WO1998012831A1 - Two-phase/four-phase modulated comb-shaped spread spectrum communication system - Google Patents

Two-phase/four-phase modulated comb-shaped spread spectrum communication system Download PDF

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WO1998012831A1
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signal
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comb
communication system
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Noriyoshi Kuroyanagi
Naoki Suehiro
Toshikatsu Naitoh
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Toyo Communication Equipment Co., Ltd.
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    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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    • H04J13/00—Code division multiplex systems
    • H04J13/0007—Code type
    • H04J2013/0037—Multilevel codes

Definitions

  • the present invention relates to a two-phase / four-phase modulated spectrum comb-teeth spread communication system that reduces inter-channel interference.
  • the present applicant has already announced an approximate synchronous CDMA system using a signal that is a pseudo-periodic sequence as a signal design method with no inter-channel interference.
  • This signal design method has an advantage that signals of each channel can be efficiently separated and reproduced because interference between channels can be eliminated.
  • signals on each channel are converted into two-phase signals (signals represented by + and-) and four-phase signals (signals represented by + and-). (Signals represented by 10, 1, j, -j), and there was a problem that the configuration of the communication device was complicated by that much.
  • the present invention provides a two-phase / four-phase modulation vector comb that can simplify the configuration of a communication device by using a two-phase signal or a four-phase signal. It is intended to provide a tooth spread communication system.
  • Claim 2 discloses a two-phase 'four-phase modulation spectrum comb-teeth spread communication system in which a different carrier can be assigned to each user using a two-phase signal or a four-phase signal. It is intended to provide.
  • a two-phase signal or a four-phase signal can be used to prevent a side lobe from being generated near a main pulse in a signal output from a matching filter on a receiving side.
  • Phase ⁇ It aims to provide a four-phase modulation spectrum comb-tooth spread communication system.
  • Claim 4 provides a two-phase / four-phase modulation spectrum comb-tooth spread communication system capable of forming a plurality of codewords using a two-phase signal or a four-phase signal. The purpose is.
  • the present invention provides a two-phase ⁇ four-phase modulation spectrum comb-shaped expansion.
  • a basic sequence consisting of two-phase or four-phase chips is prepared, and one or a plurality of these basic sequences are obtained by repeating the spectrum.
  • a pseudo-periodic extension transmission frame is configured by duplicating and adding a plurality of rear and front chips of the finite-length sequence to the front and rear outsides of the finite-length period sequence. It is characterized in that demodulation is performed using the finite-period series matched filter.
  • a different carrier is assigned to each user, and for each assigned carrier, It is characterized in that a two-phase signal or a four-phase signal whose modulation spectrum has a comb shape is assigned.
  • the basic sequence is a two-phase orthogonal sequence, a four-phase orthogonal sequence, or a polyphase. It is characterized by the fact that sidelobes are not generated near the main pulse output from the matched filter on the receiving side as an orthogonal sequence, and the multipath resistance is enhanced.
  • a plurality of types of the extended transmission frames are prepared as codewords.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a communication system to which an embodiment of a two-phase / four-phase modulation spectrum comb spread spectrum communication system according to the present invention is applied
  • FIGS. 2 (a) and (b) are diagrams.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a spectrum and a waveform example of a basic signal used in the communication system shown in FIG. 1
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of a spectrum of a signal obtained by repeating the signal shown in FIG. 2
  • FIG. (A) to (e) are diagrams showing an example of a spectrum when the signal shown in FIG. 3 is transmitted on a carrier wave of each frequency
  • FIG. 5 is another basic signal used in the communication system shown in FIG.
  • FIG. 5 is another basic signal used in the communication system shown in FIG. FIG.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of a spectrum of another basic signal used in the communication system shown in FIG. 1
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of a spectrum of another basic signal used in the communication system shown in FIG.
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing an example of a signal serving as a base of a pseudo-periodic signal
  • FIG. 8 is a schematic diagram showing an example of a pseudo-periodic signal of the signal shown in FIG.
  • FIG. 9 and FIG. 9 are schematic diagrams for explaining the effect of the pseudo-periodic signal shown in FIG. is there.
  • the present inventor proposed a signal design method for an approximate synchronous CDMA system that can be performed without inter-channel interference, as described in Reference N. Suehiro, "Approximately synchronized CDMA system without co-channel interference using pseudo-periodic sequences, Proceedings of International. Symposium on Personal Communications '93-Nanjing, Oct. 1993, ⁇ N. Suehiro, "A signal design without co-channel interference for approximately synchronized CDMA systems", IEEE Journal of Selected Areas in Communications, June 1994 '' ⁇ Article " ⁇ ⁇ Suehiro," Signal design for approximately synchronized CDMA systems without co-channel interference ", Proceedings of ISSSTA94, July 1994.
  • each set of transmitter and receiver one Generally, at the base station, a two-phase or four-phase system is used as a means of transporting information.
  • the inter-channel interference appears in a polyphase sequence as a carrier on the receiver side.
  • the inter-channel interference does not affect the sensitivity of the receiver.
  • the inter-channel interference signal is a two-phase signal or a four-phase signal as a transmitter-side carrier.
  • the correlation characteristics of periodic sequences are easier to design than those of finite length sequences.
  • A (a 0, ai,..., a N _j)
  • a ' (a N-Lp..., a Nl, a 0,..., a N- 1, a 0,..., a L 2 -l) Length N with length N
  • the finite-length sequence A ′ is a finite-length sequence having N pseudo-periods.
  • B is a finite-length sequence having a length N different from A
  • the finite-length sequence A ′ is input to a filter that matches the finite-length sequence B
  • the central part corresponding to the length 1 ⁇ + L 2 + 1 in the output signal output is It matches the part of the cross-correlation function between the two periodic sequences, “1 ⁇ ⁇ ⁇ ...”, From the Li shift component to the L shift component.
