WO2002095954A1 - Dispositif et procede de normalisation, programme et support d'enregistrement du programme, et terminal de communication - Google Patents

Dispositif et procede de normalisation, programme et support d'enregistrement du programme, et terminal de communication Download PDF

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WO2002095954A1
WO2002095954A1 PCT/JP2002/004959 JP0204959W WO02095954A1 WO 2002095954 A1 WO2002095954 A1 WO 2002095954A1 JP 0204959 W JP0204959 W JP 0204959W WO 02095954 A1 WO02095954 A1 WO 02095954A1
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signal
data
average
decoding
input
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PCT/JP2002/004959
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Takashi Izumi
Taku Nagase
Noboru Oki
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Sony Corporation
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    • H04L1/0068—Rate matching by puncturing

Definitions

  • Normalization device Normalization device, method, program, recording medium recording the program, and communication terminal device
  • the present invention relates to the normalization of a digital signal input to a tap-to-point decoder in a duo-ward code which is one of error correction codes.
  • error correction can be performed by encoding an information signal and decoding it.
  • error correction is possible, that is, the information signal can be demodulated at a predetermined error rate, signal-to-noise ratio (EbZN0, where Eb: power per bit, NO: noise power per 1 Hz)
  • EbZN0 signal-to-noise ratio
  • the lower limit is very important for reliable wireless communication.
  • LLR Log-Likelihood Ratios
  • N Noise power per 1 Hz
  • the present invention relates to a normalization device.
  • the normalization device comprises input data averaging means and division means.
  • the input data averaging means outputs the average of the input signal encoded in the evening mode as average data.
  • the division means outputs the value obtained by dividing the input signal by the average data as normalized data.
  • turbo encoded input signal is divided by the average data
  • normalization can be performed.
  • circuit scale is relatively small, the increase in circuit scale can be suppressed.
  • the normalization device comprises weighting means and weighting factor determination means.
  • the weighting means multiplies the normalized data by a predetermined coefficient and outputs the result.
  • the weighting factor determination means determines a predetermined factor based on the ratio between the number of input data and the number of output data in rate matching of the input signal (Ra te Ma t chi n ng).
  • the overall level of one frame of the input signal, the number of input data and the number of output data in the rate matching ratio (Rate Matching of the input signal, There is a relationship with Therefore, if the predetermined coefficient used for weighting is determined based on the rate matching ratio, the entire level of one frame of the input signal can be kept almost constant.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a transmitter 10 and a receiver 20 according to the embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the turbo code unit 12.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the normalization device 34.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing how to determine the weighting factor (X.
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the tarpo decoder 36 b.
  • FIG. 6 is a diagram showing the amount of phase rotation.
  • FIG. 7 is a diagram showing the length of a pilot signal used when calculating the average.
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a transmitter 10 and a receiver 20 according to the embodiment of the present invention.
  • the transmitter 10 includes a turbo code unit 12, a rate matching unit 14, and a transmitter 16.
  • the turbo code unit 12 encodes the information signal to be transmitted to the receiver 20 into a post-code.
  • the one-point code is described in the literature "Berrou, A. Glavieux and G. Montorsi: “NEAR SHANNON LIMIT ERROR-CORRECTING CODING AND DECODING: TURBO-CODES (1)", Pro of ICC '93 (Geneva,
  • the one-point code unit 12 includes an encoder 1 2 1 1 1 2 2 2, an interleaving unit 1 2 3 2, a switching unit 1 2 4 4, and a parallel to linear conversion unit 1 2 5 Turbo codes are described in the above-mentioned documents, so they will only be briefly described here.
  • the encoder 1 2 1 1 encodes the information signal using systematic convolutional codes (n, k) and outputs the result to the switching unit 1 2 4.
  • the encoder 12 22 encodes the output of the interleave unit 1 2 3 3 using the systematic convolutional code (n, k) and outputs the result to the switching unit 1 2 4.
  • the interleaving unit 1 2 3 interleaves the information signal with a predetermined size (size) and outputs the result to the encoder 1 1 2 2.
  • the switching unit 1 2 4 alternately switches and outputs the outputs from the encoders 1 2 1 and 1 2 2 in response to the interleaving by the 1 1 3 25 receives the output of the switching unit 124 (coded bit) and the information signal (uncoded bit), and outputs no switching (parallel Z serial conversion).
  • the output of the parallel Z direct conversion unit 1 2 5 is the output of the turbo code unit 1 2.
  • the rate matching unit 14 receives the output of the turbo code unit 12 and performs rate matching. Then, it outputs an information signal whose block size has been adjusted. Further, the rate matching unit 14 outputs the number of output data and the number of input data (referred to as a rate matching ratio) in rate matching of the input signal. From the definition of the rate matching ratio, it can be said that the following table shows. Relation of the number of input and output data of Rate Matching Ratios Rate Matching
  • Rate Matching Ratios 1 Number of Input Data-Number of Output Data
  • Rate Matching Ratios ⁇ 1 number of input data> number of output data Rate Matching adjusts the data block size of the one-point encoded signal to the data block size that can be transmitted and received via the communication path.
