WO2001042762A1 - Verfahren und vorrichtung zur auswertung einer sensoreinrichtung - Google Patents

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WO2001042762A1
WO2001042762A1 PCT/DE2000/003652 DE0003652W WO0142762A1 WO 2001042762 A1 WO2001042762 A1 WO 2001042762A1 DE 0003652 W DE0003652 W DE 0003652W WO 0142762 A1 WO0142762 A1 WO 0142762A1
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signal
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Bernhard Jakoby
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Robert Bosch Gmbh
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    • G—PHYSICS
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    • G01D5/243—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the phase or frequency of ac

Definitions

  • the present invention relates to a method and a device for evaluating a sensor device, the sensor device forming an electrical resonator in a resonant circuit excited with an external excitation voltage.
  • Piezoelectric thickness shear transducers for example made of quartz, have been used for viscosity measurement for some time. See, for example, SJ Martin et. al., Sens. Act. A 44 (1994) pages 209-218. If such a Dickenscherschwinger is immersed in a viscous liquid, its resonance frequency of the natural vibration and its damping change depending on the viscosity and density of the viscous liquid.
  • 4 shows an equivalent circuit diagram of a known viscosity sensor with a quartz resonator. 4, R generally designates the viscosity sensor or “resonator”. In the electrical equivalent circuit diagram, TA designates the dry component and FA the liquid component.
  • the dry component TA there is a series connection of a capacitance Ci, an inductance Li and a resistance Ri there is a series connection of an inductor * L 2 and a resistor R 2.
  • the dry portion TA and the liquid portion FA are bridged by a further capacitance C 0 .
  • the resistance R 2 is proportional to -sj ⁇ p, where ⁇ is the dynamic viscosity and p is the density of the viscous liquid.
  • R 2 represents the viscous damping by the liquid.
  • L 2 causes the frequency shift through the viscous liquid, which is also proportional to J ⁇ p.
  • L 2 also contains fractions which result from “trapped” liquid fractions in the rough resonator surface.
  • these changeable electrical parameters -R 2 and L 2 can be detected by using the resonator R as a frequency-determining element in an oscillator.
  • the impedance spectrum can be determined in the vicinity of the resonance frequency. See Lee et. al., Proc. IEEE Ultrasonics Symp. (1997) pages 419-422.
  • FIG. 5 is such a known evaluation circuit for the known viscosity sensor according to FIG. 4.
  • a voltage-controlled oscillator VCO is used for this, which feeds the resonator R immersed in the liquid, the liquid being 01 in this case.
  • the output signal of the resonator R is mixed with a reference signal REF in a multiplier or multiplier M.
  • This evaluation takes place in a computer 100, which also controls the voltage-controlled oscillator VCO.
  • the method according to the above publication by Lee et. al. allows at least partial compensation of the influences of Co and C s , but does not provide an output signal corresponding to the viscosity, but only serves to determine a characteristic frequency response determined by the viscosity.
  • the inventive method with the features of claim 1 and the corresponding device according to claim 6 have the advantage over the known approach that the corresponding circuits are also suitable for measuring highly viscous liquids.
  • the sensor output signal is a DC voltage which is easy to process and which is a measure of the viscosity of the liquid.
  • the idea on which the present invention is based is that the disruptive influence of the static resonator capacitance Co and the stray capacitances C s is eliminated by determining the amplitude of the resistive phase component of the resonator current at the series resonance frequency.
  • the current is detected by a measuring resistor connected to ground.
  • the amplitude of the resistive component of the resonator current is determined by multiplying a signal corresponding to the resonator current by the external excitation voltage and subsequent filtering for averaging.
  • the external excitation voltage is wobbled and the peak value of the signal corresponding to the mean value is recorded with a time constant which is greater than the period of the wobble frequency.
  • the external excitation voltage is frequency-modulated (for example with a small square wave). This causes fluctuations in the amplitude of the signal corresponding to the mean value.
  • the signal corresponding to the mean value is used together with the modulation signal to regulate the excitation center frequency to the resonance frequency.
