WO1998040959A1 - Systeme d'alternateur pour vehicule - Google Patents

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WO1998040959A1
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Inventor
Makoto Tanigughi
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Denso Corporation
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K21/00—Synchronous motors having permanent magnets; Synchronous generators having permanent magnets
    • H02K21/02—Details
    • H02K21/04—Windings on magnets for additional excitation ; Windings and magnets for additional excitation
    • H02K21/042—Windings on magnets for additional excitation ; Windings and magnets for additional excitation with permanent magnets and field winding both rotating
    • H02K21/044—Rotor of the claw pole type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K19/00—Synchronous motors or generators
    • H02K19/16—Synchronous generators
    • H02K19/22—Synchronous generators having windings each turn of which co-operates alternately with poles of opposite polarity, e.g. heteropolar generators

Definitions

  • the present invention relates to a vehicle AC power generation system including an AC generator.
  • a vehicle alternator (hereinafter referred to as an alternator), which constitutes a vehicle AC power generation system, is mounted on the engine body via a bracket or the like, so it always has various vibrations such as vibration from the engine and vibration during traveling. Have been affected. For this reason, bolts and nuts are easy to loosen. In particular, the effect of the B terminal nut, which supports and fixes the B harness with its own weight, is remarkable.
  • a built-in or separate voltage regulator instantaneously detects an abnormal rise in the output voltage and immediately shuts off the power transistor connected in series with the field winding.
  • the abnormal high voltage appearing at the output terminal is applied to the power transistor through the field winding.
  • the withstand voltage of the power transistor used for the alternator is not so high. If they are damaged, they may be destroyed. Therefore, in general, a diode is connected in parallel with the field winding so that the force source is on the B potential side, thereby circulating the field current to protect the power transistor.
  • the current flowing in the field winding decays with a time constant L / R, where R is the resistance of the field winding and L is the inductance.
  • R is the resistance of the field winding
  • L is the inductance.
  • the rotor continues to generate a rotating magnetic field as long as the field current continues to flow, and continues to induce a no-load saturation voltage at the output terminal.
  • the no-load saturation voltage also attenuates at the time constant LZR. This is the so-called G surge that is observed as the spire voltage.
  • a capacitor and a power diode are connected between B and E to absorb the energy of G surge.
  • the energy of the G surge is considerable, and it is necessary to use a capacitor or power Zener diode with a considerable capacity to absorb the energy, and the disadvantage is that the scale becomes too large for the frequency of occurrence. Confuse.
  • a diode constituting a rectifier is constituted by a power Zener diode as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-230678.
  • a long surge period may damage the rectifier itself.
  • the present invention has been made in consideration of the above problems, and has as its object to easily and effectively reduce the duration of a surge voltage generated when a B harness is disconnected.
  • An object of the present invention is to easily shorten the duration of a G surge without providing any dedicated circuit or control.
  • An object of the present invention is to provide a vehicle AC generator or a vehicle AC power generation system that can achieve the above object.
  • the vehicle AC power generating system further comprising a second field source that generates a magnetic flux flowing in a field pole path in a direction opposite to a magnetic flux due to a field current that causes a G surge, and further comprising:
  • the cross-sectional area of the magnetic path is equal to or smaller than the cross-sectional area of the armature, so that the rotor can have a small inductance even if the winding has the same specifications as the conventional field winding. is there. Therefore, immediately after the occurrence of the G surge, the semiconductor switch for adjusting the field current is shut off, and at the same time, the second field source is operated to rapidly reduce the magnetic flux generated by the field winding. In addition, since the time constant of the G surge is reduced, the duration of the G surge can be easily reduced.
  • the amount of magnetic flux supplied to the rotor by the second field source during the cutoff period of the semiconductor switch is equal to the first magnetic field during the conduction period of the semiconductor switch. Since the amount of magnetic flux supplied by the field winding as the field source is substantially the same, the duration of the G surge can be reduced while maximizing the power generation performance.