  • This Kodewa referred to as the finite length sequence A 'the length N + 1 ⁇ + L 2 of pseudo-periodic series.
  • the present inventors have previously proposed a method of setting a periodic sequence having no cross-correlation. Here, the outline of this setting method will be described again.
  • a and B are cycle matrices representing a periodic sequence, respectively, these cycle matrices A and B and diagonal matrices C and D have the following relationship. ,
  • ⁇ and D are the complex conjugates of B and D, respectively, and is the transpose of ⁇ .
  • each of the four columns in the left side Matrix click scan of formula (2) is orthogonal sequence.
  • the difference between the signal and the interference is in the approximate synchronization state where the difference is in the range of 1 L to L.
  • the shift amount is in the range of -L to L, there is no detection side lobe and there is no inter-channel interference.
  • a CDMA communication system that does not have it can be realized.
  • an orthogonal sequence can be converted to a polyphase periodic sequence, and by using the DFT matrix, a polyphase periodic sequence can be converted to an orthogonal sequence. can do.
  • one polyphase orthogonal sequence can be converted into another polyphase orthogonal sequence by using the DFT matrix.
  • the signal for each user is Prepare eight 4-phase codewords including the super-polyhedron in the signal space.
  • each pseudo-periodic signal set [y i () ', y ⁇ ', ..., y i7 '] It can be seen that the carrier is a four-phase signal set.
  • the signals from the unsupported transmitters enter as polyphase signals that do not have any effect on the filter output of the receiver when the entire system is approximately synchronized. No interference. .
  • a four-phase orthogonal sequence can be used.
  • a two-phase orthogonal sequence (1, 1, 1, 1) can be used.
  • each of the obtained signals becomes a two-phase or four-phase signal in its own carrier. That is, any code of the prior art can be used for the signal setting described above.
  • a four-phase signal can be obtained.
  • the latter four-phase signal is more suitable than the earlier four-phase signal.
  • the real part and imaginary part of the later four-phase signal are each binary, depending on the viewpoint, the device configuration can be made simpler.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a communication system to which an embodiment of a two-phase / four-phase modulation spectrum comb-teeth spread communication system according to the present invention is applied.
  • the transmission side when performing communication between the transmitter 2 and the receiver 3 via the transmission path 4, the transmission side prepares a basic sequence composed of two-phase or four-phase chips. Then, one or a plurality of this basic sequence is obtained by repeating, and the front and rear outsides of the finite-length periodic sequence in which the spectrum is comb-shaped are formed at the rear and front of the finite-length periodic sequence.
  • An extended transmission frame is formed by duplicating and adding one or more chips, and the receiving side demodulates this by using a matching filter of the finite-length-period sequence before extension.
  • a two-phase signal or a four-phase signal was transmitted and received using a carrier of a predetermined frequency, that is, a carrier of a frequency determined to be used by the sender and the receiver from the viewpoint of the receiver.
  • a carrier of a predetermined frequency that is, a carrier of a frequency determined to be used by the sender and the receiver from the viewpoint of the receiver.
  • a user who transmits and receives another carrier transmits and receives a two-phase signal or a four-phase signal using the carrier, despite these being two- and four-phase signals, for themselves, Allocate a two-phase signal or a four-phase signal on each carrier to each user by using what can be regarded as “a polyphase signal that becomes an interference signal without inter-channel interference under the condition of approximate synchronization”.
  • the spectrum is spread as a signal composed only of the main pulse without the silo, designed by the above-mentioned design method.
  • this signal S i is repeated five times to generate signals S i S 1 S, S 2, and this signal “Sj S! S 1 S 2 S!
  • the spectrum of "" has a comb-tooth shape in which the width of the blank portion is "4" for the width "1" of each spectrum.
  • the sender side using four-phase signals, since it is possible to easily generate the transmission signal, to simplify the configuration of the transmitter 2, The manufacturing cost of the transmitter 2 can be reduced.
  • Y Q o ' ⁇ 07 is an ideal codeword that is a superregular polyhedron in the communication space.
  • a basic sequence for example, a signal Si or the like
  • one or more basic sequences are prepared.
  • An extended transmission frame is constructed by duplicating and adding one or more chips at the front and rear of the finite-length sequence to the front and outside of the finite-length sequence obtained repeatedly.
  • signal A shown in FIG. 7 and signal A shown in FIG. 8 based on the idea of demodulating this by using a matching filter of the finite-length sequence before expansion. 'And transmit it, and at the time of reception, use the matched filter of signal A and demodulate it to realize an approximate synchronous multi-channel DMA.
  • the transmitter 2 generates a signal A ′ as shown in FIG. 9 and transmits it
  • the signal A ′ is transmitted to one receiver 3 that tries to receive the signal A, for example, the receiving station [ Interference signals are generated for general receiving stations [B] other than A].
  • the phase at which the receiving station [B] receives the signal A always fluctuates, but as shown in Fig. 9, the phase difference between the receiving demodulation frame period of the receiving station [B] and the signal A is less than 2 seconds.
  • the receiving station [A] detects only the signal A using the matching filter of the signal A, and the signal B destined for the receiving station [B] has a similar frame configuration, and receives a part B "of the same. However, it does not occur as an output to the matching filter of the signal A. In this way, an approximate synchronous non-interference CDMA is realized.
  • the basic series including two-phase or four-phase chips is used on the transmission side.
  • An extended transmission frame is configured by duplicating and adding one or more chips at the front and rear of the finite-length sequence in which the ram has a comb-like shape to the front and outside of the finite-length sequence.
  • a matched filter of the finite-length period sequence before expansion is used to demodulate the signal, so that a 2-phase signal or 4-phase signal is used as compared with a case where a polyphase signal is used.
  • the configuration of the communication device can be simplified and the cost of the device can be reduced.
