WO2001056165A2 - Analog-digital-wandler - Google Patents

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WO2001056165A2
WO2001056165A2 PCT/DE2000/004638 DE0004638W WO0156165A2 WO 2001056165 A2 WO2001056165 A2 WO 2001056165A2 DE 0004638 W DE0004638 W DE 0004638W WO 0156165 A2 WO0156165 A2 WO 0156165A2
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Harald Schmid
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
    • H03M1/12—Analogue/digital converters
    • H03M1/34—Analogue value compared with reference values
    • H03M1/38—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type
    • H03M1/46—Analogue value compared with reference values sequentially only, e.g. successive approximation type with digital/analogue converter for supplying reference values to converter
    • H03M1/462—Details of the control circuitry, e.g. of the successive approximation register

Definitions

  • At least one linear input stage for linear amplification of an analog input signal with a relatively low gain and at least one output stage with a relatively high gain are usually at least one linear input stage for linear amplification of an analog input signal with a relatively low gain and at least one output stage with a relatively high gain.
  • the time limits which essentially determine the conversion rate of the analog-digital converter, are determined on the one hand by the recovery time or recovery time of the comparator after an overload of the linear input stage and on the other hand by the minimum switching time of the comparator with a small modulation.
  • the conversion rate is lower in comparison to a parallel converter, and an increase in speed or an increase in the conversion rate is particularly desirable in an analog-digital converter with successive approximation.
  • the invention provides an analog-digital converter for successively approximating conversion of an analog input signal into a digital output signal with a comparator consisting of at least one linear input stage and one output stage, which compares the analog input signal with a digital-analog converter - compares the given analog comparison signal and emits a comparator output signal for setting a clocked successive approximation register, the one in the approximate Mation register cached digital value is converted by the digital-to-analog converter to the analog comparison signal, and with an acceleration circuit that outputs a switchable clock signal to the clocked successive approximation register in response to at least one overdrive display signal that overdrive a associated linear input stage in the comparator.
  • the idea on which the analog-digital converter according to the invention is based is to detect the overloading of the linear input stages of the comparator and to clock the successive approximation register as a function thereof.
  • the detection of the overload does not necessarily have to be very precise.
  • the linear input stage contains a differential amplifier circuit and an overdrive detection circuit for detecting the overdrive of the differential amplifier circuit.
  • the overload detection circuit is a window discriminator.
  • the acceleration circuit is preferably connected on the input side to a clock generator.
  • the acceleration circuit has a pulse generator, on the output side of which a first delay element for delaying the generated pulse by the recovery time of the comparator and a second delay element for delaying the generated pulse by the maximum decision time of the comparator are connected, the signal outputs of the two delay elements connected to a controlled switching device which switches the signal outputs of the delay elements to the successive approximation register as a function of the overload signal.
  • the switching device is preferably a multiplexer.
  • the pulse generator is preferably a flip-flop.
  • the output of the multiplexer is preferably coupled to the flip-flop.
  • the pulse generator and the delay elements are preferably clocked synchronously by the clock generator.
  • the successive approximation register is preferably connected to a read-out register for reading out the digitized final value.
  • the overdrive detection circuit preferably detects the amount and sign of the overdrive of the differential amplifier.
  • the clock signal can be switched by the acceleration circuit between a first clock signal with a minimum clock period and a second clock signal with a maximum clock period.
  • the minimum clock period corresponds to the recovery time of the comparator and the maximum clock period corresponds to the maximum necessary decision time of the comparator.
  • the minimum clock period as the term of the first term element and the maximum clock period as the term of the two term elements can be set externally.
  • the invention also provides a method for converting an analog input signal into a digital output signal, comprising the following steps:
  • FIG. 1 is a block diagram of a preferred embodiment of the analog-to-digital converter according to the invention
  • FIG. 2 shows a circuit diagram of an inventive step of the comparator contained in the analog-digital converter according to the invention
  • FIG. 3 shows a preferred embodiment of the acceleration circuit contained in the analog-digital converter according to the invention
  • FIG. 4 shows a simple flow diagram to explain the method according to the invention for converting an analog signal into a digital output signal.
  • FIG. 1 shows a block diagram of the analog-digital converter according to the invention for successively approximating conversion of an analog input signal into a digital output signal.
  • the analog-to-digital converter 1 has an analog input connection 2 for applying the analog input signal to be converted.
  • the analog input signal connection 2 is connected via a line 3 to a first input 4 of an analog input stage 5 of a comparator 6.
  • the analog first input stage 5 of the comparator 6 has a second analog input 7, which is connected to a digital-to-analog converter 9 via a signal line 8.
  • the digital-to-analog converter 9 receives a reference voltage U R via a line 10 and a reference voltage connection 11 for carrying out the digital-to-analog conversion.
  • the comparator 6 has a plurality of amplification stages 5, 6, 12 connected in series and at least one output stage 13 for amplifying the comparator output signal C from .