  • the second field source since a permanent magnet is used as the second field source, the second field source can be provided with a configuration excellent in durability and reliability.
  • FIG. 1 is a partial sectional view showing a main part of an automotive alternator according to an embodiment to which the present invention is applied.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing an electric circuit of one embodiment.
  • FIG. 3 is a schematic sectional view of a magnetic circuit for explaining magnetic flux.
  • FIG. 4 is a schematic sectional view of a magnetic circuit for explaining magnetic flux.
  • FIG. 5 is a schematic cross-sectional view of a magnetic circuit for explaining a magnetic flux.
  • FIG. 6 is a schematic cross-sectional view of a magnetic circuit for explaining magnetic flux.
  • Fig. 7 is a waveform diagram showing the attenuation characteristics of the G surge.
  • FIG. 8 is a perspective view showing a cross section of the armature.
  • FIG. 9 is a cross-sectional view showing a cross section of a rotor as a field.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view of a rotor and an armature of a vehicular AC generator, which is a main part of a first embodiment of the vehicular AC power generation system.
  • the vehicle alternator 10 has a frame (not shown), on which a rotor 20 is rotatably supported, and is driven to rotate by an engine. Further, an armature 30 is fixed to the frame so as to face the outer periphery of the rotor 20.
  • the rotor 20 includes a rundle type core 23 composed of a pair of pole cores 21 and 22, a field winding 24 as a first field source mounted on the core, and a second And a magnet member 25 as a field source.
  • Poly cores 2 1 and 2 2 are fitted and fixed to shaft 26.
  • the pair of pole cores 2 1 and 2 2 each have a claw portion 21 a and 22 a serving as a claw-shaped magnetic pole extending in the axial direction, and a boss portion 2 serving as a magnetic path.
  • lb, 22b, and disk portions 21c, 22c as magnetic paths connecting the boss portion and the claw portion.
  • the field winding wire 24 is wound and held on a bobbin member 27 and mounted on the boss portions 21b and 22b.
  • the magnet member 25 includes a plurality of permanent magnets 28 provided for each gap between the claw portions 21 a and 22 a, and a plurality of permanent magnets 28 connected to each other to form a pole core 21.
  • a magnet holding member 29 that can be handled as an assembly before assembling to 22.
  • the permanent magnet 28 has a polarity that reverses the magnetic potential of the field winding with respect to a boss portion as a field magnetic path magnetized by the field winding 24. For this reason, the magnetic flux of the permanent magnet 28 is supplied so as to link with the field winding. Moreover, the permanent magnet 28 supplies a magnetic flux of an amount corresponding to the magnetic flux generated by the field winding 24 during the conduction period of the power transistor 45 described later. Therefore, the permanent magnet 28 as the second field source is not limited to a transient period in which a transient change occurs, including when the power transistor 45 is shut off, or during the shut-off period of the power transistor 45. Further, the armature 30 that supplies the magnetic flux in the reverse direction even during the conduction period is composed of an armature core 31 and a multiphase-connected three-phase armature mounted on the armature core 31. And a winding 32.
  • FIG. 2 shows an electric circuit of this embodiment.
  • Each output end of the star-connected armature winding 32 is connected to a rectifying bridge circuit 41 formed by a diode as a semiconductor switch, and the polyphase alternating current generated by the armature winding 32 is Converts power to DC power.
  • the positive terminal of the rectifier circuit 41 is connected to the B terminal 42 and is connected to a vehicle-mounted electric load 44 including a vehicle-mounted battery via a vehicle-side power line 43. On the other hand, the negative side is grounded.
  • a power transistor 45 as a semiconductor switch is connected between the field winding 24 and the ground to adjust the amount of field current supplied.
  • the power transistor 45 is intermittently controlled by a control circuit 46 as control means, and issues an intermittent command to the control circuit 46 in accordance with the output voltage VB.
  • a reflux diode 47 is provided in parallel with the field winding 24 so that the force source is on the positive electrode side.
  • FIG. 8 and 9 are diagrams illustrating the relationship between the magnetic path cross-sectional areas of the armature 31 and the rotor 20.
