JP2003512759A - Cdma信号のマルチユーザ検出のための受信機 - Google Patents
Cdma信号のマルチユーザ検出のための受信機Info
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Abstract
Description
と、本発明は複数のユーザから同時にデータを受信する並列干渉消去受信機シス
テムおよび方法に関する。
を送信または受信することを可能にする。この媒体は、たとえば構内ネットワー
クすなわちLANのネットワークケーブル、通常の電話システムの銅線または無線
通信用の無線インタフェースによって構成される。
と呼ばれる。周波数分割多元接続すなわちFDMA、時分割多元接続すなわちTDMA、
キャリアセンス多元接続すなわちCSMA、符号分割多元接続すなわちCDMAその他の
通信技術により、2人以上のユーザが同一の通信媒体にアクセスできる。これら
の技術を組み合わせて、ハイブリッドの種々の多元接続の手法を編み出すことが
できる。たとえば、提案ずみの第3世代のW-CDMA標準の時分割二重モードすなわ
ちTDDモードは、TDMAとCDMAとを組み合わせたものである。
号を擬似雑音信号で変調することにより帯域を広げて(スペクトラム拡散)デー
タを送信する通信技術である。送信すべきデータ信号は、数百万ヘルツの一つの
周波数帯域に拡散されたわずか数千ヘルツの帯域幅を有する。通信チャネルはK
個の互いに独立のサブチャネルにより同時に利用される。各サブチャネルは、そ
れ以外のサブチャネルはすべて干渉として認識される。
ち広い帯域幅の擬似雑音(pn)系列発生器の生成した所定の符号パターンを繰り
返す特有の拡散符号と混合する。これら特有のユーザ拡散符号は、通常互いに擬
似直交するので、拡散符号間の相互相関は零に近くなる。データ信号をpn系列で
変調してディジタルスペクトラム拡散信号を発生する。次に、搬送波信号をディ
ジタルスペクトラム拡散信号で変調し、送信媒体を通じて送信する。受信機は、
この送信信号を復調してディジタルスペクトラム拡散信号を抽出する。送信され
てきたデータを整合pn系列との相関をとって再生する。拡散符号が互いに直交し
ている場合は受信信号は特定の拡散符号に関連する特定のユーザ信号と相関をと
ることができるので、その特定の拡散符号に関連する所望のユーザ信号のみを強
調し、それ以外のすべてのユーザ向けの他の信号は強調しない。
。チップ速度とサブチャネルデータ速度との比を拡散率と呼ぶ。
2進値を表す。3進シンボルおよび4進シンボルは、それぞれ三つの値と四つの
値をとる。シンボルの考え方により、各シンボルのビット内容が独自のパルス形
状を決定するので、情報の程度をより大きくすることができる。使用するシンボ
ルの数に応じて、同数の独自パルスまたは波形が存在する。送信元で情報をシン
ボルに変換し、これらシンボルを変調しサブチャネルを通じて送信し、送信先で
復調する。
サブチャネルとの間の干渉を最小限に抑えるよう選ぶ。従って、所望のサブチャ
ネルを復調するための標準的な手法は、それ以外のすべてのサブチャネルを通信
媒体中の干渉と同様の干渉として扱ってきた。この信号処理のために設計した受
信機は単独ユーザ用整合フィルタおよびレイキ受信機である。
はすべてのサブチャネルを受信機において復調する。受信機は、同時送信中のユ
ーザの各々に関する解読アルゴリズムを平行して実行することにより、それらユ
ーザ全部を傍受することができる。この考え方をマルチユーザ検出と呼ぶ。マル
チユーザ検出は単独ユーザ受信機に比べて性能を大幅に向上させることができる
。
のシステムブロック図を示してある。当業者には理解されるとおり、この受信機
は無線周波数rfダウンコンバージョンと無線周波数チャネル用の関連フィルタ処
理、アナログ−ディジタル変換、特定の通信媒体のための光信号復調などの機能
を備える。受信機の出力はすべての活性状態のサブチャネルの組合せ拡散信号を
含む処理済みのアナログ信号またはディジタル信号である。マルチユーザ検出器
はマルチユーザ検出を行い、活性状態のサブチャネルの各々に対応する複数の信
号を出力する。サブチャネルの総数全部またはそれ以下の数のサブチャネルを処
理することができる。
型装置であり、そのために、経済的な実現は困難である。費用を最小限に抑える
ために、最適の検出器の性能に近い妥協案として、計算の複雑性を軽減した線形
検出器、並列干渉消去(PIC)受信機などの次善のマルチユーザ検出器が開発さ
れてきた。線形検出器には、相関解除器、最小二乗平均誤差MMSE検出器およびゼ
ロフォーシングブロック線形等化器ZF-BLEなどが含まれる。PIC受信機は通常多
段反復受信機として設計され、ソフト判定(SD)またはハード判定(HD)に基づ
いている。
出器のシステムブロック図を図4に示す。通信媒体特定受信機(図3に示す)か
ら出力されるデータをサブチャネル推算装置に供給し、この推算装置で各サブチ
ャネルからのシンボルの各々のインパルス応答を推算する。線形検出器はこのイ
ンパルス応答推算値およびサブチャネルの拡散符号を用いて各サブチャネルのデ
ータを復調する。このデータを個々のユーザのためのサブチャネルデータ処理ブ
ロックに出力する。
形マルチユーザ検出方法を固定ゲートアレイ、マイクロプロセッサ、ディジタル
シグナルプロセッサDSPなどで実行する。固定論理システムはシステム速度の高
速化を可能にし、マイクロプロセッサ利用のシステムはプログラミングの融通性
をもたらす。いずれの場合も、マルチユーザ検出を受け持つ手段は一連の数学的
演算を実行する。この機能を説明するために、以下の変数で線形マルチユーザ検
出器の構成と動作とを定義するのが通常である: K=システム内で活性状態にあるユーザ/送信機の総数 Nc=データ・ブロック内のチップ数。チップ数が要求されるのは、拡散率
を変えるとこの数がすべてのユーザに共通の尺度となるためである。同期式CDMA
の場合、最大拡散率を有するユーザからのシンボルがデータのブロックを構成し
得る。従って、Ncは最大拡散率と等しくなるまで減ずることができる W=通信チャネルインパルス応答の長さをチップで表した値。この値は一般
に予め定められたシステムのパラメータである Q(k)=ユーザkの拡散率。拡散率は、ユーザのデータのシンボルの拡散に
用いるチップ数に等しい。システムには拡散率は既知の値であり、受信データか
ら推算する必要はない Ns (k)=ユーザkが送ったシンボルの総数。Ns (k)=Nc/Q(k) =送られた符号の総数 d(k)=ユーザkが送ったデータ(情報)。このデータは、ベクトルの形式で
表され、一つのベクトルは一つの指標変数により示されるデータのアレイである
。以下のベクトルと演算および行列演算のために、すべてのベクトルを列ベクト
ルとして定義する。d(k)のn番目の要素は、k番目のユーザにより送信されるn
番目のシンボルである h(k)=ユーザkが経験するサブチャネルのインパルス応答をベクトルで表し
たもの。この量は受信機で推算する必要がある。サブチャネルのインパルス応答
の受信機推算値をh(k)と称する。ベクトルh(k)の要素は、サブチャネルにより導
入される振幅変動および位相変動の両方をモデル化する複素数である v(k)=ベクトルとして表したユーザkの拡散符号。線形マルチユーザ検出の
ためには、特定のシンボルを拡散する拡散符号の部分を含むベクトルを考えると
有用である。従って、ベクトルv(k,n)はk番目のユーザにより送信されたn番目
のシンボルの拡散に用いる拡散符号と定義する。数学的には、これは(n-1)Q(k)+
1≦i≦nQ(k)についてvi(k、n)=vi(k)と定義され、他のすべてのiに関して0と
なる。ただしiはベクトル要素の指数である r(k)=ユーザkのデータを表すベクトルで、拡散系列v(k)により拡散されユ
ーザのサブチャネルh(k)経由で送信されたもの。ベクトルr(k)は、データのブロ
ックが到着する時間的期間中に実行されるチャネル観測結果を表す。ベクトルr( k) のi番目の要素を次の式として定義することができる:
受信データベクトルrは次のように定義できる:
。推算したサブチャネルインパルス応答ベクトルh(k)と拡散符号v(k)とを各ユー
ザkについてのシステム送信応答行列の作成に用いる。一つの行列は二つの指標
変数により示される数のブロックである。行列は矩形の格子の形に配列され、第
1指標変数が行指標となり、第2指標変数が列指標となる。
列の要素をAi,n (k)で示し、次のとおり定義する:
ィルタ応答に対応する。図5を参照すると、受信データrをユーザの拡散符号お
よびサブチャネルインパルス応答の組み合わせ全部との間で一致をみる。従って
、A(k)にはNs (k)個の整合フィルタ応答が含まれる。
列Aがすべてのユーザについてのシステム送信行列の連鎖によって次式のとおり
作成される。
の非零要素は複素数になりうる。
いての総システム送信応答行列の一例を次に示す。
(Nc=16)、チャネルインパルス応答長が4(W=4)、ユーザ二つのうち第
1のユーザの拡散率が2(Q(1)=2)、第2のユーザの拡散率が4である(Q(2)=
4)場合についてである。結果として得られる総システム送信応答行列A,bn,i (k) はk番目のユーザのn番目のシンボルに関して合成されるシステムおよびチャネ
ル応答のi番目の要素を示す。
の整合フィルタ応答を表す総システム送信応答行列Aを用いて処理される。整合
フィルタ動作は次式、すなわち
行列はAij H=反転Ajiと定義される。ただし、反転(バー)は複素数の共役値を
とる演算を示す。次に、整合フィルタ出力に目的行列Oの逆数を乗算する。目的
行列Oは線形受信機の各タイプを微分する処理を表す。これはシステム送信行列
Aから導かれる。
で特定される線形受信機である。最小二乗平均誤差ブロック線形等化器(MMSE-B
LE)受信機は目的行列がO=AHA+σ2Iで特定される線形受信機であり、σ2は受信
データベクトルrの各シンボルに存在する雑音の偏差であり、行列Iは単位行列
と呼ばれる。単位行列は正方形で対称形であり、その主対角線に1が、残りには
0が配置される。単位行列の大きさは線形代数の法則に従い加算演算が有効にな
るよう選ばれる。
号とその相互相関(干渉)特性のみを考慮することによって行列Aが簡略化され
る。通常Rと称される相互相関行列は、一般に相関解除型の受信機について構築
される。この行列は、上記のAの定義(すなわち各サブチャネルのチャネル応答
がインパルスである)においてW=1およびhi (k)=1と想定することにより構築
することができる。これによって、相互相関行列RはZF-BLE受信機について定義
される目的行列Oとなる。相関解除器はより複雑なマルチユーザ検出受信機のサ
ブプロセスとして働くことが多い。目的行列が作成されると、マルチユーザ検出
器はO-1と示すとおり行列を反転させる。
ルdの推算値を得る。すなわち、d(推定値)=O-1yとなる。目的行列の反転は
複雑で演算集中型のプロセスである。このプロセスの実行のために必要な演算数
は、行列Oの大きさの3乗として増大する。多くの非同期式CDMA受信機について
は、Oの大きさはきわめて大きくなり、そのために反転のプロセスが実行不可能
になる。線形代数を用いた手法により、この目的行列の逆数をとる演算の複雑さ
が軽減される。しかし、これらの手法は応用分野によっては実行不可能になる。
