
  • the same pattern shows the same waveform.
  • a time-varying correlation value can be obtained as shown in FIG. 3 (c). Based on the timing at which the correlation value becomes a peak, the position of the guard interval section and the reception timing of the effective symbol section can be specified.
  • the reception level of the radio wave propagated on the slow path is lower than the reception level of the radio wave propagated on the fast path.
  • the correlation value obtained by executing the autocorrelation calculation of the received signal by the guard correlation processing unit 6 changes with time as shown in FIG. 4 (c).
  • a peak of a correlation value including a large peak corresponding to the fast path and a small peak corresponding to the slow path appears at the OFDM symbol period.
  • the timing adjustment unit 7 performs the timing of starting the sampling process for the AZD converter 2 to receive the effective symbol section, based on the result of the autocorrelation calculation of the received signal performed by the guard correlation processing unit 6, and the actual effective system. Identify the time difference from the reception timing in the sampling interval (effective symbol interval of the received signal propagated through the fastest path).
  • Evening adjustment section 7 generates a control voltage having a magnitude corresponding to the specified time difference and outputs the control voltage to supply it to V C XO 12.
  • the control voltage signal output from the evening adjustment unit 7 is input to the first and second loop filters 8 and 9.
  • the first and second loop filters 8 and 9 respectively filter and output the control voltage signal received from the timing adjustment unit 7 and send it to the switch 11.
  • the switch 11 selectively derives a signal filtered by the first and second loop filters 8 and 9 as a control voltage to be supplied to the VCXO 12 under the control of the inter-symbol interference determination unit 10. .
  • the inter-symbol interference determination unit 10 controls switching of the switch 11 based on the result of the autocorrelation calculation performed by the guard correlation processing unit 6. That is, the inter-symbol interference determination unit 10 determines whether or not inter-symbol interference has occurred from the result of the autocorrelation calculation, and the inter-symbol interference occurs. When it is determined that the voltage is generated, the control voltage signal output from the first loop filter 8 is derived by the switch 11.
  • the control voltage signal output from the second loop filter 9 is derived by the switch 11.
  • the first loop filter 8 is compared with a loop filter used in a conventional receiver for mobile reception of digital terrestrial broadcasting (for example, a loop filter 58 shown in FIG. 7). It has a very large gain.
  • the frequency of the oscillation signal can be changed at a relatively high speed. That is, when the control voltage signal output from the first loop filter 8 is supplied to V CXO 12, the timing of starting the sampling process for receiving the effective symbol section can be adjusted at a relatively high speed.
  • the second loop filter 9 has a smaller gain than the first loop filter 8.
  • the frequency of the oscillation signal can be changed at a relatively low speed. That is, when the control voltage signal output from the second loop filter 9 is supplied to V CXO 12, the timing of starting the sampling process for receiving the effective symbol period can be adjusted at a relatively low speed.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 controls the switching of the switch 11 based on the result of the auto-correlation calculation of the received signal performed by the guard correlation processing unit 6, thereby causing the inter-symbol interference to occur. It is possible to change the timing adjustment speed at which the processing for receiving the valid symbol section is started according to whether or not there is a valid symbol section.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 determines It is determined that no inter-symbol interference has occurred.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 controls the switching of the switch 11 to derive the control voltage signal output from the second loop filter 9 to V C XO 12.
  • the reception timing is adjusted at a relatively low speed. Also, for example, as shown in FIG. 5 (b), it is assumed that a path that is faster than the path whose reception timing is currently matched appears.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 determines that the inter-symbol interference is Judge that it has occurred.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 controls the switching of the switch 11 to derive the control voltage signal output from the first loop filter 8 to V C XO 12.
  • the transmission data can be demodulated appropriately.
  • the AZD converter 2 controls the reception timing by controlling the evening timing at which the sampling process for receiving the effective symbol period is started.
  • the present invention is not limited to this, and can be applied to any technique for adjusting the reception timing.
  • the reception timing of the effective symbol section may be adjusted.
  • the inter-symbol chief determination unit 10 sends a control signal to the FFT processing unit 3 and sends a command for changing the window position of the fast Fourier transform.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 determines that inter-symbol interference has occurred based on the result of the auto-correlation calculation of the received signal performed by the guard correlation processing unit 6, the fast Fourier transform window Move the position at a relatively high speed.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 moves the window position of the fast Fourier transform at a relatively low speed.
  • the reception timing of the effective symbol section can be controlled as in the case of controlling the sampling timing of the A / D converter 2.
  • the inter-symbol interference determination unit 10 determines that no inter-symbol interference has occurred, the operation of the FFT processing unit 3 is performed so that the window position of the fast Fourier transform is not changed for a predetermined period of time. To You may make it control.
