WO1999056506A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb mindestens einer entladungslampe - Google Patents

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WO1999056506A1
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discharge lamp
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voltage
bridge inverter
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PCT/DE1999/001011
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Bernhard Schemmel
Bernd Rudolph
Michael Weirich
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Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2985—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against abnormal lamp operating conditions
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    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • Circuit arrangement for operating at least one discharge lamp
  • the invention relates to a circuit arrangement for operating at least one discharge lamp according to the preamble of patent claim 1.
  • a circuit arrangement corresponding to the preamble of claim 1 is disclosed, for example, in the published patent application EP 0 753 987 AI.
  • This circuit arrangement has a half-bridge inverter with a shutdown device which switches off the half-bridge inverter in the event of an abnormal operating state - for example in the event of a lamp which is unwilling to ignite or is defective.
  • the shutdown device has a field effect transistor, the drain-source path of which is arranged in the control circuit of a half-bridge inverter transistor and switches the control circuit between a low-resistance and a high-resistance state. If an abnormal operating state occurs, the shutdown takes place synchronously with the blocking phase of the half-bridge inverter transistor in the control circuit of which the field effect transistor is arranged.
  • the shutdown device of this circuit arrangement reliably switches off the half-bridge inverter when the lamp is unwilling to ignite, but it generally reacts too insensitively to the occurrence of the so-called rectification effect of the discharge lamp, which is explained in more detail below
  • a possible cause of failure of discharge lamps, in particular low-pressure discharge lamps, is caused by the electron emission capability of the lamp electrodes that is reduced over the life of the lamp. Since the loss of emissivity in the two lamp electrodes generally progresses to different extents over the life of the lamp, one has at the end of the life with AC operated discharge lamp for the discharge current through the discharge lamp a preferred direction. In this case, the discharge lamp has a current-rectifying effect. This effect is called the rectification effect of the discharge lamp. Due to the occurrence of the rectification effect in the discharge lamp, the lamp electrode which is not capable of emitting is extremely heated, so that impermissibly high temperatures can occur which can even cause the lamp bulb glass to melt.
  • the rectification effect of the discharge lamp in the case of discharge lamps which are operated on a half-bridge inverter causes the voltage drop across the coupling capacitor or on the coupling capacitors to deviate significantly from the normal value, which is usually half the value of the input voltage of the half-bridge inverter.
  • this deviation in the voltage drop across the coupling capacitor or the coupling capacitors means that the oscillation of the half-bridge inverter is stopped because the supply voltage of one of the two half-bridge branches is in this case too low to maintain the feedback.
  • the oscillation of the half-bridge inverter is started again immediately after its interruption by the start circuit of the half-bridge inverter if the shutdown device is not triggered. As a result, the discharge lamp affected by the rectification effect is not reliably switched off, but instead flickers.
  • the object of the invention to provide a circuit arrangement for operating at least one discharge lamp with an improved shutdown device which does not have the disadvantages of the prior art.
  • the switch-off device should detect the occurrence of the rectification effect of the at least one discharge lamp and switch off the half-bridge inverter permanently in this case. This object is achieved by the characterizing features of claim 1. Particularly advantageous embodiments of the invention are described in the subclaims.
  • the circuit arrangement according to the invention which has a half-bridge inverter with a downstream load circuit, at least one coupling capacitor connected to the load circuit and the half-bridge inverter, and connections for at least one discharge lamp and a disconnection device for switching off the half-bridge inverter when an abnormal operating state occurs, has means according to the invention for monitoring the voltage drop across the at least one coupling capacitor and for activating the shutdown device as a function of the voltage drop detected on the at least one coupling capacitor.
  • the occurrence of the rectification effect of the at least one discharge lamp causes a significant deviation of the voltage drop across the at least one coupling capacitor from its normal value, which is half the input voltage of the half-bridge inverter.
  • the occurrence of the rectification effect of the at least one discharge lamp is detected by using these means to monitor the voltage drop across the at least one coupling capacitor and to activate the shutdown device when the voltage drop across the at least one coupling capacitor deviates significantly from its normal value .
  • the aforementioned means according to the invention comprise a first device for activating the shutdown device when a predetermined upper limit value of the voltage drop on the at least one coupling capacitor is reached and a second device for activating the shutdown device when a predetermined lower limit value of the voltage drop on the at least one coupling capacitor is reached.
  • the upper and lower limit values must be preset so that there is not a slight asymmetry in the lamp electrodes for activating the shutdown device leads.
  • the upper limit value is advantageously at least 75 percent of the input or supply voltage of the half-bridge inverter and the lower limit value is advantageously at most 25 percent of the input or supply voltage of the half-bridge inverter.
  • the first and / or second device advantageously have at least one electrical component with a non-linear current-voltage characteristic, which is connected to the at least one coupling capacitor and to the at least one control input of the shutdown device.
  • the upper or lower limit value of the voltage drop across the at least one coupling capacitor, in which the shutdown device is activated by the first or second device can be preset to the desired level.
  • Components from the group of diodes, zener diodes, suppressor diodes and varistors are advantageously suitable as electrical components with a non-linear current-voltage characteristic.
  • the shutdown device of the circuit arrangement according to the invention advantageously has at least two control or regulating inputs, namely one for the first and the second device.
  • a control input is advantageously also connected in parallel with the at least one discharge lamp in terms of alternating current in order to monitor the voltage drop across the connections for the at least one discharge lamp.
  • the switch-off device of the circuit arrangement according to the invention advantageously has a bistable switching device.
  • a bistable switching device is particularly well suited to a thyristor equivalent circuit made up of two transistors, since it already has two separate control inputs which can be used by the first and the second device to activate the shutdown device.
  • the first device advantageously consists of an electrical component with a non-linear current-voltage characteristic and a diode connected in series therewith, the anode of the diode having a lamp connection and is connected to the at least one coupling capacitor, while the cathode of this diode is connected to the electrical component with a non-linear current-voltage characteristic, and wherein this electrical component is connected to the first control input of the shutdown device.
  • the second device advantageously consists of the series connection of at least one diode with at least one resistor, this series connection being connected on the one hand to the at least one coupling capacitor and a lamp connection and on the other hand being connected to the second control input of the disconnection device.
  • FIG. 1 A circuit diagram of the circuit arrangement according to the first preferred embodiment is shown in FIG. 1.
  • This circuit arrangement is used to operate a fluorescent lamp. It has a free-swinging half-bridge inverter equipped with two bipolar transistors Q1, Q2, which receives its input or supply voltage via the DC voltage connections j 1, j2.
  • the DC voltage connection j2 is at ground potential and a voltage of approximately +400 V is provided at the DC voltage connection j 1.
  • This input or supply voltage is generated in a known manner, for example with the aid of an upstream step-up converter, not shown in the figure, from the rectified AC line voltage.
  • the mains voltage rectifier is also preceded by a radio interference filter, which is also not shown and is known per se.
  • the two bipolar transistors Ql, Q2 of the half-bridge inverter are each provided with a freewheeling diode Dl, D2, which are connected in parallel to the collector-emitter path of the corresponding transistor Ql, Q2.
  • both bipolar transistors Ql, Q2 each have an emitter resistor Rl, R2 and a base-emitter parallel resistor R3, R4.
  • a capacitor C1 is also arranged parallel to the collector-emitter path of the transistor Q1.
  • the two switching transistors Q1, Q2 of the half-bridge inverter are controlled by means of a Toroidal transformer, which has a primary winding Nl and two secondary windings N2, N3.
  • the primary winding N1 is connected to the load circuit of the half-bridge inverter designed as a series resonant circuit.
  • the load circuit is connected to the center tap M 1 between the bipolar transistors Q1, Q2 of the half-bridge inverter and to the center tap M2 between the two coupling capacitors C2, C3.
