WO1998038690A1 - Anordnung zur entzerrung eines frequenzsignals, insbesondere für eine satellitenkommunikationsanlage - Google Patents

Anordnung zur entzerrung eines frequenzsignals, insbesondere für eine satellitenkommunikationsanlage Download PDF

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Matthias Klauda
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    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P9/00—Delay lines of the waveguide type
    • H01P9/003—Delay equalizers

Definitions

  • the invention relates to an arrangement for equalizing a frequency signal, in particular for a satellite communication system, with a channel filter and an equalizer connected downstream of the channel filter.
  • the disadvantage here is that there are so-called transit time differences between the low, medium and high frequency signal components within a narrow-band frequency band. These delay differences lead to signal falsifications in the subsequent composition and amplification of the signals.
  • CM Kudsia Synthesis of Optimum Reflection-Type Microwave Equalizers, RCA Review, September 1997, page 571 ff., For example, discloses the use of a microwave equalizer in satellite communication systems.
  • Waveguide resonators or dielectric resonators with a downstream, short-circuited two-circuit filter are usually used here.
  • These resonators have the disadvantage that they are of relatively large construction and there are therefore limits to the use of a large number of these resonators in satellite communication systems, in particular in the satellite itself.
  • it is generally known to produce filters in a superconducting planar technology. Compared to known filters and equalizers, these save considerable space and weight.
  • the equalizer consists of an at least partially superconducting reflection equalizer, which preferably has a planar circulator and a superconducting reflection filter, the components used in superconducting planar technology allow the signals to be equalized and the group delay to be reduced in the smallest possible installation space.
  • the low-frequency and higher-frequency signal components of the signal to be transmitted in a specific frequency band are superimposed on the reflection filter in such a way that their transit time approximates the transit time of the medium-frequency signal components, so that the variation in the group delay is drastically reduced.
  • Figure 1 is a schematic view of an arrangement for equalizing a frequency signal
  • Figure 2 shows the group runtime of the individual components of the arrangement of Figure 1 and
  • FIG. 3 shows a group runtime of the entire arrangement according to FIG. 1.
  • an arrangement 10 for equalizing a frequency signal is shown schematically.
  • the arrangement 10 has a channel filter 12, at the input connection 14 of which a frequency signal is present.
  • An equalizer 18 is connected to an output terminal 16 of the channel filter 12.
  • the equalizer 18 has a circulator 20 and a reflection filter 22.
  • the circulator 20 is connected with a first connection 24 to the output connection 16 of the channel filter 12.
  • a second connection 26 of the circulator 20 is connected to the reflection filter 22 and the equalized frequency signal is present at an output connection 28.
  • the channel filter 12 is, for example, an 8-circuit filter.
  • the reflection filter 22 is, for example, a microstrip or coplanar filter, while the circulator 20 is a Y microstrip line circulator.
  • the reflection filter 22 has a coupling line 30 which is connected to the connection 26 of the circulator 20. Furthermore, at least one pair of planar resonators 32 coupled to one another is provided.
  • the coupling line 30 is resistance-matched to the circulator 20, in particular its connection 26. This adjusts the opening width of the connection 26 to the opening width of the coupling line 30, so that an optimal connection transition is achieved with regard to reflection behavior. This avoids reflection losses.
  • the arrangement 10 shown in FIG. 1 has the following function:
