WO2000048296A1 - Actionneur - Google Patents

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WO2000048296A1
WO2000048296A1 PCT/JP2000/000755 JP0000755W WO0048296A1 WO 2000048296 A1 WO2000048296 A1 WO 2000048296A1 JP 0000755 W JP0000755 W JP 0000755W WO 0048296 A1 WO0048296 A1 WO 0048296A1
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rotating shaft
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driving
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Shinji Ishii
Yoshihiro Kuroki
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Sony Corporation
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    • Y10S388/934—Thermal condition

Definitions

  • the present invention relates to an actuator device, and is suitably applied to, for example, an AC (AlternateTingCuRrent) servomotor.
  • AC AlternateTingCuRrent
  • an AC servomotor in an AC servomotor, a rotatably supported rotor, a plurality of stator cores fixedly disposed at predetermined intervals so as to surround the stator, and each stator core are wound around the rotor.
  • the motor case is configured such that a stator including a plurality of coils is integrally housed inside the motor case.
  • a rotation position sensor for detecting the rotation position of the rotor shaft is usually provided on the anti-rotation torque output side of the rotor shaft (hereinafter referred to as the rotor shaft) outside the motor case. I have.
  • a controller is provided separately from the AC servomotor, and the controller uses a sensor signal output from a rotational position sensor of the AC servomotor. While performing various types of arithmetic processing to obtain the desired rotation output, the controller controls the AC servomotor so that a drive current based on the calculation result is supplied from the controller to the AC servomotor.
  • the rotor of the AC servomotor and the rotational position sensor are structurally arranged at distant positions. Since the rotor shaft of the thermomotor needs to be made thicker and a structural material of the connecting portion needs to have high mechanical rigidity, there is a problem that the whole system becomes heavy and large.
  • the maximum value of the drive current given to the AC servomotor is limited because the AC servomotor generates heat when driven, but in practice it is safe for the maximum drive current value.
  • the problem is that the output torque is limited because only a low current including the rate can be given to the AC servomotor.
  • the present invention has been made in view of the above points, and aims to propose an actuator device that can simplify the configuration of an actuator system and can be easily downsized while improving performance. is there.
  • control means for controlling the rotation of the rotating shaft via the driving means is provided in the housing.
  • a rotating shaft rotational displacement detecting means for detecting a rotational displacement of the rotating shaft is provided in the housing.
  • the rotational displacement of the rotating shaft can be performed with high accuracy, and the rotating shaft can be made highly accurate without increasing the thickness of the rotating shaft or using a material having high rigidity as the material of the rotating shaft. High-speed positioning can be performed, and thus an actuator device that can be easily downsized while improving performance can be realized.
  • the actuator device in the actuator device, a rotating shaft, a permanent magnet integrated coaxially with the rotating shaft, and a permanent magnet configured to generate a magnetic field having a magnitude corresponding to a current value of the supplied driving current.
  • a magnetic field generating means for generating a rotating force on the magnet and a temperature sensor for detecting the temperature of the permanent magnet are provided.
  • FIG. 1 is a sectional view showing a configuration of an AC servomotor according to the present embodiment.
  • FIG. 2 is a schematic diagram illustrating a configuration of a rotor and a rotor shaft magnetic pole angle sensor.
  • FIG. 3 is a schematic diagram illustrating a positional relationship between a rotor and a stator core.
  • FIG. 4 is a schematic diagram illustrating configurations of a stator and a power board.
  • FIG. 5 is a schematic diagram illustrating a configuration of the torque amplifying unit.
  • FIG. 6 is a characteristic curve diagram for explaining the magnetization pattern of the resin magnet in the one-turn absolute angle sensor.
  • FIG. 7 is a characteristic curve diagram showing a waveform of a one-turn absolute angle sensor signal.
  • FIG. 8 is a schematic diagram illustrating a configuration of a control board.
  • FIG. 9 is a block diagram showing the configuration of the control board.
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of the power board.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a one-chip microcomputer.
  • FIG. 12 is a characteristic curve diagram for describing the magnetization pattern of the resin magnet in the single-axis magnetic pole angle sensor.
  • FIG. 13 is a characteristic curve diagram showing waveforms of first and second sensor signals (first and second mouthpiece magnetic pole angle sensor signals).
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a rotor shaft rotation angle detection processing block.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of a torque-three-phase current signal conversion processing block.
  • FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the current control processing block.
  • FIG. 17 is a schematic diagram for explaining the processing of the PWM converter.
  • FIG. 18 is a block diagram for explaining the CPU calculation processing in the motor rotation control processing mode.
  • FIG. 19 is a block diagram showing a motor shaft magnetic pole rotation speed detection processing procedure.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a mathematical model of the relationship between the rotor and the gear mechanism.
  • FIG. 21 is a block diagram for explaining CPU calculation processing in the external force estimation processing mode. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • reference numeral 1 denotes an AC servomotor according to the present embodiment as a whole, a motor unit 2 for generating a rotational torque, and a torque amplifying unit 3 for amplifying and outputting the rotational torque generated in the motor unit 2. It is composed of
  • a rotor case 6 rotatably supported by rotating bearings 5A and 5B is provided inside a motor case 4 made of a conductive material such as a metal.
  • a rotor 9 is formed by coaxially integrating a rotor magnet 8 made of a permanent magnet in the form of a magnet.
  • stator cores 10A to 10F are fixed at equal intervals (60 [°] intervals) so as to surround the rotor 9 inside the motor case 4.
  • coils 11 are formed by applying windings to these stator cores 10 (10 A to 10 F), respectively.
  • a pair of 180 (°) opposed two coils 11 (11A and 11D, 11B and 11E, 11C and 11F) (total of 3 )
  • U-phase, V-phase, and W-phase respectively, and applying a drive current with a phase shift of 120 ° each to these U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 1 generates a magnetic field having a strength corresponding to the current value of the drive current, so that a rotating torque having a magnitude corresponding to the current value of the drive current can be generated via the rotor 9.
  • the torque amplifying section 3 has a gear case 12 removably fixed to the tip of the motor case 4 as shown in FIGS. 1 and 5A to 5C.
  • Inside the gear case 12 there is an annular internal gear 13 fixed to the inner surface of the gear case 12, and a sun gear 14 fixed to the tip of the rotor shaft 6.
  • a planetary gear mechanism 16 including first to third planetary gears 15 A to 15 C arranged at a distance of 120 ° between the gear 13 and the sun gear 14 is provided.
  • first to third planetary gears 15A to 15 ⁇ of the planetary gear mechanism 16 each have a shaft 17A to 17C, which is an output shaft 1 rotatably disposed at the tip of the gear case 12. Fixed to 8.
  • the rotational torque given from the motor unit 2 via the rotor shaft 6 is amplified via the planetary gear mechanism 16 and transmitted to the output shaft 18 so that the output shaft 18 It is possible to output to the outside via the.
  • the torque amplifying section 3 has an annular resin magnet 1 9 fixed to the output shaft 18. And first and second magnetic sensors (hereinafter referred to as Hall elements) 20 A and 20 B fixed to the outer peripheral surface of the gear case 12 so as to face the outer peripheral surface of the resin magnet 19. A one-turn absolute angle sensor 21 is provided.
  • the resin magnet 19 is magnetized so that the magnetic flux density ⁇ ( ⁇ g) changes as shown in FIG. 6 in two poles and over one circumference as shown in FIG.
  • the second Hall elements 20 A and 2 OB are fixed to the outer peripheral surface of the gear case 12 with a phase difference of 90 ° as shown in FIG. 5B.
  • the rotational displacement of the output shaft 18 is changed by the magnetic flux in the arrangement position of the first and second Hall elements 2 OA and 20 B accompanying the rotation of the output shaft 18.
  • Detected as a change in density 0 ( ⁇ ⁇ g) and the detection results were obtained from the first and second Hall elements 20A and 20B, as shown in Fig. 7, si ⁇ ( ⁇ g) and cos ( ⁇ g), respectively.
  • the first and second one-turn absolute angle sensor signals S 1 A and S 1 B having the waveform given by
  • a rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 for detecting the magnetic pole angle of the rotor shaft 6 is provided inside a motor case 4 of the motor unit 2, and an external host controller (not shown).
  • a control board 23 that controls the rotation angle, rotation speed, rotation torque, etc. of the output shaft 6 based on the command from, and drives each coil 11 of the motor unit 2 under the control of the control board 23.
  • a power board 24 for supplying a current is stored.
  • the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 is composed of a resin magnet 25 fixed to the front end face of the mouth base 7 of the rotor 9, and first to fourth magnetic sensors (hereinafter referred to as “mounting”) mounted on the control board 23. , And a Hall element) 26 A to 26 D.
  • the resin magnet 25 is magnetized to the same four poles as the pole magnet 8 of the rotor 9 and is rotated in phase with the rotor magnet 8. Fixed to the substrate 7.
  • the first to fourth Hall elements 26 A to 26 D are arranged on the concentric circle with the mouth axis 6 and the first and second Hall elements 26 A, 26 B is 1 80 (° ] And the third and fourth hole elements 26 C and 26 D have a 45 ° (°) phase in the same direction as the first and second Hall elements 26 A and 26 B. It is mounted on the control board 23 so as to be located at a shifted position.
  • the magnetic pole angle of the rotor shaft 6 is changed to the first to fourth Hall elements 26 A due to the rotation of the resin magnet 25 rotating integrally with the roller shaft 6. It can be detected as a change in magnetic flux density at the position of ⁇ 26D.
  • the magnetic pole angle of the mouthpiece shaft 6 is defined as the angle obtained by multiplying the mechanical rotation angle of the rotor shaft 6 by half the number of magnetic poles of the mouthpiece magnet 8 (see equation (2)).
  • the magnetic angle takes a value in a range from 0 to 2 ⁇ .
  • the control board 23 has a one-chip microcomputer 27 and a mouthpiece on one surface side of the printed wiring board formed in an annular shape.
  • a crystal oscillator 28 for generation is mounted, and on the other side, the first to fourth Hall elements 26 A to 26 D of the above-mentioned rotor shaft rotation angle sensor 22 and the temperature of the resin magnet 25 And a temperature sensor 29 for detecting the temperature.
  • the control board 23 as shown in FIG.
  • the outputs of the first and second Hall elements 26 ⁇ ⁇ and 26 ⁇ in the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 and the third and fourth Hall elements 2 are added via first and second subtraction circuits 30A and 30B, respectively, and the first and second rotor shaft magnetic pole angle sensor signals S2A and S2 are added.
  • the first and second ones are taken into the one-chip microcomputer 27 as B and supplied from the one-rotation absolute angle sensor 21 (FIG. 1, FIG. 5 (C)) via the cable 31 (FIG. 1).
  • the rotation absolute angle sensor signals S 1 A and S 1 B can be taken into a one-chip microcomputer 27.
  • the control board 23 has a second power line, one general-purpose parallel communication line, two RS-232C serial communication lines, and three synchronous serial communication lines. Connect to host controller via cable 3 2 (Fig. 1) PO 755
  • the one-chip microcomputer 27 can receive a drive voltage via the second cable 32 and can communicate with the host controller.
  • the one-chip microcomputer 27 sends the rotation angle, rotation speed, or rotation torque of the output shaft 18 (FIG. 1) given from the host controller via the second cable 32 (hereinafter, these values are referred to as These are called the designated rotation angle, designated rotation speed and designated rotation torque, respectively), the first and second absolute rotation angle sensor signals S 1 A and SIB, and the first and second rotor shaft magnetic pole angle sensor signals S 2A, S2B, and the first to third drive current detection signals S3A to S3C supplied from the power board 24, as described later, based on the U-phase, V-phase, and W-phase.
  • first to third current command values are calculated, and the calculated first to third current commands are calculated. Value to the power board 24 via the third cable 33. That.
  • a plurality of coil driving blocks 34 shown in FIG. 10 are formed on one side of a ring-shaped printed wiring board.
  • the power transistor chip 35 is mounted.
  • the coil drive block 34 is configured to control the U-phase, V-phase and W-phase of the motor unit 2 based on the first to third current command values given from the one-chip microcomputer 27 of the control board 23. By applying a drive current of a corresponding current value to each coil 11, the rotor 9 of the motor unit 2 is rotationally driven.
  • the coil drive block 34 detects the current value of the drive current applied to each of the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 at this time, and outputs the detection results to the first to third coils.
  • the control board 23 via the third cable 33 (FIG. 1) as the drive current detection signals S 3 A to S 3 C of the control circuit 23.
  • the control comprising the one-chip microphone computer 27 of the control board 23 and the coil drive block 34 of the power board 24
  • the circuit drives the motor unit 2 according to the specified rotation angle, specified rotation speed, or specified rotation torque given by the host controller.
  • the one-chip microcomputer 27 has an arithmetic processing block 40, a register 41, and a rotor shaft rotation angle. It comprises a detection processing block 42, a torque-to-three-phase current signal conversion processing block 43, a current control processing block 44, and first to fourth analog / digital conversion circuits 45 to 48.
  • the first and second one-turn absolute angle sensor signals S1A and S1B supplied from the one-turn absolute angle sensor 21 are output.
  • the first and second one-turn absolute angle sensor data D 1 A and DIB obtained by digital conversion in the third analog-to-digital conversion circuit 47 are stored in the register 41.
  • the first and second opening / closing axes based on the output of the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 given from the first and second subtraction circuits 3OA and 3OB (FIG. 9).
  • the magnetic pole angle sensor signals S 2 A and S 2 B are digitally converted in the second analog / digital conversion circuit 46, and the obtained first and second monopole magnetic pole angle sensor data D 2 A and D 2 Input B to the rotor shaft rotation angle detection processing block 42.
  • the magnetic pole rotation angle of the rotor shaft 6 (hereinafter referred to as Detects P m 1 and magnetic pole angle ⁇ p, stores rotor shaft rotation angle P m 1 in register 41, and converts magnetic pole angle 0 p to torque one-phase three-phase current signal conversion Send to processing block 43.
  • the magnetic pole rotation angle of the rotor shaft 6 (rotor shaft magnetic pole rotation angle P m 1) is defined as the first to fourth Hall elements 26 A to 26 D detected by the first to fourth Hall elements 26 A to 26 D as the rotor shaft 6 rotates.
  • the magnetic pole change caused by a pair of adjacent 5 N and S poles is defined as an angle with one period (0 to 2 ⁇ ).
  • the resin magnet 25 is 4 Since the poles are magnetized, the rotor shaft magnetic pole rotation angle Pm 1 ranges from 0 to 4 ⁇ .
  • the arithmetic processing block 40 calculates the first and second one-rotation absolute angle sensor data D 1 A, D 1 ⁇ ⁇ stored in the register 41 in this way and the single-pole magnetic pole rotation angle P ml,
  • a target rotation torque (hereinafter referred to as a target rotation torque) TO is calculated based on a specified rotation angle, a specified rotation speed, or a specified rotation torque given by a host controller, and the calculation result is stored in a register 41.
  • the target torque TO stored in the register 41 is read out by the torque-three-phase current signal conversion processing block 43.
  • the torque-to-three-phase current signal conversion processing block 43 Based on the target torque TO and the magnetic pole angle 6) p of the rotor shaft 6 given from the rotor shaft rotation angle detection processing block 42, the torque-to-three-phase current signal conversion processing block 43 The above-described first to third current command values Ur, Vr, and Wr representing the current values of the drive currents to be applied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 are calculated, respectively. Is sent to the current control processing block 44.
  • the current control processing block 44 converts the first to third drive current detection signals S 3 A to S 3 C given from the power board 24 from the first analog / digital conversion circuit 45 into digital signals.
  • the first to third drive current detection data D3A and D3B obtained by the above are provided.
  • the current control processing block 44 determines the first to third current command values Ur, Vr, Wr and the first to third drive current detection data D3A, D3B, After subjecting the first to third current command values U r, V r, and W r to predetermined signal processing including compensation processing for voltage fluctuations, these signals are subjected to PWM (Pulse Width).