IC受信機はマルチユーザ検出器よりも複雑さの軽減された代替手段を提供する。
図6は従来技術による通常のPIC受信機を示す。受信データベクトルrを複数の
チャネル推算器に入力し、これら推算器により各サブチャネルのインパルス応答
を互いに独立に推算する。それらサブチャネルインパルス応答をデータ推算・干
渉消去プロセッサに出力し、このプロセッサをサブチャネルデータ処理ブロック
に出力してさらにデータ処理する。
信機は、サブチャネルの各々があるユーザの送信機から受信機までの間に伝送媒
体に起因するL個の互いに別々の信号経路から成るものと推定する。それらL個
の信号経路の各々について、図6に示すサブチャネル推算プロセッサにより相対
遅延量、振幅および位相を受信機で推算する。システム内に存在するK個のユー
ザの各々のL個の互いに異なる経路の各々について、PIC受信機は各ユーザに特
有の符号および各経路に特有の遅延量に整合した逆拡散値を割り当てる。したが
って、拡散器群には全部でKL個の逆拡散器が割り当てられる。これら逆拡散器
の各々は各ユーザからの受信データの推算値を生ずる。同じユーザのサブチャネ
ルの互いに異なる信号経路についてL個のデータ推算値を合成して、送信ずみユ
ーザデータのデータ推算値全部を生ずる。図7に示すとおり、従来技術による通
常の合成方法は最大比合成MRCである。これ以外の従来技術による合成手法も利
用できる。合成したデータ推算値をシンボル発生プロセッサに加えてシンボル情
報推算値を発生し、干渉消去プロセッサに供給する。
遅延量は干渉消去プロセッサに既知である。この情報を用いて、各ユーザの受信
信号経路(すなわち1、2、3、…、L)からそれ以外のユーザのL個の信号経
路への干渉、および同じユーザのL-1個の信号経路経由で受信した信号への干渉
の推算値を生ずる。これら干渉推算値を逆拡散器出力から減算し、それを合成プ
ロセッサに加えてデータ推算値補正値を生ずる。この補正済みのデータ推算値を
さらに用いて補正ずみの干渉推算値を発生し、それら干渉推算値をもう一組の補
正ずみデータ推算値の発生に用いる。論理上は、このプロセスを無限に繰り返す
ことができる。しかし、実際にはこのプロセスは2回乃至3回の反復で終結する
。
シンボル発生プロセスは受信シンボルに関する判定についての信頼情報を発生し
、HD-PICの場合はシンボル発生回路は受信シンボルについての信頼情報を発生し
ない。この相違点は受信機のデータ推算部の内部処理に限られる。PIC受信機の
これら二つのタイプとも、図6に示した専用サブチャネルデータプロセッサによ
る後続の処理のためのソフト判定シンボル推算値およびハード判定シンボル推算
値を発生できる。図7には最終的な受信機出力発生のための最終出力データシン
ボル発生器を配置して上記の点を示してあるが、内部データシンボル発生器と異
ならせることもできる。
なわち、従来技術によるPIC受信機は、各サブチャネルが伝送媒体内で送信信号
の通過するL個の互いに別々の信号経路から成ると仮定しているのである。逆拡
散動作およびチャネルマッチング動作(合成プロセッサが行う)の分離はこの仮
定の結果である。しかし、この仮定の下に構成された受信機は、拡散系列の非直
交性に起因する干渉、すなわち多元接続干渉MAIを補正できるだけである。すな
わち、一つのユーザの種々のシンボル相互間でそれらシンボルの通信チャネル伝
送中における時間的広がりに起因して生ずる干渉は補正できない。この種の信号
劣化は一般にシンボル相互間干渉ISIとして知られる。このISIは「太指効果」と
呼ばれる現象の一因となる。
信機で二つの互いに別々の信号経路として分解認識できないほどに小さい場合に
生ずる。その場合は二つの信号経路の片方からのデータの推算が受信機に不可能
になり、ユーザ全部に影響を及ぼし、受信機性能を低下させる。
離にL個の信号経路を単純化して仮定しているので、線形マルチユーザ検出器の
正確な受信信号モデルを用いたPIC受信機が望ましい。
ルス応答干渉を軽減する並列干渉消去受信システムおよび方法を提供する。ブロ
ック線形等化器には、相関解除受信機、ゼロフォーシング受信機、最小二乗平均
誤差受信機などが含まれる。この発明によるシステムは直接干渉消去器の出力の
補正のための干渉計算プロセッサ帰還ループを含む。m回の反復処理によって、
整合フィルタの出力シンボルから干渉を除去する。このPIC受信機は、各チャネ
ルがいくつかの互いに別々の信号経路から成るとの仮定を伴わない種々のブロッ
ク線形等化器の受信信号モデルを用いる。この受信機は各サブチャネルのインパ
ルスレスポンス特性を全体として推算する。
復号化するシステムおよび方法を提供することである。
C受信システムおよび方法を提供することである。
る次の説明から当業者には明らかになろう。
を次に説明する。
並列干渉消去受信機17を図8に示す。この受信機17は、各ユーザのサブチャ
ネルからの合成データを含む入力ベクトルrの形で離散的時間ブロックに送信さ
れてきた全ユーザkからのデータを入力する入力19と、各ユーザについて個々
のインパルス応答推算値h(k)を導くとともに総システム応答行列Aを構築する
チャネル推算プロセッサ21と、干渉なしのユーザデータd(k)を発生するデー
タ推算・干渉消去器23と、受信チャネルデータrから各ユーザkについてのユ
ーザデータd(k)を出力ベクトルの形で出力する出力25とを備える。この並列
干渉消去受信機17は、多様なベクトル演算および行列演算を行う副次メモリ付
きの複数のプロセッサを備える。それら多様なプロセッサと同様に機能する固定
ゲートアレーおよびDSPを用いて受信機17の代替的実施例を構成することもで
きる。ユーザの総数Kおよびそれらユーザの各々(k=1、2、3、…k)につ
いての拡散率Q(k)は調整用送信またはPIC受信機17への事前ロードによって予
め既知である。
このプロセッサ21のチャネル推算器27において個々のkのサブチャネルイン
パルス応答推算値をベクトルh(k)としてモデル化し、サブチャネル自身のシン
ボルに起因するシンボル相互間干渉ISIおよび受信データ信号すべてについて他
のユーザのサブチャネルからのシンボルに起因するMAIの補正をそのベクトルh( k) によって行う。個々のkのサブチャネルインパルス応答推算値h(k)を第1の
メモリ29に入力し、そのメモリでそのユーザの拡散符号と合成して(式3)そ
のユーザについてのシステム送信応答推算値行列An (k)を形成する。システム送
信応答推算値行列An (k)の各々を第2のメモリ31に出力し、このメモリ31で
総システム送信応答行列Aを組み立てる。この総システム送信応答行列Aはシス
テム送信インパルス応答推算値行列An (k)すべてから成る(式7)。総システム
送信応答行列Aは活性状態の送信機により使用中のサブチャネル全部についての
共通の情報を含むとともに、受信データ信号r中に含まれ得るチャネル相互間干
渉およびシンボル相互間干渉すべてについての情報を含む。
タベクトルrに基づき送信されてきたデータの推算を行う。データ推算プロセッ
サ23はサブチャネルデータシンボルを推算し、受信データベクトルd(k)をイ
ンタリーバ、ヴィタービ復号器などの個別サブチャネル処理ユニット331、3
32、333、…33kに出力する。データ推算および干渉消去プロセッサ23
を図9に示す。このプロセッサ23は、入力19へのデータベクトルrを整合フ
ィルタ処理して整合フィルタ出力ベクトルyを生ずる整合フィルタ35と、この
整合フィルタ出力yから帰還干渉cを除去する加算器37と、ユーザデータd(k ) の推算値を導く直接干渉消去器39と、反復カウンタ/スイッチ41と、帰還
干渉プロセッサ43と、ユーザデータ推算値d(k)からシンボルを組み立てるシ
ンボル発生器45とを備える。
得るためには、ユーザデータrを整合フィルタ35などによりフィルタ処理する
必要がある。当業者には周知のとおり、送信前の信号を表すレベルの出力を生ず
るには、拡散ずみのパルスの波形およびユーザサブチャネルのインパルス応答の
組み合わせの複素共役値を要素とする応答特性を整合フィルタ35に供給する必
要がある。入力19から整合フィルタ35に供給される信号rのうち所定の応答
特性に合致しないものは低レベルの出力を生ずる。
じ機能をもたらす。この整合フィルタ35の動作は、従来技術による並列干渉消
去受信機の逆拡散動作と異なり、式9で記述される。入力ユーザデータrを特定
のサブチャネルkの各々について拡散符号v(k)およびサブチャネルインパルス
応答h(k)と照合する。整合フィルタ35の出力ベクトルyの各要素は、送信さ
れてきたデータベクトルdの中の対応シンボルの初めの粗推算値である。
ム送信応答行列Aの各列は特定のシンボルの応答特性を表すベクトルである。受
信データベクトルrを整合フィルタ35に入力し、総システム送信応答行列Aか
らの各応答特性と照合して整合フィルタ出力ベクトルyを生ずる。この出力ベク
トルyの各要素はあるユーザの送信した特定のシンボルの一次推算値に対応する
。
渉消去器39は整合フィルタ35の出力ベクトルyに対して部分的干渉消去動作
を行う。この動作はスケーリング動作でもより複雑な動作でも構成できる。部分
的干渉消去を施したベクトルyをデータシンボル推算値dとして出力し、反復/
カウンタスイッチ41a経由で帰還干渉プロセッサ43に入力する。
器39により未消去のベクトルcを干渉推算値出力として生ずる。この干渉推算
値cを整合フィルタ35の出力ベクトルyから減算する。その減算出力zは整合
フィルタ35の出力ベクトルyから干渉推算値cを減算してものである。この干
渉推算値減算処理を所望の信号補正の度合に応じてm回繰り返す。m回反復して
干渉成分を整合フィルタ35の出力yから除去したのち、反復/カウンタスイッ
チ41を端子41bに切り換えて最終出力シンボル発生器45にdを出力する。
御ループの動作はm回反復受信機を表す。例えば、m=2の場合はPIC受信器1
7が消去処理を2回繰り返す。帰還干渉プロセッサ43による干渉ベクトル出力
をc(m)とし、直接干渉消去器39によるシンボル推算値ベクトル出力をd(m)と
すると、m回目の反復について
Sとの乗算を行い、帰還干渉プロセッサ43はシンボル推算値dと行列Tとの乗
算を行う。d(m)の初期条件は0である。この初期条件をシステム全体の動作に
著しい影響を及ぼすことなく他の値に設定できることは当業者に明らかであろう
。
従来技術による並列干渉消去受信機の場合と同様に、この出力を最終出力シンボ
ル発生器45で処理し、システム要求に応じて出力シンボル推算値に関するハー
ド判定情報またはソフト判定情報を生ずる。
消去器の出力d(m)は次式、すなわち
7は定常状態応答に収束する。この事態が生ずると、受信機17は、A.レズニ
ーク著の解説記事「新しい種類のPICマルチユーザ受信機およびそれら受信機とZ
F-BLE受信機およびMMSE-BLE受信機との関係」(インターディジタル コミュニケ
ーションズ コーポレーション紹介、1999年10月19日付)に説明してあるとおり
、式13の定常状態に収束する。なお、上記解説記事をここに参照してこの明細
書に組み入れる。
態対応は次式、すなわち
10および式11による受信機が収束する場合、目的行例Oの規定する線形受信
機に収束する。線形算術によると、(ST+1)-1S=Oとするには、行列S、
TおよびOが次式、すなわち