  • reception timing can be adjusted to the original path without causing interference between symbols.

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Description

明 細 書 直交周波数分割多重信号受信装置、 受信装置、 直交周波数分割多重信号受信方法及び受信方法 技術分野
この発明は、 直交周波数分割多重信号を受信するための装置、 およ び方法に関する。
背景技術
例 え ば I S D B — T ( Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) といった、 ディジタル地上放送では、 直交周波数分害！]多重 (OF DM ； Orthogonal Frequency Division Mul t iplex) 方式と称される変調方式が採用されている。
この直交周波数分割多重方式では、 第 6図に示すように、 1つの O F DMシンポル期間が有効シンポル区間とガードィンターバル区間と に分けられて、 ディジタル信号が伝送される。 ガードインターバル区 間は、 有効シンポル区間の後部を複写した冗長な信号区間であり、 シ ンポル周期で有効シンボル区間に対して前置されて、同じ波形を示す。 第 7図は、 こうした直交周波数分割多重方式を用いたシステムにて 放送波を受信するための従来の受信装置の構成を例示する図である。
この構成において、 ガード相関処理部 5 6は、 受信信号の自己相関 演算を実行して、 ガードィンターバル区間の位置を検出可能とする。 タイミング調整部 5 7は、 ガード相関処理部 5 6が実行した自己相関 演算の結果に基づいて、 受信夕イミングを調整するための制御電圧を 生成し、ループフィル夕 5 8を通して、 V C XO(Vol tage Control led crystal Oscillator) 5 9といった周波数可変の発振器に供給する。
ここで、 ディジタル地上放送を移動受信する際には、 例えばビルな どの遮蔽物の影響を受け、 受信タイミングを合わせていた直接波に対 応する受信信号のレベルが低下し、 直接波を伝搬させるパスがほとん ど消失してしまう可能性がある。 他方で、 こうした遮蔽物がなくなる と、 より速いパスを伝搬した直接波が到達する可能性がある。
また、 送信側で S FN (Single Frequency Network) を構築して いる場合、 複数の送信側アンテナからの電波が様々なパスを伝搬して 受信側に到達することから、 受信タイミングを合わせていたパスが消 失したり、 より速いパ が突然現れたりすることが多い。 ' 従来の受信装置では、 ディジタル地上放送を移動受信するため、 例 えば固定位置で放送波を受信するような場合と比較して、 第 7図に示 すループフィル夕 5 8のゲインを大きく設定し、 V C X05 9の応答 速度を速めることがある。
これにより、 現に設定している受信夕イミングょりも速いパスが出 現した場合に、 そのパスを伝搬した電波に合わせて、 受信タイミング を素早く調整できるようにする。 また、 受信タイミングを合わせてい たパスが消失した場合に、 遅いパスを伝搬した電波に合わせて素早く 受信タイミングを調整可能とすることで、 さらに遅いパスを伝搬した 電波にも適応することができる。
ここで、 現に設定している受信タイミングよりも速いパスが出現し た場合には、そのパスがガ一ドィンターバル区間を超えたパスとなる。 従って、 この場合、 受信タイミングを素早く調整しなければ、 隣接す る O FDMシンポル （有効シンボル） が混合された状態で伝送データ を復調することによるシンボル間干渉が発生し、 復調波形が劣化する 原因となる。
発明が解決しょうとする課題
一般に、 フェージングによる受信波の変動においては、 遅延量の変 動よりも信号レベルの変動の方が、 受信特性に対して、 より大きな影 響を与えることが多い。
例えば、 現に夕イミングを合わせていたパスが消失する程度に信号 レベルが低下したのち、 極短時間の間に、 そのパスが再度出現するこ とがある。 この際、 従来の受信装置のようにして V C X O 5 9の応答速度を単 純に速めておくと、 一番速いパスを伝搬した電波の信号レベルが低下 したときに、 より遅いパスを伝搬した信号レベルが高い電波に合わせ て、 直ちに受信タイミングを調整する。
このため、 極短時間で、 元々設定していた速いパスが再度出現した 場合、 その出現したパスに夕イミングを合わせるまでの間に、 シンポ ル間干渉による復調信号の劣化が大きくなるという問題があった。
この発明は、 上記実状に鑑みてなされたものであり、 適切な夕イミ ング制御を可能とする直交周波数分割多重信号受信装置、 および受信 方法を提供することを目的とする。
発明の開示