  • the modulated and obtained first to third PWM signals S4A to S4C are transmitted to the coil drive block 34 of the power board 24 via the third cable 33.
  • the third cable 33 has two lines for the first to third PWM signals S4A to S4C, respectively. Then, the current control processing block 44 When the power shaft 18 (FIG. 1) is driven forward, the first to third PWM signals S 4 A to S 4 C are sent to the coil drive block 34 of the power board 24 via one of the first lines. And at the same time, logic "0" level signals in the first to third PWM signals S4A to S4C (hereinafter, these are referred to as first to third reference signals). Are transmitted to the coil drive block 34 of the power board 24 via the respective second lines.
  • the current control processing block 44 applies the first to third PWM signals S 4 A to S 4 C via the second line to the coil drive block 34 of the power board 24. And the first to third reference signals S5A to S5C are respectively sent to the coil drive block 34 of the power board 24 via the first lines.
  • the coil drive block 34 has a similar configuration consisting of four amplifiers 50A to 50 corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11, respectively.
  • the first to third gate drive circuits 51A to 51C and the first to third gate drive circuits having the same configuration including two PNP transistors TR1 and TR2 and two NPN transistors TR3 and TR4, respectively. It is composed of a third inverter circuit 52A to 52C.
  • the first lines of the U-phase, V-phase and W-phase correspond to the first and third gate drive circuits 51A to 51C, respectively.
  • U-phase, V-phase and W-phase second lines respectively correspond to the first to third gate drive circuits 52 through 52 ⁇ via the second and fourth amplifiers 50 B and 50 D, respectively.
  • the bases of the corresponding first to third inverter circuits 52A to 52C are connected to the base of the second PNP transistor TR2 and the base of the first NPN transistor TR4.
  • each of the U-phase, V-phase and W-phase Connecting the collector of the first PNP transistor TR1 and the collector of the first NPN transistor TR3 in the first to third inverter circuits 52A to 52C corresponding to the coils 11 respectively. It is connected between the point and a connection point between the collector of the second PNP transistor TR2 and the collector of the second NPN transistor TR4.
  • the first to third PWM signals S4A to S4 provided through the first or second line are provided for each of the U, V, and W phases.
  • drive current I u of the first to third Inbata circuit 52 A ⁇ 52 Contact have an analog waveform C corresponding to C, respectively, I v, U-phase is converted into I w, these corresponding respectively, V-phase and W It can be applied to each coil 11 of the phase.
  • the magnitudes of the drive currents Iu, Iv, Iw supplied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 are determined by the first to third inverter circuits 5 2
  • the current is detected by a current sensor 53 including a coil provided on each of the A-52Cs, and the detection results are used as first to third first to third drive current detection signals S3A to S3C as described above.
  • the signal is sent to the first analog / digital conversion circuit 45 (FIG. 11) of the one-chip microphone port computer 27 of the control board 23.
  • the arithmetic processing block 40 includes a CPU (Central 1 Processing Unit) 60, a ROM (Read Only Memory) 61 storing various programs, and A RAM (R and om Access Memory) 62 as a work memory of the CPU 60, a parallel communication input / output circuit 63 corresponding to general-purpose parallel communication, and a host Serial communication input / output circuit 64, which is an input / output interface circuit with the controller, and a servo interrupt signal S1 0 and PWM cycle of 1 [ms] cycle for servo interrupt 5 0 5 [/ m] Counter that generates PWM pulse signal S 11 with period S 11 Timer “controller” circuit 65 and counter “timer” controller circuit 65 generate servo interrupt signal S 10 correctly
  • the CPU bus 6 7 is connected to the watchdog signal generation circuit 6 6 that generates the watchdog signal S 12, which is a reference signal with a predetermined period of 1 ms or more, for the CPU 60 to determine whether It is configured by being connected to each other via
  • the CPU 60 when the power supply voltage (5 [V]) is supplied from the higher-level controller via the serial communication input / output circuit 64, the CPU 60 first executes the initial program stored in the ROM 61. Based on the input / output circuit for parallel communication 63, the input / output circuit for serial communication 64, the counter's timer / control circuit 65, the rotor shaft rotation angle detection processing block 42, and the torque-three-phase current signal conversion processing block 4 3.
  • Current control processing Block 4 Performs startup processing such as processing to set various initial values and parameters for 4.
  • the CPU 60 generates the servo interrupt signal S10 given from the counter 'timer' control circuit 65 as a result and the corresponding program stored in the ROM 61 as described above, as described above.
  • Motor rotation control calculation processing to generate the target rotation torque T 0, phase advance control processing, temperature compensation control processing, and serial communication control processing are executed in a time-division manner within 1 [ms]. The processing of the CPU 60 in each of these processing modes will be described later.
  • serial communication input / output circuit 64 is configured to be compatible with both the RS-232C serial communication system and the synchronous serial communication system.
  • the serial communication input / output circuit 64 transmits and receives a TXD signal as a transmission signal and an RXD signal as a reception signal using two lines, for example, during communication using the RS-232C serial communication method.
  • the communication is performed by doing so.
  • data transfer The speed is 9600 [bits per second]
  • the transfer data length is 8 bits, 1 stop bit and 1 start bit.
  • Communication with the host controller is performed in the transfer format using the data structure without the priority bit.
  • the serial communication input / output circuit 64 uses three lines to transmit a TXD signal as a transmission signal, an RXD signal as a reception signal, and a synchronous clock signal during communication using the synchronous serial communication method. Communication is performed by transmitting and receiving. At this time, the data transfer speed is 800 or 1500 [kilobits], the synchronous character data is 2 bytes, and the transfer data length is from 1 byte (8 bits) to several tens of bytes. Communication with the controller is performed in a transfer format.
  • commands can be given in real time because data communication can be performed at high speed.
  • the data structure of one frame is “Synchronous character 1 + Synchronous character 2 + Data 1 (8 bits) + Data 2 (8 bits) + whil + Data N (8 bits) + sync character 1 + sync character 2 ”.
  • the resin magnet 25 is magnetized to the same polarity as the mouthpiece magnet 8, and is fixed to the rotor base 7 in the same phase as the rotor magnet 8.
  • the magnetization pattern of the resin magnet 25 is such that the maximum magnetic flux density is 0, and the magnetic flux density ⁇ ( ⁇ ⁇ ) is as shown in FIG.
  • ⁇ ⁇ is the magnetic flux angle of the rotor shaft 6.
  • ⁇ ⁇ and rotor The relationship with the mechanical rotation angle ⁇ m of the shaft 6 is given by the following equation, where P is the number of magnetic poles (4 in this embodiment).
  • the first to fourth Hall elements 26 A to 26 D of the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 face the resin magnet 25 and are concentric with the rotor shaft 6 as described above with reference to FIG. The following equation
  • Equations (3) to (6) 00 indicates a coordinate position with the position of one coil 11 as the origin.
  • the coordinate position ⁇ 0 is
  • the outputs Shl, Sh2, Sh3, and Sh4 of the first to fourth Hall elements 26A to 26D arranged as described above are the first to fourth elements 26A to 26D.
  • 26D Assuming that the sensor sensitivity coefficient is GO and the rotation angle of rotor shaft 6 is 0 m,
  • the signal levels of the outputs Sh1, Sh2, Sh3, and Sh4 of the first to fourth Hall elements 26A to 26D are changed to the resin magnet 25. It changes in proportion to the number P of magnetic poles.
  • a first sensor signal Sh1 2 (in the present embodiment, the sum of the outputs Sh1 ′ and Sh2 ′ of the actual first and second Hall elements 26 ° and 26 °) is shown in FIG. 9 corresponding to the first rotor shaft magnetic pole angle sensor signal S2A) and the outputs 3113 'and Sh4' of the third and fourth hole elements 26C and 260, respectively.
  • the sensor signal Sh 34 (corresponding to the second rotor shaft magnetic pole angle sensor signal S 2 B in FIG. 9 in this embodiment) has 0 el and ⁇ e 2 that are sufficiently small, respectively.
  • FIG. 13 shows the waveforms of the first and second sensor signals Sh12 and Sh34.
  • the magnetic pole angle ⁇ p of the rotor shaft 6 and the rotor shaft magnetic pole rotation speed Pm1 can be obtained by the following procedure.
  • K rp indicates a proportional gain
  • K ri indicates an integral gain, both of which are positive constants.
  • the rotor shaft rotation angle detection processing block 42 is configured as shown in FIG.
  • the first and second rotor shaft magnetic pole angle sensor data D 2 provided from the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 via the second analog Z digital conversion circuit 46 are provided.
  • a and D 2 B are input to computing unit 70.
  • the sine value (si ⁇ ⁇ X) and the cosine value (cos ⁇ X) of the magnetic pole angle calculation value ⁇ X previously calculated from the function converter 71 are given to the arithmetic unit 70 as described later. It is.
  • the arithmetic unit 70 is based on the first and second rotor shaft magnetic pole angle sensor data D 2 A and D 2 B and the sine value and cosine value of the magnetic pole angle calculated value 0 X calculated in advance. Then, by calculating the expression (20), the error between the magnetic pole angle ⁇ p given by the expression (2) and ⁇ X at that time is calculated, and the calculation result is sent to the first multiplier 72. Send out. The multiplication result is then added to the first multiplier 72 by the following equation:
  • the magnetic pole angle calculation value ⁇ X is output from the adder 74 and is sent to the function converter 71 and is also given to the magnetic pole angle calculator 75.
  • the magnetic pole angle calculator 75 stores the calculated magnetic pole angle value 6X at this time as the rotor shaft magnetic pole angle Pm1 in the register 41 (FIG. 11).
  • the magnetic pole angle calculator 75 calculates the value of ⁇ ⁇ in the range from 0 to 2 ⁇ while increasing the value of N x in equation (23) in order from 0, and calculates this value.
  • the torque is sent to the three-phase current signal conversion processing block 43 as the magnetic angle 0 ⁇ .
  • the rotor shaft rotation angle detection processing block 42 sends the first and second single-pole magnetic pole angle sensor data D 2
  • the magnetic pole angle 0 ⁇ and the rotor shaft magnetic pole rotation angle P m 1 are detected based on A and D 2 ⁇ .
  • the calculation processing of the magnetic angle ⁇ p and the magnetic pole rotation angle Pm1 as described above is performed by the counter of the calculation processing block 40, the timer, the control circuit 6, and the like. This is performed based on the PWM pulse signal S11 provided from step 5.
  • the magnetic angle ⁇ p and the rotor shaft magnetic pole rotation angle Pm1 output from the rotor shaft rotation angle detection processing block 42 are updated every 50 [ ⁇ s], which is the period of the PWM pulse signal S11. .
  • the torque-three-phase current signal conversion processing block 43 converts the target rotation torque TO stored in the register 41 (FIG. 11) into a PWM pulse period (50 [ ⁇ s ] Period), and based on the target rotation torque TO and the magnetic pole angle ⁇ p given from the rotor shaft rotation angle detection processing block 42 (FIG. 14), the following equation is obtained.
  • the first to third current command values U r, V r and W r are calculated based on the PWM pulse signal S 11 supplied from the counter of the calculation processing block 40 and the timer / control circuit 65. . Therefore, these first to third current command values Ur, Vr, and Wr are also updated every 50 [// s], which is the period of the PWM pulse signal S11.
  • the current control processing block 44 is provided with a subtraction circuit 80 8 to 80, corresponding to each of the U-phase, V-phase and W-phase coils 11, as shown in FIG.
  • First to third signal processing systems 84A to 84C including multiplying circuits 81A to 81C, 82A to 82C and PWM converters 83A to 83C are provided.
  • the first to third signal processing systems 84 A to 84 C use the first to third signals supplied from the torque-three-phase current signal conversion processing block 43 (FIG. 15). Based on the current command values Ur, Vr, Wr and the first to third drive current detection signals S3A to S3C given from the power board 24, a predetermined The first to third PWM signals S4A to S4C and the first to third reference signals S5A to S5C can be generated while performing signal processing.
  • the difference between the first to third current command values Ur, Vr, and Wr and the first to third drive current detection signals S3A to S3C is subtracted by the subtraction circuits 80A to 80C.
  • the detection result is sent to the first multiplication circuits 81A to 81C.
  • the multiplication result is multiplied by the integral gain given by S, and the multiplication result is multiplied by the proportional gain K rp in the second multiplication circuits 82 A to 82 C.
  • the values X 1, X 2, and X 3 output from each of the second multiplication circuits 82 A to 82 C given by are respectively applied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11. These values XI, X2, and X3 correspond to the corresponding PWM converters. Given 3A-83C.
  • Each of the PWM converters 83A to 83C controls the pulse width of a pulse having a period of 50 [ ⁇ s] based on the supplied values X1, X2, and X3, respectively.
  • 3 PWM signals S 4 A to S 4 C and first to third reference signals S 5 A to S 5 C are generated.
  • each of the PWM converters 83A to 83C sets the supplied values X1, X2, and X3 in internal registers (not shown) as shown in FIG.
  • X3 is positive
  • the values XI, X2, and X3 are used as the rising edge of the PWM pulse signal S11 having a period of 50 [ ⁇ s] provided from the counter, timer, and control circuit 65 of the arithmetic processing block 40.
  • the down counter (not shown) in the first PWM pulse signal generation circuit 85A for each edge.
  • the down counter decrements the counter value at each rising edge of the CPU clock (0.1 [/ s]) of the arithmetic processing block 40 (FIG. 11) and stops at a zero value. Therefore, the output of the first PWM pulse signal generation circuit 85A is at logic "1" level until the count value of the down power counter reaches zero value, and is at logic "0" level after the counter value becomes zero value. Becomes
  • the values X1, X2, and X3 stored in the register are set again in the down counter of the first PWM pulse signal generation circuit 85A, and Is repeated.
  • the first PWM pulse signal generation circuit 85A a constant pulse width proportional to the values XI, X2, X3 is maintained until the values X1, X2, X3 stored in the registers are updated.
  • the first to third PWM signals S 4 A to S 4 C of T on are output, and the second PWM pulse signal generation circuit 85 A outputs a logic “0” level reference signal S 5 A to S 5 C Is output.
  • each of the PWM converters 83A to 83C if the values X1, X2, and X3 are negative values, the absolute values are calculated and converted to positive integers. Set the value to the down counter (not shown) in the second PWM pulse signal generation circuit 85B You.
  • the values XI, X2, and X3 stored in the registers are updated from the second PWM pulse signal generation circuit 85B in the same manner as the first PWM pulse signal generation circuit 85A described above. Until this is done, the first to third PWM signals S4A to S4C having a constant pulse width Ton in proportion to the values XI, X2, X3 are output. Also, at this time, the first PWM pulse signal generation circuit 85B outputs the logic "0" level reference signals S5A to S5C.
  • the first to third PWM signals S having the pulse width Ton according to the supplied values X1, X2, X3 are provided.
  • 4 A to S 4 C and the first to third reference signals S 5 A to S 5 C are generated and transmitted to the coil drive block 34 of the power board 24 via the third cable 33. Has been made.
  • the drive currents I u, I v, and I w applied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 of the motor unit 2 of the AC servo motor 1 and the output current via the output shaft 18 The relationship with the output rotational torque (hereinafter referred to as output torque) will be described.
  • output torque the output rotational torque
  • T ( ⁇ ) I u X 0u X ⁇ 0 + I V X ⁇ X ⁇ 0 + I w X w X K 0
  • KO represents a constant coefficient value when the drive currents Iu, Iv, and Iw are applied to each coil 11.
  • the drive currents I u, I v, and I w applied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 are, as described above,
  • the CPU 60 sets the counter to 1 ms based on the servo interrupt signal S10 given from the timer control circuit 65 and the corresponding program stored in the ROM 61.
  • the motor rotation control calculation processing, the phase advance control processing, the temperature compensation control processing, and the serial communication control processing are executed in a time-sharing manner.
  • the processing of the CPU 60 in each of these processing modes will be described.
