WO1998053549A1 - Redresseur monophase - Google Patents

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WO1998053549A1
WO1998053549A1 PCT/JP1998/002221 JP9802221W WO9853549A1 WO 1998053549 A1 WO1998053549 A1 WO 1998053549A1 JP 9802221 W JP9802221 W JP 9802221W WO 9853549 A1 WO9853549 A1 WO 9853549A1
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pair
phase
switch
midpoint
diodes
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PCT/JP1998/002221
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Inventor
Kenichi Sakakibara
Original Assignee
Daikin Industries, Ltd.
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Publication date
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Priority to DE69818463T priority patent/DE69818463T2/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a single-phase rectifier, and more particularly, to a single-phase rectifier, which has a basic configuration for connecting a full-wave rectifier circuit to a single-phase AC power supply via a reactor.
  • the present invention relates to a phase rectifier.
  • the circuit of FIG. 20 differs from the circuit of FIG. 15 in that a pair of electrolytic capacitors connected in series is used instead of a pair of electrolytic capacitors connected in series.
  • the capacity of a pair of series capacitors to obtain a DC neutral point potential is set small, By pulsating the neutral point potential, the current conduction angle is expanded.
  • the voltage doubler rectifier circuit shown in Fig. 15 charges the pair of series capacitors connected in series to the DC section alternately by the power supply half-wave, as shown in Figs. 16 and 17 Operating in two modes (see mode 1 and mode 3), it is possible to obtain a potential approximately twice as high as the power supply peak value (see Fig. 18 showing the voltage waveform of each part and the current waveform). See Figure 19).
  • the capacitance of a pair of series capacitors connected to the DC section is set small so that the corresponding series capacitors are discharged during the half cycle of the power supply. And the corresponding series capacitor is completely discharged in a half cycle of the power supply, so that the DC voltage is less than the peak value of the power supply and the operation mode of full-wave rectification (Fig. 22, Fig. 25, Fig. 26) m 0 de 2 and mode 4 in FIGS. 24, 25 and 26).
  • the series capacitor starts to be charged from the time when the power supply voltage is 0, the conduction angle of the current is enlarged and the power factor is improved.
  • the voltage fluctuation range of the series capacitor is 0 to 10 Vdc1.
  • An AC capacitor is suitable for the series capacitor used here due to the restriction of ripple current, but as shown in Fig. 25, the voltage of Vdc1Z2 There is an inconvenience that the utilization rate deteriorates.
  • the “harmonic reduction method for single-phase diode rectifier circuit” uses a small capacitance of two series capacitors that obtains a DC neutral point potential, and charges and discharges with an AC power supply. By pulsating the neutral point voltage, the current conduction angle is increased.
  • the “single-phase diode rectifier with low harmonic current” is an improvement example from the triple voltage rectifier.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and has as its object to provide a single-phase rectifier capable of achieving overall size reduction and cost reduction.
  • the single-phase rectifier according to claim 1 has a full-wave rectifier circuit connected to a single-phase AC power supply via a reactor, and a single-phase rectifier connected between output terminals of the full-wave rectifier circuit.
  • a pair of smoothing capacitors are connected in series with each other, and a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of smoothing capacitors.
  • the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors are connected to each other via an AC switch that is operated in a cutoff state at light load, and one input of the full-wave rectifier circuit is connected.
  • An AC capacitor is connected between the terminal and the center of the pair of smoothing capacitors.
  • the single-phase rectifier of claim 6 connects a single-phase AC power supply via a reactor with a parallel connection circuit of a half-wave rectifier circuit and a pair of boosting capacitors connected in series to each other.
  • a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of a pair of boost capacitors, and the midpoint of this pair of diodes and the midpoint of the pair of boost capacitors are lightly loaded.
  • the half-wave rectifier circuit is connected to each other via an AC switch that is operated in a cutoff state, and an AC capacitor is connected between the input terminal of the half-wave rectifier circuit and the midpoint of the pair of boosting capacitors. .
  • the single-phase rectifier according to claim 9 is an AC switch in which a point arc is controlled by phase control between a midpoint of the pair of boost capacitors and a midpoint of the pair of diodes ⁇ . It connects a series connection circuit of a switch and an inductor. 10.
  • the single-phase rectifier according to claim 10, wherein the point and angle are controlled by phase control between a midpoint of the pair of boosting capacitors and a midpoint of the pair of diodes. Switches are connected.
  • a full-wave rectifier circuit is connected to a single-phase AC power supply via a reactor, and a pair of output terminals of the full-wave rectifier circuit is connected.
  • a series circuit of a smoothing capacitor is connected.
  • a series connection circuit of a pair of diodes is connected in parallel with the series connection circuit of a pair of smoothing capacitors. The midpoint of the series connection circuit of this pair of diodes
  • An AC capacitor is connected between the input terminal and one input terminal of the full-wave rectifier circuit, and a switch for selectively performing the full-wave rectification operation and the voltage doubler rectification operation is provided.
  • the single-phase rectifier according to claim 12 connects a parallel connection circuit of a half-wave rectifier circuit and a pair of smoothing capacitors connected in series with each other to the single-phase AC power supply via a reactor.
  • a pair of first diodes are connected in series with a series connection circuit of a pair of smoothing capacitors, and a pair of second diodes are connected in series with a half-wave rectifier circuit.
  • An AC capacitor is connected between the midpoint of the pair of second diodes and the midpoint of the pair of first diodes, and the midpoint of the pair of second diodes and the half-pole are connected.
  • a first switch is connected between the input terminal of the wave rectifier circuit and the pair of smoothing
  • a second switch is connected between the midpoint of the capacitor and the midpoint of the pair of first diodes, and the half-wave of the series connection circuit of the single-phase AC power supply and the reactor is connected.
  • a terminal on the side not connected to the input terminal of the rectifier circuit is connected to a middle point of the pair of smoothing capacitors via a third switch interlocked with the first switch.
  • it is connected to the midpoint of the pair of second diodes via a fourth switch.
  • a full-wave rectifier circuit is connected to a single-phase AC power supply via a reactor, and one pair is connected between output terminals of the full-wave rectifier circuit.
  • a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of smoothing capacitors.
  • the midpoint of the pair of diodes and the pair of The middle point of the smoothing capacitor is connected to each other via an AC capacitor, and between the one input terminal of the full-wave rectifier circuit and the middle point of the pair of smoothing capacitors is turned off at light load. It is connected to an AC switch.
  • an AC switch whose firing angle is controlled by phase control is provided between one input terminal of the full-wave rectifier circuit and the midpoint of the pair of smoothing capacitors. They are connected to each other via a series connection circuit of a switch and an inductor.
  • the single-phase rectifier of claim 18 connects a half-wave rectifier circuit to a single-phase AC power supply via a reactor and a parallel connection circuit of a pair of boosting capacitors connected in series to each other.
  • a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with a series connection circuit of a pair of boost capacitors, and the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of boost capacitors are connected via an AC capacitor.
  • an AC switch that is operated in a cut-off state at light load between the input terminal of the half-wave rectifier circuit and the midpoint of the pair of boosting capacitors.
  • an ignition angle is controlled by phase control between an input terminal of the half-wave rectifier circuit and a middle point of the pair of boosting capacitors. It connects a series connection circuit of a switch and an inductor.
  • a single-phase AC power supply is connected to a full-wave rectifier circuit via a reactor and a pair of output terminals of the full-wave rectifier circuit is connected.
  • a series circuit of a smoothing capacitor is connected, and a series circuit of a pair of diodes is connected in parallel with the series circuit of a pair of smoothing capacitors.
  • An AC capacitor is connected between the midpoint of the series connection circuit of the pair of diodes and the midpoint of the series connection circuit of the pair of smoothing capacitors to selectively perform full-wave rectification operation and voltage doubler rectification operation.
  • a switch is provided to make this work.
  • the single-phase rectifier of claim 24 connects a single-phase AC power supply via a rear turtle to a half-wave rectifier circuit and a parallel connection circuit of a pair of smoothing capacitors connected in series with each other.
  • a pair of first diodes are connected in series with a series connection circuit of a pair of smoothing capacitors, and a pair of second diodes are connected in series with a half-wave rectifier circuit. Connecting a second switch between the midpoint of the pair of second diodes and the midpoint of the pair of first diodes, and connecting the second switch to the midpoint of the pair of second diodes.
  • a first switch is connected between the midpoint and the input terminal of the half-wave rectifier circuit, and an alternating current is supplied between the midpoint of the pair of smoothing capacitors and the midpoint of the pair of first diodes.
  • a full-wave rectifier circuit is connected to the single-phase AC power supply via a reactor, and a single-phase rectifier is connected between the output terminals of the full-wave rectifier circuit.
  • a pair of smoothing capacitors are connected in series with each other, and a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of smoothing capacitors.
  • the midpoint of the smoothing capacitor is connected to the midpoint of the pair of smoothing capacitors via an AC switch that can be operated in a cut-off state at light load.
  • the withstand voltage of all capacitors can be reduced as shown in Figs.
  • the withstand voltage of the capacitor of the conventional rectifier shown in Fig. 20 can be reduced to one-two, and the number of AC capacitors can be reduced by half compared to the conventional rectifier shown in Fig. 20.
  • the series connection circuit of capacitors can be constituted by electrolytic capacitors instead of AC capacitors, and as a result, miniaturization and cost reduction of the entire single-phase rectifier can be achieved.
  • the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors are connected to each other via an AC switch that can be turned off at light load.
  • the voltage rating of the AC switch can be reduced to half that of the conventional one.
  • an AC switch whose firing angle is controlled by phase control is controlled by controlling the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors. Since they are connected to each other via the switch, harmonics and DC voltage can be controlled, and the same operation as in claim 1 can be achieved.
  • an alternating current composed of a self-extinguishing element is used to control the conduction angle between the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors. Since they are connected to each other via the switch, it is possible to control the harmonic and the DC voltage, and to achieve the same operation as in claim 1.
  • the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors are connected to an AC switch whose firing angle is controlled by phase control. Because they are connected to each other through a series connection circuit of a switch and an inductor, it is possible to control the harmonic and DC voltage. In addition, even when the load current is large, the AC switch can be reliably shut off, and the same operation as in claim 1 can be achieved.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining the timing of the control signal of the AC switch corresponding to the power supply waveform (see A in the figure), and B in FIG. 27 corresponds to claim 1.
  • C in Fig. 27 is a control signal corresponding to claim 2
  • D in Fig. 27 is a control signal corresponding to claim 3
  • E in Fig. 27 is claim 5. The corresponding control signals are shown.
  • a single-phase AC power supply is connected via a reactor to a half-wave rectifier circuit and a parallel connection circuit of a pair of boosting capacitors connected in series with each other,
  • a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of boost capacitors, and the middle point of the pair of diodes and the middle point of the pair of boost capacitors are lightened.
  • They are connected to each other via an AC switch that is turned off when a load is applied, and an AC capacitor is connected between the input terminal of the half-wave rectifier circuit and the midpoint of the pair of boost capacitors. Therefore, the voltage doubler rectification operation can be performed by a pair of boosting capacitors.
  • the capacitance of the pair of boost capacitors is set equal to the capacitance of the boost capacitor of the conventional voltage doubler rectifier circuit to achieve harmonic reduction.
  • the current can be supplied during the current non-conduction period of the circuit, and the current conduction width can be expanded to improve the power factor.
  • the basics of voltage doubler rectification Since it is only necessary to add one AC capacitor to the circuit, the configuration can be prevented from becoming complicated, and the size and cost of the device can be reduced.
  • the leading current is The voltage rating of the AC switch can be reduced to 1Z2, which is the conventional value, so as to prevent the power factor from being reduced due to power.
  • the AC switch whose firing angle is controlled by phase control is provided between the midpoint of the pair of boost capacitors and the midpoint of the pair of diodes. Since the switch is connected, the harmonics and the DC voltage can be controlled, and the same operation as in claim 6 can be achieved.
  • an alternating current composed of a self-extinguishing element is provided between the midpoint of the pair of boosting capacitors and the midpoint of the pair of diodes to control the conduction angle. Since the switches are connected, the harmonics and the DC voltage can be controlled, and the same operation as in claim 6 can be achieved.
  • the AC switch whose firing angle is controlled by phase control is provided between the midpoint of the pair of boost capacitors and the midpoint of the pair of diodes. Since a series connection circuit of a switch and an inductor is connected, harmonics and DC voltage can be controlled, and even if the load current is large, the AC switch can be reliably connected. In addition to being able to achieve a simple blocking, the same operation as in claim 6 can be achieved.
  • a self-extinguishing element is provided between the midpoint of the pair of boost capacitors and the midpoint of the pair of diodes to control the conduction phase. Since the AC switch is connected, it is possible to control the harmonics and the DC voltage, and to achieve the same effect as in claim 6. be able to.
  • the full-wave rectifier circuit is connected to the single-phase AC power supply via a reactor, and the output terminal of the full-wave rectifier circuit is connected.
  • a series connection circuit of a pair of smoothing capacitors is connected, and a series connection circuit of a pair of diodes is connected in parallel with the series connection circuit of a pair of smoothing capacitors. Since an AC capacitor is connected between the middle point of the full-wave rectifier circuit and one input terminal of the full-wave rectifier circuit, a switch is provided to selectively perform the full-wave rectification operation and the voltage doubler rectification operation. By operating the switch, voltage doubler rectification operation or full-wave rectification operation can be selected.
  • the single-phase AC power supply is 1-00 V
  • the voltage doubler rectification operation is performed
  • the single-phase AC power supply is 200 V
  • the full-wave rectification operation is performed.
  • DC voltages equal to each other can be supplied regardless of the voltage of the single-phase AC power supply. In other words, it is possible to easily cope with single-phase AC power supplies having different voltages.
  • the harmonics can be reduced and the power factor can be improved at the same time as in the sixth aspect.
  • a single-phase AC power supply is connected via a reactor to a half-wave rectifier circuit and a parallel connection circuit of a pair of smoothing capacitors connected in series to each other. Then, a pair of first diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of smoothing capacitors, and a pair of second diodes are connected in parallel with the half-wave rectifier circuit.
  • An AC capacitor is connected between the midpoints of the pair of second diodes and the midpoint of the pair of first diodes, and an AC capacitor is connected between the midpoints of the pair of first diodes and the midpoint of the pair of second diodes.
  • a first switch is connected between the input terminal of the half-wave rectifier circuit and a second switch is provided between a midpoint of the pair of smoothing capacitors and a midpoint of the pair of first diodes. And connect the single-phase AC power supply and the reactor in series. That is, a terminal on the side not connected to the input terminal of the half-wave rectifier circuit is connected to the middle point of the pair of smoothing capacitors via a third switch that is linked to the first switch. At the same time as connecting to the midpoint of the pair of second diodes via the fourth switch, the first switch, the second switch, and the fourth switch are connected. By operating the switches, voltage doubler rectification operation or full-wave rectification operation can be selected.
  • the single-phase AC power supply is 100 V
  • the voltage doubler rectification operation is performed
  • the single-phase AC power supply is 0.0 V
  • the full-wave rectification operation is performed.
  • DC voltages equal to each other can be supplied regardless of the voltage of the phase AC power supply. In other words, it is possible to easily cope with single-phase AC power supplies having different voltages.
  • the harmonics can be reduced and the power factor can be improved at the same time as in the sixth aspect.
  • a full-wave rectifier is connected to the single-phase AC power supply via a reactor, and a single-phase rectifier is connected between output terminals of the full-wave rectifier.
  • a pair of smoothing capacitors are connected in series with each other, and a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of smoothing capacitors.
  • the middle point of the smoothing capacitor is connected to each other via an AC switch AC capacitor that can be operated in a cutoff state at light load, and one input terminal of the full-wave rectifier circuit and the pair of smoothing capacitors are connected.
  • the withstand voltage of all capacitors can be made 1Z2 of the withstand voltage of the capacitor of the conventional rectifier shown in Fig. 15 and Fig. 20.
  • the number is reduced by half compared to the conventional rectifier shown in Fig. 20 and the series connection of the capacitor is reduced. It is possible to use an electrolytic capacitor instead of an AC capacitor, and as a result, it is possible to achieve downsizing and cost reduction of the entire single-phase rectifier.
  • the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors are connected to each other via an AC switch that is operated in a cutoff state at light load. In addition to being able to prevent overvoltage of the DC section, short-circuit current to the AC switch can be prevented.
  • the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors are connected to an AC switch whose firing angle is controlled by phase control. Since they are connected to each other through the switch, it is possible to control the harmonics and the DC voltage, and to achieve the same effect as in claim 13.
  • the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of smoothing capacitors are connected to an AC switch whose firing angle is controlled by phase control.
  • the AC switch whose firing angle is controlled by phase control.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining the timing of the control signal of the AC switch corresponding to the power supply waveform (see A in the figure), and B in FIG. 27 is a control signal according to claim 1.
  • C in Fig. 27 indicates a control signal corresponding to claim 2
  • D in Fig. 27 indicates a control signal corresponding to claim 3
  • E in Fig. 27 indicates claim 5. Control signals to be performed are shown.
  • a single-phase AC power supply is connected in parallel with a half-wave rectifier circuit and a first pair of boost capacitors connected in series to each other via a reactor.
  • a pair of diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of boost capacitors, and the midpoint of the pair of diodes and the midpoint of the pair of boost capacitors are connected to each other.
  • an AC switch that is operated in a cut-off state at light load is connected between the input terminal of the half-wave rectifier circuit and the midpoint of the pair of boosting capacitors.
  • Voltage doubling rectification can be achieved with a pair of boosting capacitors.
  • the capacitance of a pair of boosting capacitors equal to the capacitance of the boosting capacitor in the conventional voltage doubler rectifier circuit, harmonic reduction is achieved.
  • the current can be supplied during the current non-conduction period of the circuit to increase the current conduction width and improve the power factor. Furthermore, since it is only necessary to add one AC capacitor to the basic circuit of voltage doubler rectification, it is possible to prevent the configuration from becoming complicated, and to achieve miniaturization and cost reduction of equipment.
  • a self-extinguishing element is provided between the midpoint of the pair of boost capacitors and the midpoint of the pair of diodes to control the conduction angle. Since the different AC switches are connected, it is possible to control the harmonics and the DC voltage, and to achieve the same effect as in claim 18.
