WO2000055999A1 - Procede et appareil de reception radio et support - Google Patents

Procede et appareil de reception radio et support Download PDF

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WO2000055999A1
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signal
intermediate frequency
fft
converting
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PCT/JP2000/001671
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Inventor
Yasunari Ikeda
Taiwa Okanobu
Original Assignee
Sony Corporation
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only

Definitions

  • the present invention relates to a receiving apparatus and method, and a serving medium, and more particularly to a receiving apparatus and method for removing image interference from existing analog television broadcasting and demodulating a desired program of digital audio broadcasting, and a providing medium.
  • the provisional system for terrestrial digital television broadcasting and terrestrial digital audio broadcasting announced by the Telecommunications Technology Council is a system that has consistency between each broadcast, and is assigned to television channels in book B Approximately 429 KHz, which is obtained by dividing the 6 MHz bandwidth into 14 pieces, is used as an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) -modulated basic transmission unit called a segment, and transmission is performed using this segment. This is the method performed.
  • OFDM Orthogonal Frequency Division Multiplexing
  • digital terrestrial television broadcasting configures a transmission signal using 13 segments and digital terrestrial audio method configures a transmission signal using one or three segments.
  • the terrestrial digital broadcasting round-table conference which is an advisory body of the Ministry of Posts and Telecommunications, has decided that U.S.A.
  • the terrestrial digital audio method (radio broadcasting) using the band has been devised to use the VHF (Very High Frequency) band currently used for television broadcasting. I have.
  • VHF Very High Frequency
  • the band used as the intermediate frequency in the television receiver of the current terrestrial analog television broadcasting is 54 MHz to 60 MHz.
  • terrestrial digital audio broadcasting is proposed to be broadcast in the VHF band, and it is required to eliminate mutual interference with existing analog television broadcasting.
  • three segments can be transmitted with the bandwidth of one channel used for analog television broadcasting
  • a terrestrial digital audio broadcast program constitutes a transmission signal in one segment
  • a maximum of 13 channels of programs can be transmitted. Can be accommodated. Therefore, on the receiving device side, in addition to setting the channel number to be received, it is necessary to set which segment in the channel to receive. Therefore, depending on which segment in the channel the receiving device receives, the position of the frequency relative to the signal of an adjacent analog television broadcast differs. In general, it is considered that the closer a received signal is to an adjacent signal, the more likely it is to be disturbed. Therefore, when segments located at both ends of a channel are received, the most accurate demodulation is difficult. In other words, The influence from nearby signals is considered to be large.
  • the demodulation method using an intermediate frequency centered at 57 MHz is directly applied to the base band.
  • a first technique for demodulation and a second technique for demodulating after converting the intermediate frequency to another frequency are considered.
  • the intermediate frequency in the 57 MHz band is converted to a frequency that can be easily demodulated, so that the digital demodulation circuit can be operated stably and the A / D
  • the D conversion circuit may be prepared by ⁇ system.
  • the intermediate frequency in the 57 MHz band is converted to another frequency, a new problem relating to image suppression caused by the second frequency conversion arises.
  • adjacent video carriers and audio carriers may leak into the desired signal as an image, and it is necessary to prevent this. Disclosure of the invention
  • the present invention has been made in view of such a situation, and an object of the present invention is to remove a disturbance from an adjacent signal and extract a desired signal even when frequency conversion is performed twice.
  • the receiving device includes: a first conversion unit configured to convert a received signal into a first intermediate frequency signal using a signal of a first frequency; A signal output from the extracting means using an extracting means for extracting the signal and a signal having a frequency which is lower than the first frequency by a half frequency of a FFT (Fast Fourier Transformer) sampling frequency. Second converting means for converting the second intermediate frequency signal into a second intermediate frequency signal, and demodulating means for digitally demodulating the second intermediate frequency signal based on a clock having a frequency twice the FFT sampling frequency. And
  • the receiving method uses the first frequency signal as a received signal, A first conversion step for converting to an intermediate frequency signal, an extraction step for extracting a signal of a predetermined bandwidth from the first intermediate frequency signal, and a frequency which is 12 times the FFT sampling frequency from the first frequency
  • a demodulation step of digital demodulation based on a double frequency clock uses the first frequency signal as a received signal, A first conversion step for converting to an intermediate frequency signal, an extraction step for extracting a signal of a predetermined bandwidth from the first intermediate frequency signal, and a frequency which is 12 times the FFT sampling frequency from the first frequency
  • the providing medium includes: a first conversion step of converting a received signal into a first intermediate frequency signal using a signal of a first frequency; and providing a predetermined bandwidth from the second intermediate frequency signal.
  • a computer that causes the receiving apparatus to execute processing including a second conversion step of converting the second intermediate frequency signal into a signal and a demodulation step of digitally demodulating the second intermediate frequency signal based on a clock having a frequency twice the FFT sampling frequency. It is characterized by providing a readable program.
  • the receiving apparatus comprises: a conversion unit that converts an intermediate frequency signal into an intermediate frequency signal by using a signal having a frequency that is higher than the frequency of the received signal by a half of the FFT sampling frequency.
  • the receiving method comprises: a conversion step for converting an intermediate frequency signal into an intermediate frequency signal by using a signal having a frequency which is higher than the frequency of the received signal by half the FFT sampling frequency; And demodulating digitally based on a clock having a frequency twice as high as the FFT sampling frequency.
  • the providing medium comprises: a conversion step for converting an intermediate frequency signal into an intermediate frequency signal by using a signal having a frequency which is higher than the frequency of the received signal by a half of the FFT sampling frequency; A demodulating step of performing digital demodulation based on a clock having a frequency twice as high as the FFT sampling frequency.
  • a computer-readable program is provided.
  • a received signal is converted into a first intermediate frequency signal using a signal of a first frequency, and a predetermined band is converted from the intermediate frequency signal.