  • the comparator output signal C out is written into a clocked successive approximation register 15 via a signal line 14.
  • the digital value written into the successive approximation register 15 reaches the digital analog converter 9 via data lines 16, which converts the digital value contained in the successive approximation register 15 into an analog converts log voltage, which is connected via the analog signal line 8 to the input 7 of the first linear amplification stage 5 of the comparator 6.
  • the successive approximation register 15 has a clock input 17, which is connected to an acceleration circuit 19 via a clock line 18.
  • the acceleration circuit 19 is connected on the input side to a clock generator 21 via a clock line 20.
  • the acceleration circuit stops via control display signal lines 22, 23 via control display signals from the linear input stages 5, 12 of the comparator 6.
  • the overdrive display signals indicate an overload of the associated linear input stage 5, 12 in the comparator 6.
  • the digital value contained in the successive approximation register 15 is written into a readout register 25 via digital readout lines 24.
  • the converted output value located in the readout register 25 can then be read out via readout lines 26.
  • the digital value read out corresponds to the analog input signal U E.
  • the conversion rate or conversion rate of the analog-to-digital converter 1 shown in FIG. 1 depends primarily on the speed of the comparator 6. With a low modulation of the linear input stages 5, 12, the comparator 6 can make the decision within a decision switching time whether the bit last set in the successive approximation register 9 remains set or is reset again.
  • the entire decision switching time of the comparator 6 does not have to be waited for, but the decision can already be evaluated as soon as the override occurs.
  • ne input stage of the comparator 6 is detected. With a large modulation of the linear input stage 5, ie with a large differential voltage between the input connections 4, 7 of the linear input stage 5, the linear input stage 5 is overdriven after a very short time. If one of the front linear input stages 5, 12 of the comparator 6 is overdriven, the comparator output signal can be evaluated immediately and the next weighing step or approximation step can be carried out. If the linear input stage 5, 12 is overcontrolled, the time span for the decision by the comparator 6 can be shortened to the recovery time after an override and a possibly additionally short safety time.
  • the linear input stage 5, 12 of the comparator 6 is overridden by an overdrive detection circuit integrated in the linear input stages, each of which outputs an overdrive indication signal to the acceleration circuit 19 via the overdrive detection lines 22, 23.
  • the acceleration circuit 19 clocks via the clock line 18 of the successive approximation register 15.
  • the acceleration circuit 19 is connected on the input side to a clock generator 21 via the clock line 20. If the acceleration circuit 19 receives the overdrive display signal lines 22, 23 overdrive display signal, in which an overdrive of associated linear input stages 5, 12 indicate in the comparator 6, the clock frequency of the clock signal applied to the clock line 18 is increased for clocking the successive approximation register 15. In this case, only the recovery time after an overload is waited for.
  • the clock circuit 18 uses the acceleration circuit 19 to generate a clock signal with a relatively low clock frequency. of the successive approximation register 15. This relatively low clock frequency corresponds to the necessary maximum decision time of the comparator 6.
  • FIG. 2 shows a linear input stage 5, 12 of the comparator 6 in the analog-digital converter 1 according to the invention, as shown in FIG. 1.
  • the linear input stage 5 contains a differential amplifier circuit and an overdrive detection circuit for detecting an overdrive of the differential amplifier circuit.
  • the differential amplifier circuit consists of two differential amplifier transistors 27, 28 whose gate connections 29, 30 are connected via lines 31, 32 to the two analog signal inputs 4, 7 of the linear input amplifier stage 5 of the comparator 6.
  • the differential transistors 27, 28 are preferably MOSFET transistors.
  • the differential transistors 27, 28 are connected in series to load resistors 33, 34, which are applied to a supply voltage connection 35.
  • the differential amplifier circuit contains a differential amplifier current source 36 which, when the differential transistor 27, 28 is switched on, pulls the associated load resistor 33, 34 to a ground connection 37.
  • the linear input stage 5 shown in FIG. 2 contains an overdrive detection circuit connected to the differential amplifier circuit.
  • the overdrive detection circuit comprises detection transistors 38, 39 whose gate connections 40, 41 are connected via lines 42, 43 to branch potential nodes 44, 45 between a load resistor 33, 34 and the associated differential amplifier 27, 28.
  • the detection transistors 38, 39 are each P-channel MOSFETs.
  • the overdrive detection circuit further includes a current source 46 which is connected via a line 47 and the detection transistor 38 to a branch potential node 48 between the load resistor 34 and the differential transistor 28 CO u> tt _-> H »cn o cn oco cn
  • the pulse generated by the pulse generator 55 is only delayed by the recovery time of the comparator 6 by means of the delay element 57.
  • the acceleration circuit 19 outputs a clock signal with a short clock period via the clock line 18, which corresponds to the recovery time of the comparator 6.