  • an alternating current whose firing angle is controlled by phase control between a midpoint of the pair of boost capacitors and a midpoint of the pair of diodes. Since the series connection circuit of the switch and the inductor is connected, it is possible to control the harmonics and the DC voltage and to control the AC switch even when the load current is large. In addition to being able to achieve a reliable shut-off, the same operation as in claim 18 can be achieved.
  • an alternating current consisting of a self-extinguishing element is provided between the midpoint of the pair of boosting capacitors and the midpoint of the pair of diodes to control the conduction phase. Since the switch is connected, it is possible to control the harmonics and the DC voltage, and to achieve the same effect as in claim 18.
  • a full-wave rectifier circuit is connected to the single-phase AC power supply via a reactor, and one pair is connected between output terminals of the full-wave rectifier circuit.
  • a series connection circuit of a pair of diodes is connected in parallel with the series connection circuit of the capacitor for series connection, and the alternating current flows between the midpoint of the series connection circuit of the pair of diodes and the series connection circuit of a pair of smoothing capacitors.
  • a switch is connected to connect a capacitor to selectively perform full-wave rectification and voltage doubler rectification.By operating the switch, voltage doubler rectification and full-wave rectification can be achieved. Commutation operation can be selected.
  • a single-phase AC power supply is connected in parallel with a half-wave rectifier circuit via a reactor and a pair of smoothing capacitors connected in series to each other.
  • a pair of first diodes are connected in series with each other in parallel with the series connection circuit of the pair of smoothing capacitors, and a pair of second diodes are connected in parallel with the half-wave rectifier circuit.
  • a second switch is connected between the midpoint of the pair of second diodes and the midpoint of the pair of first diodes, and the second switch is connected to the midpoint of the pair of second diodes.
  • a first switch is connected between the midpoint and the input terminal of the half-wave rectifier circuit, and is connected between the midpoint of the pair of smoothing capacitors and the midpoint of the pair of first diodes.
  • An AC capacitor is connected, and the half-wave regulator of the series connection circuit of the single-phase AC power supply and the reactor is connected.
  • a terminal on the side of the circuit that is not connected to the input terminal is connected to the middle point of the pair of smoothing capacitors via a third switch interlocked with the first switch. Because it is connected to the midpoint of the pair of second diodes via four switches, the first switch and the second By operating the second switch and the fourth switch, the voltage doubler rectification operation or the full-wave rectification operation can be selected.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram showing one embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram for explaining a first operation mode (model) of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining a second operation mode (mode 2) of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining a third operation mode (mode 3) of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 5 is a view for explaining a fourth operation mode (mode 4) of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing voltage waveforms at various parts of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 7 is a diagram showing a current waveform of each part of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 8 is a diagram showing a change in DC voltage with respect to output power.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a fifth operation mode (m 0 de 5) of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining a sixth operation mode (mode 6) of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 11 is an electric circuit diagram showing an example of a configuration of a single-phase rectifier configured to suppress a voltage rise.
  • FIG. 12 is an electric circuit diagram showing another example of the configuration of the single-phase rectifier configured to suppress the voltage rise.
  • FIG. 13 is an electric circuit diagram showing still another example of the configuration of the single-phase rectifier configured to suppress the voltage rise.
  • FIG. 14 is a diagram showing the results of harmonic analysis.
  • FIG. I S ⁇ — is a diagram showing a voltage doubler rectifier circuit. , :
  • FIG. 16 is a diagram for explaining a first operation mode (model) of the voltage doubler rectifier circuit.
  • FIG. 17 is a diagram for explaining a second operation mode (mode 2) of the voltage doubler rectifier circuit.
  • FIG. 18 is a diagram showing a voltage waveform of each part of the voltage doubler rectifier circuit.
  • FIG. 19 is a diagram showing a current waveform of each part of the voltage doubler rectifier circuit.
  • FIG. 20 is a diagram showing a conventional circuit based on a voltage doubler rectifier circuit.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining a first operation mode (model) of the circuit of FIG.
  • FIG. 22 is a diagram for explaining a second operation mode (mode 2) of the circuit of FIG. 20.
  • FIG. 23 is a view for explaining a third operation mode (mode 3) of the circuit of FIG.
  • FIG. 24 is a diagram for explaining a fourth operation mode (mode 4) of the circuit of FIG.
  • FIG. 25 is a diagram showing voltage waveforms at various parts of the circuit of FIG.
  • FIG. 26 is a diagram showing current waveforms at various parts of the circuit of FIG.
  • FIG. 27 is a diagram for explaining the timing of the control signal of the AC switch corresponding to the power supply waveform.
  • FIG. 28 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 29 is a diagram illustrating an operation mode mod e 1 of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 30 is a diagram illustrating an operation mode mod 2 of the single-phase rectifier of FIG. 28.
  • FIG. 31 is a diagram for explaining the operation mode ⁇ ⁇ de 3 of the single-phase rectifier of FIG. 28.
  • FIG. 32 is a diagram for explaining an operation mode mod 4 of the single-phase rectifier of FIG. 28.
  • FIG. 33 is a diagram showing a voltage waveform of each part of the single-phase rectifier of FIG. 28.
  • FIG. 36 is a diagram for explaining the operation mode mod e 2 of the basic voltage doubler rectifier circuit of FIG.
  • Hemorrhoids 37 are diagrams illustrating the operation mode mod 4 of the basic voltage doubler rectifier circuit of FIG.
  • FIG. 38 is a diagram showing a voltage waveform of each part of the basic voltage doubler rectifier circuit of FIG.
  • FIG. 39 is a diagram showing a current waveform of each part of the basic voltage doubler rectifier circuit of FIG.
  • FIG. 40 is a diagram showing the relationship between the harmonic current effective value of each order of the basic voltage doubler rectifier circuit of FIG. 35 and the IEC standard class A (converted to 100 V).
  • FIG. 41 is a diagram showing the relationship between the harmonic current effective value of each order of the single-phase rectifier of FIG. 28 and the IEC standard class A (converted to 100 V).
  • FIG. 42 is a diagram for explaining the operation mode mod 5 of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 43 is a diagram for explaining an operation mode mod 6 of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 44 is an electric circuit diagram showing a configuration example for resolving the disadvantage that a leading current flows at a light load.
  • FIG. 45 is an electric circuit diagram showing another example of the configuration for solving the problem of the advance current flowing at light load.
  • FIG. 46 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 47 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 48 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 49 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 50 is a diagram for explaining a first operation mode (modedel) of the single-phase rectifier of FIG. 49.
  • FIG. 51 is a diagram illustrating a second operation mode (mode 2) of the single-phase rectifier of FIG. 49.
  • FIG. 52 is a diagram illustrating a third operation mode (mode 3) of the single-phase rectifier of FIG. 49.
  • FIG. 53 is a view for explaining a fourth operation mode '(mode 4) of the single-phase rectifier of FIG. 49.
  • FIG. 54 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 55 is a diagram for explaining a first operation mode (modedel) of the single-phase rectifier of FIG. 54.
  • FIG. 56 is a view for explaining a second operation mode (mode 2) of the single-phase rectifier of FIG. 54.
  • FIG. 57 is a diagram for explaining a third operation mode (: mode 3) of the single-phase rectifier of FIG. 54.
  • FIG. 58 is a view for explaining a fourth operation mode (mode 4) of the single-phase rectifier of FIG. 54.
  • FIG. 59 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 60 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 61 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 62 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 63 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 64 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 65 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 66 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 67 is a diagram for explaining the effect of the inductor connected in series with the triac.
  • FIG. 68 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION embodiments of a single-phase rectifier of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram showing an embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • a reactor 2 is connected to a single-phase AC power supply 1, and a full-wave rectifier circuit 3 is connected to a series circuit of the single-phase AC power supply 1 and the reactor 2. Then, a series connection circuit 4 of a pair of diodes and a series connection circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors are connected in parallel between output terminals of the full-wave rectifier circuit 3.
  • the midpoint of a series connection circuit 4 of a pair of diodes and the midpoint of a series connection circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors are connected to each other via an AC switch 7, and a pair of An AC capacitor 6 is connected between the midpoint of the series connection circuit 5 of electrolytic capacitors and one input terminal of the full-wave rectifier circuit 3 (in Fig. 1, the input terminal to which no reactor 2 is connected). I have.
  • the AC capacitor 6 only needs to be connected between one input terminal of the full-wave rectifier circuit 3 and the midpoint of the series connection circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors, for example, as shown in the figure.
  • FIGS. 2 to 5 are diagrams for explaining the operation modes m ⁇ de1 to mode 4 of the single-phase rectifier of FIG. 1, and by repeating these operation modes sequentially,
  • the voltage waveform of each part shown in FIG. 6 and the current waveform of each part shown in FIG. 7 are obtained.
  • the AC capacitor 6 is formed by a half-wave of the neutral point voltage Vdc2 and the power supply voltage Vs2 obtained at the midpoint of the series connection circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors. Therefore, the voltage variation range of the AC capacitor 6 is 1 V dc 3/2 to 10 V dc 3/2, and the voltage applied to the AC capacitor 6 can be an AC waveform.
  • the electrolytic capacitors of the series connection circuit 5 are connected in series to the DC section, the voltage rating is determined by the smoothing capacitor No. 1 and No. 2 shown in FIGS. 15 and 20. ,.
  • the charging current to the AC capacitor 6 is doubled, the voltage pulsation is equivalent to that of the conventional device shown in Fig. 20, and the voltage applied to each electrolytic capacitor in the series connection circuit 5 is 12 and the current is the same.
  • the energization time in each operation mode shown in FIGS. 2 to 5 is the same as the energization time in the operation mode shown in FIGS. If it is set to be twice that of each capacitor shown in the figure, it is possible to obtain an input current waveform symmetrical to the conventional device of FIG. 20 (see FIGS. 7 and 26).
  • the number of expensive AC capacitors required in the apparatus shown in FIG. 20 can be reduced to one, and two can be reduced.
  • the withstand voltage of all capacitors can be reduced to one half of the capacitors of the device shown in FIG.
  • the size of the entire single-phase rectifier can be reduced, and the cost can be reduced.
  • the reactor 2 is set to 18 mH
  • the AC capacitor 6 is set to 40 / iF
  • the input power is set to 2 kW
  • the harmonic analysis results are as shown in Fig. 14. Even if the rated voltage is reduced to half that of the conventional method, it is possible to obtain input current wave accuracy that can conform to the IEC Class A standard.
  • the single-phase rectifier circuit shown in Fig. 1 has a circuit configuration based on a voltage doubler rectifier circuit, unless the AC switch 7 is opened, the DC voltage V dc 3 will be the peak voltage of the power supply at light loads. Twice as high.
  • Fig. 8 shows the variation of DC voltage with respect to output power.
  • White circles indicate the case of voltage doubler rectification
  • white squares indicate the case of full-wave rectification
  • black circles indicate the case of the single-phase rectifier circuit shown in Fig. 1
  • black squares indicate the case where voltage rise suppression described later is performed. Are shown respectively.
  • the AC switch 7 is opened when the load is light, and as shown in Figs. 9 and 10, the accumulated charge in the AC capacitor 6 is converted into a pair of diodes in series.
  • An operation mode (mode 5, mode 6) that discharges through the connection circuit 4 occurs.
  • the midpoint of a pair of series-connected diodes 4 and the series connection of a pair of electrolytic capacitors 5 Is cut off, and only the full-wave rectification operation is performed, so that the DC voltage can be reduced to the power supply voltage peak value or less.
  • the operation modes (mode 2 and mode 4) Continue the rectification operation by.
  • the applied voltage when the AC switch 7 is open is determined by the conduction state of the full-wave rectifier diode, the applied voltage is 3 Vdc 3, and the element withstand voltage can be reduced by half.
  • the AC capacitor 6 holds the potential immediately before the opening when the AC switch 7 is opened, so that the voltage applied to the element is the maximum voltage V d-3 Therefore, it can be seen that the device withstand voltage can be reduced by half by not using the configuration in Fig. 1.
  • FIG. 11 is an electric circuit diagram showing an example of a configuration of a single-phase rectifier configured to suppress a voltage rise.
  • the difference between the single-phase rectifier shown in Fig. 11 and the single-phase rectifier shown in Fig. 1 is that the middle point of a pair of series-connected diodes 4 and the series-connected circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors And a threshold discriminating unit 8 which receives a signal indicating load power as an input and compares it with a preset threshold value, and a point connected via a triac 7 as an AC switch.
  • This is the only point provided with an ignition circuit 9 for supplying an ignition signal to the track 7 with an output signal as an input.
  • the threshold value for example, referring to the black circle in FIG. 8, it is preferable to set a threshold value corresponding to the output power of 500 W.
  • the middle point of the series connection circuit 4 of a pair of diodes and the middle point of the series connection circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors are short-circuited.
  • the above operation is performed, but if the output power becomes 500 W or less, the midpoint of the series connection circuit 4 of a pair of diodes and the midpoint of the series connection circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors Is shut off, and only full-wave rectification Therefore, the DC voltage can be reduced to the power supply voltage peak value or less. Further, since the accumulated charge of the AC capacitor 6 is discharged through the series connection circuit 4 of a pair of diodes, the voltage rating of the AC switch can be reduced to half like the AC capacitor.
  • FIG. 12 is an electric circuit diagram showing another example of the configuration of the single-phase rectifier configured to suppress the voltage rise.
  • the difference between the single-phase rectifier shown in Fig. 12 and the single-phase rectifier shown in Fig. 1 is that the middle point of the series circuit 4 of a pair of diodes and the middle point of the series connection circuit 5 of a pair of electrolytic capacitors.
  • As an AC switch and a diode bridge circuit 10 and a transistor 11 having a collector / emitter terminal connected in parallel with a diode bridge circuit 10.
  • a power supply width control unit 12 that controls the power supply width by inputting a signal indicating the load power, and a transistor 1 that receives an output signal from the power supply width control unit 12 as an input 1 in that a drive circuit 13 for supplying a drive signal is provided.
  • FIG. 13 is an electric circuit diagram showing still another example of the configuration of the single-phase rectifier configured to suppress the voltage rise.
  • the difference between the single-phase rectifier of Fig. 13 and the single-phase rectifier of Fig. 1 is that a series connection of a pair of diodes 4 and a pair of diodes are connected between the output terminals of the full-wave rectifier 3.
  • a series connection circuit 15 is connected in parallel with each other, and an AC capacitor 6 and a triac 14 are connected between one input terminal of the full-wave rectifier circuit 3 and the midpoint of the series connection circuit 5 of a pair of smoothing capacitors.
  • Two series-connected circuits are connected in parallel with each other, and one AC capacitor 6 and one triac 1 WO 98/53549 _ 2g ⁇ PCT / JP98 / 02221
  • the middle point of 4 and the series connection circuit of a pair of diodes are connected.
  • the middle point of the other AC capacitor 6 and the triac 14 are connected in series with the middle point of a diode 14 and the pair of diodes 15 Only the point connecting the middle point of
  • the combined capacitance of both AC capacitors 6 can be changed by controlling both triacs 14.
  • the DC voltage can be controlled over a wide power range.
  • three or more series-connected circuits of the triac 14 and the AC capacitor 6 can be connected in parallel to each other, and in this case, the DC voltage can be controlled over a wider power range. .
  • FIG. 28 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • a reactor 22 is connected to a single-phase AC power supply 21, and a half-wave rectifier circuit 23 and a half-wave rectifier circuit 23 are connected in series with a series connection circuit of the single-phase AC power supply 21 and the rear reactor 22.
  • a parallel connection circuit with a series connection circuit 25 of a pair of connected boosting capacitors is connected.
  • a pair of series-connected diodes 26 is connected between the output terminals of the half-wave rectifier circuit 23, and the input terminal of the half-wave rectifier circuit 23 is connected in series with the pair of diodes.
  • An AC capacitor 24 is connected between the middle point of the connection circuit 26 and the series connection circuit 25 of a pair of boost capacitors and a series connection circuit 26 of a pair of diodes.
  • An AC switch 27 is connected to the middle point.
  • FIGS. 29 to 32 are diagrams for explaining the operation modes model to mode 4 of the single-phase rectifier of FIG. 28, and by repeating these operation modes sequentially, FIG.
  • the voltage waveform of each part shown in FIG. 33 and the current waveform of each part shown in FIG. 34 are obtained.
  • mode 2 and mode 4 are modes in which each of a pair of boost capacitors forming the series connection circuit 25 is charged alternately similarly to the basic voltage doubler rectifier circuit shown in FIG. (See also Fig. 36 and Fig. 37.) Since each boost capacitor is charged by the half-wave of the single-phase AC power supply 21, a pair of boost capacitors is connected in series. In the circuit 25, a potential approximately twice as high as the power supply peak value can be obtained (see also Fig.
  • Model and mode 3 are periods corresponding to the current non-conduction period of the basic voltage doubler rectifier circuit in FIG. 35.
  • the input of the half-wave rectifier circuit 23 is Since the AC capacitor 24 is connected between the terminal and the midpoint of the series connection circuit 26 of the U pairs of diodes, the AC capacitor 24 that supplies the leading current is charged. As a result, the current conduction width is expanded, and the power factor can be improved. Further, the withstand voltage of the AC capacitor 24 can be reduced to one half of the withstand voltage of the AC capacitor shown in FIG.
  • the maximum supply current of a household 100 V system is usually 15 A, so the maximum power is 150 W, and the IEC standard is set as shown in Fig. 40.
  • the reactor will be 8 mH in the conventional basic voltage doubler rectifier circuit (one pair of booster electrolytic capacitors). The capacitances are both 30000 / iF).
  • the constant is selected in this manner, the current becomes a delayed power factor due to the setting of the inductance to be large, and the input power factor is as low as about 72%.
  • the DC voltage is 175 V, which is about 62% of the doubled voltage peak value.
  • the AC switch 27 is If not opened, the lead current will flow at light load.
  • FIG. 44 is an electric circuit diagram showing a configuration example for resolving the inconvenience that a leading current flows at a light load.