  • the load circuit consists of the primary winding Nl, a resonance inductor Ll, a resonance capacitor C4 and two connections for the two electrodes Listein El, E2 of a fluorescent lamp LP.
  • the resonance capacitor C4 is connected in parallel to the discharge path of the fluorescent lamp LP.
  • the secondary windings N2, N3 are each arranged in the base-emitter circuit of a bipolar transistor Ql, Q2 and are each connected via a base series resistor R7, R8 to the base terminal of the relevant inverter transistor Ql, Q2.
  • the half-bridge inverter also has a starting device, which essentially consists of the diac DC, which is connected to the base connection of the bipolar transistor Q2, and the starting capacitor C5, which on the one hand has the ground potential j2 and on the other hand has a resistor R9 and a rectifier diode D3 the center tap M 1 of the half-bridge inverter is connected, and consists of the resistor R20 arranged in parallel with the starting capacitor C5.
  • the start circuit ensures that the half-bridge inverter starts to swing after the circuit arrangement has been switched on.
  • the coupling capacitors C2, C3 each have a parallel resistor R5, R6. With the help of the coupling capacitors C2, C3 and their parallel resistors R5, R6, a voltage drop is generated at the center tap M2 between the coupling capacitors C2, C3, which ideally is half the size of the input or supply voltage of the half-bridge inverter provided at the connections j1, j2 . Ideally, the voltage drop at the center tap M2 and at the coupling capacitor C3 is approx. +200 V with approx. +400 V input voltage of the half-bridge inverter. In reality, the voltage drop at the center tap M2 and at the coupling capacitor C3 deviates slightly from this ideal value.
  • the circuit arrangement according to the invention also has a switch-off device which switches off the half-bridge inverter Q1, Q2 when an abnormal operating state occurs, that is to say when the discharge lamp LP is unwilling to ignite or is defective.
  • the shutdown device essentially consists of a field effect transistor T1, the drain-source path of which is connected in series with the emitter resistor R2 of the inverter transistor Q2, and of a thyristor equivalent circuit A, which is formed by the bipolar transistors Q3, Q4, and an error signal monitoring unit which includes the capacitors C8, C9, CIO, the diodes D6, D7, D10, DU and the resistors RIO, Rl l, R17, R18.
  • the thyristor equivalent circuit A has two control inputs.
  • the first control input of the thyristor equivalent circuit is connected to the base terminal of the NPN transistor Q4, while its second control input is connected to the base terminal of the PNP transistor Q3.
  • the output of the thyristor equivalent circuit A at the collector terminal of the transistor Q4 is connected via a diode D9 to the gate of the field effect transistor T1, the anode of the diode D9 being connected to the gate of the transistor T1 and its cathode being connected to the collector of the transistor Q4.
  • the gate connection of the field effect transistor Tl is also connected to the connection j 1 via the resistors R19, R6, R5 and via an electrode filament of the discharge lamp LP.
  • a Zener diode D12 is also connected in parallel with the gate-source line of the field effect transistor T1, which serves as overvoltage protection for the transistor T1.
  • the first control input of the thyristor equivalent circuit A is controlled by means of the error signal monitoring unit.
  • the error signal monitoring unit With the aid of the RC integration element R17, CIO, the rectifier diode D10 and the capacitor C9, the error signal monitoring unit generates a smoothed DC voltage present at the capacitor CIO, which is proportional to the voltage drop across the discharge lamp LP.
  • the aforementioned components are connected in parallel with the alternating current to the discharge path of the discharge lamp LP.
  • the positive pole of the capacitor CIO is connected to the first control input j3 of the thyristor equivalent circuit A via the components RIO, C9, R17 with a connection of the electrode filament E2 of the discharge lamp LP and via the components RIO, Rl, D6, D7. bound.
  • the error signal monitoring unit uses the CR series circuit C8, RIO, which forms a differentiating element, to generate a synchronization signal which is obtained by differentiating the trapezoidal output voltage of the half-bridge inverter Q1, Q2 applied to the center tap M1.
  • a square wave voltage is therefore present at the resistor RIO, the positive half-wave of which is generated by the rising edge and the negative half-wave by the falling edge of the trapezoidal half-bridge inverter output voltage.
  • the rising edge of the trapezoidal half-bridge inverter output voltage arises when transistor Q2 is switched off, while the falling edge of the trapezoidal half-bridge inverter output voltage arises when transistor Q1 is switched off.
  • a voltage is present at the center tap j 5 of the differentiating element C8, RIO, which voltage is additively composed of the voltage drop across the capacitor CIO and the voltage drop across the resistor RIO.
  • This voltage is fed to the first control input j3 of the thyristor equivalent circuit via the zener diode D7.
  • the error signal monitoring unit and its interaction with the thyristor equivalent circuit A and the field effect transistor T1 is described in detail in the published patent application EP 0 753 987.
  • the circuit arrangement shown in the figure has a first device VI and a second device V2 for activating the shutdown device, which are connected to the first and to the second control input of the thyristor equivalent circuit A, respectively.
  • the first device VI consists of the series connection of a zener diode D4 with a diode D5, the anode of the diode D5 being connected to the center tap M2 between the coupling capacitors C2, C3 and to a connection of the electrodes coil El of the discharge lamp LP and the cathode of the diode D5 is connected to the cathode of the Zener diode D4.
  • the anode of the Zener diode D4 is connected to the first control input at the base terminal of the transistor Q4 of the thyristor equivalent circuit A via the resistors RIO, Rl 1, the diode D6 which is polarized in the same direction as the diode D5 and via a further Zener diode D7 which is arranged in the same direction as the Zener diode D4 .
  • the second device V2 consists of the series connection of a diode D8 with a resistor stood R12.
  • the cathode of the diode D8 is connected to the center tap M2 and to the same connection of the electrodes filament El of the discharge lamp LP as the anode of the diode D5.
  • the anode of the diode D8 is connected to the resistor R12, which in turn is connected to the second control input at the base terminal of the transistor Q3 of the thyristor equivalent circuit A.
  • the thyristor equivalent circuit A contains the capacitors C6, C7 and the resistors R13, R14, R15, R16 as further components.
  • the mode of operation of a thyristor equivalent circuit constructed from two transistors is described, for example, on pages 395 to 396 in the book “Components of Electronics and Their Basic Circuits” by H. Höger, F. Kahler, G. Weigt from the series “Introduction to Electronics” Vol. 1 , Verlag H. Stam GmbH, 7th edition.
  • the DC voltage supply for the half-bridge inverter Q1, Q2 is built up at the connections j1, j2 after the discharge lamp or the circuit arrangement has been switched on.
  • the drain-source path of the field effect transistor Tl the gate of which is connected via resistors R19, R6, the electrode coil El and the resistor R5 to the connection j 1, which is at approximately +400 V, is switched to the low-resistance state.
  • the starting capacitor C5 charges via the resistor R5, the electrodes El and the resistor R6 to the breakdown voltage of the DC DC, which then generates trigger pulses for the base of the bipolar transistor Q2 and thereby causes the half-bridge inverter Q1, Q2 to oscillate.
  • the start capacitor C5 is discharged via the resistor R9 and the diode D3 to such an extent that the diac DC does not generate any further trigger pulses.
  • Half of the input voltage of the half-bridge inverter Q1, Q2 is applied to the two coupling capacitors C2, C3, so that the center tap M2 between the coupling capacitors C2, C3 is at an electrical potential of approx. +200 V.
  • the two half-bridge inverter transistors Ql, Q2 switch alternately, so that the center tap Ml between the transistors Ql, Q2 is alternately connected to the positive pole jl (+400 V) and the negative pole j2 (ground potential) of the DC voltage supply of the half-bridge inverter.
  • a medium-frequency alternating current flows in the load circuit between the center taps M1 and M2, the frequency of which corresponds to the switching frequency of the half-bridge inverter.