  • the CPU 60 sets the target rotational torque T 0 to the one-axis data stored in the register 41 by the rotor shaft rotational angle detection processing block 42. Based on the magnetic pole rotation angle Pm1, the rotation position Pm of the output shaft 18 (Fig. 1) is calculated, and using this rotation position Pm, 00/00755
  • Vmref (Pref-Pm) X Kpp (40)
  • the target rotation torque TO is calculated by executing the calculation of (42).
  • S represents a Laplace operator
  • Kp p, Kv i, and ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ represent control gain parameters set by the host controller, respectively.
  • the values of these control gain parameters Kp p, Kv i and Kv p By changing this, the response of the AC servomotor 1 to the specified rotation angle P ref and the specified rotation speed V ref can be changed.
  • FIG. 18 shows a specific processing procedure of the CPU 60 in the motor rotation control calculation processing mode.
  • the CPU 60 When the designated rotation angle P ref is given from the host controller, the CPU 60 firstly sets the rotor shaft 6 based on the first and second absolute angle sensor data D 1 A and D 1 B stored in the register 41. Calculate the magnetic pole rotation speed (hereinafter referred to as rotor shaft magnetic pole rotation speed) Nm (step SP 1).
  • the rotation speed Nm of the shaft magnetic pole is defined as the rotation of the rotor shaft 6 adjacent to the resin magnet 25 detected by the first to fourth Hall elements 26A to 26D of the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22.
  • the resin magnet 25 is magnetized to four poles, so that the open shaft 6 is When one rotation is performed mechanically, the rotor shaft magnetic pole rotation speed Nm becomes 2.
  • the rotor shaft magnetic pole rotation speed Nm is obtained by the first and second single rotation absolute angle sensor signals represented by si ⁇ ⁇ g and cos ⁇ g according to the rotor shaft magnetic pole rotation speed detection processing procedure shown in FIG.
  • the phase 0 g of S 1 A and S 1 B is calculated by software processing based on the first and second absolute angle sensor data D 1 A and D 1 B stored in the register 41 (step SP 1 A).
  • this phase theta g to multiply the gear ratio N of the planetary formic ⁇ mechanism 1 6 of the torque amplifier 3 (step SP 1 B), the multiplication result to calculate Ri divided by 2 [pi its division result integer This can be obtained by multiplying the portion by half the value ⁇ of the number of magnetic poles (4 in this embodiment) of the resin magnet 25 of the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 (FIG. 1) (step SP 1 C). it can.
  • the CPU 60 calculates the rotor shaft magnetic pole rotation speed Nm calculated in this way and the rotor shaft magnetic pole rotation angle data Pm 1 stored in the register 41 as follows:
  • the CPU 60 detects an error with respect to the specified rotation angle P ref (hereinafter, this is referred to as a rotation angle error) P e by subtracting the rotation angle P m from the specified rotation angle P ref (step SP 3 ).
  • the CPU 6 ⁇ calculates a target rotation angle Vmref with respect to the specified rotation angle Pref by multiplying the rotation angle error Pe by the proportional gain Kp ⁇ (step SP4).
  • the CPU 60 calculates the rotation speed Vm of the output shaft at that time by differentiating the rotor shaft magnetic pole rotation angle Pm1 stored in the register 41 (step SP5), and thereafter in step SP4 A speed error Ve is calculated by subtracting the rotation speed Vm calculated in step SP5 from the calculated target rotation speed Vmref (step SP6).
  • the CPU 60 calculates the speed error V e by the following equation.
  • step S ⁇ 7 and step S ⁇ 8 The speed integral gain and the proportional gain Kv ⁇ given by S are sequentially multiplied (step S ⁇ 7 and step S ⁇ 8). Thereby, the target rotation torque TO can be obtained.
  • the CPU 60 executes this processing in step SP6 when the specified rotation speed V ref is given from the host controller.
  • the rotational torque T ref is given, it is stored in the register 41 as the target rotational torque T 0 as it is.
  • the drive currents I u, I v, and I w supplied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 of the motor unit 2 are torque-three-phase current signal conversion processing block 43 and current control processing block 44, respectively. Are controlled so as to obtain equations (33), (34) and (35), respectively.
  • the inverter circuits 52A to 52C of the power board 24 supply the driving current I u represented by the equations (33), (34) and (35).
  • Iv, and Iw the driving currents Iu, Iv, and Iw actually flowing through the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 are delayed by the impedance of the coil 11. As a result, the output torque decreases.
  • phase advance control is the following equation to improve this problem.
  • the phases of the drive currents Iu, Iv, and Iw applied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 are advanced by the correction value ⁇ off corresponding to the rotation speed of the rotor 9 in advance. Control.
  • the first to third current command values U r, V r, and W r are controlled so as to be advanced by the correction value ⁇ off as shown in equations (47) to (49), respectively.
  • K v is a gain that determines the relationship between the magnitude of the rotation speed of the output shaft 18 and the amount of phase advance correction, and is a constant determined by the specifications of each coil 11 of the motor unit 2. It is.
  • Temperature compensation control is a control that effectively utilizes the magnetic properties of permanent magnets by controlling the maximum current allowed by temperature.
  • the temperature sensor signal S 14 output from the temperature sensor 29 of the control board 23 is the fourth analog / digital conversion of the one-chip microcomputer 27.
  • the data is stored in the register 41 as the temperature sensor data D 14 via the circuit 48.
  • CPU60 calculates the maximum value Imax of I0 in the equations (33) to (35) by the following equation.
  • I max THX Kth .................................................................................(5)
  • K th is a temperature coefficient determined according to the temperature characteristics of the permanent magnet (in the present embodiment, the rotor magnet 8 of the rotor 9 (FIG. 1)).
  • the CPU 60 communicates with the host controller, inputs control commands and change parameters, or transmits an internal signal for monitoring.
  • the phase advance control processing in addition to the motor rotation control arithmetic processing, the phase advance control processing, the temperature compensation control processing, and the serial communication control processing as described above, It is designed to be able to estimate the magnitude of the applied external force (load torque).
  • the output torque Tm of a general motor the mechanical rotation angle of the rotor 0 m, the external force Td applied to the output shaft, and the output angle of the gear mechanism (hereinafter referred to as the rotation angle of the output shaft)
  • the relationship with 0 g can be represented as shown in FIG.
  • the mechanical rotation angle ⁇ m of the rotor is obtained by subtracting the structural load torque Tdm of the gear mechanism from the output torque Tm.
  • JmXS + Dm the moment of inertia of the rotor
  • Dm the coefficient of friction between the rotor and the bearing.
  • the rotation angle ⁇ g of the output shaft is obtained by multiplying the external force T d and the structural load torque T dm of the gear mechanism by the gear ratio N of the gear mechanism. Td 1) and add the following equation to the addition result T d 1
  • J 1 is the moment of inertia in the gear mechanism
  • D 1 is the coefficient of friction in the gear mechanism
  • S is the Laplace operator
  • the structural load T dm of the gear mechanism is obtained by subtracting the multiplication result obtained by multiplying the rotation angle ⁇ g of the output shaft by the gear ratio N of the gear mechanism from the mechanical rotation angle ⁇ m of the motor rotor. It can be calculated by multiplying by the spring coefficient K g of the mechanism.
  • the CPU 60 estimates the magnitude of the external force externally applied to the output shaft 18 according to the following procedure shown in FIG.
  • the CPU 60 first generates an initial value of an appropriate magnitude as an external force estimated value (hereinafter referred to as an external force estimated value) T de, and the external force estimated value T de and the planetary gear mechanism 1 The result of addition with the structural output shaft load torque T d
  • the estimated external force T de is calculated by multiplying the estimated gain given by S.
  • Ka is a constant positive coefficient value.
  • the CPU 60 repeats the above-described arithmetic processing while sequentially updating the external force estimated value Tde to the newly obtained external force estimated value Tde.
  • the model error E ⁇ ⁇ g converges to a zero value, and the estimated external force T de is also reduced by the magnitude of the external force actually applied to the output shaft 18. Approaching.
  • the estimated external force T de when the model error E 0 g becomes 0 can be estimated as the external force actually applied to the output shaft 18, and the CPU 60 can obtain this value by calculation. And the estimated external force T de.
  • the CPU 60 transmits the external force estimated value T de to the host controller, or gives it to the output shaft 18 based on the external force estimated value T de under the control of the host controller. It performs generation and output torque control of output torque that is in opposition to external force generated, generation and output control of output torque exceeding external force, or generation and output control of output torque below external force.
  • the magnitude of the external force applied to the output shaft 18 is estimated based on the rotational displacement of the output shaft 18 detected by the one-turn absolute angle sensor 21. It has been made to be. For this reason, the speed reduction mechanism (planetary gear mechanism 16) of the torque amplifying unit 3 has sufficient reversible drive to cause displacement of the input shaft (port-axis 6) in proportion to the external force applied to the output shaft 18. (Back driver piracy). (6) Operation and effect of this embodiment
  • the U-phase, the V-phase and the U-phase are generated in the one-chip microcomputer 27 of the control board 23 based on the specified rotation angle, the specified rotation speed or the specified rotation torque given from the host controller.
  • the first to third current command values Ur, Vr, and Wr which are the drive currents Iu, Iv, and Iw to be applied to each coil 11 of the W phase, are calculated, and the calculated values are calculated.
  • the first to third PWM signals S 4 A to S 4 C based on the first to third current command values U r, V r, and W r are sent to the coil drive block 34 of the power board 24.
  • the coil drive block 34 of the power board 24 generates the drive currents Iu, Iv, Iw based on the supplied first to third PWM signals S4A to S4C. Is applied to the U-phase, V-phase and W-phase coils 11 to rotate the rotor 9.
  • the control board 23 and the power board 24 as control means for controlling the rotation of the rotor 9 include the rotor 9, the stator core 1OA and the coil 11 Since it is housed inside the motor case 4 integrally with the stator composed of the stator, the amount of wiring for connection to the outside can be significantly reduced, and the wiring amount of the entire actuator system can be reduced. Can be.
  • the PWM converters 83A to 83C are housed in the motor case 4 made of a conductive material. Switching noise can be greatly reduced from being adversely affected externally, as compared to the case where a (switching signal) is externally applied to an AC servomotor. From this, a relatively general second cable 32 connecting the AC servomotor 1 and the upper-level controller can be used.
  • the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 is arranged near the rotor 9 inside the motor case 4, and the rotation angle ⁇ m of the rotor is determined based on the output of the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22. I want to ask for It is possible to perform high-precision and high-speed positioning without increasing the thickness of 6, thereby making it possible to reduce the size as a whole.
  • the magnetic characteristics of the rotor magnet 8 are determined based on the output of the temperature sensor 29. Accordingly, the upper limits of the drive currents I u, I v, and I w that can be actually applied to each coil 11 can be accurately and easily obtained, and the upper limits of the drive currents I u, I v, and I w can be determined accordingly. The upper limit is increased and the maximum output torque is increased as compared with the conventional case where safety is set.
  • the rotor 9 and a control circuit for controlling the rotation of the rotor 9 are arranged on a plane, so that the AC servomotor 1 can be constructed in a small and flat shape.
  • the AC servomotor 1 since the AC servomotor 1 has a simple structure and a small number of parts, there is an advantage that the assembling work and the adjusting work at the time of manufacturing can be simplified.
  • control board 23 and the power board 24 for controlling the rotation of the motor unit 2 under the control of the host controller are housed inside the motor case 4 integrally with the rotor 9 and the starter.
  • the amount of wiring connected to the outside of the AC servomotor 1 can be significantly reduced, and the amount of wiring for the entire actuator system can also be reduced, and thus the actuator system can be reduced.
  • An AC servomotor that can simplify the overall configuration can be realized.
  • the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 for detecting the rotation angle of the rotor shaft 6 is arranged near the rotor 9 inside the monitor 4, high accuracy and high accuracy can be achieved without making the rotor shaft 6 thick.
  • each coil is actually set in accordance with the magnetic characteristics of the rotor magnet 8 based on the output of the temperature sensor 29. 1
  • the upper limits of the drive currents I u, I v, and I w that can be applied to 1 can be accurately and easily obtained, and the upper limits of the drive currents I u, I v, and I w can be set as safe as before.
  • the maximum output torque can be increased by increasing the upper limit, and thus an AC servomotor that can improve performance can be realized.
  • a case has been described in which the present invention is applied to an AC servomotor.
  • the present invention is not limited to this, and the point is that a rotatable pivot shaft (this In the embodiment, the rotor shaft 6) and driving means (rotor 9 in this embodiment, a stator composed of a stator core 10 and a coil in the present embodiment) for rotating and driving the rotating shaft are connected to a housing (this embodiment).
  • the actuator device is housed in the motor case 4), it can be widely applied to various other actuator devices.
  • the rotor magnet 8 is magnetized to four poles.
  • the present invention is not limited to this, and for example, the rotor magnet 8 may be magnetized to eight poles or any other number of poles. It may be magnetized.
  • control board 23 and the power board 24 as control means for controlling the rotation of the rotor 9 are formed separately, but the present invention is not limited to this.
  • the invention is not limited to this, and may be formed integrally.
  • the one-chip microphone mouth computer 27 controls the rotation of the rotor 9 based on the specified rotation angle, the specified rotation speed, or the specified rotation torque given from the upper controller.
  • the present invention is not limited to this.
  • the rotation of the rotor 9 may be controlled based on a pre-programmed rotation angle or a change pattern of the rotation speed or the rotation torque. / JP00 / 00755
  • the rotor shaft magnetic pole angle sensor 22 as a rotating shaft rotational displacement detecting means for detecting the rotational displacement of the rotor shaft 6 is provided with a resin magnet 25 (first type) magnetized in a predetermined pattern. Component section) and the first to fourth Hall elements 26 A to 26 D (second component section).
  • the present invention is not limited to this. Various configurations can be widely applied.
  • a coil is used as magnetic field generating means for generating a magnetic field having a magnitude corresponding to the current value of drive currents I u, I v, and I w supplied from power board 24 in rotor section 2.
  • the present invention is not limited to this, and various other magnetic field generating means can be widely applied.
  • the U phase and the V phase When the drive current value detecting means for detecting the drive current values I u, I v, I w applied to the coils 11 of the W and W phases is constituted by coil 53 (FIG. 10).
  • the present invention is not limited to this, and various other types of drive current value detection means can be widely applied.
  • the one-chip computer 27 of the control board 23 is provided with an RS-232C serial communication function and a synchronous serial communication function as a serial communication function for communicating with the host controller.
  • a serial communication function for communicating with the host controller.
  • the torque amplifying means for amplifying the rotational torque generated in the motor unit 2 is constituted by the planetary gear mechanism 16 as shown in FIG.
  • the present invention is not limited to this. Can be widely applied.
  • the one-rotation absolute angle sensor 21 as the output shaft rotational displacement detecting means for detecting the rotational displacement of the output shaft 18 is made up of the resin magnet 19 and the first and second Hall elements 2.
  • the configuration is made up of 0A and 20B, the present invention is not limited to this, and various other configurations can be widely applied.
  • the first and second one-turn absolute angle sensor signals S 1 A and SIB output from the one-turn absolute angle sensor 21 and the one-axis magnetic pole angle sensor 22
  • the microcomputer 27 may be provided separately from the one-chip microcomputer 27.
  • each of the drive currents Iu, Iv, and Iw applied to the U-phase, V-phase, and W-phase coils 11 detected on the power board 24 A case has been described in which the current values of the drive currents I u, I v, and I w are feedback-controlled to reduce the influence of fluctuations in the power supply voltage.
  • the present invention is not limited to this.
  • the current values of the drive currents Iu, Iv, and Iw applied to the V-phase and W-phase coils 11 may be controlled.
