WO2002080348A1 - Verfahren zur steuerung eines elektronish kommutierten gleichstrommotors - Google Patents

Verfahren zur steuerung eines elektronish kommutierten gleichstrommotors Download PDF

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WO2002080348A1
WO2002080348A1 PCT/DE2002/000281 DE0200281W WO02080348A1 WO 2002080348 A1 WO2002080348 A1 WO 2002080348A1 DE 0200281 W DE0200281 W DE 0200281W WO 02080348 A1 WO02080348 A1 WO 02080348A1
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Martin Kessler
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Robert Bosch Gmbh
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling an electronically commutated DC motor according to the preamble of claim 1.
  • Control signals predetermined current flow angle within the Koini ⁇ iut michswinkel are operable (block control).
  • block control In order to avoid the disadvantages of block control in the lower speed range (occurrence of high current peaks with a slow-running motor and increased noise), the amplitude of the control signals is increased with increasing speed up to a first speed at a current flow angle with a degree of activation of 100% (Linear control '), then with increasing speed up to a second speed the amplitude of the control signals increases up to a maximum and at the same time the degree of activation of the
  • variable-speed EC motors also known as brushless DC motors
  • This is particularly disadvantageous for drives whose self-cooling increases with increasing power output of the DC motor, e.g. for pump motors that cool via the medium to be pumped.
  • Such engine topologies can be found e.g. for EC motors with a single or multi-strand, even-numbered multi-phase winding, e.g. a two-strand four-phase winding or a three-strand
  • the inventive method with the features of claim 1 has the advantage that the setting of certain duty cycles required for desired target speeds, the large power loss in the
  • the maximum losses of the semiconductor switches are effectively reduced in the part-load range and the efficiency of the DC motor is improved. This is accompanied by a reduction in the cooling effort required for the semiconductor switches, for which smaller heat sinks are now sufficient, which in turn leads to space and cost savings.
  • the method according to the invention does not require any additional hardware. All control interventions in the commutation signals are implemented by software modules in the already existing hardware. Overall, the method according to the invention thus produces a
  • the smaller and the larger duty cycle are chosen so that the in these duty cycles in the
  • the target duty cycle is achieved by varying between the two duty cycles, the frequency of the variation between the duty cycles of the design properties of the DC motor, e.g. B. is adapted to its moment of inertia.
  • the two different duty cycles can be set one after the other, but the two duty cycles can also be changed after half, whole or a multiple of an electrical revolution of the motor.
  • Fig. 1 is a block diagram of an EC motor with electronic control
  • Fig. 2 shows a diagram of the power loss of the
  • Fig. 3 is a diagram of the control signals for the
  • an electronically commutated DC motor hereinafter referred to as EC motor 10
  • EC motor 10 is set or regulated as a function of a predeterminable speed setpoint n so ⁇ to the corresponding speed.
  • Each of the winding phases 111-114 is connected in series with a semiconductor switch 12, which is designed here as a MOS-FET.
  • the four series connections each comprising a winding phase 111-114 and a semiconductor switch 12, are arranged together with a capacitor 13 in a parallel circuit which is connected to a DC voltage network 14, the point of connection of the four winding phases 111-114 with the positive pole of the DC voltage network 14 and the junction point of the semiconductor switch 12 is connected to the ground potential.
  • the winding phases 111-114 are also connected to a commutation device 16, in which the voltages induced in the winding phases 111-114 are further processed to commutation signals. Furthermore, a speed signal is generated in the commutation device 16 from the induced voltages, which corresponds to the actual speed nact of the EC motor 10 and is a DC signal proportional to the speed at a comparison point 17, for example a differential amplifier, which also supplies the speed setpoint n so becomes. In the comparison point 17, the desired speed value n so n and the actual speed value n i ⁇ t are compared with one another, and the deviation is fed to a speed controller 18. The controller output signal is at the input of a pulse width modulator 19.
  • the pulse width modulator 19 separately generates a control pulse sequence for each winding phase 111-114, which are linked in the commutation device 16 with the commutation signals. With those from Control signals arising from links are driven to the semiconductor switches 12 of the individual winding phases 111-114, so that each semiconductor switch 12 is clocked with a speed-dependent duty cycle during its energization.
  • the timing of the semiconductor switches 12 determines the size of the DC voltage applied to the EC motor 10 or to its stator winding 11, and the speed thereof is regulated by its change, the nominal torque being able to be fully utilized in all speed stages.