上記目的を達成するため、 本発明の第 1の観点に係る直交周波数分 割多重信号受信装置は、 有効シンポル区間とガードィンターバル区間 とからなる直交周波数分割多重化が施された信号を受信して、 伝送デ 一夕を復調するために、 受信信号の有効シンボル区間に相当する受信 信号から伝送データを復調する復調手段と、 受信信号の自己相関演算 を実行する相関演算手段と、 有効シンポル区間の受信タイミングを調 整するタイミング制御手段とから構成される。 そして、 前記タイミン グ制御手段が、 前記相関演算手段による自己相関演算の結果に基づい て、 有効シンポル区間の受信タイミングを調整する速度を変更させる ようになつている。
前記タイミング制御手段は、 前記相関演算手段による自己相関演算 の結果に基づいて、 シンポル間干渉が発生しているか否かを判別し、 発生していると判別した場合に、 比較的高速で有効シンポル区間の受 信タイミングを調整し、 発生していないと判別した場合に、 比較的低 速で有効シンボル区間の受信夕イミングを調整するよう動作すること が望ましい。
本発明の受信装置は好適には、 受信信号のサンプリング周波数を規 定するための発振信号を生成する発振信号生成手段を備え、 前記タイ ミング制御手段が、 前記相関演算手段による自己相関演算の結果に基 づいて、 シンポル間干渉が発生しているか否かを判別し、 発生してい ると判別した場合に、 前記発振信号生成手段の発振周波数を比較的高 速で変更させ、 発生していないと判別した場合に、 前記発振信号生成 手段の発振周波数を比較的低速で変更させるようになつている。
好適には、 さらに、 前記発振信号生成手段が、 制御電圧の大きさに 対応した周波数の発振信号を生成する電圧制御発振器であり、 前記タ ィミング制御手段が、 前記相関演算手段による自己相関演算の結果か ら特定した受信夕イミングの時間差に対応する大きさの制御電圧信号 を生成する制御電圧生成手段と、 前記制御電圧生成手段により生成さ れた制御電圧信号を比較的大きなゲインでフィル夕リングする第 1の フィルタ手段と、 前記制御電圧生成手段により生成された制御電圧信 号を比較的小さなゲインでフィルタリングする第 2のフィルタ手段と、 前記電圧制御発振器に、 前記第 1のフィル夕手段によりフィルタリ ングされた制御電圧信号と前記第 2のフィル夕手段によりフィルタリ ングされた制御電圧信号とを択一的に供給するスィツチ手段と、 前記 相関演算手段による自己相関演算の結果から、 シンボル間干渉が発生 していると判別すると、 前記スィッチ手段を切換制御して、 前記第 1 のフィルタ手段によりフィルタリングされた制御電圧信号を前記電圧 制御発振器に供給させ、 シンポル間干渉が発生していないと判別する と、 前記スィッチ手段を切換制御して、 前記第 2のフィルタ手段によ りフィルタリングされた制御電圧信号を前記電圧制御発振器に供給さ せる切換制御手段とを備えるようになつている。
前記復調手段は、 ウィンドウ位置を有効シンポル区間の受信期間と して高速フーリェ変換を実行するフーリェ変換手段を備え、 前記タイ ミング調整手段は、 前記相関演算手段による自己相関演算の結果に基 づいて、 シンポル間干渉が発生しているか否かを判別し、 発生してい ると判別すると、 前記フ一リェ変換手段が実行する高速フーリェ変換 のウィンドウ位置を比較的高速で移動させ、 発生していないと判別す ると、 前記フ一リエ変換手段が実行する高速フーリエ変換のウインド ゥ位置を比較的低速で移動させてもよい。
次に、 本発明の第 2の観点に係る受信装置は、 有効シンボル区間と ガ一ドインタ一バル区間とからなる信号を受信して伝送データを復調 するために、 シンポル間干渉が発生しているか否かを判別し、 発生し ていると判別した場合に、 有効シンポル区間を受信するための処理夕 ィミングを比較的高速で調整し、 発生していないと判別した場合に、 有効シンポル区間を受信するための処理夕イミングを比較的低速で調 整するよう動作する。
本発明の第 3の観点に係る受信方法は、 直交周波数分割多重化が施 された信号を受信して伝送データを復調するために、 有効シンポル区 間に相当する受信信号から伝送データを復調し、 受信信号の自己相関 演算を実行し、 自己相関演算の結果に従って、 有効シンポル区間の受 信タイミングを調整する速度を変更しつつ、 伝送データを復調するた めの有効シンボル区間の受信タイミングを調整するような一連の信号 処理ステップを含む。
本発明の第 4の観点に係る受信方法は、 有効シンポル区間とガード インタ一バル区間とからなる信号を受信し、 シンポル間干渉が発生し ているか否かを判別し、シンポル間干渉が発生していると判別すると、 有効シンポル区間を受信するための処理タイミングを比較的高速で調 整し、 シンボル間千渉が発生していないと判別すると、 有効シンポル 区間を受信するための処理タイミングを比較的低速で調整するような 一連の信号処理ステツプを含む。
図面の簡単な説明