  • FIG. 8 and 9 are diagrams illustrating the relationship between the magnetic path cross-sectional areas of the armature 31 and the rotor 20.
  • the magnetic path cross-sectional area of the armature refers to a cross-sectional area of a portion through which a main magnetic flux passes among iron core portions forming a magnetic path closed loop of one magnetic pole pair. Therefore, in general, for a 2P pole generator, the total cross-sectional area S a1 of the teeth within the range of 360 ° Z2P of the generator core is considered. Further, in the configuration of the embodiment, the cross-sectional area Sa 2 of the core back portion may be twice as large.
  • the cross-sectional areas S a1 and S a2 of each part of the armature are designed in relation to each other.
  • the cross-sectional area of the rotor refers to the cross-sectional area corresponding to one magnetic pole ⁇ ⁇ ⁇ in the boss portion through which both the magnetic flux from the field winding 24 and the magnetic flux from the permanent magnet 28 pass. ing.
  • the cross-sectional area Sb is set to be smaller than (including substantially equal to) the cross-sectional area Sa (Sal, 2XSa2).
  • S al> S b and 2 ⁇ S a 2> S b are set.
  • FIGS. 3 to 6 are schematic diagrams for simply explaining the state of demagnetization of the magnetic flux, and the shapes of the magnetic poles and the like are simplified.
  • a permanent magnet 28 is provided between the claw-shaped magnetic poles 21a and 22a in a direction for reversely biasing the magnetic potential by the field winding 24 in the field path. For this reason, during normal power generation, as shown in Fig. 3, most of the magnetic flux ⁇ ⁇ ⁇ 1 of the magnetic flux of the permanent magnet 28 goes around the circuit inside the magnetic path passing through the bosses 21b and 22b, and the field winding Link to 2 4 Some magnetic flux ⁇ 2 links to the armature 30. However, the magnetic circuit is designed so that the voltage exceeding the battery voltage cannot be generated even if the rotation speed of the rotor 20 reaches the maximum rotation speed only with the magnetic flux ⁇ m2.
  • the magnetic flux ⁇ c 0 generated by the field winding 24 circulates around the magnetic path formed by the pole cores 21 and 22 and the armature core 31 as shown in FIG. Interlink.
  • the magnetic flux 1111 and the magnetic flux ⁇ c0 flow in the disk portions 21c and 22c and the boss portions 21b and 2213 of the Landel-type core in opposite directions. Therefore, due to the superposition theory, the net magnetic flux amount in this portion is ⁇ co ⁇ ⁇ ⁇ , which is smaller than that without the permanent magnet 28. Therefore, if the pole cores 21 and 22 of the rotor 20 are made of the same material, the cross-sectional area of the magnetic path in the disk portion and the boss portion can be reduced as compared with the case without the magnet. That is, the inductance of the field winding 24 can be reduced without changing the winding specification of the field winding 24.
  • the magnetic flux linked to the armature winding 3 2 is the sum of the magnetic flux ⁇ c 0 due to the field winding 24 and the magnetic flux ⁇ ⁇ 2 of the magnet, and the magnetic circuit cross-sectional area is ( ⁇ It must be expanded to the cross-sectional area equivalent to ( ⁇ + ⁇ ⁇ 2) / ⁇ c ⁇ .
  • a reflux diode 47 is connected in parallel to the field winding 24 so as to protect the power transistor 45.
  • the output voltage of the generator immediately after the occurrence of the G surge reaches a no-load saturation voltage several tens of times the rated voltage.
  • the control circuit 46 detects the abnormal rise of the output voltage and immediately shuts off the power transistor 45.
  • the field current that has been flowing continues to flow through the freewheel diode 45 as shown in FIG. 2 as the current i f.
  • the resistance value of the field winding 24 is R and the inductance is L
  • the size of the field winding 24 attenuates with time constant LZR.