  • the power loss of the semiconductor switches 12 increases with an increasing pulse duty factor, that is the quotient of the pulse width to the pulse period, that is to say with increasing pulse width modulation. For this reason, it has been limited to controlling the motor in pulse mode by pulse width modulation only in the lower half of the power spectrum and to change the power of the motor by block control in the upper half, namely by increasing the current supply angle of each winding phase beyond the commutation angle.
  • the commutation angle is 90 ° electrically. This switching of the control mode for the semiconductor switch 12 takes place at a speed n b which is far below the idling speed and which is achieved electrically with a pulse width modulation of 100% at an angle of 90 °.
  • the power loss p of the semiconductor switches 12 shows the power loss p of the semiconductor switches 12 as a function of the speed n of the EC motor 10. It can be clearly seen that shortly before reaching the speed n b , ie shortly before the transition from the clock control to the block control, the power loss P increases extremely. In the example in FIG. 2, the maximum power loss P occurs with a pulse duty factor or a pulse width modulation of 95%. In order to reduce this power loss and thus improve the efficiency of the EC motor 10, the following control method is used in the pulse width modulator 19 to generate the control signals for the semiconductor switches 12:
  • a specific setting range of the pulse duty factor is selected, in which the power loss that arises in the semiconductor switches n 12 for each pulse duty factor exceeds a preset value.
  • this setting range is selected, for example, between pulse width modulation or a pulse duty factor of 80% and pulse width modulation or a pulse duty factor of 100%.
  • the power loss which arises in the semiconductor switches n 12 is approximately the same, while in the intermediate range of the duty cycle or pulse width modulation the power loss of the semiconductor switches 12 always takes on a larger value. Is now due to a required target speed n so n a
  • Required duty cycle which is in this selected range, in the example between a duty cycle or a pulse width modulation of 80% and a duty cycle or a pulse width modulation of 100%
  • a larger and smaller duty cycle is set compared to this target duty cycle, both of which outside of selected setting range, and the two duty cycles are varied in time so that a voltage results on the stator winding 11 on average, which corresponds to a voltage generated with the target duty cycle and regulates the target speed n should .
  • the smaller duty cycle is set at '80% and the larger duty cycle at 100%, and the setting is varied accordingly over time.
  • the frequency of the variation between the two duty cycles is adapted to the design properties of the EC motor 10, for example its mass moment of inertia, and the variation can be carried out in various ways.
  • FIG. 3 shows a period of a commutation signal for each winding phase 111-114 which is electrically connected to the associated semiconductor switch 12 during a rotation of the rotor 15 by 360 °.
  • 3c shows several periods of the commutation signals.
  • the setting of the two duty cycles is varied so that the reciprocal of the frequency of the variation between the two duty cycles
  • Energization time corresponds to a winding phase 111 - 114, that is, during the energization of a winding phase 111-114 (when the rotor 15 rotates 360 ° electrically), the pulse duty factor 100% and the pulse duty factor 80% are set in succession, so that each semiconductor switch 12 in a winding phase 111-114 averages with a fictitious one duty cycle is clocked by 90%, with only a power loss in 'formed the semiconductor switches 12, which is obtained as the average power dissipation from the lying substantially lower power dissipation at a duty cycle of 80% and a duty cycle of 100%.
  • the feeding time of a winding phase 111-114 is calculated from the constant current angle of the winding phase 111-114, which for the assumed four-phase winding 11 is 360 ° electrically divided by 4, i.e. 90 ° electrical, taking into account the speed of the EC motor 10. For example, if a target speed n has to be set that requires a voltage at the EC motor 10, which would have to be set with a pulse duty factor or a pulse width modulation of 95%, and would trigger the maximum power loss in the semiconductor switch 12, then within the time in which the associated semiconductor switch 12 is driven with the smaller duty cycle of 80% is reduced accordingly, so that on average a fictitious one
  • Duty cycle of 95% results. As shown in dashed lines in the diagram in FIG. 2, the increased power loss in the range between a pulse duty factor of 80% and a duty cycle of 100% is thus considerably reduced and does not exceed the power loss that occurs at one Duty cycle of 80% is generated in the semiconductor switches 12.
  • the setting of the two duty cycles of 80% and 100% is varied in such a way that the reciprocal of the frequency of the variation. corresponds to half an electrical revolution of the EC motor 10 between the two duty cycles. So the winding phases 111 and 113 with a duty cycle of 100% and the winding phases 112 and 114 with a
  • Duty cycle controlled by 80% so that on average there is a • fictitious duty cycle of 90%, thus - as described - the power loss is reduced.