第 1図は、 この発明の実施の形態に係る直交周波数分割多重信号受 信装置の構成を示す図である。
第 2図は、 直交周波数分割多重信号受信装置に到達した電波を例示 するための図である。
第 3図は、 ガード相関処理部が実行する自己相関演算について説明 するための図である。
第 4図は、 ガ一ド相関処理部が実行する自己相関演算について説明 するための図である。
第 5図は、 シンポル間干渉判定部がスィツチを切換制御する動作を 説明するための図である。
第 6図は、 直交周波数分割多重方式で伝送される信号を示す図であ る。
第 7図は、 従来の受信装置の構成を例示する図である。
発明の実施の形態
以下に、 図面を参照して、 この発明の実施の形態に係る直交周波数 分割多重信号受信装置について詳細に説明する。
第 1図は、 この発明の実施の形態に係る直交周波数分割多重信号受 信装置 1 0 0の構成を示す図である。
図示するように、 この直交周波数分割多重信号受信装置 1 0 0は、 アンテナ 1と、 Α/Ό (Analog/Digital) 変換器 2と、 F FT (Fast Fourier Trans form)処理部 3と、 等化処理部 4と、 F E C (Forward Error Correct ion) デコード部 5と、 ガード相関処理部 6と、 タイ ミング調整部 7と、 第 1及び第 2のループフィルタ 8、 9と、 シンポ ル間干渉判定部 1 0と、 スィッチ 1 1 と、 VCX01 2とを備えてい る。
AZD変換器 2は、 アンテナ 1を用いて受信した信号をサンプリン グしてディジタル化するためのものである。
F F T処理部 3は、 A/D変換器 2によりディジタル化された受信 信号を高速フ一リェ変換するなどして、 時系列デ一夕を周波数系列デ 一夕に変換するためのものである。
ここで、 直交周波数分割多重方式では、 キャリア周波数が互いに直 交関係にある多数のサブキヤリアを用いて、 ディジ夕ル信号が伝送さ れる。 従って、 受信信号を高速フーリエ変換するなどして周波数系列 データに変換し、 キャリアごとの位相と振幅を特定することにより、 伝送デ一夕を復調することができる。
等化処理部 4は、 受信信号内で所定のサブキャリアに散在する S P ( S c a t t e r d P i l o t ) 信号を用いた等化処理等を実行して、 サブキヤ リアから復調された伝送データを補正するためのものである。
F E Cデコード部 5は、 復調された伝送データに含まれる誤りを訂 芷して、 トランスポートストリーム等の情報信号を復元するためのも のである。
ガード相関処理部 6は、 A / D変換器 2によりディジ夕ル化された 受信信号の自己相関演算を実行し、 受信信号におけるガードィン夕一 バル区間の位置を検出可能とするためのものである。
夕イミング調整部 7は、 ガード相関処理部 6が実行した自己相関演 算の結果に基づいて、 有効シンボル区間の受信タイミングを調整する ためのものである。
例えば、 タイミング調整部 7は、 ガード相関処理部 6による自己相 関演算の結果からガードィン夕一バル区間の位置を特定し、 Aノ D変 換器 2が有効シンボル区間を受信するためのサンプリング処理を開始 するタイミングと、 実際に有効シンポル区間を受信する夕イミングと の差 （時間差） を特定する。 タイミング調整部 7は、 特定した時間差 に対応した大きさの制御電圧を生成し、 V C X O 1 2に供給するため に出力する。
第 1及び第 2のループフィルタ 8 、 9は、 タイミング調整部 7から 出力された制御電圧信号をフィルタリングするためのものである。
ここで、 第 1のループフィルタ 8は、 受信タイミングを素早く調整 可能とするため、 ゲインが比較的大きく設定されている。 一方、 第 2 のループフィルタ 9は、 受信タイミングをゆっくりと調整可能とする ため、 ゲインが比較的小さく設定されている。
第 1及び第 2のループフィルタ 8 、 9を通過した制御電圧は、 スィ ツチ 1 1に送られる。
シンボル間干渉判定部 1 0は、 ガード相関処理部 6が実行した自己 相関演算の結果から、 シンポル間干渉が生じているか否かを判別する ためのものである。 すなわち、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 ガード 相関処理部 6が自己相関演算を実行した結果にて、 現に設定している パスの受信タイミングより以前の所定範囲内に、 他のパスの存在を示 す相関値が得られると、 シンボル間千渉が生じていると判別する。 例え'ば、 シンボル間干渉判定部 1 0は、 現に設定しているパスの受 信夕イミング以前の有効シンポル区間に相当する時間範囲にて、 パス の存在を示す相関値を検出すると、 シンポル間干渉が生じていると判 別する。