  • a signal having a width is extracted, and the extracted signal is converted into a second intermediate frequency signal using a signal having a frequency which is lower than the first frequency by half the FFT sampling frequency, and
  • the second intermediate frequency signal is digitally demodulated based on a clock having a frequency twice the FFT sampling frequency.
  • the receiving apparatus, the receiving method, and the providing medium according to the present invention convert the received signal into an intermediate frequency signal by using a signal having a frequency that is higher than the frequency of the received signal by half the FFT sampling frequency.
  • the signal is digitally demodulated based on a clock at twice the FFT sampling frequency.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining a signal arrangement when receiving segments located at the upper end and the lower end.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a spectrum at a second intermediate frequency.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a spectrum after FFT sampling.
  • Fig. 4 is a diagram for explaining image disturbance when the second intermediate frequency is set to the upper side.o
  • Fig. 5 is a diagram for explaining image disturbance when the second intermediate frequency is set to the lower side.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of the receiving apparatus ⁇ ⁇ to which the present invention is applied.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a signal spectrum in each section of the receiving apparatus 1.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of another embodiment of the receiving apparatus 1. As shown in FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • a transmission signal is composed of one segment or three segments in one program.
  • the following description is based on the assumption that one program is composed of one segment.
  • the center frequency of the intermediate frequency is set to 57 MHz (first intermediate frequency), and the signal converted to this first intermediate frequency is further converted to a frequency (second intermediate frequency) that is easily demodulated digitally.
  • first intermediate frequency the image in the process of converting to the first intermediate frequency is considered. Since the frequency is 114 MHz, sufficient image suppression can be performed.
  • adjacent analog television broadcast signals have no relation to image disturbance. Interference from adjacent signals is more likely to be due to intermodulation or cross-modulation caused by the fact that the carrier of the concentrated analog signal is closer to the desired signal (the signal of the channel selected by the user) than to image interference.
  • the problem is how to suppress the carrier energy of the adjacent analog signal in the intermediate frequency filter.
  • quadrature demodulation is performed by generating and multiplying two orthogonal carriers. Since the circuit configuration can be simplified by sampling with a clock that is four times the carrier frequency, it is desirable to use a frequency that is four times the carrier frequency for demodulation as the clock. Therefore, assuming that the clock is set to four times the frequency of the carrier for demodulation, the problem is how to set the frequency of the OFDM signal for digital demodulation, which is the reference for the frequency of the clock. Becomes
  • This frequency can be either the upper frequency or the lower frequency, which means that the first intermediate frequency in the 57 MHz band is usually
  • the upper local oscillation it is a problem whether the local oscillation is set to the upper side or the lower side when converting the signal to the frequency band shown in FIG. 2 as the second intermediate frequency.
  • the adjacent voice carrier fA is only 0.25MHz away from the band edge.
  • the sound carrier f A of the television broadcast adjacent to the segment of the desired signal leaks. Since the signal energy of a television broadcast is concentrated near the video carrier f P and the vicinity of the audio carrier f A, if the above-mentioned local oscillation is selected, the audio carrier f A must be included in any segment. Is likely to leak, causing interference with the desired signal. Therefore, it is considered inappropriate to use upper local oscillation.
  • the FFT sampling frequency is 0.5076 MHz.
  • the FFT sampling frequency is 0.50776 MHz. Become. That is, the sampling frequency can be set to 0.576 MHz regardless of the mode.
  • the center frequency of the OFDM signal at the second intermediate frequency is 0.253 8 MHz, and the image frequency is 0.5. 0 76 MHz. Since the OFDM signal bandwidth is about 0.429 MHz, as shown in Fig. 5, it is possible to arrange in the image band avoiding the adjacent TV broadcast video carrier fP. .
  • the sampling frequency of the FFT is 1.0158 MHz.
  • the sampling frequency is 1.0158 MHz.
  • the sampling frequency of the FFT can be set to 1.0158 MHz regardless of the mode.
  • the second intermediate frequency is set to 1/2 of the sampling frequency of the FFT.
  • the center frequency of the OFDM signal at the second intermediate frequency is 0.579 MHz
  • the image frequency is 1.0 ⁇ 58 MHz.
  • the image frequency becomes 1.0158 MHz or more, and the video carrier f P of the adjacent television broadcast must be included in any segment within the band. Or, the voice carrier f A leaks as an image.
  • the frequency when demodulating an OFDM signal, the frequency is set to half the frequency of the sampling frequency of the FFT and to a frequency that does not generate aliasing distortion, and to an intermediate frequency where the carrier of the adjacent television broadcast does not become the image frequency.
  • the frequency-converted signal is sampled using an AZD conversion circuit with a clock that is twice the sampling frequency of the FFT, digitally demodulated, and the digitally demodulated baseband OFDM signal is processed by the FFT circuit. This is realized by OFDM demodulation.
  • FIG. 6 shows the configuration of an embodiment of a receiving device that takes this into consideration.
  • the signal in the RF band received by the antenna 2 of the receiver 1 is input to the RF amplifier circuit 3, amplified, and output to the frequency conversion circuit 4.
  • the frequency conversion circuit 4 converts the input signal into a signal having a first intermediate frequency based on a signal supplied from the oscillation circuit 5.
  • the desired signal is a signal of a program (channel) selected by a user operating a remote controller (not shown) or the like.
  • the selection circuit 6 controls the oscillation circuit 5 to oscillate a signal having a frequency 57 MHz higher than the frequency of the desired signal.
  • the amplified RF band signal output from the RF amplifier circuit 3 and the signal as the local signal output from the oscillator circuit 5 are supplied to the frequency conversion circuit 4 and mixed, whereby the desired signal is obtained. Is converted into an intermediate frequency signal of the first intermediate frequency in the 57 MHz band and output to the intermediate frequency circuit 7. Since the frequency that becomes the image of the oscillation frequency can be calculated from the channel selected by the user, the RF amplifier circuit 3 performs band control in advance to suppress the band that becomes the image frequency. You.
  • the intermediate frequency circuit 7 amplifies the level of the input intermediate frequency signal to a predetermined level and shapes the signal spectrum using an intermediate frequency filter.