  • the magnitude of the power supply voltage V cm is detected, and based on the detection result, the gain G V in the current control processing block 44 is calculated as follows:
  • the present invention can be applied to an AC servomotor (

Description

明 細 書 ァクチユエ一タ装置
技術分野
本発明はァクチユエ一タ装置に関し、 例えば AC (A l t e r n a t i n g C u r r e n t) サーボモータに適用して好適なものである。 背景技術
従来、 ACサーボモータにおいては、 回転自在に枢支されたロータと、 当該口 —タを取り囲むように所定間隔で固定配設された複数のステータ鉄心及び各ステ —タ鉄心にそれぞれ卷回された複数のコイルからなるステータとがモータケース 内部に一体に収納されることにより構成されている。
また ACサーボモータにおいては、 通常、 モータケースの外部におけるロータ の軸 （以下、 これをロータ軸と呼ぶ） の反回転トルク出力側にロータ軸の回転位 置を検出する回転位置センサが設けられている。
そしてこのような ACサーボモータを用いたァクチユエータシステムでは、 A Cサーボモータとは別体にコントローラが設けられ、 このコントロ一ラにおいて ACサーボモータの回転位置センサから出力されるセンサ信号を利用しながら所 望回転出力を得るための各種演算処理を実行し、 当該演算結果に基づく駆動電流 をコントローラから ACサーボモータに与えるようにして当該 ACサーボモータ を回転制御するようになされていた。
ところがかかるァクチユエータシステムでは、 コントローラ及び ACサ一ボモ 一タ間を接続するケーブルとして、 回転駆動用 （コイル用） に 3本、 回転位置セ ンサ用に 4本から 1 2本の合計 7本から 1 5本の比較的太い線材を必要とし、 し かもこの線材として、 ノイズ等の影響や機械的振動による断線対策を考慮した特 殊なケーブル仕様のものが必要となる問題があった。 またかかるァクチユエ一タシステムにおいては、 このような A Cサ一ポモータ 及びコントローラ間の配線に加えて、 当該コントロ一ラ及びさらに上位のコント ローラ間の交信用配線等が必要であり、 このためシステム全体としての配線が多 いことから構成が煩雑で組立性が悪い問題があった。
さらにかかるァクチユエータシステムにおいては、 構造的に A Cサ一ボモータ のロータ及び回転位置センサが離れた位置に配置されるために、 高精度かつ高速 に位置決めを行い得るようにするためには A Cサーポモ一タのロータ軸を太く し 、 かつその結合部の構造材としても機械的剛性の高いものが必要となるために、 システム全体として重くかつ大きくなる問題があった。
さらにかかるァクチユエータシステムにおいては、 回転位置センサが大きく、 重いために、 高速な位置決めを行い得るようにするためには、 A Cサ一ボモ一タ として大きいものが必要となり、 しかもその軸受けとして高剛性のものが必要と なる問題があった。
さらにかかるァクチユエータシステムにおいては、 A Cサーボモータが駆動時 に発熱するために当該 A Cサーボモータに与える駆動電流の最大値が制限される が、 実際上は最大の駆動電流値に対して安全率を含んだ低い電流しか A Cサ一ボ モータに与えることができないために、 出力トルクに制限を受ける問題があった
発明の開示
本発明は以上の点を考慮してなされたもので、 ァクチユエータシステムの構成 を簡易化させると共に、 性能を向上させながら容易に小型化させ得るァクチユエ —タ装置を提案しようとするものである。
かかる課題を解決するため本発明においては、 ァクチユエータ装置において、 駆動手段を介して回転軸の回転を制御する制御手段をハウジング内に設けるよう にした。 この結果このァクチユエータ装置では、 外部との間の配線量を格段的に 低減させることができ、 かく してァクチユエ一タシステムの構成を簡易化させ得 るァクチユエ一タ装置を実現できる。
また本発明においては、 ァクチユエータ装置において、 回転軸の回転変位を検 出する回転軸回転変位検出手段をハウジング内に設けるようにした。 この結果こ のァクチユエータ装置では、 回転軸の回転変位を高精度に行うことができ、 しか も回転軸を太く したり、 当該回転軸の材料として剛性の高いものを用いたりする ことなく高精度かつ高速に位置決めを行い得るようにすることができ、 かく して 性能を向上させながら容易に小型化し得るァクチユエータ装置を実現できる。
さらに本発明においては、 ァクチユエータ装置において、 回転軸と、 当該回転 軸と同軸に一体化された永久磁石と、 供給される駆動電流の電流値に応じた大き さの磁界を発生するようにして永久磁石に回転力を生じさせる磁界発生手段と、 永久磁石の温度を検出する温度センサと設けるようにした。 この結果このァクチ ユエータ装置では、 温度センサの出力に基づいて、 実際に許容されるコイルに与 える駆動電流の電流値の上限を容易に検出し得るようにすることができ、 かく し て性能を向上させ得るァクチユエ一タ装置を実現できる。 図面の簡単な説明
図 1は、 本実施の形態による A Cサーボモータの構成を示す断面図である。 図 2は、 ロータ及びロータ軸磁極角度センサの構成を示す略線図である。 図 3は、 ロータ及びステータ鉄心の位置関係を示す略線図である。
図 4は、 ステータ及びパワー基板の構成を示す略線図である。
図 5は、 トルク増幅部の構成を示す略線図である。
図 6は、 1回転絶対角度センサにおける樹脂マグネッ 卜の着磁パターンの説明 に供する特性曲線図である。
図 7は、 1回転絶対角度センサ信号の波形を示す特性曲線図である。
図 8は、 制御基板の構成を示す略線図である。
図 9は、 制御基板の構成を示すプロック図である。
図 1 0は、 パワー基板の構成を示す回路図である。 図 1 1は、 1チップマイクロコンピュータの構成を示すブロック図である。 図 1 2は、 口一タ軸磁極角度センサにおける樹脂マグネッ 卜の着磁パターンの 説明に供する特性曲線図である。
図 1 3は、 第 1及び第 2のセンサ信号 （第 1及び第 2の口一タ軸磁極角度セン サ信号） の波形を示す特性曲線図である。
図 1 4は、 ロータ軸回転角度検出処理ブロックの構成を示すブロック図である 図 1 5は、 トルク一 3相電流信号変換処理ブロックの構成を示すブロック図で ある。
図 1 6は、 電流制御処理ブロックの構成を示すブロック図である。
図 1 7は、 P WM変換器の処理の説明に供する略線図である。
図 1 8は、 モータ回転制御処理モード時における C P Uの演算処理の説明に供 するブロック図である。
図 1 9は、 モータ軸磁極回転数検出処理手順を示すブロック図である。
図 2 0は、 ロータ及びギア機構の関係の数学モデルを示すプロック図である。 図 2 1は、 外力推定処理モード時における C P Uの演算処理の説明に供するブ 口ック図である。 発明を実施するための最良の形態
以下図面について、 本発明の一実施の形態を詳述する。
( 1 ) 本実施の形態による A Cサーボモータの構成
図 1において、 1は全体として本実施の形態による A Cサーボモータを示し、 回転トルクを発生させるモータ部 2と、 当該モータ部 2において発生された回転 トルクを増幅して出力する トルク増幅部 3とから構成されている。
モータ部 2においては、 金属等の導電材からなるモータケース 4の内部に回転 軸受け 5 A、 5 Bにより回転自在に枢支されたロータ軸 6が設けられ、 当該ロー タ軸 6にロータ基体 7及び図 2 ( B ) 及び （C ) のように 4極に着磁されたリン グ状の永久磁石でなるロータマグネッ ト 8が同軸に一体化されることによりロー タ 9が形成されている。
またモータケース 4の内側には、 図 3及び図 4 (A) に示すように、 ロータ 9 を取り囲むように 6つのステータ鉄心 10 A〜 1 0 Fが等間隔 （60 〔° 〕 間隔 ) で固着されると共に、 これら各ステータ鉄心 1 0 (1 0A〜1 0 F) には、 そ れぞれ巻線が施されることによりコイル 1 1 (1 1 A〜1 1 F) が形成されてい る。
これによりモータ部 2においては、 1 80 〔° 〕 対向する 2つのコイル 1 1 ( 1 1 A及び 1 1 D、 1 1 B及び 1 1 E、 1 1 C及び 1 1 F) の組 （合計 3組ある ) をそれぞれ U相、 V相及び W相として、 これら U相、 V相及び W相の各コイル 1 1にそれぞれ 1 20 〔° 〕 ずつ位相がずれた駆動電流を印加して各コイル 1 1 に駆動電流の電流値に応じた強さの磁界を発生させることによってロータ 9を介 して駆動電流の電流値に応じた大きさの回転トルクを発生させることができるよ うになされている。
一方トルク増幅部 3においては、 図 1及び図 5 (A) 〜 （C) に示すように、 モータケース 4の先端部に着脱自在に固定されたギアケース 1 2を有する。 そし てこのギアケース 1 2の内部には、 当該ギアケース 1 2の内側面に固定された環 状の内歯車 1 3と、 ロータ軸 6の先端部に固定された太陽歯車 1 4と、 内歯車 1 3及び太陽歯車 1 4間に 1 20 〔° 〕 間隔で配置された第 1〜第 3の遊星歯車 1 5 A〜l 5 Cとからなる遊星歯車機構 1 6が設けられている。
また遊星歯車機構 1 6の第 1〜第 3の遊星歯車 1 5A〜 1 5〇の各軸1 7 A〜 1 7 Cは、 それぞれギアケース 1 2の先端に回転自在に配置された出力軸 1 8に 固定されている。
これによりこのトルク増幅部 3においては、 モータ部 2からロータ軸 6を介し て与えられる回転トルクを、 遊星歯車機構 1 6を介して増幅して出力軸 1 8に伝 達し、 当該出力軸 1 8を介して外部に出力し得るようになされている。
またトルク増幅部 3には、 出力軸 1 8に固着された環状の樹脂マグネット 1 9 と、 当該樹脂マグネッ ト 1 9の外周面と対向するようにギアケース 1 2の外周面 に固着された第 1及び第 2の磁気センサ （以下、 ホール素子とする） 20 A、 2 0 Bとからなる 1回転絶対角度センサ 2 1が設けられている。
この場合樹脂マグネット 1 9は、 図 5 (A) のように 2極にかつ一周に亘つて 磁束密度 Φ (Θ g) が図 6のように変化するように着磁されると共に、 第 1及び 第 2のホール素子 2 0 A、 2 O Bは、 図 5 (B) のように 90 〔° 〕 の位相差を もってギアケース 1 2の外周面に固着されている。
これにより 1回転絶対角度センサ 2 1においては、 出力軸 1 8の回転変位を、 当該出力軸 1 8の回転に伴う第 1及び第 2のホール素子 2 O A, 20 Bの配設位 置における磁束密度 0 ( Θ g) の変化として検出し、 検出結果を第 1及び第 2の ホール素子 2 0 A、 20 Bからそれぞれ図 7に示すようなそれぞれ s i η ( Θ g ) 及び c o s (Θ g) で与えられる波形の第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサ 信号 S 1 A、 S 1 Bとして出力することができるようになされている。
かかる構成に加えこの ACサーボモータ 1の場合、 モータ部 2のモータケース 4の内部には、 ロータ軸 6の磁極角度を検出するロータ軸磁極角度センサ 2 2と 、 外部の上位コントローラ （図示せず） からの指令に基づいて出力軸 6の回転角 度、 回転速度及び回転トルク等を制御する制御基板 2 3と、 制御基板 2 3の制御 のもとにモータ部 2の各コイル 1 1に駆動電流を供給するパワー基板 24とが収 納されている。
この場合ロータ軸磁極角度センサ 2 2は、 ロータ 9の口一タ基体 7の前端面に 固着された樹脂マグネッ ト 2 5と、 制御基板 23に搭載された第 1〜第 4の磁気 センサ （以下、 ホール素子とする） 2 6 A〜 26 Dとから形成されている。 そし て樹脂マグネッ ト 2 5は、 図 2 (B) 及び （C) に示すように、 ロータ 9の口一 タマグネッ ト 8と同じ 4極に着磁され、 当該ロータマグネッ 卜 8と同位相でロー タ基体 7に固着されている。
また第 1〜第 4のホール素子 2 6 A〜 2 6 Dは、 図 8 (B) に示すように、 口 —タ軸 6と同心円上に、 第 1及び第 2のホール素子 2 6 A、 2 6 Bが 1 80 〔° 〕 対向し、 かつ第 3及び第 4のホ一ル素子 2 6 C、 2 6 Dがこれら第 1及び第 2 のホール素子 2 6 A、 2 6 Bと同じ方向に 4 5 〔° 〕 位相がずれた位置に位置す るように制御基板 2 3に搭載されている。
これによりこのロータ軸回転角度センサ 2 2においては、 ロータ軸 6の磁極角 度を、 当該ローラ軸 6と一体に回転する樹脂マグネット 2 5の回転に伴う第 1〜 第 4のホール素子 2 6 A〜2 6 Dの配設位置における磁束密度の変化として検出 し得るようになされている。
なお口一タ軸 6の磁極角度とは、 ロータ軸 6の機械的な回転角度に口一タマグ ネット 8の磁極数の半分の値を掛けた角度 （ （2 ) 式参照） と定義する。 この実 施の形態においては、 ロータマグネッ ト 8が 4極に着磁されているため、 磁気角 度は 0から 2 πまでの範囲の値をとる。
一方制御基板 2 3は、 図 1、 図 2 ( Α)、 図 8及び図 9に示すように、 環状に形 成されたプリント配線板の一面側に 1チップマイクロコンピュータ 2 7及びク口 ック発生用の水晶発振器 2 8が搭載されると共に、 他面側に上述のロータ軸回転 角度センサ 2 2の第 1〜第 4のホール素子 2 6 A〜2 6 Dと、 樹脂マグネット 2 5の温度を検出する温度センサ 2 9とが搭載されることにより構成されている。 そしてこの制御基板 2 3においては、 図 9のようにロータ軸磁極角度センサ 2 2における第 1及び第 2のホール素子 2 6 Α、 2 6 Βの出力と、 第 3及び第 4の ホール素子 2 6 C、 2 6 Dの出力とをそれぞれ第 1及び第 2の減算回路 3 0 A、 3 0 Bを介して加算して第 1及び第 2のロータ軸磁極角度センサ信号 S 2 A、 S 2 Bとして 1チップマイクロコンピュータ 2 7に取り込み、 かつ 1回転絶対角度 センサ 2 1 (図 1、 図 5 ( C ) ) からケーブル 3 1 (図 1 ) を介して供給される 第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサ信号 S 1 A、 S 1 Bを 1チップマイクロコ ンピュ一タ 2 7に取り込み得るようになされている。
また制御基板 2 3においては、 2本の電源ライン、 1本の汎用のパラレル通信 ライン、 2本の R S— 2 3 2 Cシリアル通信ライン及び 3本の同期式シリアル通 信ラインを有する第 2のケーブル 3 2 (図 1 ) を通じて上位コントローラと接続 PO画 755
されており、 かく して 1チップマイクロコンピュータ 2 7がこの第 2のケ一ブル 3 2を介して駆動電圧を入力し、 かつ上位コントローラと交信することができる ようになされている。
そして 1チップマイクロコンピュータ 2 7は、 この第 2のケーブル 3 2を介し て上位コントローラから与えられる出力軸 1 8 (図 1 ) の回転角度、 回転速度又 は回転トルクの指定値 （以下、 これらをそれぞれ指定回転角度、 指定回転速度及 び指定回転トルクと呼ぶ） と、 第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサ信号 S 1 A 、 S I Bと、 第 1及び第 2のロータ軸磁極角度センサ信号 S 2 A、 S 2 Bと、 後 述のようにパワー基板 2 4から供給される第 1〜第 3の駆動電流検出信号 S 3 A 〜S 3 Cとに基づいて、 U相、 V相及び W相の各コイル 1 1にそれぞれ印加すベ き駆動電流の電流値 （以下、 これらをそれぞれ第 1〜第 3の電流指令値と呼ぶ） を算出し、 これら算出した第 1〜第 3の電流指令値を第 3のケーブル 3 3を介し てパワー基板 2 4に送出するようになされている。
パワー基板 2 4においては、 図 1、 図 4 ( B ) 及び （C ) に示すように、 環状 に形成されたプリント配線板の一面側に図 1 0に示すコイル駆動プロック 3 4を 形成する複数のパワートランジスタチップ 3 5が搭載されることにより構成され ている。