  • the difference between the single-phase rectifier shown in Fig. 44 and the single-phase rectifier shown in Fig. 28 is that the terminals of the single-phase AC power supply 21 to which the rear turtle 22 is not connected and the pair of diodes A point where a triac 27, which is a type of AC switch, is connected between the middle point of the series connection circuit 26 and a signal indicating load power such as DC voltage and input current is input and a predetermined threshold is set.
  • a threshold value judging unit 28 for judging whether the load is light or not by comparison, and a point where an output signal from the threshold value judging unit 28 is input and a firing signal is supplied to the triac 27 Only the point where the arc circuit 29 is provided.
  • the threshold value for example, it is preferable to set a threshold value corresponding to the output power of 500 W as in the case of the single-phase rectifier of FIG.
  • FIG. 45 is an electric circuit diagram showing another configuration example for solving the above-mentioned inconvenience.
  • a diode bridge circuit 30 and a diode bridge are used instead of the TRIAC 27.
  • a circuit consisting of a bridge circuit 30 and a transistor 31 connected in parallel with a collector-emitter terminal is adopted, instead of the threshold value discriminator 28 and the ignition circuit 29, a DC Drive width control unit 32 that performs power width control by inputting a signal indicating load power such as voltage and input current, and drive output to transistor 31 by inputting an output signal from power width control unit 32
  • a drive circuit for supplying signals is used.
  • the same operation as the single-phase rectifier of FIG. 44 can be achieved by controlling the conduction width of the transistor 31.
  • FIG. 46 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • This single-phase rectifier connects the half-wave rectifier circuit 23 and the series connection circuit 25 of a pair of electrolytic capacitors in parallel with each other, and connects in parallel with the series connection circuit 25 of a pair of electrolytic capacitors. Is connected to a pair of first-diode series connection circuits 3 4 and a pair of second-diode series connection circuits 35 is connected in parallel with the half-wave rectifier circuit 23, and a 1 ⁇ second diode is connected.
  • the AC capacitor 24 is connected between the midpoint of the series 3 5 and the midpoint of the pair 1 of the first diode 3 4, and the series connection circuit of the pair 2 of the second diode is connected.
  • Connect the first switch 36 between the midpoint of 35 and the input terminal of the half-wave rectifier circuit 23, and connect a series connection circuit of a pair of electrolytic capacitors 25 and a pair of first diodes.
  • the second switch 37 is connected to the middle point of the series connection circuit 34 of the switch and one terminal of the single-phase AC power supply 21 is half-wave regulated via the reactor 22. Circuit 23, and the other terminal of the single-phase AC power supply 21 to the middle point of a series connection circuit 25 of a pair of electrolytic capacitors via the third switch 38.
  • the other terminal of the phase AC power supply 21 is connected via a fourth switch 39 to the midpoint of a series connection circuit 35 of a pair of second diodes.
  • the first switch 36, the second switch 37, the third switch 38, and the fourth switch 39 are either constant or light load. As shown in Table 1, ON / OFF control is performed according to time, and whether to perform full-wave rectification or voltage doubler rectification.
  • the first switch 36 is SW1
  • the second switch 37 is SW2
  • the third switch 38 is SW3
  • the fourth switch 39 is SW4.
  • This single-phase rectifier can be configured by using a relay for the AC switch, and is suitable when control such as phase control is not performed for every half cycle of the power supply.
  • control such as phase control is not performed for every half cycle of the power supply.
  • the full-wave rectification operation is performed.
  • the voltage doubler rectification operation can be selectively performed, and can cope with both a steady state and a light load.
  • a full-wave rectification operation is performed on a single-phase 200 V power supply, and a double-voltage rectification operation is performed on a single-phase 100 V power supply.
  • a stable DC voltage can be supplied.
  • the first-phase rectification device can be any type. 46 Configurations other than the configuration shown in FIG. 6 can be adopted.
  • FIG. 47 is an electric g circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • the residual current of the triac 7 after the transition is a current obtained by dividing the current immediately before the transition by the impedance ratio between the electrolytic capacitor and the AC capacitor 6.
  • the residual current of the triac 7 is equal to or less than the minimum current (holding current) of the triac 7, the triac 7 can be shut off. 7 cannot be cut off, causing a problem that characteristics such as power factor and DC voltage become discontinuous due to the load current.
  • the triac 7 can be reliably shut off as follows.
  • FIG. 48 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 49 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • This single-phase rectifier differs from the single-phase rectifier of Fig. 1 only in that the AC switch 7 and the AC capacitor 6 are replaced.
  • FIGS. 50 to 53 are diagrams for explaining the operation modes mode 1 to mode 4 of the single-phase rectifier of FIG. 49, and by repeating these operation modes sequentially, FIG. A voltage waveform of each part similar to that shown in FIG. 6 and a current waveform of each part similar to that shown in FIG. 7 are obtained.
  • mode 2 and mode 4 involve the operation of opening (cutting off) the AC switch 7 during the rectifying operation.
  • the electrolytic capacitor passes through one of the pair of diodes 4. Discharge occurs in response to a decrease in the potential of the cell.
  • short-circuit current during transition to model and mode 3 can be prevented, and connection to a load with large power fluctuations is possible without increasing the element current rating.
  • the AC switch 7 When the single-phase rectifier shown in Fig. 1 is used, the AC switch 7 is opened during the rectification operation in mode 2 and mode 4 shown in Fig. 3 and Fig. 5.
  • the potential of 6 keeps the potential just before opening mode 1 and mode 3. For this reason, if the electrolytic capacitor is connected to a load that fluctuates greatly and the potential of the electrolytic capacitor in mode 2 or mode 4 drops significantly, the model and mode 3 transitions are indicated by broken lines in Fig. 2 and Fig. 4.
  • the T short circuit current may occur transiently and increase the current capacity of the AC switch ⁇ .
  • FIG. 54 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • This single-phase rectifier differs from the single-phase rectifier shown in Fig. 28 only in that the AC switch 27 and the AC capacitor 24 are replaced.
  • FIGS. 55 to 58 show the operation modes of the single-phase rectifier shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining node 4, in which these operation modes are sequentially repeated to obtain a voltage waveform of each portion similar to that shown in FIG. 33 and a voltage waveform of each portion similar to that shown in FIG. A current waveform is obtained.
  • mode 2 and mode 4 involve the operation of opening (cutting off) the AC switch 27 during the rectification operation, but the potential of the AC capacitor 24 is Discharges from the potential immediately before opening mode 1 and mode 3 through one of a pair of diodes 26 as shown by the broken line in Fig. 56 and Fig. 58 in response to the potential drop of the boost capacitor. I do.
  • short-circuit current during transition to model and mode 3 can be prevented, and connection to loads with large power fluctuations is possible without increasing the element current rating.
  • the AC switch 27 When the single-phase rectifier shown in Fig. 28 is adopted, the AC switch 27 is opened during the rectification operation in mode 2 and mode 4 shown in Figs. 30 and 32, At this time, the potential of the AC capacitor 24 maintains the potential immediately before opening mode 1 and mode 3. Therefore, if it is connected to a load with severe power fluctuation and the potential of the boosting capacitor in mode 2 and mode 4 drops significantly, the model and mode 3 shift to a broken line in Fig. 29 and Fig. 31.
  • the short-circuit current shown may occur transiently, increasing the current capacity of the AC switch 27.
  • FIG. 59 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • the difference between this single-phase rectifier and the single-phase rectifier shown in Fig. 49 is that the midpoint of a pair of series connected circuits 4 and one input terminal of the full-wave rectifier 3 are connected to an AC switch.
  • a threshold judging unit 8 that receives a signal indicating load power as an input and compares it with a preset threshold, and an output signal from the threshold judging unit 8 as an input. Only a point provided with a firing circuit 9 for supplying a firing signal to the triac 7.
  • the threshold for example, as in the embodiment of FIG. It is preferable to set a threshold value corresponding to the power of 500 W.
  • FIG. 60 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • FIG. 61 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • the difference between this single-phase rectifier and the single-phase rectifier shown in Fig. 13 is that between one input terminal of the full-wave rectifier circuit 3 and the middle point of a series connection circuit 5 of a pair of smoothing capacitors.
  • Two series-connected circuits of the triac 14 and the AC capacitor 6 are connected in parallel to each other, and the midpoint of the triac 14 and the AC capacitor 6 and the midpoint of the series connection circuit 4 of a pair of diodes are connected to each other. And connect This is only the point where the middle point of the other triac 14 and the AC capacitor 6 and the middle point of the series connection circuit 15 of a pair of diodes are connected.
  • the combined capacitance of both AC capacitors 6 can be changed by controlling both triacs 14.
  • the DC voltage can be controlled over a wide power range.
  • FIG. 62 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • the difference between this single-phase rectifier and the single-phase rectifier shown in Fig. 54 is that the midpoint of a pair of series connected circuits 26 and the input terminal of the half-wave rectifier circuit 23 are connected to an AC switch.
  • a threshold discriminator 28 that receives a signal indicating the load power as an input and compares it with a preset threshold value, and outputs an output signal from the threshold discriminator 28 as a switch. This is the only point provided with an ignition circuit 29 for supplying an ignition signal to the triac 27 as an input.
  • the threshold value for example, it is preferable to set a threshold value corresponding to the output power of 500 W as in the embodiment of FIG. 54.
  • the midpoint of the pair of series-connected diodes 26 and the input terminal of the half-wave rectifier circuit 23 are short-circuited.
  • the middle point of the series connection of the pair of diodes 26 and one input terminal of the half-wave rectifier circuit 23 are cut off. Since only the half-wave rectification operation is performed, the DC voltage can be reduced to the power supply voltage peak value or less.
  • FIG. 63 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • the difference between this single-phase rectifier and the single-phase rectifier shown in Fig. 62 is that the midpoint of a pair of series circuits 26 and the input terminal of the half-wave rectifier circuit 23 are connected by an AC switch.
  • the load power which is connected through a circuit consisting of a diode bridge circuit 30 and a transistor 31 connected in parallel with the diode bridge circuit 30 to the collector / emitter terminal.
  • a drive circuit that supplies a drive signal to the transistor 31 with an output signal from the power supply width control unit 32 as an input. This is the only point provided.
  • FIG. 64 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • This single-phase rectifier differs from the single-phase rectifier in Fig. 54 in that a series connection of a pair of diodes 26 and a series connection of a pair of diodes are connected between the output terminals of the half-wave rectification circuit 23. Circuits 35 are connected in parallel with each other, and a series of a triac 34 and an AC capacitor 24 is connected between the input terminal of the half-wave rectifier circuit 23 and the midpoint of the series connection circuit 25 of a pair of boosting capacitors.
  • both AC capacitors 24 can be changed by controlling both triacs 34.
  • DC voltage can be controlled over a wide power range.
  • FIG. 65 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • a half-wave rectifier circuit 23 and a series connection circuit 25 of a pair of electrolytic capacitors are connected in parallel with each other, and a single pair is connected in parallel with a series connection circuit 25 of a pair of electrolytic capacitors.
  • the series connection circuit 3 4 of the first diode is connected, and the series connection circuit 35 of the second diode is connected in parallel with the half-wave rectifier circuit 23, and the series connection of the pair of the second diode is connected.
  • a second switch 37 is connected between the midpoint of the circuit 35 and the series connection of the pair of first diodes 34; a series connection of the second pair of P pairs; Connect the first switch 36 between the midpoint of 35 and the input terminal of the half-wave rectifier circuit 23, and connect the midpoint of one pair of electrolytic capacitors 25 and one pair of (1) Connect an AC capacitor (24) between the diode series connection circuit (34) and the midpoint of (4), and connect one terminal of the single-phase AC power supply (21) to the half via the reactor (22). Connected to the input terminal of the rectifier circuit 23, and the other terminal of the single-phase AC power supply 21 to the middle point of the series connection circuit 25 of a pair of electrolytic capacitors via the third switch 38.
  • the other terminal of the single-phase AC power supply 21 is connected via a fourth switch 39 to the middle point of a series connection circuit 35 of a pair of second diodes.
  • the first switch 36, the second switch 37, the third switch 38, and the fourth switch 39 are used for constant or light load, and for full-wave rectification. As shown in Table 2, ON / OFF control is performed depending on whether voltage rectification or voltage doubler rectification is used.
  • the first switch 36 is SW1
  • the second switch 37 is SW2
  • the third switch 38 is SW3
  • the fourth switch 39 is SW4.
  • This single-phase rectifier can be configured by using a relay for an AC switch, and is suitable for a case where phase control is not performed in every power supply half cycle.
  • the full-wave rectification operation is performed.
  • the voltage rectification operation can be selectively performed, and can cope with both a steady state and a light load.
  • a full-wave rectification operation is performed on a single-phase 200 V power supply
  • a double-voltage rectification operation is performed on a single-phase 100 V power supply.
  • a stable DC voltage can be supplied.
  • any other than the configuration shown in Fig. 65 can be used as long as it can selectively perform full-wave rectification and voltage doubler rectification. Can be adopted.
  • FIG. 66 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • the residual current of the track 7 after the transfer is a current obtained by dividing the current immediately before the transfer by the impedance ratio between the electrolytic capacitor and the AC capacitor 6.
  • the residual current of the triac 7 is below the minimum current (holding current) of the triac 7, the triac 7 can be cut off.
  • the load current is large, the power supply half cycle During this time, the triac 7 cannot be shut off, causing a problem that characteristics such as power factor and DC voltage become discontinuous due to the load current.
  • the triac 7 can be reliably shut off as follows.
  • FIG. 68 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the single-phase rectifier of the present invention.
  • the present invention is suitable as a power supply device for an air conditioner, a lighting device, and the like.

Description

明細 単相整流装置 技術分野 この発明は単相整流装置に関し、 さ らに詳細にいえば、 単,相交流電源 に対してリ アク トルを介して全波整流回路を接続する基本構成を有する 単相整流装置に関する。 背景技術 近年における空気調和装置、 照明機器などのイ ンバ一タ化に伴い、 従来 の交流負荷と比較して高調波の発生量の大きい整流器負荷が急増してい る。 このため、 電力系統に電圧歪みが発生し、 進相コンデンサ、 トラン スのうなり、 発火などの不都合が発生し、 このよ うな不都合に対処する ために、 高調波抑制ガイ ドライン、 I E C規格が制定されている。
このよ う な状況下、 コンデンサイ ンプッ ト形整流回路の力率向上、 高 調波低減を可能にする方式と して、 第 1 5図に示す倍電圧整流回路を基 本とする第 2 0図の回路が提案されている （例えば、 「単相ダイオー ド 整流回路の高調波低減法」 電気学会半導体電力変換研資 S P C— 9 6— 3 を参照） 。
第 2 0図の回路は、 互いに直列接続されている 1対の電解コンデンサ に代えて互いに直列接続されている 1対の交流コンデンサを採用した点 において第 1 5図の回路と異なっている。 即ち、 直流中性点電位を得る 1対の直列コンデンサの容量を小さく設定し、 交流電源による充放電に よ り 中性点電位を脈動させることで、 電流導通角を拡大するよ うにして いる。
第 1 5図に示す倍電圧整流回路は、 第 1 6図、 第 1 7図に示すよ う に， 電源半波によ り直流部に直列接続された 1対の直列コンデンサを交互に 充電する 2つのモー ドによ り動作し （m o d e 1および m o d e 3 を参 照） 、 電源波高値の約 2倍の電位を得るこ とができる （各部の電圧波形 を示す第 1 8図および電流波形を示す第 1 9図を参照） 。
ここで、 第 2 0図に示すよ うに、 直流部に接続される 1対の直列コン デンサの容量を、 電源半周期の期間にて対応する直列コンデンサが放電 されるよ う に小さ く設定する と、 対応する直列コンデンサは電源半周期 で完全に放電されるため、 直流電圧は電源波高値以下となり、 全波整流 の動作モー ド （第 2 2図、 第 2 5図、 第 2 6図の m 0 d e 2および第 2 4図、 第 2 5図、 第 2 6図の m o d e 4を参照） が発生する。 また、 直 列コンデンサは、 電源電圧が 0の時点から充電し始めることから、 電流 の導通角が拡大され、 力率が改善される。
この回路は、 電源電圧の半波によ り充放電されるため、 直列コンデン サの電圧変動範囲は 0〜十 V d c 1 となる。 ここで用いられる直列コン デンサと してはリ プル電流の制約よ り、 交流コンデンサが適しているが, 第 2 5図に示すよ う に、 V d c 1 Z 2の直流が重畳するため、 電圧利用 率が悪化するという不都合がある。
換言すれば、 直列コンデンサの容量は、 倍電圧整流回路の 1ノ 1 0程 度と小さいため、 コンデンサに流れる リプル電流が大き く、 一般に直流 回路に用いられる安価な電解コンデンサの適用は困難である。 なぜなら ば、 容量と リ プル電流とは比例関係にあるからである。 そこで、 許容電 流が大きい交流用コンデンサを採用することになるが、 整流回路出力の 1 / 2の直流電圧が重畳されるので、 印加される交流電圧相当の電圧定 格が必要になり、 整流装置全体と しての大型化、 コス トアップを招いて しま う こ とになる。
また、 倍電圧整流回路の力率向上、 高調波低減を可能にする方式と し て、 4ないし 3倍電圧整流回路を基本とする方式が提案されている ( 「単相ダイオー ド整流回路の高調波低減法」 、 藤原憲一郎、 野村弘、 電気学会半導体電力変換研資 S P C— 9 6 — 3、 および 「高調波電流の 少ない単相ダイオー ド整流回路」 、 高橋勲、 堀和宇、 電学論: D , 1 1 5 卷， 1 0号， 平成 7年， p p l 2 1 5 — 1 2 2 0参照） 。 これらのう ち、 「単相ダイオー ド整流回路の高調波低減法」 は、 直流中性点電位を得る 2つの直列コンデンサの静電容量を小さく選定し、 交'流電源による充放 電によ り 中性点電圧を脈動させるこ とで、 電流導通角を拡大するもので ある。 また、 「高調波電流の少ない単相ダイオー ド整流回路」 は、 3倍 電圧整流回路からの改善事例である。
そして、 何れの方式も、 コンデンサによる充放電を多段に行う もので あるから、 部品点数の増加による機器の大型化、 コス ト増につながり、 実用上は適用が困難である。
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであ り、 全体と しての 小型化、 コス トダウンを達成するこ とができる単相整流装置を提供する こ とを目的と している。 発明の開示 請求項 1 の単相整流装置は、 単相交流電源に対してリ アク トルを介し て全波整流回路を接続していると と もに、 全波整流回路の出力端子間に 1対の平滑用コンデンサを互いに直列接続し、 この 1対の平滑用コンデ ンサの直列接続回路と並列に 1対のダイオー ドを互いに直列接続し、 こ の 1対のダイォー ドの中点と前記 1対の平滑用コンデンサの中点とを軽 負荷時に遮断状態に動作させられる交流スィ ツチを介して互いに接続し、 前記全波整流回路の一方の入力端子と前記 1対の平滑用コンデンサの中 点との間に交流コンデンサを接続しているものである。
請求項 2の単相整流装置は、 前記 1対のダイオー ドの中点と前記 1対 の平滑用コンデンサの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御される交 流スィ ッチを介して互いに接続しているものである。 ，.