また、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 シンポル間干渉が生じている か否かの判別結果に対応してスィツチ 1 1を切換制御することにより、 第 1及び第 2のループフィルタ 8、 9から出力される制御電圧のうち で、 V C X O 1 2に供給するものを切り換える。
すなわち、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 シンポル間干渉が生じて いると判別すると、 第 1のループフィルタ 8から出力された制御電圧 を V C X O 1 2に供給するべく、スィツチ 1 1を切換制御する。一方、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 シンボル間干渉が生じていないと判別 すると、 第 2のループフィルタ 9から出力された制御電圧を V C X O 1 2に供給するべく、 スィッチ 1 1を切換制御する。
スィッチ 1 1は、 例えば半導体スィッチ等から構成され、 シンボル 間干渉判定部 1 0の制御に従って、 V C X 0 1 2に供給する制御電圧 を、 第 1及び第 2のループフィル夕 8、 9がフィルタリングした制御 電圧信号から選択するためのものである。
V C X 0 1 2は、 A Z D変換器 2に発振信号を供給して、 受信信号 のサンプリング周波数を規定するためのものである。 この際、 V C X 0 1 2は、 スィッチ 1 1を介して供給された制御電圧の大きさに対応 して発振信号の周波数を切り換えることにより、 有効シンポル区間の 受信タイミングを変更することができる。
なお、 F F T処理部 3が高速フーリエ変換を実行する際に、 時系列 データのサンプリング周期が変動すると、 正しい周波数成分データが 得られなくなる。 それゆえ、 VC X01 2は、 ガードインターバル区 間に相当する信号を受信している期間にて、 発振信号の周波数を変更 し、 有効シンポル区間に相当する信号を受信している期間では、 発振 信号の周波数を変更せずに維持することが望ましい。
以下に、 'この発明の実施の形態に係る直交周波数分割多重信号受信 装置 1 0 0の動作を説明する。
この直交周波数分割多重信号受信装置 1 0 0は、 送信側から無線に て伝送された直交周波数分割多重信号を、アンテナ 1を用いて受信し、 A/D変換器 2に入力する。
AZD変換器 2は、 受信信号をサンプリングしてディジ夕ル化し、 F FT処理部 3及びガード相関処理部 6に送る。
F F T処理部 3は、 A/D変換器 2によりディジ夕ル化された受信 信号を並列化して高速フーリェ変換することにより、 時間領域データ から周波数成分データに変換する。
ここで、 直交周波数分割多重方式では、 1つの OF DMシンボル期 間が有効シンボル区間とガードィンターバル区間とに分かれている。
F F T処理部 3は、 一番速いパスを伝搬した受信信号における有効 シンポル区間に相当する受信信号を高速フーリエ変換することにより、 ガードィンターバル区間を超えない範囲の遅延量を有する遅いパス（マ ルチパス） の妨害を受けることなく、 伝送データを復調することがで きる。
例えば、 第 2図 （a) に示すような速いパスを伝搬した電波及び第 2図 （b) に示すような遅いパスを伝搬した電波 （遅延波） が合成さ れて、 第 2図 （ c ) に示すような電波が直交周波数分割多重信号受信 装置 1 0 0に到達したとする。
この場合、 F F T処理部 3は、 第 2図 （a) に示す速いパスを伝搬 した受信信号に合わせて、 有効シンポル区間の受信信号を高速フーリ ェ変換する。 これにより、 遅延波の影響を受けることなく、 伝送デー 夕を復調することができる。
F F T処理部 3は、 復調した伝送データを等化処理部 4に送る。 等化処理部 4は、 F F T処理部 3から受けた伝送データに基づいて、 予め定められたサブキヤリアから S P信号を抽出し、 受信信号を等化 するなどして、 伝送データを補正する。
等化処理部 4は、 補正した伝送データを、 F E Cデコード部 5に送 る。
F E Cデコード部 5は、 等化処理部 4から送られた伝送データの誤 りを訂正し、 トランスポ一トストリーム等の情報信号を復元して出力 する。
また、 ガード相関処理部 6は、 A / D変換器 2によりディジタル化 された受信信号について自己相関演算を実行し、 ガードィン夕ーバル 区間の位置や有効シンポル区間の受信タイミングを検出可能とする。
この際、 ガード相関処理部 6は、 遅延量を有効シンボル長として、 受信信号の自己相関演算を実行する。
例えば、 マルチパスが発生していない状態で、 受信信号の自己相関 演算を実行すると、 ガードインターバル区間の信号が有効シンボル区 間の後部を複写したものであることから、 O F D Mシンポル周期で 1 つの鋭いピーク相関値が得られる。