  • the magnetic flux ⁇ c 0 generated in the cores 21 and 22 also attenuates with the time constant L / R, and the magnitude of the no-load saturation voltage generated at the output terminal 42 also attenuates with the time constant LZR. . That is, as is well known, the field current If, the magnetic flux ⁇ co due to the field current, and the output voltage VB attenuate exponentially with LR as a time constant.
  • Figure 7 shows the change in G surge voltage due to such a change in magnetic flux.
  • the vertical axis in FIG. 7 indicates the output voltage (V) on the positive electrode side, and the horizontal axis indicates the time (sec) from the opening of the B terminal.
  • the attenuation characteristic of the G surge without the conventional magnet is shown by a dashed line, and the attenuation characteristic of this embodiment is shown by a solid line.
  • the decay time is greatly improved.
  • the decay time of the G surge is greatly improved by reducing the inductance of the field winding 24 by reducing the reverse bias magnetic flux ⁇ ml and the cross section of the magnetic pole on the field side.
  • the second field source is the permanent magnet 28 disposed between the claw-shaped magnetic poles.
  • a permanent magnet a ferrite magnet or a rare earth magnet can be used.
  • an electromagnet or the like may be used as the second field source.
  • a permanent magnet as a second field source for generating a magnetic flux flowing in the opposite direction at the boss portion of the rotor with respect to the magnetic flux due to the field current causing the G surge comprising a magnetic path sectional area S b force the further field ⁇ ?, the magnetic path cross-sectional area S a 1 of the armature side and for 2 XS a 2, because they are set to their following, the G surge
  • the duration can be shortened. Therefore, the durability and reliability of the vehicle AC power generation system can be improved.