  • the transmitter 16 properly modulates, spreads and D / A converts the information signal output from the rate matching unit 14 (due to post-po coding and rate matching), the pilot signal and the control signal indicating the modulation method. And send to the receiver 20. Apart from these signals, it also transmits a signal indicating the rate matching ratio.
  • the receiver 20 includes a receiver 22, a converter 24, a despreader 26, a rate de-matching unit 32, a normalization unit 34, a data demodulation / decoding unit 36, The control data demodulation / decoding unit 4 2, the control unit 4 4, and the propagation path estimation unit 52 are provided.
  • the receiver 22 receives a signal having an information signal, a pilot signal and a control signal transmitted from the transmitter 10.
  • This received signal is called a received signal (coded signal) and is divided into frame units.
  • the received signal has an information signal, a pilot signal, and a control signal, and is spread and modulated in the transmitter 16 of the transmitter 10.
  • the control signal specifies the modulation method. For example, the received signal is QPSK modulated at the base station If the control signal indicates that the demodulation scheme should be QPSK. That is, QPSK is specified as the demodulation method.
  • the receiving unit 22 also receives a signal indicating a rate matching ratio separately from the received signal.
  • the / 0 conversion unit 24 digitizes a signal indicating the received signal rate matching ratio.
  • the despreading unit 26 despreads the digitized received signal and outputs an information signal, a pilot signal and a control signal. A signal indicating the rate matching ratio is also despread and output.
  • the Rate De-Matching unit 32 can process the data block size of the information signal received by the receiving device 20 according to the data decoding / decoding unit 36 6 and the data that can be processed by the one-way decoding unit 36 b Adjust to the block size and output to the normalization device 34. That is, the rate dematching unit 32 has the reverse function of the rate matching unit 14.
  • the normalization device 34 normalizes the input signal input from the read / matching unit 32 and outputs the normalized signal to the data demodulation / decoding unit 36.
  • the configuration of the normalization device 34 is shown in FIG.
  • the normalization device 34 includes an input signal buffer 3 41, an input data averaging unit 3 4 2, a divider 3 4 3, a weighting coefficient determination unit 3 44, and a weighting unit 3 4 5.
  • the input signal buffer 3 41, the input data averaging unit 3 4 2, and the divider 3 4 3 constitute a normalization means.
  • the divider 3 4 3 divides the input signal I (i) by the average data A and outputs it as normalized data I (i) / A.
  • it is preferable to use as the normalized data the data obtained by further weighting the normalized data I (i) / A.
  • the weighting coefficient determination unit 3 44 determines the weighting coefficient ⁇ based on the matching ratio received by the receiver 20.
  • the weighting unit 3 45 multiplies the normalized data I (i) / A by the weighting factor and outputs the result.
  • the output of the weighting unit 3 4 5 is referred to as a weighting signal, and this is the output of the normalization device 3 4.
  • the weighting factor determination unit 34 4 refers to a table in which the radar matching ratio is associated with the weighting factor a, and the weighting factor corresponding to the rate matching ratio in frame units. select.
  • the rate matching ratio is the number of output data in the rate matching of the input signal. From this, the fact that the rate matching ratio becomes smaller means that the number of output data in the rate matching unit 14 is small. Therefore, in rate dematching in the rate dematching unit 32, the number of output data increases.
  • W-CDMA W-CDMA is used as the communication method
  • zero (0) must be compensated for in order to increase the number of outputs during rate dematching.
  • the rate matching ratio is small, the amount of output data is increased by multiplying by a large weighting factor c. This makes it possible to suppress the amount of compensation of zero (0) and substantially reduce the level of one entire frame. You can keep it at the level.
  • the data demodulation / decoding unit 36 demodulates the normalized information signal output from the normalization device 34 according to the demodulation scheme specified in the control signal, and performs evening point decoding. Note that the data demodulation and decoding unit 36 The phase correction is performed based on the phase rotation amount calculated by the estimation unit 52. Further, the demodulation / decoding unit 36 has a demodulation unit 36 a and an on-the-day decoding unit 36 b.
  • the demodulator 3 6 a demodulates the information signal according to the demodulation scheme (eg, QPSK, 16 QAM, 64 QAM) specified in the control signal.
  • the one point decoding unit 36 b performs tarpo decoding on the information signal as shown in FIG.
  • the one-stream decoding unit 36 b has a direct / parallel conversion unit 36 1, a MAP decoding unit 36 2, 3 6 3, an interleaving unit 3 64, and a dinning unit 36 5, 3 66.
  • the direct Z parallel conversion unit 3 61 performs serial-parallel conversion on the normalized information signal, and outputs the converted signal to the MAP decoding units 36 2 and 363.
  • MAP decoding When coding is performed and the codeword wj is sent, it can be decoded correctly if the received word y falls within the decoding region Rj of the codeword. Therefore, assuming that the probability of correct decoding Pc in this case is the probability that each codeword is sent,
  • connection probability P (wj, y) P (wj) * P (y
  • wj) may be set to be the most dog. After all, it is sufficient to judge that a code word with the conditional probability P (y
  • Conditional probability P (y] ') and posterior probability The maximum a posteriori probability code (maximum
  • Posteriori probability decoding MAP decoding.