  • a frequency signal present at the input connection 14 is band-limited by the channel filter 12, that is to say that only a narrow frequency band is filtered out.
  • the input signal is, for example, in the gigahertz range (microwave), for example from 3.4 to 4.2 GHz.
  • the channel filter 12 turns this input signal into the narrow frequency band filtered out.
  • the filtering is carried out in accordance with the design of the channel filter 12.
  • This narrow frequency band is to be fed to an amplifier following the output connection 28 of the arrangement 10.
  • the individual frequencies of the narrowed frequency band filtered out have a different transit time due to their different frequency, so that their amplification and subsequent reassembly to the amplified output signal would lead to signal falsifications.
  • the low and higher frequency signal components of the frequency signal present at the output connection 16 are slower than the medium frequency signal components. Overall there is a group run time difference of around 20 to 40 ns.
  • FIG. 2 the group delay time of the frequency components of the frequency signal present at the input connection 14 is plotted against the frequency as an example.
  • the upper solid line illustrates the group delay in channel filter 12. It is clear that between the low frequency range at 3.885 GHz and the higher frequency range at 3.920 GHz and the middle frequency range at approximately 3.900 to 3.905 GHz there is a delay time difference of approximately 15 ns (from approximately 28 up to approximately 42 ns).
  • the individual signal components are fed into the circulator 20.
  • the frequency signals are passed to the connection 26 via the circulator 20 and from there to the planar resonators 32 via the coupling line 30.
  • the signals are from the Planar resonators 32 are reflected and again fed to the resonator of the circulator 20 via the coupling line 30 and the connection 26. From there, there is a reflection at the output connection 28 of the circulator 20.
  • the equalizer 18 which consists of the circulator 20 and the reflection filter 22, is designed in such a way that the transit time of the low-frequency and higher-frequency frequency signals is less than the transit time of the medium-frequency signal components. Viewed over the frequency band, the transit time of the equalizer 18 has an increasing parabola in the areas in which the transit times in the channel filter 12 have a descending parabola. On the other hand, the transit time in the equalizer 18 has a falling parabola in the frequency range in which the transit time in the channel filter has an increasing parabola.
  • the signal of the group delay over frequency is shown in FIG.
  • Superimposing the transit times of the individual frequency components results in a parabolic curve over the frequency, which shows a group delay difference, i.e. the distance from the slowest transit time to the fastest transit time, of approximately 3 ns (from approximately 38 to approximately 41 ns).
  • group delay time differences as a function of the frequency of the entire arrangement 10 are drastically reduced.
  • group delays of less than 2 ns can be achieved.
  • These runtime differences within a channel do not lead to any significant signal falsification in the case of a subsequent amplification and composition of the output information.
  • a space and weight saving is achieved at the same time by constructing the arrangement 10 in superconducting planar technology.
  • Such arrangements 10 are suitable for use in satellites in a satellite communication system.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Radio Relay Systems (AREA)
  • Waveguide Connection Structure (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Entzerrung eines Frequenzsignals, insbesondere für eine Satellitenkommunikationsanlage, mit einem Kanalfilter und einem dem Kanalfilter nachgeschalteten Entzerrer. Es ist vorgesehen, dass der Entzerrer ein zumindest teilweise supraleitender Reflexions-Entzerrer (18) ist.