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Description

明細書 車両用交流発電システム 技術分野
本発明は、 交流発電機を備える車両用の交流発電システムに関す る。 背景技術
一般に車両用の交流発電システムを構成する車両用交流発電機 （ 以下オルタネ一タ） はエンジン本体にブラケッ トなどを介して搭載 されるためエンジンからの振動や走行時の振動など、 常に様々な振 動を受けている。 このためボルト、 ナッ ト類は緩みやすくなる。 と りわけ自重の大きい Bハーネスを支持固定する B端子ナツ トはその 影響が著しい。
B端子ナッ トが緩むと B端子部で接触不良が発生しスパークが断 続するようになり瞬間的に高電圧なパルス （サージ） が発生する。 更に振動が激しくなると Bハーネスは完全に外れてしまレ、、 オル夕 ネータは無負荷状態になりその出力電圧はいわゆる無負荷飽和電圧 と呼ばれる定格電圧の数 1 0倍もある高電圧に達する。
この場合内蔵もしくは別置の電圧調整器 （以下レギユレ一タ） が 出力電圧の異常上昇を瞬時に検知して、 界磁卷線に直列に接続され たパワートランジスタを即遮断する。
この時、 出力端子に現れる異常な高電圧は界磁巻線を介してパヮ — トランジスタに印加される力 オルタネ一タに使われるパワート ランジスタの耐圧はそれほど高くなく、 このような高電圧が印加さ れると破壊してしまう恐れがある。 従って一般的には界磁卷線に力 ソ一ドが B電位側になるようにダイォ一 ドを並列に接続して界磁電 流を還流させてパワートランジスタを保護している。
界磁卷線に流れている電流は界磁卷線の抵抗値を R， イ ンダクタ ンスを Lとすると時定数 L/Rで減衰してゆく。 この間回転子は界 磁電流が流れ続ける限り回転磁界を発生し続け、 出力端子に無負荷 飽和電圧を誘起させけ続ける。 このような界磁電流の時定数 LZR での減衰に伴って、 無負荷飽和電圧も時定数 LZRで減衰する。 こ れが尖塔電圧として観測されるいわゆる Gサージである。
この Gサージが発生した際に各部品を保護すベく様々な工夫がな されている。
例えば B— E間にコンデンサやパワーツエナ一ダイォードを併設 して Gサージのエネルギーを吸収してしまうことが行われている。 しかし Gサージのエネルギーは相当なものでありそれを吸収するに は相当容量のコンデンサやパワーツエナーダイォ一ドにしなければ ならず、 その発生頻度の割に規模が大き くなりすぎてしまう欠点が める。
また、 特開平 5— 2 3 0 6 7 8のように整流器を構成するダイォ —ドをパワーツエナーダイォードで構成することも知られている。 しかしこの場合にも Gサージのエネルギーを該ツエナーダイオード で短絡させて消費しているためサージ期間が長いと整流器自体を破 壊しかねない。
さらには U S P 5 1 8 74 2 6のように Gサージ発生と同時に界 磁電流の極性を反転させて界磁中の残留磁気を急速に生じさせるこ とも考えられる力 ?、 逆方向通電させるための励磁回路が複雑になる という欠点がある。 発明の開示
本発明は、 上記問題点に鑑み、 Bハーネス外れ時などに発生する サージ電圧の継続時間を簡便に且つ効果的に短縮することを目的と する。
本発明は、 専用の回路や制御などを一切設けることなく簡便に G サージの継続時間を短くすることを目的とする。
本発明は、 上記目的を達成しうる車両用交流発電機または車両用 交流発電システムを提供することを目的とする。
請求項 1記載の車両用交流発電システムでは Gサージの原因であ る界磁電流による磁束とは界磁極路中で逆方向に流れる磁束を発生 させる第 2界磁源を備え、 さらに界磁側の磁路断面積が電機子側の 磁路断面積と同等以下であることで従来の界磁巻線と同じ仕様の巻 線であっても回転子側のイングクタンスを小さくすることが可能で ある。 従って Gサージ発生後直ちに界磁電流調整用の半導体スィッ チ遮断し、 同時に該第 2の界磁源を作用させて界磁巻線による磁束 を急速に減少させることができる。 しかも、 Gサージの時定数が小 さくなるため容易に Gサージの継続時間を短縮できる。