すなわち、 第 3図 （ a ) に示すような 0 F D Mシンボルを受信した 場合、 ガード相関処理部 6は、 第 3図 （b ) に示すように有効シンポ ル長に相当する遅延量を加えたシンボルを用いて、 自己相関演算を実 行する。 なお、 第 3図 （ a )、 ( b ) において、 同じ模様は同じ波形で あることを示している。
この自己相関演算により、 例えば第 3図 （ c ) に示すように時間変 化する相関値を得ることができる。 この相関値がピークとなるタイミ ングに基づいて、 ガ一ドィンターバル区間の位置や有効シンポル区間 の受信夕イミングを特定することができる。
また、 例えば、 第 4図 （ a ) に示すような速いパスを伝搬した電波 と、 第 4図 （b ) に示すような遅いパスを伝搬した電波とが、 合成波 となって、 この直交周波数分割多重信号受信装置 1 0 0に到達したと する。 ここでは、 遅いパスを伝搬した電波の受信レベルが、 速いパス を伝搬した電波の受信レベルよりも小さくなつているものとする。 この場合、 ガード相関処理部 6が受信信号の自己相関演算を実行す ることにより得られ'る相関値は、 第 4図 （ c ) に示すように時間変化 する。
すなわち、 速いパスに対応する大きなピークと、 遅いパスに対応す る小さなピークとを含んだ相関値のピークが、 O F D Mシンポル周期 で出現する。
タイミング調整部 7は、 ガード相関処理部 6が受信信号の自己相関 演算を実行した結果から、 A Z D変換器 2が有効シンボル区間を受信 するためのサンプリング処理を開始する夕イミングと、 実際の有効シ ンポル区間 （一番速いパスを伝搬した受信信号の有効シンポル区間） の受信夕イミングとの時間差を特定する。
夕イミング調整部 7は、 特定した時間差に対応する大きさの制御電 圧を生成し、 V C X O 1 2に供給するために出力する。
夕イミング調整部 7から出力された制御電圧信号は、 第 1及び第 2 のループフィルタ 8、 9に入力される。
第 1及び第 2のループフィル夕 8、 9は、 それぞれタイミング調整 部 7から受けた制御電圧信号をフィルタリングして出力し、 スィッチ 1 1に送る。
スィッチ 1 1は、 シンポル間干渉判定部 1 0の制御に従って、 V C X O 1 2に供給する制御電圧として、 第 1及び第 2のループフィルタ 8、 9がフィル夕リングした信号を択一的に導出する。
この際、 シンボル間干渉判定部 1 0は、 ガ一ド相関処理部 6が自己 相関演算を実行した結果に基づいて、 スィッチ 1 1を切換制御する。 すなわち、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 自己相関演算の結果から シンボル間干渉が発生しているか否かを判別し、 シンポル間干渉が発 生していると判別すると、 第 1のループフィルタ 8から出力された制 御電圧信号を、 スィッチ 1 1により導出させる。
一方、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 シンボル間干渉が発生してい ないと判別すると、 第 2のループフィルタ 9から出力された制御電圧 信号を、 スィッチ 1 1により導出させる。
ここで、 第 1のループ'フィルタ 8は、 ディジタル地上放送を移動受 信するための従来の受信装置にて用いられるループフィルタ（例えば、 第 7図に示すループフィルタ 5 8 ) と同程度の比較的大きなゲインを 有している。
このため、 第 1のループフィル夕 8から出力された制御電圧信号を V C X O 1 2に供給すると、 比較的高速で発振信号の周波数を変更す ることができる。 すなわち、 第 1のループフィルタ 8から出力された 制御電圧信号を V C X O 1 2に供給すると、 有効シンポル区間を受信 するためのサンプリング処理開始のタイミングを、 比較的高速で調整 することができる。
他方、 第 2のループフィル夕 9は、 第 1のループフィルタ 8に比べ て小さなゲインを有している。
このため、 第 2のループフィル夕 9から出力された制御電圧信号を V C X O 1 2に供給すると、 比較的低速で発振信号の周波数を変更す ることができる。 すなわち、 第 2のループフィルタ 9から出力された 制御電圧信号を V C X O 1 2に供給すると、 有効シンボル区間を受信 するためのサンプリング処理開始のタイミングを、 比較的低速で調整 することができる。
このように、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 ガード相関処理部 6が 受信信号の自己相関演算を実行した結果に基づいてスィツチ 1 1を切 換制御することにより、 シンポル間干渉が発生しているか否かに対応 して、 有効シンポル区間を受信するための処理が開始されるタイミン グの調整速度を、 変更することができる。
例えば第 5図 （ a ) に示すように、 一番速いパスを伝搬した電波の 受信レベルが低下して、 パスが消失したとする。