  • MAP deciphering ⁇ : Reference, “LR Bahl, J. Cocke, F. Jelinek, and J. Raviv ,: Replacement paper (Rule 26) "Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate,””IEEE Trans. Inform. Theory. Vol. IT- 20, pp. 284-287, 1974".
  • the MAP decoding unit 3 62 2 MAP-decodes the output of the direct-Z parallel conversion unit 3 6 1 and the output of the dictionary unit 3 65 and outputs the result to the interleaving unit 364.
  • the MAP decoding unit 363 MAP-decodes the output of the serial / parallel conversion unit 3 6 1 and the output of the in-one leave unit 3 64 and outputs the result to the inverter units 3 6 5 and 3 6 6.
  • the interleave unit 364 rearranges the output of the MAP decoding unit 36 2 with a length corresponding to the interleave in the interleave unit 1 2 3 at the time of encoding, and outputs the result.
  • the Din ter leave part 3 65 performs the reverse operation of the D in E leave part 3 64 on the output of the MAP decoding part 36 3.
  • the Din ter leave unit 3 66 performs the reverse operation of the interleaving unit 3 64 on the output of the MAP decoding unit 3 6 3 and outputs it.
  • the output of the 1-leave unit 3 66 is the output of the tarpo decoder 3 6 b.
  • control data demodulation / decoding unit 42 demodulates and decodes the control signal output from the despreading unit 26 according to a predetermined method. For example, if the control signal is predetermined to be QPSK modulated, it is demodulated by the QPSK method.
  • the control unit 44 reads out a designated demodulation scheme from the control signal output from the control data demodulation / decoding unit 42. Then, the data demodulation / decoding unit 36 is controlled to perform demodulation according to the designated demodulation method.
  • the propagation path estimation unit 52 obtains the amount of phase rotation based on the pilot signal output from the despreading unit 26. The amount of phase rotation is the phase difference between the received signal and the expected received signal, as shown in FIG. The amount of phase rotation is M pilots taking into account the effects of noise components added on the pilot channel. Find after the average of Sympol.
  • the propagation path estimation unit 52 sends the amount of phase rotation to the data demodulation / decoding unit 36.
  • the information signal is turbo-encoded by the one point coder 12.
  • the rate-matching unit 14 performs rate matching on the encoded information signal.
  • the information signal is modulated and spread together with the pilot signal and the control signal instructing the modulation scheme, and transmitted from the transmitting unit 16 to the receiving device 20.
  • the rate matching ratio is also transmitted to the receiver 20 separately.
  • the receiver 22 of the receiver 20 receives the signal transmitted from the transmitter 10. This received signal is digitized by the A / D converter 24 and despread by the reverse spreader 26.
  • the control signal output from the despreading unit 26 is demodulated and decoded by the control data demodulation / decoding unit 42, and is sent to the control unit 44.
  • the control unit 44 reads the demodulation scheme from the control signal. Further, the pilot signal output from the despreading unit 26 is used by the propagation path estimation unit 52 to obtain the amount of phase rotation.
  • the information signal output from the despreading unit 26 is rate dematched by the rate dematching unit 3 2, and adjusted to a block size suitable for uni-port decoding.
  • the signal output from the rate dematching unit 32 is given to the normalization device 34 as an input signal I (i).
  • the circuit scale in the case where such a normalization device 34 is realized by a circuit is small because it is not necessary to measure the reception quality.
  • the data demodulation / decoding unit 36 demodulates the output of the normalization device 34 according to the demodulation method read by the control unit 44 and performs tarpo decoding. At this time, the phase rotation amount obtained by the propagation path estimation unit 52 is used for phase correction.
  • the weighting factor determination unit 34 4 increases the weighting factor as the rate matching ratio decreases. Then, the weighting section 3 4 5 multiplies the weighting coefficient ⁇ by the normalized data I (i) / A, so that the entire level of one frame of the input signal can be kept substantially constant.
  • FIG. 7 compares the protocol error rate (data block unit in which encoding and decoding are performed) in the case of using LLR and in the embodiment of the present invention. It is understood that the quality is the same in the case of using LLR and the case of the embodiment of the present invention.
  • the present invention is suitable for application to a decoding method in which the power of the signal input to the decoder has some influence on the decoding characteristics (error rate).
  • the decoding method there is, for example, L-g-MAP decoding.
  • L og- MAP decoding is a decoding method that selects a large value from two Branch Metric values and adds a correction term.
  • the Max-Log-MAP decoding which simply selects a large value from two Branch Metric values does not have to be subjected to the normalization process according to the present invention.
  • the above embodiment can be realized as follows.
  • a program that realizes each of the above parts is recorded on a media reader of a composition equipped with a CPU, hard disk, flash memory, media (floppy disk, CD ROM, memory stick, etc.) reader. Read the media and install it on the hard disk, flash memory, etc.
  • the turbo encoded input signal can be normalized because it is divided by the average data.
  • the circuit scale is relatively small, the increase in circuit scale can be suppressed.