  • a signal A ′ is created based on the signal A to be transmitted, using the communication method and the concept of “pseudo-periodic sequence”, and transmitted. Since the received signal is reproduced by using the matched filter of A, it is possible to realize the approximate synchronous non-interference CDMA at low cost.
  • communication is performed by using a four-phase signal represented by the equation (3), but a two-phase signal represented by the following equation is used.
  • communication may be performed using a four-phase signal shown in the following equation.
  • the inventor of the present application has described a method for generating a polyphase signal satisfying the above equation (29) in Modulatable Orthogonal Sequences and their Application to SSMA Systems (IEEE Transactions on Information Theory, ol. IT-34, No. 1 January 1988). ), The four-phase signal generated using this method is
  • signals of orthogonal sequences are repeated to generate the signal “S i S t S js : s t ”, but the signal S i can be repeated.
  • a transmission signal may be generated by manipulating such a basic sequence signal other than the orthogonal sequence.
  • each head of the comb-shaped spectrum is flattened using the orthogonal sequence signal S i so as to secure desirable properties as transmission / reception signals.
  • a polyphase orthogonal sequence (orthogonal sequence having a constant absolute value) is used as a signal D.
  • the portion near the main pulse may be set to zero.
  • the configuration of the communication device can be simplified by using a two-phase signal or a four-phase signal.
  • a different carrier can be allocated to each user using a two-phase signal or a four-phase signal.
  • a two-phase signal or a four-phase signal can be used to prevent a side lobe from being generated near a main pulse in a signal output from a matching filter on a receiving side.
  • a plurality of codewords can be created using a two-phase signal or a four-phase signal.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

明細書
2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式
技術分野
本発明は、 チャネル間干渉を低減するようにした 2相 ' 4相変調スぺク トル櫛 歯状拡散通信方式に関する。
背景技術
本出願人は、 チャネル間干渉が無い信号設計法として、 既に擬周期系列となる 信号を使用した近似同期 C D M Aシステムを発表している。
この信号設計方法では、 各チヤネル間の千渉を無くすことができることから、 各チャネルの信号を効率良く分離して再生するこ とができるという利点がある。 しかしながら、 従来の近似同期 C D M Aシステムにおいては、 多相系列を使用し て信号を設定することから、 各チャネル上の信号が 2相信号 （+、 —で表わされ る信号） や 4相信号 （十、 一、 j 、 - j で表わされる信号） になっておらず、 そ の分だけ、 通信装置の構成が複雑になってしまう という問題があった。
本発明は上記の事情に鑑み、 請求項 1 では、 2相信号または 4相信号を使用す ることによって、 通信装置の構成を簡単にすることができる 2相 · 4相変調スぺ ク トル櫛歯状拡散通信方式を提供することを目的としている。
また、 請求項 2では、 2相信号または 4相信号を使用して、 各ユーザ毎に異な る搬送波を割り当てるこ とができる 2相 ' 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方 式を提供するこ とを目的と している。
また、 請求項 3 では、 2相信号または 4相信号を使用して、 受信側の整合フ ィ ルタから出力される信号中の主パルス近傍にサイ ドローブが発生しないようにす ることができる 2相 ■ 4相変調スぺク 卜ル櫛歯状拡散通信方式を提供することを 目的としている。
また、 請求項 4では、 2相信号または 4相信号を使用して、 複数の符号語を作 ることができる 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式を提供することを 目的としている。
発明の開示
