WO2000052813A1 - Steuereinrichtung zur steuerung eines stromflusswinkels - Google Patents

Steuereinrichtung zur steuerung eines stromflusswinkels Download PDF

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WO2000052813A1
WO2000052813A1 PCT/AT2000/000051 AT0000051W WO0052813A1 WO 2000052813 A1 WO2000052813 A1 WO 2000052813A1 AT 0000051 W AT0000051 W AT 0000051W WO 0052813 A1 WO0052813 A1 WO 0052813A1
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WO
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control
control device
phase
semiconductor switch
control unit
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PCT/AT2000/000051
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English (en)
French (fr)
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Jürgen DEMUTH
Original Assignee
Legrand Österreich Gesellschaft Mbh
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/293—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only

Definitions

  • Control device for controlling a current flow angle
  • the invention relates to a control device according to the introductory part of claim 1.
  • Such control devices are usually used to regulate a load, e.g. a lighting device, used electrical power is used, depending on the type of load (inductive or capacitive) in the leading edge or in the trailing edge.
  • a control device is known from WO 92/15052 A, a hybrid operating mode also being provided in which each half-wave is trimmed both in the phase segment and in the phase segment.
  • Phase control is provided as the preferred mode of operation, and when an inductive load is detected by a sensor, the system automatically switches to phase control to minimize voltage peaks.
  • phase-cut control is normally used for capacitive loads, when an overcurrent is detected, the system automatically switches to the asymmetrical hybrid mode, in which current flow segments are provided at the beginning and at the end of a half-wave.
  • Control devices of this type are usually used to dim luminaires, although other applications with regulation of the electrical power for a load are of course also given.
  • a zero-crossing detector is usually used for the exact switching on of the current flow in the respective zero crossing at the beginning of a half-wave (in the case of a phase-section control) or for switching-off the current-flow at the end of the half-wave (in the case of a phase-angle control) Loop can be built up, usually requiring a lot of circuitry for the exact switching in the zero crossing.
  • control device should be able to be operated with minimal power loss, and so-called EMC problems (delivery of high-frequency interference pulses) should be avoided, in particular, by matching cut and cut edges of the load current.
  • an exact switching at zero crossing is thus automatically obtained by the diodes which are connected in parallel with the actual semiconductor switches in a conventional manner.
  • the respective semiconductor switch in particular MOSFET
  • MOSFET MOSFET
  • the respective semiconductor switch is opened a short time before the zero crossing, but no current can flow yet, since the other semiconductor switch is blocked and the diode connected antiparallel to this other semiconductor switch Reverse direction is polarized.
  • this diode of the other semiconductor switch becomes directly conductive, and since the one semiconductor switch is already prepared for switching through by the control pulse on its control electrode, the current flow can begin immediately at the zero crossing. The current flows through the open semiconductor switch and through the anti-parallel diode of the other semiconductor switch.
  • the current flow must be stopped in the respective zero crossing, which is done automatically by the diode connected antiparallel to the other semiconductor switch, since the diode is then blocked from the time of the zero crossing.
  • the one semiconductor switch is kept in the open state for a short time beyond this zero crossing, ie the control pulse is applied by the control unit to the control input of the one semiconductor switch for a predetermined short time beyond this zero crossing in order to ensure that the zero crossing is reached.
  • the current flow is automatically stopped immediately, as mentioned, due to the diode now polarized in the reverse direction.
  • This principle is applied in a corresponding manner in both directions of current flow, both in the positive and in the negative half-waves, in which case only the two semiconductor switches connected in series change in the switching function.
  • the phase cut or the phase cut takes place in a conventional manner, the current flow angle being set and the corresponding switching times being controlled with the control unit, depending on the desired output. It is conceivable here that the control device is only designed for a phase control or phase control alone, the current switching on or off according to the invention taking place exactly at zero crossing by means of the anti-parallel diode. As a rule - and preferably - the control device is, however, designed for both types of control, phase cut and phase cut, whereby depending on the application a switchover is provided, and then the described switching is expediently implemented for both control types in the zero crossing.
  • the exact switching switching on in the case of the phase control or switching off in the case of the phase control
  • the exact switching is thus achieved simply by utilizing the existing anti-parallel diodes, and it only has to be ensured that, for example, despite any fluctuations in the Mains frequency at the respective zero crossing time the corresponding semiconductor switch is turned on.
  • No particularly exact circuitry is required for this, especially since the respective predetermined period of time does not have to be observed particularly precisely; it only has to be chosen so large that the respective semiconductor switch can be used reliably even in the event of fluctuations in the mains frequency and thus with different half-wave durations Time of the actual zero crossing is open.
  • the predetermined period of time can be determined, for example, simply by monitoring the voltage at the respective other semiconductor switch, in particular at the drain connection in the case of MOSFETs as semiconductor switches, by means of a comparator and comparing it with a predetermined reference voltage.
  • the reference voltage is chosen to be correspondingly small, and in the case of a phase-section control, when the voltage at the drain connection of the other semiconductor switch or MOSFET falls below the reference voltage value, the comparator is activated to obtain the switching pulse for the one semiconductor switch.
  • phase-angle control after the zero crossing, when the voltage at the drain terminal of the other semiconductor switch reaches the value of the reference voltage, the comparator is switched to obtain the blocking pulse for the one semiconductor switch.
  • a microprocessor or microcontroller can advantageously be used to implement the control unit, in which case calculations in connection with the zero crossings are also possible within the control unit.
  • a type of PLL circuit PLL - phase locked loop
  • the control unit can simply determine the point in time at which the respective semiconductor switch is turned on or off by continuously detecting the half-wave durations and determining the next half-wave duration and thus the next zero crossing on the basis of this, in the manner of extrapolation the specified time period is subtracted from the time of this next zero crossing (using the phase cut method) or added to the calculated time of this next zero crossing (using the phase control method).
  • the duration of the positive and negative half-waves can be recorded separately in order to eliminate any DC components in the mains voltage.
  • deviations between the pre-calculated zero crossings and the zero crossings measured afterwards for example in the case of frequency fluctuations or with equal components in the mains voltage, when calculating the next half-wave periods or the next zero crossings are taken into account.
  • the predetermined period of time by which the semiconductor switch is turned on before the zero crossing in the case of phase control or is switched off after the zero control in the case of phase control should advantageously be in the range from 100 ⁇ s to 400 ⁇ s, in particular approximately 250 ⁇ s can be.
  • the control unit also turns on the other semiconductor switch during the opening of the one semiconductor switch, so that the one semiconductor switch flowing current then divides on the other semiconductor switch and the diode connected antiparallel to this.
  • the other semiconductor switch in the case of the phase control is only opened a predetermined time interval after the switch-on zero crossing, and in the case of the phase control the other semiconductor switch is already on The specified time interval before the switch-off zero crossing is blocked.
  • the current therefore only flows through the antiparallel connected diode of the other semiconductor switch, but during the majority of the time when the one semiconductor switch is turned on, the current divides as mentioned, then on the anti-parallel diode and the other semiconductor switch.
  • the duration of the predefined time interval depends on the regularity of the network frequency or on the accuracy of the determination of the zero crossings or the switching times upstream and downstream of them, and it should usefully be in the range from 10 ⁇ s or a few 10 ⁇ s up to, for example, 200 ⁇ s move.
  • the aforementioned given time interval can in turn be determined on the basis of pre-calculations, similar to what was explained above in connection with the opening or blocking of the respective semiconductor switch.
  • the determined opening control time for the one semiconductor switch (which, as mentioned, is a short time period, in particular of the order of magnitude of approximately 250 ⁇ s, before the zero crossing time) can be taken as the basis, and with a time delay in Range from 300 ⁇ s * to 500 ⁇ s, based on this point in time of opening, the other semiconductor switch can then also be opened.
  • This time delay can, for example, be set simply in the microprocessor itself in the case of the control unit being implemented with a microprocessor, or it is possible to use hardware time delay elements, as are known per se.
  • the edge in the leading edge can, for example, be three times as long as the edge in the leading edge. These differences can lead to considerable EMC problems, especially in connection with the steep trailing edge; undesirable large power losses can also result in the leading edge edges.
  • the drive circuit provided for switching the semiconductor switches or MOSFETs can be easily adapted in such a way that the edge steepnesses in the phase gating and phase gating are approximately the same size.
  • the flank in the phase section runs less steeply and is lengthened due to a larger gate series resistor.
  • There are therefore different series resistors at the respective semiconductor switch control input for mutual adaptation of the edge steepnesses and these different series resistors can be implemented relatively easily with the aid of the control unit, depending on whether work is carried out in the leading edge or in the leading edge.
  • the control outputs of the control unit can be dimensioned in such a way that either a single fixed series resistor or this series resistor can be activated in series with a further switchable resistor.
  • the additional resistor can be connected to the two control outputs, bridging them, and in the case of a phase cut-off control, the control output from which the control input of the one semiconductor switch is triggered to open in the manner described above is configured with high impedance when the phase is cut off, whereas the other control output, to which the other semiconductor switch is connected, is set to a low potential (low).
  • the series connection of the fixed series resistor and said additional resistor becomes effective for one semiconductor switch.
  • the first-mentioned control output can also be set to low resistance again and to low potential.
  • Separate gate capacitances can render the scattering of the input capacitances of the MOSFET semiconductor switches ineffective, as a result of which an additionally improved adaptation of the edges to one another can be achieved.
  • control unit automatically switches between phase control and phase control in a manner known per se, depending on the load.
  • the present control device can also be used to set currents through loads that are not subject to the conventional rule that inductive loads in the leading edge and capacitive loads in the leading edge are controlled (e.g. loads with toroidal transformers are better in the To control phase section), according to a particularly preferred embodiment, manual adjustment to the respective operating mode is provided with the aid of a manual mode selector switch.
  • control device If an overcurrent is also detected in the next half-waves, i.e. an overcurrent is detected over a certain period of time (which can be determined by reaching a predetermined counter reading), the control device will be finally switched off and it can only be switched on again after disconnection from the mains voltage after the load or operating mode has been checked and corrected if necessary.
  • the specified limit value is switched on for a limited switch-on time, e.g. For 300 ms, to a higher value, e.g. the 4-fold limit, raised to enable starting at all.
  • a major advantage of this overcurrent detection or current limitation is that current peaks, which can occur during the operation of capacitive loads in the leading edge (instead of in the leading edge), are detected, so that operation in the wrong operating mode is prevented.
  • the fault detection circuit can at least for the most part be implemented separately from this control unit, wherein a flip-flop can also be provided, which is set when a fault is detected while at the same time triggering of the respective semiconductor switch is interrupted.
  • the flip-flop is operated by the control unit, especially the microprocessor, polled every half-wave and then reset it.
  • the control unit effects a final shutdown of the control device.
  • a new start without other measures would result in a repetition of the above-mentioned process, so that the control device is switched off again after a relatively short time (approx. 300 ms). In this way, damage that can lead to the control device burning off can be reliably avoided.
  • the temperature at the semiconductor switches in particular at the source connections in the case of MOSFETs, can also be continuously monitored or measured. If this temperature rises above a predetermined limit value, the control device switches off, i.e. the control unit causes a final shutdown, and the control device can only be switched on again after it has cooled down. In this way e.g. Protection against creeping overload or generally against excessive loads can be achieved.
  • Conventional temperature sensors in particular temperature-dependent resistors, can be used to monitor the temperature.
  • overvoltage protection is preferably also provided in the present control device in order to detect any overvoltages at the semiconductor switches;
  • Such overvoltages indicate, when the control device is in the trailing edge mode, to an inductive load and thus to an incorrect operating mode, and after switching off the control device when such an overvoltage is detected, the error, namely the wrong operating mode setting, can be checked in the course of a check , recognized and the control device set to the other operating mode.
  • the voltage at the semiconductor switches can be measured for approximately 500 ⁇ s after the section edge. If the voltage rises above the maximum permissible mains peak voltage in this period, this indicates voltage peaks due to an inductive load which, as mentioned, would not be able to be operated in the phase section.
  • FIG. 1 shows a schematic block diagram of the present control device in connection with a voltage source and a load
  • FIG. 2 shows a basic circuit diagram to illustrate the activation of the semiconductor switches of this control device for the purpose of exact switching in the respective zero crossing; 3 and 4 show different voltage and current profiles in the phase section (FIG. 3) or phase section (FIG. 4) in connection with the circuit according to FIG. 2; FIGS. 5 and 6 show further diagrams of voltage profiles in the circuit according to FIG. 2, to illustrate the reduction of the power loss with simultaneous activation of both semiconductor switches in the phase section (FIG. 5) or phase cut-off (FIG. 6);
  • FIGS. 7a and 7b the current edges in the phase gating or phase gating, to illustrate the different edge durations or gradients normally occurring;
  • FIG. 8 shows a simplified circuit diagram, modified with respect to FIG. 2 with regard to the gate series resistors, to illustrate an embodiment of the control device in which the edge steepnesses in the phase gating and phase gating are matched to one another;
  • Fig. 9 corresponding voltage or current diagrams to illustrate the adjusted current edge steepness in the phase gating (Fig. 9a) and phase section (Fig. 9b).