  • a fictitious duty cycle of 95% is achieved, for example, by clocking the winding phases 111, 112 and 113 with a duty cycle of 100% and the winding phase 114 with a duty cycle of 80%.
  • the resulting power loss corresponds on average to a power loss that results from a duty cycle of 80% or a duty cycle of 100% and is therefore significantly lower than the power loss that would be generated with a duty cycle of 95%.
  • the setting of the is used to achieve a fictitious duty cycle of 90%
  • Duty cycle of 80% and the duty cycle of 100% varies so that the reciprocal of the frequency of the variation between the two duty cycles corresponds to a full electrical revolution of the EC motor 10.
  • each winding phase 111-114 alternates with one Duty cycle of 100% and a duty cycle of 80% controlled.
  • the reciprocal of the frequency of the variation between the two duty cycles 80% and 100% can also be one
  • each winding phase 111-114 can be controlled during two electrical revolutions with a pulse duty factor of 100% and during a third electrical revolution with a pulse duty factor of 80%. On average, this would result in a control with a fictitious duty cycle of 95%, although there is significantly less power loss in the semiconductor switches 12 than with a control of each semiconductor switch 12 with the actual duty cycle of 95%.
  • the invention is not limited to the described embodiment of a two-strand, four-phase EC motor 10.
  • the same control method can also be used, for example, for an EC motor with a three-strand, six-phase stator winding, in which the winding phases of a winding phase, which are wound in opposite directions, are also inductively coupled, i.e. have the same motor topology as the EC motor 10 described.

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Abstract

Es wird ein Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors (10) mit einer geradzahlig mehrphasigen Statorwicklung (11), deren Wicklungsphasen (111 - 114) in Reihe mit je einem steuerbaren Halbleiterschalter (12) zueinander parallelgeschaltet sind, angegeben, bei dem in einem unteren Leistungsbereich des Gleichstrommotors (10) die Halbleiterschalter (12) innerhalb von in den einzelnen wicklungsphasen (11 -114) aufeinanderfolgenden Besttromungszeiten, it einem drehzahlabhängig vorgebbaren Tastverhältnis getaktet werden. Zur Reduzierung der in einem bestimmten Drehzahlbereich auftretenden maximalen Verlustleistungen in den Halbleiterschaltern (12) wird ein für eine in diesem Drezahlbereich liegende Soll-Drehzahl erforderliches Soll-Tastverhältnis dadurch eingestellt, dass ein demgegenüber grösseres und kleineres Tastverhältnis wechselweise eingestellt und die Einstellung der beiden Tastverhältinisse zeitlich so variiert wird, dass an der Statorwicklung (11) im Zeit,ittel eine die Soll-Drehzahl (nsoll) einregelnde Spannung liegt.

Description

Verfahren zur Steuerung eines elektronisch koinmutierten Gleichstrommotors
Stand der Technik
Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Bei einer bekannten elektronischen Steuerschaltung für einen elektronisch kommutierten Gleichstrommotor (EC-Motor) mit einer dreiphasigen Statorwicklung und einem permanentmagneterregten Rotor (DE 43 10 260 Cl) sind drei als MOS-FET ausgebildete Halbleiterschalter jeweils in Reih.e mit einer Wicklungsphase der Statorwicklung geschaltet und die drei Reihenschaltungen in Parallelschaltung angeordnet. Die Steueranschlüsse der Halbleiterschalter sind von rotorstellungsabhängig kornmutierungssignalgetriggerten Steuersignalen derart beaufschlagbar, daß die Halbleiterschalter mit einem durch die Länge der
Steuersignale vorgebbaren Stromflußwinkel innerhalb des Koiniϊiutierungswinkels betreibbar sind (Blocksteuerung) . Um die Nachteile der Blocksteuerung im unteren Drehzahlbereich (Auftreten hoher Stromspitzen bei langsam laufenden Motor und erhöhte Geräuschentwicklung) zu vermeiden, wird in einem unteren Drehzahlabschnitt bei einem Stromflußwinkel mit einem Ansteuergrad von 100% die Amplitude der Steuersignale mit zunehmender Drehzahl bis zu einer ersten Drehzahl erhöht (Linearsteuerung') , dann mit zunehmender Drehzahl bis zu einer zweiten Drehzahl die Amplitude der Steuersignale bis zu einem Maximum erhöht und gleichzeitig der Ansteuergrad des
Stromflußwinkels (Blocklänge) von 100% auf einen kleineren Wert verringert. Ab der zweiten Drehzahl wird dann mit zunehmender Drehzahl bis zur Maximaldrehzahl bei Maximalamplitude der Steuersignale der Ansteuergrad von dem kleineren Wert bis auf 100% erhöht. Die reine Blocksteuerung im oberen Drehzahlbereich vermeidet die der Linearsteuerung anhaftenden Nachteile des schlechteren Wirkungsgrads.