そしてこのコィル駆動ブロック 3 4は、 制御基板 2 3の 1チップマイクロコン ピュータ 2 7から与えられる第 1〜第 3の電流指令値に基づいて、 モータ部 2の U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に対してそれぞれ対応する電流値の駆動電流 を印加することによりモータ部 2のロータ 9を回転駆動させる。
またこの際コイル駆動ブロック 3 4は、 このとき U相、 V相及び W相の各コィ ル 1 1にそれぞれ印加されている駆動電流の電流値をそれぞれ検出し、 検出結果 を第 1〜第 3の駆動電流検出信号 S 3 A〜S 3 Cとして第 3のケーブル 3 3 (図 1 ) を介して制御基板 2 3に送出する。
このようにしてこの A Cサ一ボモータ 1では、 制御基板 2 3の 1チップマイク 口コンピュータ 2 7及びパワー基板 2 4のコイル駆動ブロック 3 4からなる制御 回路によって、 上位コントローラから与えられた指定回転角度、 指定回転速度又 は指定回転トルクに応じてモータ部 2を駆動する。
( 2 ) 1チップマイク口コンピュータ 2 7及びコイル駆動ブロック 3 4の構成 ここで 1チップマイクロコンピュータ 2 7は、 図 1 1に示すように、 演算処理 ブロック 4 0、 レジスタ 4 1、 ロータ軸回転角度検出処理ブロック 4 2、 トルク 一 3相電流信号変換処理ブロック 4 3、 電流制御処理プロック 4 4及び第 1〜第 4のアナログ/ディジタル変換回路 4 5〜4 8から構成されている。
そして 1チップマイクロコンピュータ 2 7では、 1回転絶対角度センサ 2 1 ( 図 1、 図 5 ( C ) ) から供給される第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサ信号 S 1 A、 S 1 Bを第 3のアナログ ディジタル変換回路 4 7においてディジタル変換 し、 得られた第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサデータ D 1 A、 D I Bをレジ スタ 4 1に格納する。
また 1チップマイクロコンピュータ 2 7では、 第 1及び第 2の減算回路 3 O A 、 3 O B (図 9 ) から与えられるロータ軸磁極角度センサ 2 2の出力に基づく第 1及び第 2の口一タ軸磁極角度センサ信号 S 2 A、 S 2 Bを第 2のアナログ/デ ィジタル変換回路 4 6においてディジタル変換し、 得られた第 1及び第 2の口一 タ軸磁極角度センサデータ D 2 A、 D 2 Bをロータ軸回転角度検出処理プロック 4 2に入力する。
口一タ軸回転角度検出処理ブロック 4 2は、 供給される第 1及び第 2のロータ 軸磁極角度センサデータ D 2 A、 D 2 Bに基づいてロータ軸 6の磁極回転角度 ( 以下、 これをロータ軸磁極回転角度と呼ぶ） P m 1 と、 磁極角度 Θ pとを検出し 、 ロータ軸回転角度 P m 1 をレジスタ 4 1に格納すると共に磁極角度 0 p をト ルク一 3相電流信号変換処理プロック 4 3に送出する。
なおロータ軸 6の磁極回転角度 （ロータ軸磁極回転角度 P m 1 ) とは、 ロータ 軸 6の回転に伴い第 1〜第 4のホール素子 2 6 A〜2 6 Dにより検出される樹脂 マグネット 2 5の隣接する一対の N極及び S極による磁極変化を 1周期 （0〜 2 π ) とする角度と定義する。 この実施の形態においては樹脂マグネット 2 5が 4 極に着磁されているため、 ロータ軸磁極回転角度 Pm 1は 0から 4 πまでの範囲 の値をとる。
そして演算処理ブロック 40は、 このようにしてレジスタ 4 1に格納された第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサデータ D 1 A、 D 1 Β並びに口一タ軸磁極回 転角度 P m l と、 上位コントローラから与えられる指定回転角度、 指定回転速度 又は指定回転トルクとに基づいて、 目標とする回転トルク （以下、 これを目標回 転トルクと呼ぶ） TOを演算し、 演算結果をレジスタ 4 1に格納する。
このレジスタ 4 1に格納された目標トルク TOは、 トルク一 3相電流信号変換 処理プロック 43により読み出される。 そしてトルク一 3相電流信号変換処理ブ ロック 43は、 この目標トルク TOと、 ロータ軸回転角度検出処理ブロック 4 2 から与えられるロータ軸 6の磁極角度 6) pとに基づいて、 モータ部 2における U 相、 V相、 W相の各コイル 1 1にそれぞれ印加すべき駆動電流の電流値を表す上 述の第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r、 Wrをそれぞれ算出し、 これを電流制 御処理ブロック 44に送出する。
またこのとき電流制御処理ブロック 44には、 第 1のアナログ ディジタル変 換回路 45から、 パワー基板 24から与えられる第 1〜第 3の駆動電流検出信号 S 3 A〜S 3 Cをディジタル変換することにより得られた第 1〜第 3の駆動電流 検出データ D3 A、 D 3 Bが与えられる。
かく して電流制御処理ブロック 44は、 これら第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r、 Wrと、 第 1〜第 3の駆動電流検出データ D 3 A、 D3 Bとに基づいて、 第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r、 W rに対して電圧変動に対する補償処理を 含む所定の信号処理を施した後これを PWM (P u l s e W i d t h
Mo d u l a t i o n) 変調し、 得られた第 1〜第 3の P WM信号 S 4 A〜S 4 Cを第 3のケーブル 33を介してこれをパワー基板 24のコイル駆動ブロック 3 4に送出する。
なお第 3のケーブル 33には、 第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 C用にそ れぞれ 2本のラインが設けられている。 そして電流制御処理ブロック 44は、 出 力軸 1 8 (図 1 ) を正転駆動するときには第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A~S 4 Cをそれぞれ一方の第 1のラインを介してパワー基板 24のコイル駆動プロック 34に送出すると共に、 第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 Cにおける論理 「 0」 レベルの信号 （以下、 これらを第 1〜第 3の基準信号と呼ぶ） S 5A〜S 5 Cを他方の各第 2のラインをそれぞれ介してパワー基板 24のコイル駆動ブロッ ク 34に送出する。
また電流制御処理ブロック 44は、 出力軸 1 8を逆転駆動するときには第 1〜 第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 Cをそれぞれ第 2のラインを介してパワー基板 2 4のコイル駆動プロック 34に送出すると共に、 第 1〜第 3の基準信号 S 5 A〜 S 5 Cをそれぞれ各第 1のラインを介してパワー基板 24のコイル駆動ブロック 34に送出する。
コイル駆動ブロック 34においては、 図 1 0に示すように、 U相、 V相、 W相 の各コイル 1 1にそれぞれ対応させて、 それぞれ 4個の増幅器 50 A〜50じか らなる同様構成の第 1〜第 3のゲートドライブ回路 5 1 A〜5 1 Cと、 それぞれ 2個の PNP型トランジスタ TR 1、 TR 2及び 2個の NPN型トランジスタ T R 3、 TR 4からなる同様構成の第 1〜第 3のィンバ一タ回路 52 A〜52 Cか ら構成されている。
そしてこのコイル駆動ブロック 34では、 U相、 V相及び W相の各第 1のライ ンがそれぞれ対応する第 1〜第 3のゲートドライブ回路 5 1 A〜5 1 Cの第 1及 び第 3の増幅器 50 A、 50 Cをそれぞれ介して対応する第 1〜第 3のィンバー タ回路 52A〜52 Cの第 2の PNP型トランジスタ TR 2のベース及び第 1の NPN型トランジスタ TR3のベースと接続され、 U相、 V相及び W相の各第 2 のラインがそれぞれ対応する第 1〜第 3のゲート ドライブ回路 52八〜52〇の 第 2及び第 4の増幅器 50 B、 50 Dをそれぞれ介して対応する第 1〜第 3のィ ンバータ回路 5 2 A〜52 Cの第 2の PNP型トランジスタ TR 2のベース及び 第 1の NPN型トランジスタ TR 4のべ一スと接続されている。
またこのコイル駆動ブロック 34では、 モータ部 2の U相、 V相及び W相の各 コイル 1 1がそれぞれ対応する第 1〜第 3のインバ一タ回路 52 A〜52 Cにお ける第 1の PNP型トランジスタ TR 1のコレクタ及び第 1の NPN型トランジ スタ TR 3のコレクタの接続中点と、 第 2の P N P型トランジスタ T R 2のコレ クタ及び第 2の NPN型トランジスタ TR4のコレクタの接続中点との間に接続 されている。
これによりこのコイル駆動ブロック 34においては、 U相、 V相及び W相の各 相毎に、 第 1又は第 2のラインを介して与えられる第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 Cをそれぞれ対応する第 1〜第 3のィンバータ回路 52 A〜52 Cにお いてアナログ波形の駆動電流 I u、 I v、 I wに変換し、 これらをそれぞれ対応 する U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に印加することができるようになされて いる。
またコイル駆動ブロック 34においては、 U相、 V相及び W相の各コイル 1 1 に供給する駆動電流 I u、 I v、 I wの大きさを第 1〜第 3のインバ一タ回路 5 2 A-52 Cにそれぞれ設けられたコイルからなる電流センサ 53により検出し 、 検出結果を上述のように第 1〜第 3の第 1〜第 3の駆動電流検出信号 S 3 A〜 S 3 Cとして制御基板 23の 1チップマイク口コンピュータ 27の第 1のアナ口 グ /ディジタル変換回路 4 5 (図 1 1 ) に送出するようになされている。
(3) 1チップマイク口コンピュータ 27の各処理ブロックの詳細構成 ここで、 1チップマイクロコンピュータ 27の演算処理ブロック 40、 ロータ 軸回転角度検出処理ブロック 42、 トルク一 3相電流信号変換処理プロック 43 及び電流制御処理プロック 44について、 それぞれ構成を詳細に説明する。
(3 - 1 ) 演算処理ブロック 40の詳細構成
まず演算処理ブロック 40は、 図 1 1からも明らかなように、 CPU ( C e n t r a 1 P r o c e s s i n g Un i t) 60と、 各種プログラムが 格納された ROM (R e a d On l y Me mo r y) 6 1 と、 CPU60の ワークメモリとしての RAM (R a n d om A c c e s s Me mo r y) 6 2と、 汎用のパラレル通信に対応したパラレル通信用入出力回路 63と、 上位コ ントローラとの間の入出力ィンターフェース回路でなるシリアル通信用入出力回 路 6 4と、 サーボ割込みのための 1 〔m s〕 周期のサーボ割込信号 S 1 0及び P WM周期である 5 0 [ / m] 周期の PWMパルス信号 S 1 1を発生するカウンタ ' タイマ . コント口ール回路 6 5と、 カウンタ ' タイマ ' コント口ール回路 6 5 からサーボ割込信号 S 1 0が正しく発生されているかを C PU 6 0が判断するた めの 1 〔m s〕 周期以上の所定周期の基準信号でなるウォッチドッグ信号 S 1 2 を発生するウォッチドッグ信号発生回路 6 6とが C P Uバス 6 7を介して相互に 接続されることにより構成されている。
この場合 C PU 6 0は、 シリアル通信用入出力回路 6 4を介して上位コント口 ーラから電源電圧 ( 5 〔V〕 ) が供給されると、 まず ROM6 1に格納された初 期プログラムに基づいて、 パラレル通信用入出力回路 6 3、 シリアル通信用入出 力回路 6 4、 カウンタ ' タイマ · コントロール回路 6 5、 ロータ軸回転角度検出 処理ブロック 4 2、 トルク一 3相電流信号変換処理ブロック 4 3、 電流制御処理 プロック 4 4に対する各種初期値やパラメータの設定処理等の立上がり処理を実 行する。
また C PU 6 0は、 この結果としてカウンタ ' タイマ ' コントロ一ル回路 6 5 から与えられるサーボ割込信号 S 1 0及び ROM 6 1に格納された対応するプロ グラムに基づいて、 上述のように目標回転トルク T 0を生成するモータ回転制御 演算処理や、 進相制御処理、 温度補償制御処理及びシリアル通信制御処理を 1 〔 m s ] 内に時分割的に実行する。 なおこれら各処理モード時における C PU 6 0 の処理については後述する。
ここでシリアル通信用入出力回路 6 4の構成について説明する。 このシリアル 通信用入出力回路 6 4においては、 R S— 2 3 2 Cシリアル通信方式及び同期式 シリアル通信方式のいずれにも対応できるように構成されている。
実際上シリアル通信用入出力回路 6 4は、 例えば R S— 2 3 2 Cシリアル通信 方式での通信時には、 2本のラインを用いて送信信号としての TXD信号、 受信 信号としての RXD信号を送受することにより通信を行う。 このときデータ転送 速度は 9 6 0 0 〔ビッ トノ秒〕、 転送データ長は 8 ビッ ト、 ストップビット 1 ビ ッ ト及びスタートビット 1 ビットで、 ノ、。リティビットなしのデータ構造により転 送フォーマツ トで上位コントローラとの通信が行われる。
またシリアル通信用入出力回路 6 4は、 同期式シリアル通信方式での通信時に は、 3本のラインを用いて送信信号としての T X D信号、 受信信号としての R X D信号及び同期ク口ック信号を送受することにより通信を行う。 このときデータ 転送速度は 8 0 0又は 1 5 0 0 〔キロビット 秒〕、 同期キャラクタデータは 2 バイ ト、 転送データ長は 1バイ ト （8ビッ ト） から数十バイ 卜のデータ構造によ る転送フォーマツトで上記コントローラとの通信が行われる。
そしてこの通信方式では、 高速にデータ通信を行えるため実時間でコマンドを 与えることができる。 なお Nバイ トのデータを転送する場合、 1 フレームのデー タ構造は、 「同期キャラクタ 1 +同期キャラクタ 2 +データ 1 ( 8ビット） +デ —タ 2 ( 8ビッ ト） +…… +デ一タ N ( 8ビッ ト） +同期キャラクタ 1 +同期キ ャラクタ 2」 のような構造となる。
( 3 - 2 ) ロータ軸回転角度検出処理プロック 4 2の詳細構成
次にロータ軸回転角度検出処理ブロック 4 2の構成を詳細に説明する。 なおそ の前提として、 先にロータ軸磁極角度センサ 2 2 (図 1 ) の構成について説明す る。
まず口一タ軸磁極角度センサ 2 2においては、 樹脂マグネッ ト 2 5が、 口一タ マグネット 8と同極に着磁され、 当該ロータマグネット 8と同位相でロータ基体 7に固着されている。 そして樹脂マグネット 2 5の着磁パターンは、 最大磁束密 度を 0 0として、 磁束密度 φ ( θ ρ ) が図 1 2及び次式
Φ ( θ ρ)= 0 X sin 6 p 〔T〕 …… ( 1 ) となるように選定されている。
ここで θ ρはロータ軸 6の磁束角度である。 そしてこの磁極角度 θ ρとロータ 軸 6の機械的な回転角度 Θ mとの関係は、 磁極数を P (本実施の形態においては 4) として次式
P
θρ = 0 m X- 〔rad 〕 (2)
2 と表すことができる。
一方ロータ軸磁極角度センサ 2 2の第 1〜第 4のホール素子 2 6 A〜 26 Dは 、 図 8 (B) について上述したように樹脂マグネッ ト 2 5と対向し、 かつロータ 軸 6と同心円上の次式
A 0 X sin 0 0 (3)
A 0 X sin ( θ 0 + π ) (4)
Figure imgf000017_0001
または AO x (5)
Figure imgf000017_0002
+ π (6)
Figure imgf000017_0003
で与えられる位置に位置するように制御基板 23に搭載されている。
なお （3) 式〜 （6) 式において、 0 0は 1つのコイル 1 1の位置を原点とす る座標位置を示し、 以下においては 1つの U相のコイル 1 1 Aの極中心位置を 0 0 = 0とする （図 4 (A) 参照）。 さらに座標位置 Θ 0が次式