  • the multiplexer 62 switches to the opposite switching position, i.e. the input 61 is connected to the output 67.
  • the pulses generated by the pulse generator 55 are delayed by both delay elements 57, 59, the time delay being set such that it corresponds to the necessary decision time of the comparator 6.
  • the acceleration circuit 19 outputs a second clock signal with a long clock period to the successive approximation register 15 via the clock line 18, the long clock period corresponding to the necessary decision time of the comparator 6.
  • the running time of the two running time elements 57, 59 can be set accordingly via the setting lines, not shown.
  • the clock frequency of the clock signal for clocking the successive approximation register 15 is correspondingly increased and thus the overall conversion rate of the analog-digital converter 1 according to the invention is increased.
  • the clock period of the accelerated clock signal corresponds to the recovery time of the comparator 6 in relation to any overloads that have occurred.
  • FIG. 4 shows a flowchart of the method according to the invention for converting an analog input signal into a digital output signal. After a start step S 0 , a bit is first digitally converted in step S 1. You then start with the most significant bit MSB.
  • a step S 2 the overload indicator is read in by the acceleration circuit 19.
  • step S 3 If it is determined in step S 3 that the linear input stage 5 is overdriven, the acceleration circuit 19 outputs a clock signal to the successive approximation register 15 via the line 18, the clock period corresponding to the recovery time of the comparator 6 against overdrive.
  • step S3 if it is determined in step S3 that there is no overdriving of the linear input stage 5, the acceleration circuit 19 outputs a clock signal via the clock signal line 18 to the successive approximation register 15 in step S5, the clock period of the clock signal being the normal necessary decision time of the comparator 6 equivalent.
  • step S6 a decision is made in a step S6 as to whether the least significant bit LSB has already been converted. If the least significant bit has already been converted, the process is ended in step S7. If the least significant bit has not yet been converted, the process returns to step S1.

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Abstract

Analog-Digital-Wandler zur sukzessiven approximierenden Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal mit mindestens einem, aus einer linearen Eingangstufe (5, 12) und einer Ausgangsstufe (13) bestehenden Komparator (6), der das analoge Eingangssignal UE mit einem von einem Digital-Analog-Wandler (9) abgegebenen analogen Vergleichssignal vergleicht und ein Komparatorausgangssignal Caus zum Einstellen eines getakteten sukzessiven Approximationsregisters (15) abgibt, wobei der in dem sukzessiven Approximationsregister (15) zwischengespeicherte digitale Wert durch den Digital-Analog-Wandler (9) zu dem analogen Vergleichssignal gewandelt wird, und mit einer Beschleunigungsschaltung (19), die ein umschaltbares Taktsignal an das getaktete sukzessive Approximationsregister (15)in Abhängigkeit von mindestens einem Übersteuerungsanzeigesignal, das eine Übersteuerung einer zugehörigen linearen Eingangsstufe (5, 12) in dem Komparator (6) anzeigt, abgibt.

Description

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Regel mindestens eine lineare Eingangsstufe zur linearen Verstärkung eines analogen Eingangssignals mit einer relativ niedrigen Verstärkung sowie mindestens eine Ausgangsstufe mit einer relativ hohen Verstärkung.
Die zeitlichen Schranken, die im wesentlichen die Konversionsrate des Analog-Digital-Wandlers bestimmen, sind einerseits durch die Erholzeit bzw. Recoverytime des Komparators nach einer Übersteuerung der linearen Eingangstufe und ande- rerseits durch die minimale Schaltzeit des Komparators bei kleiner Aussteuerung vorgegeben.
Da die Datenbits des digital gewandelten Wertes sukzessive ermittelt werden, ist die Konversionsrate im Vergleich zu ei- nem Parallelwandler geringer und eine Geschwindigkeitserhö- hung bzw. eine Erhöhung der Konversionsrate ist bei einem Analog-Digital-Wandler mit sukzessive Approximation besonders wünschenswert .
Es ist daher die Aufgabe, der vorliegenden Erfindung einen
Analog-Digital-Wandler zur sukzessiv approximierenden Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal mit einer erhöhten Konversionsrate zu schaffen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Analog-Digital-Wandler mit den im Patentanspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst.
Die Erfindung schafft einen Analog-Digital-Wandler zur suk- zessiv approximierenden Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal mit einem aus mindestens einer linearen Eingangsstufe und einer Ausgangsstufe bestehenden Komparator, der das analoge Eingangssignal mit einem, von einem Digital-Analog-Wandler abge- gebenen analogen Vergleichssignal vergleicht und ein Kompara- tor-Ausgangssignal zum Einstellen eines getakteten sukzessiven Approximationsregisters abgibt, wobei der in dem Approxi- mationsregister zwischengespeicherte digitale Wert durch den Digital-Analog-Wandler zu dem analogen Vergleichssignal gewandelt wird, und mit einer Beschleunigungsschaltung, die ein umschaltbares Takt- signal an das getaktete sukzessive Approximationsregister in Abhängigkeit von mindestens einem Übersteuerungs-Anzeigesig- nal abgibt, das eine Übersteuerung einer zugehörigen linearen Eingangsstufe in dem Komparator anzeigt.