  • a particularly preferred exemplary embodiment of a control device 1 is illustrated within the outline drawn in dashed lines in a block diagram in order to control the current through a load 4 according to the phase-gating or phase-cutting principle with the aid of semiconductor switches 2, 3 connected in series in the form of MOSFETs .
  • a voltage source as a rule the supply network (for example 230 V, 50 Hz), is also schematically illustrated in FIG. 1 at 5, and moreover operation with dotted line 6 illustrated a neutral conductor.
  • the present control device 1 can work in two-wire operation as well as in three-wire operation.
  • the control device 1 contains, as an essential component, a control unit 7 realized, for example, with a microprocessor ( ⁇ P), which is supplied with a corresponding supply voltage via a power supply unit 8 - after rectification by means of diodes 9, 10.
  • ⁇ P microprocessor
  • the desired settings regarding the control of the current flow angle i.e. the time of a phase cut or phase cut.
  • an upward dimming as well as a downward dimming can be provided, for example with the aid of two operating buttons (not illustrated in more detail) or with a single operating button, as is conventional per se; certain settings can also be specified. Since there are known techniques for this, a more detailed description in this regard is unnecessary.
  • the respective operating mode - leading edge or trailing edge - can be set manually.
  • This manual setting or switching in the case of an operating mode determined to be inadmissible must be carried out on the basis of a previous check of the safety device 1 and the load 4 connected with it, as a result of which increased safety is achieved in comparison with the known automatic setting.
  • an automatic setting of the operating mode although this automatic works in many cases without problems, malfunctions such as overheating etc. , come.
  • This safety concept also includes the most comprehensive possible accident detection with the aid of a detection circuit 14, which in the present example has two current sensors 15, 16 in the circuit of the semiconductor switches 2, 3 (but there may also be only one current sensor) and at least one temperature sensor 17, for example are assigned to the semiconductor switches 2, 3 in the region of the source electrodes. Furthermore, an overvoltage sensor 18 is present, which peaks at the anti-serial semiconductor switches 2, 3 detected and the control unit 7 reports. With regard to these overvoltages, the fault detection in the exemplary embodiment shown is implemented in the microprocessor of the control unit 7; as such, however, the output of the overvoltage sensor 18 could also be connected to the accident detection circuit 14. The separate fault detection circuit provides a relief or simplification of the control unit 7.
  • the current I is measured with the help of the sensors 15, 16 and compared in the accident detection circuit 14 with a predetermined limit value.
  • the temperature is measured in a corresponding manner with the aid of the temperature sensor 17 and compared in the detection circuit with a predetermined maximum value. If the temperature rises above this limit value, the fault detection circuit 14 automatically causes the control device 1 to be switched off, with a renewed switch-on (via the key connections 11) being possible again only after the semiconductor switches 2, 3 have cooled. In this way, protection against excessive loads or a creeping overload is achieved.
  • the gate control of the MOSFET semiconductor switches 2, 3 is normally switched off when a current I lying above the predetermined limit value is detected. In the half-wave following this switching off, however, the control unit 7 can bring about a new switching on. If the overflow condition persists for a certain time, the control device 1 is finally switched off, and a restart is only possible again after disconnection from the mains voltage, after checking the load or the set mode of operation.
  • the inrush current i.e. the current immediately after switching on for the first time
  • the limit value for the current I when switched on is raised to a higher value for a predetermined period of time, for example about 300 ms, for example to times or 5 times the value to enable starting at all.
  • the semiconductor switches 2, 3 must of course be designed for this briefly higher current.
  • the fault detection circuit 14 can be designed with a flip-flop, which is not illustrated in more detail, which is set in the event of a fault (overcurrent, overtemperature) detected as described above, the triggering of the MOSFET semiconductor switches 2, 3 being interrupted at the same time.
  • the flip-flop is queried and reset by the control unit 7 every half-wave.
  • a counter can be implemented in the microprocessor of the control unit 7, the counter reading of which is increased by "1" each time a fault is detected, and after a certain counter reading has been reached, corresponding to the lapse of the predetermined period of time, e.g. Approx. 300 ms becomes, if an error message was recognized periodically by polling the flip-flop in each half-wave, the control device 1 is switched off by the control unit 7. Restarting the control device 1 by means of the corresponding key on the key connection group 11 would repeat the process and finally a check of the circuit, i.e. the set operating mode and the load.
  • the microprocessor 7 also takes over the control described above in the event of overcurrent detection in the event that a load which is in the cold state is switched on.
  • the MOSFETs 2, 3, as is customary per se, are provided with built-in anti-parallel diodes 19, 20, which each have a current flow in one direction even when the associated semiconductor switches 2 and 3 are blocked enable.
  • the current can flow through the one MOSFET half-switch 2 and the diode 20 in FIG. 1 of the other, lower semiconductor switch 3 flow.
  • the current can flow through the switched path of the lower semiconductor switch 3 and the diode 19 of the upper semiconductor switch 2.
  • FIG. 2 again shows the control unit 7 in the form of a microprocessor, which is constructed with two internal comparators 21, 22, to whose "+" inputs a reference voltage Vref is applied.
  • the "-" inputs of the two comparators 21, 22 are connected to the drain terminals of the MOSFET semiconductor switches 2 and 3 via voltage dividers R4, R5 and R6, R7.
  • the voltage dividers R4, R5 and R6 are connected to the control unit 7 , R7 connected with their connection points, u. between connections P3, P4.
  • the control electrodes are located at control outputs P1, P2 of the control unit 7, i. Gate connections, the MOSFETs 2, 3 via gate series resistors Rl and R2.
  • the switching on of the load current I at the respective zero-crossing is simply accomplished with the aid of the antiparallel connected diode 19 or 20, for example, during the positive half-wave to conduct the diode 20 of the lower semiconductor switch 3 from the zero-crossing begins, so that a current I can flow to the load 4 (FIG. 1), provided that the one, in FIG. 2, upper semiconductor switch 2 is open.
  • the lower reverse diode 20 which is still polarized in the reverse direction during the negative half-wave, the current flow can only begin at the zero crossing, which means that the one, upper semiconductor switch 2 has an open pulse on its control electrode before the zero crossing (see signal UPI in Fig. 3) can get fed.
  • any fluctuations in the mains frequency and different times for the zero crossings can also be due to Ripple control pulses, which are superimposed on the mains voltage, are eliminated with regard to their effect on switching at the zero crossing - the diode, e.g. 20, connected in antiparallel to the other semiconductor switch, e.g. 20, always allows the current flow to start exactly at the zero crossing.
  • This can be seen in the lower diagram line for the load current I in FIG. 3 at the times 0 ms, 10 ms, 20 ms, 30 ms etc.
  • the voltage at the drain connections of the MOSFET semiconductor switches 2 and 3 can be compared with the reference voltage Vref using the comparators 21, 22, which is shown in FIG. 3 in the third and fourth Diagram line for Ul and U21 or for U2 or U22 is illustrated.
  • the voltages U1 and U2 respectively represent the voltages at the drain connections of the MOSFETs 2, 3 which are correspondingly reduced via the voltage dividers R4, R5 and R6, R7, and the voltages U21 and U22 are the output voltages of the comparators 21 and 22.
  • the comparator 22 compares the reference voltage Vref with the divided drain voltage U2 of the lower, other semiconductor switch 3, and as soon as this reduced drain voltage U2 to the reference voltage Vref, if the control pulse 23 is to be obtained for the one upper MOSFET 2 decreases, as shown in FIG. 3 at 23 ', the comparator 22 outputs an output signal U22 which, via a sub-unit of the microprocessor 7, which is schematically illustrated at 25 in FIG. 2, outputs the control pulse 23 (signal UPI in line 1 of Fig. 3) initiated. In accordance with the set, desired current control or current flow angle control, this control pulse UPI is ended again at 26, so that the one, upper semiconductor switch 2 blocks again and the current flow is thus ended.
  • the current flow must be terminated exactly at the zero crossing, the current flow having been controlled beforehand in accordance with the desired current flow angle by the respective semiconductor switch 2 or 3, cf. 4, for example, the upper line of the diagram UPI, leading edge 28 in FIG. 4.
  • the current flow is then ended exactly at zero crossing, for example at the time 10 ms in FIG , is effected automatically. It is only important to ensure that the one semiconductor switch, e.g. 2, is not blocked early (e.g. due to fluctuations in the mains frequency). Accordingly, the control pulse UPI is applied beyond the expected zero crossing time at the gate terminal of the MOSFET semiconductor switch 2, as shown in FIG.
  • the time period between the zero crossing (at 10 ms) and the end of the On control pulse of UPI is preferably approximately 100 ⁇ s to 400 ⁇ s, preferably 250 ⁇ s.
  • the design with the two comparators 21, 22 can again be used to switch off the MOSFET semiconductor switch, for example 2: If the divided-down drain voltage U2 at the "-" input of the comparator 22 reaches the reference voltage Vref when it rises, the up to then high output UC2 of the comparator 22 is set to low, which causes the termination of the open pulse UPI for the one MOSFET semiconductor switch 2 via the subunit 25 of the control unit 7. In a corresponding manner, the opening pulse UP2 for the other, lower semiconductor switch 3 (at 30 in FIG.
  • the predefined time period for the respective control pulses before the respective zero crossing (in the phase intercept method) or after the respective zero crossing (in the phase control method) can be set by setting the reference voltage Vref accordingly.
  • the reference voltage can be set to approx. 25 V or reduced by the voltage divider ratio R4: R5 or R6: R7 in the processor 7, the addressed time period then being approx. 250 ⁇ s at a mains voltage of 230 V / 50 Hz .
  • the times for applying or switching off the control pulses UPI or UP2, as described above with reference to FIGS. 3 and 4, before or after the respective zero crossing, depending on whether work is carried out in the phase segment or in the phase segment, can also be calculated in the Subunit 25 of the Microprocessor 7 can be determined in the manner of a PLL circuit.
  • the half-wave durations of the positive and negative half-waves are preferably measured separately in order to be able to better compensate for possible DC voltage components in the mains voltage and, accordingly, the different half-wave durations resulting therefrom.
  • the duration of the next but one half cycle i.e. the next positive half cycle or the next negative half cycle, and thus also the respective next but one zero crossing (from positive to negative or predicted from negative to positive). This can be done, for example, as follows:
  • T no (n + l) T p ⁇ (n) + ⁇ T p (n) / 2 + t p (n)
  • the duration of the preceding (n-th) positive half-wave is denoted by t p (n).
  • t n (n + l) t n (nl) + ⁇ T p (n) / 8
  • ⁇ T n (n + l) T n ⁇ (n + 1) -T no (n + 1) ... deviation between the measured and the calculated zero crossing at the beginning of the next negative half-wave
  • the index p for positive half-waves, the index n for negative half-waves, the index 0 for calculated values and the index 1 for measured values were used. Furthermore, the successive positive (n, n + 2 ...) and negative (n-1, n + 1 ...) half-waves are indicated with n-1, n, n + 1 and n + 2.
  • FIG. 5 refers to the phase control, cf. 3 also explained above, whereby it can be seen that now in the top diagram line between the control pulses UPI during the positive half-waves for the one, in FIGS. 1 and 2, upper MOSFET semiconductor switch 2 additionally during the negative half-waves control pulses (at 31 indicated) are inserted. In a corresponding manner, additional control pulses are inserted for the other semiconductor switch 3 between its actual control pulses UP2 at 32 during the positive half-waves.
  • Additional control pulses 31 and 32 may not be applied until shortly after the respective zero crossing, in order not to lose the advantage of the exact switching in the zero crossing explained above with reference to FIGS. 3 and 4, i.e. i.e. with a delay of e.g. approximately 300 ⁇ s to 500 ⁇ s after the rising edge of U22 and U21 in FIG. 3, corresponding to the rising edges of the control pulses UPI and UP2 before the respective zero crossing, as shown at 23 and 24, respectively.
  • the voltage drop ⁇ U at the respective other semiconductor switch 3 or 2 is illustrated, the upper curve showing the situation without power loss reduction (i.e. without the inserted pulses 32 or 31) and the lower curve showing the situation when the other semiconductor switch 3 or 2 is turned on .
  • the voltage drop .DELTA.U is briefly still relatively high at the beginning of each switching, namely equal to the voltage drop per se, and then drops immediately to the lower curve 2 when the other semiconductor switch 3 or 2 is switched through.
  • the voltage drop across the respective semiconductor switch 3 or 2 is once again for the case without power loss reduction (ie without inserting the additional pulses 34 or 33; upper curve) or for the case of additional activation of the each other semiconductor switch (lower curve in the line ⁇ U of Fig. 6) shown.
  • the time of the zero crossing in the case of FIG. 6 must again be determined at least approximately in advance, for which purpose the calculation explained above can be used for the PLL circuit implemented in subunit 25 of the ⁇ P7.
  • a simpler variant would also consist in each of the duration of the previous positive network half-wave in the ⁇ P control unit 7, for example by means of a timer, after which this duration, minus a value for the threshold-dependent delay (for example 250 ⁇ s), is added to the previous negative edge of the output signal U22 or U21 of the respective comparator 22 or 21.
  • FIGS. 7a and 7b the edges of the load current I are shown in the leading edge or trailing edge are.
  • a comparable time scale is used, and it can be seen that the leading edge (FIG. 7a) of the load current I is approximately three times as long as the leading edge (FIG. 7b).
  • this difference depends on the MOSFETs 2, 3 used in each case, but it is of the order of magnitude specified, and this difference can lead to considerable EMC problems - especially due to the steep section flank - or, if the flanks are lengthened, by increasing the gate - Resistors, as known per se, lead to greater power loss.
  • FIG. 8 In order to adapt the switching edges to one another with regard to steepness or duration, additional circuit measures are expediently and advantageously possible in the present control device 1, and these are shown in FIG. 8 in a detailed circuit diagram (omitting circuit details which are not essential here; cf. but Fig.l and 2) illustrates. It the control circuit is modified somewhat in order to selectively change the edge steepnesses so that they are approximately the same size in the phase gating and phase gating. In the present example, this is accomplished by lengthening the length of the section flank in the phase section (see FIG. 7b) by providing a larger gate series resistor than in the phase section.
  • an additional resistor R3 is inserted between gate drive ports P1 and P2 of the ⁇ P control unit 7.
  • the resistor Rl (or R2) can now act as a gate series resistor in the phase section, but in the phase section the series connection of R1 + R3 (or R2 + R3) effective.
  • the control remains unchanged in the phase control as explained above.
  • the processor port P1 is now configured as an “input” in the positive half-wave and thus has a high resistance, and at the same time the output P2 is set to a low potential.
  • the port Pl (or P2) can also be configured again as an output and set to a low potential.
  • FIG. 9 shows the situation in the phase section on the one MOSFET semiconductor switch 2, ie the control during the positive half-wave. The control takes place in a corresponding manner in the negative half-wave, whereby there is no need for an explanation in detail.
  • the drive voltages UPI and UP2 for the MOSFET semiconductor switches 2, 3 can, for example, be in the order of 5 V, the different slope steepnesses shown in FIG. 7 when switching on or off the semiconductor switches 2, 3 per se appearing, in particular, with such low drive voltages would result.