  • the load circuit current is maintained by means of the resonance inductor Ll and flows through one of the two free-wheeling diodes D1, D2.
  • the electrode filaments E1, E2 of the fluorescent lamp LP are supplied with a heating current by means of a heating device (not shown) before the lamp is ignited, and are preheated in this way.
  • the ignition voltage required for this is provided on the resonance capacitor C4 by means of the method of excessive resonance.
  • the switching frequency of the half-bridge inverter is approximated to the resonance frequency of the series resonance circuit L1, C4.
  • the resonant circuit L1, C4 is damped by the then conductive discharge path of the discharge lamp LP.
  • the transistors Q3, Q4 of the thyristor equivalent circuit A are in the blocked state during normal operation and the shutdown device is deactivated.
  • the half-bridge inverter Q1, Q2 cannot start up, since the connection of the starting capacitor C5 to the voltage Supply connection j 1 is guided via the connections for the electrodes spiral El.
  • An unintended discharge lamp LP or a defective discharge lamp LP which, for example, has an increased operating voltage due to aging, causes an increased voltage drop across the capacitor CIO.
  • the positive voltage peaks of the synchronization signal generated by the differentiator C8, RIO add up at tap j5 to the voltage of the capacitor CIO.
  • the threshold voltage of the Zener diode D7 is exceeded and the transistors Q3, Q4 of the thyristor equivalent circuit A are switched to the conductive state via the first control input j3.
  • the gate of the field effect transistor T1 is now connected to the ground potential via the diode D9 and the conductive collector-emitter path of the bipolar transistor Q4.
  • the control signal is therefore withdrawn from the gate of the field effect transistor Tl and the drain-source path of the field effect transistor Tl changes to the high-resistance or blocked state.
  • the half-bridge inverter Q1, Q2 is shut down and can only be restarted by switching it on again or by replacing the discharge lamp LP, since the thyristor equivalent circuit A is only reset to the blocked state of normal operation by interrupting the voltage supply.
  • the half-bridge inverter is switched off in synchronism with the blocking phase of the transistor Q2. After switching off the half-bridge inverter, the capacitor CIO discharges through its parallel resistor R18.
  • the shutdown device T1, A of the half-bridge inverter Q1, Q2 is activated either by means of the first VI or by means of the second device V2.
  • the rectification effect leads to the discharge lamp LP having a rectifying effect on the medium-frequency load circuit current which flows between the center taps M 1 and M2.
  • increased or the voltage drop at the coupling capacitor C3 and the electrical potential at the center tap M2 decrease.
  • the rectification effect of the discharge lamp LP causes the voltage drop across the coupling capacitor C3 to deviate from its normal value, which is approximately +200 V. If the deviation of the voltage drop across the coupling capacitor C3 from its normal value has increased to almost 100%, the shutdown device T1, A is activated by the first VI or the second device V2.
  • the threshold voltage of the zener diode D4 of the first device VI is reached and the capacitor C10 is charged to such an extent that the voltage drop across the capacitor C10 and that at the tap j5 added synchronization signal of the differentiating element C8, RIO reach the threshold voltage of the Zener diode D7 and the transistors Q3, Q4 of the thyristor equivalent circuit A are flipped into the conductive state via the first control input j3.
  • the drain-source path of the field effect transistor T1 is blocked and the half-bridge inverter Q1, Q2 is shut down in synchronism with the blocking phase of the transistor Q2.
  • the pnp transistor Q3 of the thyristor equivalent circuit A is first connected via the second control input j4, which is connected through the series circuit D8, R12 of the second device V2 with the center tap M2 is connected, turned on and then the npn transistor Q4 also tipped into the conductive state. Again, the gate drive signal is withdrawn from the field effect transistor T1, so that its drain-source path changes into the blocked state and the half-bridge inverter Q1, Q2 is shut down.
  • FIG. 2 shows a second preferred exemplary embodiment of the invention. This second exemplary embodiment differs from the first exemplary embodiment explained in more detail above only by the additional components R21, D13 and D14. In the remaining components, the second embodiment corresponds to the first embodiment. For this reason, identical reference symbols have been chosen in FIGS. 1 and 2 for identical components.
  • the emitter of the transistor Q3 is connected to the voltage supply connection j1 via the resistor R21.
  • an additional holding current for the thyristor equivalent circuit A is provided in the event of an abnormal operating state.
  • the resistor R21 is dimensioned such that the thyristor equivalent circuit A receives approximately 50 to 80 percent of its holding current via the resistor R21.
  • the remaining holding current component required to maintain the switched-on state of the thyristor equivalent circuit A is provided via the resistor R5, the electrode filament El of the low-pressure discharge lamp LP, the resistor R6 and the diode D14 which is polarized in the forward direction.
  • the additional holding current flowing through the resistor R21 ensures that the thyristor equivalent circuit A is switched on permanently even in the event that the potential at the node M2 is almost at ground potential due to the occurrence of the rectifying effect.
  • the diode D14 is used to decouple the DC dia from the thyristor equivalent circuit A.
  • the anode of the diode D14 is connected to a node arranged between the diac DC and the resistor R6, while the cathode of the diode D14 is connected to the emitter of the transistor Q3.
  • the additional zener diode D13 protects the thyristor equivalent circuit A against overvoltages.
  • the anode of the Zener diode D13 is connected to the voltage supply connection j2 and its cathode is connected to the emitter of the transistor Q3.
  • the mode of operation of this circuit arrangement corresponds to that of the first exemplary embodiment. If an abnormal operating state occurs, the thyristor equivalent circuit A is reset to the blocking state by replacing the lamp LP, since the direct current connection to the resistor R6 at the electrode coil El is interrupted by removing the lamp LP. Chen and the remaining holding current flowing through the resistor R21 is not sufficient to leave the thyristor equivalent circuit A in the switched-on state.
  • the invention is not limited to the exemplary embodiments explained in more detail above.
  • the invention can also be applied to half-bridge inverters which have only one coupling capacitor.
  • the invention can be used not only with self-oscillating half-bridge inverters but also with externally controlled half-bridge inverters.
  • the upper and lower limit values of the voltage drop across the coupling capacitor C3, at which the shutdown device is activated can be set to other values by suitable dimensioning of the components.

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe (LP) an einem Halbbrückenwechselrichter (Q1, Q2) mit mindestens einem Koppelkondensator (C3) und mit einer Abschaltungsvorrichtung (T1, A), die den Halbbrückenwechselrichter (Q1, Q2) bei zündunwilliger Lampe (LP) dauerhaft abschaltet. Erfindungsgemäss besitzt die Schaltungsanordnung Mittel (V1, V2) zur Überwachung des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator (C3) und zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung (T1, A) in Abhängigkeit von dem an dem mindestens einen Koppelkondensator (C3) detektierten Spannungsabfall. Weicht die Spannung am Koppelkondensator (C3) deutlich von ihrem Normalwert ab, beispielsweise bedingt durch das Auftreten des Gleichrichteffektes am Lebensdauerende der Entladungslampe (LP), so wird der Halbbrückenwechselrichter (Q1, Q2) mittels der Abschaltungsvorrichtung (T1, A) stillgelegt.

Description

Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe gemäß des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.