Bei drehzahlverstellbaren EC-Motoren, auch bürstenlose Gleichstrommotoren genannt, gibt es Motortopologien, bei denen die Verlustleistung in den Halbleiterschaltern nicht mit der Motorleistung zunimmt, sondern im Teillastbereich höher sind als im Vollastbereich. Dies ist besonders nachteilig für Antriebe, deren Eigenkühlung mit steigender Leistungsabgabe des Gleichstrommotors zunimmt, wie z.B. bei Pumpenmotoren, die sich über das zu fördernde Medium kühlen. Solche Motortopologien finden sich z.B. bei EC-Motoren mit einer ein- oder mehrsträngigen, geradzahligen Mehrphasenwicklung, z.B. einer zweisträngigen Vierphasenwicklung oder einer dreisträngigen
Sechsphasenwicklung. Diese EC-Motoren werden im Taktbetrieb durch Pulsweiten (PW) -Modulation gesteuert. Mit zunehmenden Tastverhältnis der Taktung, das ist die Einschaltzeit des Halbleiterschalters bezogen auf die Taktperiode, nehmen jedoch die Verlustleistungen der Halbleiterschalter überproportional zu, so daß man bei solchen EC-Motoren in dem oberen Bereich des Leistungsspektrums des Motors auf den Taktbetrieb verzichtet und die Motorleistung mit Blocksteuerung durch Variation der Blocklänge verändert, wobei sich die Bestromungszeiträume der einzelnen Wicklungsphasen zunehmend überlappen. Bei dieser Art Steuerung hat sich jedoch gezeigt, daß die maximale Verlustleistung der Halbleiterschalter kurz vor dem Übergang vom Takt- auf den Blockbetrieb auftreten.
Vorteile der Erfindung
Das erfindungsgemäße Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat den Vorteil, daß das Einstellen von bestimmten, für gewünschte Solldrehzahlen erforderlichen Tastverhältnissen, die große Verlustleistung in den
Halbleiterschaltern entstehen lassen, vermieden wird und die jeweilige Solldrehzahl mit einer zeitlichen Variation von solchen Tastverhältnissen erreicht wird, die weniger Verlustleistungen in den Halbleiterschaltern hervorrufen. Dadurch werden im Teillastbereich die maximalen Verluste der Halbleiterschalter wirksam verringert und wird der Wirkungsgrad des Gleichstrommotors verbessert. Damit einher geht eine Verringerung des notwendigen Kühlaufwands für die Halbleiterschalter, für die nunmehr kleinere Kühlkörper ausreichend sind, was wiederum zu einer Bauraum- und Kosteneinsparung führt. Das erfindungsgemäße Verfahren erfordert keinen zusätzlichen Hardwareaufwand . Alle Steuereingriffe in die Kommutierungssignale werden bei der ohnehin vorhandenen Hardware durch Softwaremodule realisiert . Insgesamt erbringt somit das erfindungsgemäße Verfahren eine
Wirkungsgradverbesserung und eine Kostenersparnis bei der Herstellung der in Rede stehenden EC-Motoren .
Durch die in den weiteren Ansprüchen aufgeführten Maßnahmen sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen des im Anspruch 1 angegebenen Verfahrens möglich .
Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform des Verfahrens werden das kleinere und das größere Tastverhältnis so gewählt, daß die bei diesen Tastverhältnissen in den
Halbleiterschaltern jeweils entstehende Verlustleistung kleiner ist als die beim Soll-Tastverhältnis entstehende Verlustleistung . Das Soll-Tastverhältnis wird dadurch erreicht , daß zwischen den beiden Tastverhältnissen variiert wird, wobei die Frequenz der Variation zwischen den Tastverhältnissen an konstruktive Eigenschaften des Gleichstrommotors, z . B . an dessen Massenträgheitsmoment, angepaßt wird. So können während der Bestromung j eweils einer der Wicklungsphasen nacheinander die beiden verschiedenen Tastverhältnisse eingestellt werden aber auch die beiden Tastverhältnisse nach einer halben, ganzen oder einem Vielfachen einer elektrischen Umdrehung des Motors umgestellt werden . Zeichnung
Das erfindungsgemäße Verfahren ist anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels eines EC-Motors mit elektronischer Steuervorrichtung in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert . Es zeigen :
Fig . 1 ein Blockschaltbild eines EC-Motors mit elektronischer Steuerung,
Fig . 2 ein Diagramm der Verlustleistung der
Halbleiterschalter- im EC-Motor in Abhängigkeit von der Drehzahl des EC-Motors,
Fig . 3 ein Diagramm der Steuersignale für die
Halbleiterschalter in jeder Wicklungsphase für drei verschiedene Ξteuerarten .