2 π
00=- (7)
Ps で与えられるその隣のコイル 1 1 B、 1 1 Fを V相とし、 座標位置 60 が次式
2 π
00 = (8)
Ps で与えられるコイル 1 1 F、 1 1〇を\^相とする。 なお極中心位置が 6 0 = 0の コイル 1 1 Aと 1 80 〔。 〕 対向するコイル 1 1 Dは U相となる。
因にステ一タ鉄心 1 0 (図 3) の極数 P s (本実施の形態においては 4) と、 樹脂マグネッ ト 25の磁極数 Pとの関係は、 次式
P
Ps =- X 3 (9)
2 で与えられる。
そして上述のように配置された第 1〜第 4のホール素子 26 A〜26 Dの出力 S h l、 S h 2、 S h 3、 S h 4は、 これら第 1〜第 4の素子 26 A〜 26 Dの センサ感度係数を GO、 ロータ軸 6の回転角度を 0 mとしてそれぞれ次式
Shi 二 GO X 0 X sin (10)
Figure imgf000019_0001
X
一一一 P 2 p p 22
Sh3 二 GO x 0 x cos Θπα x (12)
Sh4 = GO x 0 x cos θπα x (13)
のようになる。 従ってロータ軸 6が 1回転するとき、 第 1〜第 4のホール素子 2 6 A〜 26 Dの出力 S h 1、 S h 2、 S h 3、 S h 4の信号レベルが樹脂マグネ ット 25の磁極数 Pに比例して変化する。
ただし実際上は組み立ての際にロータ軸 6と、 第 1〜第 4のホール素子 26 A 〜26 Dのセンサ面との直角度に精度誤差が生じたり、 同心度に誤差が生じるた め、 これら誤差をそれぞれ ø e l、 0 e 2、 Θ e 1 , 0 e 2として、 第 1〜第 4 のホール素子 26 A〜 26 Dの実際の出力 S h 1 ' 、 S h 2' 、 S h 3' 、 S h 4' は、 それぞれ次式
P
Shi' = GO X (^O + ^el) x sin 6k x — + Θ&1
2
(14) Sh2'二 GO x (^O ― ^el) x sin θτα. x Θ&1
(15)
Sh3' = GO x (φθ + φ&2) x cos 6k x - - 6b2
2
(16)
Sh4' = GO x (^O 一 &2) x cos θπα - - Θ&2
2
(17) 一 p 2
X
となる。 一 p一 2 p 2
そしてこれら実際の第 1及び第 2のホール素子 26 Α、 26 Βの各出力 S h 1 ' 、 S h 2' を加算した第 1のセンサ信号 S h 1 2 (本実施の形態においては、 図 9の第 1のロータ軸磁極角度センサ信号 S 2 Aに相当） と、 第 3及ぴ第 4のホ ール素子 26 C、 260の各出カ3113' 、 S h 4' を加算した第 2のセンサ信 号 S h 34 (本実施の形態においては、 図 9の第 2のロータ軸磁極角度センサ信 号 S 2 Bに相当） は、 0 e l、 Θ e 2が十分に小さいものとして、 それぞれ次式
Shl2 = Shl'+Sh2'= GO x x sin θπα x
(18)
Sh34 = Sh3'+Sh4' = GO x 0 x cos
(19) として表すことができる。 なおこの第 1及び第 2のセンサ信号 S h 1 2、 S h 3 4の波形を図 1 3に示す。
そしてこれら第 1及び第 2のセンサ信号 S h 1 2、 S h 34に基づいて、 以下 の手順によりロータ軸 6の磁極角度 Θ p及びロータ軸磁極回転速度 Pm 1 を求め ることができる。
すなわち、 まずその初期値を 0として磁極角度演算値 θ Xを設定し、 次式 E Θ X = Shl2 X cos θ χ — S h34 X sin θ x = G 0 X ø 0 X sin Θ p X cos θ x -G 0 X ø 0 X cos Θ p X sin 6> x
GO X 0 O X sin ( Θ p - Θ x ) (20) を演算する。
そして E 0 x==0とならない場合には、 Xを次式 θ X = θ X + E Θ X X Krp+ I (E Θ X X Kri) dt (21) により算出する。 ここで K r pは比例ゲイン、 K r iは積分ゲインをそれぞれ示 し、 ともに正の定数である。
この算出した 0 xを用いて （20) 式を再び演算し、 この後 E 0 x = Oとなる までこれを繰り返す。 この結果 E θ Xはゼロ値に収束してゆき、 このとき θ χが 次式 θ X = θ ρ + 2 π X Ν (22) として与えられ、 これがすなわちロータ軸磁極回転角度 P m 1 に相当する。 またこのようにしてロータ軸磁極回転角度 P m 1が得られると、 ロータ軸磁極 回転角度 P m l と、 磁極角度 θ ρとの間に次式 θ p = P ml— 2 π X Nx …… (23) の関係があることから、 口一タ軸磁極回転角度 P m 1に基づいて磁極角度 Θ pも 求めることができる。 なお （2 3 ) 式において N Xは 0以上の整数を表す。
かかる原理に基づいてロータ軸回転角度検出処理ブロック 4 2は、 図 1 4に 示すように構成されている。 そしてこのロータ軸回転角度検出処理プロック 4 2 では、 ロータ軸磁極角度センサ 2 2から第 2のアナログ Zディジタル変換回路 4 6を介して与えられる第 1及び第 2のロータ軸磁極角度センサデータ D 2 A、 D 2 Bを演算器 7 0に入力する。
このとき演算器 7 0には、 後述のように関数変換器 7 1から先行して算出した 磁極角度演算値 θ Xの正弦値 （s i η θ X ) 及び余弦値 （c o s θ X ) が与えら れる。
かく して演算器 7 0は、 第 1及び第 2のロータ軸磁極角度センサデータ D 2 A 、 D 2 Bと、 先行して算出した磁極角度演算値 0 Xの正弦値及び余弦値とに基づ いて （2 0 ) 式を演算することにより、 （2 ) 式で与えられる磁極角度 Θ pと、 そ のときの θ Xとの誤差を演算し、 演算結果を第 1の乗算器 7 2に送出する。 そしてこの乗算結果には、 この後第 1の乗算器 7 2において次式
S +Kri
…… （24)
S
(ただし Sはラプラス演算子） で与えられる積分ゲインが乗算され、 第 2の乗算 器 7 3において比例ゲイン K r pが乗算され、 加算器 7 4において 1 ZS (Sは ラプラス演算子） が乗算される。
この結果加算器 7 4から磁極角度演算値 θ Xが出力されて、 これが関数変換器 7 1に送出されると共に、 磁極角度演算器 7 5に与えられる。
かく して磁極角度演算器 7 5は、 このときの磁極角度演算値 6 Xの値をロータ 軸磁極角度 Pm 1 としてレジスタ 4 1 (図 1 1 ) に格納する。
またこのとき磁極角度演算器 7 5は、 これと共に （2 3 ) 式における N xの値 を 0から順番に増加させながら 0から 2 πまでの範囲に入る θ ρの値を求め、 こ れを磁気角度 0 ρとしてトルク一 3相電流信号変換処理プロック 4 3に送出する このようにしてロータ軸回転角度検出処理ブロック 4 2では、 第 1及び第 2の 口一タ軸磁極角度センサデータ D 2 A、 D 2 Βに基づいて磁極角度 0 ρ及びロー タ軸磁極回転角度 P m 1 を検出する。
なおロータ軸回転角度検出処理プロック 4 2において、 上述のような磁気角度 Θ p 及び口一タ軸磁極回転角度 Pm 1の演算処理は、 演算処理ブロック 4 0の カウンタ .タイマ ' コントロ一ル回路 6 5から与えられる PWMパルス信号 S 1 1に基づいて行われる。
従ってこのロータ軸回転角度検出処理ブロック 4 2から出力される磁気角度 Θ p及びロータ軸磁極回転角度 Pm 1は、 PWMパルス信号 S 1 1の周期である 5 0 [μ s〕 毎に更新される。
( 3 - 3 ) トルク一 3相電流信号変換処理プロック 4 3の詳細構成
トルク一 3相電流信号変換処理ブロック 4 3は、 図 1 5に示すように、 レジス タ 4 1 (図 1 1 ) に格納された目標回転トルク T Oを後述の PWMパルス周期 （ 5 0 [μ s ] 周期） で読み出し、 当該目標回転トルク T Oと、 ロータ軸回転角度 検出処理ブロック 4 2 (図 1 4 ) から与えられる磁極角度 Θ pとに基づいて次式
I u =Τ 0 ΧΚ 0 Χ βϊηθρ …… (25) 2π
Iv 二 TO x KO x sin + = — (Iu + Iw)
3
(26)
Figure imgf000024_0001
を演算することにより、 第 1〜第 3の電流指令値 U r、 1"及び1\\^を算出し、 これらを電流制御処理ブロック 44 (図 1 1) に送出する。
なおこの第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r及び W rの演算処理は、 演算処理 ブロック 40のカウンタ . タイマ · コントロール回路 65から与えられる PWM パルス信号 S 1 1に基づいて行われる。 従ってこれら第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r及び W rも PWMパルス信号 S 1 1の周期である 50 〔// s〕 毎に更新 される。
(3 -4) 電流制御処理ブロック 44の詳細構成
一方電流制御処理ブロック 44には、 図 1 6に示すように、 U相、 V相及び W 相の各コイル 1 1にそれぞれ対応させて、 減算回路80八〜80じ、 第 1及び第 2の乗算回路 8 1 A〜 8 1 C、 82 A〜 82 C及び PWM変換器 83 A〜 83 C からなる第 1〜第 3の信号処理系 84 A〜84 Cが設けられている。
そしてこの電流制御処理ブロック 44では、 これら第 1〜第 3の信号処理系 8 4A〜84 Cにおいて、 トルク— 3相電流信号変換処理ブロック 43 (図 1 5 ) から与えられる第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r、 Wrと、 パワー基板 24か ら与えられる第 1〜第 3の駆動電流検出信号 S 3 A〜S 3 Cとに基づいて、 電圧 変動の補償処理を含む所定の信号処理を施しながら、 第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 C及び第 1〜第 3の基準信号 S 5 A〜S 5 Cを生成し得るようになさ れている。
実際上第 1〜第 3の信号処理系 84 A〜84 Cにおいては、 それぞれ供給され JP 0/00755
る第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r及び W r と、 第 1〜第 3の駆動電流検出信 号 S 3 A〜S 3 Cとの誤差を減算回路 80 A〜80 Cにおいて検出し、 検出結果 を第 1の乗算回路 8 1 A〜8 1 Cに送出する。
そして第 1〜第 3の信号処理系 84 A〜84 Cでは、 この後この誤差を 0に収 束させるため、 この誤差に対して各第 1の乗算回路 8 1 A〜 8 1 Cにおいてラプ ラス演算子を Sとして次式
S +Kvi
(28)
S で与えられる積分ゲインを乗算し、 乗算結果に第 2の乗算回路 8 2 A〜 82 C おいて比例ゲイン K r pを乗算する。
そしてこのようにして得られたそれぞれ次式
XI x Krp (29)
Figure imgf000025_0001
X2 二 (Vr - Iu) X x Krp (30)
Figure imgf000025_0002
X3 二 x Krp (31)
Figure imgf000025_0003
で与えられる各第 2の乗算回路 82 A〜82 Cから出力される値 X 1、 X 2、 X 3が、 それぞれ U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に実際に印加すべき駆動電流 の電流値であり、 これら値 X I、 X 2、 X 3がそれぞれ対応する PWM変換器 8 3 A〜 83 Cに与えられる。
そして各 PWM変換器 83 A〜 83 Cは、 それぞれ供給される値 X 1、 X 2、 X 3に基づいて、 それぞれ 50 [ μ s] 周期のパルスのパルス幅を制御すること により第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 Cと、 第 1〜第 3の基準信号 S 5 A 〜S 5 Cとを発生する。
実際上各 PWM変換器 83 A〜83 Cは、 図 1 7に示すように、 それぞれ供給 される値 X 1、 X 2、 X 3を図示しない内部レジスタにセットし、 値 X 1、 X 2 、 X3 が正のときには、 当該値 X I、 X 2、 X 3を演算処理ブロック 40のカウ ンタ . タイマ . コントロ一ル回路 6 5から与えられる 50 [μ s] 周期の PWM パルス信号 S 1 1の立ち上がりエッジ毎に第 1の PWMパルス信号発生回路 8 5 A内のダウンカウンタ （図示せず） にセットする。
そしてこのダウンカウンタは、 演算処理ブロック 40 (図 1 1 ) の CPUクロ ック （0. 1 〔/ s〕 ） の立ち上がりエッジ毎にカウンタ値を減少させてゼロ値 で停止する。 従って第 1の PWMパルス信号発生回路 85 Aの出力は、 ダウン力 ゥンタのカウント値がゼロ値になるまで出力が論理 「1」 レベル、 カウンタ値が ゼロ値となつてからは論理 「0」 レベルとなる。
また次の PWMパルス信号 S 1 1の立ち上がりエッジで再びレジスタに格納さ れた値 X 1、 X 2、 X 3が第 1の PWMパルス信号発生回路 85 Aのダウンカウ ンタに再びセッ トされて上述の処理が繰り返される。
従って第 1の PWMパルス信号発生回路 85 Aからは、 レジスタに格納される 値 X 1、 X 2、 X 3が更新されるまで、 当該値 X I、 X 2、 X 3に比例した一定 のパルス幅 T o nの第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 Cが出力され、 第 2の PWMパルス信号発生回路 85 Aからは、 論理 「0」 レベルの基準信号 S 5 A〜 S 5 Cが出力される。
—方、 各 PWM変換器 83 A〜 83 Cにおいては、 値 X 1、 X 2、 X 3が負の 値であった場合にはその絶対値を演算して正の整数に変換した後、 この値を第 2 の PWMパルス信号発生回路 85 B内のダウンカウンタ （図示せず） にセッ トす る。
この結果このときには第 2の PWMパルス信号発生回路 85 Bからは、 上述の 第 1の PWMパルス信号発生回路 8 5 Aと同様にして、 レジスタに格納される値 X I、 X 2、 X 3が更新されるまで、 当該値 X I、 X 2、 X 3に比例した一定の パルス幅 T o nの第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 Cが出力される。 またこ のとき第 1の PWMパルス信号発生回路 85 Bからは、 論理 「0」 レベルの基準 信号 S 5 A〜S 5 Cが出力される。
このようにして第 1〜第 3の PWM変換器 83 A〜83 Cにおいては、 供給さ れる値 X 1、 X 2、 X 3に応じたパルス幅 T o nの第 1〜第 3の PWM信号 S 4 A〜S 4 C及び第 1〜第 3の基準信号 S 5 A〜S 5 Cを生成し、 これをそれぞれ 第 3のケーブル 33を介してパワー基板 24のコイル駆動プロック 34に送出す るようになされている。
(4) コイル駆動電流と出力トルクの関係
ここでこの ACサ一ボモータ 1におけるモータ部 2の U相、 V相及び W相の各 コイル 1 1に印加する駆動電流 I u、 I v、 I wと、 出力軸 1 8を介して外部に 出力される回転トルク （以下、 出力トルクと呼ぶ） との関係について説明する。 まず U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に駆動電流 I u、 I v、 I wを印加し たときにおけるこれら U相、 V相及び W相の各コイル 1 1の交差する磁束密度を u , 0 v、 wとすると、 出力トルク T ( Θ p ) は、 モータ部 2のロータ軸 6 の磁極角度 Θ pを用いて次式
T ( θρ ) = I u X 0u X Κ 0 + I V X ν X Κ 0 + I w X w X K 0
…… (32) のように与えられる。 なおこの （3 2) 式において、 KO は各コイル 1 1に駆 動電流 I u、 I v、 I wを印加したときの一定の係数値を表す。 ここで U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に印加する駆動電流 I u、 I v、 I wは、 上述のようにそれぞれ次式