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Abstract

Steuereinrichtung (1) zur Steuerung des Stromflusswinkels eines durch Last (4) fließenden Stroms (I), mit zwei antiseriell geschalteten steuerbaren Halbeiterschaltern (2, 3), wie MOSFETs, zu deren Schaltstrecken jeweils eine Diode (19, 20) antiparallel geschaltet ist, und mit einer Steuereinheit (7), die mit den Steuereingängen der Halbleiterschalter (2, 3) zum unabhängigen Ansteuern der Halbleiterschalter (2, 3) für eine Phasenan- oder abschnittsteuerung des Laststroms (I) verbunden ist, wobei die Steuereneinheit (7) den jeweiligen Halbleiterschalter (2, 3) über dessen Steuereingang zum Einschalten des Laststroms (I) im Nulldurchgang, bei Phasenabschnittsteuerung, bereits eine vorgegebene Zeitdauer vor dem Nulldurchgang aufsteuert und beim Abschalten des Laststroms (I) im Nulldurchgang, bei Phasenanschnittsteuerung, erst eine vorgegebene Zeitdauer nach dem Nulldurchgang sperrt und das jeweilige Schalten des Stroms exakt im Nulldurchgang durch die zum jeweils anderen Halbleiterschalter (3, 2) antiparallel geschaltete Diode (20, 19) erfolgt.