Beschreibung des Ausführungsbeispiels
Bei dem in Fig . 1 im Blockschaltbild dargestellten Ausführungsbeispiel zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein elektronisch kommutierter Gleichstrommotor, im folgenden EC-Motor 10 genannt , in Abhängigkeit eines vorgebbaren Drehzahl-Sollwerts nsoιι auf die entsprechende Drehzahl eingestellt beziehungsweise geregelt . Der EC-Motor 10 besitzt eine zweisträngige, mehrphasige Statorwicklung 11 mit einer geraden Zahl m, hier m=4 , Wicklungsphasen 111 - 114 und einen permanentmagneterregten Rotor 15. Jeweils die Wicklungsphasen 111 , 112 bzw . 113, 114 eines j eden Wicklungsstrangs sind gegensinnig gewickelt und induktiv gekoppelt. Jede der Wicklungsphasen 111 - 114 ist in Reihe mit einem Halbleiterschalter 12, der hier als MOS-FET ausgeführt ist, in Reihe geschaltet. Die vier Reihenschaltungen aus jeweils einer Wicklungsphase 111 - 114 und einem Halbleiterschalter 12 sind zusammen mit einem Kondensator 13 in einer Parallelschaltung angeordnet, die an einem Gleichspannungsnetz 14 angeschlossen ist, wobei der Verknüpfungspunkt der vier Wicklungsphasen 111 - 114 mit dem positiven Pol des Gleichspannungsnetzes 14 und der Verknüpfungspunkt der Halbleiterschalter 12 mit dem Massepotential verbunden ist.
Die Wicklungsphasen 111 - 114 sind weiterhin mit einer Kommutierungsvorrichtung 16 verbunden, in der die in den Wicklungsphasen 111 - 114 induzierten Spannungen zu Kommutierungssignale weiterverarbeitet werden. Weiterhin wird in der Kommutierungsvorrichtung 16 aus den induzierten Spannungen ein Drehzahlsignal generiert, das der Ist-Drehzahl nist des EC-Motors 10 entspricht und als drehzahlproportionales Gleichspannungssignal an einer z.B. als Differenzverstärker ausgebildeten Vergleichsstelle 17 liegt, der auch der Drehzahl-Sollwert nsoιι zugeführt wird. In der Vergleichsstelle 17 werden Drehzahl-Sollwert nson und Drehzahl-Istwert niΞt miteinander verglichen, und die Abweichung wird einem Drehzahlregler 18 zugeführt. Das Reglerausgangssignal liegt an dem Eingang eines Pulsweitenmodulators 19. Der Pulsweitenmodulator 19 generiert getrennt für jede Wicklungsphase 111 - 114 eine Steuerpulsfolge, die in der Kommutierungsvorrichtung 16 mit den Kommutierungssignalen verknüpft werden. Mit den aus den Verknüpfungen entstehenden Steuersignalen werden die Halbleiterschalter 12 der einzelnen Wicklungsphasen 111 - 114 angesteuert, so daß jeder Halbleiterschalter 12 während seiner Bestromung mit einem drehzahlabhängigen Tastverhältnis getaktet wird. Die Taktung der Halbleiterschalter 12 bestimmt die Größe der am EC-Motor 10 bzw. an dessen Statorwicklung 11 anliegenden Gleichspannung, und durch deren Veränderung wird die Drehzahl geregelt, wobei das Nenndrehmoment in allen Drehzahlstufen voll in Anspruch genommen werden kann.