行列TおよびS-1に分割する。行列Tは帰還干渉プロセッサ43を規定する。行
列S(行列S−1の反転)は直接干渉消去器39を規定する。本発明のPIC受信
機17は行列Oの反転をもう一つの行列(S−1)および帰還ループ内の一連の
行列乗算で置換している。
時の所要複雑性を大幅に減らすことができることにある。例えば、行列S−1は
対角線行列(主対角線のみに非零要素を有する)でも差し支えない。対角線行列
の反転は主対角線上にある個々の要素だけの反転を伴う。
いる必要がある。この点は上述のA.レズニーク著の解説記事に記載してある。
定の形を形成する。目的行列Oの線形受信機については、行列Sは次式、すなわ
ち
等しくその行列のそれ以外の要素すべてが零である行列を規定する。式16を用
いて行列Tについて解くと、次式、すなわち
で、消去装置39はベクトルz(m)の個々の要素のスケーリングを行う。帰還干
渉プロセッサ43で行われるd(m)と行列Tとの行列乗算は干渉要素を計算する
。このアーキテクチャを含む受信機を、帰還またはPIC-fl受信機内の干渉完全消
去付きの並列干渉消去受信機という。
に収束しなければならない。本発明のPIC受信機17のZF-PIC-flはZF-BLE目的行
列0=AHAを用いる。したがって、行列SおよびTは次式、すなわち
受信機に収束する必要がある。本発明のMMSE-PIC-fl受信器17はMMSE-BLE目的
行列0=AHA+σ2Iを用いる。したがって、行列Sおよび行列Tは次式、す
なわち
1内に組み上げる総システム応答行列Aはチャネル効果を無視して相互相関行列
として組み上げる。この受信機構成は上述のZF-PIC-fl構成と同じであるが、行
列Aの変形を用いる。
外のPIC受信機も本発明のPIC受信機17のシステムおよび方法を用いて既存の線
形受信機モデルについて構成できる。二つの線形受信機モデルZF-BLEおよびMMSE
を実施例として示した。本発明のPIC受信機17の方法を用いて線形受信機をま
ず選んで収束を決める。
的実施例ではシンボル相互間干渉ISIの消去を直接干渉消去器39が行う。帰還
干渉プロセッサ43を多元接続干渉MAIの消去に用いる。この実施例を直接ISI消
去付きの並列干渉消去器、すなわちPIC-DISIと呼ぶ。上述のA.レズニーク著の
解説記事に述べてあるとおり、この手法はPIC-flよりも複雑であるが性能は高ま
る。
する必要がある。本発明のPIC受信機17のシステムおよび方法を用いた上記受
信機は次式、すなわち
受信機に収束する必要がある。本発明のPIC受信機17のシステムおよび方法を
用いた上記受信機は次式、すなわち
1で組み上げられる総システム応答行列Aはチャネル効果を無視して相互相関行
列として組み上げられる。受信機構成は上述のZF-PIC-DISI構成と同じであるが
、行列Aの変形を用いている。
を用いて上記以外の直接ISI消去付きPIC受信機を構成できる。二つの線形受信機
、すなわちZF-BLEおよびMMSE-BLEをPIC-DISI受信機構成に実施した形で示してあ
る。PIC-fl受信器の場合と同様に、線形受信機をまず選んで収束を決める。
御付きのUMTS第3世代広帯域CDMA標準方式案は低い干渉レベルを示す。上述のと
おり、本発明によるPIC受信機17はここに記載したものに限られない。行列S
および行列Tの選択による実現可能な受信機構成を提供できる。目的行列Oが与
えられると、その目的行列Oの規定する線形受信機に収束する任意の数の受信機
構成を式16が規定する。行列Sおよび行列Tの選択の変更は所望の受信機の複
雑さと性能とに対する異なる選択を意味する。直接干渉消去器39の性能をPIC-
DISI受信機の場合と同様に活用すると、PIC受信機17のよりよい性能が得られ
る。しかし、この直接干渉消去器39により多くの機能を担当させるには、より
複雑な行列の逆数の計算が必要になり、受信機の複雑さはそれだけ高まる。この
点は行列Tを零に設定することによって明らかになる。その結果、目的行列Oの
反転を要する従来技術による線形受信機モデルになる。
去受信機47は、シンボル発生器を帰還経路に追加しシンボル推算値d(m)につ
いてのハード判定49を図10に示すように行う。非直線ソフト判定並列干渉消
去受信機51は、図11に示すとおり、ハードシンボル発生器49を非線形ソフ
ト判定シンボル発生器53で置換することにより得られる。
した本発明の範囲内の上記以外の変形も当業者には自明であろう。
ブロック図。
図。
yを生成する 37 加算器 39 直接干渉消去器(行列S) 41 反転カウンタ/スイッチ 43 帰還干渉計算プロセッサ 45 最終出力シンボル発生器
7は定常状態応答に収束する。この事態が生ずると、受信機17は、式13の定
常状態に収束する。
Claims (63)
- 【請求項1】CDMAインタフェース経由で複数の送信機から受信した通信信号
(r)を複数の所望の信号(d(k))に分離する受信機で用いる干渉消去装置(
17)であって、 前記通信信号(r)を受信して前記複数の所望の信号(d(k))につき個々の
インパルス応答推算値(A)、すなわちデータ推算・干渉消去器(23)に供給
されるインパルス応答推算値(A)を生ずるチャネル推算プロセッサ(21)を
含み、 前記データ推算・干渉消去器(23)が前記通信信号(r)および前記インパ
ルス応答推算値(A)を受けて前記複数の所望の信号(d(k))を出力する ことを特徴とする干渉消去装置(17)。 - 【請求項2】前記チャネル推算プロセッサ(21)が、 前記通信信号(r)に結合されるとともにシステム応答行列アッセンブラ(2
9)に結合され、前記複数の所望の信号(d(k))についてチャネルインパルス
応答推算値(h(k))を出力するチャネル推算器(27)を含み、 前記システム応答行列アッセンブラ(29)が前記複数の所望の信号(d(k)
)についてシステム応答行列(A(n) (k))を出力し、 前記システム応答行列(A(n) (k))が総システム応答行列(A)に組み上げら
れる ことをさらに特徴とする請求項1記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項3】前記データ推算・干渉消去器(23)が、 前記通信信号(r)に結合されるとともに前記チャネル推算プロセッサ(21
)の出力(A)に結合され、前記所望の信号の推算値を選択信号(y)とともに
加算器(37)の第1の入力(+)に出力する整合フィルタ(35)を含み、 前記加算器(37)が直接干渉消去器(39)に結合された出力(z(m))を
有し、 前記直接干渉消去器(39)が前記所望の信号のスケーリングした推算値を前
記複数の所望の信号(d(k))の選択信号(d(m))とともに反復カウンタ(41
)の入力に出力し、 前記反復カウンタ(41)が帰還干渉プロセッサ(43)に結合した第1の入
力(41a)を備え、 前記帰還干渉プロセッサ(43)が前記選択信号の干渉推算値(c(m))を前
記加算器(37)の第2の入力(−)に出力し、 前記干渉推算値(c(m))を前記反復カウンタ(41)による反復m回につき
前記整合フィルタの出力(y)から減算し、それによって前記反復カウンタ(4
1)が前記所望の信号(d(m))の前記推算値を前記選択信号なしの前記複数の
所望の信号(d(k))として第2の入力(41b)から出力する ことをさらに特徴とする請求項2記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項4】前記直接干渉消去器(39)の動作が行列Sで規定され、前記
帰還干渉プロセッサ(43)の動作が行列Tで規定され、両行列が次式、すなわ
ち O=T+S−1 (ここで、行列Oは受信機構成を規定する目的行列)で表される関係にあること
をさらに特徴とする請求項3記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項5】前記行列Sが次式、すなわち S=(diag(O))−1 で表され、行列Tが次式、すなわち T=O−diag(O) で表されることをさらに特徴とする請求項4記載の干渉消去装置(17)。
- 【請求項6】前記目的行列Oをゼロフォーシングブロック線形等化器として
特徴づけることをさらに特徴とする請求項5記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項7】前記目的行列Oを最小二乗平均誤差ブロック線形等化器として
特徴づけることをさらに特徴とする請求項5記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項8】前記総システム応答行列(A)を相関解除器として特徴づけ、
前記目的行列Oをゼロフォーシングブロック線形等化器として特徴づけることを
さらに特徴とする請求項5記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項9】前記行列Sを前記直接干渉消去器(39)が各選択信号のシン
ボル相互間干渉(ISI)の消去を行うように規定し、前記行列Tを前記帰還干渉
プロセッサ(43)が前記所望の信号(d(k))により各選択信号に生じた多元
接続干渉(MAI)を計算するように規定したことをさらに特徴とする請求項4記
載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項10】前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記行列Tが次式、すなわち T=O−S−1 で規定されることをさらに特徴とする請求項9記載の干渉消去装置(17)。
- 【請求項11】前記目的行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器
として特徴づけることをさらに特徴とする請求項10記載の干渉消去装置(17
)。 - 【請求項12】前記総システム応答行列(A)を相関解除器として特徴づけ
、前記目的行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器として特徴づけた
ことをさらに特徴とする請求項10記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項13】前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1+σ2I で規定され、前記目的行列(O)が最小二乗平均誤差ブロック線形等化器として
規定される請求項9記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項14】前記反復カウンタ(41)の前記第1の出力(41a)と前
記帰還干渉プロセッサ(43)の入力との間に接続され、前記所望の信号の推算
値(d(m))に関するハード判定の結果を生ずるハード判定シンボル発生器(4
9)を含むことをさらに特徴とする請求項4記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項15】前記行列Sが次式、すなわち S=(diag(O))−1 で規定され、行列Tが次式、すなわち T=O−diag(O) で規定される請求項14記載の干渉消去装置(17)。