Description

Steuereinrichtung zur Steuerung eines Stromflusswinkels
Die Erfindung betrifft eine Steuereinrichtung gemäß dem einleitenden Teil von Anspruch 1.
Derartige Steuereinrichtungen werden üblicherweise zur Regelung der einer Last, wie z.B. einer Beleuchtungseinrichtung, zugeführten elektrischen Leistung verwendet, wobei je nach Art der Last (induktiv oder kapazitiv) im Phasenanschnitt oder aber im Phasenabschnitt gearbeitet wird. Aus der WO 92/15052 A ist eine derartige Steuereinrichtung bekannt, wobei überdies eine Hybrid- Betriebsweise vorgesehen ist, bei der jede Halbwelle sowohl im Phasenabschnitt als auch im Phasenanschnitt beschnitten wird. Dabei ist als Vorzugs-Betriebsweise die PhasenabschnittSteuerung vorgesehen, und wenn eine induktive Last von einem Sensor er- fasst wird, wird automatisch auf eine Phasenanschnittsteuerung umgeschaltet, um so Spannungsspitzen zu minimieren. Während die Phasenabschnittsteuerung normalerweise bei kapazitiven Lasten angewandt wird, wird im Falle der Erfassung eines Überstroms automatisch in die asymmetrische Hybrid-Betriebsart umgeschaltet, bei der jeweils am Beginn und am Ende einer Halbwelle Stromflusssegmente vorgesehen werden.
Üblicherweise werden derartige Steuereinrichtungen zum Dim- men von Leuchten verwendet, wobei jedoch selbstverständlich auch andere Anwendungen mit einer Regelung der elektrischen Leistung für eine Last gegeben sind. Üblicherweise wird bei den bekannten Steuereinrichtungen zum exakten Einschalten des Stromflusses im jeweiligen Nulldurchgang zu Beginn einer Halbwelle (im Fall einer PhasenabschnittSteuerung) bzw. zum Abschalten des Stromflusses am Ende der Halbwelle (im Falle einer Phasenanschnittsteuerung) ein Nulldurchgangsdetektor eingesetzt, welcher zum Beispiel mit einer phasenverriegelten Schleife aufgebaut sein kann, wobei zumeist ein hoher Schaltungsaufwand für das exakte Schalten im Nulldurchgang erforderlich ist.
Es ist nun ein Ziel der Erfindung, ein exaktes Schalten im Nulldurchgang mit möglichst geringem Schaltungsaufwand, ohne exakte Erfassung des jeweiligen Nulldurchgangs mit einem eigenen Detektor, zu ermöglichen, wobei überdies auch auf die nicht 100%ig exakt eingehaltenen Perioden der Versorgungsspannung des üblichen Versorgungsnetzes (in Europa 230V/50Hz) Rücksicht genommen werden soll .
Weiters ist es ein Ziel, mit der vorliegenden Steuereinrichtung ungeeignete Betriebsweisen, die zu Beschädigungen bis hin zum Abbrennen der Steuereinrichtung oder aber zu Beschädigungen der Last führen können, zu vermeiden, und deshalb soll ein Sicherheitskonzept mit entsprechenden Schutzeinrichtungen vorgesehen werden.
Überdies soll gemäß einem weiteren Ziel die Steuereinrichtung mit minimaler Verlustleistung betrieben werden können, und es sollen insbesondere auch durch aneinander angepasste Anschnitt- und Abschnittflanken des Laststromes sog. EMV- Probleme (Abgabe von hochfrequenten Störimpulsen) vermieden werden können.
Die erfindungsgemäße Lösung ergibt sich in erster Linie durch die in Anspruch 1 definierten Maßnahmen. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind in den Unteransprüchen angegeben.
Gemäß der Erfindung wird somit ein exaktes Schalten im Nulldurchgang automatisch durch die zu den eigentlichen Halbleiterschaltern in an sich üblicher Weise parallel geschalteten Dioden erhalten. Um dies zu ermöglichen, wird im Fall einer Phasenabschnittsteuerung der jeweilige Halbleiterschalter, insbesondere MOSFET, bereits eine kurze Zeit vor dem Nulldurchgang aufgesteuert, wobei jedoch noch kein Strom fließen kann, da der andere Halbleiterschalter gesperrt ist und die zu diesem anderen Halbleiterschalter antiparallel geschaltete Diode in Sperrrichtung gepolt ist. Beim Nulldurchgang wird jedoch diese Diode des anderen Halbleiterschalters unmittelbar leitend, und da der eine Halbleiterschalter durch den AufSteuerimpuls an seiner Steuerelektrode bereits zum Durchschalten vorbereitet ist, kann sofort im Nulldurchgang der Stromfluss beginnen. Der Strom fließt dabei durch den einen, aufgesteuerten Halbleiterschalter sowie durch die antiparallel geschaltete Diode des anderen Halbleiterschalters . Im Fall einer Phasenanschnittsteuerung ist der Stromfluss im jeweiligen Nulldurchgang zu beenden, was automatisch durch die zum anderen Halbleiterschalter antiparallel geschaltete Diode erfolgt, da die Diode dann vom Zeitpunkt des Nulldurchgangs an gesperrt wird. Der eine Halbleiterschalter wird eine kurze Zeit über diesem Nulldurchgang hinaus im aufgesteuerten Zustand gehalten, d.h. der AufSteuerimpuls wird von der Steuereinheit eine vorgegebene kurze Zeitdauer über diesen Nulldurchgang hinaus an den Steuereingang des einen Halbleiterschalters angelegt, um sicherzugehen, dass der Nulldurchgang erreicht wird. Wenn dies geschieht, wird wie erwähnt automatisch auf Grund der nun in Sperrrichtung gepolten Diode der Stromfluss unmittelbar beendet. Dieses Prinzip wird in beiden Stromflussrichtungen, sowohl bei den positiven als auch bei den negativen Halbwellen, in entsprechender Weise angewandt, wobei dann nur die beiden antiseriell geschalteten Halbleiterschalter in der Schaltfunktion wechseln.
Der Phasenabschnitt bzw. der Phasenanschnitt erfolgt hingegen in an sich herkömmlicher Weise, wobei je nach gewünschter Leistung mit der Steuereinheit die Stromflusswinkel eingestellt und die entsprechenden SchaltZeitpunkte gesteuert werden. Denkbar ist es hier, dass die Steuereinrichtung nur für eine Phasenabschnittsteuerung oder aber Phasenanschnittsteuerung allein ausgelegt ist, wobei das erfindungsgemäße Ein- oder aber Ausschalten des Stroms exakt im Nulldurchgang mittels der antiparallel geschalteten Diode erfolgt . In der Regel - und bevorzugt - ist die Steuereinrichtung jedoch für beide Steuerungsarten, Phasenabschnitt und Phasenanschnitt, ausgelegt, wobei je nach Anwendung eine Umschaltung vorgesehen ist, und dann wird zweckmäßigerweise für beide Steuerungsarten das beschriebene Schalten im Nulldurchgang realisiert.
Bei der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung wird somit das exakte Schalten (Einschalten im Fall der Phasenabschnitt- Steuerung bzw. Abschalten im Fall der Phasenanschnittsteuerung) einfach durch Ausnutzen der bereits vorhandenen antiparallel geschalteten Dioden erreicht, und es muss nur sichergestellt sein, dass z.B. trotz etwaiger Schwankungen in der Netzfrequenz im jeweiligen Nulldurchgangs-Zeitpunkt der entsprechende Halbleiterschalter aufgesteuert ist. Hierfür ist keine besonders exakte Schaltung erforderlich, vor allem da auch die jeweilige vorgegebene Zeitdauer nicht besonders genau eingehalten werden muss; sie muss nur so groß gewählt sein, dass der jeweilige Halbleiterschalter auch bei Schwankungen in der Netzfrequenz und damit bei unterschiedlichen Dauern der Halbwellen sicher zum Zeitpunkt des tatsächlichen Nulldurchgangs geöffnet ist. Die vorgegebene Zeitdauer kann dabei beispielsweise einfach dadurch bestimmt werden, dass die Spannung am jeweils anderen Halbleiterschalter, insbesondere am Drain-Anschluss im Fall von MOSFETs als Halbleiterschalter, mittels eines Komparators überwacht und mit einer vorgegebenen Referenzspannung verglichen wird. Die Referenzspannung wird dabei entsprechend klein gewählt, und im Falle einer PhasenabschnittSteuerung wird dann, wenn die Spannung am Drain-Anschluss des jeweils anderen Halbleiterschalters bzw. MOSFETs betragsmäßig unter den Referenzspannungswert fällt, der Komparator zur Gewinnung des Schaltimpulses für den einen Halbleiterschalter aktiviert. Im Fall der Phasenanschnittsteuerung wird nach dem Nulldurchgang dann, wenn die Spannung am Drain-Anschluss des anderen Halbleiterschalters dem Betrag nach den Wert der Referenzspannung erreicht, der Komparator zur Gewinnung des Sperrimpulses für den einen Halbleiterschalter umgeschaltet.
Für die Realisierung der Steuereinheit kann mit Vorteil ein Mikroprozessor bzw. Mikrocontroller verwendet werden, wobei dann innerhalb der Steuereinheit auch Berechnungen im Zusammenhang mit den Nulldurchgängen möglich sind. Damit kann auch eine Art PLL-Schaltung (PLL - Phase Locked Loop - phasenverriegelte Schleife) rechnermäßig realisiert werden. Demgemäß kann die Steuereinheit einfach den Zeitpunkt der Aufsteuerung bzw. Sperrung des jeweiligen Halbleiterschalters dadurch bestimmen, dass die Halbwellen-Dauern laufend erfasst und auf Basis hiervon, in der Art eines Extrapolierens, die nächste Halb- wellendauer und damit der nächsten Nulldurchgang ermittelt wird und die vorgegebene Zeitdauer vom Zeitpunkt dieses nächsten Nulldurchgangs subtrahiert wird (im Phasenabschnittverfahren) bzw. zum rechnerisch ermittelten Zeitpunkt dieses nächsten Nulldurchgangs hinzuaddiert wird (im Phasenanschnittverfahren) . Dabei können die positiven und negativen Halbwellen hinsichtlich ihrer Dauer getrennt erfasst werden, um etwaige Gleichspannungs- anteile in der Netzspannung zu eliminieren. Ganz allgemein können Abweichungen zwischen den vorausberechneten Nulldurchgängen und den im Anschluss daran jeweils gemessenen Null- durchgängen, z.B. bei Frequenzschwankungen oder aber bei Gleichanteilen in der Netzspannung, bei der Berechnung der nächsten Halbwellen-Dauern bzw. der nächsten Nulldurchgänge berücksichtigt werden.
Untersuchungen haben ergeben, dass die vorgegebene Zeitdauer, um die im Fall der Phasenabschnittsteuerung der Halbleiterschalter vor dem Nulldurchgang aufgesteuert wird bzw. im Fall der Phasenanschnittsteuerung nach dem Nulldurchgang abgeschaltet wird, vorteilhafterweise im Bereich von 100 μs bis 400 μs liegen sollte, insbesondere ungefähr 250 μs betragen kann.
Bei der vorliegenden Schalt-Steuerung zu den Nulldurchgangs- Zeitpunkten ergibt sich in vorteilhafter Weise eine einfache Möglichkeit zur zusätzlichen Reduktion der Verlustleistung, wobei hierfür die Steuereinheit während des Aufsteuerns des jeweils einen Halbleiterschalters auch den anderen Halbleiterschalter aufsteuert, so dass sich der durch den einen Halbleiterschalter fließende Strom sodann auf den anderen Halbleiterschalter sowie die zu diesem antiparallel geschaltete Diode aufteilt . Um dabei den Vorteil des exakten Schaltens im Nulldurchgang auf Grund der Wirkung der Dioden beizubehalten, wird der jeweils andere Halbleiterschalter im Fall der Phasenabschnittsteuerung jeweils erst ein vorgegebenes Zeitintervall nach dem Einschalt-Nulldurchgang aufgesteuert, und im Fall der Phasenanschnittsteuerung wird der jeweils andere Halbleiterschalter bereits ein vorgegebenes Zeitintervall vor dem Abschalt-Nulldurchgang gesperrt. Während ganz kurzer Zeiten vor (im Phasenanschnitt) bzw. nach (im Phasenabschnitt) dem jeweiligen Nulldurchgang fließt somit der Strom zwar nur durch die antiparallel geschaltete Diode des anderen Halbleiterschalters, während des größten Teils der Zeit der Aufsteuerung des einen Halbleiterschalters teilt sich jedoch der Strom wie erwähnt dann auf die antiparallel geschaltete Diode und den anderen Halbleiterschalter auf. Untersuchungen haben gezeigt, dass dadurch die Verlustleistung der vorliegenden Steuereinrichtung um ca. 20% reduziert werden kann. Die Dauer des vorgegebenen Zeitintervalls hängt von der Regelmäßigkeit der Netzfrequenz bzw. von der Genauigkeit der Ermittlung der Nulldurchgänge bzw. der diesen vor- und nachgeordneten Schaltzeitpunkte ab, und sie sollte sich sinnvollerweise im Bereich von 10 μs oder einigen 10 μs bis zu beispielsweise 200 μs bewegen.
Im Fall der Phasenanschnittsteuerung kann das genannte vor- gegebene Zeitintervall wiederum auf Grund von Vorausberechnungen ermittelt werden, ähnlich wie dies vorstehend im Zusammenhang mit dem Aufsteuern bzw. Sperren des jeweiligen Halbleiterschalters dargelegt wurde. Im Fall der Phasenabschnittsteuerung kann der ermittelte AufSteuer-Zeitpunkt für den einen Halbleiterschalter (der wie erwähnt eine kurze Zeitdauer, insbesondere in der Größenordnung von ca. 250 μs, vor dem Nulldurchgangs-Zeitpunkt liegt) als Basis genommen werden, und mit einer zeitlichen Verzögerung im Bereich von 300 μs* bis 500 μs, bezogen auf diesen Zeitpunkt des Aufsteuerns kann dann der jeweils andere Halbleiterschalter ebenfalls aufgesteuert werden. Diese zeitliche Verzögerung kann beispielsweise im Fall der Realisierung der Steuereinheit mit einem Mikroprozessor einfach im Mikroprozessor selbst eingestellt werden, oder aber es können hardwaremäßige Zeitverzögerungsglieder, wie sie an sich bekannt sind, verwendet werden.