Die dem erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandler zugrunde liegende Idee besteht darin, die Übersteuerung der linearen Eingangsstufen des Komparators zu erfassen und in Abhängigkeit davon das sukzessive Approximationsregister zu takten.
Die Erfassung der Übersteuerung muss dabei nicht unbedingt sehr genau erfolgen.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäß Analog-Digital-Wandlers enthält die lineare Eingangsstufe, eine Differenz-Verstärker-Schaltung und eine Übersteuerungs- Erfassungsschaltung zur Erfassung der Übersteuerung der Differenz-Verstärker-Schaltung .
Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist die Über- steuerungserfassungsschaltung ein Fensterdiskriminator .
Die Beschleunigungsschaltung ist vorzugsweise eingangsseitig mit einem Taktgenerator verbunden.
Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Beschleunigungsschaltung einen Impulsgenerator auf, dem aus- gangsseitig ein erstes Laufzeitglied zur Verzögerung des erzeugten Impulses um die Erholzeit des Komparators und ein zweites Laufzeitglied zur Verzögerung des erzeugten Impulses um die maximale Entscheidungszeit des Komparators nachgeschaltet sind, wobei die Signalausgänge der beiden Laufzeitglieder mit einer gesteuerten Schalteinrichtung verbunden sind, die die Signalausgänge der Laufzeitglieder in Abhängigkeit von dem Übersteuerungs-Anzeigesignal an das sukzessive Approximationsregister durchschaltet . Die Schalteinrichtung ist vorzugsweise ein Multiplexer.
Der Impulsgenerator ist dabei vorzugsweise ein Flip-Flop. Dabei ist der Ausgang des Multiplexers vorzugsweise an das Flip-Flop gekoppelt.
Der Impulsgenerator und die Laufzeitglieder werden vorzugsweise synchron durch den Taktgenerator getaktet.
Das sukzessive Approximationsregister ist vorzugsweise mit einem Ausleseregister zum Auslesen des digitalisierten End- wertes verbunden.
Die Übersteuerungserfassungsschaltung erfasst vorzugsweise die Höhe und das Vorzeichen der Übersteuerung des Differenzverstärkers . Bei einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist das Taktsignal durch die Beschleunigungsschaltung zwischen einem ersten Taktsignal mit einer minimalen Taktperiode und einem zweiten Taktsignal mit einer maximalen Taktperiode umschaltbar.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform entspricht die minimale Taktperiode der Erholungszeit des Komparators und die maximale Taktperiode der maximalen notwendigen Entscheidungszeit des Komparators .
Bei einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist die minimale Taktperiode als Laufzeit des ersten Laufzeitgliedes und die maximale Taktperiode als Laufzeit der beiden Laufzeitglieder extern einstellbar. Die Erfindung schafft ferner ein Verfahren zur Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal mit den folgenden Schritten:
(a) Vergleichen des analogen Eingangssignals mit einem analogen Vergleichsignal, das einem in einem getakteten sukzessiven Appproximationsregister zwischengespeicherten Digitalwert entspricht, durch einen Komparator;
(b) Bilden eines Komparatorausgangssignals in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zur Einstellung des zwischengespeicherten Digitalwertes in dem sukuzessive Approximationsregister;
(c) Erfassen, ob eine lineare Eingangsstufe des Komparators übersteuert ist;
(d) Umschalten eines Taktsignals für das getaktete sukzessive Approximationsregister auf ein erstes Taktsignal mit einer minimalen Taktperiode, wenn eine Übersteuerung erfasst wird, und auf ein zweites Taktsignal mit einer maximalen Taktperiode, wenn keine Übersteuerung erfasst wird.
Im weiteren werden bevorzugte Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandlers, sowie des erfindungsgemäßen Umwandlungsverfahrens unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen zur Erläuterung erfindungswesentlicher Merkmale beschrieben.
Es zeigen:
Figur 1 Ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandlers; Figur 2 Ein Schaltkreisdiagramm einer Erfindungsstufe des in dem erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandlers enthaltenen Komparators ;
Figur 3 Eine bevorzugte Ausführungsform der in dem erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandler enthaltenen Beschleunigungsschaltung;
Figur 4 Ein einfaches Ablaufdiagramm zur Erläuterung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Umwandlung eines analogen Signals in ein digitales Ausgangssignal .
Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandlers zur sukzessiv approximierenden Umwand- lung eines Analogeingangssignals in ein digitales Ausgangssignal .