  • the sensor means is a viscosity sensor and has a Be * - sti determining unit for determining viscoelastic effects based on the output signal of the first low-pass filter and the output signal of the control means.
  • At least one of the multiplication devices is implemented in terms of circuitry by means of a switched inverter.
  • the detection device has a transimpedance amplifier for detecting the current in the resonant circuit.
  • FIG. 2 shows a block diagram of a second embodiment of the evaluation device according to the invention
  • FIG. 3 shows the output voltage of the first low-pass filter as a function of the VCO frequency in the second embodiment of the evaluation device according to the invention as shown in FIG. 2;
  • FIG. 5 shows a known evaluation circuit for the known viscosity sensor according to FIG. 4.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a first embodiment of the evaluation device according to the invention.
  • the resonator current is determined by the measuring resistor R m and multiplied by the applied resonator voltage.
  • the mean value of the resulting signal is proportional to the amplitude of the phase component of the resonator current and can be determined by filtering with a low pass. In this way, the influence of C 0 and C s determined reactive current components is eliminated.
  • the exact function of the circuit constructed in this way for determining the viscosity is as follows.
  • the resonator R is fed by the wobble device W.
  • there is a maximum at the series resonance frequency of the resonator R in the output signal of the low-pass filter TP which can be used to determine the resistance R 2 determined by the viscosity (cf. FIG. 4).
  • This maximum at the output of the low-pass filter TP is detected by the peak value detector SWD and used as the output signal AUS to determine the viscosity.
  • the memory time constant of the peak value detector SWD is greater than the period of the wobble frequency of the wobble device W.
  • FIG. 2 shows a block diagram of a second embodiment of the evaluation device according to the invention.
  • a first multiplier TPl a first low pass
  • U_TP1 the output signal of the first low pass TPl
  • M2 a second multiplier
  • TP2 a second low pass
  • I an integrator
  • U_VCO the output signal of the integrator I
  • ADD an adder
  • RE a square-wave signal generating device for generating a modulation voltage U_R and AI or A2 a respective first and second output signal.
  • the frequency of the voltage-controlled oscillator VCO is periodically varied by a center frequency f_c, ie frequency-modulated.
  • f_c center frequency
  • FIG. 3 shows a representation of the output voltage of the first low pass as a function of the VCO frequency in the second embodiment of the evaluation device according to the invention shown in FIG. 2.
  • both the output signal AI, ie U_TP1, and the output signal A2, ie U_VCO can be used as an analog output signal corresponding to the viscosity.
  • the output signals AI and A2 correspond to the damping or the resonance frequency of the resonator. Both sizes represent the viscosity of the measured liquid. The simultaneous observation of these sizes also allows the detection of viscoelastic (i.e. not purely viscous) liquid behavior, in this case the ⁇ e ratio of the two sizes changes compared to the purely viscous case.
  • the multiplier can be implemented in terms of circuitry by a switched inverter. This is because the evaluation of the phase relationships is essential for the functionality of the circuit. With all multipliers M, Ml, M2 used one of the two input variables has a constant amplitude (excitation voltage at M and Ml, square wave voltage at M2).
  • the first input variable namely the excitation voltage at M and Ml or the square-wave voltage at M2
  • the second input variable is inverted (first input variable negative) or not (first input variable positive).
  • the invention is not limited to viscosity sensors, but can be applied to all sensors which serve as the element determining the resonance frequency in a resonant circuit excited with an external excitation voltage.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung schafft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Auswertung einer Sensoreinrichtung, wobei die Sensoreinrichtung einen elektrischen Resonator in einem mit einer äußeren Anregungsspannung angeregten Schwingkreis bildet. Es erfolgt ein Erfassen des Stromes im Schwingkreis im Bereich der Resonanzfrequenz und dann ein Multiplizieren des erfaßten Stromes mit der äußeren Anregungsspannung. Schließlich erfolgt ein Bilden des Mittelwerts des aus der Multiplikation herrührenden Signals.

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Auswertung einer Sensorein- richtung
STAND DER TECHNIK
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Auswertung einer Sensoreinrichtung, wobei die Sen≤oreinrichtung einen elektrischen Resonator in einem mit einer äußeren Anregungsspannung angeregten Schwingkreis bildet.