Bei einem solchermaßen gesteuerten EC-Motor 10 nimmt die Verlustleistung der Halbleiterschalter 12 mit größer werdendem Tastverhältnis, das ist der Quotient aus Pulsbreite zur Pulsperiode, also mit zunehmender Pulsweitenmodulation zu. Deswegen hat man sich darauf beschränkt, den Motor nur in der unteren Hälfte des Leistungsspektrums im Taktbetrieb durch Pulsweitenmodulation zu steuern und in der oberen Hälfte die Leistung des Motors durch Blocksteuerung zu verändern, und zwar durch Vergrößerung des Bestromungswinkels jeder Wicklungsphase über den Kommutierungswinkel hinaus. Im Ausführungsbeispiel des vierphasigen EC-Motors gemäß Fig. 1 beträgt der Kommutierungswinkel 90° elektrisch. Diese Umschaltung des Steuermodus für die Halbleiterschalter 12 erfolgt bei einer weit unterhalb der Leerlaufdrehzahl liegenden Drehzahl nb, die mit einer Pulsweitenmodulation von 100% bei einem Bestro ungswinkel von 90° elektrisch erreicht wird.
In Fig. 2 ist die Verlustleistung p der Halbleiterschalter 12 in Abhängigkeit von der Drehzahl n des EC-Motors 10 dargestellt. Deutlich ist zu sehen, daß kurz vor Erreichen der Drehzahl nb, also kurz vor dem Übergang von der Taktsteuerung in die Blocksteuerung, die Verlustleistung P extrem ansteigt. Im Beispiel der Fig. 2 tritt die maximale Verlustleistung P bei einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 95% auf. Um diese Verlustleistung zu reduzieren und damit den Wirkungsgrad des EC-Motors 10 zu verbessern, wird in dem Pulsweitenmodulator 19 folgendes Steuerverfahren zur Erzeugung der Steuersignale für die Halbleiterschalter 12 angewendet:
In den vom Pulsweitenmodulator 19 insgesamt erstellbaren Tastverhältnissen ist ein bestimmter Einstellbereich des Tastverhältnisses ausgewählt, in dem die bei jedem Tastverhältnis in den Halbleiterschalte n 12 entstehende Verlustleistung einen Vorgabewert übersteigt. Im Beispiel der Fig. 2 ist dieser Einstellbereich beispielsweise zwischen einer Pulsweitenmodulation oder einem Tastverhältnis von 80% und einer Pulsweitenmodulation oder einem Tastverhältnis von 100% gewählt. Bei diesen beiden Pulsweitenmodulationen oder Tastverhältnissen ist die in den Halbleiterschalte n 12 entstehende Verlustleistung etwa gleich groß, während in dem dazwischenliegenden Bereich des Tastverhältnisses bzw. der Pulsweitenmodulation die Verlustleistung der Halbleiterschalter 12 immer einen größeren Wert annimmt. Ist nunmehr aufgrund einer geforderten Solldrehzahl nson ein
Soll-Tastverhältnis erforderlich, das in diesem ausgewählten Bereich liegt, im Beispiel also zwischen einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 80% und einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 100%, so wird ein gegenüber diesem Soll-Tastverhältnis größeres und kleineres Tastverhältnis eingestellt, die beide außerhalb des ausgewählten Einstellbereichs liegen, und die beiden Tastverhältnisse werden zeitlich so variiert, daß sich an der Statorwicklung 11 im Zeitmittel eine Spannung ergibt, die einer mit dem Soll-Tastverhältnis erzeugten Spannung entspricht und die Solldrehzahl nsoll einregelt. Im Ausführungsbeispiel wird beispielsweise das kleinere Tastverhältnis mit '80% und das größere Tastverhältnis mit 100% eingestellt und die Einstellung zeitlich entsprechend variiert. Die Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen ist dabei an die konstruktiven Eigenschaften des EC-Motors 10, z.B. an dessen Massenträgheitsmoment, angepaßt, und die Variation kann in verschiedener Weise vorgenommen werden.
Zur Erzielung einer mittleren Spannung an der Statorwicklung 11, die ein Tastverhältnis oder eine Pulsweitenmodulation von 90% erfordern würde, und die gewünschte Solldrehzahl nsoιι einregelt, sind in Fig. 3 drei verschiedene Möglichkeiten der Variation der beiden Tastverhältnisse dargestellt. In allen drei Beispielen beträgt das kleinere Tastverhältnis 80% und das größere Tastverhältnis 100%. In Fig. 3a und 3b ist für jede Wicklungsphase 111 - 114 jeweils eine Periode eines Kommutierungssignals dargestellt, das während einer Umdrehung des Rotors 15 um 360° elektrisch jeweils an dem zugeordneten Halbleiterschalter 12 liegt. In Fig. 3c sind mehrere Perioden der Kommutierungssignale dargestellt.