Der erfindungsgemäße Analog-Digital-Wandler 1 weist einen analogen Eingangsanschluss 2 zum Anlegen des zu wandelnden analogen Eingangssignals auf. Der analoge Eingangssignalan- schluss 2 ist über eine Leitung 3 mit einem ersten Eingang 4 einer analogen Eingangsstufe 5 eines Komparators 6 verbunden. Die analoge erste Eingangsstufe 5 des Komparators 6 weist einen zweiten analogen Eingang 7 auf, der über eine Signallei- tung 8 mit einem Digital-Analog-Wandler 9 verbunden ist. Der Digital-Analog-Wandler 9 erhält über eine Leitung 10 und einen Referenzspannungsanschluss 11 eine Referenzspannung UR zur Durchführung der Digital-Analog-Wandlung. Der Komparator 6 weist mehrere hintereinander geschaltete Verstärkungsstufen 5,6, 12 sowie mindestens eine Ausgangsstufe 13 zur Verstärkung des Komparatorausgangssignals Caus auf. Das Kompara- torausgangssignal Caus wird über eine Signalleitung 14 in ein getaktetes sukzessives Approximationsregister 15 eingeschrieben. Der in das sukzessive Approximationsregister 15 einge- schriebene digitale Wert gelangt über Datenleitungen 16 zu dem Digitalanalogwandler 9, der den in dem sukzessiven Approximationsregister 15 enthaltenen digitalen Wert in eine Ana- logspannung umwandelt, die über die analoge Signalleitung 8 an den Eingang 7 der ersten linearen Verstärkungsstufe 5 des Komparators 6 gelegt wird.
Das sukzessive Approximationsregister 15 weist einen Takteingang 17 auf, der über eine Taktleitung 18 mit einer Beschleunigungsschaltung 19 verbunden ist. Die Beschleunigungsschaltung 19 ist eingangsseitig über eine Taktleitung 20 mit einem Taktgenerator 21 verbunden. Darüber hinaus hält die Beschleu- nigungsschaltung über Steuerungsanzeige-Signalleitungen 22, 23 über Steuerungsanzeigesignale von den linearen Eingangsstufen 5, 12 des Komparators 6. Die Übersteuerungsanzeigesignale zeigen eine Übersteuerung der zugehörigen linearen Eingangstufe 5, 12 in dem Komparator 6 an.
Der in dem sukzessiven Approximationsregister 15 enthaltene digitale Wert wird nach erfolgter Analogdigitalwandlung über digitale Ausleseleitungen 24 in ein Ausleseregister 25 eingeschrieben. Der in dem Ausleseregister 25 befindliche gewan- delte Ausgangswert kann dann über Ausleseleitungen 26 ausgelesen werden. Der ausgelesene digitale Wert entspricht dabei dem analogen Eingangssignal UE .
Die Umwandlungsrate bzw. Konversionsrate des in Figur 1 dar- gestellten Analog-Digital-Wandlers 1 hängt in erster Linie von der Geschwindigkeit des Komparators 6 ab. Bei geringer Aussteuerung der linearen Eingangsstufen 5,12 kann der Komparator 6 innerhalb einer Entscheidungsschaltzeit die Entscheidung treffen, ob das zuletzt in dem sukzessiven Approxi- mationsregister 9 gesetzte Bit gesetzt bleibt oder wieder zurückgesetzt wird.
Bei einer großen Aussteuerung der ersten linearen Eingangsstufe 5 bzw. der linearen Eingangsstufen 5, 12 des Kompara- tors 6 muss jedoch nicht die gesamte Entscheidungsschaltzeit des Komparators 6 abgewartet werden, sondern die Entscheidung kann bereits ausgewertet werden, sobald die Übersteuerung ei- ne Eingangsstufe des Komparators 6 dedektiert wird. Bei einer großen Aussteuerung der linearen Eingangsstufe 5, d.h. bei einer großen Differenzspannung zwischen den Eingangsanschlüssen 4, 7 der linearen Eingangsstufe 5 ist die lineare Eingangsstufe 5 bereits nach sehr kurzer Zeit übersteuert. Ist eine der vorderen linearen Eingangsstufen 5, 12 des Komparators 6 übersteuert, so kann das Komparatorausgangssignal sofort ausgewertet werden und der nächste Wägeschritt bzw. Approximationsschritt durchgeführt werden. Bei einer Über- Steuerung der linearen Eingangsstufe 5, 12 kann die Zeitspanne für die Entscheidung durch den Komparator 6 auf die Erholzeit bzw. Recoverytime nach einer Übersteuerung und einer evtl. zusätzlich kurzen Sicherheitszeit verkürzt werden.