  • the characteristic of the intermediate frequency filter is that it sufficiently suppresses the carrier component of the adjacent analog television broadcast.
  • the video carrier of the upper adjacent channel is close to the image frequency of the frequency converted by the frequency conversion circuit 8 at the subsequent stage, it is designed to be sufficiently suppressed.
  • the bandwidth of the intermediate frequency filter is one segment, that is, 0.429 MHz.
  • the amplified and shaped intermediate frequency signal is output to the frequency conversion circuit 8.
  • the frequency conversion circuit 8 uses the signal oscillated by the oscillation circuit 9 to convert the input intermediate frequency signal into an intermediate frequency signal of a second intermediate frequency.
  • the FFT standardized clock is set to 0.579 MHz, the frequency lower by 0.2539 (0.5079 / 2) MHz than the first intermediate frequency of 57 MHz That is, it is 56.77.461 MHz.
  • the FFT sampling clock is 1.0158 MHz.
  • the frequency conversion circuit 8 supplied with the signal of the above-described frequency oscillated by the oscillation circuit 9 converts the input intermediate frequency signal of the first intermediate frequency into an intermediate frequency signal of the second intermediate frequency.
  • the intermediate frequency signal converted to the second intermediate frequency is input to the A / D conversion circuit 10 and digitized (sampled) based on the clock generated by the clock generation circuit 11.
  • the clock generation circuit 11 oscillates a signal having a frequency twice the FFT sampling clock, that is, a frequency four times the second intermediate frequency. As mentioned above, four times the carrier frequency is used as the FFT sampling clock Since the orthogonal demodulated signal is output with the sign inverted alternately, digital orthogonal demodulation can be easily performed.
  • the demodulation circuit 12 performs quadrature demodulation on the signal output from the A / D conversion circuit 10 using the above-described features.
  • the signal demodulated by the demodulation circuit 12 is output to the FFT operation circuit 13 and subjected to the FFT operation processing, whereby the carrier of the OFDM signal is demodulated.
  • the signal demodulated in this way is output to a speaker or the like (not shown) and reproduced.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a spectrum of an output signal from each unit of the receiving apparatus 1 shown in FIG.
  • the signal in the RF band received by the antenna 2 of the receiver 1 is converted by the frequency conversion circuit 4 into a first local signal having a frequency 57 MHz higher than the frequency of the received signal.
  • the signal of the oscillation frequency (f10c1) the signal is converted to a first intermediate frequency signal in a 57 MHz band as shown in FIG. 7 (B).
  • the first intermediate frequency signal is further converted by the frequency conversion circuit 8 using a signal of the second local oscillation frequency (f10c2) lower than 0.579 MHz by 0.579 MHz.
  • FIG. 7 (C) it is converted to the second intermediate frequency signal.
  • the demodulation spectrum as shown in FIG. 3 is generated by performing the FFT operation processing on the second intermediate frequency signal generated in this manner by the FFT operation circuit 13.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of another embodiment of the receiving apparatus 1.
  • the configuration shown in FIG. 8 is a configuration in which the intermediate frequency circuit 7, the frequency conversion circuit 8, and the oscillation circuit 9 are removed from the receiving device 1 shown in FIG. That is, the signal output from the frequency conversion circuit 4 is directly input to the AZD conversion circuit 10.
  • the signal output from the RF amplification circuit 3 is frequency-converted by the frequency conversion circuit 4 based on the signal of the local oscillation frequency oscillated by the oscillation circuit 5.
  • the tuning circuit 6 controls the oscillation circuit 5 so as to transmit a frequency higher than the frequency of the selected channel by 0.579 MHz. Note that the bandwidth of the intermediate frequency is a bandwidth for one segment.
  • an intermediate frequency signal of 0.579 MHz is directly obtained from the signal in the RF band, and the obtained intermediate frequency signal is processed by the A / D conversion circuit 10 and thereafter. . Since the processing after the A / D conversion circuit 10 is the same as that of the receiving apparatus 1 shown in FIG. 6, the description is omitted.
  • Numerical values such as the first intermediate frequency, the second intermediate frequency, and the FFT calculation clock are merely examples, and are not limited to the numerical values described above.
  • provided media for providing a user with a computer program for executing the above processing include information recording media such as a magnetic disk and a CD-ROM, and transmission media via a network such as the Internet and digital satellites. included.
  • a received signal is converted into a first intermediate frequency signal using a signal of a first frequency, and A signal having a predetermined bandwidth is extracted from the signal, and a signal having a frequency lower than the first frequency by an amount equal to twice the FFT sampling frequency is used as a second intermediate frequency signal.
  • the second intermediate frequency signal is digitally demodulated based on a clock with a frequency twice the FFT sampling frequency, so that interfering signals from adjacent signals are prevented from being mixed in and the desired signal is Demodulation becomes possible.