上記の目的を達成するために本発明による 2相 ■ 4相変調スぺク トル櫛歯状拡 散通信方式は、 請求項 1 では、 2相または 4相のチッ プからなる基本系列を準備 し、 この基本系列を 1個ないし複数個、 繰り返して得られる、 スペク ト ラムが櫛 歯状になる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の後部と前 部の複数チップを複製して付加することにより、 擬周期拡張送信フレームを構成 し、 受信側では、 拡張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて復調するこ とを特徴としている。
また、 請求項 2では、 請求項 1 に記載の 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散 通信方式において、 各ユーザ毎に異なる搬送波を割り当て、 割り当てられた各搬 送波に対し、 変調スぺク トルが櫛歯状となる 2相信号または 4相信号を割り当て ることを特徴としている。
また、 請求項 3では、 請求項 1 または 2に記載の 2相 · 4相変調スぺク トル櫛 歯状拡散通信方式において、 前記基本系列を 2相直交系列または 4相直交系列、 あるいは多相直交系列と して、 受信側の整合フィルタから出力される主パルスの 近傍にサイ ドローブが発生しないようにして、 耐マルチパス特性を強化すること を特徴としている。
また、 請求項 4では、 請求項 1 に記載の 2相 · 4相変調スぺク 卜ル櫛歯状拡散 通信方式において、 前記拡張送信フ レームを複数種類用意して符号語とすること を特徴としている。
図面の簡単な説明
図 1は本発明による 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式の一形態例 を適用した通信システムの一例を示すブロック図、 図 2は （ a ) 及び （b ) は図 1に示す通信システムで使用される基本信号のスぺク 卜ラム例、 波形例を示す図、 図 3は図 2に示す信号を繰り返した信号のスぺク トラム例を示す図、 図 4は （a ) 乃至 （ e ) は図 3 に示す信号を各周波数の搬送波で送信したときのスぺク ト ラム 例を示す図、 図 5は図 1 に示す通信システムで使用される他の基本信号のスぺク トラム例を示す図、 図 6は図 1 に示す通信システムで使用される他の基本信号の スぺク ト ラム例を示す図、 図 7 は図 1 に示す通信システムで使用される擬周期信 号のベースとなる信号の一例を示す模式図、 図 8は図 7に示す信号の擬周期信号 例を示す模式図、 図 9は図 8に示す擬周期信号の効果を説明するための模式図で ある。
発明を実施するための最良の形態
まず、 本発明による近似同期 C D M Aシステムの詳細な説明に先だって、 本発 明の 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式の基本技術を説明する。
《序文》
まず、 本発明者は、 チャネル間干渉なしで可能な近似同期 C D M Aシステム用 の信号設計方法として、 文献 厂 N. Suehiro, " Approximately synchronized CDMA system without co-channel interference using pseudo-periodic sequences ， Proceedings of International Symposium on Personal Communications ' 93 - Nanj ing, Oct. 1993 」 、 文献 「N. Suehiro, "A signal design without co-channel interference for approximately synchronized CDMA systems", IEEE Journal of Selected Areas in Communications, June 1994」 ヽ 文献 「Ν· Suehiro, "Signal design for approximately synchronized CDMA systems without co-channel interference" , Proceedings of ISSSTA94, July 1994」 を発表している。
また、 近似同期 C D M Aシステムを含む C D M Aシステムにおいて、 良好な情 報通信レー トを実現するための符号系列設計法として、 文献 「N. Suehiro, "Signal design for CDMA by coded addition of sequences", Technical Report of IEICE, vol. I T-, May 199 」 ヽ 文献 Γ Ν. Suehiro, "Signal design for approximately synchronized CDMA systems without co-channel interference", Proceedings of ISSSTA94, July 1994」 ヽ 文献 ΓΝ. Suehiro, "New signal design method by coded addition of sequences " , Proceedings of ISIT， Sept. 1995」 ¾: 表している 0 これらの各文献で使用する信号は、 基本直交系列が多相直交系列である場合に、 検出サイ ドローブを小さい時間差範囲には持たないという極めて大きな特徴を持 つている。 以下、 この特徴について、 詳細に説明する。
まず、 装置的には、 多相信号より も、 2相信号あるいは 4相信号の方がより効 果的であることから、 検出サイ ドロ一ブゃチャネル間干渉を持たないで、 良好な 情報通信レー トを持つ近似同期 C D M Aシステム用の 2相信号あるいは 4相信号 の設定方法について説明する。
既に、 提案している信号設定方法の理論では、 送信機および受信機の各組 （一 般には、 ベースステーショ ン） において、 情報の搬送手段と して、 2相あるいは 4相系列を使用する。 このとき、 チャネル間干渉は、 受信機側の搬送手段として、 多相系列で現われる。 また、 そのチャネル間干渉は受信機側の感度に影響を与え ない。 しかしながら、 前記チャネル間千渉信号は、 その送信機側搬送手段として は、 2相信号あるいは 4相信号になる。
《チャネル間干渉を持たない近似同期 C DMAシステム用信号の設定方法》 <擬周期系列 >
まず、 以下に述べる詳細な説明に先立って、 擬周期系列の概念について、 その 概要を説明する。
周期系列の相関特性は、 有限長系列のものより設計が容易である。
、
A = ( a 0 、 a i 、 …、 a N_j )
を、 良好な周期相関特性を持つように設計された長さ Nの有限長系列と し、
A' = ( aN-Lp …、 aN-l 、 a 0 、 …、 aN- 1 、 a 0 、 …、 a L2-l ) を、 その中央部分に、 前記有限長系列 Aと一致する長さ Nの部分を有する長さ N