この場合、 残存する遅いパスが現に設定している受信夕イミング以 後のガードィンタ一バル区間に相当する時間範囲 （ガ一ドインターパ ル時間） 内に存在することから、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 シン ポル間干渉が発生していないと判別する。
そこで、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 スィッチ 1 1を切換制御し て、 第 2のループフィルタ 9から出力された制御電圧信号を、 V C X O 1 2に導出させる。
これにより、 残存しているパスの中で一番速いパスに合わせて受信 タイミングを制御する際に、比較的低速で受信タイミングを調整する。 また、 例えば第 5図 （b ) に示すように、 現に受信タイミングを合 わせているパスよりも速いパスが出現したとする。
この場合、 新たに出現したパスが現に設定している受信夕イミング 以前の有効シンポル区間に相当する時間範囲内に存在していることか ら、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 シンポル間干渉が発生していると 判別する。
そこで、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 スィッチ 1 1を切換制御し て、 第 1のループフィルタ 8から出力された制御電圧信号を、 V C X O 1 2に導出させる。
これにより、 新たに出現した速いパスに合わせて受信タイミングを 制御する際に、 比較的高速で受信夕イミングを調整する。
このように、 一番速いパスが消失した場合に低速で受信タイミング を調整することで、 現に受信タイミングを合わせているパスがフエ一 ジングなどにより極短時間だけ消失した場合に、 再度出現した元のパ スに合わせて素早く夕イミングを調整することができる。
すなわち、 現に受信タイミングを合わせていたパスが極短時間だけ 消失して再度出現した場合に、 受信タイミングを調整する戻り幅を低 減して、 受信タイミングを素早く調整することが可能となる。
これにより、 シンボル間干渉の発生を抑制して伝送波形の劣化を防 止することができ、 伝送データを適切に復調することができる。
この発明を、 例えば I S D B— Tといった、 直交周波数分割多重方 式が採用されるシステムにて放送波を受信するための受信装置に適用 することで、 移動受信する際の適切なタイミング制御を可能とし、 シ ンポル間干渉の発生を抑制して伝送波形の劣化を防止することができ る。 '
上記実施の形態では、 A Z D変換器 2が有効シンポル区間を受信す るためのサンプリング処理を開始する夕イミングを制御することによ り、 受信タイミングを調整するものとして説明した。
しかし、 この発明はこれに限定されるものではなく、 受信タイミン グを調整するための任意の技術に適用することができる。
例えば、 F F T処理部 3が実行する高速フ一リェ変換のウインドウ 位置を制御することにより、 有効シンポル区間の受信タイミングを調 整するようにしてもよい。
この場合、 シンポル間千渉判定部 1 0が F F T処理部 3に制御信号 を送り、 高速フーリェ変換のウインドウ位置を変更するための指令を 送る。
ここで、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 ガード相関処理部 6が受信 信号の自己相関演算を実行した結果に基づいて、 シンポル間干渉が発 生していると判別すると、 高速フーリェ変換のウインドウ位置を比較 的高速で移動させる。 一方、 シンボル間干渉判定部 1 0は、 シンポル 間干渉が発生していないと判別すると、 高速フーリェ変換のウインド ゥ位置を比較的低速で移動させる。
これにより、 A / D変換器 2のサンプリング夕イミングを制御する 場合と同等に、 有効シンボル区間の受信タイミングを制御することが できる。
また、 この場合、 シンポル間干渉判定部 1 0は、 シンポル間干渉が 発生していないと判別すると、 予め定めた一定時間だけ高速フーリェ 変換のウインドウ位置を変更しないように、 F F T処理部 3の動作を 制御するようにしてもよい。
これにより、 フエージングなどにより極短時間だけパスが消失した 場合に、 シンポル間干渉を発生させることなく、 元のパスに受信タイ ミングを合わせることができる。
発明の効果
この発明によれば、 有効シンポル区間とガードィンタ一バル区間と からなる信号を受信する際の夕イミング制御を、 適切に行うことがで きる。

Claims

請求の範囲
1 . 有効シンポル区間と、 ガ一ドインタ一バル区間とからなる、 直 交周波数分割多重化が施された信号を受信して伝送データを復調する 直交周波数分割多重信号受信装置であって、
受信信号の有効シンポル区間に相当する部分から伝送データを復調 するための復調手段と、 '