  • the receiving device, the receiving method, and the handling medium according to the present invention are designed to reduce the frequency of the received signal.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
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  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Description

明 糸田 受信装置および方法、 並びに提供媒体 技 術 分 野
本発明は受信装置および方法、 並びに握供媒体に関し、 特に、 既存のアナログ テレビジョン放送からのイメージ妨害を除去し、 デジタル音声放送の所望の番組 を復調する受信装置および方法、 並びに提供媒体に関する。 背 景 技 術
電気通信技術審議会が発表した地上デジタルテレビジョン放送および地上デジ タル音声放送についての暫定方式は、 それぞれの放送間で整合を持った方式であ り、 B本ではテレビジョンチャンネルに割り当てられている 6 MH zの帯域幅を 1 4個に分割した約 4 2 9 K H zをセグメントと称される O F D M (Orthogonal Frequency Divi sion Mult iplexing) 変調された基本伝送単位とし、 このセグメ ントを用いて伝送が行われる方式である。 O F D M変調されているセグメン卜に は、 0 F D M搬送波数が 1 0 8本、 2 1 6本、 4 3 2本の 3モードが定義されて いる。
地上デジタルテレビジョン放送は、 セグメントを 1 3個用いて伝送信号を構成 し、 地上デジタル音声方法は、 セグメントを 1個あるいは 3個用いて伝送信号を. 構成することが提案されている。
ところで、 郵政省の諮問機関である地上デジタル放送懇談会は、 将来の日本の 地上デジ夕ル放送として、 地上デジ夕ルテレビジョン放送は現在のテレビジョン 放送に用いられている U H F (Ultra High Frequency) 帯域を用いて、 地上デジ タル音声方法 （ラジオ放送） は、 現在のテレビジョン放送に用いられている V H F (Very High Frequency ) 帯域を用いて、 それぞれ放送することが握案されて いる。
現在の地上アナログテレビジョン放送のテレビジョン受像機における中間周波 数として用いられている帯域は、 5 4 MH z乃至 6 0 MH zである。 地上デジ夕 ルテレビジョン放送および地上デジタル音声放送も、 現行の地上アナ口グテレビ ジョン放送の中間周波数を用いることが、 ィメージ妨害をさける観点から有利で あると考えられている。 すなわち、 5 7 MH zと中心周波数として必要な帯域幅 および減衰特性などの選択度を有する中間周波特性をもち、 これを復調すること が提案されている。
上述したように、 地上デジタル音声放送は、 V H F帯域で放送されるように提 案されており、 既存のアナログテレビジョン放送との相互妨害をなくすことが求 められている。 また、 アナログテレビジョン放送に用いられている 1チャンネル 分の帯域幅で、 〗 3セグメントを伝送できるので、 地上デジタル音声放送番組が 1セグメントで伝送信号を構成する場合、 最大 1 3チャンネル分の番組を収容で きることになる。 従って、 受信装置側では、 受信したいチャンネル番号の設定の 他に、 チャンネル内の、 どのセグメントを受信するのかも設定する必要がある。 そのため、 受信装置がチャンネル内の、 どのセグメントを受信するのかに依存 し、 隣接するアナログテレビジョン放送の信号との相対的な周波数の位置が異な つてくる。 一般的に、 受信信号が隣接信号と近接しているほど妨害を受けやすい と考えられることから、 チャンネルの両端に位置するセグメン卜が受信される時 が、 最も正しい復調が難しい、 換言すれば、 近接する信号からの影響が大きいと 考えられる。
ところで、 上述したように、 現在のテレビジョン受像機の中心周波数の帯域を 考慮し、 5 7 MH zを中心周波数とする中間周波数を用いた場合の復調方式とし ては、 直接的に基底帯域に復調する第 1の手法と、 その中間周波数を更に別の周 波数に変換してから復調する第 2の手法とが考えられる。
第ュの手法を用い、 その処理をアナログ的に行なった場合、 直交搬送波の発生 に関する直交性に安定度を得にくいこと、 アナログ復調用乗算回路の不完全さに 起因する直流オフセツ ト発生すること、 基底帯域信号のデジタル化に AZD (An alog/Digi tal) 変換回路が 2系統必要になることなど、 不利益な点がある。 また 、 第 1の手法を用い、 その処理をデジタル的に行なった場合、 直交搬送波とクロ ック周波数との関係が、 必ずしも整合がある関係にはならないことから、 回路規 模が大きくなるといつた課題があつた。
第 2の手法を用いた場合、 5 7 MH z帯の中間周波数を、 さらにデジタル復調 しやすい周波数に変換するため、 デジ夕ル復調回路を安定して動作させることが 可能であるとともに、 A/D変換回路も〗系統用意すればよい。 しかしながら、 5 7 MH z帯の中間周波数を、 さらに別の周波数に変換するため、 この 2回目の 周波数変換に起因するイメージ抑圧に関する問題が新たに生じる。 特に、 隣接す る映像搬送波や音声搬送波がィメージとなつて希望信号に漏れ込む場合が考えら れ、 このことを防ぐ必要がある。 発明の開示
本発明はこのような状況に鑑みてなされたものであり、 2度の周波数変換を行 なった場合においても、 隣接信号からの妨害を除去し、 希望信号を抽出する事を 目的とする。
本発明に記載の受信装置は、 受信信号を第 1の周波数の信号を用いて、 第 1の 中間周波信号に変換する第 1の変換手段と、 第 1の中間周波信号から所定の帯域 幅の信号を抽出する抽出手段と、 第 1の周波数より、 F F T (Fast Fouri er Tra nsforra) 標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ低い周波数の信号を用いて、 抽 出手段から出力された信号を第 2の中間周波信号に変換する第 2の変換手段と、 第 2の中間周波信号を F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基づいて 、 デジタル復調する復調手段とを含むことを特徴とする。