請求項 2記載の発明では、 前記半導体スィ ツチの遮断期間中に前 記第 2の界磁源により前記回転子に供給される磁束量は、 前記半導 体スィツチの導通期間中に前記第 1の界磁源としての前記界磁巻線 により供給される磁束量とほぼ同一であるので、 発電性能を最大に 引き出しながら、 Gサ一ジの継続時間を短縮することができる。 請求項 3記載の車両用交流発電システムでは、 前記第 2の界磁源 として永久磁石を採用するので、 第 2の界磁源を耐久性、 信頼性に 優れた構成で提供できる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明を適用した一実施例の車両用交流発電機の要部を示 す部分断面図である。 図 2は一実施例の電気回路を示す回路図であ る。 図 3は磁束を説明するための磁気回路の模式断面図である。 図 4は磁束を説明するための磁気回路の模式断面図である。 図 5は磁 束を説明するための磁気回路の模式断面図である。 図 6は磁束を説 明するための磁気回路の模式断面図である。 図 7は Gサージの減衰 特性を示す波形図である。 図 8は電機子の断面を示す斜視図である 。 図 9は界磁としての回転子の断面を示す断面図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態として、 本発明を適用した車両用交流 発電システムの実施例を図面に基づいて説明する。
図 1は車両用交流発電システムの第 1実施例の主要部である車両 用交流発電機の回転子と電機子の断面図である。
車両用交流発電機 1 0は、 図示されないフレームを有し、 このフ レームに回転子 2 0が回転可能に軸支され、 エンジンにより回転駆 動される。 さらにフレームには回転子 2 0の外周側に対向するよう にして電機子 3 0が固定されている。
回転子 2 0は、 一対のポールコア 2 1、 2 2で構成されたランデ ル型コア 2 3と、 このコアに装着された第 1の界磁源としての界磁 巻線 2 4と、 第 2の界磁源としての磁石部材 2 5とを備える。
—対のポールコア 2 1、 2 2は、 シャフ ト 2 6に嵌合固定されて いる。 一対のポールコア 2 1、 2 2は、 それぞれが軸方向に延びる 爪状の磁極としての爪部 2 1 a、 2 2 aと、 磁路としてのボス部 2 l b、 2 2 bと、 ボス部と爪部とをつなぐ磁路としてのディスク部 2 1 c、 2 2 c とを備える。
界磁卷線 2 4は、 ボビン部材 2 7に卷装保持されてボス部 2 1 b , 2 2 bに装着されている。 また、 磁石部材 2 5は、 爪部 2 1 a、 2 2 aの間の隙間毎に設けられた複数の永久磁石 2 8と、 これら複 数の永久磁石 2 8を連結してポールコア 2 1、 2 2への組み付け前 に組立体として扱うことを可能にする磁石保持部材 2 9とを有して いる。
永久磁石 2 8は、 界磁巻線 2 4によ り磁化される界磁磁路として のボス部に対しては、 界磁巻線による磁位を逆バイアスする向きの 極性をもっている。 このため、 永久磁石 2 8の磁束は界磁卷線と鎖 交するように供給される。 しかも、 この永久磁石 2 8は、 後述する パワー トランジスタ 4 5の導通期間中に界磁卷線 2 4 によ り発生す る磁束量に相当する量の磁束を供給する。 従って、 第 2の界磁源と しての永久磁石 2 8は、 パワー トランジスタ 4 5の遮断時を含む過 渡的な変化を生じる過渡期間にも、 パワートランジスタ 4 5の遮断 期間中にも、 さらには導通期間中にも逆方向の磁束を供給している 電機子 3 0は、 電機子コア 3 1 と、 この電機子コア 3 1に装着さ れた多相結線された 3相の電機子巻線 3 2 とを備える。
図 2は本実施例の電気回路を示す。 星型結線された電機子巻線 3 2の各出力端は半導体スィツチとしてのダイォードで組まれた整流 プリ ッジ回路 4 1 に接続されており、 電機子巻線 3 2で発生した多 相交流電力を直流電力に変換する。 整流回路 4 1 の正極側は B端子 4 2に接続され、 車両側の電源線 4 3を介して車載バッテリを含む 車載電気負荷 4 4に接続されている。 一方、 負極側は接地されてい る。
界磁卷線 24と接地間には半導体スィツチとしてのパワートラン ジスタ 4 5が接続され界磁電流の通電量を調整する。 該パワートラ ンジスタ 4 5は制御手段としての制御回路 4 6によって断続制御さ れており、 制御回路 4 6に出力電圧 VBに応じて断続指令する。 界 磁卷線 24と並列に、 力ソー ドが正極側になるように還流ダイォ一 ド 4 7が設けられている。