Bei der Ansteuerung der Steuerelektroden der Halbleiterschalter können, insbesondere wenn MOSFET-Halbleiterschalter vorliegen, die mit TTL-Pegeln angesteuert werden, im Phasenanschnitt und im Phasenabschnitt durch die sich ergebenden unterschiedlichen Gate-Kapazitäten unterschiedliche Flankensteilheiten vorliegen. Dabei kann die Flanke im Phasenanschnitt beispielsweise dreimal so lang sein wie die Flanke im Phasenabschnitt. Diese Unterschiede können zu erheblichen EMV-Problemen führen, vor allem in Zusammenhang mit den steilen Phasenabschnitt-Flanken; auch können sich unerwünscht große Verlustleistungen bei den Phasenanschnitt-Flanken ergeben. Im vorliegenden Fall kann jedoch die zum Schalten der Halbleiterschalter bzw. MOSFETs vorgesehene Ansteuerschaltung problemlos derart angepasst werden, dass die Flankensteilheiten im Phasenanschnitt und Phasenabschnitt ungefähr gleich groß sind. Dies wird insbesondere dadurch erreicht, dass beim Phasenabschnitt die Flanke durch einen größeren Gate-Vorwiderstand weniger steil verläuft und verlängert wird. Es liegen also zur gegenseitigen Anpassung der Flankensteilheiten unterschiedliche Vorwiderstände am jeweiligen Halbleiterschalter-Steuereingang vor, und diese unterschiedlichen Vorwiderstände können je nachdem, ob im Phasenanschnitt oder im Phasenabschnitt gearbeitet wird, mit Hilfe der Steuereinheit relativ einfach realisiert werden. Insbesondere können dabei die Steuerausgänge der Steuereinheit je nachdem, ob ein Phasenanschnitt- oder ein Phasenabschnitt- verfahren angewandt wird, derart dimensioniert werden, dass sie entweder einen einzelnen festen Vorwiderstand oder aber diesen Vorwiderstand in Serie mit einem weiteren hinzuschaltbaren Widerstand wirksam werden lassen. Der zusätzliche Widerstand kann dabei an die beiden Steuerausgänge, diese überbrückend, angeschaltet sein, und im Fall einer Phasenabschnittsteuerung wird jener Steuerausgang, von dem der Steuereingang des einen Halbleiterschalters zum Öffnen in der vorstehend beschriebenen Weise angesteuert wird, beim Abschneiden der Phase hochohmig konfiguriert, wogegen der andere Steuerausgang, mit dem der andere Halbleiterschalter verbunden ist, auf ein niedriges Potential (Low) gelegt wird. Dadurch wird für den einen Halbleiterschalter die Reihenschaltung des festen Vorwiderstandes und des genannten zusätzlichen Widerstandes wirksam. Nach dem Ende der Flanke, beispielsweise ca. 100 μs bis 200 μs nach der genannten Ansteuerung der Steuerausgänge, kann auch der erstgenannte Steuerausgang wieder niederohmig und auf Low- Potential gelegt werden.
Durch gesonderte Gate-Kapazitäten kann die Streuung der Eingangskapazitäten der MOSFET-Halbleiterschalter unwirksam gemacht werden, wodurch eine zusätzlich verbesserte Anpassung der Flanken aneinander erreicht werden kann.
Für eine komfortable Betriebsweise kann vorgesehen sein, dass die Steuereinheit in an sich bekannter Weise selbsttätig je nach Last zwischen Phasenanschnitt- und PhasenabschnittSteuerung umschaltet .
Um andererseits im Hinblick auf eine besonders hohe Sicherheit mit der vorliegenden Steuereinrichtung auch Ströme durch Lasten einstellen zu können, die nicht der herkömmlichen Regel unterworfen sind, dass nämlich induktive Lasten im Phasenanschnitt und kapazitive Lasten im Phasenabschnitt gesteuert werden (z.B. sind Lasten mit Ringkerntransformatoren besser im Phasenabschnitt zu steuern) , wird gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform eine händische Einstellung auf die jeweilige Betriebsart mit Hilfe eines manuellen Betriebswahlschalters vorgesehen.
Insbesondere in Verbindung damit wird ein Sicherheitskonzept vorgesehen, gemäß welchem in Störfällen ein Abschalten der Steuereinrichtung erfolgt, so dass eine Überprüfung der Situation und gegebenenfalls eine Umschaltung in die andere Betriebsart veranlasst wird. Es ist demgemäß eine Störfalldetektionsschaltung vorhanden, und diese erfasst insbesondere einen Überström durch die Last, um so eine Überström- bzw. Kurz- schlusssicherung zu realisieren. Für den Strom wird dabei ein vorgegebener Spitzenwert als Grenzwert eingestellt, und wenn der Strom über diesen Wert ansteigt, wird die Ansteuerung der Steuerelektroden der Halbleiterschalter abgeschaltet. Es wird jedoch ein neuerliches Einschalten in der auf diese "Störung", d.h. die Überstrom-Detektion, folgenden Halbwelle ermöglicht, wobei zugleich ein Zähler erhöht werden kann. Wird auch in den nächsten Halbwellen ein Überstrom festgestellt, also ein Überstrom über eine bestimmte Zeitdauer detektiert (was durch Erreichen eines vorgegebenen Zählerstands festgestellt werden kann) , so wird die Steuereinrichtung endgültig abgeschaltet werden, und sie lässt sich erst nach Trennen von der Netzspannung wieder einschalten, nachdem die Last bzw. die Betriebsart kontrolliert und gegebenenfalls korrigiert worden ist.
Im Fall eines Dimmers ist dabei jedoch zu berücksichtigen, dass Leuchten im kalten Zustand einen wesentlich höheren Einschaltstrom ziehen als der Betriebsstrom beträgt. Für diesen Fall wird der genannte Grenzwert beim Einschalten für eine beschränkte EinschaltZeitdauer, z.B. 300 ms lang, auf einen höheren Wert, z.B. den 4-fach-Grenzwert , angehoben, um so ein Starten überhaupt zu ermöglichen.
Ein wesentlicher Vorteil dieser Überstromerkennung bzw. Strombegrenzung liegt auch darin, dass Stromspitzen, welche beim Betrieb kapazitiver Lasten im Phasenanschnitt (anstatt im Phasenabschnitt) auftreten können, erkannt werden, so dass ein Betrieb im falschen Betriebsmodus verhindert wird. Um die Steuereinheit, insbesondere im Fall der Realisierung durch einen Mikroprozessor, zu entlasten, kann die Störfalldetektionsschaltung zumindest größtenteils gesondert von dieser Steuereinheit realisiert werden, wobei auch ein Flip-Flop vorgesehen sein kann, welches bei Detektion eines Störfalls gesetzt wird, während gleichzeitig die Ansteuerung des jeweiligen Halbleiterschalters unterbrochen wird. Das Flip-Flop wird von der Steuereinheit, insbesondere dem Mikroprozessor, jede Halbwelle abgefragt und danach zurückgesetzt. Ist eine bestimmte Zeit lang, z.B. 300 ms lang, periodisch immer wieder eine Störungsmeldung zu erkennen (durch immer wieder erfolgtes Setzen des Flip-Flops) , so wird von der Steuereinheit ein endgültiges Abschalten der Steuereinrichtung bewirkt. Ein erneutes Starten ohne sonstige Maßnahmen würde zu einer Wiederholung des genannten Vorgangs führen, so dass wiederum nach relativ kurzer Zeit (ca. 300 ms) ein Abschalten der Steuereinrichtung bewirkt wird. Auf diese Weise können Schäden, die bis zu einem Abbrennen der Steuereinrichtung führen können, sicher vermieden werden.
Zur Realisierung einer Übertemperatursicherung kann weiters die Temperatur an den Halbleiterschaltern, insbesondere an den Source-Anschlüssen im Fall von MOSFETs, laufend überwacht bzw. gemessen werden. Wenn diese Temperatur über einen vorgegebenen Grenzwert ansteigt, so schaltet die Steuereinrichtung ab, d.h. die Steuereinheit bewirkt ein endgültiges Abschalten, und die Steuereinrichtung lässt sich erst nach einem Abkühlen wieder einschalten. Auf diese Weise kann z.B. ein Schutz gegen eine schleichende Überlast bzw. generell gegen zu hohe Lasten erreicht werden. Zur Überwachung der Temperatur können an sich herkömmliche Temperatursensoren, insbesondere temperaturabhängige Widerstände, eingesetzt werden.
Schließlich wird vorzugsweise auch ein Überspannungsschutz bei der vorliegenden Steuereinrichtung vorgesehen, um etwaige Überspannungen an den Halbleiterschaltern zu erfassen; derartige Überspannungen deuten, wenn sich die Steuereinrichtung im Phasenabschnitt-Modus befindet, auf eine induktive Last und damit auf eine falsche Betriebsart hin, und nach Abschalten der Steuereinrichtung bei Detektion einer solchen Überspannung kann im Zuge einer Überprüfung der Fehler, nämlich die falsche Betriebsart-Einstellung, erkannt und die Steuereinrichtung auf die andere Betriebsart eingestellt werden. Im Einzelnen kann dabei beispielweise die Spannung an den Halbleiterschaltern nach der Abschnittflanke für ca. 500 μs gemessen werden. Wenn die Spannung in diesem Zeitraum über die maximal zulässige Netz-Spitzenspannung ansteigt, so deutet dies auf Spannungsspitzen zufolge einer induktiven Last hin, welche wie erwähnt nicht im Phasenabschnitt zu betreiben wäre . Die Erfindung wird nachstehend anhand von in der Zeichnung veranschaulichten, besonders bevorzugten Ausführungsbeispielen, auf die sie jedoch nicht beschränkt sein soll, noch weiter erläutert. Im Einzelnen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild der vorliegenden Steuereinrichtung in Verbindung mit einer Spannungsquelle und einer Last;
Fig. 2 ein Prinzipschaltbild zur Veranschaulichung der Ansteuerung der Halbleiterschalter dieser Steuereinrichtung zwecks exakten Schaltens im jeweiligen Nulldurchgang; die Fig. 3 und 4 verschiedene Spannungs- und Stromverläufe im Phasenabschnitt (Fig. 3) bzw. Phasenanschnitt (Fig. 4) in Verbindung mit der Schaltung gemäß Fig. 2; die Fig. 5 und 6 weitere Diagramme von Spannungsverlaufen in der Schaltung gemäß Fig. 2, zur Veranschaulichung der Reduktion der Verlustleistung bei gleichzeitiger Ansteuerung beider Halbleiterschalter im Phasenabschnitt (Fig. 5) bzw. Phasenanschnitt (Fig. 6) ;
Fig. 7 in zwei einander gegenübergestellten Diagrammen, Fig. 7a und 7b, die Stromflanken im Phasenanschnitt bzw. Phasenabschnitt, zur Veranschaulichung der sich normalerweise ergebenden unterschiedlichen Flankendauern bzw. -Steilheiten;
Fig. 8 ein vereinfachtes, gegenüber Fig. 2 hinsichtlich der Gate-Vorwiderstände modifiziertes Schaltbild zur Veranschaulichung einer Ausführungsform der Steuereinrichtung, bei der die Flankensteilheiten im Phasenanschnitt und Phasenabschnitt aneinander angepasst sind; und
Fig. 9 entsprechende Spannungs- bzw. Stromdiagramme zur Veranschaulichung der angepassten Strom-Flankensteilheiten im Phasenanschnitt (Fig. 9a) und Phasenabschnitt (Fig. 9b) .
In Fig. 1 ist innerhalb der strichliert gezeichneten Umrandung in einem Blockschaltbild ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Steuereinrichtung 1 veranschaulicht, um mit Hilfe von antiseriell geschalteten Halbleiterschaltern 2, 3 in Form von MOSFETs den Strom durch eine Last 4 nach dem Phasenanschnitt- oder Phasenabschnittsprinzip zu steuern. Schematisch ist in Fig. 1 auch bei 5 eine Spannungsquelle, in der Regel das Versorgungsnetz (z.B. 230 V, 50Hz) , veranschaulicht, und überdies ist mit punktierter Linie 6 ein Betrieb mit einem Nullleiter veranschaulicht. Insofern kann die vorliegende Steuereinrichtung 1 im Zweileiterbetrieb ebenso wie im Dreileiterbetrieb arbeiten.
Die Steuereinrichtung 1 enthält als wesentliche Komponente eine beispielsweise mit einem Mikroprozessor (μP) realisierte Steuereinheit 7, die über einen Netzteil 8 mit einer entsprechenden Speisespannung - nach Gleichrichtung mittels Dioden 9, 10 - versorgt wird. Über Tastenanschlüsse 11 und eine Schnittstelle 12 können in an sich üblicher Weise die gewünschten Einstellungen hinsichtlich der Steuerung des Stromflusswinkels, d.h. der Zeitpunkt eines Phasenabschnitts bzw. Phasenanschnitts, eingestellt werden. Im Fall eines Dimmers kann dabei ein Aufwärtsdimmen ebenso wie ein Abwärtsdimmen, beispielsweise mit Hilfe von zwei nicht näher veranschaulichten Bedienungstasten oder aber mit einer einzelnen Bedienungstaste, vorgesehen werden, wie dies an sich herkömmlich ist; auch können bestimmte Einstellungen vorgegeben werden. Da es hierfür bekannte Techniken gibt, kann sich eine diesbezügliche nähere Beschreibung erübrigen.
Mit Hilfe eines Betriebswahlschalters 13, der manuell betätigt wird, kann händisch die jeweilige Betriebsart - Phasenanschnitt oder Phasenabschnitt - eingestellt werden. Diese händische Einstellung oder Umschaltung im Fall eines als unzulässig festgestellten Betriebsmodus ist auf Basis einer vorhergehenden Überprüfung der Sicherungseinrichtung 1 und der damit verbundenen Last 4 zu bewerkstelligen, wodurch eine erhöhte Sicherheit im Vergleich zum bekannten automatischen Einstellen erzielt wird. Bei einem automatischen Einstellen der Betriebsart kann es, wenngleich diese Automatik vielfach problemlos arbeitet, in Einzelfällen nämlich zu Störungen, wie Überhitzungen etc . , kommen.
Zu diesem Sicherheitskonzept gehört auch eine möglichst umfassende Störfalldetektion mit Hilfe einer Detektionsschaltung 14, der im vorliegenden Beispiel zwei Stromsensoren 15, 16 im Kreis der Halbleiterschalter 2, 3 (es kann aber auch z.B. nur ein Stromsensor vorhanden sein) sowie zumindest ein Temperatursensor 17, beispielsweise im Bereich der Source-Elektroden der Halbleiterschalter 2, 3, zugeordnet sind. Weiters ist ein Überspannungs-Sensor 18 vorhanden, der Spannungsspitzen an den antiseriell geschalteten Halbleiterschaltern 2, 3 detektiert und der Steuereinheit 7 meldet. Hinsichtlich dieser Überspannungen ist die Störfalldetektion im gezeigten Ausführungsbeispiel im Mikroprozessor der Steuereinheit 7 realisiert; an sich könnte jedoch der Ausgang des Überspannungs-Sensors 18 auch an die Störfalldetektionsschaltung 14 angeschlossen sein. Die gesonderte Störfalldetektionsschaltung erbringt eine Entlastung bzw. Vereinfachung der Steuereinheit 7.