In dem Beispiel gemäß Fig. 3a wird die Einstellung der beiden Tastverhältnisse so variiert, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen der
Bestromungszeit einer Wicklungsphase 111 - 114 entspricht, d.h. während der Bestromung einer Wicklungsphase 111 - 114 (bei einer Umdrehung des Rotors 15 um 360° elektrisch) wird aufeinanderfolgend das Tastverhältnis 100% und das Tastverhältnis 80% eingestellt, so daß jeder Halbleiterschalter 12 in einer Wicklungsphase 111 - 114 im Mittel mit einem fiktiven Tastverhältnis von 90% getaktet wird, wobei lediglich eine Verlustleistung in' den Halbleiterschaltern 12 entsteht, die sich als mittlere Verlustleistung aus der wesentlich niedriger liegenden Verlustleistung bei einem Tastverhältnis von 80% und einem Tastverhältnis von 100% ergibt. Die Bestro ungszeit einer Wicklungsphase 111 - 114 berechnet sich aus dem konstanten Bestromungswinkel der Wicklungsphase 111 - 114, der für die angenommene Vierphasenwicklung 11 360° elektrisch dividiert durch 4, also 90° elektrisch, beträgt, unter Berücksichtigung der Drehzahl des EC-Motors 10. Muß z.B. eine Soll-Drehzahl nsoιι eingestellt werden, die eine Spannung am EC-Motor 10 erfordert, die mit einem Tastverhältnis oder einer Pulsweitenmodulation von 95% eingestellt werden müßte, und die maximale Verlustleistung in den Halbleiterschaltem 12 auslösen würde, so wird innerhalb der Bestromungszeit der einzelnen Wicklungsphase 111 - 114 der Zeitabschnitt, in dem der zugeordnete Halbleiterschalter 12 mit dem kleineren Tastverhältnis von 80% angesteuert wird, entsprechend verkleinert, so daß sich im Mittel ein fiktives
Tastverhältnis von 95% ergibt. Wie in dem Diagramm der Fig. 2 strichliniert eingezeichnet ist, wird damit die erhöhte Verlustleistung in dem Bereich zwischen einem Taktverhältnis von 80% und einem Tastverhältnis von 100% erheblich reduziert und übersteigt nicht die Verlustleistung, die bei einem Tastverhältnis von 80% in den Halbleiterschaltern 12 erzeugt wird.
Bei dem Beispiel gemäß Fig. 3b wird die Einstellung der beiden Tastverhältnisse von 80% und 100% in der Weise variiert, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation . zwischen den beiden Tastverhältnissen einer halben elektrischen Umdrehung des EC-Motors 10 entspricht. So werden die Wicklungsphasen 111 und 113 mit einem Tastverhältnis von 100% und die Wicklungsphasen 112 und 114 mit einem
Tastverhältnis von 80% angesteuert, so daß sich im Mittel ein • fiktives Tastverhältnis von 90% ergibt, somit sich - wie beschrieben - die Verlustleistung reduziert. Ein fiktives Tastverhältnis von 95% wird erreicht, indem beispielsweise die Wicklungsphasen 111, 112 und 113 mit einem Tastverhältnis von 100% und die Wicklungsphase 114 mit einem Tastverhältnis von 80% getaktet wird. Die sich dabei ergebende Verlustleistung entspricht im Mittel einer Verlustleistung, die sich bei einem Tastverhältnis von 80% oder einem Tastverhältnis von 100% ergibt und liegt damit deutlich niedriger als die Verlustleistung, die mit einem Tastverhältnis von 95% erzeugt würde.
Im Beispiel der Fig. 3c wird zur Erzielung eines fiktiven Tastverhältnisses von 90% die Einstellung des
Tastverhältnisses von 80% und des Tastverhältnisses von 100% so variiert, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen einer vollen elektrischen Umdrehung des EC-Motors 10 entspricht. Dabei wird in aufeinanderfolgenden Umdrehungen des EC-Motors 10 jede Wicklungsphase 111 - 114 abwechselnd mit einem Tastverhältnis von 100% und einem Tastverhältnis von 80% angesteuert .
Der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen 80% und 100% kann aber auch einem
Vielfachen einer elektrischen Umdrehung des EC-Motors 10 entsprechen. So kann beispielsweise jede Wicklungsphase 111 - 114 während zwei elektrischen Umdrehungen mit einem Tastverhältnis von 100% und während einer dritten elektrischen Umdrehung mit einem Tastverhältnis von 80% angesteuert werden. Im Mittel würde sich dann eine Ansteuerung mit einem fiktiven Tastverhältnis von 95% ergeben, wobei allerdings wesentlich weniger Verlustleistung in den Halbleiterschaltern 12 anfällt als bei einer Ansteuerung eines jeden Halbleiterschalters 12 mit dem tatsächlichen Tastverhältnis von 95%.