Obwohl auf beliebige Sensoreinrichtungen anwendbar, werden die vorliegende Erfindung sowie die ihr zugrundeliegende Problematik in bezug auf eine Viskositätssensoreinrichtung erläuter .
Zur Viskositätsmessung werden seit geraumer Zeit piezoelektrische Dickenscherschwinger, welche beispielsweise aus Quarz hergestellt sind, verwendet. Siehe dazu beispielsweise S. J. Martin et. al., Sens. Act . A 44 (1994) Seiten 209 - 218. Wird ein solcher Dickenscherschwinger in eine visko- se Flüssigkeit getaucht, so ändern sich seine Resonanzfrequenz der Eigenschwingung und deren Dämpfung in Abhängigkeit von der Viskosität und der Dichte der viskosen Flüssigkeit . Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines bekannten Viskositätssensors mit einem Quarzresonator. In Fig. 4 bezeichnet R allgemein den Viskositätssensor bzw. „Resonator". Im elektrischen Ersatzschaltbild bezeichnet TA den trockenen Anteil und FA den Flüssigkeitsanteil. Im trockenen Anteil TA liegt eine Reihenschaltung einer Kapazität Ci, einer Induktivität Li und eines Widerstandes Ri vor. Im Flüssigkeitsanteil liegt eine Reihenschaltung einer Induktivität * L2 und eines Widerstandes R2 vor. Überbrückt werden der trockene Anteil TA und der Flüssigkeitsanteil FA durch eine weitere Kapazität C0.
Im Flüssigkeitsanüeil FA ist der Widerstand R2 proportional zu -sjηp , wobei η die dynamische Viskosität und p die Dichte der viskosen Flüssigkeit ist. R2 repräsentiert die viskose Dämpfung durch die Flüssigkeit. L2 bewirkt die Frequenzverschiebung durch die viskose Flüssigkeit, welche ebenfalls proportional zu Jηp ist. Bei rauhen Resonatoroberflächen enthält L2 auch Anteile, die durch „gefangene" Flüssig- keitsanteile in der rauhen Resonatoroberfläche entstehen.
Bei bekannter oder hinreichend konstanter Dichte p kann der
Quarzresonator daher zur Bestimmung der Viskosität η verwendet werden.
Gemäß der oben erwähnten Veröffentlichung von S. J. Martin et. al. können diese veränderbaren elektrischen Parameter -R2 und L2 durch Verwendung des Resonators R als frequenzbestimmendes Element in einem Oszillator erfasst werden. Alternativ dazu kann das Impedanzspektrum in der Umgebung der Resonanzfrequenz ermittelt werden. Siehe dazu Lee et. al., Proc. IEEE Ultrasonics Symp. (1997) Seiten 419 - 422.
Fig. 5 ist eine solche bekannte Auswerteschaltung für den bekannten Viskositätssensor nach Fig. 4.
Ein spannungsgesteuerter Oszillator VCO wird dazu verwen- det, der den in die Flüssigkeit getauchten Resonator R speist, wobei die Flüssigkeit m diesem Fall 01 ist. Das Ausgangssignal des Resonators R wird mit einem Referenzsignal REF in einem Multiplizierer bzw. Multiplizierer M gemischt .
Der Gleichstromanteil des resultierenden Signals wird schließlich über einen Tiefpassfilter TP ermittelt. Der Verlauf dieses Ausgangssignals über der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO wird schließlich zur Be- wertung der Olviskosität herangezogen.
Diese Bewertung geschieht in einem Rechner 100, der ebenfalls die Steuerung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO übernimmt .