+ L i + Loの有限長系列とする。
この場合、 この有限長系列 A' における長さ Ltの最前部の要素は、 前記有限長 系列 Aにおける長さ 1^の最後部の要素と一致する。 一方、 前記有限長系列 A' に おける長さ L2の最後部の要素は、 前記有限長系列 Aにおける長さ L9の最前部の要 素と一致する。 したがって、 前記有限長系列 A' は Nの擬周期を有する有限長系 列になる。
前記有限長系列 A ' が前記有限長系列 Aにマッチするフィルタに入力された場 合、 このフィ ルタから出力される、 長さ 2 N + 1^+ L2— 1の出力信号が前記有限 長系列 A' と、 前記有限長系列 Aとの相互相関関数に対応し、 前記出力信号にお ける長さ 1^+ L2+ 1に当たる中央部分が周期系列 "〜ΑΑΑ···" の自己相関関数 の— L iシフ ト成分から L2シフ ト成分までの部分と一致する。
また、 Bを Aとは異なる長さ Nの有限長系列とし、 前記有限長系列 A' を前記 有限長系列 Bにマッチしたフィ ルタに入力した場合、 上述した場合と同様に、 前 記フィルタから出力される出力信号における長さ 1^ + L2+ 1に当たる中央部分が 2つの周期系列 、 "一Β Β Β···" の間の相互相関関数の一 L iシフ ト成分から Lりシフ ト成分までの部分と一致する。
こ こでは、 前記有限長系列 A' を長さ N + 1^+ L2の擬周期系列と呼ぶ。
<相互相関を持たない周期系列の設定 >
本発明者は、 かって相互相関を持たない周期系列の設定方法について提案した。 ここで、 この設定方法について、 その概要を再度、 説明する。
まず、 Aと、 Bとを各々、 周期系列を表わすサイクルマ ト リ ッ クスとすると、 これらサイクルマ ト リ ックス A、 Bと、 対角マ ト リ ックス C、 Dとが次式に示す 関係になり、
A = F一1 C F
B = F _1D F
但し、 F ： D F T (デジタルフーリ ヱ変換） マ ト リ ックス
サイクルマ ト リ ックス A、 Bで表わされた周期系列間の相互相関関数が次式で表 わされる。
【数 1】
AlB = F'1CDF … (1)
ただし Ή、 Dはそれぞれ B、 Dの複素共役、 は Βの転置行列である。
そして、 この式 （ 1 ) の右辺にある対角マ ト リ ッ クス、 すなわち、
【数 2】 対角マトリックス C、 D における全ての対角要素が 0である場合、 サイ クルマ ト リ ックス A、 B間の相互 相関関数が全ての項で 0になる。
例えば、 （ 1、 1、 W3 ) が直交系列であることから、 式 （ 2 ) の左辺の列べク トルはそれぞれ直交系列となり、 直交系列を D F丁すると成分の絶対値が一定の 系列 （多相系列） となるので、 【数 3】
Figure imgf000008_0001
但し、 WN= e X p ( )
N
F : 1 2点の D T Fマトリックス この式 （ 2 ) の右側マ ト リ ックスの列によって、 4つの多相周期系列を得るこ とができ、 これら 4つの多相周期系列における、 どの両者間の相互相関関数も全 ての項が 0になり、 これらのスぺク トラムにおける対応する項の乗算結果が全て の項において 0になる。
《微小シフ ト時における相互相関、
自己相関サイ ドロ一ブを持たない周期的系列セッ ト》
また、 （ 1、 1、 W3 ) が直交系列であることから、 式 （ 2 ) の左側マト リ ック ス中にある 4つの列の各々が直交系列になる。
これら 4相周期的系列の自己相関関数は以下に示すようになる。
【数 4】
(1、 〇、 0、 1、 0、 0、 1、 0、 〇、 1、 0、 〇）
(1、 〇、 〇、 j、 0、 〇、 一 1、 0、 0、 一 j、 0、 0)
(1， 0、 0、 一1、 0、 0、 1、 0、 〇、 -1. o、 〇）
(1、 0、 〇、 一 j、 0、 0、 一 1、 0、 0、 j、 0, 0)
但し、 j = そして、 擬周期信号として使用したとき、 これらの自己相関関数は、 信号受信 と、 マルチパス信号とを分離するのに、 良好な特性を持っている。
この点について、 以下に詳述する。
まず、 （ao 、 a i 、 a2 ) を周期 3の多相系列とし、 （ c 0 、 c i 、 c 2 ) を 周期 3の直交系列とすれば、
【数 5】
Figure imgf000009_0001
となる 【数 6】
Figure imgf000010_0001
Figure imgf000010_0002
と、
【数 7】
^2 Fe-
Figure imgf000010_0003
とを比較すれば、
a a
(a0 、 a 1 ヽ a2 a 2 ) の自己相関関数が、
【数 8】
Figure imgf000010_0004
として表わされる場合、 (w6 0a0 、 wg!a 1 w
w62 a 2 、 w63 a 0 、 w65 a 1 6— a 2 の自己相関関数は、
【数 9】
' 〇 e o
c o c o We1 e L
〇 w©2 e 2
C i C i e3 e0
0 We** e t
C C 2 We5 e2 となるこ とがわかる。 ここで、 e i = e o = 0であれば
【数 1 0】
Figure imgf000011_0001
となり、 さ らに
【数 1 1】
Figure imgf000011_0002
となる。 このこ とから、 = e 2 = 0であるとき 1 c 0 1 = 1 c 1 1 = 1 c 2
となることは明白であり、
( c 0 、 c 1 、 c2 )
が多相直交系列であるとき、
(a 0 ヽ a l ヽ a2 、 0
の自己相関関数と、
( w 0 1 2 5
6 a 0 、 w6 a 1 、 ^6 a 2 w63a0 w a 1 w gJ a 2 ) の自己相関関数とが— 2、 — 1、 1 2のシフ 卜において、 サイ ドロ一ブを持た ないことを意味する。
この結論については、 容易に一般化することができる。
《検出サイ ドローブもチャネル間干渉もない近似同期 C D M A》
また、 上述した式 （2) における （ 1、 1、 W3 ) が多相直交系列であるため、 これが Ai ( i = l、 2、 3または 4) 用のマッチ ドフィル夕に入力される場合、 擬周期系列 Ai ' は、 — 2、 — 1、 1、 2のシフ 卜において、 サイ ドローブを持た ない。 ただし、 式 （ 2 ) の右辺の列ベク トルを Ai、 A2、 A3、 としている。 また、 長さ 1 2 + 2 Lで擬周期 1 2の他の擬周期系列 A ^ が八丄 用のマッチ ド フィ ルタに入力した場合、 前記フィ ルタから出力される出力信号が一 Lシフ ト期 間から Lシフ ト期間において、 0になる。 したがって、 信号と干渉との間の相違 は一 Lから Lの範囲内となるような近似同期状態で、 シフ ト量がー Lから Lまで の範囲では、 検出サイ ドローブがなく、 チャネル間干渉も持たない C D M A通信 システムを実現することができる。