I. Stand der Technik
Eine dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechende Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der Offenlegungsschrift EP 0 753 987 AI offenbart. Diese Schal - tungsanordnung weist einen Halbbruckenwechselrichter mit einer Abschaltungsvorrichtung auf, die den Halbbruckenwechselrichter im Falle eines anomalen Betriebszustandes - beispielsweise bei zündunwilliger oder defekter Lampe - abschaltet. Die Abschaltungsvorrichtung besitzt einen Feldeffekttransistor, dessen Drain-Source- Strecke im Steuerkreis eines Halbbrückenwechselrichtertransistors angeordnet ist und den Steuerkreis zwischen einem niederohmigen und einem hochohmigen Zustand schaltet. Beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes erfolgt die Abschaltung synchron zur Sperrphase desjenigen Halbbrückenwechselrichtertransistors, in dessen Steuerkreis der Feldeffekttransistor angeordnet ist. Die Abschaltungsvorrichtung dieser Schaltungsanordnung schaltet zwar den Halbbruckenwechselrichter bei zündunwilliger Lampe zuverlässig ab, sie reagiert aber im allgemeinen zu unempfindlich auf das Auftreten des sogenannten Gleichrichteffektes der Entladungslampe, der nachstehend näher erläutert wird.
Eine mögliche Ausfallursache von Entladungslampen, insbesondere von Niederdruk- kentladungslampen, ist durch eine über die Lampenlebensdauer verminderte Elektro- nen-Emissionsfähigkeit der Lampenelektroden bedingt. Da der Verlust der Emissionsfähigkeit bei den beiden Lampenelektroden über die Lampenlebensdauer im allgemeinen unterschiedlich stark fortschreitet, hat sich am Lebensdauerende einer mit Wechselstrom betriebenen Entladungslampe für den Entladungsstrom durch die Entladungslampe eine Vorzugsrichtung ausgebildet. Die Entladungslampe entfaltet in diesem Fall eine stromgleichrichtende Wirkung. Dieser Effekt wird als Gleichrichteffekt der Entladungslampe bezeichnet. Durch das Auftreten des Gleichrichteffektes in der Entladungslampe wird die emissionsunfähige Lampenelektrode extrem erhitzt, so daß unzulässig hohe Temperaturen auftreten können, die sogar ein Schmelzen des Lampenkolbenglases bewirken können.
Außerdem verursacht der Gleichrichteffekt der Entladungslampe bei Entladungslampen, die an einem Halbbruckenwechselrichter betrieben werden, eine deutliche Ab- weichung des Spannungsabfalls an dem Koppelkondensator bzw. an den Koppelkondensatoren von dem Normalwert, der üblicherweise halb so groß ist wie der Wert der Eingangsspannung des Halbbrücken Wechselrichters. Bei selbstschwingenden Halbbrückenwechselrichtern führt diese Abweichung des Spannungsabfalls an dem Koppelkondensator bzw. den Koppelkondensatoren dazu, daß die Schwingung des Halb- brückenwechselrichters gestoppt wird, weil die Versorgungsspannung eines der beiden Halbbrückenzweige in diesem Fall zu gering zur Aufrechterhaltung der Rückkopplung ist. Allerdings wird die Schwingung des Halbbrückenwechselrichters unmittelbar nach ihrer Unterbrechung durch die Startschaltung des Halbbrückenwechselrichters wieder in Gang gesetzt, wenn die Abschaltungsvorrichtung nicht getrig- gert wird. Dadurch wird die vom Gleichrichteffekt betroffene Entladungslampe nicht zuverlässig abgeschaltet, sondern flackert stattdessen.
II. Darstellung der Erfindung
Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe mit einer verbesserten Abschaltungsvorrichtung bereitzustellen, die die Nachteile des Standes der Technik nicht aufweist. Insbesondere soll die Abschaltungsvorrichtung das Auftreten des Gleichrichteffektes der mindestens einen Entladungslampe erkennen und den Halbbruckenwechselrichter in diesem Fall dauerhaft abschalten. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, die einen Halbbruckenwechselrichter mit nachgeschaltetem Lastkreis, mindestens einen mit dem Lastkreis und dem Halbbruckenwechselrichter verbundenen Koppelkondensator sowie Anschlüsse für mindestens eine Entladungslampe und eine Abschaltungsvorrichtung zur Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes aufweist, besitzt erfindungsgemäß Mittel zur Überwachung des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator und zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung in Abhängigkeit von dem an dem mindestens einen Koppelkondensator de- tektierten Spannungsabfall.
Wie bereits weiter oben erläutert, verursacht das Auftreten des Gleichrichteffektes der mindestens einen Entladungslampe eine deutliche Abweichung des Spannungsab- falls an dem mindestens einen Koppelkondensator von seinem Normalwert, der halb so groß wie die Eingangsspannung des Halbbrückenwechselrichters ist. Mit Hilfe der vorgenannten erfindungsgemäßen Mittel wird das Auftreten des Gleichrichteffektes der mindestens einen Entladungslampe detektiert, indem mit Hilfe dieser Mittel der Spannungsabfall an dem mindestens einen Koppelkondensator überwacht wird und die Abschaltungsvorrichtung aktiviert wird, wenn an dem mindestens einen Koppelkondensator der Spannungsabfall deutlich von seinem Normalwert abweicht.
Vorteilhafterweise umfassen die vorgenannten erfindungsgemäßen Mittel eine erste Vorrichtung zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung beim Erreichen eines vorbestimmten oberen Grenzwertes des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator und eine zweite Vorrichtung zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung beim Erreichen eines vorbestimmten unteren Grenzwertes des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator. Der obere und der untere Grenzwert müssen so voreingestellt werden, daß nicht schon eine geringe Unsym- metrie bei den Lampenelektroden zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung führt. Aus diesem Grund beträgt der obere Grenzwert vorteilhafter mindestens 75 Prozent der Eingangs- oder Versorgungsspannung des Halbbrückenwechselrichters und der untere Grenzwert beträgt vorteilhafterweise höchstens 25 Prozent der Eingangs- oder Versorgungsspannung des Halbbrücken Wechselrichters.
Die erste und/oder zweite Vorrichtung weisen vorteilhafterweise zumindest ein elektrisches Bauteil mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie auf, das mit dem mindestens einen Koppelkondensator und mit dem wenigstens einen Steuereingang der Abschaltungsvorrichtung verbunden ist. Mit Hilfe eines solchen elektrischen Bauteils mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie können der obere oder untere Grenz- wert des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator, bei dem die Abschaltungsvorrichtung durch die erste oder zweite Vorrichtung aktiviert wird, auf das gewünschte Niveau voreingestellt werden. Als elektrische Bauteile mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie eignen sich vorteilhafterweise Bauteile aus der Gruppe Diode, Zenerdiode, Suppressordiode und Varistor. Ferner besitzt die Ab- Schaltungsvorrichtung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vorteilhafterweise wenigstens zwei Steuer- oder Regelungseingänge, nämlich jeweils einen für die erste und die zweite Vorrichtung. Ein Steuereingang ist vorteilhafterweise zusätzlich wechselstrommäßig parallel zu der mindestens einen Entladungslampe geschaltet, um den Spannungsabfall über den Anschlüssen für die mindestens eine Entladungslampe zu überwachen. Um während eines Störfalles oder beim Auftreten des Gleichrichteffektes der mindestens einen Entladungslampe eine möglichst sichere und dauerhafte Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters zu gewährleisten, weist die Abschaltungsvorrichtung der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vorteilhafterweise eine bistabile Schalteinrichtung auf. Als bistabile Schalteinrichtung eig- net sich besonders gut eine aus zwei Transistoren aufgebaute Thyristorersatzschaltung, da diese bereits über zwei separate Steuereingänge verfügt, die von der ersten und der zweiten Vorrichtung zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung genutzt werden können. Die erste Vorrichtung besteht vorteilhafterweise aus einem elektrischen Bauteil mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie und einer in Serie dazu geschalteten Diode, wobei die Anode der Diode mit einem Lampenanschluß und mit dem wenigstens einen Koppelkondensator verbunden ist, während die Kathode dieser Diode mit dem elektrischen Bauteil mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie verbunden ist, und wobei dieses elektrische Bauteil an den ersten Steuereingang der Abschaltungsvorrichtung angeschlossen ist. Die zweite Vorrichtung besteht vorteil- hafterweise aus der Serienschaltung wenigstens einer Diode mit wenigstens einem Widerstand, wobei diese Serienschaltung einerseits mit dem mindestens einen Koppelkondensator und einem Lampenanschluß verbunden ist und andererseits an den zweiten Steuereingang der Abschaltungsvorrichtung angeschlossen ist.