- 【請求項16】前記目標行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器
としてさらに特徴づけたことを特徴とする請求項15記載の干渉消去装置(17
)。 - 【請求項17】前記目標行列(O)を最小二乗平均誤差ブロック線形等化器
としてさらに特徴づけたことを特徴とする請求項15記載の干渉消去装置(17
)。 - 【請求項18】前記総システム応答行列(A)を相関解除器として、前記目
的行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器としてそれぞれ特徴づける
ことをさらに特徴とする請求項15記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項19】前記行列Sを前記直接干渉消去器(39)が各選択信号のシ
ンボル相互間干渉(ISI)の消去を行うように規定し、前記行列Tを前記帰還干
渉プロセッサ(43)が前記所望の信号(d(k))により各選択信号に生じた多
元接続干渉(MAI)を計算するように規定したことをさらに特徴とする請求項1
4記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項20】前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1 で規定されることをさらに特徴とする請求項19記載の干渉消去装置(17)。
- 【請求項21】前記目的行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器
として特徴づけることをさらに特徴とする請求項20記載の干渉消去装置(17
)。 - 【請求項22】前記総システム応答行列(A)を相関解除器として特徴づけ
、前記目的行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器として特徴づけた
ことをさらに特徴とする請求項20記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項23】前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1+σ2I で規定され、前記目的行列(O)が最小二乗平均誤差ブロック線形等化器として
規定される請求項19記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項24】前記反復カウンタ(41)の前記第1の出力(41a)と前
記帰還干渉プロセッサ(43)の入力との間に接続され、前記所望の信号の推算
値(d(m))に関する非線形ソフト判定の結果を生ずる非線形ソフト判定シンボ
ル発生器(53)を含むことをさらに特徴とする請求項4記載の干渉消去装置(
17)。 - 【請求項25】前記行列Sが次式、すなわち S=(diag(O))−1 で規定され、行列Tが次式、すなわち T=O−diag(O) で規定される請求項24記載の干渉消去装置(17)。
- 【請求項26】前記目的行列Oをゼロフォーシングブロック線形等化器とし
て特徴づけることをさらに特徴とする請求項25記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項27】前記目的行列Oを最小二乗平均誤差ブロック線形等化器とし
て特徴づけることをさらに特徴とする請求項25記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項28】前記総システム応答行列(A)を相関解除器として特徴づけ
、前記目的行列Oをゼロフォーシングブロック線形等化器として特徴づけること
をさらに特徴とする請求項25記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項29】前記行列Sを前記直接干渉消去器(39)が各選択信号のシ
ンボル相互間干渉(ISI)の消去を行うように規定し、前記行列Tを前記帰還干
渉プロセッサ(43)が前記所望の信号(d(k))により各選択信号に生じた多
元接続干渉(MAI)を計算するように規定したことをさらに特徴とする請求項2
4記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項30】前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1 で規定されることをさらに特徴とする請求項29記載の干渉消去装置(17)。
- 【請求項31】前記目的行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器
として特徴づけることをさらに特徴とする請求項30記載の干渉消去装置(17
)。 - 【請求項32】前記総システム応答行列(A)を相関解除器として特徴づけ
、前記目的行列(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器として特徴づけた
ことをさらに特徴とする請求項30記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項33】前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1+σ2I で規定され、前記目的行列(O)が最小二乗平均誤差ブロック線形等化器として
規定される請求項29記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項34】CDMAインタフェース経由で複数の送信機から受信した信号(
r)を複数の所望の信号(d(k))に分離する方法(17)であって、 a)前記受信信号(r)からのインパルス応答推算値(h(k))から総システ
ム応答行列(A)を形成する過程と、 b)前記受信信号(r)を前記総システム応答行列(A)でフィルタ処理し選
択信号(y)とともに所望の信号の推算値を生ずる過程と、 c)収束先の受信機構成(O)を選ぶ過程と、 d)前記受信機構成から行列Sを誘導する過程と、 e)前記受信機構成から行列Tを誘導する過程と、 f)前記フィルタ出力(y)を前記行列Sとの乗算により所望の信号の推算値
(d(m))としてスケーリングする過程と、 g)前記干渉推算値(c(m))を前記スケーリングの出力(d(m))と前記行列
Tとの乗算により計算する過程と、 h)前記フィルタ出力(y)から前記干渉推算値(c(m))を減算する(z(m)
)過程と、 i)前記フィルタ出力と前記干渉推算値との差(z(m))を行列Sとの乗算に
より所望の信号の推算値(d(m))としてスケーリングする過程と、 j)前記過程g)乃至i)をm回にわたり反復する過程と、 k)前記所望の信号の推算値(d(m))を前記選択信号なしの前記複数の所望
の信号(d(k))として出力する過程と を含む方法。 - 【請求項35】前記過程d)が次式、すなわち S=(diag(O))−1 で規定される前記行列Sでさらに特徴づけられ、前記過程e)が次式、すなわち T=O−diag(O) で規定される前記行列Tによりさらに特徴づけられることを特徴とする請求項3
4記載の方法(17)。 - 【請求項36】前記過程c)が前記目標行列(O)をゼロフォーシングブロ
ック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項35記載の方法(17
)。 - 【請求項37】前記過程c)が前記目標行列(O)を最小二乗平均誤差ブロ
ック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項35記載の方法(17
)。 - 【請求項38】前記過程a)が前記総システム応答行列(A)を相関解除器
として形成することをさらに特徴とし、前記過程c)が前記目的行列(O)をゼ
ロフォーシングブロック線形等化器として形成することをさらに特徴とする請求
項35記載の方法(17)。 - 【請求項39】前記過程f)およびg)が前記行列Sを前記スケーリングが
各選択信号のシンボル相互間干渉(ISI)の消去を行うように規定し、前記行列
Tを前記干渉推算値の計算が前記所望の信号(d(k))により各選択信号に生じ
た多元接続干渉(MAI)を計算するように規定したことをさらに特徴とする請求
項34記載の方法(17)。 - 【請求項40】前記過程f)が次式、すなわち で規定される前記行列Sでさらに特徴づけられ、前記過程g)が次式、すなわち T=O−S−1 で規定される前記行列Tで特徴づけられている請求項39記載の方法(17)。
- 【請求項41】前記過程c)が前記受信機構成(O)をゼロフォーシングブ
ロック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項40記載の干渉消去
装置(17)。 - 【請求項42】前記過程c)が前記総システム応答行列(A)を相関解除器
として形成することをさらに特徴とし、前記過程c)が前記受信機構成(O)を
ゼロフォーシングブロック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項
40記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項43】前記過程f)の前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記過程g)の前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1+σ2I で規定され、前記受信機構成(O)が最小二乗平均誤差ブロック線形等化器とし
て規定される請求項39記載の方法(17)。 - 【請求項44】前記過程g)が前記所望の信号の推算値(d(m))について
ハード判定の結果を生ずることをさらに特徴とする請求項34記載の方法(17
)。 - 【請求項45】前記過程d)が次式、すなわち S=(diag(O))−1 で規定された前記行列Sでさらに特徴づけられ、前記過程e)が次式、すなわち T=O−diag(O) で規定される行列Tでさらに特徴づけられる請求項44記載の方法(17)。
- 【請求項46】前記過程c)が前記受信機構成(O)をゼロフォーシングブ
ロック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項45記載の方法(1
7)。 - 【請求項47】前記過程c)が前記受信機構成(O)を最小二乗平均誤差ブ
ロック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項45記載の方法(1
7)。 - 【請求項48】前記過程a)が前記総システム応答行列(A)を相関解除器
として形成することによりさらに特徴づけられ、前記過程c)が前記受信機構成
(O)をゼロフォーシングブロック線形等化器として選ぶことによりさらに特徴
づけられている請求項45記載の方法(17)。 - 【請求項49】前記過程f)およびg)が前記行列Sを前記スケーリングが
各選択信号のシンボル相互間干渉(ISI)の消去を行うように規定し、前記行列
Tを前記干渉推算値の計算が前記所望の信号(d(k))により各選択信号に生じ
た多元接続干渉(MAI)を計算するように規定することをさらに特徴とする請求