《検出サイ ドローブもチヤネル間干渉もない
近似同期 C DM Aシステムのための 2相あるいは 4相信号の設定方法》
D F Tマ ト リ ッ クスを使用することにより、 直交系列を多相周期系列に変換す ることができ、 また前記 D F Tマ ト リ ックスを使用することにより、 多相周期系 列を直交系列に変換することができる。
したがって、 前記 D F Tマ ト リ ッ クスを使用することによ り、 1つの多相直交 系列を他の多相直交系列に変換することができる。
ここで、 （ 1、 j ) が直交系列であることから、 次式に示す HI は巡回型のュニ タ リ マ ト リ ッ クスになる
【数 1 2】
1
1 j
同様に、 以下に示す各マ ト リ ッ クスにおける 8つの列は、 ユーク リ ツ ド空間に
1 j
おける超正多面体を構成する。
【数 1 3】
Figure imgf000013_0001
j 一 1
-1 J
1 一 J
一
ό 一 1一
0 1一
1
Figure imgf000013_0002
一 0
ここで、
【数 1 4】
We1 W
V" F2H,=
We7 W8 3_
Figure imgf000013_0003
における各々の列が直交系列であることから、 次式に示す如く各ユーザ用に、 信 号空間における超正多面体を含む 8つの 4相コ— ドワー ドを用意する 【数 1 5】
7 1
Figure imgf000014_0001
一
" l j j 一 1 一 1 一 j 一 J 1
3 1 一 I ― J *ΐ 一 1丄 1
丄 j
1 3 j 一 1 一 1 一 j 一 J 1 j 1 一 1 j 一 j 一 1 1 一 j
1 j J 一 1 一 1 - 3 一 j - 1
J 1 一 1 D 一 3 - 1 1 一 j
「y oo y o i y οε y 03 y ΟΛ y 05 y οβ y 07
ひ
y y y y y o y is is
Figure imgf000015_0001
I 〇 ^ 〇 〇 0) o
CJ. H '
10 〇 〇 〇 O 〇
◦ ^ O ◦ 〇
U. H1 CJ. H CJ. »-* 」
L^LJ L
【数 1 7】
0 0 0 〇 0 0 0 〇
0 0 0 0 0 0 0 0
e1 we1 w8 3 w8 3 w8 5 we5 w8 7 we7
0 0 0 0 0 0 0 0
0 0 0 0 0 0 0 0
w$7 We3 We1 W8 J 8 3 We7 Ws5 We1
W2d° 0 0 0 0 0
0 0 0 0 0
0 0 16 0 〇 0
0 0 0 〇 〇
0 0 0 0 〇
0 0 0 0 0 W2
一 1 J J 一 1 一 1 一 J 一 3 1
D 1 一 1 j 一 J 一 1 1 一 j
1 J j 一 1 一 1 一 3 一 J 1
3 1 一 1 3 一 j - 1 1 一 J
1 j J 一 1 一 1 一 j 一 3 1
j 1 -1 0 一 j 一 1 1 一 J
C3 f 20 y 2i y as y S3 Ύ y ss y 2 «5 y 2? これにより、 各擬周期信号セッ ト [yi()' 、 y η' 、 ···、 y i7' ] が自らの搬送 波にとっては 4相信号セッ トであることが分かる。
一方、 対応しない送信機からの信号は、 全システムが近似同期している場合、 受信機側のフィルタ出力に何の影饗も与えないような多相信号と して入ってく る ので、 チャネル間干渉にならない。 。
なお、 4相信号を設定するために、 （ 1、 j ) に代えて、
( 1、 1、 1、 — 1 ) , ( 1、 j、 1、 - j )
( 1、 1ヽ 1、 1、 1ヽ jヽ 一 1ヽ 一 j 、 1 、 一 1 、 1 、 — 1 、 1 、 - j j )
あるいは
C 1 ヽ 1 ヽ 1 ヽ 1 ヽ 1 ヽ j 、 一 1 ヽ
j 、 1 、 — 1 、 1 、 一 1、 1 、 j 、 一 1 、 j )
などの 4相直交系列を用いることができる。
また、 2相信号を設定するため、 2相直交系列 （ 1 、 1 、 1 、 一 1 ) を用いる こともできる。
《チャネル間干渉を持たないが、 検出サイ ドローブを持つ
近似同期 C D M Aシステムのための 2相あるいは 4相信号の設定》 また、 検出サイ ドローブが許容される場合、 任意の 2相あるいは 4相コ一 ドが 使用可能になる。
【数 1 8】
Figure imgf000017_0001
を長さ Nの 2相あるいは 4相コー ドにおけるコ一 ドヮー ドとすると、 直交系列 F N X i を前記式 （ 2 ) における基本直交系列として用いることができる。
これにより、 得られた信号のそれぞれが、 自らの搬送波における 2相あるいは 4相信号となる。 すなわち、 従来技術の任意のコ一 ドが、 これまで説明した信号 設定のために使用することができる。
《 4相信号のための 7Γ Z 4回転》
さ らに、 4相信号を複素平面において、 7Γ / 4回転させることにより、
( 1 、 j 、 一 1 、 - j )
を含む 4相信号から、 【数 1 9】
Figure imgf000018_0001
を含む 4相信号を得ることができる。
装置の構成上、 場合によっては、 後の 4相信号の方が先の 4相信号より、 好適 になる。 例えば、 後の 4相信号の実数部および虚数部はそれぞれ 2値なので、 見 方によっては、 より装置構成を簡単にすることができる。
以下、 図面を参照しながら、 上述した基本技術を使用した本発明による 2相 . 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式について詳述する。
図 1は本発明による 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式の一形態例 を適用した通信システムの一例を示すプロ ック図である。
この図に示す通信システム 1 は、 伝送路 4を介して、 送信機 2 と、 受信機 3 と の間で通信を行なう際、 送信側において、 2相または 4相のチップからなる基本 系列を準備し、 この基本系列を 1個ないし複数個、 繰り返して得られる、 スぺク トラムが櫛歯状になる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列 の後部と前部の 1 ないし複数チップを複製して付加することによ り、 拡張送信フ レームを構成し、 受信側では、 拡張前の該有限長周期系列の整合フ ィ ルタを用い て、 これを復調する。 また、 この際、 予め決められた周波数の搬送波、 すなわち 送信者と受信者の立場から見て、 自分たちで使用すると決めた周波数の搬送波を 利用して、 2相信号または 4相信号を送受信したとき、 他の搬送波を送受信する 利用者が前記搬送波を使用した 2相信号または 4相信号を送受信しても、 これら が 2相信号、 4相信号であるにもかかわらず、 自分たちにとっては、 「近似同期 の条件の下で、 チャネル間干渉の無い干渉信号となる多相信号」 と見なせること を利用して、 各ユーザに、 それぞれの搬送波における 2相信号または 4相信号を 割り当てる。