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Description

明細: 正規化装置、 方法、 プログラムおよび該プログラムを記録した記録媒体 ならびに通信端末装置 技術分野
本発明は、 誤り訂正符号の一つである夕一ボ符号におけるタ一ポ復号 器に入力するデ一夕の正規化に関する。 背景技術
従来より、 情報信号を符号化し、 これを復号することによって誤り訂 正を行なうことが可能である。 このような誤り訂正の手法には様々なも のがある。 誤り訂正を行なった場合、 誤り訂正が可能すなわち所定の誤 り率で情報信号を復調できる、 信号対雑音比 （EbZN0、 ただし Eb : ビ ットあたりの電力、 NO： 1Hzあたりの雑音電力） の下限は信頼できる無 線通信を行なう場合に非常に重要である。
誤り訂正が可能である信号対雑音比の下限は、 理論的にはシャノンの 定理により定まる。 シヤノンの定理により定められる限界にかなり近く 誤り訂正が可能である信号対雑音比の下限をとることができる誤り訂正 の方法としてターボ符号化がある。 ターボ符号化については、 文献 「C.Berrou， A. Glavieux and G. Montorsi : "NEAR SHANNON LIMIT ERROR-CORRECTING CODING AND DECODING: TURBO- CODES (1)" ， Proc. of ICC ' 93 (Geneva, Switzerland), pp. 1064-1070」 で初めて紹介された。 夕一ポ符号化の性能については画期 的なものとして注目されている。 ここで、 ターボ復号器に与える入力信号は、 正規化する必要がある。 夕一ポ復号器に与える入力信号に LLR (Log-Likelihood Ratios) を 使用することが、 文献 「C.Berrou， A. Glavieux and Member, IEEE： "NEAR Optimum Error Correcting Coding And Decoding: Turbo-Codes" , Proc. of IEEE ' October, 1996, Vol. 4, NO.10， pp. 1261-1271J に記載されている。 LLRは、 以下のように定 義されている,
Figure imgf000004_0001
特に、 AWGNチャネルにおいては、 以下のように定義されている,
Λ ( 4 (2)
N
ただし、 Esは 1シンポル （ターボ符号化後の lbit) あたりのェネル ギ、 NQは 1Hzあたりの雑音電力である。 LLRを求めるためには、 式
(2) からわかるように、 N。 （1Hzあたりの雑音電力） を求めなければ ならない。 これは、 1情報当たりに加算されている Noise Variance を推定すること、 さらには受信品質を測定することが必須であることを 意味する。
差替 用紙（規則 26) しかしながら、 受信品質の測定のための回路の規模は、 復号器全体の 回路規模から見ても、 無視できない程の大きさとなる。 すなわち、 復号 器全体の回路規模を大きくしてしまう。
ここで、 ターポ復号器に与える入力信号の正規化を行なわないならば， LLRの使用を回避できるので、 回路の規模の増大を防止できる。 しかし, ターポ復号器への入力信号レベルの傾向は大きく変わるので、 正規化を 行なわないならば、 通信の品質を実用に耐えるレベルにすることは困難 である。
そこで、 本発明は、 回路の規模をさほど増大させずに、 ターポ復号器 に与える入力信号の正規化を行なう正規化装置等を提供することを課題 とする。 発明の開示
本発明は、 正規化装置に関する。 本発明にかかる正規化装置は、 入力 データ平均手段、 除算手段を備える。 入力データ平均手段は、 夕ーポ符 号化された入力信号の平均を平均データとして出力する。 除算手段は、 入力信号を平均データで割った値を正規化データとして出力する。
上記のように構成された発明によれば、 ターボ符号化された入力信号 を平均データで割るため、 正規化することができる。 しかも、 回路規模 は比較的小規模ですむため回路規模の増大を抑制できる。
また、 本発明にかかる正規化装置は、 重み付け手段、 重み付け係数決 定手段を備えることが好ましい。 重み付け手段は、 正規化データに所定 の係数を乗じて出力する。 重み付け係数決定手段は、 入力信号のレート マッチング （Ra t e Ma t c h i ng) における入力データ数と出力データ数 との比に基づき、 所定の係数を決定する。 例えば通信方式として W- CDMAを使用する場合、 入力信号の 1フレー ムの全体のレベルと、 レ一トマッチングレシオ (入力信号のレートマッ チング （Rate Matching) における入力デ一夕数と出力データ数との 比） とは関係がある。 そこで、 レートマッチングレシオに基づき、 重み 付けに使用する所定の係数を定めれば、 入力信号の 1フレームの全体の レベルをほぼ一定に保つことができる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明の実施の形態にかかる送信装置 1 0と受信装置 2 0 との構成を示すブロック図である。
第 2図は、 ターボ符号部 1 2の構成を示すブロック図である。
第 3図は、 正規化装置 3 4の構成を示すブロック図である。