請求項 3 の単相整流装置は、 前記 1対のダイォー ドの中点と前記 1対 の平滑用コンデンサの中点とを、 導通角を制御すべく 自己消弧素子から なる交流スィ ッチを介して互いに接続しているものである。
請求項 4の単相整流装置は、 前記 1対のダイォー ドの中点と前記 1 対 の平滑用コンデンサの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御される交 流スィ ッチとイ ンダクタ との直列接続回路を介して互いに接続している ものである。
請求項 5の単相整流装置は、 前記 1対のダイオー ドの中点と前記 1対 の平滑用コンデンサの中点とを、 導通位相を制御すベく 自己消弧素子か らなる交流スィ ツチを介して互いに接続しているものである。
請求項 6の単相整流装置は、 単相交流電源に対してリ アク トルを介し て半波整流回路と互いに直列接続された 1対の昇圧用コンデンサとの並 列接続回路を接続し、 この 1対の昇圧用コンデンサの直列接続回路と並 列に 1対のダイォー ドを互いに直列接続し、 この 1対のダイォー ドの中 点と前記 1 対の昇圧用コンデンサの中点とを軽負荷時に遮断状態に動作 させられる交流スィ ツチを介して互いに接続し、 前記半波整流回路の入 力端子と前記 1対の昇圧用コンデンサの中点との間に交流コンデンサを 接続しているものである。
請求項 7の単相整流装置は、 前記 1対の昇圧用コンデンサの中点と 1 対のダイオー ドの中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御される交 流スィ ツチを接続しているものである。
請求項 8の単相整流装置は、 前記 1対の昇圧用コンデンサの中点と 1 対のダイォ一 ドの中点との間に、 導通角を制御すベく 自己消弧素子から なる交流スィ ッチを接続しているものである。
請求項 9 の単相整流装置は、 前記 1対の昇圧用コンデンサの中点と 1 対のダイオー ド φ中点との間に、 位相制御によ り点孤角が制御される交 流スィ ッチとインダクタ との直列接続回路を接続しているものである。 請求項 1 0の単相整流装置は、 前記 1対の昇圧用コンデンサの中点と 1 対のダイオー ドの中点との間に、 位相制御によ り点 ·¾Ε角が制御される 交流スィ ッチを接続しているものである。
請求項 1 1 の単相整流装置は、 単相交流電源に対してリアク トルを介 して全波整流回路を接続している と と もに、 全波整流回路の出力端子間 に 1対の平滑用コンデンサの直列回路を接続し、 1対の平滑用コンデン サの直列接続回路と並列に 1対のダイォー ドの直列接続回路を接続し、 この 1対のダイォー ドの直列接続回路の中点と全波整流回路の一方の入 力端子との間に交流コンデンサを接続し、 全波整流動作と倍電圧整流動 作とを選択的に行わせるスィ ッチを設けているものである。
請求項 1 2の単相整流装置は、 単相交流電源に対してリアク トルを介 して半波整流回路と互いに直列接続された 1対の平滑用コンデンサとの 並列接続回路を接続し、 この 1対の平滑用コンデンザの直列接続回路と 並列に 1対の第 1 ダイォー ドを互いに直列接続している と と もに、 半波 整流回路と並列に 1対の第 2ダイォー ドを互いに直列接続し、 前記 1 対 の第 2ダイオー ドの中点と前記 1対の第 1 ダイオー ドの中点との間に交 流コンデンサを接続し、 前記 1対の第 2ダイオー ドの中点と前記半波整 流回路の入力端子との間に第 1スィ ツチを接続し、 前記 1対の平滑用コ ンデンサの中点と前記 1対の第 1 ダイォー ドの中点との間に第 2スィ ッ チを接続し、 前記単相交流電源と リ アク トルとの直列接続回路のう ち、 前記半波整流回路の入力端子と接続されていない側の端子を、 前記第 1 スィ ッチと連動する第 3 スィ ッチを介して前記 1対の平滑用コンデンサ の中点に接続していると と もに、 第 4 スィ ッチを介して前記 1対の第 2 ダイオー ドの中点に接続しているものである。
請求項 1 3 の単相整流装置は、 単相交流電源に对してリアク トルを介 して全波整流回路を接続していると と もに、 全波整流回路の出力端子間 に 1対の平滑用コンデンサを互いに直列接続し、 この.1対の平滑用コン デンサの直列接続回路と並列に 1対のダイォードを互いに直列接続し、 この 1対のダイォー ドの中点と前記 1対の平滑用コ ンデンサの中点と を 交流コンデンサを介して互いに接続し、 前記全波整流回路の一方の入力 端子と前記 1対の平滑用コンデンサの中点との間に軽負荷時に遮断状態 に動作させられる交流スィ ッチを接続しているものである。
請求項 1 4の単相整流装置は、 前記全波整流回路の一方の入力端子と 前記 1対の平滑用コンデンザの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御 される交流スィ ツチを介して互いに接続しているものである。
請求項 1 5の単相整流装置は、 前記全波整流回路の一方の入力端子と 前記 1対の平滑用コ ンデンサの中点とを、 導通角を制御すべく 自己消弧 素子からなる交流スィ ツチを介して互いに接続しているものである。 請求項 1 6の単相整流装置は、 前記全波整流回路の一方の入力端子と 前記 1対の平滑用コ ンデンサの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御 される交流スィ ツチとインダクタ との直列接続回路を介して互いに接続 している ものである。
請求項 1 7の単相整流装置は、 前記全波整流回路の一方の入力端子と 前記 1対の平滑用コ ンデンサの中点とを、 導通位相を制御すベく 自己消 弧素子からなる交流スィ ツチを介して互いに接続しているものである。 請求項 1 8の単相整流装置は、 単相交流電源に対してリアク トルを介 して半波整流回路と互いに直列接続された 1対の昇圧用コンデンサとの 並列接続回路を接続し、 この 1対の昇圧用コンデンサの直列接続回路と 並列に 1対のダイォー ドを互いに直列接続し、 この 1対のダイォー ドの 中点と前記 1対の昇圧用コンデンサの中点とを交流コンデンサを介して 互いに接続し、 前記半波整流回路の入力端子と前記 1対の昇圧用コンデ ンサの中点との間に軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流スィ ツチ を接続しているものである。
請求項 1 9の単相整流装置は、 前記半波整流回路の入力端子と前記 1 対の昇圧用コンデンサの中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御さ れる交流スィ ツチを接続しているものである。
請求項 2 0の単相整流装置は、 前記半波整流回路の入力端子と前記 1 対の昇圧用コンデンサの中点との間に、 導通角を制御すべく 自己消弧素 子からなる交流スィ ツチを接続しているものである。
請求項 2 1 の単相整流装置は、 前記半波整流回路の入力端子と前記 1 対の昇圧用コンデンサの中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御さ れる交流スィ ッチとインダクタとの直列接続回路を接続しているもので ある。
請求項 2 2の単相整流装置は、 前記半波整流回路の入力端子と前記 1 対の昇圧用コンデンサの中点との間に、 導通位相を制御すべく 自己消弧 素子からなる交流スィ ッチを接続しているものである。
請求項 2 3の単相整流装置は、 単相交流電源に対してリアク トルを介 して全波整流回路を接続している と と もに、 全波整流回路の出力端子間 に 1対の平滑用コンデンサの直列回路を接続し、 1対の平滑用コンデン サの直列接続回路と並列に 1対のダイォー ドの直列接続回路を接続し、 この 1対のダイオー ドの直列接続回路の中点と 1対の平滑用コンデンサ の直列接続回路の中点との間に交流コンデンサを接続し、 全波整流動作 と倍電圧整流動作とを選択的に行わせるスィ ッチを設けているものであ る。
請求項 2 4の単相整流装置は、 単相交流電源に対してリアタ トルを介 して半波整流回路と互いに直列接続された 1対の平滑用コンデンサとの 並列接続回路を接続し、 この 1対の平滑用コンデンサの直列接続回路と 並列に 1対の第 1 ダイォ一 ドを互いに直列接続している と と もに、 半波 整流回路と並列に 1対の第 2ダイォー ドを互いに直列.接続し、 前記 1 対 の第 2ダイォー ドの中点と前記 1対の第 1 ダイォー ド'の中点との間に第 2スィ ツチを接続し、 前記 1対の第 2ダイォ一 ドの中点と前記半波整流 回路の入力端子との間に第 1 スィ ツチを接続し、 前記 1対の平滑用コン デンサの中点と前記 1対の第 1 ダイォードの中点との間に交流コンデン サを接続し、 前記単相交流電源と リ アク トルとの直列接続回路のうち、 前記半波整流回路の入力端子と接続されていない側の端子を、 前記第 1 スィ ッチと連動する第 3スィ ッチを介して前記 1対の平滑用コンデンサ の中点に接続していると と もに、 第 4スィ ツチを介して前記 1対の第 2 ダイォー ドの中点に接続しているものである。
請求項 1 の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリ アク トル を介して全波整流回路を接続していると と もに、 全波整流回路の出力端 子間に 1対の平滑用コンデンサを互いに直列接続し、 この 1対の平滑用 コンデンサの直列接続回路と並列に 1対のダイォー ドを互いに直列接続 し、 この 1対のダイオー ドの中点と前記 1対の平滑用コンデンサの中点 とを軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流スィ ツチを介して互いに 接続し、 前記全波整流回路の一方の入力端子と前記 1対の平滑用コンデ ンサの中点との間に交流コンデンサを接続しているのであるから、 1対 の平滑用コンデンサの直列接続回路によ り得られる直流中性点と一方の 交流電源端子との間に交流コンデンサを接続するこ とによ り全てのコン デンサの耐圧を第 1 5図、 第 2 0図に示す従来の整流装置のコンデンサ の耐圧の 1ノ 2にするこ とができ、 しかも、 交流コンデンサの個数を第 2 0図に示す従来の整流装置と比較して半減する と と もに、 コンデンサ の直列接続回路を交流コンデンサではなく 電解コンデンサで構成するこ とができ、 これらの結果、 単相整流装置全体と しての小型化およびコス トダウンを達成することができる。 また、 前記 1対のダイオー ドの中点 と前記 1対の平滑用コ ンデンサの中点とを、 軽負荷時に遮断状態に動作 させられる交流スィ ッチを介して互いに接続しているのであるから、 直 流部の過電圧を阻止するこ とができるほか、 交流スィ ッチの電圧定格を 従来のものの 1 / 2にするこ とができる。
請求項 2の単相整流装置であれば、 前記 1対のダイォー ドの中点と前 記 1対の平滑用コンデンサの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御さ れる交流スィ ッチを介して互いに接続しているのであるから、 高調波お よび直流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 1 と同様の作用を達 成することができる。
請求項 3の単相整流装置であれば、 前記 1対のダイオードの中点と前 記 1対の平滑用コ ンデンサの中点とを、 導通角を制御すべく 自己消弧素 子からなる交流スィ ッチを介して互いに接続しているのであるから、 高 調波および直流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 1 と同様の作 用を達成するこ とができる。
請求項 4の単相整流装置であれば、 前記 1対のダイオードの中点と前 記 1対の平滑用コンデンサの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御さ れる交流スィ ッチとインダクタとの直列接続回路を介して互いに接続し ているのであるから、 高調波おょぴ直流電圧を制御することができる と と もに、 負荷電流が大きい場合であっても、 交流スィ ッチの確実な遮断 を達成することができるほか、 請求項 1 と同様の作用を達成するこ とが できる。
請求項 5の単相整流装置であれば、 前記 1対のダイォードの中点と前 記 1対の平滑用コンデンサの中点とを、 導通位相を制御すべく 自己消弧 素子からなる交流スィ ッチを介して互いに接続しているのであるから、 高調波およぴ直流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 J と同様の 作用を達成するこ とができる。
第 2 7図は電源波形 （図中 A参照） に対応する交流スィ ツチの制御信 号のタ-イ ミ ングを説明する図であり、 第 2 7図中 Bは'請求項 1 に対応す る制御信号を、 第 2 7図中 Cは請求項 2に対応する制御信号を、 第 2 7 図中 Dは請求項 3 に対応する制御信号を、 第 2 7図中 Eは請求項 5 に対 応する制御信号を、 それぞれ示している。
請求項 6 の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリ アク トル を介して半波整流回路と互いに直列接続された 1対の昇圧用コンデンサ との並列接続回路を接続し、 この 1対の昇圧用コンデンザの直列接続回 路と並列に 1対のダイォー ドを互いに直列接続し、 この 1対のダイォ一 ドの中点と前記 1対の昇圧用コンデンサの中点とを軽負荷時に遮断状態 に動作させられる交流スィ ツチを介して互いに接続し、 前記半波整流回 路の入力端子と前記 1対の昇圧用コンデンサの中点との間に交流コンデ ンサを接続しているのであるから、 1対の昇圧用コンデンサによ り倍電 圧整流動作を可能にするこ とができる。 そして、 1対の昇圧用コンデン サの静電容量を従来の倍電圧整流回路の昇圧用コンデンサの静電容量と 等しく設定して高調波低減を達成し、 しかも交流コンデンサによって、 従来の倍電圧整流回路の電流非導通期間に進み電流を供給して電流導通 幅を拡大し、 力率を改善することができる。 さらに、 倍電圧整流の基本 回路に対して 1 つの交流コンデンサを付加するだけでよいから、 構成の 複雑化を防止し、 機器の小型化、 コス トダウンを達成するこ とができ る。 また、 前記 1対の昇圧用コ ンデンサの中点と 1対のダイオー ドの中点と の間に、 軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流スィ ツチを接続して いるのであるから、 進み電流による力率低下を阻止することができるほ カ 交流スイ ツチの電圧定格を従来のものの 1 Z 2にするこ とができる。 請求項 7の単相整流装置であれば、 前記 1対の昇圧用コンデンサの中 点と 1 対のダイオー ドの中点との間に、 位相制御によ り 点弧角が制御さ れる交流スィ ツチを接続しているのであるから、 高調波および直流電圧 を制御-することができるほか、 請求項 6 と同様の作用 "を達成するこ とが できる。
請求項 8 の単相整流装置であれば、 前記 1対の昇圧用コンデンサの中 点と 1対のダイオー ドの中点との間に、 導通角を制御すべく 自己消弧素 子からなる交流スィ ッチを接続しているのであるから、 高調波および直 流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 6 と同様の作用を達成する こ とができる。
請求項 9の単相整流装置であれば、 前記 1対の昇圧用コンデンサの中 点と 1対のダイォー ドの中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御さ れる交流スィ ッチとインダクタ との直列接続回路を接続しているのであ るから、 高調波および直流電圧を制御することができる と と もに、 負荷 電流が大きい場合であっても、 交流スィ ツチの確実な遮断を達成するこ とができるほか、 請求項 6 と同様の作用を達成するこ とができる。
請求項 1 0の単相整流装置であれば、 1対の昇圧用コ ンデンサの中点 と 1対のダイォー ドの中点との間に、 導通位相を制御すべく 自己消弧素 子からなる交流スィ ッチを接続しているのであるから、 高調波および直 流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 6 と同様の作用を達成する こ とができる。
請求項 1 1 の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリ アク ト ルを介して全波整流回路を接続していると と もに、 全波整流回路の出力 端子間に 1 対の平滑用コンデンサの直列接続回路を接続し、 1対の平滑 用コ ンデンサの直列接続回路と並列に 1対のダイオー ドの直列接続回路 を接続し、 この 1対のダイォードの直列接続回路の中点と全波整流回路 の一方の入力端子との間に交流コンデンサを接続し、 全波整流動作と倍 電圧整流動作とを選択的に行わせるスィ ッチを設けているのであるから、 スィ ッチを動作させるこ とによ り、 倍電圧整流動作、 全波整流動作を選 択する-こ とができる。 したがって、 単相交流電源が 1 - 0 0 Vの場合には 倍電圧整流動作を行わせ、 単相交流電源が 2 0 0 Vの場合には全波整流 動作を行わせるこ とによ り、 単相交流電源の電圧に拘らず互いに等しい 直流電圧を供給するこ とができる。 換言すれば、 互いに異なる電圧の単 相交流電源に簡単に対応することができる。 もちろん、 倍電圧整流動作 時には、 請求項 6 と同様に、 高調波低減および力率改善を両立させるこ とができる。
請求項 1 2の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリアク ト ルを介して半波整流回路と互いに直列接続された 1対の平滑用コンデン サとの並列接続回路を接続し、 この 1対の平滑用コンデンサの直列接続 回路と並列に 1対の第 1 ダイオー ドを互いに直列接続している と と もに, 半波整流回路と並列に 1対の第 2ダイォー ドを互いに直列接続し、 前記 1 対の第 2ダイォー ドの中点と前記 1対の第 1 ダイォー ドの中点との間 に交流コンデンサを接続し、 前記 1対の第 2ダイオー ドの中点と前記半 波整流回路の入力端子との間に第 1 スィ ツチを接続し、 前記 1対の平滑 用コンデンサの中点と前記 1対の第 1 ダイォードの中点との間に第 2 ス イ ッチを接続し、 前記単相交流電源と リアク トルとの直列接続回路の う ち、 前記半波整流回路の入力端子と接続されていない側の端子を、 前記 第 1 スィ ッチと連動する第 3 スィ ッチを介して前記 1対の平滑用コンデ ンサの中点に接続している と ともに、 第 4 スィ ッチを介して前記 1対の 第 2ダイオー ドの中点に接続しているのであるから、 第 1 スィ ッチ、 第 2 スィ ッチ、 第 4 スィ ッチを動作させるこ とによ り、 倍電圧整流動作、 全波整流動作を選択するこ とができる。 したがって、 単相交流電源が 1 0 0 Vの場合には倍電圧整流動作を行わせ、 単相交流電源が . 0 0 Vの 場合には全波整流動作を行わせるこ とによ り、 単相交流電源の電圧に拘 らず互いに等しい直流電圧を供給することができる。 換言すれば、 互い に異なる電圧の単相交流電源に簡単に対応するこ とができる。 もちろん、 倍電圧整流動作時には、 請求項 6 と同様に、 高調波低減および力率改善 を両立させるこ とができる。