Als nachteilhaft bei den obigen bekannten Ansätzen hat sich die Tatsache herausgestellt, dass der Widerstand R2 bei der Charakterisierung hochviskoser Flüssigkeiten stark ansteigt, so dass die Impedanz des Resonators auch in der Um- gebung der Serienresonazfrequenz im wesentlichen durch die Kapazität C0 und durch die parallel dazu liegende Streukapazität Cs bestimmt wird. Dies erschwert die Bestimmung der relevanten Ersatzparameter mittels eines Oszillators oder der Impedanzspektroskopie. Eine mögliche Abhilfe ist die Parallelschaltung einer Induktivität zur Kompensation von Co und Cs in der Umgebung der Serienresonanzfrequenz des Resonators. Nachteil dabei ist der erforderliche Abgleich* und die Tatsache, dass die Streukapazität Cs unter Umstän- den variiert.
Die Methode gemäß der obigen Veröffentlichung von Lee et. al. erlaubt abhängig von der Beschaffenheit des Referenzweges eine zumindest teilweise Kompensation der Einflüsse von Co und Cs, liefert allerdings kein der Viskosität entsprechendes Ausgangssignal, sondern dient lediglich zur Ermittlung eines durch die Viskosität bestimmten, charakteristischen Frequenzganges.
VORTEILE DER ERFINDUNG
Das erfindungsgemäße Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 bzw. die entsprechende Vorrichtung nach Anspruch 6 weisen gegenüber dem bekannten Lösungsansatz den Vorteil auf, daß die entsprechenden Schaltungen auch zur Messung hochviskoser Flüssigkeiten geeignet sind. Das Sensorausgangssignal ist eine einfach weiterzuverarbeitende Gleich- 'spannung, welche ein Maß für die Viskosität der Flüssigkeit ist . Die der vorliegenden Erfindung zu Grunde liegende Idee ist, dass der störende Einfluss der statischen Resonatorkapazität Co und der Streukapazitäten Cs eliminiert wird, indem die Amplitude des resistiven in Phase verlaufenden Anteils des Resonatorstroms bei der Serienresonanzfrequenz ermittelt wird.
In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbil- düngen und Verbesserungen des erfindungsgemäßen Gegenstandes .
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung wird der Strom durch einen nach Masse geschalteten Meßwiderstand erfaßt.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung wird die Amplitude des resistiven Anteils des Resonatorstroms durch Multiplikation eines dem Resonatorstrom entsprechenden Signals mit der äußeren Anregungsspannung und anschließender Filterung zur Mittelwertbildung ermittelt.
•Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung wird die äußere Anregungsspannung gewobbelt, und der Spitzenwert des dem Mittelwert entsprechenden Signals wird mit einer Zeit- konstante festgehalten, welche größer als die Periodendauer der Wobbeifrequenz ist.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung wird die äußere Anregungsspannung frequenzmoduliert (z.B. mit einem kleinen Rechtecksignal) . Damit werden Amplitudenschwankungen des dem Mittelwert entsprechenden Signals bewirkt. Das dem Mittelwert entsprechende Signal wird zusammen mit dem Modulationssignal zur Regelung der Anregungsmittenfrequenz -auf die Resonanzfrequenz verwendet.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist die Sensoreinrichtung ein Viskositätssensor ist und weist eine Be*- sti mungseinrichtung zum Bestimmen viskoelastischer Effekte basierend auf dem Ausgangssignal des ersten Tiefpasses und dem Ausgangssignal der Regeleinrichtung auf.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung ist mindestens eine der Multiplikationseinrichtungen schaltungstech- nisch durch einen geschalteten Invertierer realisiert.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung weist die Erfassungseinrichtung zum Erfassen des Stromes im Schwingkreis einen Transimpedanzverstärker auf.
ZEICHNUNGEN
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher er- läutert.
Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Auswertevorrichtung;
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Auswertevorrichtung;
Fig. 3 eine Darstellung der Ausgangsspannung des ersten Tiefpasses in Abhängigkeit von der VCO-Frequenz ' bei der zweiten Ausführungsform der erfindungsge- mäßen Auswertevorrichtung gemäß Fig. 2;
Fig. 4 ein Ersatzschaltbild eines bekannten Viskositäts- sensors; und
Fig. 5 eine bekannte Auswerteschaltung für den bekannten Viskositätssensor nach Fig. 4.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche o- der funktionsgleiche Bestandteile.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Auswertevorrichtung.