第 4図は、 重み付け係数 (X の決定法を模式的に示す図である。
第 5図は、 ターポ復号部 3 6 bの構成を示すブロック図である。
第 6図は、 位相回転量を示す図である。
第 7図は、 平均を求める際に使用するパイロット信号の長さを示す図 である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
第 1図は、 本発明の実施の形態にかかる送信装置 1 0と受信装置 2 0 との構成を示すプロック図である。
送信装置 1 0は、 ターボ符号部 1 2、 レートマッチング部 1 4、 送信 部 1 6を備える。
ターボ符号部 1 2は、 受信装置 2 0に送信すべき情報信号を夕ーポ符 号化する。 夕一ポ符号は、 文献 「 Berrou, A. Glavieux and G. Montorsi : "NEAR SHANNON LIMIT ERROR-CORRECTING CODING AND DECODING: TURBO - CODES (1)" , Pro of ICC ' 93 (Geneva,
Switzerland) , pp. 1064-1070J で初めて紹介された符号化の方法で ある。 夕一ポ符号部 1 2の構成を第 2図に示す。
夕一ポ符号部 1 2は、 符号器 1 2 1、 1 2 2、 インターリーブ部 1 2 3、 切り替え部 1 24、 並ノ直変換部 1 2 5を有する。 ターボ符号は、 上記の文献において説明されているので、 ここでは簡略に説明するにと どめる。
符号器 1 2 1は、 情報信号を組織的畳み込み符号 （n，k) により符号 化して切り替え部 1 2 4に出力する。 符号器 1 2 2は、 インタ一リーブ 部 1 2 3の出力を組織的畳み込み符号 （n, k) により符号化して切り替 え部 1 2 4に出力する。 インターリーブ部 1 2 3は、 情報信号を所定の 大きさ （サイズ） でインターリーブして、 符号器 1 2 2に出力する。 切 り替え部 1 2 4は、 ィン夕ーリーブ部 1 2 3によるィンターリーブに対 応して、 符号器 1 2 1、 1 2 2からの出力を交互に切り替えて出力する, 並 直変換部 1 2 5は、 切り替え部 1 2 4の出力 （符号化ビット） と情 報信号 （無符号化ビット） とを受け、 切り替え （並列 Z直列変換） を行 ない出力する。 並 Z直変換部 1 2 5の出力が、 ターボ符号部 1 2の出力 である。
第 1図に戻り、 レートマッチング部 1 4は、 ターボ符号部 1 2の出力 を受け、 レートマッチング （Rate Matching) を行なう。 そして、 デ —夕ブロックサイズを調整した情報信号を出力する。 また、 レートマツ チング部 1 4は、 入力信号のレートマッチングにおける出力データ数ノ 入力データ数 （レートマッチングレシオ （Rate Matching Ratio) と いう） を出力する。 なお、 レートマッチングレシオの定義から、 下記の 表に示すことがいえる。 Rate Matching Ratios Rate Matchingの入出力データ数の関係
Rate Matching Ratios > 1 入力データ数 <出力データ数
Rate Matching Ratios = 1 入力データ数-出力データ数
Rate Matching Ratios < 1 入力データ数 >出力データ数 レートマッチング （Rate Matching) は、 タ一ポ符号化が行なわれ た信号のデ一夕ブロックサイズを、 通信路を介して送受信できるデータ ブロックサイズに調整することをいう。 文献 「3GPP，" TS
25.212Ver3.5.0 Mul tiplexing and channel coding (FDD) " ， 2001」 にはターボ符号を用いた通信システム例が記載されており、 レ ―トマッチングについても説明されている。
送信部 1 6は、 レートマッチング部 1 4から出力された情報信号 （夕 —ポ符号化およびレートマッチング済み） 、 パイロット信号および変調 方法を示す制御信号を、 適宜、 変調、 拡散および D/A 変換を行なって， 受信装置 2 0に送信する。 なお、 これらの信号とは別に、 レートマッチ ングレシオを示す信号も送信する。
受信装置 2 0は、 受信部 2 2、 変換部2 4、 逆拡散部 2 6、 レー トデマッチング （Rate De-Matching) 部 3 2、 正規化装置 3 4、 デー 夕復調，復号部 3 6、 制御データ復調 ·復号部 4 2、 制御部 4 4、 伝播 路推定部 5 2を備える。
受信部 2 2は、 送信装置 1 0から送信される情報信号、 パイロット信 号および制御信号を有する信号を受信する。 この受信した信号を受信信 号 （符号化信号） といい、 フレーム単位で区分されている。 受信信号は， 情報信号、 パイロット信号および制御信号を有し、 送信装置 1 0の送信 部 1 6において拡散および変調されている。 なお、 制御信号は変調方式 を指定している。 例えば、 受信信号が基地局において QPSKで変調され たということを制御信号が示していれば、 復調方式は QPSKでなければ ならない。 すなわち、 復調方式として QPSK を指定していることになる なお、 受信部 2 2は、 受信信号とは別に、 レートマッチングレシオを示 す信号も受信する。