請求項 1 3 の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリアク ト ルを介して全波整流回路を接続していると と もに、 全波整流回路の出力 端子間に 1対の平滑用コンデンサを互いに直列接続し、 この 1対の平滑 用コンデンサの直列接続回路と並列に 1対のダイオー ドを互いに直列接 続し、 この 1対のダイオー ドの中点と前記 1対の平滑用コンデンサの中 点とを軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流スィ ツチ交流コンデン サを介して互いに接続し、 前記全波整流回路の一方の入力端子と前記 1 対の平滑用コ ンデンサの中点との間に軽負荷時に遮断状態に動作させら れる交流スィ ツチを接続しているのであるから、 1対の平滑用コンデン サの直列接続回路によ り得られる直流中性点と一方の交流電源端子との 間に交流コンデンサを接続するこ とによ り全てのコンデンサの耐圧を第 1 5図、 第 2 0図に示す従来の整流装置のコンデンサの耐圧の 1 Z 2 に するこ とができ、 しかも、 交流コ ンデンサの個数を第 2 0図に示す従来 の整流装置と比較して半減すると ともに、 コンデンザの直列接続回路を 交流コンデンサではなく電解コンデンサで構成するこ とができ、 これら の結果、 単相整流装置全体と しての小型化およびコス トダウンを達成す る こ とができる。 また、 前記 1対のダイオー ドの中点と前記 1対の平滑 用コンデンサの中点とを、 軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流ス イ ッチを介して互いに接続しているのであるから、 直流部の過電圧を阻 止するこ とができるほか、 交流スィ ツチへの短絡電流を防止するこ とが できる。
請求項 1 4の単相整流装置であれば、 前記 1対のダイオー ドの中点と 前記 1対の平滑用コンデンサの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御 される交流スィ ッチを介して互いに接続しているのであるから、 高調波 および直流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 1 3 と同様の作用 を達成するこ とができる。
請求項 1 5の単相整流装置であれば、 前記 1对のダイオー ドの中点と 前記 1対の平滑用コンデンサの中点とを、 導通角を制御すべく 自己消弧 素子からなる交流スイ ツチを介して互いに接続しているのであるから、 高調波およぴ直流電圧を制御することができるほか、 請求項 1 3 と同様 の作用を達成するこ とができる。
請求項 1 6の単相整流装置であれば、 前記 1対のダイオー ドの中点と 前記 1対の平滑用コンデンサの中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御 される交流スィ ッチとインダクタ との直列接続回路を介して互いに接続 しているのであるから、 高調波おょぴ直流電圧を制御するこ とができる と と もに、 負荷電流が大きい場合であっても、 交流スィ ッチの確実な遮 断を達成するこ とができるほか、 請求項 1 3 と同様の作用を達成するこ とができる。
請求項 1 7の単相整流装置であれば、 前記 1対のダイオー ドの中点と 前記 1対の平滑用コンデンサの中点とを、 導通位相を制御すベく 自己消 弧素子からなる交流スィ ツチを介して互いに接続しているのであるから、 高調波および直流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 1 3 と同様 の作用を達成するこ とができる。
第 2 7図は電源波形 （図中 A参照） に対応する交流スィ ッチの制御信 号のタイ ミ ングを説明する図であり、 第 2 7図中 Bは請求項 1 に対応す る制御信号を、 第 2 7図中 Cは請求項 2に対応する制御信号を、 第 2 7 図中 Dは請求項 3に対応する制御信号を、 第 2 7図中 Eは請求項 5 に対 応する制御信号を、 それぞれ示している。
請求項 1 8の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリ アク ト ルを介して半波整流回路と互いに直列接続された 1対め昇圧用コンデン サとの並列接続回路を接続し、 この 1対の昇圧用コンデンサの直列接続 回路と並列に 1 対のダイォー ドを互いに直列接続し、 この 1対のダイォ ー ドの中点と前記 1対の昇圧用コンデンサの中点とを交流コンデンサを 介して互いに接続し、 前記半波整流回路の入力端子と前記 1対の昇圧用 コンデンサの中点との間に軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流ス ィ ツチを接続しているのであるから、
1 対の昇圧用コンデンサによ り倍電圧整流動作を可能にするこ とができ る。 そして、 1対の昇圧用コンデンサの静電容量を従来の倍電圧整流回 路の昇圧用コンデンサの静電容量と等しく設定して高調波低減を達成し、 しかも交流コンデンサによって、 従来の倍電圧整流回路の電流非導通期 間に進み電流を供給して電流導通幅を拡大し、 力率を改善することがで きる。 さ らに、 倍電圧整流の基本回路に対して 1つの交流コンデンサを 付加するだけでよいから、 構成の複雑化を防止し、 機器の小型化、 コス トダウンを達成するこ とができる。 また、 前記 1対の昇圧用コンデンサ の中点と 1対のダイオー ドの中点との間に、 軽負荷時に遮断状態に動作 させられる交流スィ ツチを接続しているのであるから、 進み電流による 力率低下を阻止するこ とができるほか、 交流スィ ツチへの短絡電流を防 止するこ とができる。
請求項 1 9の単相整流装置であれば、 前記 1対の昇圧用コンデンサの 中点と 1対のダイォー ドの中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御 される交流スィ ッチを接続しているのであるから、 高調波および直流電 圧を制御するこ とができるほか、 請求項 1 8 と同様の作用を達成する こ とができる。
請求項 2 0の単相整流装置であれば、 前記 1対の昇圧用コンデンサの 中点と 1 対のダイォー ドの中点との間に、 導通角を制御すべく 自己消弧 素子か.らなる交流スィ ッチを接続しているのであるから、 高調波および 直流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 1 8 と同様の作用を達成 するこ とができる。
請求項 2 1 の単相整流装置であれば、 前記 1対の昇圧用コンデンサの 中点と 1対のダイォー ドの中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御 される交流スィ ッチとインダクタ との直列接続回路を接続しているので あるから、 高調波および直流電圧を制御することができると と もに、 負 荷電流が大きい場合であっても、 交流スィ ツチの確実な遮断を達成する こ とができるほか、 請求項 1 8 と同様の作用を達成することができる。 請求項 2 2の単相整流装置であれば、 1対の昇圧用コンデンサの中点 と 1対のダイオー ドの中点との間に、 導通位相を制御すべく 自己消弧素 子からなる交流スィ ツチを接続しているのであるから、 高調波および直 流電圧を制御するこ とができるほか、 請求項 1 8 と同様の作用を達成す るこ とができる。
請求項 2 3の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリアク ト ルを介して全波整流回路を接続していると ともに、 全波整流'回路の出力 端子間に 1対の平滑用コンデンサの直列接続回路を接続し、 1対の平滑 用コンデンサの直列接続回路と並列に 1対のダイオー ドの直列接続回路 を接続し、 この 1対のダイォードの直列接続回路の中点と 1対の平滑用 コンデンサの直列接続回路との間に交流コンデンサを接続し、 全波整流 動作と倍電圧整流動作とを選択的に行わせるスィ ツチを設けているので あるから、 スィ ッチを動作させるこ とによ り、 倍電圧整流動作、 全波整 流動作を選択するこ とができる。 したがって、 単相交流電源が 1 0 0 V の場合には倍電圧整流動作を行わせ、 単相交流電源が 2 0 0 Vの場合に は全波整流動作を行わせるこ とによ り、 単相交流電源の電圧に拘らず互 いに等しい直流電圧を供給するこ とができる。 換言すれば、 互いに異な る電圧の単相交流電源に簡単に対応するこ とができる;;' もちろん、 倍電 圧整流動作時には、 請求項 1 8 と同様に、 高調波低減および力率改善を 両立させるこ とができる。
請求項 2 4の単相整流装置であれば、 単相交流電源に対してリ アク ト ルを介して半波整流回路と互いに直列接続された 1対の平滑用コンデン サとの並列接続回路を接続し、 この 1対の平滑用コンデンサの直列接続 回路と並列に 1対の第 1 ダイォー ドを互いに直列接続している と と もに、 半波整流回路と並列に 1対の第 2ダイォー ドを互いに直列接続し、 前記 1 対の第 2ダイォー ドの中点と前記 1対の第 1 ダイォー ドの中点との間 に第 2スィ ツチを接続し、 前記 1対の第 2ダイオー ドの中点と前記半波 整流回路の入力端子との間に第 1 スィ ッチを接続し、 前記 1対の平滑用 コンデンサの中点と前記 1対の第 1 ダイォー ドの中点との間に交流コン デンサを接続し、 前記単相交流電源と リアク トルとの直列接続回路の う ち、 前記半波整流回路の入力端子と接続されていない側の端子を、 前記 第 1 スィ ッチと連動する第 3スィ ツチを介して前記 1対の平滑用コンデ ンサの中点に接続している と ともに、 第 4スィ ッチを介して前記 1対の 第 2ダイオー ドの中点に接続しているのであるから、 第 1スィ ッチ、 第 2スィ ッチ、 第 4スィ ッチとを動作させるこ とによ り、 倍電圧整流動作、 全波整流動作を選択するこ とができる。 したがって、 単相交流電源が 1 0 0 Vの場合には倍電圧整流動作を行わせ、 単相交流電源が 2 0 0 Vの 場合には全波整流動作を行わせるこ とによ り、 単相交流電源の電圧に拘 らず互いに等しい直流電圧を供給することができる。 換言すれば、 互い に異なる電圧の単相交流電源に簡単に対応するこ とができる。 もちろん、 倍電圧整流動作時には、 請求項 6 と同様に、 高調波低減および力率改善 を両立させるこ とができる。 図面の-簡単な説明 第 1 図は、 この発明の単相整流装置の一実施態様を示す電気回路図であ る。
第 2図は、 第 1 図の単相整流装置の第 1の動作モー ド （m o d e l ) を 説明する図である。
第 3図は、 第 1 図の単相整流装置の第 2の動作モー ド （m o d e 2 ) を 説明する図である。
第 4図は、 第 1 図の単相整流装置の第 3の動作モー ド （m o d e 3 ) を 説明する図である。
第 5図は、 第 1 図の単相整流装置の第 4の動作モー ド （m o d e 4 ) を 説明する図である。
第 6図は、 第 1 図の単相整流装置の各部の電圧波形を示す図である。 第 7図は、 第 1 図の単相整流装置の各部の電流波形を示す図である。 第 8図は、 出力電力に対する直流電圧の変動を示す図である。
第 9図は、 第 1 図の単相整流装置の第 5の動作モー ド （m 0 d e 5 ) を 説明する図である。 第 1 0図は、 第 1 図の単相整流装置の第 6の動作モー ド （m o d e 6 ) を説明する図である。
第 1 1 図は、 電圧上昇抑制を行う よ う にした単相整流装置の構成の一例 を示す電気回路図である。
第 1 2図は、 電圧上昇抑制を行う よ う にした単相整流装置の構成の他の 例を示す電気回路図である。
第 1 3図は、 電圧上昇抑制を行う よ うにした単相整流装置の耩成のさ ら に他の例を示す電気回路図である。
第 1 4図は、 高調波分析結果を示す図である。
第 I S-—図は、 倍電圧整流回路を示す図である。 、:
第 1 6図は、 倍電圧整流回路の第 1 の動作モー ド （m o d e l ) を説明 する図である。
第 1 7図は、 倍電圧整流回路の第 2の動作モー ド （m o d e 2 ) を説明 する図である。
第 1 8図は、 倍電圧整流回路の各部の電圧波形を示す図である。
第 1 9図は、 倍電圧整流回路の各部の電流波形を示す図である。
第 2 0図は、 倍電圧整流回路を基本とする従来の回路を示す図である。 第 2 1 図は、 第 2 0図の回路の第 1 の動作モード （m o d e l ) を説明 する図である。
第 2 2図は、 第 2 0図の回路の第 2の動作モー ド （m o d e 2 ) を説明 する図である。
第 2 3図は、 第 2 0図の回路の第 3の動作モ一 ド （m o d e 3 ) を説明 する図である。
第 2 4図は、 第 2 0図の回路の第 4の動作モード （m o d e 4 ) を説明 する図である。
第 2 5図は、 第 2 0図の回路の各部の電圧波形を示す図である。 第 2 6図は、 痔 2 0図の回路の各部の電流波形を示す図である。
第 2 7図は、 電源波形に対応する交流スィ ツチの制御信号のタイ ミ ング を説明する図である。
第 2 8図は、 この発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
第 2 9図は、 第 2 8 図の単相整流装置の動作モー ド m o d e 1 を説明す る図である。
第 3 0図は、 第 2 8図の単相整流装置の動作モー ド m o d e 2を説明す る図である。
第 3 1 図は、 第 2 8図の単相整流装置の動作モー ド ιη ό d e 3 を説明す る図である。
第 3 2図は、 第 2 8図の単相整流装置の動作モー ド m o d e 4 を説明す る図である。
第 3 3図は、 第 2 8図の単相整流装置の各部の電圧波形を示す図である 第 3 4図は、 第 2 8図の単相整流装置の各部の電流波形を示す図である c 第 3 5図は、 倍電圧整流基本回路を示す電気回路図である。
第 3 6図は、 第 3 5図の倍電圧整流基本回路の動作モー ド m o d e 2 を 説明する図である。
痔 3 7図は、 第 3 5図の倍電圧整流基本回路の動作モー ド m o d e 4 を 説明する図である。 第 3 8図は、 第 3 5図の倍電圧整流基本回路の各部の電圧波形を示す図 である。
第 3 9図は、 第 3 5図の倍電圧整流基本回路の各部の電流波形を示す図 である。
第 4 0図は、 第 3 5図の倍電圧整流基本回路の各次数の高調波電流実効 値と I E C規格ク ラス A ( 1 0 0 V換算） と の関係を示す図である。 第 4 1 図は、 第 2 8図の単相整流装置の各次数の高調波電流実効値と I E C規格ク ラス A ( 1 0 0 V換算） との関係を示す図である。
第 4 2図は、 第 2 8 図の単相整流装置の動作モー ド m o d e 5 を説明す る図である。
第 4 3図は、 第 2 8図の単相整流装置の動作モー ド m o d e 6 を説明す る図である。
第 4 4図は、 軽負荷時に進み電流が流れる という不都合を解消するため の構成例を示す電気回路図である。
第 4 5図は、 軽負荷時に進み電流が流れる という不都合を解消するため の他のニ構成例を示す電気回路図である。
第 4 6図は、 この発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
第 4 7図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 4 8図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 4 9図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 5 0図は、 第 4 9図の単相整流装置の第 1 の動作モー ド （m o d e l ) を説明する図である。
第 5 1 図は、 第 4 9図の単相整流装置の第 2の動作モー ド （m o d e 2 ) を説明する図である。
第 5 2図は、 第 4 9図の単相整流装置の第 3の動作モー ド （m o d e 3 ) を説明する図である。
第 5 3図は、 第 4 9図の単相整流装置の第 4の動作モー ド '（ m o d e 4 ) を説明する図である。 第 5 4図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 5 5図は、 第 5 4図の単相整流装置の第 1 の動作モー ド （m o d e l ) を説明する図である。
第 5 6図は、 第 5 4図の単相整流装置の第 2の動作モー ド （m o d e 2 ) を説明する図である。
第 5 7図は、 第 5 4図の単相整流装置の第 3 の動作モー ド （： m o d e 3 ) を説明する図である。
第 5 8図は、 第 5 4図の単相整流装置の第 4の動作モー ド （m o d e 4 ) を説明-する図である。
第 5 9図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 6 0図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 6 1 図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 6 2図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 6 3図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 6 4図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 6 5図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。
第 6 6図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。 第 6 7図は トライアツク と直列接続されたィンダクタの効果を説明する 図である。