Mit Hilfe der Stromsensoren 15, 16 wird ein Überstrom durch den Lastkreis erkannt. Im Einzelnen wird der Strom I mit Hilfe der Sensoren 15, 16 gemessen und in der Störfalldetektionsschaltung 14 mit einem vorgegebenen Grenzwert verglichen. In entsprechender Weise wird die Temperatur mit Hilfe des Temperatursensors 17 gemessen und in der Detektionsschaltung mit einem vorgegebenen Maximalwert verglichen. Steigt die Temperatur über diesen Grenzwert an, so wird von der Störfalldetektionsschaltung 14 automatisch ein Abschalten der Steuereinrichtung 1 veranlasst, wobei ein neuerliches Einschalten (über die Tastenanschlüsse 11) erst nach Abkühlen der Halbleiterschalter 2, 3 wieder möglich ist. Auf diese Weise wird vor allem ein Schutz gegen zu hohe Lasten bzw. eine schleichende Überlast erreicht .
Was die Überstrom- bzw. Kurzschlusssicherung anlangt, so wird bei Erkennen eines über dem vorgegebenen Grenzwert liegenden Stromes I normalerweise die Gate-Ansteuerung der MOSFET- Halbleiterschalter 2 , 3 abgeschaltet . In der auf dieses Abschalten folgenden Halbwelle kann die Steuereinheit 7 jedoch ein neuerliches Einschalten bewirken. Wenn der Überström-Zustand über eine bestimmte Zeit bestehen bleibt, so wird die Steuereinrichtung 1 endgültig abgeschaltet, und ein Wiedereinschalten ist erst nach dem Trennen von der Netzspannung, nach Kontrollieren der Last bzw. der eingestellten Betriebsweise, wieder möglich.
Bei manchen Lasten, wie insbesondere bei kalten Beleuchtungsmitteln, ist der Einschaltstrom, also der Strom unmittelbar nach dem erstmaligen Einschalten, wesentlich höher als der Strom im Normalbetrieb. Um diesem Umstand Rechnung zu tragen, wird bei der vorliegenden Steuereinrichtung 1 der Grenzwert für den Strom I beim Einschalten für eine vorgegebene Zeitdauer, z.B. ca. 300 ms lang, auf einen höheren Wert angehoben, wie etwa auf den 4- fachen oder 5-fachen Wert, um ein Starten überhaupt zu ermöglichen. Die Halbleiterschalter 2, 3 müssen selbstverständlich für diesen kurzzeitig höheren Strom ausgelegt sein.
Durch die beschriebene ÜberStromerkennung bzw. Strombegrenzung werden auch Stromspitzen erkannt, welche im Betrieb bei der Speisung von kapazitiven Lasten im Phasenanschnitt-Modus auftreten können, und demgemäß wird, da die Steuereinrichtung 1 selbsttätig abschaltet, ein Betrieb im falschen Modus verhindert, wobei eine Überprüfung und eine manuelle Umschaltung mit Hilfe des Betriebswahlschalters 13 veranlasst wird.
Die Störfalldetektionsschaltung 14 kann mit einem nicht näher veranschaulichten Flip-Flop ausgebildet sein, welches bei einem wie vorstehend beschrieben erfassten Störfall (Überstrom, Übertemperatur) gesetzt wird, wobei gleichzeitig die Ansteuerung der MOSFET-Halbleiterschalter 2, 3 unterbrochen wird. Das Flip- Flop wird von der Steuereinheit 7 jede Halbwelle abgefragt und zurückgesetzt .
Im Mikroprozessor der Steuereinheit 7 kann ein Zähler realisiert sein, dessen Zählerstand bei jeder Storfall-Detektion um "1" erhöht wird, und nach Erreichen eines bestimmten Zählerstandes, entsprechend dem Verstreichen der vorgegebenen Zeitdauer von z.B. ca. 300 ms wird, wenn periodisch durch Abfragen des Flip-Flops in jeder Halbwelle eine Fehlermeldung erkannt wurde, wird die Steuereinrichtung 1 durch die Steuereinheit 7 abgeschaltet . Ein erneutes Starten der Steuereinrichtung 1 mittels der entsprechenden Taste an der Tasten-Anschlussgruppe 11 würde den Vorgang wiederholen und schließlich eine Überprüfung der Schaltung, d.h. der eingestellten Betriebsart und der Last, erzwingen.
Der Mikroprozessor 7 übernimmt auch die vorbeschriebene Steuerung bei Überstromdetektion im Fall eines Einschaltens einer im Kaltzustand befindlichen Last.
Wie aus Fig. 1 weiter ersichtlich ist, sind die MOSFETs 2, 3, wie dies an sich üblich ist, mit eingebauten antiparallel geschalteten Dioden 19, 20 versehen, welche jeweils einen Stromfluss in einer Richtung auch bei Sperrung des zugehörigen Halbleiterschalters 2 bzw. 3 ermöglichen. Dadurch kann beispielsweise in einer positiven Halbwelle der Strom über den einen, in Fig. 1 oberen MOSFET-Halbschalter 2 und die Diode 20 des anderen, unteren Halbleiterschalters 3 fließen. In einer negativen Halbwelle kann der Strom über die durchgeschaltete Strecke des unteren Halbleiterschalters 3 und die Diode 19 des oberen Halbleiterschalters 2 fließen.
Dieser Umstand wird bei der vorliegenden Steuereinrichtung 1 zur Erzielung eines exakten Schaltens im jeweiligen Nulldurchgangs-Zeitpunkt der einzelnen Halbwellen ausgenutzt. Diese Technik wird nunmehr anhand der Fig. 2 näher erläutert, in der ein Teil der Schaltung von Fig. 1 mehr im Detail veranschaulicht ist, wobei andere Schaltungsteile der besseren Übersicht wegen weggelassen wurden.
Im Einzelnen ist in Fig. 2 wiederum die Steuereinheit 7 in Form eines Mikroprozessors ersichtlich, welche mit zwei internen Komparatoren 21, 22 aufgebaut ist, an deren "+" -Eingänge eine Referenzspannung Vref angelegt wird. Die "-"-Eingänge der beiden Komparatoren 21, 22 liegen über Spannungsteiler R4, R5 bzw. R6, R7 an den Drain-Anschlüssen der MOSFET-Halbleiterschalter 2 bzw. 3. An die Steuereinheit 7 sind die Spannungsteiler R4, R5 bzw. R6, R7 mit ihren Verbindungspunkten angeschlossen, u. zw. an Anschlüsse P3, P4. An Steuerausgängen Pl, P2 der Steuereinheit 7 liegen die Steuerelektroden, d.h. Gate-Anschlüsse, der MOSFETs 2, 3 über Gate-Vorwiderstände Rl bzw. R2.
Im Betrieb wird im Fall einer Phasenabschnittsteuerung, s. in Ergänzung zu Fig. 2 auch Fig. 3, ein Einschalten des Stromes im jeweiligen Nulldurchgang und danach ein Abschalten entsprechend dem über die Taste (n) (Tastenanschlüsse 11, Fig. 1) eingestellten Stromflusswinkel mit Hilfe der Steuereinheit 7 bewerkstelligt. Für das exakte Einschalten des jeweiligen Halbleiterschalters, z.B. des MOSFETs 2 in der positiven Halbwelle bzw. des MOSFETs 3 in der negativen Halbwelle, müssen entsprechende AufSteuerimpulse UPI bzw. UP2 (Fig. 3) erzeugt werden. Um nun eine aufwendige Nulldurchgangs-Detektion zu erübrigen, wird das Einschalten des Laststromes I beim jeweiligen Nulldurchgang einfach mit Hilfe der antiparallel geschalteten Diode 19 bzw. 20 bewerkstelligt, wobei beispielsweise während der positiven Halbwelle die Diode 20 des unteren Halbleiterschalters 3 ab dem Nulldurchgang zu leiten beginnt, so dass ein Strom I zur Last 4 (Fig. 1) fließen kann, vorausgesetzt dass der eine, in Fig. 2 obere Halbleiterschalter 2 geöffnet ist. Zufolge der unteren Revers-Diode 20, die während der negativen Halbwelle noch in Sperrrichtung gepolt ist, kann der Stromfluss aber erst im Nulldurchgang beginnen, was bedeutet, dass der eine, obere Halbleiterschalter 2 bereits vor dem Nulldurchgang an seiner Steuerelektrode einen AufSteuerimpuls (s. Signal UPI in Fig. 3) zugeführt erhalten kann. Durch diese "Vorbereitung" des einen Halbleiterschalters 2 bereits eine vorgegebene kurze Zeitdauer, z.B. in der Größenordnung von 100 μs bis 400 μs, vorzugsweise 250 μs, vor dem Nulldurchgang können etwaige Schwankungen in der Netzfrequenz sowie unterschiedliche Zeitpunkte für die Nulldurchgänge, auch auf Grund von Rundsteuerimpulsen, die der Netzspannung überlagert sind, hinsichtlich ihrer Auswirkung auf das Schalten im Nulldurchgang eliminiert werden - es lässt immer die zum jeweils anderen Halbleiterschalter, z.B. 3, antiparallel geschaltete Diode, z.B. 20, den Stromfluss genau im Nulldurchgang beginnen. Dies ist in der unteren Diagrammzeile für den LastStrom I in Fig. 3 zu den Zeitpunkten 0 ms, 10 ms, 20 ms, 30 ms usw. ersichtlich. Ebenso ist im Diagramm von Fig. 3 in den beiden oberen Diagrammzeilen für die AufSteuersignale UPI bzw. UP2 für die Gate-Anschlüsse der Halbleiterschalter 2, 3 ersichtlich, dass der jeweilige AufSteuerimpuls, z.B. für den einen, oberen Halbleiterschalter 2 bei 23 und für den anderen, unteren Halbleiterschalter 3 bei 24 in Fig. 3, bereits vor dem jeweiligen Nulldurchgang, beispielsweise beim Zeitpunkt "20 ms" bzw. bei den Zeitpunkten "10 ms" und "30 ms", an die Steuerelektrode des jeweiligen Halbleiterschalters 2 bzw. 3 angelegt wird, so dass die Durchschaltung "vorbereitet" wird und der Laststrom jeweils sofort, wenn die Diode 20 bzw. 19 von der Sperrrichtung um die Durchlassrichtung wechselt, zu fließen beginnen kann.
Zur Gewinnung der AufSteuerimpulse UPI bzw. UP2 kann beispielsweise die Spannung an den Drain-Anschlüssen der MOSFET- Halbleiterschalter 2 bzw. 3 mit Hilfe der Komparatoren 21, 22 mit der Referenzspannung Vref verglichen werden, was in Fig. 3 in der dritten bzw. vierten Diagrammzeile für Ul und U21 bzw. für U2 bzw. U22 veranschaulicht ist. Dabei stellen die Spannungen Ul bzw. U2 die über die Spannungsteiler R4 , R5 bzw. R6, R7 entsprechend reduzierten Spannungen an den Drain- Anschlüssen der MOSFETs 2, 3 dar, und die Spannungen U21 bzw. U22 sind die Ausgangsspannungen der Komparatoren 21 bzw. 22. Beispielsweise vergleicht der Komparator 22, wenn der AufSteuerimpuls 23 für den einen, oberen MOSFET 2 gewonnen werden soll, die Referenzspannung Vref mit der heruntergeteilten Drain-Spannung U2 des unteren, anderen HalbleiterSchalters 3, und sobald diese herabgesetzte Drain-Spannung U2 auf die Referenzspannung Vref absinkt, wie dies in Fig. 3 bei 23' gezeigt ist, gibt der Komparator 22 ein Ausgangssignal U22 ab, das über eine Unter-Einheit des Mikroprozessors 7, die in Fig. 2 bei 25 schematisch veranschaulicht ist, die Abgabe des Auf- steuerimpulses 23 (Signal UPI in Zeile 1 von Fig. 3) veranlasst. Entsprechend der eingestellten, gewünschten Stromsteuerung bzw. Stromflusswinkelsteuerung wird dieser AufSteuerimpuls UPI bei 26 wieder beendet, so dass der eine, obere Halbleiterschalter 2 wieder sperrt und der Stromfluss somit beendet wird. Die am Drain-Anschluss des einen, oberen MOSFET-Halbleiterschalters 2 liegende Spannung, reduziert um das Spannungsteilerverhältnis, sinkt in der Folge weiter ab, vgl. Ul in der 3. Zeile in Fig. 3, bis sie die Referenzspannung Vref erreicht, und zwar zum Zeitpunkt 24' kurz vor dem nächsten Nulldurchgang, wo dann die negative Halbwelle folgt, und es wird nun vom diesen Zustand erfassenden oberen Komparator 21 ein Ausgangssignal U21 noch vor dem nächsten Nulldurchgang, z.B. bei "30 ms", abgegeben, was die Steuereinheit 7 bzw. deren Untereinheit 25 zur Abgabe des Auf- steuerimpulses für den anderen Halbleiterschalter 3, bei 24 in Fig. 3, veranlasst. Bei 27 wird dieser AufSteuerimpuls UP2 sodann wieder, in Entsprechung zum eingestellten Stromfluss- winkel, beendet, d.h. die Phase abgeschnitten.
Wenn auf die Betriebsart "Phasenanschnitt" eingestellt ist, so muss der Stromfluss jeweils exakt im Nulldurchgang beendet werden, wobei der Stromfluss zuvor entsprechend dem gewünschten Stromflusswinkel, durch den jeweiligen Halbleiterschalter 2 oder 3 im Phasenanschnitt aufgesteuert wurde, vgl. z.B. in Fig. 4 die obere Diagrammzeile UPI, Anschnittflanke 28. Danach wird exakt im Nulldurchgang der Stromfluss beendet, z.B. zum Zeitpunkt 10 ms in Fig. 4, was wiederum durch die zum jeweils anderen Halbleiterschalter, z.B. 3, antiparallel geschaltete Diode, z.B. 20, selbsttätig bewirkt wird. Hier ist nur darauf zu achten, dass der jeweils eine Halbleiterschalter, z.B. 2, nicht frühzeitig (z.B. auf Grund von NetzfrequenzSchwankungen) gesperrt wird. Demgemäß wird hier der AufSteuerimpuls UPI über den zu erwartenden Nulldurchgangs-Zeitpunkt hinaus am Gate-Anschluss des MOSFET-Halbleiterschalters 2 angelegt, wie in Fig. 4 bei 29 gezeigt ist, wobei die Zeitdauer zwischen dem Nulldurchgang (bei 10 ms) und dem Ende des AufSteuerimpulses UPI wiederum vorzugsweise ungefähr 100 μs bis 400 μs, vorzugsweise 250 μs, beträgt. Auch hier kann zum Abschalten des MOSFET-Halbleiterschalters, z.B. 2, wiederum die Ausbildung mit den beiden Komparatoren 21, 22 herangezogen werden: Wenn die heruntergeteilte Drain-Spannung U2 am "-"-Eingang des Komparators 22 bei ihrem Anstieg die Referenzspannung Vref erreicht, wird der bis dahin auf hochliegende Ausgang UC2 des Komparators 22 auf niedrig gesetzt, was über die Untereinheit 25 der Steuereinheit 7 die Beendigung des AufSteuerimpulses UPI für den einen MOSFET-Halbleiterschalter 2 bewirkt. In entsprechender Weise wird der AufSteuerimpuls UP2 für den anderen, unteren Halbleiterschalter 3 (bei 30 in Fig. 4 nach dem entsprechenden Nulldurchgang, z.B. bei "20 ms" in Fig. 4, abgeschaltet, wenn die Drain-Spannung Ul (mit entsprechender Herunterteilung am Spannungsteiler R4, R5, nach Beendigung der negativen Halbwelle und Beginn der positiven Halbwelle wieder ansteigt und dabei die Referenzspannung Vref erreicht, s. die Abschnittflanke 30 in Fig. 4.