/0変換部2 4は、 受信信号おょぴレートマッチングレシオを示す信 号をデジタル化する。 逆拡散部 2 6は、 デジタル化された受信信号を逆 拡散し、 情報信号、 パイロット信号および制御信号を出力する。 なお、 レートマッチングレシオを示す信号も逆拡散して出力する。
レートデマッチング （Rate De-Matching) 部 3 2は、 受信装置 2 0 が受信した情報信号のデータブロックサイズを、 データ復調 '復号部 3 6が有する夕一ポ復号部 3 6 bが処理できるデータブロックサイズに調 整して正規化装置 3 4に出力する。 すなわち、 レートデマッチング部 3 2は、 レートマッチング部 1 4の逆の機能を有するものである。
正規化装置 3 4は、 レ一トデマッチング部 3 2から入力された入力信 号を正規化してデータ復調 ·復号部 3 6に出力する。 正規化装置 3 4の 構成を第 3図に示す。 正規化装置 3 4は、 入力信号バッファ 3 4 1、 入 力データ平均部 3 4 2、 除算器 3 4 3、 重み付け係数決定部 3 44、 重 み付け部 3 4 5を備える。 なお、 入力信号バッファ 3 4 1、 入力データ 平均部 3 4 2、 除算器 3 4 3が正規化手段を構成する。
入力信号バッファ 3 4 1は、 入力信号 I (i)を所定の個数 N個 （例え ば、 100個程度） 受けて合計 S (=∑ I (i)) を出力する。 入力データ平 均部 3 4 2は、 合計 S (=∑ I (i)) を所定の個数 N個で割って平均デー タ A=S/Nを求める。 この平均デ一夕は、 フレーム単位で求めることが 好ましい。 除算器 3 4 3は、 入力信号 I (i)を平均データ Aで割って、 正規化データ I (i)/Aとして出力する。 ここで、 正規化データ I (i)/A にさらに重み付けを行なったデ一夕を正規化データとすることが好まし レ そこで、 重み付け係数決定部 3 4 4は、 受信装置 2 0が受信したレ —卜マッチングレシオに基づき重み付け係数 α を決定する。 重み付け 部 3 4 5は、 正規化データ I ( i ) /Aに重み付け係数 を乗じて出力す る。 重み付け部 3 4 5の出力を重み付け信号といい、 これが正規化装置 3 4の出力となる。
なお、 重み付け係数 ひ の決定法を第 4図を参照して説明する。 第 4 図に示すように、 重み付け係数決定部 3 4 4は、 レー卜マッチングレシ ォと重み付け係数 a とを対応させた表を参照して、 レートマッチング レシオに対応する重み付け係数 ひ をフレーム単位で選択する。 ここで， レートマッチングレシオが小さくなるにつれて、 重み付け係数 ひ を大 きくすることが好ましい。
レートマッチングレシオは入力信号のレートマッチングにおける出力 データ数 Z入力データ数である。 このことから、 レートマッチングレシ ォが小さくなるということは、 レ一トマッチング部 1 4の出力データ数 が小さいということを意味する。 よって、 レートデマッチング部 3 2に おけるレートデマッチングにおいては、 出力データ数が多くなる。 ここ で、 通信方式として W-CDMAを使用した場合、 出力デ一夕数をレートデ マッチングにおいて大きくするためには、 ゼロ （0 ) を補填しなければ ならない。 しかし、 ゼロ （0 ) を補填すれば、 1フレーム全体のレベル が本来のレベルよりも下がる。 そこで、 レートマッチングレシオが小さ い場合は、 大きい重み付け係数 を乗じて出力データ数を大きくする c これにより、 ゼロ （0 ) の補填の量を抑制でき、 1フレーム全体のレべ ルをほぼ本来のレベルに保つことができる。
データ復調 ·復号部 3 6は、 正規化装置 3 4から出力された正規化済 みの情報信号を、 制御信号において指定された復調方式により復調し、 かつ、 夕一ポ復号を行なう。 なお、 データ復調 ·復号部 3 6は、 伝播路 推定部 5 2により計算された位相回転量に基づき位相補正を行なう。 ま た、 デ一夕復調 ·復号部 3 6は、 復調部 36 a、 夕一ポ復号部 36 bを 有する。
復調部 3 6 aは、 制御信号において指定された復調方式 （例、 QPSK、 16QAM、 64QAM) により情報信号を復調する。 夕一ポ復号部 36 bは、 第 5図に示すように、 情報信号をターポ復号化する。 夕一ポ復号部 3 6 bは、 直/並変換部 3 6 1、 MAP復号部 36 2、 3 6 3、 インターリ一 ブ部 3 64、 ディンターリーブ部 36 5、 3 66を有する。
直 Z並変換部 3 6 1は、 正規化済みの情報信号を直列ノ並列変換し、 MAP復号部 36 2、 363に出力する。
ここで、 MAP復号について説明する。 符号化を行ない、 符号語 wj を 送ったとき正しく復号できるのは、 受信語 yが符号語 の復号領域内 Rj に入る場合である。 したがって、 この場合の正しい復号の確率 Pcは， 各符号語が送られる確率を とすると、
pc ( ) = (3)
Figure imgf000011_0001
となる。 式 （3) において、 結合確率 P(wj，y)=P(wj) * P(y|wj)が最 犬になるようにすればよい。 結局、 ある与えられた受信語 yに対し、 条 件付き確率 P(y|wj)を最大とする符号語が送られたと判断すればよい 条件付き確率 P(y ]')を事後確率と呼び、 この確率を最大とする符号 語が送られたと推定する復号を最大事後確率符号 （maximum a