図 8、 図 9は、 電機子 3 1および回転子 2 0における磁路断面積 の関係を説明する図である。
図 8において、 電機子の磁路断面積について説明する。 電機子の 磁路断面積は、 1磁極対の磁路閉ループを形成する鉄心部分のうち 、 主磁束が通る部分の断面積を指している。 従って、 一般的に 2 P 極の発電機においては、 発電機鉄心の 3 60 ° Z2 Pの範囲内に存 在するティースの合計の断面積 S a 1が対象とされる。 また、 実施 例の構成においては、 コアバック部の断面積 S a 2の 2倍を対象と することもできる。 一般に過不足のない磁路の断面積を設定するた めに、 電機子の各部断面積 S a 1、 S a 2は関連をもって設計され るからである。 この実施例の構成においては、 電機子の各部断面積 は、 S a l =2 X S a 2となるように設計される。 この実施例にお いては、 電機子 3 1の積層厚さ寸法を L、 ティースの幅を Wl、 コ ァバック厚さを W 2として、 3 6 0° ノ2 Pの範囲内に 3個のティ —スが存在する。 従って、 S a l = 3 XWl X L、 S a 2 =W2 X Lとして表される。
次に、 図 9により回転子 2 0の磁路断面積について説明する。 回 転子の断面積は、 界磁巻線 24による磁束と永久磁石 2 8による磁 束との両方が通るボス部のうち、 1磁極对に相当する断面積を指し ている。 この回転子の断面積 S bは、 ボス部の直径を Dとして、 S b = 1 ZP X ττ/4 X D2 として表される。
そしてこの実施例では、 断面積 S bは、 断面積 S a (S a l、 2 X S a 2 ) に対して、 それ以下 （ほぼ同等を含む） に設定されてい る。 特にこの実施例では、 S a l〉S bかつ 2 X S a 2 >S bとな るように設定されている。
次にこの実施例の作用、 効果を図 3から図 7を用いて説明する。 尚、 図 3から図 6は磁束の消磁の様子を簡単に説明するための模 式図であるため磁極の形状などは簡略化して図示している。
この実施例では、 爪状磁極 2 1 a , 2 2 a間に界磁路中を界磁巻 線 2 4による磁位を逆バイアスする向きに永久磁石 2 8を備える。 このため、 通常発電時には図 3に示す如く永久磁石 2 8の磁束のう ちほとんどの磁束 ΦΙΉ 1はボス部 2 1 b、 2 2 bを通る磁路の内側 回路を周回し、 界磁卷線 2 4に鎖交する。 また一部の磁束 Φιη 2は 電機子 3 0へ鎖交する。 但しこの磁束 Φ m 2だけではたとえ回転子 2 0の回転数が最高回転数に達してもバッテリ電圧を超える電圧を 発生できないように磁気回路が設計されている。
一方界磁卷線 2 4の発生する磁束 Φ c 0は図 3に示す如くポール コア 2 1、 2 2 と電機子コア 3 1 とで形成される磁路を周回し電機 子巻線 3 2に鎖交する。
このように界磁電流が流れている状態ではランデル型コアのディ スク部 2 1 c、 2 2 c及びボス部 2 1 b、 2 2 13では磁束 1111 と 磁束 Φ c 0が互いに逆向きに流れるので重ね合わせの理によ りこの 部分の正味の磁束量は Φ c o— ΦΓΉ Ι となり、 永久磁石 2 8がない 場合に比べて小さくなつている。 従って回転子 2 0のポールコア 2 1、 2 2を同一材料で製作する ならば磁石なしの場合に比べてディスク部およびボス部における磁 路断面積を小さくできる。 つまり界磁巻線 2 4の卷線仕様を変更す ることなく界磁巻線 2 4のインダクタンスを低減することができる のである。
一方電機子巻線 3 2 に鎖交する磁束は界磁卷線 2 4による磁束 Φ c 0 と磁石の磁束 Φ ιη 2の和であり磁石なしの場合に比べてその磁 路断面積は （Φ ( Ο + Φ ΙΏ 2 ) / Φ c Οに相当する断面積まで拡大 しておく必要がある。
次に Gサージが発生した直後の現象について述べる。
界磁卷線 2 4には先に述べたようにパワートランジスタ 4 5を保 護するように還流ダイォード 4 7が並列接続されている。 一般に G サージが発生した直後の発電機の出力電圧は定格電圧の数十倍もの 無負荷飽和電圧に達する。 このとき制御回路 4 6は出力電圧の異常 上昇を検出して直ちにパワートランジスタ 4 5を遮断する。 すると 今まで流れていた界磁電流は還流ダイオード 4 5を介して図 2に電 流 i f として示すように流れ続ける。 但しその大きさは界磁卷線 2 4の抵抗値を R、 インダクタンスを Lとすると時定数 L Z Rで経時 的に減衰してゆく。