項44記載の方法(17)。 - 【請求項50】前記過程f)における前記行列Sが次式、すなわち でさらに特徴づけられ、前記過程g)における前記行列Tが次式、すなわち T=O−S−1 でさらに特徴づけられることをさらに特徴とする請求項49記載の方法(17)
。 - 【請求項51】前記過程c)が前記受信機構成(O)をゼロフォーシングブ
ロック線形等化器として選ぶことによりさらに特徴づけられている請求項50記
載の方法(17)。 - 【請求項52】前記過程c)を前記総システム応答行列(A)を相関解除器
として形成することによってさらに特徴づけ、前記過程c)を前記受信機構成(
O)をゼロフォーシングブロック線形等化器として選ぶことによってさらに特徴
づけた請求項50記載の方法(17)。 - 【請求項53】前記過程f)における前記行列Sが次式、すなわち でさらに特徴づけられ、前記過程g)の前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1+σ2I でさらに特徴づけられ、前記受信機構成(O)が最小二乗平均誤差ブロック線形
等化器として規定されている請求項49記載の方法(17)。 - 【請求項54】前記過程g)が前記所望の信号の推算値に関する非直線ソフ
ト判定の結果を生ずることをさらに特徴とする請求項34記載の方法(17)。 - 【請求項55】前記過程d)が次式、すなわち S=(diag(O))−1 で規定される前記行列Sでさらに特徴づけられ、前記過程e)が次式、すなわち T=O−diag(O) で規定される行列Tによってさらに特徴づけられる請求項54記載の方法(17
)。 - 【請求項56】前記過程c)が前記目標行列(O)をゼロフォーシングブロ
ック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項55記載の方法(17
)。 - 【請求項57】前記過程c)が前記目標行列(O)を最小二乗平均誤差ブロ
ック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項55記載の方法(17
)。 - 【請求項58】前記過程a)が前記総システム応答行列(A)を相関解除器
として形成することをさらに特徴とし、前記過程c)が前記目的行列(O)をゼ
ロフォーシングブロック線形等化器として形成することをさらに特徴とする請求
項55記載の方法(17)。 - 【請求項59】前記過程f)およびg)が前記行列Sを前記スケーリングが
各選択信号のシンボル相互間干渉(ISI)の消去を行うように規定し、前記行列
Tを前記干渉推算値の計算が前記所望の信号(d(k))により各選択信号に生じ
た多元接続干渉(MAI)を計算するように規定したことをさらに特徴とする請求
項54記載の方法(17)。 - 【請求項60】前記過程f)が次式、すなわち で規定される前記行列Sでさらに特徴づけられ、前記過程g)が次式、すなわち T=O−S−1 で規定される前記行列Tで特徴づけられている請求項59記載の方法(17)。
- 【請求項61】前記過程c)が前記受信機構成(O)をゼロフォーシングブ
ロック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項60記載の干渉消去
装置(17)。 - 【請求項62】前記過程c)が前記総システム応答行列(A)を相関解除器
として形成することをさらに特徴とし、前記過程c)が前記受信機構成(O)を
ゼロフォーシングブロック線形等化器として選ぶことをさらに特徴とする請求項
60記載の干渉消去装置(17)。 - 【請求項63】前記過程f)の前記行列Sが次式、すなわち で規定され、前記過程g)の前記行列Tが次式、すなわち T=AHA−S−1+σ2I で規定され、前記受信機構成(O)が最小二乗平均誤差ブロック線形等化器とし
て規定される請求項59記載の方法(17)。
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CN1659841A (zh) * | 2001-02-22 | 2005-08-24 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 简化复杂度的载波干扰抵消 |
JP4164364B2 (ja) * | 2001-02-22 | 2008-10-15 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 複雑さが低減したチャンネル応答推定を有するマルチキャリヤ伝送システム |
KR100383594B1 (ko) * | 2001-06-01 | 2003-05-14 | 삼성전자주식회사 | 통신시스템의 하방향링크 공동검출 방법 및 장치 |
US7158563B2 (en) | 2001-06-01 | 2007-01-02 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Dynamic digital communication system control |
US7298785B2 (en) * | 2001-07-04 | 2007-11-20 | Kabushiki Kaisha Toyota Chuo Kenkyusho | Multicarrier demodulation method and apparatus, and multicarrier modulation method and apparatus |
EP1289162A3 (en) * | 2001-08-28 | 2003-06-25 | Texas Instruments Incorporated | Combined equalizer and spread spectrum interference canceller method and implementation for the downlink of CDMA systems |
US9236902B2 (en) | 2001-08-28 | 2016-01-12 | Texas Instruments Incorporated | Combined equalizer and spread spectrum interference canceller method and implementation for the downlink of CDMA systems |
US7158559B2 (en) * | 2002-01-15 | 2007-01-02 | Tensor Comm, Inc. | Serial cancellation receiver design for a coded signal processing engine |
US8085889B1 (en) | 2005-04-11 | 2011-12-27 | Rambus Inc. | Methods for managing alignment and latency in interference cancellation |
US7260506B2 (en) * | 2001-11-19 | 2007-08-21 | Tensorcomm, Inc. | Orthogonalization and directional filtering |
US20040146093A1 (en) * | 2002-10-31 | 2004-07-29 | Olson Eric S. | Systems and methods for reducing interference in CDMA systems |
WO2005081438A1 (en) * | 2001-11-19 | 2005-09-01 | Tensorcomm, Incorporated | Interference cancellation in a signal |
US7394879B2 (en) * | 2001-11-19 | 2008-07-01 | Tensorcomm, Inc. | Systems and methods for parallel signal cancellation |
US7593357B2 (en) * | 2002-03-28 | 2009-09-22 | Interdigital Technology Corporation | Transmit processing using receiver functions |
WO2003090348A1 (en) * | 2002-04-16 | 2003-10-30 | Thomson Licensing S.A. | Decision feedback equalizer |
US7372892B2 (en) * | 2002-04-29 | 2008-05-13 | Interdigital Technology Corporation | Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems |
US20040208238A1 (en) * | 2002-06-25 | 2004-10-21 | Thomas John K. | Systems and methods for location estimation in spread spectrum communication systems |
US7203181B2 (en) | 2002-06-28 | 2007-04-10 | Interdigital Technology Corporation | CDMA system transmission matrix coefficient calculation |
MXPA05000828A (es) * | 2002-07-19 | 2005-04-19 | Interdigital Tech Corp | Cancelacion de interferencia sucesiva por grupos para bloquear transmision con diversidad de recepcion. |
US7248651B2 (en) * | 2002-08-21 | 2007-07-24 | Texas Instruments Incorporated | Low complexity high performance decoder and method of decoding for communications systems using multidimensional signaling |
US7463609B2 (en) * | 2005-07-29 | 2008-12-09 | Tensorcomm, Inc | Interference cancellation within wireless transceivers |
US20050180364A1 (en) * | 2002-09-20 | 2005-08-18 | Vijay Nagarajan | Construction of projection operators for interference cancellation |
US7808937B2 (en) * | 2005-04-07 | 2010-10-05 | Rambus, Inc. | Variable interference cancellation technology for CDMA systems |