IQ. Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele Nachstehend wird die Erfindung anhand zweier bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert. Eine Schaltskizze der Schaltungsanordnung gemäß des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels ist in der Figur 1 abgebildet. Diese Schaltungsanordnung dient zum Betrieb einer Leuchtstofflampe. Sie besitzt einen mit zwei Bipolartransistoren Ql , Q2 bestückten, freischwingenden Halbbruckenwechselrichter, der seine Eingangs- oder Versorgungsspannung über die Gleichspannungsanschlüsse j 1 , j2 bezieht. Der Gleichspannungsanschluß j2 liegt auf Massepotential und an dem Gleichspannungsanschluß j 1 wird eine Spannung von ca. +400 V bereitgestellt. Diese Eingangs- oder Versorgungsspannung wird in bekannter Weise, beispielsweise mit Hilfe eines vorgeschalteten, in der Figur nicht gezeigten Hochsetzstellers aus der gleichgerichteten Netzwechselspannung, erzeugt. Dem Netzspannungsgleichrichter ist ferner ein ebenfalls nicht abgebildetes, an sich bekanntes Funkentstörfilter vorgeschaltet.
Die beiden Bipolartransistoren Ql, Q2 des Halbbrückenwechselrichters sind jeweils mit einer Freilauf diode Dl, D2 versehen, die parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des entsprechenden Transistors Ql, Q2 geschaltet sind. Außerdem besitzen beide Bipolartransistoren Ql, Q2 jeweils einen Emitterwiderstand Rl, R2 und einen Basis- Emitter-Parallelwiderstand R3, R4. Parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Ql ist ferner ein Kondensator Cl angeordnet. Die Ansteuerung der beiden Schalttransistoren Ql , Q2 des Halbbrückenwechselrichters erfolgt mittels eines Ringkerntransformators, der eine Primärwicklung Nl und zwei Sekundärwicklungen N2, N3 besitzt. Die Primärwicklung Nl ist in den als Serienresonanzkreis ausgebildeten Lastkreis des Halbbrückenwechselrichters geschaltet. Der Lastkreis ist mit dem Mittenabgriff M 1 zwischen den Bipolartransistoren Ql, Q2 des Halbbrückenwech- selrichters und mit dem Mittenabgriff M2 zwischen den beiden Koppelkondensatoren C2, C3 verbunden. Der Lastkreis besteht aus der Primärwicklung Nl , einer Resonanzinduktivität Ll , einem Resonanzkondensator C4 und jeweils zwei Anschlüssen für die beiden Elektroden wendein El, E2 einer Leuchtstofflampe LP. Der Resonanzkondensator C4 ist parallel zur Entladungsstrecke der Leuchtsofflampe LP geschaltet. Die Sekundärwicklungen N2, N3 sind jeweils in dem Basis-Emitter-Kreis eines Bipolartransistors Ql, Q2 angeordnet und jeweils über einen Basis-Vorwiderstand R7, R8 mit dem Basisanschluß des betreffenden Wechselrichtertransistors Ql , Q2 verbunden. Der Halbbruckenwechselrichter besitzt ferner eine Startvorrichtung, die im wesentlichen aus dem Diac DC, der an den Basisanschluß des Bipolartransistors Q2 angeschlossen ist, und dem Startkondensator C5, der einerseits mit dem auf Massepotential liegenden Anschluß j2 und andererseits über einen Widerstand R9 sowie eine Gleichrichterdiode D3 mit dem Mittenabgriff M 1 des Halbbrückenwechselrichters verbunden ist, sowie aus dem parallel zum Startkondensator C5 angeordneten Widerstand R20 besteht. Die Startschaltung besorgt das Anschwingen des Halbbrük- kenwechselrichters nach dem Einschalten der Schaltungsanordnung.
Die Koppelkondensatoren C2, C3 weisen jeweils einen Parallelwiderstand R5, R6 auf. Mit Hilfe der Koppelkondensatoren C2, C3 und ihrer Parallel widerstände R5, R6 wird am Mittenabgriff M2 zwischen den Koppelkondensatoren C2, C3 ein Spannungsabfall erzeugt, der im Idealfall halb so groß wie die an den Anschlüssen j l , j2 bereitgestellte Eingangs- oder Versorgungsspannung des Halbbrückenwechselrichters ist. Im Idealfall beträgt der Spannungsabfall am Mittenabgriff M2 und an dem Koppelkondensator C3 also ca. +200 V bei ca. +400 V Eingangsspannung des Halbbrük- ken Wechselrichters. In der Realität weicht der Spannungsabfall am Mittenabgriff M2 und am Koppelkondensator C3 von diesem Ideal wert geringfügig ab. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung weist außerdem eine Abschaltungsvorrichtung auf, die den Halbbruckenwechselrichter Ql, Q2 beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes, das heißt, bei zündunwilliger oder defekter Entladungslampe LP, abschaltet. Die Abschaltungsvorrichtung besteht im wesentlichen aus ei- nem Feldeffekttransistor Tl, dessen Drain-Source-Strecke in Serie zu dem Emitterwiderstand R2 des Wechselrichtertransistors Q2 geschaltet ist, und aus einer Thyristorersatzschaltung A, die von den Bipolartransistoren Q3, Q4 gebildet wird, sowie aus einer Fehlersignalüberwachungseinheit, die die Kondensatoren C8, C9, CIO, die Dioden D6, D7, D10, DU und die Widerstände RIO, Rl l, R17, R18 umfaßt. Die Thyristorersatzschaltung A besitzt zwei Steuereingänge. Der erste Steuereingang der Thyristorersatzschaltung ist mit dem Basisanschluß des npn-Transistors Q4 verbunden, während ihr zweiter Steuereingang an den Basisanschluß des pnp-Transistors Q3 angeschlossen ist. Der Ausgang der Thyristorersatzschaltung A am Kollektoranschluß des Transistors Q4 ist über eine Diode D9 mit dem Gate des Feldeffekttransi- stors Tl verbunden, wobei die Anode der Diode D9 an das Gate des Transistors Tl und ihre Kathode an den Kollektor des Transistors Q4 angeschlossen ist. Der Gate- Anschluß des Feldeffekttransistors Tl ist ferner über die Widerstände R19, R6, R5 und über eine Elektrodenwendel der Entladungslampe LP mit dem Anschluß j 1 verbunden. Parallel zur Gate-Source-S trecke des Feldeffekttransistors Tl ist außerdem eine Zenerdiode D12 geschaltet, die als Überspannungsschutz für den Transistor Tl dient. Der erste Steuereingang der Thyristorersatzschaltung A wird mittels der Feh- lersignalüberwachungseinheit angesteuert.