In Fig. 1 bezeichnet Bezugszeichen W eine Wobbel-Einrich- tung zum Wobbein der äußeren Versorgungsspannung. VCO ist dabei ein spannungsgesteuerter Oszillator, welcher von einem Sägezahngenerator SZ gesteuert wird. R bezeichnet all- gemein den Resonator, Cs ist eine Streukapazität, und Rm ist ein auf Masse geschalteter Erf ssungswiderstand. M ist ein Multiplizierer, der das Ausgangssignal des Erfassungs- widerstandes Rm und das Ausgangssignal der Wobbel-Einrich- tung W miteinander mischt. TP ist ein Tiefpass, welcher das Ausgangssignal des Multiplizierers M empfängt, und SWD ist ein Spitzenwertdetektor, der das Ausgangssignal des Tiefenpasses TP empfängt und letztlich das der Viskosität ent- * sprechende Ausgangssignal AUS liefert.
Insbesondere wird der Resonatorstrom durch den Messwiderstand Rm bestimmt und mit der angelegten Resonatorspannung multipliziert. Der Mittelwert des resultierenden Signals ist der Amplitude der in Phase verlaufenden Komponente des Resonatorstroms proportional und kann durch Filterung mit einem Tiefpass ermittelt werden. Auf diese Art und Weise wird der Einfluss durch C0 und Cs bestimmten Blindstromkomponente eliminiert.
Die genaue Funktion der dermaßen aufgebauten Schaltung zur Bestimmung der Viskosität ist folgende. Der Resonator R wird durch die Wobbel-Einrichtung W gespeist. Beim Wobbein bzw. Durchstimmen der Frequenz ergibt sich an der Serienresonanzfrequenz des Resonators R ein Maximum im Ausgangssig- nal des Tiefpasses TP, welches zur Bestimmung des durch die Viskosität bestimmten Widerstandes R2 (vgl. Fig. 4) verwendet werden kann. Dieses Maximum am Ausgang des Tiefpasses TP wird mit dem Spitzenwertdetektor SWD erfasst und als Ausgangssignal AUS zur Bestimmung der Viskosität verwendet. Die Gedächtnis-Zeitkonstante des Spitzenwertdetektors SWD ist dabei größer als die Periodendauer der Wobbel-Frequenz der Wobbel-Einrichtung W.
Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Auswertevorrichtung.
In Fig. 2 bezeichnen zusätzlich zu den bereits eingeführten Bezugszeichen Ml einen ersten Multiplizierer, TPl einen ersten Tiefpass, U_TP1 das Ausgangssignal des ersten Tiefpasses TPl, M2 einen zweiten Multiplizierer, TP2 einen zweiten Tiefpass, I einen Integrator, U_VCO das Ausgangs- signal des Integrators I, ADD einen Addierer, RE eine Rechteckssignal-Erzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer Modulationsspannung U_R und AI bzw. A2 ein jeweiliges erstes und zweites Ausgangssignal.
Bei dieser zweiten Aus ünrungsform lässt sich der spannungsgesteuerte Oszillator VCO alternativ zur Wobbeimethode gemäß der ersten Ausführungsform durch einen Regelkreis auf •die Resonanzfrequenz des Resonators R abstimmen. Bei der Serienresonanz zeigt das Signal U_TP1 am Ausgang des ersten Tiefpasses TPl ein Maximum und kann deshalb nicht direkt als Eingangsgröße eines linearen Reglers verwendet werden.
Daher wird bei dieser Ausführungsform, die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO periodisch um eine Mittenfrequenz f_c variiert, d.h. frequenzmoduliert. Dies ist in Fig. 3 illustriert, die eine Darstellung der Aus- gangsspannung des ersten Tiefpasses in Abhängigkeit von der VCO-Frequenz bei der zweiten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Auswertevorrichtung gemäß Fig. 2 ist.