US8761321B2 (en) * | 2005-04-07 | 2014-06-24 | Iii Holdings 1, Llc | Optimal feedback weighting for soft-decision cancellers |
US7876810B2 (en) * | 2005-04-07 | 2011-01-25 | Rambus Inc. | Soft weighted interference cancellation for CDMA systems |
US7787572B2 (en) * | 2005-04-07 | 2010-08-31 | Rambus Inc. | Advanced signal processors for interference cancellation in baseband receivers |
US7577186B2 (en) * | 2002-09-20 | 2009-08-18 | Tensorcomm, Inc | Interference matrix construction |
US7715508B2 (en) * | 2005-11-15 | 2010-05-11 | Tensorcomm, Incorporated | Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes |
WO2004028022A1 (en) * | 2002-09-23 | 2004-04-01 | Tensorcomm Inc. | Method and apparatus for selectively applying interference cancellation in spread spectrum systems |
US8179946B2 (en) | 2003-09-23 | 2012-05-15 | Rambus Inc. | Systems and methods for control of advanced receivers |
US20050123080A1 (en) * | 2002-11-15 | 2005-06-09 | Narayan Anand P. | Systems and methods for serial cancellation |
US8005128B1 (en) | 2003-09-23 | 2011-08-23 | Rambus Inc. | Methods for estimation and interference cancellation for signal processing |
WO2004036812A2 (en) * | 2002-10-15 | 2004-04-29 | Tensorcomm Inc. | Method and apparatus for channel amplitude estimation and interference vector construction |
AU2003301493A1 (en) * | 2002-10-15 | 2004-05-04 | Tensorcomm Inc. | Method and apparatus for interference suppression with efficient matrix inversion in a ds-cdma system |
US7161975B2 (en) * | 2002-11-27 | 2007-01-09 | International Business Machines Corporation | Enhancing CDMA multiuser detection by constraining soft decisions |
US7075973B2 (en) * | 2003-03-03 | 2006-07-11 | Interdigital Technology Corporation | Multiuser detection of differing data rate signals |
US7333575B2 (en) * | 2003-03-06 | 2008-02-19 | Nokia Corporation | Method and apparatus for receiving a CDMA signal |
TWI240509B (en) * | 2003-05-13 | 2005-09-21 | Benq Corp | A simplified method of partial parallel interference cancellation |
US7305052B2 (en) * | 2003-05-28 | 2007-12-04 | The Regents Of The University Of California | UWB communication receiver feedback loop |
US7302018B2 (en) * | 2003-05-29 | 2007-11-27 | Texas Instruments Incorporated | Iterative detection in MIMO systems |
KR100976707B1 (ko) * | 2003-06-04 | 2010-08-18 | 엘지전자 주식회사 | 다중사용자 검출장치 및 검출방법 |
KR100976708B1 (ko) * | 2003-06-04 | 2010-08-18 | 엘지전자 주식회사 | 다중사용자 검출장치 및 검출방법 |
US20050031018A1 (en) * | 2003-06-27 | 2005-02-10 | Nokia Corporation | Zero-padded OFDM with improved performance over multipath channels |
US7492809B2 (en) * | 2003-08-19 | 2009-02-17 | Nokia Corporation | Blind speech user interference cancellation (SUIC) for high speed downlink packet access (HSDPA) |
US6870502B1 (en) * | 2003-08-29 | 2005-03-22 | Raytheon Company | Advanced asynchronous pulse detector |
EP1531590A1 (en) * | 2003-11-11 | 2005-05-18 | STMicroelectronics Belgium N.V. | Method and apparatus for channel equalisation with estimation of the channel impulse response length |
US8204149B2 (en) | 2003-12-17 | 2012-06-19 | Qualcomm Incorporated | Spatial spreading in a multi-antenna communication system |
US7302009B2 (en) * | 2003-12-17 | 2007-11-27 | Qualcomm Incorporated | Broadcast transmission with spatial spreading in a multi-antenna communication system |
US7155352B2 (en) * | 2003-12-31 | 2006-12-26 | Intel Corporation | Using feedback to select transmitting voltage |
US7336746B2 (en) * | 2004-12-09 | 2008-02-26 | Qualcomm Incorporated | Data transmission with spatial spreading in a MIMO communication system |
US7477710B2 (en) * | 2004-01-23 | 2009-01-13 | Tensorcomm, Inc | Systems and methods for analog to digital conversion with a signal cancellation system of a receiver |
US8169889B2 (en) | 2004-02-18 | 2012-05-01 | Qualcomm Incorporated | Transmit diversity and spatial spreading for an OFDM-based multi-antenna communication system |
US7103073B2 (en) * | 2004-02-19 | 2006-09-05 | Advanced Fibre Communications, Inc. | Optical line termination, passive optical network, and method and apparatus for performance monitoring |
US7782987B2 (en) | 2004-03-12 | 2010-08-24 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Method and apparatus for received signal quality estimation |
CN1951058B (zh) * | 2004-03-12 | 2010-07-21 | 艾利森电话股份有限公司 | 用于接收信号质量估计的方法和设备 |
CN100428640C (zh) * | 2004-04-07 | 2008-10-22 | 明基电通股份有限公司 | 滤波器、均衡器及决策回授等化方法 |
US8923785B2 (en) | 2004-05-07 | 2014-12-30 | Qualcomm Incorporated | Continuous beamforming for a MIMO-OFDM system |
US8285226B2 (en) | 2004-05-07 | 2012-10-09 | Qualcomm Incorporated | Steering diversity for an OFDM-based multi-antenna communication system |
US7720134B2 (en) * | 2004-05-10 | 2010-05-18 | Stmicroelectronics S.R.L. | Frequency-domain multi-user access interference cancellation and nonlinear equalization in CDMA receivers |