I u = I 0 X sin Θ p (33)
Figure imgf000028_0001
2π
Iw = 10 x sin θρ 一 (35)
3 のように制御され、 このため各磁束密度は ø u、 V , 0wはそれぞれ次式、 φ u = φ 0 X sin Θ p (36)
Figure imgf000028_0002
Figure imgf000028_0003
となる。
従って出力トルク Τ ( θ ρ) は、 これら （33) 式〜 （38) 式を （3 2) 式 に代入して、 次式
τ( )
= ェ0 X 0 X K0{ sin χ sin θρ
Figure imgf000029_0001
= 10 X 0 x Kl (但し Kl = 1.5KO) (39) と表すことができる。
従ってこの ACサーボモータ 1では、 各コィ 1 1に印加する駆動電流 I u、 I v、 I wの大きさに比例した出力トルクが得られることが分かる。
(5) ACサーボモータ 1におけるソフトウエア制御
次にこの ACサーボモータ 1の演算処理ブロック 40 (図 ) におけるソフ トウエア制御について説明する。
演算処理プロック 40では、 上述のように CPU 60がカウンタ 'タイマ . コ ントロール回路 65から与えられるサーボ割込信号 S 1 0及び ROM 6 1に格納 された対応するプログラムに基づいて、 1 〔ms〕 内に時分割的にモータ回転制 御演算処理、 進相制御処理、 温度補償制御処理及びシリアル通信制御処理を実行 する。 以下、 これら各処理モード時における C PU 60の処理について説明する
(5— 1) モータ回転制御演算処理モード時における C PU 60の処理 モータ回転制御演算処理モード時における CPU 60の処理は、 上述のように 上位コントローラから与えられる指定回転位置、 指定回転速度又は指定回転トル クの値の指定に応じた目標回転トルク TOを算出することである。
そして CPU60は、 この目標回転トルク T 0を、 上位コントローラから指定 回転位置 P r e f が与えられている場合には、 ロータ軸回転角度検出処理ブロッ ク 42によりレジスタ 4 1に格納される口一タ軸磁極回転角度 Pm 1に基づいて 出力軸 1 8 (図 1 ) の回転位置 Pmを算出すると共に、 この回転位置 Pmを用い て次式 00/00755
Vmref= (Pref 一 Pm ) X Kpp (40)
Vm = Pm X S (41) をそれぞれ演算することにより、 指定回転位置 P r e ίに対する目標の回転速度 Vm r e f と、 出力軸の現在の回転速度 V mとを算出する。 そしてこのようにし て得られた （40) 式及び （4 1) 式から次式
Figure imgf000030_0001
(42) の演算を実行することにより目標回転トルク TO を算出する。
また上位コントローラから指定回転速度 V r e f が与えられている場合には、 (41) 式を用いて出力軸 1 8の現在の回転速度 Vmを算出し、 この回転速度 V mに基づいて次式
TO = iVref - Vm] x x Kvp
Figure imgf000030_0002
(43) を演算することにより目標回転トルク TO を算出する。 また上位コントローラ から指定回転トルク T r e f が与えられている場合には、 これをそのまま目標回 転トルク T 0とする。
なおこれら （40) 〜 （43) 式において、 Sはラプラス演算子を示し、 Kp p、 Kv i及び Κν ρはそれぞれ上位コントローラにより設定される制御ゲイン パラメ一タを表す。 この制御ゲインパラメータ Kp p、 Kv i及び Kv pの値を 変化させることにより、 指定回転角度 P r e f や指定回転速度 V r e f に対する ACサーボモータ 1の応答を変化させることができる。
因にこのようなモータ回転制御演算処理モード時における C PU 60の具体的 な処理手順を図 1 8に示す。
CPU 60は、 上位コントローラから指定回転角度 P r e f が与えられた場合 、 まずレジスタ 4 1に格納された第 1及び第 2の絶対角度センサデータ D 1 A、 D 1 Bに基づいてロータ軸 6の磁極回転数 （以下、 ロータ軸磁極回転数と呼ぶ） Nmを算出する （ステップ S P 1)。
なお口 ^"タ軸磁極回転数 Nmとは、 ロータ軸 6の回転に伴いロータ軸磁極角度 センサ 22の第 1〜第 4のホール素子 26A〜26 Dにより検出される樹脂マグ ネッ ト 25の隣接する一対の N極及び S極による磁束変化を 1回転とする回転数 と定義する。 この実施の形態においては、 樹脂マグネッ ト 25は 4極に着磁され ているため、 口一タ軸 6が機械的に 1回転するとロータ軸磁極回転数 Nmは 2と なる。
そしてこのロータ軸磁極回転数 Nmは、 図 1 9に示すロータ軸磁極回転数検出 処理手順に従って、 それぞれ s i η Θ g、 c o s Θ gで表される第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサ信号 S 1 A、 S 1 Bの位相 0 gをレジスタ 4 1に格納され た第 1及び第 2の絶対角度センサデータ D 1 A、 D 1 Bに基づいてソフトウェア 処理により算出し （ステップ S P 1 A), この位相 Θ gにトルク増幅部 3の遊星ギ ァ機構部 1 6のギア比 Nを乗算し（ステップ S P 1 B)、 この乗算結果を2 πで割 り算してその割算結果の整数部分にロータ軸磁極角度センサ 22 (図 1) の榭脂 マグネッ ト 25の磁極数 （本実施の形態においては 4) の半分の値 Νρを乗算す る （ステップ S P 1 C) ことにより得ることができる。
また C PU 60は、 図 1 8に示すように、 このようにして算出したロータ軸磁 極回転数 Nmと、 レジスタ 4 1に格納されたロータ軸磁極回転角度データ Pm 1 とに基づき、 次式
Pm0= 2 π X Nm (44) 与えられる PmOを初期値として、 次式
Pm = Pm0+ Pml (45) の演算を実行することによりそのときの出力軸 1 8の回転角度 Pmを算出する （ ステップ S P 2)。
そして C PU 60は、 指定回転角度 P r e f からこの回転角度 P mを減算する ことにより、 指定回転角度 P r e f に対する誤差 （以下、 これを回転角度誤差と 呼ぶ） P eを検出する （ステップ S P 3)。
続いて CPU 6◦は、 この回転角度誤差 P eに比例ゲイン Kp ρを乗算するこ とにより、 指定回転角度 P r e f に対する目標回転角度 Vm r e f を算出する （ ステップ S P 4)。
次いで C PU 60は、 レジスタ 4 1に格納されたロータ軸磁極回転角度 Pm 1 を微分することによりそのときの出力軸の回転速度 Vmを算出する （ステップ S P 5) と共に、 この後ステップ S P 4において算出した目標回転速度 Vm r e f からステップ S P 5において算出した回転速度 Vmを減算することにより速度誤 差 Veを算出する （ステップ S P 6)。
続いて CPU 60は、 この速度誤差 V eに次式
S +Kvi
…… （46)
S で与えられる速度積分ゲイン及び比例ゲイン Kv ρを順次乗算する （ステップ S Ρ 7及びステップ S Ρ 8)。 これにより目標回転トルク TOを得ることができる。 なお CPU 60は、 モータ回転制御演算処理モード時、 上位コントローラから 指定回転速度 V r e f が与えられているときにはこの処理をステップ S P 6にか ら開始し、 回転トルク T r e f が与えられているときにはこれをそのまま目標回 転トルク T 0と してレジスタ 4 1に格納する。
(5 -2) 進相制御処理モード時における C PU 60の処理
まず進相制御について説明する。 モータ部 2の U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に供給する各駆動電流 I u、 I v、 I wは、 それぞれトルク一 3相電流信号 変換処理ブロック 43及び電流制御処理ブロック 44においてそれぞれ （33) 式、 （34) 式及び （3 5) 式となるように制御される。
このとき例えばロータ 9が高速に回転していると、 パワー基板 24の各ィンバ —タ回路 52A〜52 Cにこれら （33) 式、 （34) 式及び （35) 式のような 駆動電流 I u、 I v、 I wが与えられても実際に U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に流れる駆動電流 I u、 I v、 I wはコイル 1 1のインピ一ダンスにより遅 れが生じ、 この結果出力トルクが低下する。
進相制御とは、 この問題を改善するために次式
I u = I 0 X sin ( Θ p + Θ off ) (47)
Iv = 10 x sin 6b + — + 6bff (48)
Figure imgf000033_0001
のように U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に印加する駆動電流 I u、 I v、 I wの位相を予めロータ 9の回転速度に応じた捕正値 θ o f f 分だけ進ませておく 制御のことである。
そして実際上 CPU 60は、 この進相制御処理として補正値 6 o f f を例えば 図 1 8におけるステップ S P 5において算出した回転速度 Vmを利用して、 次式 Θ off = Vm X Kv …… （50) により算出してこれらをトルク一 3相電流信号変換処理ブロック 4 3に与えるこ とにより、 当該トルク一 3相電流信号変換処理ブロック 4 3において発生させる 第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r、 W rをそれぞれ （4 7 ) 式〜 （4 9 ) 式の ように補正値 Θ o f f 分だけ進相させるように制御する。
なお （5 0 ) 式において K vは、 出力軸 1 8の回転速度の大きさと、 進相補正 の量との関係を決めるゲインで、 モータ部 2の各コイル 1 1の仕様により決定さ れる定数である。
( 5 - 3 ) 温度補償制御処理モード時における C P U 6 0の処理
永久磁石を用いた A Cサ一ボモータでは、 コイルに流れる電流による発熱や渦 電流損による発熱が生じる。 こうした熱により永久磁石の磁気特性が変化する。 一般的に高温の雰囲気でコイル電流を流し、 高い磁束密度を加えると永久磁石は 減磁してしまう。 このためコイル電流の最大値は、 安全性をもたせるために一般 的に低く抑えられた設計となっている。
温度補償制御とは、 温度により許容される最大電流を制御することにより永久 磁石のもつ磁気特性を有効に利用する制御である。
この実施の形態の場合、 図 9に示すように、 制御基板 2 3の温度センサ 2 9か ら出力される温度センサ信号 S 1 4が 1チップマイクロコンピュータ 2 7の第 4 のアナログ / /ディジタル変換回路 4 8を介して温度センサデータ D 1 4としてレ ジスタ 4 1に格納される。
そして C P U 6 0は、 この温度センサデータ D 1 4の値 T Hに基づいて、 （3 3 ) 式〜 （3 5 ) 式における I 0の最大値 I m a xを次式
I max = T H X Kth …… （51) により演算し、 この演算結果に基づいてトルク一 3相電流信号変換処理プロック 43を制御することにより、 モータ部 2の U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に 流す駆動電流 I u、 I v、 I wの上限を設定する。 なお K t hは、 永久磁石 （本 実施の形態においてはロータ 9のロータマグネッ ト 8 (図 1) ) の温度特性に応 じて決まる温度係数である。
(5-4) シリアル通信処理モード時における C PU 60の処理
CPU 60は、 シリアル通信処理モード時、 上位コントローラとの間で通信を 行い、 制御コマンドや変更パラメータを入力し、 またはモニタ用に内部信号を送 信する。
(5- 5) 外力推定処理モード時における C PU 60の処理
ここでこの ACサーボモータ 1の場合、 演算処理ブロック 40では、 上述のよ うなモータ回転制御演算処理、 進相制御処理、 温度補償制御処理及びシリアル通 信制御処理に加えて、 出力軸 1 8に与えられる外力 （負荷トルク） の大きさを推 定し得るようになされている。
この場合一般的なモータにおける出力トルク Tmと、 ロータの機械的な回転角 度 0 mと、 出力軸に与えられる外力 T dと、 ギア機構の出力角度 （以下、 出力軸 の回転角度とする） 0 gとの関係は、 図 20のように表すことができる。
すなわちロータの機械的な回転角度 Θ mは、 出力トルク Tmからギア機構の構 造的な負荷トルク T d mを減算し、 その減算結果に次式
(52)
( J m X S +Dm ) X S を乗算することにより算出することができる。 なお J m はロータの慣性モーメ ントを表し、 Dmはロータの軸受け等との摩擦係数を表す。
また出力軸の回転角度 Θ gは、 外力 T dと、 ギア機構の構造的な負荷トルク T dmにギア機構のギア比 Nを乗算した乗算結果 （以下、 これを構造的出力軸負荷 トルクと呼ぶ） T d 1 とを加算し、 この加算結果 T d 1 に次式
(53)
(Jl X S +D1 ) X S を乗算することにより算出することができる。 なお J 1はギア機構における慣性 モーメント、 D 1はギア機構内における摩擦係数、 Sはラプラス演算子をそれぞ れ示す。
そしてギア機構の構造的な負荷 T d mは、 出力軸の回転角度 Θ gにギア機構に おけるギア比 Nを乗算した乗算結果をモータロータの機械的な回転角度 Θ mから 減算し、 減算結果にギア機構におけるばね係数 K gを乗算することにより算出す ることができる。
かかる原理に基づいて、 C PU 6 0は、 図 2 1に示す以下の手順に従って外部 から出力軸 1 8に与えられる外力の大きさを推定する。
すなわち C PU 6 0は、 まず外力の推定値 （以下、 これを外力推定値と呼ぶ） T d eとして適当な大きさの初期値を発生し、 当該外力推定値 T d eと、 遊星歯 車機構 1 6の構造的出力軸負荷トルク T d 1 との加算結果に次式
(54)
( JlmX S +Dlm) X S を乗算することにより出力軸 1 8の数学モデル的な回転角度 Θ g mを算出する。 そして演算により求められる実際の出力軸 1 8の回転角度 Θ gからこの回転角 度 Θ gmを減算することにより、 実際の回転角度 Θ gに対する数学モデルの回転 角度 6 g mの誤差 （以下、 これをモデル誤差と呼ぶ） E 0 gを算出すると共に、 このモデル誤差 Ε Θ gに次式 Ka
…… （55)
S で与えられる推定ゲインを乗算することにより外力推定値 T d eを算出する。 な おこの （5 5 ) 式において、 K aは一定の正の係数値である。
そして C P U 6 0は、 この後外力推定値 T d eを新たに得られた外力推定値 T d eに順次更新しながら上述の演算処理を繰り返す。 この結果このような演算処 理を繰り返すことによってモデル誤差 E Θ gはゼロ値に収束してゆき、 これに伴 つて外力推定値 T d eも実際に出力軸 1 8に与えられる外力の大きさに近づいて ゆく。
そしてモデル誤差 E 0 gが 0となったときの外力推定値 T d eが実際に出力軸 1 8に与えられている外力と推定することができ、 C P U 6 0はこの値を演算に より得られた外力推定値 T d eとする。
そして C P U 6 0は、 この後この外力推定値 T d eを上位コントローラに送信 したり、 または上位コン トローラの制御のもとに、 この外力推定値 T d eに基づ いて、 出力軸 1 8に与えられる外力に拮抗した出力トルクの発生及び出力トルク 制御や、 外力を上回る出力トルクの発生及び出力制御、 又は外力を下回る出力ト ルクの発生及び出力制御を実行する。
なおこの実施の形態の場合においては、 上述のように 1回転絶対角度センサ 2 1により検出される出力軸 1 8の回転変位に基づいて当該出力軸 1 8に与えられ る外力の大きさを推定するようになされている。 このためトルク増幅部 3の減速 機構（遊星歯車機構 1 6 )は、出力軸 1 8に与えられる外力に比例して入力軸（口 —タ軸 6 ) が変位を生じるのに十分な可逆駆動性 （バック ドライバピリティ） を もつように構築されている。 ( 6 ) 本実施の形態の動作及び効果