posteriori probability decoding : MAP復号） とレ う。 MAP復号^: ついては、 文献 「L.R.Bahl, J. Cocke, F. Jelinek, and J. Raviv,： 差替え用紙（規則 26) "Optimal decoding of linear codes for minimizing symbol error rate, " IEEE Trans. Inform. Theory. Vol. IT- 20, pp. 284-287, 1974」 に詳細に述べられている。
MAP復号部 3 6 2は、 直 Z並変換部 3 6 1の出力およびディンターリ —ブ部 3 6 5の出力を MAP復号化してインターリーブ部 364に出力 する。 MAP復号部 36 3は、 直/並変換部 3 6 1の出力およびィン夕一 リーブ部 3 64の出力を MAP復号化してディンターリーブ部 3 6 5お よび 3 6 6に出力する。 ィンターリーブ部 364は、 MAP復号部 36 2 の出力を符号化の際のィンターリーブ部 1 2 3におけるインタ一リーブ に対応した長さで並び替えを行なって出力する。 ディンターリーブ部 3 6 5は、 MAP復号部 36 3の出力に対し、 ィン夕ーリーブ部 3 64と逆 の動作を行なう。 ディンターリーブ部 3 6 6は、 MAP復号部 3 6 3の出 力にインターリーブ部 3 64と逆の動作を行なって出力する。 ディン夕 一リーブ部 3 6 6の出力が、 ターポ復号部 3 6 bの出力である。
第 1図に戻り、 制御データ復調 ·復号部 42は、 逆拡散部 2 6から出 力された制御信号を予め定められた方式で復調かつ復号する。 例えば、 制御信号は QPSK変調することが予め定められているならば、 QPSK方 式により復調する。
制御部 44は、 制御データ復調 ·復号部 42から出力された制御信号 から、 指定された復調方式を読み出す。 そして、 指定された復調方式に よって、 データ復調 ·復号部 3 6が復調を行なうように制御する。 伝播路推定部 52は、 逆拡散部 2 6から出力されたパイロット信号に 基づき位相回転量を求める。 位相回転量は、 第 6図に示すように、 受信 信号と期待する受信信号との位相差である。 位相回転量は、 パイロット チャネル上に付加される雑音成分の影響を考慮して、 M個のパイロット シンポルの平均後に求める。 伝播路推定部 52は位相回転量をデータ復 調 ·復号部 3 6に送る。
次に、 本発明の実施形態の動作を説明する。
まず、 情報信号は夕一ポ符号部 1 2によりターボ符号化される。 夕一 ポ符号化された情報信号は、 レートマッチング部 14により、 レートマ ツチングされる。
すなわち、 通信に適したデータブロックサイズに変換される。 情報信 号は、 パイロット信号、 変調方式を指示した制御信号と共に、 変調およ び拡散され、 送信部 1 6から、 受信装置 20に送信される。 レートマツ チングレシオも別途、 受信装置 20に送信される。
受信装置 20の受信部 22は、 送信装置 1 0から送信された信号を受 信する。 この受信信号は、 A/D変換部 24によりデジタル化され、 逆拡 散部 2 6により逆拡散される。 逆拡散部 26から出力された制御信号は, 制御データ復調 ·復号部 42により復調および復号され、 制御部 44に 送られる。 制御部 44は、 制御信号から復調方式を読み出す。 また、 逆 拡散部 2 6から出力されたパイロット信号は、 伝播路推定部 52が位相 回転量を求めるために使用される。
逆拡散部 26から出力された情報信号は、 レートデマッチング部 3 2 により、 レートデマッチングされ、 夕一ポ復号に適したブロックサイズ に調整される。 レートデマッチング部 32が出力した信号は、 入力信号 I (i)として正規化装置 34に与えられる。
入力信号 I(i)は、 入力信号バッファ 34 1により所定の個数 N個の 合計 S (=∑I(i)) が求められ、 合計 Sは入力データ平均部 342によ り所定の個数 N個で割られて平均データ A=S/Nとなる。 また、 入力信 号 I (i)は、 除算器 343により平均データ Aで割られて、 正規化デ一 夕 I(i)/Aとなる。 正規化データ I (i)/Aには、 重み付け部 345によ つて、 重み付け係数 α が乗じられて出力される。 なお、 重み付け係数 α は、 重み付け係数決定部 3 4 4により、 レートマッチングレシオに 基づき定められる。
ここで、 このような正規化装置 3 4を回路で実現した場合の回路規模 は、 受信品質の測定を行なわなくてよいことから、 小さい。
データ復調 ·復号部 3 6は、 正規化装置 3 4の出力を、 制御部 4 4が 読み出した復調方式で復調し、 ターポ復号化する。 このとき、 伝播路推 定部 5 2が求めた位相回転量を位相補正に利用する。
本発明の実施の形態によれば、 ターボ符号化された入力信号 I ( i )を 平均データ A= S/Nで割るため、 正規化データ I ( i ) /Aを得ることがで きる。 しかも、 受信品質の測定を伴わないため正規化装置 3 4の回路規 模は比較的小規模ですむため回路規模の増大を抑制できる。