Im betrachteten Fall geschieht dies durch eine Überlagerung der Steuerspannung U_VCO des spannungsgesteuerten Oszillators VCO mit einem kleinen Rechtecksignal der Amplitude U_R. Die Momentanfrequenz des spannungsgesteuerten Oszilla*- tors springt dann periodisch zwischen den Werten f_c + df und f_c - df hin und her, wobei f_c = k*U_VCO und df = k*U_R, wobei k die Konstante des spannungsgesteuerten Oszillators VCO ist.
Am Ausgang des ersten Tiefpasses TPl ergibt sich demnach eine Gleichspannung, der eine Rechteckspannung überlagert ist, also das Signal U_TP1. Letztere ist, je nachdem ob f_c unterhalb oder oberhalb der Serienresonanzfrequenz f_res liegt, in Phase bzw. 180° außer Phase mit der modulierten Rechteckspannung, wie rechts oben in Fig. 3 dargestellt.
Für f_c = f_res verschwindet die überlagerte Rechteckspannung. Streng genommen gilt das zwar nur bei einem symmetrischen Frequenzgang um die Resonanzf equenz, doch falls U_R klein genug gewählt wurde, gilt dies jedenfalls in guter Nährung.
Eine Multiplikation des Ausgangssignals Ü_TP1 des ersten Tiefpasses TPl mit dem Modulaticnssignal U_R und eine Ermittlung des Gleichanteils durch den zweiten Tiefpass TP2, dessen Grenzfrequenz wesentlich kleiner als die Frequenz des Rechtecksignals (Modulationssignals) ist, ergibt demnach eine positive Spannung, falls die Frequenz f_c > f_res, und eine negative Spannung, falls die Frequenz f_c < f_res ist.
Durch die Verwendung des Integrators I im Regler kann demnach eine Regelspannung U_VCO für den spannungsgesteuerten Oszillator VCO gewonnen werden, welche f_c = f_res em- stellt. Im eingeregelten Zustand können sowohl das Aus- gangssignal AI, also U_TP1, als auch aas Ausgangssignal A2, also U_VCO, als ein der Viskosität entsprechendes analoges Ausgangssignal verwendet werden.
Die Ausgangssignale AI und A2 entsprechen dabei der Dampfung bzw. der Resonanzfrequenz des Resonators. Beide Großen repräsentieren die Viskosität der gemessenen Flüssigkeit. Die gleichzeitige Beobachtung dieser Großen erlaubt zudem auch die Erkennung von viskoelastischem (also nicht rein viskosem) Flussigkeitsverhalten, αa sich in diesem Fall α e Relation der beiden Großen verglichen mit dem rein viskosen Fall verändert.
Gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel kann der Multipli- zierer schaltungstechnisch durch einen geschalteten Invertierer realisiert werden. Für die Funktionalität der Schaltung st nämlich αie Auswertung der Phasenverhaltnisse wesentlich. Bei allen verwendeten Multiplizierern M, Ml, M2 weist eine der beiden Eingangsgrößen eine konstante Amplitude auf (Anregungsspannung bei M und Ml, Rechteckspannung bei M2) .
Genauer gesagt wird die eine erste Eingangsgröße, nämlich die Anregungsspannung bei M und Ml bzw. die Rechteckspannung bei M2 dazu verwendet, einen Schalter zu steuern. Die zweite Eingangsgröße wird je nach Stellung des Schalters invertiert (erste Eingangsgröße negativ) oder nicht (erste Eingangsgröße positiv) .
Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifi- zierbar.
Insbesondere ist die Erfindung nicht auf Viskositätssenso- ren beschränkt, sondern auf allen Sensoren anwendbar, die als die Resonanzfrequenz bestimmendes Element in einem mit einer äußeren Anregungsspannung angeregten Schwingkreis dienen.