Wie somit ersichtlich, ist es bei der vorliegenden Ausbildung nicht erforderlich, exakt den jeweiligen Nulldurchgang mit einem aufwendigen Nulldurchgangsdetektor zu erfassen, und die vorgegebene Zeitdauer für die jeweiligen AufSteuerimpulse bereits vor dem jeweiligen Nulldurchgang (im Phasenabschnitt- verfahren) bzw. noch nach dem jeweiligen Nulldurchgang (im Phasenanschnittverfahren) kann durch entsprechende Festlegung der Referenzspannung Vref eingestellt werden. Beispielsweise kann die Referenzspannung auf ca. 25 V bzw. um das Spannungs- teilerverhältnis R4:R5 bzw. R6:R7 reduziert im Prozessor 7 festgelegt werden, wobei dann bei einer Netzspannung von 230 V/50 Hz die angesprochene Zeitdauer ca. 250 μs beträgt.
Die Zeitpunkte für das Anlegen bzw. Abschalten der AufSteuerimpulse UPI bzw. UP2, wie vorstehend anhand der Fig. 3 und 4 beschrieben, vor bzw. nach dem jeweiligen Nulldurchgang, je nachdem ob im Phasenabschnitt oder im Phasenanschnitt gearbeitet wird, können auch rechnerisch in der Untereinheit 25 des Mikroprozessors 7 in der Art einer PLL-Schaltung ermittelt werden. Dabei werden bevorzugt die Halbwellen-Dauern der positiven und negativen Halbwellen getrennt gemessen, um mögliche Gleichspannungsanteile in der Netzspannung und demgemäß sich daraus ergebende unterschiedliche Halbwellen-Dauern besser kompensieren zu können. Auf Basis der Abweichungen zwischen den im Voraus berechneten und den danach gemessenen Zeitpunkten der Nulldurchgänge wird die Dauer der jeweils übernächsten Halbwelle, also der nächsten positiven Halbwelle bzw. der nächsten negativen Halbwelle, und damit auch der jeweils übernächste Nulldurchgang (von positiv auf negativ bzw. von negativ auf positiv) vorausberechnet. Dies kann beispielsweise wie folgt geschehen:
Es sei angenommen, dass am Anfang der n-ten positiven Halbwelle der Nulldurchgangs-Zeitpunkt mit Tpι (n) gemessen wird, wobei dieser Nulldurchgangs-Zeitpunkt zuvor mit Tpo (n) im Voraus berechnet wurde. Die Abweichung ΔTp (n) zwischen dem gemessenen und dem berechneten Nulldurchgang wird demgemäß wie folgt ermittelt:
ΔTp(n)=Tp. (n)-Tpo (n)
Der nächste (der (n+1) -te) Nulldurchgang am Anfang der nächsten negativen Halbwelle ergibt sich daher rechnerisch wie folgt:
Tno (n+l)=Tpι (n)+ΔTp(n)/2+tp(n)
Dabei wird mit tp(n) die Dauer der vorhergehenden (n-ten) positiven Halbwelle bezeichnet.
In entsprechender Weise wird die Dauer der nächsten negativen Halbwelle mit tn(n+l) bezeichnet, und diese kann wie folgt berechnet werden: tn(n+l)=tn(n-l)+ΔTp(n)/8
Am Anfang der darauffolgenden (n+l)-ten negativen Halbwelle wird der Zeitpunkt des Nulldurchgangs Tnι (n+1) gemessen, und es werden daraus die neuen Werte wie folgt berechnet :
ΔTn(n+l)=Tnι (n+1) -Tno (n+1) ... Abweichung zwischen dem gemessenen und dem berechneten Nulldurchgang am Anfang der nächsten negativen Halbwelle
Tpo (n+2)=Tnι (n+1) +ΔTn(n+l) /2+tn(n+l) ... nächster Nulldurchgang am Anfang der positiven Halbwelle tp (n+2) =tp(n) +ΔTn(n+l) /8... Dauer der nächsten positiven Halbwelle .
Bei der vorstehenden Darstellung wurde der Index p für positive Halbwellen, der Index n für negative Halbwellen, der Index 0 für berechnete Werte und der Index 1 für gemessene Werte verwendet. Weiters wird mit n-1, n, n+1 und n+2 auf die aufeinanderfolgenden positiven (n, n+2... ) und negativen (n-1, n+1...) Halbwellen hingewiesen.
Anhand der Fig. 5 und 6 soll nun eine Möglichkeit zur zusätzlichen Reduktion der an sich schon geringen Verlustleistung der vorliegenden Steuereinrichtung 1 erläutert werden. Dabei wird ein im Wesentlichen gleichzeitiges Ansteuern jeweils beider MOSFET-Halbleiterschalter 2, 3 in den beiden Halbwellen vorgesehen, so dass der Hauptstrom im jeweils anderen Halbleiterschalter 3 bzw. 2 anstatt nur über die Revers-Diode 20 bzw. 19 über diese und über den durchgesteuerten Kanal des ansonsten in Sperrrichtung gepolten MOSFETs 3 bzw. 2 fließt, wodurch der Spannungsabfall an diesem MOSFET 3 bzw. 2 erheblich reduziert wird.
Beispielsweise nimmt das Diagramm von Fig. 5 auf die Phasenabschnittsteuerung Bezug, vgl. auch die vorstehend erläuterte Fig. 3, wobei ersichtlich ist, dass nunmehr in der obersten Diagrammzeile zwischen den AufSteuerimpulsen UPI während der positiven Halbwellen für den einen, in Fig. 1 und 2 oberen MOSFET-Halbleiterschalter 2 zusätzlich während der negativen Halbwellen AufSteuerimpulse (bei 31 angedeutet) eingefügt sind. In entsprechender Weise sind für den anderen Halbleiterschalter 3 zwischen dessen eigentlichen AufSteuerimpulsen UP2 zusätzlich bei 32 während der positiven Halbwellen AufSteuerimpulse eingefügt.
Diese zusätzlichen AufSteuerimpulse 31 bzw. 32 dürfen, um den vorstehend anhand der Fig. 3 und 4 erläuterten Vorteil des exakten Schaltens im Nulldurchgang nicht wieder zu verlieren, jeweils erst kurz nach dem jeweiligen Nulldurchgang angelegt werden, d.h. also mit einer Verzögerung von z.B. ungefähr 300 μs bis 500 μs nach der ansteigenden Flanke von U22 bzw. U21 in Fig. 3, entsprechend den ansteigenden Flanken der AufSteuerimpulse UPI bzw. UP2 vor dem jeweiligen Nulldurchgang, wie bei 23 bzw. 24 gezeigt.
In der unteren Diagrammzeile von Fig. 5 ist jeweils abwech- selnd der Spannungsabfall ΔU am jeweils anderen Halbleiterschalter 3 bzw. 2 veranschaulicht, wobei die obere Kurve die Situation ohne Verlustleistungsreduktion (also ohne die eingefügten Impulse 32 bzw. 31) und die untere Kurve die Situation bei Aufsteuerung des jeweils anderen Halbleiterschalters 3 bzw. 2 zeigt. Wie ersichtlich ist dabei am Beginn eines jeden Durchschaltens kurzzeitig der Spannungsabfall ΔU noch relativ hoch, nämlich gleich dem an sich gegebenen Spannungsabfall, und er fällt dann sofort mit dem Durchschalten des jeweils anderen Halbleiterschalters 3 bzw. 2 auf die untere Kurve 2 ab .
In Fig. 6 ist in vergleichbarer Weise die Situation für den Fall einer Phasenanschnittsteuerung gezeigt, wobei hier der Vergleich zum Diagramm gemäß Fig. 4 anzustellen ist. Auch hier werden wiederum zusätzliche AufSteuerimpulse für den jeweils anderen Halbleiterschalter eingefügt, wie für UPI bei 33 und für UP2 bei 34 veranschaulicht ist; diese gesonderten AufSteuerimpulse sind kürzer als die AufSteuerimpulse für den jeweils einen Halbleiterschalter, vgl. die abfallenden Flanken 29 bzw. 30 der jeweils "aktiven" AufSteuerimpulse UPI bzw. UP2. Die zusätzlich eingefügten AufSteuerimpulse müssen hier somit vor dem jeweiligen Nulldurchgang beendet werden, um so den erwähnten Vorteil des exakten Schaltens im Nulldurchgang beizubehalten.
In der unteren Diagrammzeile ΔU der Fig. 6 ist wiederum der Spannungsabfall am jeweiligen Halbleiterschalter 3 bzw. 2 einmal für den Fall ohne Verlustleistungsreduktion (d.h. ohne Einfügung der zusätzlichen Impulse 34 bzw. 33; obere Kurve) bzw. für den Fall der zusätzlichen Aufsteuerung des jeweils anderen Halbleiterschalters (untere Kurve in der Zeile ΔU von Fig. 6) gezeigt.
Da mit der vorstehend anhand der Fig. 4 beschriebenen "Detektion" der Nulldurchgänge im Phasenanschnitt erst im Nachhinein der jeweilige Nulldurchgang erkannt wird, muss der Zeitpunkt des Nulldurchgangs im Fall der Fig. 6 wiederum im Voraus zumindest ungefähr ermittelt werden, wozu die vorstehend erläuterte Berechnung für die in der Untereinheit 25 des μP7 realisierte PLL-Schaltung verwendet werden kann. Eine einfachere Variante bestünde auch darin, jeweils die Dauer der vorhergegangenen positiven Netzhalbwelle in der μP-Steuereinheit 7, z.B. mittels eines Timers, zu messen, wonach diese Dauer, abzüglich eines Werts für die schwellenwertabhängige Verzögerung (z.B. 250 μs) , zur vorhergegangenen negativen Flanke des Ausgangssignals U22 bzw. U21 des jeweiligen Komparators 22 bzw. 21 hinzuaddiert wird.
Anhand der Fig. 7 bis 9 soll nun abschließend noch die bei der vorliegenden Steuereinrichtung 1 in vorteilhafter Weise gegebene Möglichkeit der Korrektur unterschiedlicher Flankensteilheiten im Lastström im Phasenanschnitt einerseits bzw. Phasenabschnitt andererseits erläutert werden. Üblicherweise werden die Gate-Anschlüsse der MOSFET-Halbleiterschalter 2, 3 mit TTL-Pegeln angesteuert, wobei sich durch die Prozessbedingten Gate-Kapazitäten im Phasenanschnitt bzw. Phasenabschnitt unterschiedliche Flankensteilheiten der Anschnittflanken bzw. Abschnittflanken ergeben. Diese unterschiedlichen Steilheiten bzw. Dauern der Phasenanschnittflanken (Fig. 7a) und Phasenabschnittflanken (Fig. 7b) sind in den Diagrammen von Fig. 7 einander gegenübergestellt, wobei jeweils in der oberen Hälfte des Diagramms der Ein- bzw. Abschaltimpuls (vgl. UPI oder UP2 in Fig. 4 bzw. in Fig. 3) , was die Einschaltflanke bzw. Abschalt- flanke anlangt, gezeigt ist, wogegen in den unteren Teilen der Diagramme von Fig. 7a und 7b die Flanken des Laststroms I im Phasenanschnitt bzw. Phasenabschnitt veranschaulicht sind. Dabei ist eine vergleichbare Zeitskala verwendet, und es ist ersichtlich, dass die Anschnittflanke (Fig. 7a) des Laststroms I ungefähr dreimal so lange ist wie die Abschnittflanke (Fig. 7b) . Im Einzelnen ist dieser Unterschied abhängig von den jeweils verwendeten MOSFETs 2, 3, er liegt jedoch in der angegebenen Größenordnung, und dieser Unterschied kann zu erheblichen EMV- Problemen - vor allem zufolge der steilen Abschnittflanke - oder, bei Verlängerung der Flanken durch Erhöhung der Gate- Widerstände, wie an sich bekannt, zu einer größeren Verlustleistung führen.
Um daher die Schaltflanken hinsichtlich Steilheit bzw. Dauer aneinander anzupassen, sind in der vorliegenden Steuereinrichtung 1 ergänzende Schaltungsmaßnahmen zweckmäßig und in vorteilhafter Weise möglich, und diese sind in Fig. 8 in einem Detail-Schaltbild (unter Weglassung von hier nicht wesentlichen Schaltungsdetails; vgl. aber Fig.l und 2) veranschaulicht. Es wird dabei die Ansteuerschaltung etwas modifiziert, um die Flankensteilheiten selektiv zu ändern, so dass sie im Phasenanschnitt und Phasenabschnitt ungefähr gleich groß sind. Dies wird im vorliegenden Beispiel dadurch bewerkstelligt, dass beim Phasenabschnitt (s. Fig. 7b) die Abschnittflanke in ihrer Dauer durch Vorsehen eines im Vergleich zum Phasenanschnitt größeren Gate-Vorwiderstandes verlängert wird.
Im Einzelnen wird gemäß Fig.8 zwischen Gate-Ansteuer-Ports Pl und P2 der μP-Steuereinheit 7 ein zusätzlicher Widerstand R3 eingefügt. Durch geeignete Ansteuerung der Port-Pins Pl, P2 der μP-Steuereinheit 7 kann nun im Phasenabschnitt der Widerstand Rl (bzw. R2) allein als Gate-Vorwiderstand wirksam werden, jedoch wird im Phasenabschnitt die Serienschaltung aus R1+R3 (bzw. R2+R3) wirksam. Dabei bleibt im Phasenanschnitt die Ansteuerung unverändert wie vorstehend erläutert . Im Phasenabschnitt wird jedoch nunmehr in der positiven Halbwelle der Prozessor-Port Pl als "Eingang" konfiguriert und damit hochohmig, und gleichzeitig wird der Ausgang P2 auf ein niedriges Potential gelegt. Dadurch wird beim Aufsteuern des MOSFET-Halbleiterschalters 2 die Serienschaltung der Widerstände Rl und R3 als Gate-Vorwiderstand wirksam. Entsprechendes gilt für die Ansteuerung des anderen MOSFET-Halbleiterschalters 3, wo dann für die Abschnittflanke die Serienschaltung der Widerstände R2 und R3 als Gate-Vorwiderstand wirksam wird.
Nach Ende der jeweiligen Abschnittflanke (ca. 100 μs bis 200 μs nach Ansteuerung des jeweiligen Ports Pl bzw. P2) kann auch der Port Pl (bzw. P2) wieder als Ausgang konfiguriert und auf niedriges Potential gelegt werden.
Diese Situation ist in den Diagrammen von Fig. 9 veranschaulicht, wobei Fig. 9a die nicht geänderte Situation im Phasenanschnittverfahren und Fig. 9b die mit der modifizierten Schaltung wie vorstehend beschrieben geänderte Situation im Phasenabschnitt zeigt. Dabei ist in den beiden Diagrammen von Fig. 9a und 9b jeweils oben die Spannung UPI am Port Pl, in der Mitte die Spannung UP2 am Port P2 und unten der Laststrom I veranschaulicht. Fig. 9 zeigt somit die Situation des Phasenabschnitts an dem einen MOSFET-Halbleiterschalter 2, d.h. die Ansteuerung während der positiven Halbwelle. In entsprechender Weise erfolgt die Ansteuerung in der negativen Halbwelle, wobei sich eine Erläuterung im Detail erübrigt.
Aus Fig. 9a und 9b ist ersichtlich, dass die Anschnittflanke des Laststroms (Fig. 9a) und die Abschnittflanke (Fig. 9b) ungefähr gleiche Dauern haben bzw. entsprechende Steilheiten besitzen.
In Fig. 8 sind weiters zusätzliche Gate-Kapazitäten Cl, C2 dargestellt, die mit den Symmetriepunkt ("0") zwischen den Halbleiterschaltern 2, 3 bzw. mit den Gate-Anschlüssen der Halbleiterschalter 2, 3 verbunden sind. Mit diesen zusätzlichen Gate-Kapazitäten Cl, C2, die wesentlich größer sind als die Eingangskapazitäten der MOSFETs 2, 3, kann die Streuung der Eingangskapazitäten der MOSFET-Halbleiterschalter 2, 3 unwirksam gemacht werden, um eine noch bessere Anpassung der Flanken des Laststromes I zu erzielen.
Die Ansteuerspannungen UPI und UP2 für die MOSFET-Halbleiterschalter 2, 3 können beispielsweise in der Größenordnung von 5 V liegen, wobei sich gerade bei derart niedrigen Ansteuerspannungen an sich die in Fig. 7 gezeigten unterschiedlichen Flankensteilheiten beim Einschalten bzw. Ausschalten der Halbleiterschalter 2, 3 ergeben würden.