本発明に記載の受信方法は、 受信信号を第 1の周波数の信号を用いて、 第 1の 中間周波信号に変換する第〗の変換ステップと、 第 1の中間周波信号から所定の 帯域幅の信号を抽出する抽出ステップと、 第 1の周波数より、 F F T標本化周波 数の 1 2倍の周波数分だけ低 、周波数の信号を用 L、て、 抽出ステツプから出力 された信号を第 2の中間周波信号に変換する第 2の変換ステップと、 第 2の中間 周波信号を F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基づ 、て、 デジタル 復調する復調ステップとを含むことを特徴とする。
本発明に記載の提供媒体は、 受信信号を第 1の周波数の信号を用いて、 第 1の 中間周波信号に変換する第 1の変換ステップと、 第〗の中間周波信号から所定の 帯域幅の信号を抽出する抽出ステップと、 第 1の周波数より、 F F T標本化周波 数の】 / 2倍の周波数分だけ低 、周波数の信号を用いて、 抽出ステップから出力 された信号を第 2の中間周波信号に変換する第 2の変換ステップと、 第 2の中間 周波信号を F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基づいて、 デジタル 復調する復調ステップとを含む処理を受信装置に実行させるコンピュータが読み 取り可能なプログラムを握供することを特徴とする。
本発明に記載の受信装置は、 受信信号の周波数より F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ高い周波数の信号を用いて、 中間周波信号に変換する変換手 段と、 中間周波信号を F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基づいて 、 デジタル復調する復調手段とを含むことを特徴とする。
本発明に記載の受信方法は、 受信信号の周波数より F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ高い周波数の信号を用いて、 中間周波信号に変換する変換ス テツプと、 中間周波信号を F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基づ いて、 デジタル復調する復調ステップとを含むことを特徴とする。
本発明に記載の提供媒体は、 受信信号の周波数より F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ高い周波数の信号を用いて、 中間周波信号に変換する変換ス テツプと、 中間周波信号を F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基づ いて、 デジタル復調する復調ステップとを含む処理を受信装置に実行させるコン ピュータが読み取り可能なプログラムを提供することを特徴とする。
本発明に記載の受信装置、 受信方法、 および握供媒体においては、 受信信号が 第 1の周波数の信号を用いて、 第 1の中間周波信号に変換され、 その中間周波信 号から所定の帯域幅の信号が抽出され、 第 1の周波数より、 F F T標本化周波数 の 1 / 2倍の周波数分だけ低い周波数の信号を用いて、 抽出された信号が第 2の 中間周波信号に変換され、 第 2の中間周波信号が F F T標本化周波数の 2倍の周 波数のクロックに基づいて、 デジタル復調される。
本発明に記載の受信装置、 受信方法、 および提供媒体は、 受信信号の周波数よ り F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ高い周波数の信号を用いて、 中 間周波信号に変換した信号が F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基 づいて、 デジタル復調される。 図面の簡単な説明
図 1は上端と下端に位置するセグメントを受信時の信号配置について説明する 図である。
図 2は第 2中間周波数におけるスぺク トラムを説明する図である。
図 3は F F T標本化後のスぺク トラムを説明する図である。
図 4は第 2中間周波数を上側としたときのィメ一ジ妨害について説明する図で ある o
図 5は第 2中間周波数を下側としたときのイメージ妨害につ 、て説明する図で あ^
図 6は本発明を適用した受信装置〗の一実施の形態の構成を示すブロック図で あ "3 ο
図 7は受信装置 1の各部における信号スぺク トラムを説明する図である。 図 8は受信装置 1の他の実施の形態の構成を示すプロック図である。 発明を実施するための最良の形態
現在のテレビジョン放送の V H F帯域を用いて地上デジタル音声放送を行う場 合、 1チャンネル分の帯域幅 （6 MH z ) に、 1 3セグメントが収容される。 地 上デジタル音声放送は、 1番組が 1セグメントまたは 3セグメン卜で伝送信号が 構成される。 ここでは、 1番組は 1セグメントで構成されるとして以下の説明を する。
まず、 中間周波数の中心周波数を 5 7 MH z (第 1の中間周波数） とし、 この 第 1の中間周波数に変換された信号を、 さらにデジタル復調しやすい周波数 （第 2の中間周波数） に変換することにより、 受信した信号を復調する場合を考える 上述したように、 地上デジタル音声放送の中間周波数の中心周波数として 5 7 MH zを設定した場合、 第 1の中間周波数に変換する退程でのイメージ周波数は 1 1 4 MH zであるので、 十分なイメージ抑圧が行える。 また、 この第 1の中間 周波数に変換する過程では、 隣接するアナログテレビジョン放送の信号は、 ィメ ージ妨害には関係がない。 隣接する信号からの妨害は、 イメージ妨害よりも、 ェ ネルギ一の集中したアナログ信号の搬送波が、 希望信号 （ユーザが選択したチヤ ンネルの信号） の近くにあることに起因する相互変調や混変調による非線形歪で あり、 中間周波フィル夕で、 いかにその隣接アナログ信号の搬送波エネルギーを 抑圧できるかが問題となる。
しかしながら、 地上デジタル音声放送では、 チャンネル （ 1 3セグメント） 内 の、 どのセグメントを復調するかにより、 中間周波フィル夕の帯域内での希望信 号と隣接アナログテレビジョン放送の搬送波との相対的な周波数の位置が異なる 。 周波数の近い信号が隣接して存在する場合、 隣接する信号からの妨害を受けや すいとされることから、 図 1に示したように、 最上位セグメントや最下位セグメ ントを受信するとき、 その希望信号に近い位置に隣接するアナログテレビジョン 放送の信号の搬送波が存在することになる。 すなわち、 図 1 (A) に示したように、 デジタル音声放送の最下位セグメント には、 アナログテレビジョン放送の映像搬送波 f Pが隣接し、 図 1 (B) に示し たように、 デジタル音声放送の最上位セグメントには、 アナログテレビジョン放 送の音声搬送波 f Aが瞵接する。 なお、 図中の数値のうち、 57 MHzは、 上述 した第 1の中間周波数を示し、 428. 57 1 (= 6 MHz/l 4セグメント） kHzは、 1セグメン トの帯域幅を示し、 5. 57 1 MHzは、 実際に用いられ る 13セグメント分の帯域幅を示している。