Die Übersteuerung der linearen Eingangsstufe 5, 12 des Komparators 6 geschieht durch eine in den linearen Eingangsstufen integrierte Übersteuerungserfassungsschaltung, die ausgangs- seitig über die Übersteuerungserfassungsleitungen 22,23 jeweils ein Übersteuerungsanzeigesignal an die Beschleunigungs- schaltung 19 abgeben. Die Beschleunigungsschaltung 19 taktet über die Taktleitung 18 des sukzessive Approximationsregister 15. Die Beschleunigungsschaltung 19 ist eingangsseitig über die Taktleitung 20 mit einem Taktgenerator 21 verbunden. Erhält die Beschleunigungsschaltung 19 über die Übersteuerungs- anzeigesignalleitungen 22, 23 Übersteuerungs-anzeigesignal, bei welcher eine Übersteuerung zugehöriger linearer Eingangsstufen 5, 12 in dem Komparator 6 anzeigen, wird die Taktfrequenz des an der Taktleitung 18 anliegenden Taktsignals zum Takten des sukzessiven Approximationsregisters 15 erhöht. In diesem Falle wird lediglich die Erholungszeit nach einer Übersteuerung abgewartet.
Erhält die Beschleunigungsschaltung 19 umgekehrt keine Übersteuerungsanzeigesignale über die Leitungen 22, 23 von den linearen Eingangsstufen 5, 12 des Komparators 6, wird durch die Beschleunigungsschaltung 19 an der Taktzeitung 18 ein Taktsignal mit einer relativ niedrigen Taktfrequenz zum Tak- ten des sukzessiven Approximationsregisters 15 angelegt Diese relativ niedrige Taktfrequenz entspricht der notwendigen maximalen Entscheidungszeit des Komparators 6.
Figur 2 zeigt eine lineare Eingangsstufe 5,12, des Komparators 6 bei dem erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandler 1, wie er in Figur 1 dargestellt ist.
Die lineare Eingangsstufe 5 enthält eine Differenzverstärker- Schaltung und eine Übersteuerungserfassungsschaltung zur Erfassung einer Übersteuerung der Differenzverstärkerschaltung. Die Differenzverstärkerschaltung besteht aus zwei Differenzverstärkertransistoren, 27, 28 deren Gateanschlüsse 29,30 über Leitungen 31, 32 mit den beiden analogen Signaleingängen 4, 7 der linearen Eingangsverstärkerstufe 5 des Komparators 6 verbunden sind. Die Differenztransistoren 27,28 sind dabei vorzugsweise MOSFET-Transistoren. Die Differenztransistoren 27, 28 sind Reihe zu Lastwiderständen 33,34 geschaltet, die an einem Versorgungsspannungsanschluss 35 anliegen. Darüber hinaus enthält die Differenzverstärkerschaltung eine Differenzverstärkerstromquelle 36, die bei durchgeschaltetem Differenztransistor 27, 28 den zugehörigen Lastwiderstand 33,34 auf einen Masseanschluss 37 zieht.
Zusätzlich enthält die in Figur 2 dargestellte lineare Eingangsstufe 5 eine an die Differenzverstärkerschaltung angeschlossene Übersteuerungserfassungsschaltung. Die Übersteue- rungserfassungsschaltung umfasst Erfassungstransistoren 38, 39, deren Gateanschlüsse 40, 41 über Leitungen 42, 43 an Ab- zweigepotentialknoten 44, 45 zwischen einem Lastwiderstand 33, 34 und dem zugehörigen Differenzverstärker 27, 28 anliegen. Die Erfassungstransistoren 38, 39 sind bei der in Figur 2 dargestellten Ausführungsform jeweils P-Kanal-MOSFETS. Ferner enthält die Übersteuerungserfassungsschaltung eine Stromquelle 46, die über eine Leitung 47 und den Erfassungstransistor 38 mit einem Abzweigungspotentialknoten 48 zwischen dem Lastwiderstand 34 und dem Differenztransistor 28 CO u> t t _-> H» cn o cn o c o cn
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In dieser Schaltstellung wird der durch den Impulsgenerator 55 erzeugte Impuls lediglich durch die Erholzeit des Komparators 6 mittels des Laufzeitgliedes 57 verzögert. Hierdurch gibt die Beschleunigungsschaltung 19 über die Taktleitung 18 ein Taktsignal mit einer.kurzen Taktperiode ab, die der Erholungszeit bzw. Recoverytime des Komparators 6 entspricht.
Liegt umgekehrt an der Übersteuerungsanzeigesignalleitung 22 kein Übersteuerungsanzeigesignal an, dann schaltet der Multi- plexer 62 in die entgegengesetzte Schaltstellung, d.h. der Eingang 61 wird mit dem Ausgang 67 verbunden.
Hierdurch werden die von dem Impulsgenerator 55 erzeugten Impulse durch beide Laufzeitglieder 57, 59 verzögert, wobei die Zeitverzögerung derart eingestellt wird, dass sie der notwendigen Entscheidungszeit des Komparators 6 entspricht. Hierdurch gibt die Beschleunigungsschaltung 19 über die Taktleitung 18 ein zweites Taktsignal mit einer langen Taktperiode an das sukzessive Approximationsregister 15 ab, wobei die lange Taktperiode der notwendigen Entscheidungszeit des Komparators 6 entspricht. Die Laufzeit der beiden Laufzeitglieder 57, 59 sind über die nicht dargestellt Einstellleitungen entsprechend einstellbar.