受信信号の自己相関演算を実行するための相関演算手段と、 前記有効シンボル区間の受信夕イミングを調整するための夕イミン グ制御手段とを備え、
前記タイミング制御手段は、 前記相関演算手段による自己相関演算 の結果に基づいて、 有効シンポル区間の受信タイミングを調整する速 度を変更させるよう動作することを特徴とする直交周波数分割多重信 号受信装置。
2 . 前記タイミング制御手段が、 前記相関演算手段による自己相関演 算の結果に基づいて、シンポル間干渉が発生しているか否かを判別し、 発生していると判別した場合に、 比較的高速で有効シンポル区間の受 信タイミングを調整し、 一方発生していないと判別した場合に、 比較 的低速で有効シンポル区間の受信夕イミングを調整するよう動作する 請求項 1に記載の直交周波数分割多重信号受信装置。
3 . 受信信号のサンプリング周波数を規定するための発振信号を生成 する発振信号生成手段をさらに備え、
前記タイミング制御手段が、 前記相関演算手段による自己相関演算 の結果に基づいて、 シンボル間干渉が発生しているか否かを判別し、 発生していると判別した場合に、 前記発振信号生成手段の発振周波数 を比較的高速で変更させ、 発生していないと判別した場合に、 前記発 振信号生成手段の発振周波数を比較的低速で変更させるよう動作する 請求項 1又は 2に記載の直交周波数分割多重信号受信装置。
4 . 前記発振信号生成手段が、 制御電圧の大きさに対応した周波数の 発振信号を生成する電圧制御発振器であり、 前記タイミング制御手段が、
前記相関演算手段による自己相関演算の結果から特定した受信タイ ミングの時間差に対応する大きさの制御電圧信号を生成する制御電圧 生成手段と、
前記制御電圧生成手段により生成された制御電圧信号を比較的大き なゲインでフィルタリングする第 1のフィル夕手段と、
前記制御電圧生成手段により生成された制御電圧信号を比較的小さ なゲインでフィルタリングする第 2のフィル夕手段と、
前記電圧制御発振器に、 前記第 1のフィル夕手段によりフィル夕リ ングされた制御電圧信号と前記第 2のフィル夕手段によりフィルタリ ングされた制御電圧信号とを択一的に供給するスィツチ手段と、 前記相関演算手段による自己相関演算の結果から、 シンポル間干渉 が発生していると判別した場合に、前記スィツチ手段を切換制御して、 前記第 1のフィルタ手段によりフィルタリングされた制御電圧信号を 前記電圧制御発振器に供給させ、 シンポル間干渉が発生していないと 判別した場合に、 前記スィッチ手段を切換制御して、 前記第 2のフィ ル夕手段によりフィルタリングされた制御電圧信号を前記電圧制御発 振器に供給させる切換制御手段とを備える請求項 3に記載の直交周波 数分割多重信号受信装置。
5 . 前記復調手段が、 ウィンドウ位置を有効シンポル区間の受信期間 として高速フーリェ変換を実行するフーリェ変換手段を備え、
前記夕イミング調整手段は、 前記相関演算手段による自己相関演算 の結果に基づいて、 シンポル間干渉が発生しているか否かを判別し、 発生していると判別した場合に、 前記フ一リェ変換手段が実行する高 速フ一リェ変換のウインドウ位置を比較的高速で移動させ、 発生して いないと判別した場合に、 前記フーリェ変換手段が実行する高速フー リエ変換のウインドウ位置を比較的低速で移動させるよう動作する請 求項 1ないし 4のいずれか 1項に記載の直交周波数分割多重信号受信 装置。
6 . 有効シンボル区間と、 ガードインタ一バル区間とからなる信号を 受信して伝送データを復調する受信装置であって、
シンポル間千渉が発生しているか否かを判別し、 発生していると判 別した場合に、 有効シンポル区間を受信するための処理夕イミングを 比較的高速で調整し、 発生していないと判別した場合に、 有効シンポ ル区間を受信するための処理夕イミングを比較的低速で調整するよう 動作することを特徴とする受信装置。
7 . 直交周波数分割多重化が施された信号を受信して伝送デ一夕を復 調するための方法であつて、
受信信号の有効シンポル区間に相当する部分から伝送デ一夕を復調 するステップと、
受信信号の自己相関演算を実行するステップと、
前記自己相関演算の結果に従って、 有効シンポル区間の受信夕イミ ングを調整する速度を変更しつつ、 前記有効シンポル区間の受信タイ ミングを調整するステツプとを含むことを特徴とする方法。
8 . 有効シンポル区間と、 ガードインターバル区間とからなる信号を 受信するステツプと、
シンポル間干渉が発生しているか否かを判別するステツプと、 シンポル間干渉が発生していると判別された場合に、 有効シンボル 区間を受信するための処理夕イミングを比較的高速で調整し、 一方、 シンボル間干渉が発生していないと判別された場合に、 有効シンポル 区間を受信するための処理夕イミングを比較的低速で調整するステツ プとを含むことを特徴とする受信方法。
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