次に、 中間周波数からのデジタル直交復調について考える。 基本的には、 直交 する 2つの搬送波を発生し乗算することにより直交復調を行なう。 搬送波の 4倍 のクロックで標本化すると回路構成を簡単化できることから、 復調用の搬送波周 波数の 4倍の周波数をクロックとして用いることが望ましい。 そこで、 クロック としては、 復調用の搬送波の 4倍の周波数に設定するとし、 そのクロックの周波 数の基準となる、 デジタル復調するための OF DM信号の周波数を、 どのように 設定するかが問題となる。
上述した 57 MHzの 4倍の周波数、 すなわち、 228 MHzをクロックとし て用いる場合、 228MHzは、 非常に高速であるため、 回路実装上の問題が新 たに生じる可能性がある。 そこで、 57 MHzよりも低い第 2の中間周波数を設 定し、 その第 2の中間周波数に変換した後に、 その中間周波数に基づくクロック でデジタル復調することが考えられる。 ここで、 具体的に第 2の中間周波数を、 どのような値に設定するかを考察する。
第 2の中間周波数として、 最終的に F F Tの標本化周波数 f Sの】 / 2周波数 の位置に OFDM信号を形成すれば、 図 2に示すように、 OFDM信号の DC ( 直流成分） に対する折り返しは発生せず、 また、 低い周波数のクロックを用いて 、 第 2の中間周波数の OF DM信号をデジタル復調する事が可能となる。 このよ うな周波数の位置に、 受信された OFDM信号を周波数変換し、 デジタル直交復 調すれば、 直交復調動作として、 最も低速で行なうことが可能となる。 このよう なデジタル直交復調が行われた後のスぺク トル配置を図 3に示す。 図 3に示すよ うなデジタル直交復調された O F D M信号を F F T処理することにより、 各 O F D Mの搬送波の復調がされる。
ところで、 図 2に示したデジタル復調するための周波数位置に 0 F D M信号を 変換するには、 変換前の信号より f SZ 2の周波数だけ、 異なる周波数を乗算す ることで得ることが可能である。 この周波数として上側の周波数を用いるか、 あ るいは下側の周波数を用いるか、 いずれかを選択するわけだが、 すなわち、 5 7 MH z帯の第 1の中間周波数を形成するのに、 通常、 上側局部発振を用いている が、 さらに第 2の中間周波数として、 図 2に示した周波数帯域に信号を変換する ときの、 局部発振を上側にするか下側にするかが問題である。
第 2の局部発振周波数 f 1 0 cとして上側局部発振を用いた場合、 図 4に示す ように、 隣接する音声搬送波 f Aが帯域端から 0 . 2 5 MH zしか離れていない ことから、 イメージとして、 希望信号のセグメントに隣接するテレビジョン放送 の音声搬送波 f Aが漏れ込んでしまう。 テレビジョン放送の信号エネルギーは、 映像搬送波 f Pの近傍と音声搬送波 f Aの近傍に集中することから、 上述した上 側局部発振を選択した場合、 どこかのセグメン卜には必ず音声搬送波 f Aが漏れ 込むことになり、 希望信号に対する妨害が発生するものと想定される。 従って、 上側局部発振を用いるのは、 不適切であると考えられる。
第 2の局部発振周波数 f 1 0 cとして下側局部発振を用いた場合、 図 5に示す ように、 隣接する映像搬送波 f Pの帯域端から 1 . 2 5 MH z離れた位置にデジ タル音声放送の下端が位置するため、 上側局部発振を用いた場合と比べて、 1 M H zの余裕が存在する。 従って、 イメージ帯域が、 このテレビジョン放送の隣接 チャンネルの映像搬送波 f Pにかからないように設定すれば、 上側映像信号のサ ィ ドバンド成分の影響はあるものの、 搬送波エネルギーからの妨害を防ぐことが できる。
以上のことを考慮し、 具体的な周波数の検討を行う。 地上デジタル音声放送で は、 1セグメン卜の帯域幅として 6 Zl MHz (約 0. 4 2 9MHz) とされ ており、 1セグメント帯域あたりの OFDM搬送波数も、 モード】 として 1 0 8 本、 モード 2として 2 1 6本、 モード 3として 43 2本が定義されている。 モー ド 1は、 1 0 8本の搬送波数であるから、 OF DM復調する際の F FTポイント 数としては、 1 2 8ポイント以上必要であるので、 2 5 6ポイント F FTが用い られるのが適当であると考えられる。
ここで、 例えば、 モード 1が用いられた信号を受信するにあたり FFTポイン ト数を 1 2 8とすると、 FFT標本化周波数は、 0. 5 0 7 6 MHzである。 同 様に、 モード 2の場合の F FTポイント数を 25 6、 モード 3の場合の F FTポ イント数を 5 1 2とした場合も、 FFT標本化周波数は、 0. 5 0 7 6 MHzと なる。 すなわち、 モードによらず標本化周波数を 0. 5 0 7 6 MHzと設定する 事ができる。
上述したように、 F F T標本化周波数の 1 / 2に第 2の中間周波数を設定する と、 第 2の中間周波数における OFDM信号の中心周波数は、 0. 253 8MH zとなり、 イメージ周波数は 0. 5 0 7 6 MHzとなる。 この OF DM信号帯域 幅は、 約 0. 4 2 9MHzであるから、 図 5に示したように、 イメージ帯域内に 隣接するテレビジョン放送の映像搬送波 f Pを避けて配置する事が可能となる。 次に、 モード 1を受信するにあたり、 F FTのポイント数を 25 6と設定する と、 F FTの標本化周波数は、 1. 0 1 5 8MHzである。 同様に、 モード 2の 場合、 F FTのポイント数を 5 1 2、 モード 3の F FTのポイント数をュ 0 24— とした場合も、 標本化周波数は 1. 0 1 5 8 MHzとなる。 すなわち、 モードに 無関係に F FTの標本化周波数は 1. 0 1 5 8 MHzと設定する事が可能である このような場合も、 F F Tの標本化周波数の 1 / 2に第 2の中間周波数を設定 すると、 第 2の中間周波数における OF DM信号の中心周波数は 0. 5 0 7 9 M Hzとなり、 イメージ周波数は、 1. 0 】 5 8 MHzとなることから、 図 5に示 したように、 イメージ帯域内に隣接する映像搬送波 f Pを避けて配置する事が可 能となる。