Die Erfindung ist nicht auf das beschriebene Ausführungsbeispiel eines zweisträngigen, vierphasigen EC- Motors 10 beschränkt. Das gleiche Steuerverfahren kann beispielsweise auch für einen EC-Motor mit einer dreisträngigen, sechsphasigen Statorwicklung angewendet werden, bei dem ebenfalls die gegensinnig gewickelten Wicklungsphasen eines Wicklungsstrangs induktiv gekoppelt sind, also eine gleiche Motortopologie aufweisen wie der beschriebene EC-Motor 10.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur Steuerung eines elektronisch kommutierten Gleichstrommotors (10) mit einer mehrphasigen Statorwicklung (11), die eine gerade Zahl . Wicklungsphasen (111 - 114) aufweist, die in Reihe mit je einem steuerbaren Halbleiterschalter (12) zueinander parallelgeschaltet sind, bei dem in einem unteren Leistungsbereich des Gleichstrommotors (10) die Halbleiterschalter (12) innerhalb von in den einzelnen Wicklungsphasen (111 - 114) aufeinanderfolgenden Bestromungszeiten mit einem, drehzahlabhängig vorgebbaren Tastverhältnis getaktet werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein für eine Soll-Drehzahl erforderliches Soll- Tastverhältnis innerhalb eines ausgewählten Einstellbereichs des Tastverhältnisses dadurch erreicht wird, daß ein demgegenüber größeres Tastverhältnis und ein demgegenüber kleineres Tastverhältnis wechselweise eingestellt und die Einstellung der beiden Tastverhältnisse zeitlich so variiert wird, daß an der Statorwicklung (11) im Zeitmittel eine die Solldrehzahl (nS0n) einregelnde Spannung liegt.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das kleinere Tastverhältnis und das größere Tastverhältnis so gewählt werden, daß die bei diesen Tastverhältnissen in den Halbleiterschaltern (12) jeweils entstehende Verlustleistung kleiner ist als die bei dem Soll-Tastverhältnis auftretende Verlustleistung.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der ausgewählte Einstellbereich des Tastverhältnisses derjenige Bereich ist, in dem die bei jedem Tastverhältnis in den Halbleiterschaltem (12) entstehende Verlustleistung einen Vorgabewert übersteigt .
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß als größeres Tastverhältnis ein Tastverhältnis von 100% gewählt wird, bei dem die Einschaltzeit der Halbleiterschalter (12) gleich der Schaltperiode ist.
5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß als kleineres Tastverhältnis ein Tastverhältnis von 80% gewählt wird, bei dem die Einschaltzeit der Halbleiterschalter (12) 80% der Schaltperiode beträgt.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 - 5 , dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Variation zwischen den Tastverhältnissen an konstruktive Eigenschaften des Gleichstrommotors ( 10 ) , z . B . dessen Massenträgheitsmoment , angepaßt wird .
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den
•beiden Tastverhältnissen der Bestromungszeit einer Wicklungsphase entspricht.
8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß jedes Tastverhältnis während der Bestromungszeit einer jeden Wicklungsphase (111 - 114) innerhalb einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) mindestens einmal für einen entsprechend vorgegeben Bestromungszeitabschnitt auftritt .
9. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den beiden Tastverhältnissen einer halben elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) entspricht.
10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis während einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) in aufeinanderfolgenden Wicklungsphasen (111 - 114) variiert wird.
11. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kehrwert der Frequenz der Variation zwischen den Tastverhältnissen mindestens einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) entspricht.
12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der beiden Tastverhältnisse während einer elektrischen Umdrehung des Gleichstrommotors (10) in allen Wicklungsphasen (111 - 114) unverändert gehalten wird und in jeder n-ten elektrischen Umdrehung das Tastverhältnis variiert wird, wobei n eine ganze Zahl gleich oder größer 2 ist.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 - 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Bestromungszeit der Wicklungsphasen (111 - 114) unter Berücksichtigung der Motordrehzahl von einem in jeder Wicklungsphase (111 - 114) konstanten Bestromungswinkel abgeleitet ist, der aus dem Quotienten von 360° elektrisch dividiert durch die gerade Anzahl m der Wicklungsphasen (111 - 114) berechnet wird.
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