第 6 8図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気回 路図である。 発明を実施するための最良の形態 以下、 添付図面を参照してこの発明の単相整流装置の実施の態様を詳 細に説明する。
第 図はこの発明の単相整流装置の一実施態様を示す電気回路図であ る。
この単相整流装置は、 単相交流電源 1 にリ アク トル 2を接続し、 単相 交流電源 1 と リ アク トル 2 との直列回路に対して全波整流回路 3を接続 している。 そして、 全波整流回路 3の出力端子間に、 1対のダイオー ド の直列接続回路 4および 1対の電解コンデンサの直列接続回路 5を互い に並列に接続している。 また、 1対のダイオードの直列接続回路 4の中 点および 1対の電解コンデンザの直列接続回路 5の中点を交流スィ ッチ 7 を介して互いに接続していると と もに、 1対の電解コンデンサの直列 接続回路 5の中点と全波整流回路 3の一方の入力端子 （図 1 においては, リ アク トル 2が接続されていない入力端子） との間に交流コンデンサ 6 を接続している。 ここで、 交流コンデンサ 6は、 全波整流回路 3の一方 の入力端子と 1対の電解コンデンザの直列接続回路 5の中点との間に接 続されていればよく、 例えば、 図示のよ う に 1対のダイオー ドの直列接 続回路 4の中点と全波整流回路 3の一方の入力端子との間に接続されて いてもよく、 また、 1対のダイオー ドの直列接続回路 4の中点と全波整 流回路 3の一方の入力端子とを直接接続し、 1対の電解コンデンサの直 列接続回路 5の中点と 1対のダイォー ドの直列接続回路 4の中点との間 に接続されていてもよい。 そして、 交流コンデンサ 6の接続位置が上記 の何れであっても、 互いに同様の作用を達成するこ とができる。 また、 前記 1対のダイォー ドの直列回路 4は、 交流スィ ツチ遮断時に交流コン デンサ 6の蓄積電荷を放電し、 交流スィ ッチ 7の印加電圧を一 V d c 3 / 2、 + V d c 3 Z 2でクランプするためのものである。
第 2図から第 5図は第 1 図の単相整流装置の動作モー ド m © d e 1 〜 m o d e 4 を説明する図であり、 これらの動作モー ドが順次反復される こ とによ り、 第 6図に示す各部の電圧波形および第 7図に示す各部の電 流波开が得られる。 ここで、 交流コンデンサ 6は、 1 ·対の電解コンデン サの直列接続回路 5の中点において得られる直流電圧 V d c 3の中性点 電圧 V d c 2 と電源電圧 V s 2の半波によ り充電されるのであるから、 交流コンデンサ 6の電圧変動範囲は一 V d c 3 / 2〜十 V d c 3 / 2 と な り、 交流コンデンサ 6の印加電圧を交流波形とするこ とができる。 さ らに、 直列接続回路 5の各電解コンデンサは直流部に互いに直列に接続 されているので、 電圧定格は第 1 5図、 第 2 0図に示す平滑用コンデン サの 1ノ 2でよレ、。
ここで、 交流コンデンサ 6への充電電流は 2倍、 電圧脈動は第 2 0図 に示す従来装置と同等であり、 直列接続回路 5の各電解コンデンサへの 印加電圧は 1 2、 電流は同じとなる。 また、 第 2図から第 5図に示す 各動作モー ドの通電時間は第 2 1 図から第 2 4図に示す動作モードの通 電時間と同じであるから、 各コンデンサの容量を第 2 0図に示す各コン デンサの倍に設定すれば、 第 2 0図の従来装置と対称な入力電流波形を 得るこ とができる （第 7図および第 2 6図参照） 。
以上の説明から明らかなよ うに、 第 2 0図の装置において 2個必要で あった高価な交流コンデンサの数を 1個に低減するこ とができ、 しかも 全てのコンデンサの耐圧を第 2 0図の装置のコンデンサの 1 / 2に低減 することができる。 この結果、 単相整流装置全体と しての小型化を達成 することができると ともに、 コス トダウンを達成することができる。 ま た、 リアク トル 2を 1 8 mH、 交流コンデンサ 6を 4 0 /i F、 入力電力 を 2 k Wに設定した場合の高調波分析結果は第 1 4図に示すとおりであ り、 素子の定格電圧を従来方式の 1 / 2にした場合であっても、 I E C クラス A規格に準拠可能な入力電流波 精度を得ることができる。
第 1図に示す単相整流回路は、 倍電圧整流回路を基本とする回路構成 であるから、 交流スィ ッチ 7を開放しなければ、 軽負荷時には、 直流電 圧 V d-c 3が電源電圧波高値の 2倍に上昇する。
第 8図に出力電力に対する直流電圧の変動を示す。 なお、 白丸は倍電 圧整流の場合を、 白四角は全波整流の場合を、 黒丸は第 1図に示す単相 整流回路による場合を、 黒四角は、 後述する電圧上昇抑制を行った場合 を、 それぞれ示している。
電圧上昇抑制を行わない場合には、 負荷が小さく なるに伴って、 直列 回路 5の各電解コンデンサの放電電流が小さく なるため直流電圧が上昇 する。 前述の動作モードについてみると、 全波整流動作 （m o d e 2、 m o d e 4 ) の通竃時間が減少することに相当する。 ここで、 直 i 電圧 が電源電圧波高値以上になると、 倍電圧整流動作 （m o d e l、 m o d e 3 ) のみで動作することになり、 さらに、 軽負荷時になると倍電圧特 性が支配的となる。
しかし、 第 1図に示す単相整流回路では、 軽負荷時に交流スィッチ 7 を開放するので、 第 9図、 第 1 0図に示すよ うに、 交流コンデンサ 6 の 蓄積電荷を 1対のダイォードの直列接続回路 4を通じて放電する動作モ — ド （m o d e 5、 m o d e 6 ) が発生する。 この結果、 1対のダイォ 一ドの直列接続回路 4の中点と 1対の電解コンデンサの直列接続回路 5 の中点とが遮断され、 全波整流動作のみを行うので、 直流電圧を電源電 圧波高値以下にするこ とができる。 また、 交流コンデンサ 6の蓄積電荷 が 1対のダイォー ドの直列接続回路 4を通じて放電されるこ とによ り、 交流コンデンサ 6の電位が零になり、 以後は、 動作モー ド （m o d e 2、 m o d e 4 ) による整流動作を継続する。 ここで、 交流スィ ッチ 7開放 時の印加電圧は全波整流回路ダイオー ドの通電状態によって決まるため、 士 V d c 3ノ 2 となり、 素子耐圧を半減できる。 すなわち、 ュ対のダイ ォー ドの直列接続回路 4がなければ、 交流スィ ツチ 7開放時に交流コン デンサ 6が開放直前の電位を保持するため、 素子への印加電圧は最大土 V d - 3になるのであるから、 図 1 の構成を採用すなこ とによって素子 耐圧を半減できるこ とが分かる。
第 1 1 図は電圧上昇抑制を行う よ う にした単相整流装置の構成の一例 を示す電気回路図である。
第 1 1 図の単相整流装置が第 1 図の単相整流装置と異なる点は、 1対 のダイォー ドの直列接続回路 4の中点と 1対の電解コンデンサの直列接 続回路 5の中点とを交流スィ ツチと しての トライアツク 7を介して接続 した点、 負荷電力を示す信号を入力と して予め設定された閾値と比較す る閾値判別部 8 と： 閾値判別部 8からの出力信号を入力と して ト §ィァ ック 7に点弧信号を供給する点弧回路 9 とを設けた点のみである。
ここで、 閾値と しては、 例えば、 第 8図の黒丸を参照すれば、 出力電 力が 5 0 0 Wに相当する閾値を設定することが好ま しい。
この場合には、 出力電力が 5 0 0 Wを越えている間は 1対のダイォー ドの直列接続回路 4の中点と 1対の電解コンデンサの直列接続回路 5 の 中点とを短絡した状態になり、 上述の動作を行うが、 出力電力が 5 0 0 W以下になれば、 1対のダイォー ドの直列接続回路 4の中点と 1対の電 解コンデンサの直列接続回路 5の中点とが遮断され、 全波整流動作のみ を行うので、 直流電圧を電源電圧波高値以下にするこ とができる。 また、 交流コンデンサ 6の蓄積電荷は 1対のダイォー ドの直列接続回路 4 を通 じて放電されるため、 交流スィ ッチの電圧定格も、 交流コンデンサなど と同様に半減するこ とができる。
第 1 2図は電圧上昇抑制を行う よ う にした単相整流装置の構成の他の 例を示す電気回路図である。
第 1 2図の単相整流装置が第 1 図の単相整流装置と異なる点は、 1 対 のダイォー ドの直列回路 4 の中点と 1対の電解コンデンサの直列接続回 路 5の中点とを交流スィ ッチと しての、 ダイオー ドプリ ッジ回路 1 0 と、 ダイォ、一ドブリ ッジ回路 1 0 と並列にコ レクタ一ェミ ッタ端子が接続さ れた トランジスタ 1 1 とからなる回路を介して接続した点、 負荷電力を 示す信号を入力と して通電幅制御を行う通電幅制御部 1 2 と、 通電幅制 御部 1 2からの出力信号を入力と して トランジスタ 1 1 に ドライブ信号 を供給する ドライブ回路 1 3 とを設けた点のみである。
この構成を採用して、 交流スィ ッチの通電位相を 5 0 ° に設定した場 合には、 第 8図中黒四角で示すよ う に直流電圧を制御するこ とができた。 また、 交流スィ ッチの電圧定格も、 交流コンデンサなどと同様に半減す るこ とができる。 ' 第 1 3図は電圧上昇抑制を行う よ うにした単相整流装置の構成のさ ら に他の例を示す電気回路図である。
第 1 3図の単相整流装置が第 1 図の単相整流装置と異なる点は、 全波 整流回路 3の出力端子間に 1対のダイオー ドの直列接続回路 4および 1 対のダイォー ドの直列接続回路 1 5を互いに並列接続し、 全波整流回路 3 の一方の入力端子と 1対の平滑用コンデンサの直列接続回路 5の中点 との間に、 交流コンデンサ 6 と トライアツク 1 4 との直列接続回路を 2 回路だけ互いに並列接続し、 一方の交流コンデンサ 6 と トライアツク 1 WO 98/53549 _ 2g ― PCT/JP98/02221
4 との中点と 1対のダイォー ドの直列接続回路 4の中点とを接続し、 他 方の交流コンデンサ 6 と トライアツク 1 4 との中点と 1対のダイオー ド の直列接続回路 1 5の中点とを接続した点のみである。
この構成を採用した場合には、 両トライアツク 1 4を制御することに よ り、 両交流コンデンサ 6の合成容量を変化させることができる。 この 結果、 広い電力範囲にわたって直流電圧を制御することができる。 もち ろん、 トライアツク 1 4 と交流コンデンサ 6 との直列接続回路を 3回路 以上互いに並列接続することも可能であり、 この場合には、 よ り広い電 力範囲にわたって直流電圧を制御することができる。
第 2 8図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実'施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置は、 単相交流電源 2 1 にリアク トル 2 2を接続し、 単相交流電源 2 1 と リアタ トル 2 2 との直列接続回路に対して半波整流 回路 2 3 と互いに直列接続された 1対の昇圧用コンデンサの直列接続回 路 2 5 との並列接続回路を接続している。 そして、 半波整流回路 2 3の 出力端子間に 1対のダイォードの直列接続回路 2 6を接続していると と もに、 半波整流回路 2 3の入力端子と 1対のダイォー ドの直列接続回路 2 6の中点との間に交流コンデンサ 2 4を接続し、 1対の昇圧用コ -ンデ ンサの直列接続回路 2 5の中点と 1対のダイォードの直列接続回路 2 6 の中点との間に交流スィッチ 2 7を接続している。
第 2 9図から第 3 2図は第 2 8図の単相整流装置の動作モ一 ド m o d e l 〜m o d e 4を説明する図であり、 これらの動作モードが順次反復 されることによ り、 第 3 3図に示す各部の電圧波形および第 3 4図に示 す各部の電流波形が得られる。 さらに説明すると、 m o d e 2、 m o d e 4は、 第 3 5図に示す倍電圧整流基本回路と同様に、 直列接続回路 2 5を構成する 1対の昇圧用コンデンザのそれぞれを交互に充電するモー ドであり （第 3 6図および第 3 7図をも参照） 、 各昇圧用コンデンサが 単相交流電源 2 1の半波によ り充電されるので、 1対の昇圧用コンデン ナの直列接続回路 2 5において、 電源波高値の約 2倍の電位を得るこ と ができる （各部の電圧波形を示す痔 3 8図および各部の電流波形を示す ¾ 3 9図をも参照） 。 また、 m o d e l、 m o d e 3は、 第 3 5図の倍 電圧整流基本回路の電流非導通期間に対応する期間であり、 第 2 8図の 単相整流回路においては、 半波整流回路 2 3の入力端子と ： U対のダイォ 一ドの直列接続回路 2 6の中点との間に交流コンデンサ 24を接続して いるので、 進み電流を供給する交流コンデンサ 2 4が充電される。 この 結果、 電流導通幅が拡大され、 力率を改善するこ とができる。 また、 交 流コンデンサ 2 4の耐圧を第 2 0図の交流コンデンサの耐圧の 1 / 2に 低減するこ とができる。
具体的には、 例えば、 家庭用 1 0 0 V系統の最大供給電流は通常 1 5 Aであるから、 最大電力を 1 5 0 0 Wと して、 第 4 0図に示すよ う に I E C規格ク ラス A ( 1 0 0 V換算） をク リ アするよ う に定数を選択する と、 従来の倍電圧整流基本回路では、 リアク トルは 8 mHとなる （ 1対 の昇圧用の電解コンデンサの静電容量は共に 3 0 0 0 /i Fとなる） 。 そ して、 このよ う に定数が選択された場合には、 インダクタンスを^大き く 設定したこ とに起因して、 電流が遅れ力率になり、 入力力率が 7 2 %程 度と低く なる。 .また、 直流電圧についても、 1 7 5 Vであり、 倍電圧波 高値の約 6 2 %と低く なる。 これに対して、 第 2 8図の単相整流装置の 直列接続回路 2 5を構成する 1対の昇圧用コンデンサの静電容量および リ ァク トノレ 2 2のインダクタンスを上述のとおり に設定する と ともに、 交流コンデンサ 2 4の静電容量を 4 0 μ Fに設定した場合には、 入力力 率が 9 0. 8 %であり、 直流電圧が 2 1 4 Vであり、 倍電圧波高値の 7 6. 4 %である。 すなわち、 より高い直流電圧を得るこ とができる と と もに、 入力力率を高めるこ とができ、 しかも、 従来の倍電圧整流基本回 路に比して 1対のダイォー ドの直列接続回路 2 6および交流コンデンサ 2 4 を 1つ追加するだけでよ く、 しかも交流コンデンサ 2 4の耐圧を小 さ く できるので、 構成の複雑化を大幅に抑制し、 大型化、 コス トア ップ を大幅に抑制するこ とができる。 もちろん、 第 4 1 図に示すよ うに、 I E C規格ク ラス A ( 1 0 0 V換算） をク リ アできる。
また、 第 2 8図に示す単相整流装置においては、 単相交 ¾ 電源 2 1 と リ ァク トル 2 2 とが交流コンデンサ 2 4を通じて短絡される構成である から、 交流スィ ッチ 2 7を開放しなければ軽負荷時には進み電流が流れ る こ とになる。
しかし、 第 2 8図に示す単相整流回路では、 軽負荷時に交流スィ ッチ 2 7 を開放するので、 第 4 2図、 第 4 3図に示すよ う に、 交流コンデン サ 2 4の蓄積電荷を 1対のダイォ一 ドの直列接続回路 2 6を通じて放電 する動作モー ド （m o d e 5、 m o d e 6 ) が発生する。 この結果、 1 対のダイォー ドの直列接続回路 2 6の中点と 1対の昇圧用コンデンサの 直列接続回路 2 5の中点とが遮断され、 半波整流動作のみを行うので、 直流電圧を電源電圧波高値以下にすることができる。 また、 交流コンデ ンサ 2 4の蓄積電荷が 1対のダイォー ドの直列接続回路 2 6 を通' tて放 電されるこ とによ り、 交流コンデンサ 2 4の電位が零になり、 以後は、 動作モー ド （m o d e 2、 m 0 d e 4 ) による整流動作を継続する。 こ こで、 交流スィ ッチ 2 7開放時の印加電圧は全波整流回路ダイオー ドの 通電状態によって決まるため、 土 V d c l / 2 となり、 素子耐圧を半減 できる。 すなわち、 1対のダイオー ドの直列接続回路 2 6がなければ、 交流スィ ッチ 2 7開放時に交流コンデンサ 2 4が開放直前の電位を保持 するため、 素子への印加電圧は最大土 V d c 1 になるのであるから、 第 2 8図の構成を採用するこ とによつて素子耐圧を半減できるこ とが分か る。
第 4 4図は、 軽負荷時に進み電流が流れるという不都合を解消するた めの構成例を示す電気回路図である。
第 4 4図の単相整流装置が第 2 8図の単相整流装置と異なる点は、 単 相交流電源 2 1 のうち、 リアタ トル 2 2が接続されていない端子と、 1 対のダイォードの直列接続回路 2 6の中点との間に、 交流スィ ッチの一 種である トライアツク 2 7を接続した点、 直流電圧、 入力 流など負荷 電力を示す信号を入力と して所定の閾値と比較することによ り軽負荷か 否かを判別する閾値判別部 2 8を設けた点、 および閾値判別部 2 8から の出力信号を入力と して トライアツク 2 7に点弧信号を供給する点弧回 路 2 9を設けた点のみである。
ここで、 閾値と しては、 例えば、 第 1 1図の単相整流装置の場合と同 様に、 出力電力が 5 0 0 Wに相当する閾値を設定するこ とが好ましい。
この場合には、 出力電力が 5 0 0 Wを越えている間は 1対のダイォー ドの直列接続回路 2 6の中点と 1対の昇圧用コンデンサの直列接続回路 2 5の中点とを短絡した状態になり、 上述の倍電圧整流動作を行うが、 出力電力が 5 0 0 W以下になれば、 1対のダイォー ドの直列接続回路 2 6の中点と 1対の—昇圧用コンデンサの直列接続回路 2 5の中点とが遮断 され、 半波整流動作のみを行うので、 直流電圧を電源電圧波高値以下に することができ..る。 また、 トライアツク 2 7の電圧定格も、 交流コンデ ンサなどと同様に半減することができる。 もちろん、 高調波電流の低減 も達成できる。
第 4 5図は前記の不都合を解消するための他の構成例を示す電気回路 図である。
第 4 5図の単相整流装置が第 4 4図の単相整流装置と異なる点は、 ト ライアック 2 7に代えて、 ダイオードブリ ッジ回路 3 0 と、 ダイオー ド ブリ ッジ回路 3 0 と並列にコ レクタ一エミ ッタ端子が接続された トラン ジスタ 3 1 とからなる回路を採用した点、 閾値判別部 2 8および点弧回 路 2 9に代えて、 直流電圧、 入力電流など負荷電力を示す信号を入力と して通電幅制御を行う通電幅制御部 3 2 と、 通電幅制御部 3 2 からの出 力信号を入力と して ト ランジスタ 3 1 に ドライブ信号を供給する ドライ ブ回路 3 3 とを採用した点のみである。