Description

Anordnung zur Entzerrung eines Frequenzsignals, insbesondere für eine Satellitenkommunikationsanlage
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Entzerrung eines Frequenzsignals, insbesondere für eine Satellitenkommunikationsanlage, mit einem Kanalfilter und einem dem Kanalfilter nachgeschalteten Entzerrer.
Stand der Technik
Es ist bekannt, bei der Übertragung von Informationen über eine Satellitenverbindung die Informationen in hochfrequente Signale umzuwandeln und diese zu übertragen. Um eine Vielzahl von Informationen gleichzeitig übertragen zu können, werden mehrere auswählbare Frequenzbänder des gesamten für eine Übertragung geeigneten Frequenzspektrums zur Übertragung einer In- formation verwendet. Diese hochfrequenten Signale werden von einer Bodenstation zu einem Satelliten und von diesem zu Empfängern übertragen. In den Satelliten erfolgt hierbei eine Umsetzung und Verstärkung der übertragenen Signale. Da an sich notwendige breitbandigen Verstärker nicht realisierbar sind, werden die Signale in relativ schmale Frequenzbänder zerlegt, diese Signale verstärkt und anschließend zu dem Ausgangssignal zusammengesetzt und dann übertragen.
Hierbei ist nachteilig, daß es zu sogenannten Laufzeitunterschieden zwischen den nieder-, mittel- und hochfrequenten Signalanteilen innerhalb eines schmal- bandigen Frequenzbandes kommt. Diese Laufzeitunterschiede führen bei der anschließenden Zusammensetzung und Verstärkung der Signale zu Signalverfälschungen.
Um diese Laufzeitunterschiede auszugleichen, ist es bekannt, die Signale über einen Entzerrer zu führen, der einen Zirkulator aufweist. In dem Zirkulator wird das zu übertragende Signal eingekoppelt und durch ge- steuerte Reflexionen innerhalb des Zirkulators einem Ausgangsanschluß zugeführt. Hierdurch wird die Gruppenlaufzeit des Signals reduziert, das heißt, die Übertragungszeit der nieder-, mittel- und hochfrequenten Signalanteile eines Signals erfolgt in einem kürzeren Zeitabstand. Aus C. M. Kudsia, Synthesis of Optimum Reflection-Type Microwave Equalizers, RCA Review, September 1997, Seite 571 ff, ist beispielsweise die Verwendung eines Mikrowellenentzerrers in Satellitenkommunikationsanlagen bekannt. Üblicherwei- se werden hierbei Hohlleiterresonatoren oder dielektrische Resonatoren mit nachgeschaltetem, kurzgeschlossenem Zweikreisfilter eingesetzt. Diese Resonatoren haben den Nachteil, daß sie relativ groß bauen und somit der Verwendung einer Vielzahl dieser Reso- natoren in Satellitenkommunikationsanlagen, insbesondere im Satellit selber, Grenzen gesetzt sind. Darüber hinaus ist allgemein bekannt, Filter in einer supraleitenden Planartechnik herzustellen. Diese weisen gegenüber bekannten Filtern und Entzerrern eine erhebliche Platz- und Gewichtsersparnis auf.
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße Anordnung mit den im Anspruch 1 genannten Merkmalen bietet den Vorteil, daß neben ei- ner Platz- und Gewichtsreduzierung eine weitere Verkürzung der Gruppenlaufzeit erreicht wird. Dadurch, daß der Entzerrer aus einem zumindest teilweise supraleitenden Reflexions-Entzerrer besteht, der vorzugsweise einen Planarzirkulator und ein supraleiten- des Reflexionsfilter aufweist, kann aufgrund der verwendeten Bauteile in supraleitender Planartechnik auf geringstem Einbauraum eine Entzerrung der Signale und eine Verringerung der Gruppenlaufzeit erfolgen. Über das Reflexionsfilter werden die niederfrequenten und höherfrequenten Signalanteile des zu übertragenden Signals eines bestimmten Frequenzbandes derart überlagert, daß deren Laufzeit der Laufzeit der mittel- frequenten Signalanteile angenähert wird, so daß die Variation der Gruppenlaufzeit drastisch verringert ist.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den in den Unteransprüchen genannten Merkmalen.