US7110463B2 (en) * | 2004-06-30 | 2006-09-19 | Qualcomm, Incorporated | Efficient computation of spatial filter matrices for steering transmit diversity in a MIMO communication system |
US7978649B2 (en) | 2004-07-15 | 2011-07-12 | Qualcomm, Incorporated | Unified MIMO transmission and reception |
US7978778B2 (en) * | 2004-09-03 | 2011-07-12 | Qualcomm, Incorporated | Receiver structures for spatial spreading with space-time or space-frequency transmit diversity |
US7894548B2 (en) * | 2004-09-03 | 2011-02-22 | Qualcomm Incorporated | Spatial spreading with space-time and space-frequency transmit diversity schemes for a wireless communication system |
US7551664B2 (en) * | 2004-09-17 | 2009-06-23 | Nokia Corporation | Iterative and turbo-based method and apparatus for equalization of spread-spectrum downlink channels |
US20060072449A1 (en) * | 2004-10-06 | 2006-04-06 | Mark Kent | Method and system for channel equalization |
US7856052B2 (en) | 2004-10-06 | 2010-12-21 | Broadcom Corp. | Method and system for low complexity conjugate gradient based equalization in a wireless system |
US20060125689A1 (en) * | 2004-12-10 | 2006-06-15 | Narayan Anand P | Interference cancellation in a receive diversity system |
US20060229051A1 (en) * | 2005-04-07 | 2006-10-12 | Narayan Anand P | Interference selection and cancellation for CDMA communications |
US7826516B2 (en) * | 2005-11-15 | 2010-11-02 | Rambus Inc. | Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems with multiple receive antennas |
US7991088B2 (en) | 2005-11-15 | 2011-08-02 | Tommy Guess | Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes |
US7711075B2 (en) | 2005-11-15 | 2010-05-04 | Tensorcomm Incorporated | Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes |
US7844232B2 (en) * | 2005-05-25 | 2010-11-30 | Research In Motion Limited | Joint space-time optimum filters (JSTOF) with at least one antenna, at least one channel, and joint filter weight and CIR estimation |
US7733996B2 (en) * | 2005-05-25 | 2010-06-08 | Research In Motion Limited | Joint space-time optimum filters (JSTOF) for interference cancellation |
US20070037541A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Wireless Communications Device Including a Joint Space-Time Optimum Filter (JSTOF) Using Cholesky and Eigenvalue Decompositions |
US20070049232A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-03-01 | Research In Motion Limited | Joint Space-Time Optimum Filter (JSTOF) Using QR and Eigenvalue Decompositions |
US20070133814A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-06-14 | Research In Motion Limited | Joint Space-Time Optimum Filter (JSTOF) Using Cholesky and Eigenvalue Decompositions |
US20070036210A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) with at Least One Antenna, at Least One Channel, and Joint Filter Weight and CIR Estimation |
US20070036122A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) for Interference Cancellation |
US20070049233A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-03-01 | Research In Motion Limited | Wireless Communications Device Including a Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) Using Singular Value Decompositions (SVD) |
US7623605B2 (en) * | 2005-08-15 | 2009-11-24 | Research In Motion Limited | Interference canceling matched filter (ICMF) and related methods |
US20070042741A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-22 | Research In Motion Limited | Wireless Communications Device Including a Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) Using QR and Eigenvalue Decompositions |
US20070037540A1 (en) * | 2005-08-15 | 2007-02-15 | Research In Motion Limited | Joint Space-Time Optimum Filters (JSTOF) Using Singular Value Decompositions (SVD) |
US7697638B2 (en) * | 2005-08-16 | 2010-04-13 | Freescale Semiconductor, Inc. | Modulation detection in a SAIC operational environment |
US7639763B2 (en) * | 2005-08-23 | 2009-12-29 | Research In Motion Limited | Wireless communications device including a joint demodulation filter for co-channel interference reduction and related methods |
US7643590B2 (en) * | 2005-08-23 | 2010-01-05 | Research In Motion Limited | Joint demodulation filter for co-channel interference reduction and related methods |
US7724816B2 (en) * | 2005-09-13 | 2010-05-25 | Freescale Semiconductor, Inc. | Dynamic switching between maximum likelihood sequence estimation (MLSE) and linear equalizer for single antenna interference cancellation (SAIC) in a global system for mobile communications (GSM) system |
US7702048B2 (en) * | 2005-11-15 | 2010-04-20 | Tensorcomm, Incorporated | Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes |
WO2007038018A2 (en) * | 2005-09-23 | 2007-04-05 | Tensorcomm, Inc. | Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes |
US7623602B2 (en) * | 2005-11-15 | 2009-11-24 | Tensorcomm, Inc. | Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems employing closed loop transmit diversity |
US20070110135A1 (en) * | 2005-11-15 | 2007-05-17 | Tommy Guess | Iterative interference cancellation for MIMO-OFDM receivers |