以下、 この通信システム 1 で使用される搬送波と、 2相信号 （または、 4相信 号） とについて、 詳細に説明する。
今、 図 2 ( a ) 、 ( b ) に示す如く上述した設計手法で設計された、 サイ ドロ— ブを持たない主パルスのみで構成される信号と して、 スぺク ト ラムを拡散させた 信号 エ があると仮定し、 この信号 S i を 5回、 繰り返して信号 S i S 1 S， S 2 " を生成すると、 この信号 "Sj S！ S 1 S 2 S！ " のスぺク トルが、 図 3に示すように、 各スぺク トラムの幅 " 1 " に対して、 空白部分の幅が "4" に なる櫛歯状になる。
この際、 図 3から明らかなように、 信号 Si の長さが 8であれば、 パルスの数が "8" になることから、 この信号 S 1 S 1 S 1 " を少しずつ周波数が異 なる 5種類の搬送波に乗せると、 図 4 ( a) 〜 （ e ) に示す如く各信号のスぺク トラムが互いに重ならない状態になる。
また、 信号 S1 を 4相信号にすることにより、 送信者側では、 4相信号を使用し て、 容易に送信信号を生成することができることから、 送信機 2の構成を簡素化 して、 送信機 2の製造コス トを下げることができる。
特に、 次式に示す如く各信号の位相を 4 5度ずつ、 ずらした 4相信号にすると、 実部と、 虚部とが共に、
【数 2 0】
1 一 1
(3) の 2値になって、 信号を作り易くすることができる。
【数 2 1】
Figure imgf000019_0001
さらに、 他の 号、 例えば、 次式で表現される信号では、
【数 2 2】
3
(5)
J
1
ί J スぺク トラムが平坦な信号 （ 1、 j ) を 3回、 繰り返しているので、 図 5に示す ようなスぺク トラムになり、 次式で表現される信号では、
【数 2 3】
Figure imgf000020_0001
図 6に示すようなスぺク 卜ラムになる
また、
【数 2 4】
一 1
J
Υοι = (7)
一 1
3
一 1
Figure imgf000020_0002
【数 2 5】
)
Figure imgf000021_0001
2 6】
Figure imgf000021_0002
一 J
一 1
一 j
(12) 一 J
一 1 【数 2 73
1
一 J
1
Y 07 = (13)
一 J
J
として、 [Υ 00 Y or γ 02、 γ03 Υ 04、 Υ 05、 Υ 06' Υ07] を 1人のユーザに 割り当てると、 YQQ〜Yn 077のどれが送信されたかを検出するだけで、 一度に 3ビ 卜の通信を行なうことができる。 この場合、 YQo' γ 07は 通信空間で、 超正多面 体となる理想的な符号語になっている。
さらに、
【数 28】
YlO Y , Yl2 Yl3 Υ Yl5 Υ Υ
Figure imgf000022_0001
W24° 00
•"Q
wf 2A 8
00
ΥθΟ Y O 1 Y 0≥ Y 03 Y OA I 05 Yoo (14)
Figure imgf000022_0002
として、 もう 1人のユーザに、 [Y10、 YU. Y12、 Y13、 Υ14、 Υ 、 Υ16、 Υ17] を割り当てると、 先のユーザとスぺク トル千渉なしに、 このユーザに、 先のユ ー ザと同様な、 3 ビッ トずつの通信を行なわせることができる。 この場合、 両方の ユーザとも、 それぞれの搬送波の 4相信号を用いている。
そして、 以上の説明した通信方法と、 「擬周期系列」 の考え、 すなわち 2相ま たは 4相のチップからなる基本系列 （例えば、 信号 Si など） を準備し、 この基本 系列を 1ないし複数個、 繰り返して得られる有限長周期系列の前部外側と後部外 側に該有限長周期系列の後部と前部の 1ないし複数チップを複製して付加するこ とにより、 拡張送信フ レームを構成し、 受信側において、 拡張前の該有限長周期 系列の整合フ ィ ルタを用いて、 これを復調するという考えとを用いて、 図 7に示 す信号 Aに基づき、 図 8に示す信号 A' を作って、 これを送信し、 受信時に、 信 号 Aの整合フィルタを用いて、 これを復調することにより、 近似同期無千涉 C DMA を実現する。
この際、 例えば送信機 2で、 図 9に示す如く信号 A' を作って、 これを送信す れば、 この信号 A' は信号 Aを受信しょう とする 1つの受信機 3、 例えば受信局 [A] 以外の一般受信局 [B] にとつて、 干渉信号となる。 受信局 [B] が信号 Aを受ける位相は常に変動するが、 図 9に示すように受信局 [B] の受信復調フ レーム周期の位相と、 信号 Aの位相差が一 て て 2秒以下で、 信号 Aの一部 A" が受信局 [B] の逆拡散系列の位相と合致している仮定すると、 受信局 [B] は 信号 A" を復調した場合、 信号 A" は受信局 [B] から見ると、 信号 Aの周期系 列の 1周期を取り出した信号であるから、 受信局 [B] の逆拡散系列 Bと信号 A" は直交するので、 受信局 [B] の整合フィルタ出力には、 信号 A" が干渉成分と して発生しないことになる。
一方、 受信局 [A] は信号 Aの整合フ ィ ルタを用いて信号 Aのみを検出し、 受 信局 [B] 宛の信号 Bが同様なフレーム構成をとり、 その一部 B" を受信しても、 信号 Aの整合フ ィ ルタに出力と して生じない。 このよう にして、 近似同期無干渉 C DMAを実現する。
このよ うに、 この形態例では、 伝送路 4を介して、 送信機 2と、 受信機 3との 間で通信を行なう際、 送信側において、 2相または 4相のチップからなる基本系 列を準備し、 この基本系列を 1個ないし複数個、 繰り返して得られる、 スぺク ト ラムが櫛歯状になる有限長周期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の 後部と前部の 1ないし複数チップを複製して付加することにより、 拡張送信フレー ムを構成し、 受信側では、 拡張前の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて、 これを復調するようにしたので、 多相信号を用いたときに比べて、 2相信号また は 4相信号を使用した分だけ、 通信装置の構成を簡単にして、 装置コス トを低減 することができる。
また、 この形態例では、 通信方法と、 「擬周期系列」 の考え方とを併用して、 送信対象となる信号 Aに基づき、 信号 A' を作って、 これを送信し、 受信時に、 前記信号 Aの整合フィルタを用いて、 受信信号を再生するようにしているので、 近似同期無干渉 C DM Aを安価に実現することができる。