Zeichnungen Die Erfindung wird nachfolgend in einem Ausführungsbeispiel anhand der zugehörigen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1 eine schematische Ansicht einer Anordnung zur Entzerrung eines Frequenzsignals;
Figur 2 die Darstellung der Gruppenlaufzeit der einzelnen Bestandteile der Anordnung gemäß Figur 1 und
Figur 3 die Darstellung einer Gruppenlaufzeit der gesamten Anordnung gemäß Figur 1.
Beschreibung des Ausführungsbeispiels
In Figur 1 ist eine Anordnung 10 zur Entzerrung eines Frequenzsignals schematisch dargestellt. Die Anordnung 10 besitzt ein Kanalfilter 12, an dessen Ein- gangsanschluß 14 ein Frequenzsignal anliegt. An einem Ausgangsanschluß 16 des Kanalfilters 12 ist ein Entzerrer 18 angeschlossen. Der Entzerrer 18 weist einen Zirkulator 20 und ein Reflexionsfilter 22 auf. Der Zirkulator 20 ist mit einem ersten Anschluß 24 mit dem Ausgangsanschluß 16 des Kanalfilters 12 verbunden. Ein zweiter Anschluß 26 des Zirkulators 20 ist mit dem Reflexionsfilter 22 verbunden und an einem Ausgangsanschluß 28 liegt das entzerrte Frequenz- signal an.
Sowohl das Kanalfilter 12, der Zirkulator 20 und das Reflexionsfilter 22 sind in einer supraleitenden Pia- nartechnik ausgeführt . Da Aufbau und Wirkungsweise von in supraleitender Planartechnik ausgebildeten Bauelementen allgemein bekannt sind, soll hier nicht näher darauf eingegangen werden. Das Kanalfilter 12 ist beispielsweise ein 8-Kreisfilter . Das Reflexionsfilter 22 ist beispielsweise ein Mikrostreifen- oder Koplanarfilter, während der Zirkulator 20 ein Y- Mikrostreifenleitungszirkulator ist .
Das Reflexionsfilter 22 weist eine Einkoppelleitung 30 auf, die mit dem Anschluß 26 des Zirkulators 20 verbunden ist. Ferner ist wenigstens ein Paar miteinander verkoppelter Planarresonatoren 32 vorgesehen.
Die Einkoppelleitung 30 ist zu dem Zirkulator 20, insbesondere dessen Anschluß 26, widerstandsangepaßt. Hierdurch erfolgt eine Anpassung der Öffnungsweite des Anschlusses 26 zu der Öffnungsweite der Einkoppelleitung 30, so daß hinsichtlich eines Reflexions- Verhaltens ein optimaler Anschlußübergang erzielt wird. Hierdurch werden Reflexionsverluste vermieden.
Die in Figur 1 dargestellte Anordnung 10 zeigt folgende Funktion:
Ein am Eingangsanschluß 14 anliegendes Frequenzsignal wird durch das Kanalfilter 12 bandbegrenzt, das heißt, lediglich ein schmales Frequenzband wird herausgefiltert. Das Eingangssignal liegt beispielsweise im Gigahertzbereich (Mikrowelle) , beispielsweise von 3,4 bis 4,2 GHz, an. Aus diesem Eingangssignal wird durch das Kanalfilter 12 das schmale Frequenzband ausgefiltert. Die Filterung erfolgt entsprechend der Auslegung des Kanalfilters 12. Dieses schmale Frequenzband soll einem den Ausgangsanschluß 28 der Anordnung 10 nachfolgenden Verstärker zugeführt werden. Die einzelnen Frequenzen des ausgefilterten schmalen Frequenzbandes besitzen aufgrund ihrer unterschiedlichen Frequenz eine unterschiedliche Laufzeit, so daß ihre Verstärkung und anschließende Wiederzusammensetzung zu dem verstärkten Ausgangssignal zu Signalverfälschungen führen würde. So sind die nieder- und höherfrequenten Signalanteile des am Aus- gangsanschluß 16 anliegenden Frequenzsignals bekanntermaßen langsamer als die mittelfrequenten Signalanteile. Insgesamt ergibt sich ein Gruppenlauf- Zeitunterschied von zirka 20 bis 40 ns .