この場合には、 トランジスタ 3 1 の通電幅を制御することによ り、 第 4 4図の単相整流装置と同様の作用を達成するこ とができる。
第 4 6図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図、である。 '- この単相整流装置は、 半波整流回路 2 3 と 1対の電解コンデンサの直 列接続回路 2 5 とを互いに並列接続し、 1対の電解コ ンデンサの直列接 続回路 2 5 と並列に 1対の第 1 ダイォードの直列接続回路 3 4を接続し、 半波整流回路 2 3 と並列に 1対の第 2ダイォー ドの直列接続回路 3 5 を 接続し、 1对の第 2ダイオー ドの直列接続回路 3 5の中点と 1対の第 1 ダイォー ドの直列接続回路 3 4の中点との間に交流コンデンサ 2 4 を接 続し、 1対の第 2ダイォー ドの直列接続回路 3 5の中点と半波整流回路 2 3の入力端子と 間に第 1 スィ ツチ 3 6 を接続し、 1対の電解コンデ ンサの直列接続回路 2 5の中点と 1対の第 1 ダイォー ドの直列接続回路 3 4の中点との間に第 2スィ ッチ 3 7を接続し、 単相交流電源 2 1 の一 方の端子をリ アク トル 2 2 を介して半波整流回路 2 3の入力端子に接続 し、 単相交流電源 2 1 の他方の端子を第 3 スィ ッチ 3 8 を介して 1対の 電解コンデンサの直列接続回路 2 5 の中点に接続し、 単相交流電源 2 1 の他方の端子を第 4スィ ッチ 3 9を介して 1対の第 2ダイオー ドの直列 接続回路 3 5の中点に接続している。 また、 第 1 スィ ッチ 3 6、 第 2ス イ ッチ 3 7、 第 3 スィ ッチ 3 8、 第 4 スィ ッチ 3 9は、 定常時か軽負荷 時か、 および全波整流か倍電圧整流か、 に応じて表 1 に示すよ うに、 O N、 O F F制御されるものである。 なお、 表 1 においては、 第 1 スイ ツ チ 3 6 を S W 1、 第 2スィ ッチ 3 7を S W 2、 第 3 スィ ッチ 3 8を S W 3、 第 4 スィ ッチ 3 9を S W 4で、 それぞれ示している。
表 1
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この単相整流装置は、 交流スィ ッチにリ レーを用いて構成でき、 位相 制御などの電源半周期毎の制御を行わない場合に好適である。 そして、 第 1 スィ ッチ 3 6、 第 2スィ ッチ 3 7、 第 3 スィ ッチ 3 8、 第 4スイ ツ チ 3 9 を表 1 のよ う に制御するこ とにより、 全波整流動作、 倍電圧整流 動作を選択的に行わせるこ とができ、 しかも定常時、 軽負荷時の何れに も対処することができる。
この結果、 例えば、 単相 2 0 0 V電源に対しては全波整流動作を行わ せ、 単相 1 0 0 V電源に対しては倍電圧整流動作を行わせることによ り 電源電圧に拘らず、 安定な直流電圧を供給することができる。 換言すれ ば、 単相 1 0 0 V電源、 単相 2 0 0 V電源の何れにも適用可能な単相整 流装置を提供するこ とができる。
なお、 異電源に対応するための単相整流装置と しては、 全波整流動作 と倍電圧整流動作とを選択的に行わせることができるものであれば、 第 4 6図に示す構成以外の構成を採用するこ とができる。
第 4 7図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 g路図である。
この単相整流装置が第 1 1 図の単相整流装置と異なる点は、 1対のダ ィォー ドの直列接続回路 4の中点と 1対の電解コンデンザの直列接続回 路 5の中点とを トライアツク 7のみからなる交流スィ ツチを介して接続 する代わり に、 トライアツク 7 とインダクタ 7 a との直列接続回路から なる交流スィ ツチを介して接続した点のみである。
この実施態様の作用は次のとおり である。
1対のダイオー ドの直列接続回路 4の中点と 1対の電解コンデンサの 直列接続回路 5の中点とを トライアツク 7のみを介して接続した場合に は、 トライアツク 7から、 ダイオー ドにモー ド移行後の トライアツク 7 の残留電流は、 移行直前の電流を電解コンデンサと交流コンデンサ 6 と のインピーダンス比で分流した電流となる。 ここで、 トライアツク 7の 残留電流が トライアツク 7の最小電流 （保持電流） 以下であれば、 トラ ィアツク 7 を遮断するこ とができるが、 負荷電流が大きい場合には、 電 源半周期の間 トライアツク 7を遮断するこ とができず、 力率、 直流電圧 などの特性が負荷電流によ り不連続になる という問題が生じる。
しかし、 第 4 7図の構成を採用すれば、 以下のよ う にして トライアツ ク 7を確実に遮断することができる。
交流スィ ッチから、 ダイオー ドへのモー ド移行過渡期には、 ダイォー ド電流、 トライアツク電流が共に流れる期間がある。 この時、 トライア ック 7に直列に接続されるィンダクタ 7 a の初期蓄積エネルギが交流コ ンデンサ 6へ L C共振によ り移動し、 大半の電流がダイォー ドへ移った 瞬間に、 交流コンデンサ 6の電圧が上昇する。 ここで、 トライアツク 7、 イ ンダクタ 7 a、 交流コンデンサ 6の電位は、 電解コンデンサ、 ダイォ ― ドによ り拘束されているため、 トライアツク 7に逆バイアス電位が印 加され、 トライアツク 7を確実に遮断するこ とができる。
さ らに、 第 1 1 図の単相整流装置と同様の作用を達成するこ とができ る。
第 4 8図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 4 4図の単相整流装置と異なる点は 1対のダ ィォー ドの直列接続回路 2 6の中点と 1対の昇圧用コンデンサの直列接 続回路 2 5の中点とを トライアツク 2 7のみからなる交流スィ ツチを介 して接続する代わり に、 トライアツク 2 7 とインダクタ 2 7 a との直列 接続回路からなる交流スィ ッチを介して接続した点のみである。
この実施態様を採用した場合には、 負荷電流が大きい場合であっても, トライアツク 7 を確実に遮断することができるほ力 、 第 4 4図の単相整 流装置と同様の作用を達成するこ とができる。
第 4 9図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 1 図の単相整流装置と異なる点は、 交流スィ ッ チ 7 と交流コンデンサ 6 とを入れ替えた点のみである。
第 5 0図から第 5 3図は第 4 9図の単相整流装置の動作モー ド m o d e 1〜m o d e 4を説明する図であり、 これらの動作モードが順次反復 されることによ り、 第 6図に示すのと同様の各部の電圧波形および第 7 図に示すのと同様の各部の電流波形が得られる。
ここで、 m o d e 2、 m o d e 4では、 整流動作中に交流スィ ツチ 7 を開放させる （遮断する） 動作を伴うが、 交流コンデンサ 6の電位は m o d e l、 m o d e 3の開放直前の電位から、 第 5 1 図、 第 5 3図中に 破線で示すよ う に、 1対のダイオー ド 4の一方を通じて、 電解コンデン サの電位低下に応じて放電する。 この結果、 m o d e l、 m o d e 3移 行時の短絡電流を防止でき、 素子電流定格を上げるこ となく、 電力変動 の大きい負荷への接続が可能となる。
第 1 図の単相整流装置を採用した場合には、 第 3図、 第 5図に示す m o d e 2、 m o d e 4による整流動作時に交流スィ ッチ 7を開放させる 動作を伴い、 この時、 交流コンデンサ 6の電位は m o d e 1、 m o d e 3 の開放直前の電位を維持する。 このため、 電力変動の激しい負荷に接 続され、 m o d e 2、 m o d e 4での電解コンデンサの電位が著しく 低 下する場合には、 m o d e l、 m o d e 3移行時に第 2図、 第 4図に破 線で示'" T短絡電流が過渡的に発生し、 交流スィ ッチ ^の電流容量を増大 させる場合がある。
しかし、 第 4 9図の単相整流装置を採用すれば、 上述のよ うに m o d e l、 m o d e 3移行時の短絡電流を防止できる。 ただし、 この場合、 第 9図、 第 1 1 図に示す m o d e 5、 m o d e 6のモー ドがないのであ るから、 交流スィ ッチ 7の耐圧を半減するこ とはできず、 交流コンデン サ 6の耐圧のみを半減するこ とができる。
第 5 4図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が痔 2 8図の単相整流装置と異なる点は、 交流スィ ツチ 2 7 と交流コンデンサ 2 4 とを入れ替えた点のみである。
第 5 5図から第 5 8図は第 5 4図の単相整流装置の動作モー ド m o d e 1〜！ n o d e 4を説明する図であり、 これらの動作モードが順次反復 されるこ とによ り、 第 3 3図に示すのと同様の各部の電圧波形および図 3 4に示すのと同様の各部の電流波形が得られる。
ここで、 m o d e 2、 m o d e 4では、 整流動作中に交流スィ ツチ 2 7を開放させる （遮断する） 動作を伴うが、 交流コンデンサ 2 4の電位 は m o d e 1、 m o d e 3の開放直前の電位から、 第 5 6図、 第 5 8 図 中に破線で示すよ うに、 1対のダイオード 2 6の一方を通じて、 昇圧用 コンデンサの電位低下に応じて放電する。 この結果、 m o d e l、 m o d e 3移行時の短絡電流を防止でき、 素子電流定格を上げることなく、 電力変動の大きい負荷への接続が可能となる。
第 2 8図の単相整流装置を採用した場合には、 第 3 0図、 第 3 2図に 示す m o d e 2、 m o d e 4による整流動作時に交流スィ ッチ 2 7 を開 放させる動作を伴い、 この時、 交流コンデンサ 2 4の電位は m o d e 1、 m o d e 3の開放直前の電位を維持する。 このため、 電力変動の激しい 負荷に接続され、 m o d e 2、 m o d e 4での昇圧用コンデンサの電位 が著しく低下する場合には、 m o d e l , m o d e 3移行時に第 2 9図、 第 3 1 図に破線で示す短絡電流が過渡的に発生し、 交流スィ ッチ 2 7の 電流容量を増大させる場合がある。
しかし、 第 5 4図の単相整流装置を採用すれば、 上述のよ うに m o d e 1、 m o d e 3移行時の短絡電流を防止できる。 ただし、 この場合、 交流スィ ツチ 2 7の耐圧を半減するこ とはできず、 交流コンデンサ 2 4 の耐圧のみを半減するこ とができる。
第 5 9図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 4 9図の単相整流装置と異なる点は、 1対のダ ィォー ドの直列接続回路 4の中点と全波整流回路 3の一方の入力端子と を交流スィ ッチと しての トライアツク 7を介して接続した点、 負荷電力 を示す信号を入力と して予め設定された閾値と比較する閾値判別部 8 と、 閾値判別部 8からの出力信号を入力と して トライアツク 7に点弧信号を 供給する点弧回路 9 とを設けた点のみである。
ここで、 閾値と しては、 例えば、 第 1 1 図の実施態様と同様に、 出力 電力が 5 0 0 Wに相当する閾値を設定するこ とが好ま しレ、。
この場合には、 出力電力が 5 0 0 Wを越えている間は 1対のダイォー ドの直列接続回路 4の中点と全波整流回路 3の一方の入力端子とを短絡 した状態になり、 上述の動作を行う力 出力電力が 5 0 0 W以下になれ ば、 1対のダイオー ドの直列接続回路 4の中点と全波整流回路 3の一方 の入力端子とが遮断され、 全波整流動作のみを行うので、 直流電圧を電 源電圧波高値以下にするこ とができる。
第 6 0図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 5 9図の単相整流装置と異なる点は、 1対のダ ィォー ドの直列回路 4の中点と全波整流回路 3の一方の入力端子とを交 流スィ ッチと しての、 ダイオー ドブリ ッジ回路 1 0 と、 ダイオードプリ ッジ回路 1 0 と並列にコ レクターエミ ッタ端子が接続された トランジス タ 1 1 とからなる回路を介して接続した点、 負荷電力を示す信号を入力 と して通電幅制御を行う通電幅制御部 1 2 と、 通電幅制御部 1 2からの 出力信号を入力と して トランジスタ 1 1 に ドライブ信号を供給する ドラ イブ回路 1 3 とを設けた点のみである。
この実施態様を採用した場合にも、 第 5 9図の単相整流装置と同様の 作用を達成するこ とができる。
第 6 1 図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 1 3図の単相整流装置と異なる点は、 全波整流 回路 3の一方の入力端子と 1対の平滑用コンデンサの直列接続回路 5の 中点との間に、 トライアツク 1 4 と交流コンデンサ 6 との直列接続回路 を 2回路だけ互いに並列接続し、 一方の トライアツク 1 4 と交流コンデ ンサ 6 との中点と 1対のダイォー ドの直列接続回路 4の中点とを接続し、 他方の トライアツク 1 4 と交流コンデンサ 6 との中点と 1対のダイォー ドの直列接続回路 1 5の中点とを接続した点のみである。
この構成を採用した場合には、 両 トライアツク 1 4 を制御するこ とに よ り、 両交流コンデンサ 6の合成容量を変化させるこ とができる。 この 結果、 広い電力範囲にわたって直流電圧を制御するこ とができる。 もち ろん、 トライアツク 1 4 と交流コンデンサ 6 との直列接続回路を 3回路 以上互いに並列接続するこ と も可能であり、 この場合には、 よ り広い電 力範囲にわたって直流電圧を制御することができる。
第 6 2図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 5 4図の単相整流装置と異なる点は、 1対のダ ィォー ドの直列接続回路 2 6の中点と半波整流回路 2 3の入力端子とを 交流スィ ッチと しての トライアツク 2 7を介して接続した点、 負荷電力 を示す信号を入力と して予め設定された閾値と比較する閾値判別部 2 8 と、 閾値判別部 2 8からの出力信号を入力と して トライアツク 2 7に点 弧信号を供給する点弧回路 2 9 とを設けた点のみである。
ここで、 閾値と しては、 例えば、 第 5 4図の実施態様と同様に、 出力 電力が 5 0 0 Wに相当する閾値を設定するこ とが好ま しい。
この場合には、 出力電力が 5 0 0 Wを越えている間は 1対のダイォー ドの直列接続回路 2 6の中点と半波整流回路 2 3の入力端子とを短絡し た状態になり、 上述の動作を行うカ 、 出力電力が 5 0 0 W以下になれば、 1対のダイォー ドの直列接続回路 2 6の中点と半波整流回路 2 3の一方 の入力端子とが遮断され、 半波整流動作のみを行うので、 直流電圧を電 源電圧波高値以下にするこ とができる。
第 6 3図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。 この単相整流装置が第 6 2図の単相整流装置と異なる点は、 1対のダ ィォー ドの直列回路 2 6の中点と半波整流回路 2 3の入力端子とを交流 スィ ッチと しての、 ダイオー ドブリ ッジ回路 3 0 と、 ダイオー ドブリ ツ ジ回路 3 0 と並列にコ レクターエミ ッタ端子が接続された トランジスタ 3 1 とからなる回路を介して接続した点、 負荷電力を示す信号を入力と して通電幅制御を行う通電幅制御部 3 2 と、 通電幅制御部 3 2からの出 力信号を入力と して トランジスタ 3 1 に ドライブ信号を供給する ドライ ズ回路 3 3 とを設けた点のみである。
この実施態様を採用した場合にも、 第 6 2図の単相整流装置と同様の 作用を達成するこ とができる。 '
第 6 4図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 5 4図の単相整流装置と異なる点は、 半波整流 回路 2 3の出力端子間に 1対のダイォードの直列接続回路 2 6および 1 対のダイオー ドの直列接続回路 3 5を互いに並列接続し、 半波整流回路 2 3の入力端子と 1対の昇圧用コンデンサの直列接続回路 2 5の中点と の間に、 トライアツク 3 4 と交流コンデンサ 2 4 との直列接続回路を 2 回路だけ互いに並列接続し、 一方の トライアツク 3 4 と交流コンデンサ 2 4 との中点と 1対のダイォードの直列接続回路 2 6の中点とを接続し、 他方の トライアツク 3 4 と交流コンデンサ 2 4 との中点と 1対のダイォ 一ドの直列接続回路 3 5の中点とを接続した点のみである。
この構成を採用した場合には、 両 トライアツク 3 4を制御するこ とに よ り、 両交流コンデンサ 2 4の合成容量を変化させるこ とができる。 こ の結果、 広い電力範囲にわたって直流電圧を制御するこ とができる。 も ちろん、 トライアツク 3 4 と交流コンデンサ 2 4 との直列接続回路を 3 回路以上互いに並列接続すること も可能であり、 この場合には、 よ り広 い電力範囲にわたって直流電圧を制御するこ とができる。
第 6 5図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置は、 半波整流回路 2 3 と 1対の電解コンデンサの直 列接続回路 2 5 とを互いに並列接続し、 1対の電解コンデンサの直列接 続回路 2 5 と並列に 1対の第 1 ダイォードの直列接続回路 3 4 を接続し、 半波整流回路 2 3 と並列に 1対の第 2ダイォー ドの直列接続回路 3 5 を 接続し、 1 対の第 2ダイォー ドの直列接続回路 3 5の中点と 1対の第 1 ダイォー ドの直列接続回路 3 4の中点との間に第 2 スィ ッチ 3 7を接続 し、 ； P対の第 2 ダイォー ドの直列接続回路 3 5の中点と半波整流回路 2 3 の入力端子との間に第 1 スィ ッチ 3 6を接続し、 1対の電解コンデン サの直列接続回路 2 5の中点と 1対の第 1 ダイォー ドの直列接続回路 3 4 の中点との間に交流コンデンサ 2 4 を接続し、 単相交流電源 2 1 の一 方の端子をリアク トル 2 2を介して半波整流回路 2 3の入力端子に接続 し、 単相交流電源 2 1 の他方の端子を第 3スィ ッチ 3 8 を介して 1対の 電解コンデンサの直列接続回路 2 5 の中点に接続し、 単相交流電源 2 1 の他方の端子を第 4スィ ッチ 3 9 を介して 1対の第 2ダイオー ドの直列 接続回路 3 5 の中点に接続している。 また、 第 1 スィ ッチ 3 6、 第 2 ス イ ッチ 3 7、 第 3 スィ ッチ 3 8、 第 4 スィ ッチ 3 9 は、 定常時か軽負荷 時か、 およぴ全波整流か倍電圧整流か、 に応じて表 2に示すよ うに、 O N、 O F F制御されるものである。 なお、 表 2においては、 第 1 スイ ツ チ 3 6 を S W 1、 第 2 スィ ッチ 3 7を S W 2、 第 3 スィ ッチ 3 8を S W 3、 第 4スィ ッチ 3 9を S W 4で、 それぞれ示している。 表 2