Die Fehlersignalüberwachungseinheit generiert mit Hilfe des RC-Integrationsgliedes R17, CIO, der Gleichrichterdiode D10 und des Kondensators C9 eine geglättete, am Kondensator CIO anliegende Gleichspannung, die proportional zum Spannungsabfall über der Entladungslampe LP ist. Die vorgenannten Bauteile sind wechselstrommäßig parallel zur Entladungsstrecke der Entladungslampe LP geschaltet. Der positive Pol des Kondensators CIO ist über die Bauteile RIO, C9, R17 mit einem Anschluß der Elektrodenwendel E2 der Entladungslampe LP und über die Bauelemente RIO, Rl l, D6, D7 mit dem ersten Steuereingang j3 der Thyristorersatzschaltung A ver- bunden. Außerdem erzeugt die Fehlersignalüberwachungseinheit mittels der CR-Rei- henschaltung C8, RIO, die ein Differenzierglied bildet, ein Synchronisationssignal, das durch Differentation der am Mittenabgriff Ml anliegenden trapezförmigen Ausgangsspannung des Halbbrückenwechselrichters Ql, Q2 gewonnen wird. Am Wider- stand RIO liegt daher eine Rechteckspannung an, deren positive Halbwelle durch die ansteigende Flanke und deren negative Halbwelle durch die abfallende Flanke der trapezförmigen Halbbrückenwechselrichterausgangsspannung erzeugt wird. Die ansteigende Flanke der trapezförmigen Halbbrückenwechselrichterausgangsspannung entsteht durch das Abschalten des Transistors Q2, während die abfallende Flanke der trapezförmigen Halbbrückenwechselrichterausgangsspannung durch das Abschalten des Transistors Ql entsteht. Am Mittenabgriff j 5 des Differenziergliedes C8, RIO liegt eine Spannung an, die sich additiv aus dem Spannungsabfall am Kondensator CIO und dem Spannungsabfall am Widerstand RIO zusammensetzt. Diese Spannung wird dem ersten Steuereingang j3 der Thyristorersatzschaltung über die Zenerdiode D7 zugeführt. Die Fehlersignalüberwachungseinheit und deren Zusammenwirken mit der Thyristorersatzschaltung A und dem Feldeffekttransistor Tl ist ausführlich in der Offenlegungsschrift EP 0 753 987 beschrieben.
Weiterhin besitzt die in der Figur abgebildete Schaltungsanordnung eine erste Vorrichtung VI und eine zweite Vorrichtung V2 zur Aktivierung der Abschaltungsvor- richtung, die mit dem ersten beziehungsweise mit dem zweiten Steuereingang der Thyristorersatzschaltung A verbunden sind. Die erste Vorrichtung VI besteht aus der Serienschaltung einer Zenerdiode D4 mit einer Diode D5, wobei die Anode der Diode D5 mit dem Mittenabgriff M2 zwischen den Koppelkondensatoren C2, C3 und mit einem Anschluß der Elektroden wendel El der Entladungslampe LP verbunden ist und die Kathode der Diode D5 an die Kathode der Zenerdiode D4 angeschlossen ist. Die Anode der Zenerdiode D4 ist über die Widerstände RIO, Rl 1, die gleichsinnig zur Diode D5 gepolte Diode D6 und über eine weitere Zenerdiode D7, die gleichsinnig zur Zenerdiode D4 angeordnet ist, mit dem ersten Steuereingang am Basisanschluß des Transistors Q4 der Thyristorersatzschaltung A verbunden. Die zweite Vorrichtung V2 besteht aus der Reihenschaltung einer Diode D8 mit einem Wider- stand R12. Die Kathode der Diode D8 ist mit dem Mittenabgriff M2 und mit demselben Anschluß der Elektroden wendel El der Entladungslampe LP wie die Anode der Diode D5 verbunden. Die Anode der Diode D8 ist mit dem Widerstand R12 verbunden, der seinerseits an den zweiten Steuereingang am Basisanschluß des Transistors Q3 der Thyristorersatzschaltung A angeschlossen ist. Die Thyristorersatzschaltung A enthält neben den Transistoren Q3, Q4 als weitere Bauteile die Kondensatoren C6, C7 und die Widerstände R13, R14, R15, R16. Die Funktionsweise einer aus zwei Transistoren aufgebauten Thyristorersatzschaltung ist beispielsweise auf den Seiten 395 bis 396 im Buch „Bauelemente der Elektronik und ihre Grundschaltungen" von H. Höger, F. Kahler, G. Weigt aus der Reihe „Einführung in die Elektronik" Bd. 1 , Verlag H. Stam GmbH, 7. Auflage beschrieben.
Nachstehend wird die Funktionsweise der oben beschriebenen Schaltungsanordnung für den Fall des Normalbetriebes, das heißt bei einwandfrei arbeitender Entladungslampe, und für den Fall des anomalen Betriebszustandes, das heißt bei zündunwilli- ger Entladungslampe oder beim Auftreten des Gleichrichteffektes der Entladungslampe, näher erläutert. Eine geeignete Dimensionierung der verwendeten Bauteile ist in der Tabelle angegeben.
Normalbetrieb
Im Falle des Normalbetriebes baut sich nach dem Einschalten der Entladungslampe bzw. der Schaltungsanordnung an den Anschlüssen j l, j2 die Gleichspannungsversorgung für den Halbbruckenwechselrichter Ql, Q2 auf. Die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Tl, dessen Gate über die Widerstände R19, R6, die Elektrodenwendel El und den Widerstand R5 mit dem auf ca. +400 V liegenden Anschluß j 1 verbunden ist, wird in den niederohmigen Zustand versetzt. Weiterhin lädt sich der Startkondensator C5 über den Widerstand R5, die Elektroden wendel El und den Widerstand R6 auf die Durchbruchsspannung des Diacs DC auf, der dann Triggerimpulse für die Basis des Bipolartransistors Q2 erzeugt und dadurch das Anschwingen des Halbbrückenwechselrichters Ql, Q2 veranlaßt. Nach dem Durchschalten des Transi- stors Q2 wird der Startkondensator C5 über den Widerstand R9 und die Diode D3 so weit entladen, daß der Diac DC keine weiteren Triggerimpulse generiert. An den beiden Koppelkondensatoren C2, C3 liegt jeweils die halbe Eingangsspannung des Halbbrückenwechselrichters Ql, Q2 an, so daß sich sich der Mittenabgriff M2 zwi- sehen den Koppelkondensatoren C2, C3 auf einem elektrischen Potential von ca. +200 V befindet. Die beiden Halbbrückenwechselrichtertransistoren Ql, Q2 schalten alternierend, so daß der Mittenabgriff Ml zwischen den Transistoren Ql, Q2 abwechselnd mit dem Pluspol j l (+400 V) und dem Minuspol j2 (Massepotential) der Gleichspannungsversorgung des Halbbrückenwechselrichters verbunden ist. Dadurch fließt in dem Lastkreis zwischen den Mittenabgriffen Ml und M2 ein mittelfrequen- ter Wechselstrom, dessen Frequenz mit der Schaltfrequenz des Halbbrückenwechselrichters übereinstimmt. Während der Schaltpausen, in denen beide Transistoren Ql , Q2 sperren, wird der Lastkreisstrom mittels der Resonanzinduktivität Ll aufrechterhalten und fließt über eine der beiden Freilaufdioden Dl, D2. Üblicherweise werden die Elektrodenwendeln El, E2 der Leuchtstofflampe LP vor dem Zünden der Lampe mittels einer Heizvorrichtung (nicht abgebildet) mit einem Heizstrom beaufschlagt und auf diese Weise vorgeheizt. Zum Zünden der Gasentladung in der Entladungslampe LP wird an dem Resonanzkondensator C4 die dafür erforderlich Zündspannung mittels der Methode der Resonanzüberhöhung bereitgestellt. Das heißt, die Schaltfrequenz des Halbbrückenwechselrichters wird der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises Ll, C4 angenähert. Nach erfolgter Lampenzündung wird der Resonanzkreis Ll, C4 durch die dann leitfähige Entladungsstrecke der Entladungslampe LP gedämpft. Die Transistoren Q3, Q4 der Thyristorersatzschaltung A befinden sich während des Normalbetriebes im gesperrten Zustand und die Abschaltungs- Vorrichtung ist deaktiviert.
Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters bei zündunwilliger Entladungslampe
(Anomaler Betriebszustand)
Bei fehlender Entladungslampe LP kann der Halbbruckenwechselrichter Ql, Q2 nicht Anschwingen, da die Verbindung des Startkondensators C5 zum Spannungs- Versorgungsanschluß j 1 über die Anschlüsse für die Elektroden wendel El geführt ist. Eine zündunwillige Entladungslampe LP oder eine defekte Entladungslampe LP, die beispielsweise eine alterungsbedingt erhöhte Betriebsspannung besitzt, verursacht einen erhöhten Spannungsabfall am Kondensator CIO. Die positiven Spannungsspit- zen des vom Differenzierglied C8, RIO erzeugten Synchronisationssignals addieren sich am Abgriff j5 zur Spannung des Kondensators CIO. Dadurch wird die Schwellenspannung der Zenerdiode D7 überschritten und die Transistoren Q3, Q4 der Thyristorersatzschaltung A werden über den ersten Steuereingang j3 in den leitfähigen Zustand geschaltet. Nun ist das Gate des Feldeffekttransistors Tl über die Diode D9 und die leitfähige Kollektor-Emitter-Strecke des Bipolartransistors Q4 mit dem Massepotential verbunden. Dem Gate des Feldeffekttransistors Tl wird daher das An- steuerungssignal entzogen und die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistors Tl geht in den hochohmigen oder gesperrten Zustand über. Dadurch wird der Halbbrük- kenwechselrichter Ql, Q2 stillgelegt und kann erst durch erneutes Einschalten oder durch Austausch der Entladungslampe LP wieder gestartet werden, da die Thyristorersatzschaltung A nur durch Unterbrechung der Spannungsversorgung wieder in den gesperrten Zustand des Normalbetriebes zurückgesetzt wird. Diese Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters erfolgt synchron zur Sperrphase des Transistors Q2. Nach dem Abschalten des Halbbrückenwechselrichters entlädt sich der Kondensator CIO über seinen Parallel widerstand R18.
Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters beim Auftreten des Gleichrichteffektes der Entladungslampe (Anomaler Betriebszustand)
Beim Auftreten des Gleichrichteffektes in der Entladungslampe LP wird die Abschaltungsvorrichtung Tl, A des Halbbrückenwechselrichters Ql, Q2 entweder mit- tels der ersten VI oder mittels der zweiten Vorrichtung V2 aktiviert. Wie bereits weiter oben erwähnt, führt der Gleichrichteffekt dazu, daß die Entladungslampe LP auf den mittelfrequenten Lastkreisstrom, der zwischen den Mittenabgriffen M 1 und M2 fließt, eine gleichrichtende Wirkung ausübt. Je nachdem, welche Stromrichtung durch den Gleichrichteffekt der Entladungslampe LP bevorzugt wird, erhöht oder erniedrigt sich der Spannungsabfall am Koppelkondensator C3 und das elektrische Potential am Mittenabgriff M2. Der Gleichrichteffekt der Entladungslampe LP verursacht eine Abweichung des Spannungsabfalls am Koppelkondensator C3 von seinem Normalwert, der ungefähr +200 V beträgt. Falls die Abweichung des Spannungsab- falls am Koppelkondensator C3 von seinem Normalwert auf nahezu 100% angewachsen ist, so wird die Abschal tungs Vorrichtung Tl, A durch die erste VI oder die zweite Vorrichtung V2 aktiviert.
Beträgt der Spannungsabfall am Koppelkondensator C3 ungefähr +400 V, das entspricht der vollen Eingangsspannung des Halbbrückenwechselrichters, so wird die Schwellenspannung der Zenerdiode D4 der ersten Vorrichtung VI erreicht und der Kondensator C10 so weit aufgeladen, daß der Spannungsabfall am Kondensator C10 und das am Abgriff j5 dazu addierte Synchronisationssignal des Differenziergliedes C8, RIO die Schwellenspannung der Zenerdiode D7 erreichen und die Transistoren Q3, Q4 der Thyristorersatzschaltung A werden über den ersten Steuereingang j3 in den leitenden Zustand gekippt. Dadurch wird die Drain-Source-Strecke des Feldeffekttransistor Tl gesperrt und der Halbbruckenwechselrichter Ql, Q2 synchron zur Sperrphase des Transistors Q2 stillgelegt.
Ist der Spannungsabfall am Koppelkondensator C3 sehr gering und liegt der Mittenabgriff M2 deshalb nahezu auf Massepotential, so wird zunächst der pnp-Transistor Q3 der Thyristorersatzschaltung A über den zweiten Steuereingang j4, der durch die Serienschaltung D8, R12 der zweiten Vorrichtung V2 mit dem Mittenabgriff M2 verbunden ist, durchgesteuert und anschließend auch der npn-Transistor Q4 in den leitfähigen Zustand gekippt. Wieder wird dadurch dem Feldeffekttransistor Tl das Gate-Ansteuerungssignal entzogen, so daß dessen Drain-Source-Strecke in den ge- sperrten Zustand übergeht und der Halbbruckenwechselrichter Ql, Q2 stillgelegt wird. Erst durch eine Stromunterbrechung, wie sie beispielsweise durch Auswechseln der Entladungslampe LP oder durch erneutes Einschalten hervorgerufen wird, wird die Thyristorersatzschaltung A in den sperrenden Zustand zurückgesetzt und die Abschaltungsvorrichtung deaktiviert. In Figur 2 ist ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung abgebildet. Dieses zweite Ausführungsbeispiel unterscheidet sich vom oben näher erläuterten ersten Ausführungsbeispiel nur durch die zusätzlichen Bauteile R21 , D13 und D14. In den übrigen Komponenten stimmt das zweite Ausführungsbeispiel mit dem ersten Ausführungsbeispiel überein. Aus diesem Grund wurden in den Figuren 1 und 2 für identische Bauteile auch identische Bezugszeichen gewählt. Der Emitter des Transistors Q3 ist über den Widerstand R21 mit dem Spannungsversorgungsanschluß j l verbunden. Mit Hilfe dieses Widerstandes R21 wird, im Falle eines anomalen Betriebszustandes, ein zusätzlicher Haltestrom für die Thyristorersatzschaltung A be- reitgestellt. Der Widerstand R21 ist so dimensioniert, daß die Thyristorersatzschaltung A ungefähr 50 bis 80 Prozent ihres Haltestromes über den Widerstand R21 erhält. Der restliche, zur Aufrechterhaltung des Einschaltzustandes der Thyristorersatzschaltung A erforderliche Haltestromanteil wird über den Widerstand R5, die Elektrodenwendel El der Niederdruckentladungslampe LP, den Widerstand R6 und über die in Vorwärtsrichtung gepolte Diode D14 bereitgestellt. Durch den zusätzlichen, über den Widerstand R21 fließenden Haltestrom ist selbst für den Fall, daß sich das Potential am Knotenpunkt M2 - bedingt durch das Auftreten des Gleichrichteffektes - nahezu auf Massepotential befindet, ein dauerhaftes Einschalten der Thyristorersatzschaltung A gewährleistet. Die Diode D14 dient zur Entkopplung des Diacs DC von der Thyristorersatzschaltung A. Die Anode der Diode D14 ist mit einem zwischen dem Diac DC und dem Widerstand R6 angeordneten Knotenpunkt verbunden, während die Kathode der Diode D14 an den Emitter des Transistors Q3 angeschlossen ist. Die zusätzliche Zenerdiode D13 schützt die Thyristorersatzschaltung A vor Überspannungen. Zu diesem Zweck ist die Anode der Zenerdiode D13 mit dem Spannungsversorgungsanschluß j2 und ihre Kathode mit dem Emitter des Transistors Q3 verbunden. Die Funktionsweise dieser Schaltungsanordnung stimmt mit der des ersten Ausführungsbeispiels überein. Beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes wird durch Auswechseln der Lampe LP die Thyristorersatzschaltung A in den sperrenden Zustand zurückversetzt, da die Gleichstromverbindung zum Wider- stand R6 bei der Elektroden wendel El durch Herausnehmen der Lampe LP unterbro- chen wird und der noch verbleibende, über den Widerstand R21 fließende Haltestrom nicht ausreicht, um die Thyristorersatzschaltung A im eingeschalteten Zustand zu belassen.