しかしながら、 FFTポイント数を、 上述したポイント数よりもさらに増やし た場合、 イメージ周波数は 1. 0 1 58MHz以上となり、 必ず帯域内のどこか のセグメントには、 隣接するテレビジョン放送の映像搬送波 f Pまたは音声搬送 波 f Aがイメージとなって漏れ込んでしまう。
従って、 OFDM信号を復調するにあたり、 F FTの標本化周波数の 1/2の 周波数で、 かつ、 折り返し歪みを発生しない周波数で、 隣接するテレビジョン放 送の搬送波がイメージ周波数とならない中間周波数に周波数変換し、 この周波数 変換された信号を AZD変換回路を用いて F F Tの標本化周波数の 2倍のクロッ クで標本化し、 デジタル復調し、 さらにデジタル復調された基底帯域の OFDM 信号を FFT回路にて OFD M復調することにより実現する。
このようなことを考慮した受信装置の一実施の形態の構成を図 6に示す。 受信 装置 1のアンテナ 2により受信された RF帯域の信号は、 RF増幅回路 3に入力 され、 増幅され、 周波数変換回路 4に出力される。 周波数変換回路 4は、 入力さ れた信号を、 発振回路 5から供給される信号に基づいて、 希望信号を第 1の中間 周波数の信号に変換する。 希望信号とは、 ユーザが図示されていないリモートコ ントローラなどを操作して選択した番組 （チャンネル） の信号である。 選択回路 6は、 希望信号の周波数よりも 57 MHz高い周波数の信号を発振するように、 発振回路 5を制御する。
このように、 周波数変換回路 4に、 RF増幅回路 3から出力された増幅された RF帯域の信号と、 発振回路 5から出力されたァツパーローカルとしての信号が 供給され、 混合されることにより、 希望信号が 57 MHz帯の第 1の中間周波数 の中間周波信号に変換されて中間周波回路 7に出力される。 なお、 ユーザが選択 したチャンネルから、 発振周波数とィメ一ジになる周波数が算出できるので、 R F増幅回路 3は、 予め、 イメージ周波数となる帯域を抑圧するように帯域制御す る。
中間周波回路 7は、 入力された中間周波信号のレベルを所定のレベルにまで増 幅するとともに、 中間周波フィルタによる信号スペク トラムの整形を行う。 中間 周波フィル夕の特性としては、 隣接するアナログテレビジョン放送の搬送波成分 を充分抑圧するものである。 特に、 上側隣接チャンネルの映像搬送波は、 後段の 周波数変換回路 8で変換される周波数のイメージ周波数に近くなることから、 十 分に抑圧できるように設計される。 また、 中間周波フィル夕の帯域幅は、 1セグ メント分、 すなわち、 0. 4 2 9 MHzである。
増幅と整形が行われた中間周波信号は、 周波数変換回路 8に出力される。 周波 数変換回路 8は、 発振回路 9が発振する信号を用いて、 入力された中間周波信号 を第 2の中間周波数の中間周波信号に変換する。 発振回路 9が発振する発振周波 数は、 第 1の中間周波数より、 FFT標本化クロックの 1 /2だけ低い周波数で ある。 例えば、 F FT標本化クロックを 1. 0 1 5 8 MHzと設定した場合、 第 1の中間周波数である 5 7 MHzよりも 0. 5 0 7 9 (= 1. 0 1 5 8 / 2 ) M Hzだけ低い周波数、 すなわち、 5 6. 4 9 2 1 MHzである。 また、 FFT標 本化クロックを 0. 5 0 7 9 MHzと設定した場合、 第 1の中間周波数である 5 7 MHzよりも 0. 253 9 ( 0. 5 0 7 9 / 2 ) MHzだけ低い周波数、 すな わち、 5 6. 7 4 6 1 MHzである。 ここでは、 F F T標本化クロックを 1. 0 1 5 8 MHzとして、 以下の説明をする。
発振回路 9により発振された上述したような周波数の信号が供給された周波数 変換回路 8は、 入力された第 1の中間周波数の中間周波信号を第 2の中間周波数 の中間周波信号に変換する。 第 2の中間周波数に変換された中間周波数信号は、 A/D変換回路 1 0に入力され、 クロック発生回路 1 1が発生するクロックに基 づいてデジタル化 （標本化） される。 クロック発生回路 1 1は、 F FT標本化ク ロックの 2倍、 すなわち、 第 2の中間周波数の 4倍の周波数の信号を発振する。 上述したように、 F FT標本化クロックとして搬送波周波数の 4倍が用いられる と、 直交復調信号が交互に符号が逆転されて出力されるので、 デジタル直交復調 が容易に行うことができる。
復調回路 1 2は、 A/D変換回路 1 0から出力された信号を、 上述したような 特徴を利用して直交復調する。 復調回路 1 2で復調された信号は、 F F T演算回 路 1 3に出力され、 F F T演算処理されることにより O F D M信号の搬送波の復 調がされる。 このようにして復調された信号は、 図示されていないスピーカなど に出力され再生される。
図 7は、 図 6に示した受信装置 1の各部からの出力信号のスぺク トルを説明す る図である。 図 7 ( A ) に示すように受信装置 1のアンテナ 2により受信された R F帯域の信号は、 周波数変換回路 4により、 受信された信号の周波数よりも 5 7 MH z高い周波数の第 1の局部発振周波数 （f 1 0 c 1 ) の信号を用いて、 図 7 ( B ) に示すように、 5 7 MH z帯域の第 1の中間周波信号に変換される。 第 1の中間周波信号は、 さらに周波数変換回路 8により、 5 7 MH zよりも 0 . 5 0 7 9 MH z低い第 2の局部発振周波数 （f 1 0 c 2 ) の信号を用いて、 図 7 ( C ) に示すように、 第 2の中間周波信号に変換される。 このようにして生成され た第 2の中間周波信号を F F T演算回路 1 3により F F T演算処理を施すことに より、 図 3に示したような復調スぺク トラムが生成される。