Claims

PATENTANSPRÜCHE
1. Verfahren zur Auswertung einer Sensoreinrichtung, wo- bei die Sensoreinrichtung einen elektrischen Resonator in einem mit einer äußeren Anregungsspannung angeregten Schwingkreis bildet, mit den Schritten:
Erfassen des Stromes im Schwingkreis im Bereich der Reso- nanzfrequenz;
Multiplizieren des erfaßen Stromes mit der äußeren Anregungsspannung; und
Bilden des Mittelwerts des aus der Multiplikation herrührenden Signals.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom durcn einen nach Masse geschalteten Meßwiderstand (Rm) erfaßt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude des resistiven Anteils des Stroms durch Multiplikation eines dem Resonatorstrom entsprechen- den Signals mit der äußeren Anregungsspannung und anschließender Filterung zur Mittelwertbildung ermittelt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die äußere Anregungsspannung gewobbelt wird und der Spitzenwert des dem Mittelwert entsprechenden Signals mit einer Zeitkonstante festgehalten wird, welche größer als die Periodendauer der Wobbeifrequenz ist.
5. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die äußere Anregungsspannung frequenzmoduliert wird, so daß entsprechende Amplitudenschwankungen in dem dem Mittelwert entsprechenden Signal auftreten; und das dem Mittelwert entsprechende Signal zusammen mit dem Modulationssignal zur -Regelung der Anregungsmittenfrequenz auf die Resonanzfrequenz verwendet wird.
6. Vorrichtung zur Auswertung einer Sensoreinrichtung, wobei die Sensoreinrichtung einen elektrischen Resonator in einem mit einer äußeren Anregungsspannung angeregten Schwingkreis bildet, mit:
einer Erfassungseinrichtung zum Erfassen des Stromes im Schwingkreis ;
.einer ersten Multiplikationseinrichtung (M, Ml) zum Multiplizieren des erfaßen Stromes mit der äußeren Anregungsspannung; und einer Mittelwertbildungseinrichtung zum Bilden des Mittelwerts des Ausgangssignals der ersten Multiplikationseinrichtung (M, Ml) .
7. Vorrichtung nach Anspruch β, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungseinrichtung einen nach Masse geschalteten Meßwiderstand (Rm) umfaßt.
•8. Vorrichtung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekenn- zeichnet, daß die Mittelwertbildungseinrichtung einen ersten Tiefpaß (TP, TPl) umfaßt.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Wobbeieinrichtung (W) zum Wobbein der äußeren Anregungs- Spannung und eine Spitzenwerterfassungseinrichtung zum Erfassen des Spitzenwerts des Ausgangssignals des ersten Tiefpasses (TP) mit einer Zeitkonstante, welche größer als die Periodendauer der Wobbeifrequenz ist.
.
10. Vorrichtung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch eine Frequenzmodulationseinrichtung (RE, ADD) zur Frequenzmodulation der äußeren Anregungsspannung und daraus resultierenden Amplitudenschwankungen des Ausgangssignals des ersten Tiefpasses (TPl); und eine Regeleinrichtung (M2, TP2, I) zur Regelung des Schwingkreises auf die Resonanzfrequenz anhand des Ausgangssignals des ersten Tiefpasses (TPl) und des Modulationssignals.
11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Regeleinrichtung (M2, TP2, I) aufweist: eine zweite Multiplikationseinrichtung (M2) zum Multiplizieren des Ausgangssignals des ersten Tiefpasses (TPl) mit dem Modula- tionssignal; einen zweiten Tiefpaß (TP2) zum Ermitteln des Gleichspannungsanteils des Ausgangssignals der zweiten Multiplikationseinrichtung (M2) ; und eine Integrationseinrichtung zum Integrieren des Ausgangssignals des zweiten Tief-* passes (TP2) .
12. Vorrichtung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoreinrichtung ein Viskositätssensor ist und eine Bestimmungseinrichtung zum Bestimmen viskoelastischer Effekte basierend auf dem Ausgangssignal des ersten Tiefpasses (TPl) und dem Ausgangssignal der Regeleinrichtung (M2, TP2, I) aufweist.
13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche β bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens eine der Multiplikationsein- richtungen (M, Ml, M2 ) schaltungstechnisch durch einen geschalteten Invertierer realisiert ist.
14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 6 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungseinrichtung zum Erfassen des Stromes im Schwingkreis einen Transimpedanzverstärker 'aufweist .
PCT/DE2000/003652 1999-12-07 2000-10-18 Verfahren und vorrichtung zur auswertung einer sensoreinrichtung WO2001042762A1 (de)

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