US8543070B2 (en) | 2006-04-24 | 2013-09-24 | Qualcomm Incorporated | Reduced complexity beam-steered MIMO OFDM system |
US7489252B2 (en) * | 2006-04-26 | 2009-02-10 | Kimberly-Clark Worldwide, Inc. | Wetness monitoring systems with status notification system |
US7991090B2 (en) * | 2006-05-04 | 2011-08-02 | Broadcom Corporation | Method and system for reordered QRV-LST (layered space time) detection for efficient processing for multiple input multiple output (MIMO) communication systems |
US8290089B2 (en) | 2006-05-22 | 2012-10-16 | Qualcomm Incorporated | Derivation and feedback of transmit steering matrix |
KR100843253B1 (ko) * | 2006-12-01 | 2008-07-03 | 한국전자통신연구원 | 반복 수신 방법 및 반복 수신기 |
US7873098B2 (en) * | 2007-04-24 | 2011-01-18 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Robust multicode detector for HSDPA |
US8068535B2 (en) * | 2008-03-28 | 2011-11-29 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Robust iterative linear system solvers |
US8249540B1 (en) | 2008-08-07 | 2012-08-21 | Hypres, Inc. | Two stage radio frequency interference cancellation system and method |
KR101512538B1 (ko) * | 2009-02-16 | 2015-04-15 | 아니테 텔레콤즈 오와이 | 신호 추정치들을 형성하는 방법 및 장치 |
TWI382672B (zh) * | 2009-07-16 | 2013-01-11 | Ind Tech Res Inst | 累進平行干擾消除器及其方法與其接收機 |
US9083481B2 (en) * | 2009-08-17 | 2015-07-14 | Joseph Chueh | System, method and computer-readable medium for actively cancelling interfernce signals |
US20110319045A1 (en) * | 2010-05-05 | 2011-12-29 | Wenjun Li | Linear interference cancellation receiver |
CN102035568B (zh) * | 2010-11-05 | 2014-05-28 | 意法·爱立信半导体(北京)有限公司 | 移动通信系统中干扰消除的方法及装置 |
TWI404346B (zh) | 2010-11-12 | 2013-08-01 | Ind Tech Res Inst | 分碼多工為基礎之多用戶偵測方法及系統及其電腦程式產品 |
CN102025392A (zh) * | 2010-12-06 | 2011-04-20 | 意法·爱立信半导体(北京)有限公司 | 干扰消除方法和装置 |
CN102545958B (zh) * | 2011-12-30 | 2014-09-17 | 华为技术有限公司 | 信号处理单元及干扰对消方法、装置、系统 |
US10284286B2 (en) * | 2013-08-21 | 2019-05-07 | Myriota Pty Ltd | Multiuser communications system |
KR102190919B1 (ko) * | 2014-09-11 | 2020-12-14 | 삼성전자주식회사 | 시분할 듀플렉싱 코드 분할 다중 접속 방식을 지원하는 통신 시스템에서 신호 검출 장치 및 방법 |
DE102015212207B4 (de) * | 2015-06-30 | 2018-12-13 | Deutsches Zentrum für Luft- und Raumfahrt e.V. | Verfahren zum Übertragen von Daten |
JP6453734B2 (ja) * | 2015-09-14 | 2019-01-16 | 学校法人北里研究所 | 免疫染色用増感剤、免疫染色用増感剤キット、及び免疫染色方法 |
CN109756298A (zh) * | 2017-11-03 | 2019-05-14 | 深圳超级数据链技术有限公司 | 一种译码方法及装置 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3143247B2 (ja) * | 1993-01-11 | 2001-03-07 | 沖電気工業株式会社 | 符号分割多元接続復調装置 |
EP0767543A3 (de) * | 1995-10-06 | 2000-07-26 | Siemens Aktiengesellschaft | Kodemultiplexnachrichtenübertragung mit Interferenzunterdrückung |
US5822380A (en) * | 1996-08-12 | 1998-10-13 | Ericsson Inc. | Apparatus and method for joint channel estimation |
US6714527B2 (en) * | 1999-09-21 | 2004-03-30 | Interdigital Techology Corporation | Multiuser detector for variable spreading factors |
KR100473215B1 (ko) * | 1999-10-19 | 2005-03-10 | 인터디지탈 테크날러지 코포레이션 | 다중 사용자의 cdma 신호 검출용 수신기 |
JP2001203619A (ja) * | 2000-01-19 | 2001-07-27 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線基地局装置及び無線通信方法 |
WO2002073937A2 (en) * | 2001-03-14 | 2002-09-19 | Mercury Computer Systems, Inc. | Wireless communications methods and systems for long-code and other spread spectrum waveform processing |
-
2000
- 2000-02-11 KR KR10-2002-7005001A patent/KR100473215B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2000-02-11 MX MXPA02003903A patent/MXPA02003903A/es active IP Right Grant
- 2000-02-11 CN CNB008173230A patent/CN1221083C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2000-02-11 WO PCT/US2000/003537 patent/WO2001029983A1/en active IP Right Grant
- 2000-02-11 CN CNA2006101003483A patent/CN1921323A/zh active Pending
- 2000-02-11 AT AT00908594T patent/ATE329414T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-02-11 KR KR10-2004-7010125A patent/KR100484993B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2000-02-11 DE DE60028592T patent/DE60028592T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-11 AU AU29907/00A patent/AU2990700A/en not_active Abandoned
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- 2000-02-11 JP JP2001531221A patent/JP2003512759A/ja not_active Withdrawn
- 2000-02-11 SG SG200205632A patent/SG105560A1/en unknown
- 2000-02-11 CN CNA2005100919252A patent/CN1722626A/zh active Pending
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- 2000-02-11 EP EP00908594A patent/EP1222746B9/en not_active Expired - Lifetime
-
2002
- 2002-04-17 NO NO20021809A patent/NO20021809L/no not_active Application Discontinuation
- 2002-04-22 US US10/127,308 patent/US6724809B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2003
- 2003-09-27 HK HK03106995A patent/HK1054824A1/xx not_active IP Right Cessation
-
2004
- 2004-04-19 US US10/827,481 patent/US7292623B2/en not_active Expired - Fee Related
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