図 8は、 受信装置 1の他の実施の形態の構成を示すブロック図である。 図 8に 示した構成では、 図 6に示した受信装置 1から、 中間周波回路 7、 周波数変換回 路 8、 および発振回路 9を削除した構成である。 すなわち、 周波数変換回路 4か ら出力された信号は、 直接、 AZD変換回路 1 0に入力される構成とされている 。 このような構成の受信装置 1では、 R F増幅回路 3から出力された信号は、 周 波数変換回路 4により、 発振回路 5が発振する局部発振周波数の信号に基づいて 、 周波数変換される。 選局回路 6は、 選局されたチャンネルの周波数よりも 0 . 5 0 7 9 M H zだけ高い周波数を発信するように、 発振回路 5を制御する。 なお 、 中間周波数の帯域幅は、 1セグメント分の帯域幅とされている。 このように R F帯域の信号から直接的に 0 . 5 0 7 9 MH zの中間周波信号を 得、 その得られた中間周波信号に対し、 A/ D変換回路 1 0以降の処理が行われ る。 A/ D変換回路 1 0以降の処理は、 図 6に示した受信装置 1 と同様なので、 その説明は省略する。
第 1の中間周波数、 第 2の中間周波数、 F F T演算クロックなどの数値は、 一 例にすぎず、 上述した数値に限定されるものではない。
このように本発明を適用することにより、 地上デジタル音声放送の、 どのセグ メントを復調する場合においても、 隣接するアナログテレビジョン放送の搬送波 がイメージにならないように設定することができ、 もって、 隣接するアナログテ レビジョン放送の搬送波からの妨害信号の混入を防ぐことができる。 また、 デジ 夕ル復調することが可能になるので、 受信装置の安定した動作が可能であるとと もに、 アナ口グ信号からデジタル信号に変換する回路を 1系統とすることが可能 であるので、 もって、 回路規模を縮小することが可能となる。
本明細書中において、 上記処理を実行するコンピュータプログラムをユーザに 握供する提供媒体には、 磁気ディスク、 C D - R O Mなどの情報記録媒体の他、 インターネッ ト、 デジタル衛星などのネッ トワークによる伝送媒体も含まれる。 産業上の利用可能性
以上の如く、 本発明に記載の受信装置、 受信方法、 および提供媒体によれば、 受信信号を第 1の周波数の信号を用いて、 第 1の中間周波信号に変換し、 その中 _ 間周波信号から所定の帯域幅の信号を抽出し、 第 1の周波数より、 F F T標本化 周波数の】 / 2倍の周波数分だけ低い周波数の信号を用いて、 抽出された信号を 第 2の中間周波信号に変換し、 第 2の中間周波信号を F F T標本化周波数の 2倍 の周波数のクロックに基づいて、 デジタル復調するようにしたので、 隣接する信 号からの妨害信号の混入を防ぎ、 希望信号を復調することが可能となる。
本発明に記載の受信装置、 受信方法、 および握供媒体は、 受信信号の周波数よ り F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ高い周波数の信号を用いて、 中 間周波信号に変換した信号を F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに基 づいて、 デジタル復調するようにしたので、 隣接する信号からの妨害信号の混入 を防ぎ、 希望信号を復調することが可能となる。

Claims

請求の範囲
1 . 受信信号を第〗の周波数の信号を用いて、 第 1の中間周波信号に変換する 第 1の変換手段と、
前記第 1の中間周波信号から所定の帯域幅の信号を抽出する抽出手段と、 前記第 1の周波数より、 F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ低 い周波数の信号を用いて、 前記抽出手段から出力された信号を第 2の中間周波信 号に変換する第 2の変換手段と、
前記第 2の中間周波信号を前記 F F T標本化周波数の 2倍の周波数のク口 ックに基づいて、 デジタル復調する復調手段と
を含むことを特徴とする受信装置。
2 . 前記抽出手段が抽出する帯域幅は、 前記第〗の周波数を中心周波数とし、 受信信号の 1セグメントの帯域幅と等しい
ことを特徴とする請求項 1に記載の受信装置。
3 . 受信信号を第 1の周波数の信号を用いて、 第 1の中間周波信号に変換する 第 1の変換ステップと、
前記第 1の中間周波信号から所定の帯域幅の信号を抽出する抽出ステップ と、
前記第 1の周波数より、 F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ低 い周波数の信号を用いて、 前記抽出ステップから出力された信号を第 2の中間周 波信号に変換する第 2の変換ステップと、
前記第 2の中間周波信号を前記 F F T標本化周波数の 2倍の周波数のク口 ックに基づいて、 デジタル復調する復調ステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
4 . 受信信号を第 1の周波数の信号を用いて、 第 1の中間周波信号に変換する 第 1の変換ステップと、 前記第 1の中間周波信号から所定の帯域幅の信号を抽出する抽出ステップ 前記第 1の周波数より、 F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だけ低 い周波数の信号を用いて、 前記抽出ステップから出力された信号を第 2の中間周 波信号に変換する第 2の変換ステップと、
前記第 2の中間周波信号を前記 F F T標本化周波数の 2倍の周波数のク口 ックに基づいて、 デジタル復調する復調ステップと
を含む処理を受信装置に実行させるコンピュータが読み取り可能なプログ ラムを提供することを特徴とする提供媒体。
5 . 受信信号を、 その周波数より F F T標本化周波数の 1 Z 2倍の周波数分だ け高い周波数の信号を用いて、 中間周波信号に変換する変換手段と、
前記中間周波信号を前記 F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに 基づいて、 デジタル復調する復調手段と
を含むことを特徴とする受信装置。
6 . 受信信号を、 その周波数より F F T標本化周波数の 1 / 2倍の周波数分だ け高い周波数の信号を用いて、 中間周波信号に変換する変換ステップと、
前記中間周波信号を前記 F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに 基づいて、 デジタル復調する復調ステップと
を含むことを特徴とする受信方法。
7 . 受信信号を、 その周波数より F F T標本化周波数の 1 Z 2倍の周波数分だ け高い周波数の信号を用いて、 中間周波信号に変換する変換ステップと、
前記中間周波信号を前記 F F T標本化周波数の 2倍の周波数のクロックに 基づいて、 デジタル復調する復調ステップと
を含む処理を受信装置に実行させるコンピュータが読み取り可能なプログ ラムを握供することを特徴とする握供媒体。
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