また、 上述した形態例においては、 式 （ 3) などに示す 4相信号を使用して、 通信を行なうようにしているが、 次式に示す 2相信号、
( 1 j ) - ( 1 5)
または次式に示す 4相信号などを使用して通信を行なうようにしても良い。
【数 2 9】
(1, 1、 1、 一 1)
(1、 1、 1、 1、 1、 ό, -Ι,
、 1、 - 1、 1、 - 1、 1、 一 j、 - 1、 j) … （16) (1、 1、 1、 1, 1、 - 一 1、
j, 1、 一 1、 1、 一 1、 1、 j、 一 1、 一 j)
Figure imgf000024_0001
なお、 本願発明者は上記 【数 29】 式を満足する多相信号の生成方法について 、 Modulatable Orthogonal Sequences and their Application to SSMA Systems (IEEE Transactions on Information Theory, ol. IT-34,No.1 January 1988) に おいて発表したが、 この生成方法を用いて生成した 4相信号は、
(1) 0000012302020321
0000032102020123
(2) 0002012102000323
(2') 0002032302000121
(3) 0010013302120331 (3') 0030031102320113
(4) 0001123120213211 (4 0003321320231233
(5) 0002123220223212 (5')0002321220221232
(6) 0022010102200303 (6')0022030302200101
(7) 0011302320311003 (7')0033102120133001
(8) 0003123320233213 (8') 0001321120211231
(9) 0001012002030322 (9')0003032002010122 (9") 0002230302002101 (9" ') 0002210102002303
(10) 0000301220201032 (10') 0000103220203012 (10") 0000230102022103 (10" ') 0000210302022301
(11) 0011013002130332 (1Γ) 0033031002310112
') 0010231102122113 (11" ') 0030213302322331
(12) 0001301320211033 (12') 0003103120233011 (12' ')003301120231031 (12" ') 0001103320213013 となり、 全 3 2種類の 4相信号を得ることができる。 ここで、 （0 , 1， 2， 3) は（exP (j a) , exp ( j (a+pi/2) ) , exp ( j (a+pi) ) , exp ( j (a+3pi/z) ) に相ョする。 但し、 piは円周率であり、 a=pi/4のときに上記のようになる このようにしても、 これらの 2.柜信号、 4相信号のスペク トラムが平坦になる こどから、 上述した形態例と同様な効果を得ることができる。
また、 上述した形態例では、 無干渉 C D M Aを実現する際、 直交系列の信号 を繰り返して、 信号 " S i S t S j s : s t " を生成しているが、 信号 S i を繰 り返せば、 スぺク トラムが櫛歯状になることから、 このような直交系列以外の基 本系列信号を操り返して、 送信信号を生成するようにしても良い。
また、 上述した形態例では、 直交系列の信号 S i を使用して、 櫛歯状になったス ぺク トラムの各頭を平坦に揃え、 送受信信号として、 望ましい性質を確保するよ うにしているが、 このような通常の直交系列の信号 S i に代えて、 多相直交系列 （絶 対値が一定の直交系列） の信号 エ を使用して、 受信機 3側で受信信号の自己相関 関数を求めたとき、 メィンパルスに近い部分のサイ ドロ一ブが零になるようにし ても良い。
このようにすることにより、 送信機 2側から送信された送信信号が複数の経路 を介して受信機で受信されたときでも、 マルチパスのパルスと、 メインパルスと を区別を容易にして、 耐マルチパス性を向上させることができる。
以上説明したように本発明によれば、 請求項 1では、 2相信号または 4相信号 を使用することによって、 通信装置の構成を簡単にすることができる。
また、 請求項 2では、 2相信号または 4相信号を使用して、 各ユーザ毎に異な る搬送波を割り当てることができる。
また、 請求項 3では、 2相信号または 4相信号を使用して、 受信側の整合フィ ルタから出力される信号中の主パルス近傍にサイ ドローブが発生しないようにす ることができ o
また、 請求項 4では、 2相信号または 4相信号を使用して、 複数の符号語を作 ることができる。

Claims

請求の範囲
( 1 ) 2相または 4相のチップからなる基本系列を準備し、 この基本系列 を 1個ないし複数個、 繰り返して得られる、 スぺク トラムが櫛歯状になる有限長 周期系列の前部外側と後部外側に該有限長周期系列の後部と前部の複数チップを 複製して付加することによ り、 拡張送信フ レームを構成し、 受信側では、 拡張前 の該有限長周期系列の整合フィルタを用いて復調する、
こ とを特徴とする 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式。
( 2 ) 請求項 1 に記載の 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式に おいて、
各ユーザ毎に異なる搬送波を割り当て、 割り当てられた各搬送波に対し、 変調 スぺク トルが櫛歯状となる 2相信号または 4相信号を割り当てる、
ことを特徴とする 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式。
( 3 ) 請求項 1 または 2に記載の 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通 信方式において、
前記基本系列を 2相直交系列または 4相直交系列、 あるいは多相直交系列とし て、 受信側の整合フィルタから出力される主パルスの近傍にサイ ドローブが発生 しないようにして、 耐マルチパス特性を強化する、
ことを特徴とする 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式。
( 4 ) 請求項 1 に記載の 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式に おいて、
前記拡張送信フ レームを複数種類用意して符号語とする、
こ とを特徴とする 2相 · 4相変調スぺク トル櫛歯状拡散通信方式。
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