従ってコア 2 1、 2 2内に発生する磁束 Φ c 0も時定数 L / Rで 減衰してゆき、 結果出力端子 4 2に発生する無負荷飽和電圧の大き さも時定数 L Z Rで減衰してゆく。 つまり良く知られたように、 界 磁電流 I f 、 界磁電流による磁束 Φ c o、 出力電圧 V Bはそれぞれ L Rを時定数として指数関数的に減衰してゆく。
この実施例のように磁極間に永久磁石 2 8が設置されている場合 には、 パワートランジス夕 4 5が遮断された直後 （ t = t 0 ) は図 4に示す如くほぼ磁石なしの場合と同じ磁束 Φ c o ( t 0) (Φ c ο ( t O) >Φ ΙΏ 1 ) が流れているが同時に磁束 Φ c o ( t 0) と は逆向きに磁束 Φπι 1が存在するため Φ c o ( t O ) は ΦΙΉ Ιによ り急速に弱められてゆく。 尚 Φηι 1は時不変である。
こう して磁束 Φ c 0は急速に弱められる。 図 5には、 磁束 Φ c 0 がほぼ磁束 ΦΙΉ 1に等しいく らいにまで減衰した時刻 t == t 1の様 子を示す。
さらに磁束 ΦΐΏ 1によ り磁束 Φ C 0は急速に弱められ、 時刻 t = t 2ではほぼ Φ c 0 ( t 2 ) = 0になっている。 この様子を図 6に 示す。
このような磁束変化に伴う Gサージ電圧の変化を図 7に示す。 な お、 図 7の縦軸は正極側の出力電圧 （V) を示し、 横軸は B端子開 放からの時間 （ s e c ) を示す。 従来の磁石なしの場合の Gサージ の減衰特性が一点鎖線で示され、 この実施例の減衰特性が実線で示 されている。 このように本実施例によると、 減衰時間が大きく改善 される。
このように、 逆バイアス磁束 Φ m l と界磁側の磁極断面の縮小に よる界磁卷線 2 4のイ ンダクタ ンスの低減とによ り、 Gサージの減 衰時間が大きく改善される。
尚以上に述べた実施例では第 2の界磁源は爪状磁極間に配置され た永久磁石 2 8であったが、 かかる永久磁石としてはフェライ ト磁 石や希土類磁石などを用いることができ、 さらには第 2の界磁源と して電磁石などを用いてもよい。 産業上の利用可能性
本発明の車両用交流発電システムでは、 Gサージの原因である界 磁電流による磁束に対して、 回転子のボス部において逆方向に流れ る磁束を発生させる第 2の界磁源としての永久磁石を備え、 さらに 界磁側の磁路断面積 S b力 ?、 電機子側の磁路断面積 S a 1、 および 2 X S a 2に対して、 それら以下に設定されているから、 Gサージ の継続時間を短縮できる。 従って車両用交流発電システムの耐久性 、 信頼性を高めることができる。

Claims

請求の範囲
1 . 電機子巻線が装備された電機子と、
この電機子と対向して配置され回転駆動される複数の磁極を有す る界磁と、
前記界磁の前記磁極に磁束を供給する第 1の界磁源としての界磁 卷線と、
前記界磁卷線に並列接続されたダイオードと、
前記界磁卷線に直列に接続され前記界磁卷線への電流供給を制御 する半導体スィツチと、
この半導体スィツチを制御する制御回路とを備える車両用交流発 電システムにおいて、
前記界磁卷線による磁束とは逆向きの磁束を、 前記半導体スィッ チの遮断期間中に前記界磁卷線と鎖交するように前記界磁の磁路に 供給する第 2の界磁源を備え、
1磁極対分の前記界磁の磁路の断面積 S bが、 1磁極対分の前記 電機子の磁路の断面積 S a以下とされていることを特徴とする車両 用交流発電システム。
2 . 請求項 1に記載の車両用交流発電システムにおいて、
前記半導体スィツチの遮断期間中に前記第 2の界磁源により前記 界磁に供給される磁束量は、 前記半導体スィ ッチの導通期間中に前 記第 1の界磁源としての前記界磁卷線により供給される磁束量とほ ぼ同一であることを特徴とする。
3 . 請求項 1又は 2に記載の車両用交流発電システムにおいて、 前記第 2の界磁源は前記ポールコアの爪状磁極間に前記界磁巻線 による磁束とは逆向きの磁束を発生するように配置された永久磁石 であることを特徴とする。
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