Tritt somit an einer der linearen Eingangsstufen 5, 12, des Komparators 6, eine Übersteuerung auf, wird die Taktfrequenz des Taktsignals zum Takten des sukzessiven Approximationsregisters 15 entsprechend erhöht und somit insgesamt die Konversionsrate des erfindungsgemäßen Analog-Digital-Wandlers 1 gesteigert. Dabei entspricht die Taktperiode des beschleunigten Taktsignals der Erholungszeit des Komparators 6 gegenüber aufgetretenen Übersteuerungen.
Figur 4 stellt ein Ablaufdiagramm des erfindungsgemäßen Ver- fahrens zur Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal dar. Nach einem Startschritt S0 wird im Schritt S 1 zunächst ein Bit digital gewandelt. Dabei beginnt man dann mit dem höchstwertigen Bit MSB.
In einem Schritt S 2 werden die Übersteuerungsanzeige durch die Beschleunigungsschaltung 19 eingelesen.
In einem Schritt S 3 wird entschieden, ob die lineare Eingangsstufe 5 des Komparators 6 übersteuert ist.
Falls im Schritt S 3 festgestellt wird, dass eine Übersteuerung der linearen Eingangsstufe 5 vorliegt, wird durch die Beschleunigungsschaltung 19 über die Leitung 18 ein Taktsignal an der sukzessive Approximationsregister 15 abgegeben, wobei die Taktperiode der Erholungszeit des Komparators 6 gegenüber einer Übersteuerung entspricht.
Wird umgekehrt im Schritt S3 festgestellt, dass keine Übersteuerung der linearen Eingangsstufe 5 vorliegt, gibt die Be- schleunigungsschaltung 19 im Schritt S5 ein Taktsignal über die Taktsignalleitung 18 an das sukzessive Approximationsregister 15 ab, wobei die Taktperiode des Taktsignals der normalen notwendigen Entscheidungszeit des Komparators 6 entspricht.
Nach Durchführung der Schritte S4, S5 wird in einem Schritt S6 entschieden, ob bereits das niederwertigste Bit LSB gewandelt worden ist. Falls bereits das niederwertigste Bit gewandelt worden ist, wird der Ablauf im Schritt S7 beendet. Falls noch nicht das niederwertigste Bit gewandelt worden ist, kehrt der Ablauf zu Schritt Sl zurück.
Der in Figur 4 einfache dargestellte Ablauf kann erst kaska- denförmig erweitert werden, indem Übersteuerungsanzeigesig- nale von weiteren Eingangsstufen des Komparators 6 berücksichtigt werden. Es kann dabei bspw. die Übersteuerung der ersten und zweiten linearen Komparatoreingangsstufe ausgewer- o CO t to t-> _-> cπ o cπ O cπ o cn o Φ S d: 3 co φ J rr < P iQ W M co Φ i S w 0, p Φ cn X < IQ P σ co rt Φ rr
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Bezugszeichenliste
1 Analog-Digital-Wandler
2 Analogeingang 3 Leitung
4 Differenzverstärkereingang
5 Lineare Eingangsstufe
6 Komparator
7 Differenzverstärkereingang 8 Leitung
9 Digital-Analog-Wandler
10 Leitung
11 Referenzspannungsanschluss
12 Lineare Eingangsstufe 13 Ausgangsstufe
14 Leitung
15 Sukzessives Approximationsregister
16 Takteingang
17 Taktleitung 18 Beschleunigungsschaltung
19 Takt1eitung
20 Taktgenerator
21 Ubersteuerungsanzeigeleitung
22 Ubersteuerungsanzeigeleitung 23 Digitalleitung
24 Ausleseregister 26 Digitale Auslegeleitung 7,28 Differenzverstärker 9,30 Gateanschlüsse 1,32, Leitungen 3,34 Lastwiderstände 5 Versorgungsanschluss 6 Stromquelle 7 Masseanschluss 8, 39 Erfassungstransistoren 0, 41 Gateanschlüsse 2, 43 Leitungen Abzweigungsknoten
Stromquelle
Leitungen
Knoten
Stromquelle
Leitung
Knoten
Leitung
Leitung
Oder-Gatter
Impulsgenerator
Leitung
Laufzeitglied
Leitung
Laufzeitglied
Leitung
Multiplexer-Eingang
Multiplexer
Leitung
Eingang
Steueranschluss
Steuerleitung
Ausgang
Taktsignalleitung
Rückkoppel1eitung

Claims

Patentansprüche
1. Analog-Digital-Wandler zur sukzessiven approximierenden Umwandlung eines analogen EingangsSignals in ein digitales Ausgangssignal mit mindestens einem aus einer linearen Eingangstufe (5,12) und einer Ausgangsstufe (13) bestehenden Komparator (6) , der das analoge Eingangssignal UE einem von einem Digital-Analog-Wandler (9) abgegebenen analogen Vergleichssignal vergleicht und ein Komparatorausgangssignal Caus zum Einstellen eines getakteten sukzessiven Approximationsregisters (15) abgibt, wobei der in dem sukzessiven Approximationsregister (15) zwischengespeicherte digitale Wert durch den Digital-Analog-Wandler (9) zu dem analogen Vergleichssignal gewandelt wird, und mit einer Beschleunigungsschaltung (19) , die ein umschaltbares
Taktsignal an das getaktete sukzessive Approximationsregister (15) in Abhängigkeit von mindestens einem Übersteuerungsanzei- gesignal, das eine Übersteuerung einer zugehörigen linearen Eingangsstufe (5,12) in dem Komperator (6) anzeigt, abgibt. .
2. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die linearen Eingangsstufen (5,12) jeweils eine Differenzverstärkerschaltung und eine Übersteuerungserfassungs- schaltung zur Erfassung der Übersteuerung der Differenzverstärkerschaltung enthält.
3. Analog-Digital-Wandler nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Übersteuerungserfassungsschaltung eine Fensterdis- kriminatorschaltung ist.
4. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Beschleunigungsschaltung (19) mit einem Taktgenerator (21) verbunden ist.
5. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Beschleunigungsschaltung (19) einen Impulsgenerator (55) aufweist, dem ausgangsseitig ein erstes Laufzeitglied zur Verzögerung des erzeugten Impulses um eine Zeit, die der Erholzeit des Komparators (6) entspricht, und ein zweites Laufzeitglied zur Verzögerung des erzeugten Impulses um eine Zeit, die der Entscheidungszeit des Komparators (6) ent- spricht, nachgeschaltet sind, wobei die Signalausgänge der beiden Laufzeitglieder (57,59) mit einer gesteuerten Schalteinrichtung (62) verbunden sind, die die Signalausgänge der beiden Laufzeitglieder (57,59) in Abhängigkeit von dem Übersteuerungsanzeigesignal an das sukzessive Approximationsregi- ster (15) durchschaltet.
6. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorliegenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Schalteinrichtung (62) ein Multiplexer ist.
7. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Impulsgenerator (55) ein D-Flip Flop ist.
8. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Ausgang des Multiplexer (67) an das D-Flip Flop (55) rückgekoppelt ist.
9. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorgehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Impulsgenerator (55) und die Laufzeitglieder (57,59) synchron durch den Taktgenerator (21) getaktet werden.
10. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das sukzessive Approximationsregister (15) mit einem Ausleseregister (25) zum Auslesen des digitalisierten Endwertes verbunden ist.
11. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Übersteuerungserfassungsschaltung die Höhe und das Vorzeichen der Übersteuerung des Differenzverstärkers erfasst.
12. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n et, dass das Taktsignal durch die Beschleunigungsschaltung (19) zwischen einem ersten Taktsignal mit einer kurzen Taktperiode und einem zweiten Taktsignal mit einer langen Taktperiode umschaltbar ist.
13. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die kurze Taktperiode der Erholungszeit des Komparators (6) gegenüber Übersteuerungen und die lange Taktperiode der Entscheidungszeit des Komparators (6) entspricht.
14. Analog-Digital-Wandler nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die kurze Taktperiode als Laufzeit des ersten Laufzeitgliedes (57) und die lange Taktperiode als Laufzeit der bei- den seriell hintereinandergeschalteten ersten beiden Lauf- zeitglieder (57,59) einstellbar ist.
15. Verfahren zur Umwandlung eines analogen Eingangssignals in ein digitales Ausgangssignal mit den folgenden Schritten:
(a) Vergleichen des analogen Eingangssignals UE mit einem analogen Vergleichssignal, das einem in einem getakteten sukzessive Approximationsregister (15) zwischengespeicherten Digitalwert entspricht, durch einen Komparator ( 6 ) ;
(b) Bilden eines KomparatorausgangsSignals C aus in Abhängigkeit von dem Vergleichsergebnis zur Einstellung des zwischengespeicherten Digitalwertes in dem sukzessiven Approximationsregister (15);
(c) Erfassen ob eine lineare Eingangsstufe (5,12,) des Komparators (6) übersteuert ist;
(d) Umschalten eines Taktsignals für das getaktete sukzessive Approximationsregister (15) auf ein erstes Taktsignal mit einer kurzen Taktperiode, wenn eine Übersteuerung erfasst wird, und auf ein zweites Taktsignal mit einer langen Taktperiode, wenn keine Übersteuerung erfasst wird.
PCT/DE2000/004638 2000-01-28 2000-12-21 Analog-digital-wandler WO2001056165A2 (de)

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