さらに、 例えば通信方式として W-CDMAを使用する場合、 レートマツ チングレシオが小さい場合は、 入力信号の 1フレームの全体のレベルも 小さくなる傾向がある。 本発明の実施形態においては、 レートマツチン グレシオが小さいほど、 重み付け係数決定部 3 4 4が、 重み付け係数 を大きくする。 そして、 重み付け部 3 4 5が、 重み付け係数 α を正 規化データ I ( i ) /Aに乗ずるため、 入力信号の 1フレームの全体のレべ ルをほぼ一定に保つことができる。
なお、 第 7図に、 LLRを用いた場合と本発明の実施形態の場合のプロ ックエラ一レート （符号化および復号化が行われるデータブロック単 位） を比較する。 LLRを用いた場合と本発明の実施形態の場合とにおい て、 品質は同程度であることがわかる。
また、 本発明は、 復号器に入力される信号のパワーが復号特性 （誤り 率） に何らかの影響を与える復号方法に適用して好適なものである。 そ の復号方法として、 例えば L o g- MAP復号がある。 簡単にいえば、 L o g - MAP復号は、 二つの Branch Me t r i c値から大きい値を選択し、 補正項 を加算する復号方法である。 単に、 二つの Branch Metric値から大き い値を選択する Max- Log-MAP復号には、 本発明による正規化処理を施 さなくてもよい。
なぜ、 Log- MAP復号では信号パワーによって復号特性が大きく変化 するのかを説明する。 すなわち、 Log- MAP復号の補正項は復号器内部 に参照テーブルとして記憶されており、 信号パワーが適切に設定されて いないと参照テーブルの不適切な個所を読みに行ってしまい、 復号特性 が大きく変化するからである。
また、 上記の実施形態は、 以下のようにして実現できる。 CPU、 ハ —ドディスク、 フラッシュメモリ、 メディア （フロッピーディスク、 C D— R〇M、 メモリスティックなど） 読み取り装置を備えたコンビュ一 夕のメディァ読み取り装置に、 上記の各部分を実現するプログラムを記 録したメディアを読み取らせて、 ハードディスク、 フラッシュメモリな どにインストールする。 このような方法でも、 上記の機能を実現できる 本発明によれば、 ターボ符号化された入力信号を平均データで割るた め、 正規化することができる。 しかも、 回路規模は比較的小規模ですむ ため回路規模の増大を抑制できる。

Claims

請求の範囲
1 . 夕一ポ符号化された入力信号の平均を平均デ一夕として出力する 入力データ平均手段と、
前記入力信号を前記平均データで割った値を正規化データとして出力 する除算手段と、
を備えた正規化装置。
2 . 請求の範囲第 1項に記載の正規化装置であって、 前記正規化デー 夕に所定の係数を乗じて出力する重み付け手段を備えた正規化装置。
3 . 請求の範囲第 2項に記載の正規化装置であって、 前記入力信号の レートマッチングにおける入力データ数と出力データ数との比に基づき. 前記所定の係数を決定する重み付け係数決定手段を備えた正規化装置。
4 . 請求の範囲第 1項ないし第 3項のいずれか一項に記載の正規化装 置と、
前記正規化装置の出力をターポ復号化する夕一ポ復号手段と、 を備えた受信装置。
5 . 夕一ポ符号化された入力信号の平均を平均デ一夕として出力する 入力デ一夕平均工程と、
前記入力信号を前記平均データで割った値を正規化データとして出力 する除算工程と、
を備えた正規化方法。
6 . ターボ符号化された入力信号の平均を平均デ一夕として出力する 入力データ平均処理と、
前記入力信号を前記平均データで割った値を正規化データとして出力 する除算処理と、
をコンピュータに実行させるためのプログラム。
7 . 夕ーポ符号化された入力信号の平均を平均データとして出力する 入力データ平均処理と、
前記入力信号を前記平均データで割った値を正規化データとして出力 する除算処理と、
をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンビユー 夕によつて読み取り可能な記録媒体。
8 . フレーム単位で区分された符号化信号を受信する受信手段と、 前記符号化信号の信号レベルの平均値を算出し、 前記符号化信号を正 規化し、 正規化信号を生成する正規化手段と、
前記フレーム単位で重み付け係数を発生する重み付け係数決定手段と 前記正規化信号に前記重み付け係数を乗算し、 重み付け信号を生成す る重み付け手段と、
前記重み付け信号を復号する復号手段と、
を備えた通信端末装置。
9 . 請求の範囲第 8項に記載の通信端末装置であって、 前記正規化手 段は、 前記フレーム単位での符号化信号の信号レベルの平均値を算出す る通信端末装置。
1 0 . 請求の範囲第 8項に記載の通信端末装置であって、 前記符号化 信号にはレートマッチング処理が施されており、 前記重み付け係数決定 手段は、 前記レートマッチング処理における入力データ数と出力データ 数との比に基づいて前記重み付け係数を決定する通信端末装置。
1 1 . 請求の範囲第 8項に記載の通信端末装置であって、 前記符号化 信号は、 夕ーポ符号化された信号であって、 前記復号手段は、 前記重み 付け信号をターポ復号化処理する通信端末装置。
1 2 . 請求の範囲第 1 1項に記載の通信端末装置であって、 前記ター ポ復号化処理は、 L o gMAP復号化処理を含む通信端末装置。
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