Claims

Patentansprüche :
1. Steuereinrichtung (1) zur Steuerung eines Stromflusswinkels eines durch eine Last (4) fließenden Stroms (I) , mit zwei antiseriell geschalteten steuerbaren Halbleiterschaltern (2,3), wie MOSFETs, zu deren Schaltstrecken jeweils eine Diode (19,20) antiparallel geschaltet ist, und mit einer Steuereinheit (7) , die mit den Steuereingängen der Halbleiterschalter (2,3) zum unabhängigen Ansteuern der Halbleiterschalter (2,3) für eine Phasenan- oder -abschnittSteuerung des LastStroms (I) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass
- die Steuereinheit (7) den jeweiligen Halbleiterschalter (2; 3) über dessen Steuereingang a) zum Einschalten des Laststroms (I) im Nulldurchgang, bei PhasenabschnittSteuerung, bereits eine vorgegebene Zeitdauer vor dem Nulldurchgang aufsteuert und/oder b) beim Abschalten des Laststroms (I) im Nulldurchgang, bei Phasenanschnittsteuerung, erst eine vorgegebene Zeitdauer nach dem Nulldurchgang sperrt, und dass
- das jeweilige Schalten des Stroms exakt im Nulldurchgang durch die zum jeweils anderen Halbleiterschalter (3; 2) antiparallel geschaltete Diode (20; 19) erfolgt.
2. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung der vorgegebenen Zeitdauer die Spannung am jeweils anderen Halbleiterschalter (3; 2), z.B. am Drain- Anschluss im Fall von MOSFETs, mittels eines Komparators (22; 21) überwacht und mit einer vorgegebenen Referenzspannung (Vref) verglichen wird.
3. Steuereinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) zur Bestimmung des Zeitpunkts der Aufsteuerung bzw. Sperrung des jeweiligen Halbleiterschalters
(2; 3) die Halbwellen-Dauern laufend erfasst und auf Basis hiervon die nächste Halbwellendauer, und damit den nächsten Nulldurchgang, vorausberechnet sowie die vorgegebene Zeitdauer subtrahiert bzw. hinzuaddiert.
4. Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) die Halbwellendauern der positiven und negativen Halbwellen zur Eliminierung etwaiger Gleichspannungsanteile in der Netzspannung getrennt erfasst.
5. Steuereinrichtung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) etwaige Abweichungen zwischen den gemessenen und den berechneten Nulldurchgängen bei der Berechnung der nächsten Nulldurchgänge berücksichtigt.
6. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die vorgegebene Zeitdauer im Bereich von 100 μs bis 400 μs liegt, vorzugsweise ungefähr 250 μs beträgt.
7. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) während des Auf- steuerns des jeweils einen Halbleiterschalters (2; 3) zur Verlustleistungs-Reduktion auch den anderen Halbleiterschalter
(3; 2) aufsteuert, wobei der jeweils andere Halbleiterschalter (3; 2) im Fall der PhasenabschnittSteuerung jeweils ein vorgegebenes Zeitintervall nach dem Einschalt-Nulldurchgang aufgesteuert und im Fall der Phasenanschnittsteuerung ein vorgegebenes Zeitintervall vor dem Abschalt-Nulldurchgang gesperrt wird.
8. Steuereinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass das vorgegebene Zeitintervall jeweils im Bereich von 10 μs bis 200 μs liegt.
9. Steuereinrichtung nach Anspruch 7 oder 8 , dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) im Fall der Phasenabschnittsteuerung den anderen Halbleiterschalter (3; 2) mit einer Verzogerungszeit im Bereich von 300 μs bis 500 μs gegenüber dem Zeitpunkt des Aufsteuerns des jeweils einen Halbleiterschalters (2; 3) aufsteuert.
10. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) zur Anpassung der Flankensteilheiten einerseits beim Einschalten des Stroms im Phasenanschnitt bzw. andererseits beim Ausschalten des Stroms im Phasenabschnitt unterschiedliche Vorwiderstände (Rl, R2 ; Rl + R3, R2 + R3) an den Steuereingang des jeweiligen Halbleiterschalters (2, 3) im Phasenan- bzw. -abschnitt schaltet.
11. Steuereinrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass im Phasenabschnitt ein zusätzlicher Widerstand (R3) in Serie zu einem festen Vorwiderstand (Rl, R2) an der Steuerelektrode des jeweiligen Halbleiterschalters (2, 3) geschaltet ist .
12. Steuereinrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Widerstand (R3) parallel an die mit den Steuereingängen verbundenen Steuerausgänge (Pl, P2) der Steuereinheit (7) geschaltet und durch vorübergehendes Hochohmig-Schalten des jeweils einen Steuerausgangs (Pl oder P2) in Serie zum festen Vorwiderstand (Rl oder R2) schaltbar ist.
13. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass zu den Gate-Source-Strecken der als Halbleiterschalter (2, 3) vorgesehenen MOSFETs Gate-Kapazitäten
(Cl, C2) parallel geschaltet sind.
14. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) selbsttätig je nach Last zwischen Phasenanschnitt- und PhasenabschnittSteuerung umschaltet.
15. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereinheit (7) ein manueller Betriebswahlschalter (13) zur händischen Einstellung auf Phasenanschnitt- oder -abschnittsteuerung zugeordnet ist.
16. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuereinheit (7) eine Störfall- detektionsschaltung (14) zugeordnet ist, die die Steuereinheit
(7) im Störfall zum Sperren der Halbleiterschalter (2, 3) veranlasst .
17. Steuereinrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Störfalldetektionsschaltung (14) einen Überstrom durch die Last erfasst.
18. Steuereinrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass zu jedem Halbleiterschalter (2, 3) ein Stromsensor (15, 16) in Serie geschaltet ist.
19. Steuereinrichtung nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Störfalldetektionsschaltung (14) im Fall einer Last (4) mit vergleichsweise hohem Einschaltstrom, z.B. einer kalten Leuchte, einen Überstrom für eine vorgegebene Zeitdauer, z.B. 300 ms zulässt, bevor sie die Halbleiterschalter (2, 3) sperrt.
20. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Störfalldetektionsschaltung (14) bei Detektion eines Störfalls, z.B. von Überstrom, ein Flip-Flop setzt, das von der Steuereinheit (7) jede Halbwelle abgefragt und zurückgesetzt wird.
21. Steuereinrichtung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) bei regelmäßigem Setzen des Flip- Flops über eine vorgegebene Zeitdauer, z.B. ca. 300 ms, die Halbleiterschalter (2, 3) sperrt.
22. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die Störfalldetektionsschaltung (14) einen überhöhten Einschaltstrom in der Größenordnung des 4- fachen sonstigen Grenzwerts zulässt.
23. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (7) bei Erfassung eines ÜberStroms die Halbleiterschalter (2, 3) unmittelbar abschaltet und in der nächsten Halbwelle wieder aufsteuert, wobei ein Zähler inkrementiert wird und die Steuereinheit (7) bei Erreichen eines vorgegebenen Zählerstandes die Halbleiterschalter (2, 3) endgültig sperrt.
24. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 23, da- durch gekennzeichnet, dass die Störfalldetektionsschaltung (14) eine Übertemperatur der Halbleiterschalter (2, 3) erfasst.
25. Steuereinrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass den beiden als Halbleiterschalter (2, 3) vorgesehenen MOSFETs ein Temperatursensor (17) zugeordnet ist.
26. Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass die Störfalldetektionsschaltung (14 bzw. 7) eine Überspannung an den Halbleiterschaltern (2, 3) erfasst .
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1253809A2 (de) * 2001-04-27 2002-10-30 Raymond Kleger Stellglied, Steuerung mit Stellglied und Verfahren zum Steuern für eine elektrische Last
EP1579562A1 (de) * 2002-12-31 2005-09-28 Schneider Electric Industries Sas Leistungsregler
BE1016231A3 (nl) * 2004-10-08 2006-05-02 Ventomatic Schakeling voor een elektrische voedingslijn.
EP1686679A1 (de) * 2005-01-31 2006-08-02 Electronic Theatre Controls, Inc. Überstromschutz für ein Festkörperschaltungssystem
EP2924864A1 (de) * 2014-03-28 2015-09-30 Helvar Oy Ab Nullstromdetektionsschaltung

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6728315B2 (en) 2002-07-24 2004-04-27 Apple Computer, Inc. Method and apparatus for variable accuracy inter-picture timing specification for digital video encoding with reduced requirements for division operations
DE102008010624A1 (de) * 2008-02-22 2009-08-27 Continental Automotive Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer Schalteinheit

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5004969A (en) * 1989-10-16 1991-04-02 Bayview Technology Group, Inc. Phase control switching circuit without zero crossing detection
WO1992015052A1 (en) * 1991-02-20 1992-09-03 Bayview Technology Group, Inc. Phase-controlled power modulation system
EP0515961A1 (de) * 1991-05-25 1992-12-02 ABBPATENT GmbH Schaltung zur Steuerung eines Wechselstromes
EP0617502A1 (de) * 1993-03-26 1994-09-28 ABBPATENT GmbH Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Grundlast in einem Wechselstromkreis

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4447868A (en) * 1982-04-05 1984-05-08 General Electric Company Regenerative rectifier circuit

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5004969A (en) * 1989-10-16 1991-04-02 Bayview Technology Group, Inc. Phase control switching circuit without zero crossing detection
WO1992015052A1 (en) * 1991-02-20 1992-09-03 Bayview Technology Group, Inc. Phase-controlled power modulation system
EP0515961A1 (de) * 1991-05-25 1992-12-02 ABBPATENT GmbH Schaltung zur Steuerung eines Wechselstromes
EP0617502A1 (de) * 1993-03-26 1994-09-28 ABBPATENT GmbH Verfahren und Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Grundlast in einem Wechselstromkreis

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1253809A2 (de) * 2001-04-27 2002-10-30 Raymond Kleger Stellglied, Steuerung mit Stellglied und Verfahren zum Steuern für eine elektrische Last
EP1253809A3 (de) * 2001-04-27 2006-06-07 Raymond Kleger Stellglied, Steuerung mit Stellglied und Verfahren zum Steuern für eine elektrische Last
EP1579562A1 (de) * 2002-12-31 2005-09-28 Schneider Electric Industries Sas Leistungsregler
US7369386B2 (en) 2003-06-06 2008-05-06 Electronic Theatre Controls, Inc. Overcurrent protection for solid state switching system
BE1016231A3 (nl) * 2004-10-08 2006-05-02 Ventomatic Schakeling voor een elektrische voedingslijn.
EP1686679A1 (de) * 2005-01-31 2006-08-02 Electronic Theatre Controls, Inc. Überstromschutz für ein Festkörperschaltungssystem
EP2924864A1 (de) * 2014-03-28 2015-09-30 Helvar Oy Ab Nullstromdetektionsschaltung

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