Figure imgf000044_0001
この単相整流装置は、 交流スィ ッチにリ レーを用いて構成でき、 位相 制御な-'どの電源半周期毎の制御を行わない場合に好適やある。 そして、 第 1 スィ ッチ 3 6、 第 2スィ ッチ 3 7、 第 3スィ ッチ 3 8、 第 4スイ ツ チ 3 9を表 2のように制御することにより、 全波整流動作、 倍電圧整流 動作を選択的に行わせることができ、 しかも定常時、 軽負荷時の何れに も対処することができる。
この結果、 例えば、 単相 2 0 0 V電源に対しては全波整流動作を行わ せ、 単相 1 0 0 V電源に対しては倍電圧整流動作を行わせることによ り， 電源電圧に拘らず、 安定な直流電圧を供給することができる。 換言すれ ば、 単相 1 0 0 V電源、 単相 2 0 0 V電源の何れにも適用可能な単相整 流装置を提供することができる。
なお、 異電源に対応するための単相整流装置と しては、 全波整流動作 と倍電圧整流動作とを選択的に行わせることができるものであれば、 第 6 5図に示す構成以外の構成を採用することができる。
第 6 6図はこの発明の単相整流装置のさらに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 5 9図の単相整流装置と異なる点は'、 1対のダ ィォードの直列接続回路 4の中点と全波整流回路 3の一方の入力端子と を トライアツク 7のみからなる交流スィ ッチを介して接続する代わり に、 トライアツク 7 とイ ンダクタ 7 a との直列接続回路からなる交流スィ ッ チを介して接続した点のみである。
この実施態様の作用は次のとおりである。
1対のダイオー ドの直列接続回路 4の中点と 1対の電解コンデンサの 直列接続回路 5の中点とを トライアツク 7のみを介して接続した場合に は、 トライアツク 7から、 ダイオー ドにモー ド移行後の トラ アツク 7 の残留電流は、 移行直前の電流を電解コンデンサと交流コンデンサ 6 と のインピーダンス比で分流した電流となる。 ここで、 トライアツク 7の 残留詹流が トライアツク 7の最小電流 （保持電流） 以'下であれば、 トラ ィアツク 7 を遮断するこ とができるが、 負荷電流が大きい場合には、 電 源半周期の間 トライアツク 7 を遮断するこ とができず、 力率、 直流電圧 などの特性が負荷電流によ り不連続になる という問題が生じる。
しかし、 第 6 6図の構成を採用すれば、 以下のよ う にして トライアツ ク 7を確実に遮断するこ とができる。
交流スィ ッチから、 ダイオー ドへのモー ド移行過渡期には、 図 6 7 中 A、 Bに示すよ う に、 ダイォード電流 I f 、 トライアツク電流 I t が共 に流れる期間がある。 この時、 インダクタ 7 a のインダクタンスを L、 イ ンダクタ 7 a の通電電流を I、 交流コンデンサ 6 の静電容量を C、 交 流コンデンサ 6の端子間電圧を Vとすれは、 トライアツク 7に直列に接 続されるイ ンダクタ 7 aの初期蓄積エネルギ L I 2 Z 2が交流コンデン サ 6へ C V 2 2 と して、 L C共振によ り移動し、 大半の電流がダイォ ー ドへ移った瞬間に、 交流コンデンサ 6の電圧が上昇する。 ここで、 ト ライアック 7、 インダクタ 7 a、 交流コンデンサ 6の電位は、 電解コン デンサ、 ダイオー ドによ り拘束されているため、 トライアヅク 7に逆パ ィァス電位が印加され、 トライアツク 7を確実に遮断するこ とができる < さ らに、 第 5 9図の単相整流装置と同様の作用を達成するこ とができ る。
第 6 8図はこの発明の単相整流装置のさ らに他の実施態様を示す電気 回路図である。
この単相整流装置が第 6 2図の単相整流装置と異なる点は、 1対のダ ィォー ドの直列接続回路 2 6の中点と半波整流回路 2 3の入力端子と を トライアツク 2 7のみからなる交流スィ ツチを介して接続する代わり に トライアツク 2 7 とインダクタ 2 7 a との直列接続回路からなる交流ス ィ ツチを介して接続した点のみである。
こ ( ^施態様を採用した場合には、 負荷電流が大き ^/、場合であっても 第 6 6図の実施態様と同様に、 トライアツク 2 7を確実に遮断するこ と ができるほか、 第 6 2図の実施態様と同様の作用を達成するこ とができ る。 産業上の利用可能性 この発明は空気調和装置、 照明機器などの電源装置と して好適である。

Claims

請求の範囲
1. 単相交流電源 （ 1 ) に対してリアク トル （ 2 ) を介して全波整 流回路 （ 3 ) を接続していると と もに、 全波整流回路 （ 3 ) の出力端子 間に 1対の平滑用コンデンサを互いに直列接続し、 この 1対の平滑用コ ンデンサの直列接続回路 （ 5 ) と並列に 1対のダイオー ド （ 4 ) を互い に直列接続し、 この 1対のダイオー ド.（ 4 ) の中点と前記 1対の平滑用 コ ンデンサ （ 5 ) の中点とを、 軽負荷時に遮断動作させられる交流スィ ツチ （ 7 ) を介して互いに接続し、 前記全波整流回路 （ 3 ) の一方の入 力端子'と前記 1対の平滑用コンデンサ （ 5 ) の中点どの間に交流コンデ ンサ （ 6 ) を接続しているこ とを特徴とする単相整流装置。
2. 前記 1対のダイオー ド （ 4 ) の中点と前記 1対の平滑用コンデ ンサ （ 5 ) の中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御される交流スイ ツ チ （ 7 ) を介して互いに接続している請求項 1に記載の単相整流装置。
3. 前記 1対のダイオー ド （ 4 ) の中点と前記 1対の平滑用コンデ ンサ （ 5 ) の中点とを、 導通角を制御すべく 自己消弧素子からなる交流 スィ ッチ （ 1 0 ) ( 1 1 ) を介して互いに接続している請求項 1に記載 の単相整流装置。
4. 前記 1対のダイオー ド （4 ) の中点と前記 1対の平滑用コンデ ンサ （ 5 ) の中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御される交流スイ ツ チ （ 1 0 ) ( 1 1 ) とインダクタ との直列接続回路を介して互いに接続 している請求項 1 に記載の単相整流装置。
5. 前記 1対のダイオー ド （4 ) の中点と前記 1対の平滑用コンデ ンサ （ 5 ) の中点とを、 導通位相を制御すべく 自己消弧素子からなる交 流スィ ッチ （ 1 0 ) ( 1 1 ) を介して互いに接続している請求項 1 に記 载の単相整流装置。
6. 単相交流電源 （ 2 1 ) に対してリ アタ トル （ 2 2 ) を介して半 波整流回路 （ 2 3 ) と互いに直列接続された 1対の昇圧用コンデンサ ( 2 5 ) との並列接続回路を接続し、 この 1対の昇圧用コンデンサ （ 2 5 ) の直列接続回路と並列に 1対のダイオー ド （ 2 6 ) を互いに直列接 続し、 この 1対のダイオー ド （ 2 6 ) の中点と前記 1対の昇圧用コンデ ンサ （ 2 5 ) の中点とを軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流スィ ツチ （ 2 7 ) を介して互いに接続し、 前記半波整流回路 （ 2 ^3 ) の入力 端子と前記 1対の屏圧用コンデンサ （ 2 5 ) の中点との間に交流コンデ ンサ （ 2 4 ) を接続していることを特徴とする単相整流装置。
7. 前記 1対の昇圧用コンデンサ （ 2 5 ) の中点と 1対のダイォ一 ド （ 2 6 ) の中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御される交流ス イ ッチ （ 2 7 ) を接続している請求項 6に記載の単相整流装置。
8. 前記 1対の昇圧用コンデンサ （ 2 5 ) の中点と 1対のダイォー ド （ 2 6 ) の中点との間に、 導通角を制御すべく 自己消弧素子からなる 交流スィ ッチ （ 3 0 ) ( 3 1 ) を接続している請求項 6に記載の単相整 流装置。
9. 前記 1対の昇圧用コンデンサ （ 2 5 ) の中点と 1対のダイォ一 ド （ 2 6 ) の中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御される交流ス イ ッチ （ 3 0) ( 3 1 ) とイ ンダク タ との直列接続回路を接続している 請求項 6に記載の単相整流装置。
1 0. 前記 1対の昇圧用コンデンサ （ 2 5 ) の中点と 1対のダイォ ー ド （ 2 6 ) の中点との間に、 導通位相を制御すべく 自己消弧素子から なる交流スィ ッチ （ 3 0 ) ( 3 1 ) を接続している請求項 6に記載の単 相整流装置。
1 1. 単相交流電源 （ 2 1 ) に対してリ アク トル （ 2 2 ) を介して 全波整流回路 （ 2 3 ) ( 3 5 ) を接続していると と もに、 全波整流回路 ( 2 3 ) ( 3 5 ) の出力端子間に 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の直 列接続回路を接続し、 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の直列接続回路 と並列に 1対のダイオー ド （ 3 4 ) の直列接続回路を接続し、 この 1対 のダイオー ド （ 3 4 ) の直列接続回路の中点と全波整流回路 （ 2 3 ) ( 3 5 ) の一方の入力端子との間に交流コンデンサ （ 2 4 ) を接続し、 全波整流動作と倍電圧整流動作とを選択的に行わせるスィ ッチ （ 3 6 ) ( 3 7 ) ( 3 8 ) ( 3 9 ) を設けているこ とを特徴とする単相整流装置。
1 2. 単相交流電源 （ 2 1 ) に対してリ アク トノレ （ 2 2 ) を介して 半波整流回路 （ 2 3 ) と互いに直列接続された 1対の平滑用コンデンサ ( 2 5.) との並列接続回路を接続し、 この 1対の平 '用コンデンサ （ 2 5 ) の直列接続回路と並列に 1対の第 1ダイオー ド （ 3 4 ) を互いに直 列接続している と と もに、 半波整流回路 （ 2 3 ) と並列に 1対の第 2ダ ィオー ド （ 3 5 ) を互いに直列接続し、 前記 1対の第 2ダイオー ド （ 3 5 ) の中点と前記 1対の第 1 ダイオー ド （ 3 4 ) の中点との間に交流コ ンデンサ （ 2 4 ) を接続し、 前記 1対の第 2ダイオー ド （ 3 5 ) の中点 と前記半波整流回路 （ 2 3 ) の入力端子との間に第 1スィ ッチ （ 3 6 ) を接続し、 前記 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の中点と前記 1対の第 1 ダイオー ド （ 3 4 ) の中点との間に第 2スィ ッチ （ 3 7 ) を接続し、 前記単相交流電源 （ 2 1 ) と リアク トル （ 2 2 ) との直列接続回路のう ち、 前記 1対の第 2ダイオー ド （ 3 5 ) の中点と接続されていない側の 端子を、 前記第 1スィ ッチ （ 3 6 ) と連動する第 3スィ ッチ （ 3 8 ) を 介して前記 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の中点に接続していると と もに、 第 4スィ ッチ （ 3 9 ) を介して前記 1対の第 2ダイオー ド （ 3 5 ) の中点に接続していることを特徴とする単相整流装置。
1 3. 単相交流電源 （ 1 ) に対してリアタ トル （ 2 ) 介して全波 整流回路 （ 3 ) を接続していると と もに、 全波整流回路 （ 3 ) の出力端 子間に 1対の平滑用コンデンサを互いに直列接続し、 この 1対の平滑用 コンデンサの直列接続回路 （ 5) と並列に 1対のダイオード （4 ) を互 いに直列接続し、 この 1対のダイオー ド （4 ) の中点と前記 1対の平滑 用コンデンサ （ 5 ) の中点とを交流コンデンサ （ 6 ) を介して互いに接 続し、 前記全波整流回路 （ 3 ) の一方の入力端子と前記 1対の平滑用コ ンデンサ （ 5 ) の中点との間に、 軽負荷時に遮断動作させられる交流ス イ ッチ （ 7 ) を接続していることを特徴とする単相整流装鳳。
1 4. 前記全波整流回路 （ 3 ) の一方の入力端子と前記 1対の平滑 用コンデンサ （ 5 ) の中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御される交 流スィ ッチ （ 7 ) を介して互いに接続している請求項 1 3に記載の単相 整流装置。
1 5. 前記全波整流回路 （ 3 ) の一方の入力端子と前記 1対の平滑 用コ ンデンサ （ 5 ) の中点とを、 導通角を制御すべく 自己消弧素子から なる交流スィ ッチ （ 1 0 ) ( 1 1 ) を介して互いに接続している請求項 1 3に記載の単相整流装置。
1 6. 前記全波整流回路 （ 3 ) の一方の入力端子と前記 1対の平滑 用コンデンサ （ 5 ) の中点とを、 位相制御によ り点弧角が制御される交 流スィ ッチ （ 1 0 ) ( 1 1 ) とイ ンダクタ との直列接続回路を介して互 いに接続している請求項 1 3に記載の単相整流装置。
1 7. 前記全波整流回路 （ 3 ) の一方の入力端子と前記 1対の平滑 用コ ンデンサ （ 5 ) の中点とを、 導通位相を制御すべく 自己消弧素子か らなる交流スィ ツチ （ 1 0 ) ( 1 1 ) を介して互いに接続している請求 項 1 3に記載の単相整流装置。
1 8. 単相交流電源 （ 2 1 ) に対してリ アク トル （ 2 2 ) を介して 半波整流回路 （ 2 3 ) と互いに直列接続された 1対の昇圧用コンデンサ ( 2 5 ) との並列接続回路を接続し、 この 1対の昇圧用コンデンサ （ 2 5 ) の直列接続回路と並列に 1対のダイオー ド （ 2 6 ) を互いに直列接 続し、 この 1対のダイオー ド （ 2 6 ) の中点と前記 1対の昇圧用コンデ ンサ （ 2 5 ) の中点とを交流コンデンサ （ 2 4 ) を介して互いに接続し、 前記半波整流回路 （ 2 3 ) の入力端子と前記 1対の昇圧用コンデンサ ( 2 5 ) の中点との間に軽負荷時に遮断状態に動作させられる交流スィ ツチ （ 2 7 ) を接続していることを特徴とする単相整流装置。
1 9. 前記半波整流回路 （ 2 3 ) の入力端子と前記 1 ¾の昇圧用コ ンデンサ （ 2 5 ) の中点との間に、 位相制御によ り 点弧角が制御される 交流スィ ッチ （ 2 7 ) を接続している請求項 1 8に記載の単相整流装置。
2 0. 前記半波整流回路 （ 2 3 ) の入力端子と前記 1対の昇圧用コ ンデンサ （ 2 5 ) の中点との間に、 導通角を制御すべく 自己消弧素子か らなる交流スィ ッチ （ 3 0 ) ( 3 1 ) を接続している請求項 1 8に記載 の単相整流装置。'
2 1. 前記半波整流回路 （ 2 3 ) の入力端子と前記 1対の昇圧用コ ンデンサ （ 2 5 ) の中点との間に、 位相制御によ り点弧角が制御される 交流スィ ッチ （ 3 0 ) ( 3 1 ) とイ ンダク タ との直列接続回路を接続し ている請求項 1 8に記載の単相整流装置。
2 2. 前記半波整流回路 （ 2 3 ) の入力端子と前記 1対の昇圧用コ ンデンサ （ 2 5 ) の中点との間に、 導通位相を制御すべく 自己消弧素子 からなる交流スィ ッチ （ 3 0 ) ( 3 1 ) を接続している請求項 1 8に記 載の単相整流装置。
2 3. 単相交流電源 （ 2 1 ) に対してリ アク トル （ 2 2 ) を介して 全波整流回路 （ 2 3 ) ( 3 5 ) を接続していると と もに、 全波整流回路 ( 2 3 ) ( 3 5 ) の出力端子間に 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の直 列接続回路を接続し、 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の直列接続回路 と並列に 1対のダイオー ド （ 3 4 ) の直列接続回路を接続し、 この 1対 のダイオー ド （ 3 4 ) の直列接続回路の中点と 1対の平滑用コンデンサ ( 2 5 ) の直列接続回路の中点との間に交流コンデンサ （ 2 4 ) を接続 し、 全波整流動作と倍電圧整流動作とを選択的に行わせるスィ ッチ （ 3 6 ) ( 3 7 ) ( 3 8 ) ( 3 9 ) を設けているこ とを特徴とする単相整流 装置。
2 4. 単相交流電源 （ 2 1 ) に対してリ アタ トル （ 2 2 ) を介して 半波整流回路 （ 2 3 ) と互いに直列接続された 1対の平滑用 ンデンサ ( 2 5 ) との並列接続回路を接続し、 この 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の直列接続回路と並列に 1対の第 1ダイオー ド （ 3 4 ) を互いに直 列接緣している と と もに、 半波整流回路 （ 2 3 ) と並'列に 1対の第 2ダ ィオー ド （ 3 5 ) を互いに直列接続し、 前記 1対の第 2ダイオード （ 3 5 ) の中点と前記 1対の第 1 ダイオー ド （ 3 4 ) の中点との間に第 2ス イ ッチ （ 3 7 ) を接続し、 前記 1対の第 2ダイォー ド （ 3 5 ) の中点と 前記半波整流回路 （ 2 3 ) の入力端子との間に第 1スィ ッチ （ 3 6 ) を 接続し、 前記 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の中点と前記 1対の第 1 ダイオー ド （ 3 4 ) の中点との間に交流コンデンサ （ 2 4 ) を接続し、 前記単相交流電源 （ 2 1 ) と リアタ トル （ 2 2 ) との直列接続回路のう ち、 前記 1対の第 2ダイオー ド （ 3 5 ) の中点と接続されていない側の 端子を、 前記第 1スィ ッチ （ 3 6 ) と連動する第 3スィ ッチ （ 3 8 ) を 介して前記 1対の平滑用コンデンサ （ 2 5 ) の中点に接続していると と もに、 第 4スィ ッチ （ 3 9 ) を介して前記 1対の第 2ダイオー ド （ 3 5 ) の中点に接続していることを特徴とする単相整流装置。
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