以上の構成において、 この A Cサーボモータ 1では、 上位コントローラから与 えられる指定回転角度、 指定回転速度又は指定回転トルクに基づいて制御基板 2 3の 1チップマイクロコンピュータ 2 7において U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に印加すべき駆動電流 I u、 I v、 I wの値でなる第 1〜第 3の電流指令値 U r、 V r、 W rをそれぞれ算出し、 当該算出した第 1〜第 3の電流指令値 U r 、 V r、 W rに基づく第 1〜第 3の P WM信号 S 4 A〜S 4 Cをパワー基板 2 4 のコイル駆動ブロック 3 4に送出する。
そしてパワー基板 2 4のコイル駆動ブロック 3 4は、 供給される第 1〜第 3の P WM信号 S 4 A〜S 4 Cに基づいて駆動電流 I u、 I v、 I wを生成し、 これ を U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に印加するようにしてロータ 9を回転駆動 する。
そしてこの A Cサ一ボモータ 1では、 上述のようにロータ 9の回転を制御する 制御手段としての制御基板 2 3及びパワー基板 2 4が、 ロータ 9や、 ステ一タ鉄 心 1 O A及びコイル 1 1からなるステータと一体にモータケース 4の内部に収納 されているため、 外部との接続配線量を格段的に減少させることができると共に 、 ァクチユエータシステム全体としての配線量をも減少させることができる。 またこの場合において、 P WM変換器 8 3 A〜8 3 C (スイッチング素子） が 導電材からなるモータケース 4の内部に収納されており、 このため例えば従来の A Cサーボモータのように P WM信号 （スイッチング信号） を外部から A Cサー ボモータに与える場合に比べてスィツチングノイズが外部に悪影響を及ぼすのを 格段的に低減することができる。 またこのことから A Cサ一ボモータ 1と上位コ ントローラとを接続する第 2のケーブル 3 2として比較的一般的なものを使用す ることができる。
さらにこの A Cサーボモータ 1では、 ロータ軸磁極角度センサ 2 2をモータケ ース 4内部におけるロータ 9の近傍に配置し、 当該ロータ軸磁極角度センサ 2 2 の出力に基づいてロータの回転角度 Θ mを求めるようにしているため、 口一タ軸 6を太くすることなく高精度かつ高速の位置決めを行い得るようにすることがで き、 その分全体として小型に構築することができる。
またこのようにロータ軸磁極角度センサ 2 2をモータケース 4内部における口 —タ 9の近傍に配置しているため、 機械的な変動が少なく、 ロータ軸 6の回転角 度を安定して検出するもことができる。
さらにこの A Cサーボモ一タ 1では、 温度センサ 2 9をモータケース 4内部に おけるロータマグネット 8の近傍に設けられているため、 当該温度センサ 2 9の 出力に基づいて、 ロータマグネット 8の磁気特性に応じて実際に各コイル 1 1に 印加できる駆動電流 I u、 I v、 I wの上限を正確にかつ容易に求めることがで き、 その分駆動電流 I u、 I v、 I wの上限を従来のように安全性を含んで設定 する場合に比べて、 当該上限を上昇させて最大出力トルクを増加させることがで さる。
さらにこの A Cサーボモータ 1では、 ロータ 9及び当該ロータ 9の回転を制御 する制御回路とが平面上に配置されているため、 小型偏平に構築することができ る。
さらにこの A Cサーボモータ 1では、 構造が簡単でかつ部品点数が少ないため 、 製造時における組立作業や調整作業を容易化させ得る利点もある。
以上の構成によれば、 上位コントローラの制御のもとにモータ部 2の回転を制 御する制御基板 2 3及びパワー基板 2 4をロータ 9及びスタータと一体にモータ ケース 4の内部に収納するようにしたことにより A Cサ一ボモータ 1の外部との 接続配線量を格段的に減少させることができると共に、 ァクチユエ一タシステム 全体としての配線量をも減少させることができ、 かく してァクチユエ一タシステ ム全体としての構成を簡易化させ得る A Cサーボモータを実現できる。
またロータ軸 6の回転角度を検出するロータ軸磁極角度センサ 2 2をモ一タケ —ス 4内部におけるロータ 9の近傍に配置するようにしたことにより、 ロータ軸 6を太くすることなく高精度かつ高速位置決めを行い得るようにすることができ 、 かく して性能を向上させながら小型化をも図ることのできる A Cサ一ボモータ を実現できる。
さらに温度センサ 2 9をモータケース 4内部におけるロータマグネット 8の近 傍に設けるようにしたことにより、 当該温度センサ 2 9の出力に基づいて、 ロー タマグネッ ト 8の磁気特性に応じて実際に各コイル 1 1に印加できる駆動電流 I u、 I v、 I wの上限を正確にかつ容易に求めることができ、 その分駆動電流 I u、 I v、 I wの上限を従来のように安全性を含んで設定する場合に比べて、 当 該上限を上昇させて最大出力トルクを増加させることができ、 かく して性能を向 上させ得る A Cサーボモータを実現できる。
( 7 ) 他の実施の形態
なお上述の実施の形態においては、 本発明を A Cサーボモータに適用するよう にした場合について述べたが、 本発明はこれに限らず、 要は、 回転自在に枢支さ れた回転軸 （本実施の形態においてはロータ軸 6 ) と、 回転軸を回転駆動する駆 動手段 （本実施の形態においてはロータ 9と、 ステ一タ鉄心 1 0及びコイルから なるステータ） とがハウジング （本実施の形態においてはモータケース 4 ) 内に 収納されたァクチユエータ装置であるのならば、 この他種々のァクチユエータ装 置に広く適用することができる。
また上述の実施の形態においては、 例えばロータマグネッ ト 8を 4極に着磁す るようにした場合について述べたが、 本発明はこれに限らず、 例えば 8極やこれ 以外の極数に着磁するようにしても良い。
さらに上述の実施の形態においては、 ロータ 9の回転を制御する制御手段とし ての制御基板 2 3及びパワー基板 2 4を別体に形成するようにした場合について 述べたが、 本発明はこれに限らず、 一体に形成するようにしても良い。
さらに上述の実施の形態においては、 1チップマイク口コンピュータ 2 7が上 位コントローラから与えられる指定回転角度、 指定回転速度又は指定回転トルク に基づいてロータ 9の回転を制御するようにした場合について述べたが、 本発明 はこれに限らず、 例えば予めプログラムされている回転角度や、 回転速度又は回 転トルクの変化パターンに基づいてロータ 9の回転を制御するようにしても良い /JP00/00755
さらに上述の実施の形態においては、 ロータ軸 6の回転変位を検出する回転軸 回転変位検出手段としてのロータ軸磁極角度センサ 2 2を、 所定パターンで着磁 さた樹脂マグネット 2 5 (第 1の構成部） と、 第 1〜第 4のホール素子 2 6 A ~ 2 6 D (第 2の構成部） とで構成するようにした場合について述べたが、 本発明 はこれに限らず、 この他種々の構成を広く適用することができる。
さらに上述の実施の形態においては、 ロータ軸 6の回転変位として、 ロータ軸 6の磁極角度 Θ pを検出するようにした場合について述べたが、 本発明はこれに 限らず、 磁極角度 6 p以外の回転変位情報を検出するようにしても良い。
さらに上述の実施の形態においては、 ロータ部 2においてパワー基板 2 4から 供給される駆動電流 I u、 I v、 I wの電流値に応じた大きさの磁界を発生させ る磁界発生手段としてコイル 1 1を適用するようにした場合について述べたが、 本発明はこれに限らず、 この他種々の磁界発生手段を広く適用することができる さらに上述の実施の形態においては、 U相、 V相及び W相の各コイル 1 1に印 加する駆動電流 I u、 I v、 I wの電流値を検出する駆動電流値検出手段をコィ ル 5 3 (図 1 0 ) により構成するようにした場合について述べたが、 本発明はこ れに限らず、 この他種々の構成の駆動電流値検出手段を広く適用することができ る。
さらに上述の実施の形態においては、 制御基板 2 3の 1チップコンピュータ 2 7に、 上位コントローラとの通信するためのシリアル通信機能として R S— 2 3 2 Cシリアル通信機能及び同期式シリアル通信機能をもたせるようにした場合に ついて述べたが、 本発明はこれに限らず、 これ以外のシリアル通信機能をもたせ るようにしても良い。
さらに上述の実施の形態においては、 モータ部 2において発生された回転トル クを增幅する トルク増幅手段を、 図 5に示すような遊星歯車機構 1 6により構成 するようにした場合について述べたが、 本発明はこれに限らず、 この他種々の構 成を広く適用することができる。
さらに上述の実施の形態においては、 出力軸 1 8の回転変位を検出する出力軸 回転変位検出手段としての 1回転絶対角度センサ 2 1を樹脂マグネット 1 9と、 第 1及び第 2のホール素子 2 0 A、 2 0 Bとにより構成するようにした場合につ いて述べたが、 本発明はこれに限らず、 この他種々の構成を広く適用することが できる。
さらに上述の実施の形態においては、 1回転絶対角度センサ 2 1から出力され る第 1及び第 2の 1回転絶対角度センサ信号 S 1 A、 S I Bと、 口一タ軸磁極角 度センサ 2 2の出力に基づく第 1及び第 2のロータ軸磁極角度センサ信号 S 2 A 、 S 2 Bとに基づいて外部から出力軸 1 8に与えられる負荷トルク （外力） を検 出する演算手段を、 1チップマイクロコンピュータ 2 7により構成するようにし た場合について述べたが、 本発明はこれに限らず、 これを 1チップマイクロコン ピュータ 2 7と別体に設けるようにしても良い。
さらに上述の実施の形態においては、 パワー基板 2 4において検出された U相 、 V相及び W相の各コイル 1 1に印加される各駆動電流 I u、 I v、 I wに基づ いて各駆動電流 I u、 I v、 I wの電流値をフィードバック制御するようにして 、 電源電圧の変動の影響を減少させるようにした場合について述べたが、 本発明 はこれに限らず、 オープンループ制御により V相及び W相の各コイル 1 1に印加 される各駆動電流 I u、 I v、 I wの電流値を制御するようにしても良い。 実際上、 このような方法としては、 電源電圧 V c mの大きさを検出し、 当該検 出結果に基づいて電流制御処理プロック 4 4におけるゲイン G Vを次式 vcc
Gv = …… （56)
V cm
のように可変するようにすれば良い。 産業上の利用の可能性
本発明は、 ACサ一ボモータに適用することができる (

Claims

請 求 の 範 囲
1 . 回転自在に枢支された回転軸と、 上記回転軸を回転駆動する駆動手段とがハ ウジング内に収納されたァクチユエ一タ装置において、
上記ハウジング内に設けられ、 上記駆動手段を介して上記回転軸の回転を制御 する制御手段
を具えることを特徴とするァクチユエータ装置。
2 . 上記制御手段は、
上記回転軸の回転角度、 回転速度及び又は回転トルクを制御する
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のァクチユエータ装置。
3 . 上記制御手段は、
外部から与えられる駆動命令に応じた状態に上記回転軸が回転するように、 上 記駆動手段を制御する
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のァクチユエータ装置。
4 . 上記ハウジング内に設けられ、 上記回転軸の回転変位を検出する回転軸回転 変位検出手段
を具えることを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のァクチユエータ装置。
5 . 上記回転軸回転変位検出手段は、
上記回転軸と一体に設けられた第 1の構成部と、
上記ハゥジング内の所定位置に固定配置された第 2の構成部と
を具え、
上記回転軸と一体に回転する上記第 1の構成部の回転変位を上記第 2の構成部 により検出するようにして、 上記回転軸の回転変位を検出する ことを特徴とする請求の範囲第 4項に記載のァクチユエータ装置。
6 . 上記第 1の構成部は、 所定パターンで着磁されたマグネットでなり、 上記第 2の構成部は、 磁気センサでなる
ことを特徴とする請求の範囲第 5項に記載のァクチユエータ装置。
7 . 上記駆動手段は、
所定パターンで着磁され、 上記回転軸と同軸に一体化された永久磁石と、 上記制御手段から与えられる駆動電流の電流値に応じた強さの磁界を発生するこ とにより、 上記永久磁石に上記回転軸を中心とする回転力を生じさせる磁界発生 手段とを有し、
上記制御手段は、
上記軸回転変位検出手段の検出結果に基づいて上記回転軸の回転速度を算出し 、 当該算出結果に応じた補正値分だけ上記駆動電流の位相を進相させる
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のァクチユエータ装置。
8 . 上記駆動手段は、
所定パターンで着磁され、 上記回転軸と同軸に一体化された永久磁石と、 上記制御手段から与えられる駆動電流の電流値に応じた強さの磁界を発生するこ とにより、 上記永久磁石に上記回転軸を中心とする回転力を生じさせる磁界発生 手段とを有し、
上記ハウジング内には、 上記永久磁石の温度を検出する温度センサが設けられ 上記制御手段は、
上記温度センサの検出結果に基づいて、 上記駆動手段に与える上記駆動電流の 上記電流値の上限を設定する
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のァクチユエータ装置。
9 . 上記駆動手段は、
上記制御手段から与えられる駆動電流の電流値に応じた大きさ回転力を上記回 転軸に生じさせ、
上記ハゥジング内には、 上記駆動手段に与えられる上記駆動電流の上記電流値 を検出する駆動電流値検出手段が設けられ、
上記制御手段は、
上記駆動電流検出手段の検出結果に基づいて、 上記駆動手段に与える上記駆動 電流の上記電流値を制御する
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のァクチユエータ装置。
1 0 . 上記制御手段は、
外部と所定のシリアル通信方式により通信する機能を有する
ことを特徴とする請求の範囲第 3項に記載のァクチユエータ装置。
1 1 . 上記シリアル通信方式は、
R S - 2 3 2 Cシリアル通信方式及び又は同期式通信方式でなる
ことを特徴とする請求の範囲第 1 0項に記載のァクチユエ一タ装置。
1 2 . 上記回転軸を介して出力される回転トルクを増幅する トルク増幅手段と、 上記トルク増幅手段により増幅された上記回転トルクに基づいて回転する出力 軸と、
上記出力軸の回転変位を検出する出力軸回転変位検出手段と、
演算手段と
を具え、
上記トルク増幅手段は、
外部から上記出力軸に与えられる負荷トルクに比例して上記入力軸が変位を生 じるのに十分な可逆駆動性を有し、 上記演算手段は、
上記回転軸回転変位検出手段及び上記出力軸変位検出手段の検出結果に基づい て、 上記出力軸に外部から与えられる負荷トルクを検出する
ことを特徴とする請求の範囲第 4項に記載のァクチユエ一タ装置。
1 3 . 上記駆動手段は、
上記制御手段から与えれる駆動電流の電流値に応じた大きさ回転力を上記回転 軸に発生させ、
上記制御手段は、
上記駆動手段に与えるべき上記駆動電流の電流値を表すパルス信号を発生する 制御部と、
上記制御部から与えられる上記パルス信号に応じた上記電流値の上記駆動電流 を生成し、 当該駆動電流を上記駆動手段に与える駆動電流生成部とを有し、 上記ハゥジングが導電性材料を用いて形成された
ことを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のァクチユエータ装置。
1 4 . 回転自在に枢支された回転軸と、 上記回転軸を回転駆動する駆動手段とが ハウジング内に収納されたァクチユエータ装置において、
上記ハウジング内に設けられ、 上記回転軸の回転変位を検出する回転軸回転変 位検出手段
を具えることを特徴とするァクチユエ一タ装置。
1 5 . 回転自在に枢支された回転軸と、
所定パターンで着磁され、 上記回転軸と同軸に一体化された永久磁石と、 供給される駆動電流の電流値に応じた強さの磁界を発生することにより、 上記永 久磁石に上記回転軸を中心とする回転力を生じさせる磁界発生手段と、
上記永久磁石の温度を検出する温度センサと を具えることを特徴とするァクチユエータ装置
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