Die Erfindung beschränkt sich nicht auf die oben näher erläuterten Ausführungsbei- spiele. Beispielsweise ist die Erfindung auch auf Halbbruckenwechselrichter anwendbar, die nur einen Koppelkondensator besitzen. Ferner kann die Erfindung nicht nur bei selbstschwingenden Halbbrückenwechselrichtern sondern auch bei fremdgesteuerten Halbbrückenwechselrichtern verwendet werden. Außerdem können der obere und der untere Grenzwert des Spannungsabfalls an dem Koppelkondensator C3, bei denen die Abschaltungsvorrichtung aktiviert wird, durch geeignete Dimensionierung der Bauteile auf andere Werte eingestellt werden.
Tabelle: Dimensionierung der in den Figuren abgebildeten Bauteile gemäß der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Rl 0,68 Ω
R2 0,56 Ω
R3, R4, RIO 47 Ω
R5, R6 560 kΩ
R7,R8 10 Ω
R9, R12 22 kΩ
Rll 2,2 kΩ
R13, R14.R15, R16 10 kΩ
R17 470 kΩ
R18,R20 1MΩ
R19 330 kΩ
R21 5,6 MΩ
Cl 3,3 nF
C2, C3 200 nF
C4 6,8 nF
C5 100 nF
C6, C7, C9 560 pF
C8 33 pF
CIO 1 μF
D1,D2,D3,D5,D8 1N4946
D4 Zenerdiode, 370 V
D6, D9 LL4148
D7 Zenerdiode, 27 V
D10,D11 1N4148
D12 Zenerdiode, 12 V
DC 1N413M
Q1,Q2 BUF644 Tabelle: Dimensionierung der in den Figuren abgebildeten Bauteile gemäß der bevorzugten Ausführungsbeispiele (Fortsetzung)
Q3 BC857A
Q4 BC847A
Tl MTD3055V
Ll 2,2 mH
LP Leuchtstofflampe, 32 W
N1. N2. N3 Ringkern R 8/4/3,8

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betrieb mindestens einer Entladungslampe, wobei die Schaltungsanordnung folgende Merkmale aufweist:
- einen Halbbruckenwechselrichter (Ql , Q2) mit einem nachgeschalteten Lastkreis (N1, L1, C4), - mindestens einen Koppelkondensator (C3), der mit dem Lastkreis (Nl ,
Ll, C4) und mit dem Halbbruckenwechselrichter (Ql , Q2) verbunden ist,
- eine Abschaltungsvorrichtung (Tl, A) zur Abschaltung des Halbbrückenwechselrichters (Ql, Q2) beim Auftreten eines anomalen Betriebszustandes, - der Lastkreis (Nl, Ll, C4) Anschlüsse für mindestens eine Entladungslampe (LP) aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung Mittel (VI, V2) zur Überwachung des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator (C3) und zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung (Tl, A) in Ab- hängigkeit von dem an dem mindestens einen Koppelkondensator (C3) de- tektierten Spannungsabfall aufweist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel eine erste Vorrichtung (VI) zur Aktivierung der Abschaltungs Vorrichtung (Tl, A) beim Erreichen eines vorbestimmten oberen Grenzwertes des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator (C3) und eine zweite Vorrichtung (V2) zur Aktivierung der Abschaltungsvorrichtung (Tl, A) beim Erreichen eines vorbestimmten unteren Grenzwertes des Spannungsabfalls an dem mindestens einen Koppelkondensator (C3) aufweisen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung zwei Koppelkondensatoren (C2, C3) mit einem Mittenabgriff (M2) zwischen den Koppelkondensatoren (C2, C3) besitzt, wobei der Lastkreis (Nl, Ll, C4) mit dem Mittenabgriff (M2) zwischen den Koppelkondensatoren (C2, C3) verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß
- die Abschaltungsvorrichtung (Tl , A) wenigstens einen Steuereingang (j3) besitzt,
- die erste (VI) und/oder zweite Vorrichtung (V2) zumindest ein elektrisches Bauteil (D4) mit einer nichtlinearen Strom-Spannungs-Kennlinie aufweisen, das mit dem wenigstens einen Koppelkondensator (C3) und mit dem wenigstens einen Steuereingang (j3) der Abschal tungs Vorrichtung (T1, A) verbunden ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der obere Grenzwert größer oder gleich 75 Prozent der Eingangs- oder Versorgungsspannung des Halbbrücken Wechselrichters (Ql, Q2) beträgt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der un- tere Grenzwert kleiner oder gleich 25 Prozent der Eingangs- oder Versorgungsspannung des Halbbrücken Wechselrichters (Ql, Q2) beträgt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschaltungsvorrichtung (Tl, A) wenigstens zwei Steuer- oder Regelungseingänge (j3, j4) besitzt, wobei die erste Vorrichtung (VI) zur Ansteuerung des ersten Steuereingangs (j3) und die zweite Vorrichtung (V2) zur Ansteuerung des zweiten Steuereingangs (j4) dient.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das zumindest eine elektrische Bauteil (D4) mit nichtlinearer Strom-Spannungs- Kennlinie ein Bauteil aus der Gruppe Diode, Zenerdiode, Suppressordiode und Varistor ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß dem zumindest einen elektrischen Bauteil (D4) mit nichtlinearer Strom- Spannungs-Kennlinie mindestens eine Diode (D5) in Serie geschaltet ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Ab- Schaltungsvorrichtung (Tl, A) eine bistabile Schalteinrichtung (A) aufweist.
1 1. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 7 und 9, dadurch gekennzeichnet, daß
- die erste Vorrichtung (VI) aus einem elektrischen Bauteil (D4) mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie und einer in Serie dazu geschalteten Diode (D5) besteht, wobei die Anode der Diode (D5) mit einem Anschluß für die mindestens eine Entladungslampe (LP) und mit dem wenigstens eine Koppelkondensator (C3) verbunden ist und die Kathode der Diode (D5) mit dem elektrischen Bauteil (D4) mit nichtlinearer Strom- Spannungs-Kennlinie verbunden ist, - das elektrische Bauteil (D4) mit nichtlinearer Strom-Spannungs-Kennlinie der ersten Vorrichtung (VI) mit dem ersten Steuereingang (j3) der Abschaltungsvorrichtung (Tl, A) verbunden ist,
- die zweite Vorrichtung (V2) aus einer Serienschaltung wenigstens einer Diode (D8) mit wenigstens einem Widerstand (R12) besteht, wobei diese Serienschaltung mit dem wenigstens einen Koppelkondensator (C3), einem Anschluß für die mindestens eine Entladungslampe (LP) und mit dem zweiten Steuereingang (j4) der Abschaltungsvorrichtung (Tl, A) verbunden ist.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß ein Steuereingang (j3) der Abschaltungsvorrichtung (Tl, A) wechselstrommäßig parallel zu der mindestens einen Entladungslampe (LP) geschaltet ist und den Spannungsabfall über den Anschlüssen für die mindestens eine Entladungslampe (LP) überwacht.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Schalteinrichtung (A) eine Thyristor-Ersatzschaltung (Q3, Q4) ist.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die bistabile Schalteinrichtung (A) mindestens einen Anschluß zur Versorgung der bistabilen Schalteinrichtung (A) mit einem Haltestrom aufweist, wobei der mindestens eine Anschluß durch mindestens zwei Strompfade (R21 ; R5, El, R6, D14) mit einem Spannungsversorgungsanschluß (j l) verbunden ist, und wobei wenigstens einer dieser Strompfade (R5, El, R6, D14) über eine Elektrode (El) der mindestens einen Entladungslampe (LP) geführt ist.
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