In Figur 2 ist beispielhaft die Grupppenlaufzeit der Frquenzanteile des am Eingangsanschluß 14 anliegenden Frequenzsignals über der Frequenz aufgetragen. Die obere durchgezogene Linie verdeutlicht die Gruppenlaufzeit im Kanalfilter 12. Es wird deutlich, daß zwischen dem niedrigen Frequenzbereich bei 3,885 GHz und dem höheren Frequenzbereich bei 3,920 GHz sowie dem mittleren Frequenzbereich bei zirka 3,900 bis 3,905 GHz ein Laufzeitunterschied von zirka 15 ns (von zirka 28 bis zirka 42 ns) besteht.
Die einzelnen Signalanteile werden in den Zirkulator 20 eingespeist. Über den Zirkulator 20 werden die Frequenzsignale an den Anschluß 26 geleitet und von dort über die Einkoppelleitung 30 den Planarresona- toren 32 zugeführt. Die Signale werden von den Planarresonatoren 32 reflektiert und über die Einkoppelleitung 30 und den Anschluß 26 wiederum dem Resonator des Zirkulators 20 zugeführt. Von dort erfolgt eine Reflexion an den Ausgangsanschluß 28 des Zirkulators 20.
Für die nieder-, mittel- und hochfrequenten Anteile der Teilsignale ergeben sich unterschiedliche Re- flexionsbedingungen in dem Reflexionsfilter 22. Hier- durch ergibt sich eine Gruppenlaufzeit der einzelnen teilfrequenten Signale, wie sie beispielsweise mit der gepunkteten Linie in Figur 2 dargestellt ist. Der Entzerrer 18, der aus dem Zirkulator 20 und dem Reflexionsfilter 22 besteht, ist derart ausgebildet, daß die Laufzeit der niederfrequenten und höherfre- quenten Frequenzsignale geringer ist als die Laufzeit der mittelfrequenten Signalanteile. Über das Frequenzband betrachtet weist die Laufzeit des Entzerrers 18 eine ansteigende Parabel in den Bereichen auf, in denen die Laufzeiten im Kanalfilter 12 eine absteigende Parabel aufweisen. Andererseits weist die Laufzeit im Entzerrer 18 in dem Frequenzbereich eine abfallende Parabel auf, in dem die Laufzeit im Kanalfilter eine ansteigende Parabel aufweist . Aufgrund dieser Auslegung ergibt sich das in Figur 3 dargestellte Signal der Gruppenlaufzeit über der Frequenz. Durch Überlagerung der Laufzeiten der einzelnen Frequenzanteile ergibt sich ein parabelförmiger Verlauf über der Frequenz, der einen Gruppenlaufzeit- unterschied, das heißt, der Abstand von der langsamsten Laufzeit zur schnellsten Laufzeit, von zirka 3 ns (von zirka 38 bis zirka 41 ns) zeigt. Es wird deutlich, daß die GruppenlaufZeitunterschiede als Funktion der Frequenz der gesamten Anordnung 10 drastisch reduziert sind. Je nach Bandbreite des Frequenzsignals können Gruppenlaufzeiten von unter 2 ns erzielt werden. Diese LaufZeitunterschiede innerhalb eines Kanals führen zu keiner signifikanten Signal- Verfälschung bei einer nachfolgenden Verstärkung und Zusammensetzung der Ausgangsinformation. Neben der drastischen Verringerung der Gruppenlaufzeit wird gleichzeitig durch einen Aufbau der Anordnung 10 in supraleitender Planartechnik eine Platz- und Gewichtsersparnis erreicht. Derartige Anordnungen 10 sind geeignet, in Satelliten einer Satellitenkommunikationsanlage eingesetzt zu werden.

Claims

Patentansprüche
1. Anordnung zur Entzerrung eines Frequenzsignals, insbesondere für eine Satellitenkommunikationsanlage, mit einem Kanalfilter und einem dem Kanalfilter nach- geschalteten Entzerrer, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer ein zumindest teilweise supraleitender Reflexions-Entzerrer (18) ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Entzerrer (18) einen Planarzirkulator (20) und ein eingekoppeltes, supraleitendes Reflexionsfilter (22) aufweist.
3. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Reflexionsfilter (22) ein Mikrostreifenfilter ist.
4. Anordnung nach Anspruch 1 bis 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Reflexionsfilter (22) ein Koplanar- filter ist.
5. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Planarzirkulator (20) ein Mikrostreifenzirkulator ist.
6. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einkopplung des Reflexionsfilters (22) am Zirkulator (20) über eine Einkoppelleitung (30) erfolgt.
7. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Einkoppelleitung (30) widerstandsangepaßt ist.
8. Anordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Reflexionsfilter (22) wenigstens einen Planarresonator (32) aufweist.
PCT/DE1997/002580 1997-02-26 1997-11-06 Anordnung zur entzerrung eines frequenzsignals, insbesondere für eine satellitenkommunikationsanlage WO1998038690A1 (de)

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JP53713298A JP2001513279A (ja) 1997-02-26 1997-11-06 周波数信号の等化装置、例えば衛星通信装置用の周波数信号の等化装置
EP97949874A EP0962031B1 (de) 1997-02-26 1997-11-06 Anordnung zur entzerrung eines frequenzsignals, insbesondere für eine satellitenkommunikationsanlage
DE59706581T DE59706581D1 (de) 1997-02-26 1997-11-06 Anordnung zur entzerrung eines frequenzsignals, insbesondere für eine satellitenkommunikationsanlage
CA002277996A CA2277996A1 (en) 1997-02-26 1997-11-06 Arrangement for the equalization of a frequency signal, for a satellite communication system in particular

Applications Claiming Priority (2)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001257630A (ja) * 2000-02-28 2001-09-21 Illinois Super Conductor Corp 無線通信システム

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10020930B4 (de) 2000-04-28 2007-10-04 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Vorrichtung und Verfahren zur Vorbehandlung eines unter Verwendung eines nichtlinearen Verstärkers mit vorgeschaltetem Bandpaßfilter zu übertragenden Signals

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4491808A (en) * 1981-11-05 1985-01-01 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Equalizer circuit for use in communication unit
US5172084A (en) * 1991-12-18 1992-12-15 Space Systems/Loral, Inc. Miniature planar filters based on dual mode resonators of circular symmetry
USH1408H (en) * 1993-04-19 1995-01-03 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Microwave circulator with a planar, biasing, permanent magnet
US5616538A (en) * 1994-06-06 1997-04-01 Superconductor Technologies, Inc. High temperature superconductor staggered resonator array bandpass filter

Non-Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
HUANG F: "LOW LOSS QUASITRANSVERSAL MICROWAVE FILTERS WITH SPECIFIED AMPLITUDE AND PHASE CHARACTERISTICS", IEE PROCEEDINGS: MICROWAVES, ANTENNAS AND PROPAGATION, vol. 140, no. 6, PART H, 1 December 1993 (1993-12-01), pages 433 - 440, XP000420572 *
MANSOUR R R ET AL: "C-BAND EXTERNALLY-EQUALIZED SUPERCONDUCTIVE INPUT CHANNEL FILTERS", 1994 IEEE INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM-DIGEST, vol. 1, 23 May 1994 (1994-05-23) - 27 May 1994 (1994-05-27), SAN DIEGO (US), pages 187 - 190, XP000527267 *
R. KNERR: "A MICROWAVE CIRCULATOR THAT'S SMALLER THAN A QUARTER", BELL LABORATORIES RECORD., vol. 51, no. 3, March 1973 (1973-03-01), MURRAY HILL, NEW JERSEY US, pages 79 - 84, XP002058969 *
WEIGEL R ET AL: "NARROW-BAND YBCO SUPERCONDUCTING PARALLEL-COUPLED COPLANAR WAVEGUIDE BAND-PASS FILTERS AT 10 GHZ", 1993 IEEE MTT-S INTERNATIONAL MICROWAVE SYMPOSIUM-DIGEST, vol. 3, 14 June 1993 (1993-06-14), ATLANTA (US), pages 1285 - 1288, XP000481232 *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2001257630A (ja) * 2000-02-28 2001-09-21 Illinois Super Conductor Corp 無線通信システム

Also Published As

Publication number Publication date
EP0962031A1 (de) 1999-12-08
JP2001513279A (ja) 2001-08-28
US6307444B1 (en) 2001-10-23
CA2277996A1 (en) 1998-09-03
DE19707675A1 (de) 1998-08-27
EP0962031B1 (de) 2002-03-06
DE59706581D1 (de) 2002-04-11

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