WO1997033360A1 - Schaltungsanordnung zur stabilisierung des regelverhaltens von direkt geregelten umrichtern - Google Patents

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Definitions

  • Inverters with multiple output voltages are preferably implemented using transformers with multiple output windings. With this type of circuit, at least one output voltage is directly connected through a feedback circuit between the output and
  • Control input of the converter is regulated, while the other output voltages that can be tapped at the output terminals of the converter are changed by the feedback, but can be individually adapted to a consumer or a load individually by means of a readjustment unit.
  • This type of circuit has the advantage that a large number of output voltages can be generated with only one converter system.
  • the output voltage of the converter is compared with the actual voltage potential
  • the target voltage potential is compared and a voltage potential difference is fed back to the converter as a manipulated variable via a control unit.
  • the converter output voltages are increased or decreased depending on the setpoint deviation.
  • controllers with an I component are preferably used as controllers, since these lead to a negligible stationary control deviation.
  • the invention is based on the object of specifying a simple circuit arrangement with which the oscillation phenomena, in particular in the case of low load, are avoided on the directly controlled circuit.
  • the object is achieved by the features of patent claim 1.
  • the invention has the advantage that oscillating superimpositions in the output voltage in the directly regulated circuit in converters are avoided.
  • the invention has the further advantage that the frequency response of the controlled system is independent of the load on the directly controlled circuit.
  • FIG. 1 a shows a switching power supply with a plurality of output voltages
  • FIG. 2 a, 2 b an embodiment of a directly regulated circuit
  • FIG. 4 shows a modular circuit arrangement and in FIG. 5 shows a circuit implementation of the modular circuit arrangement shown in FIG.
  • the circuit arrangement shown in FIG. 1 a represents the state of the art and has already been mentioned in the introduction to the description.
  • the voltage potential UA X which can be tapped at a first output of the converter U is used to regulate the converter and thus also to preset the further output voltages UA 2 to UA * present at the outputs of the converter U det.
  • a post-regulator NR is interposed between the output terminals A 2 to A x of the converter U and the circuits connected to them.
  • An actual-target voltage potential comparison is carried out in the directly controlled control circuit, and the potential difference resulting from the comparison is compared via a
  • Control element REI in particular an integrator, is fed back to converter U at input ES as control potential S.
  • FIG. 1b shows a flyback converter
  • FIG. 1c shows a flow converter which can be integrated in converter U.
  • FIG. 2a The circuit arrangement according to the invention is shown in FIG. 2a.
  • An actual target voltage potential comparison is then carried out value U SOLL the inverter U and a Sollpotential- between the readjusted by a control unit R X output voltage UA.
  • a potential voltage resulting from the actual-target voltage potential comparison is forwarded to a controller REI, which for example is also a controller with an I component in this exemplary embodiment.
  • the integrated comparison voltage is again applied via a module SV to the input ES of the converter as manipulated variable S for the latter.
  • a feedback operational amplifier OP R is arranged in the module SV.
  • the output voltage UA X can be connected to the operational amplifier OP R directly or, in the case of a galvanic separation between the input and output side within the converter U, at the output of an auxiliary winding A H on the primary side, a voltage proportional to UA X Voltage U sv can be connected.
  • a first input is connected to the operational amplifier 0P R arranged in the module SV via a resistor R R3 at a ground reference potential of the output terminals A H of the converter U and via a further resistor R R4 to the output of the control circuit R.
  • the second input of the operational amplifier OP R is connected via a resistor R R2 to the voltage potential of the output terminal A H of the converter U.
  • the voltage potential of the actuating signal S which is present at the output of the operational amplifier OP2, is fed back via a resistor R R1 to a second input of the operational amplifier OP R and is also applied directly to the input E s of the converter U.
  • the operational amplifier OP R connected in this way in the module SV is designed as a subtracting amplifier.
  • This circuit principle can be applied to all converter topologies (such as flyback converters, forward converters ...) whose dynamic behavior becomes slower with decreasing load, i.e. the corner frequencies El, E2, ... such as shown in FIG. 3a, shift to smaller frequencies as the load becomes smaller.
  • phase control module SV With the help of the phase control module SV, control stability of the converter is brought about, particularly in the case of low load.
  • This circuit configuration can also be inserted in converters, for example, in which precautions are taken to ensure that the voltage does not drop at the readjustment elements when the load is low.
  • FIG. 2b An embodiment of a control unit R is shown in FIG. 2b.
  • This control unit R is only effective, which means that it takes up a voltage potential if the load on UAl is low. If the load on the output terminals of UAl is somewhat greater, the control unit R behaves like two vias.
  • This control unit R is divided into the individual functional units such as current measuring unit IA! and setpoint formation unit SW for specifying a voltage potential difference value U DIF . SHOULD / a control unit TA for an actuating element T and a module U DIF applied to the actuating element T for determining the differential voltage U DIF applied to the actuating element T.
  • the input terminals EN of the control unit R are connected to a capacitor C p and the output terminals AN are also connected to a capacitor C a .
  • the output voltage potential UA 1 of the control unit NR represents the actual voltage potential for the feedback loop or for the feedback circuit of the converter U.
  • the voltage potential OA 1 is raised.
  • the setpoint for U DIF> ⁇ on is determined depending on the load current IA 2
  • FIG. 2a A further circuit arrangement for controlling a converter with a directly controlled circuit, as shown in FIG. 2a, is shown in a schematic representation in FIG. 4 and an associated circuit configuration in FIG. 5.
  • FIGS. 3a, 3b show floor diagrams associated with the circuit arrangement in FIG.
  • the amount of the transfer function, formed from the output voltage UA X and the feedback signal U s formed in the feedback branch, is plotted in the bottom diagram 3a over the frequency f and for different loads.
  • the phase associated with the floor diagram 3a is indicated in the floor diagram 3b.
  • the phase reserve goes towards 90 ° (degrees) at low load. If a controller RE with an I component is used (additional phase of -90 °), the phase reserve goes towards 0 °, i.e. the oscillation condition is fulfilled and low-frequency oscillations occur.
  • the bottom diagram 3c shows the magnitude of the transfer function, formed from the output voltage UA X and the modified control signal voltage U SMOD (see FIG. 2a).
  • the bottom diagram 3d shows the phase behavior of the circuit arrangement according to the invention with different loads over frequency.
  • FIG. 4 shows a schematic circuit arrangement of a switching power supply, in which the output voltage UA X is regulated directly and the further output voltages UA 2 ,..., UA X of the converter U are adequately supplied with a voltage potential can be supplied even at low load at the output of the directly feedback control loop.
  • a circuitry implementation is shown in FIG. 5 and relates to the function blocks shown in FIG.
  • the function blocks control unit R, control circuit TA, first subtracted SI, second subtracted S2, controller RE2 and low-pass filter TP work together as follows: the output current is converted into an equivalent voltage potential by means of a measuring shunt SH. A setpoint for a load-dependent differential voltage potential U DIF , S0LL is formed from this voltage potential.
  • One possibility of achieving this is by the following continuous function in the form
  • a second subtraction circuit S2, formed from the resistors R D1 , R D2 , R D3 and R D4 and the operational amplifier OP D, is provided for measuring U DIFISOLL .
  • a module downstream of the second subtracting circuit forms the control element RE2, formed from the resistors R C1 , R C2 and an operational amplifier OP c .
  • a PID controller preferably a P controller
  • a control circuit for the transistor T is required if the output voltage of the operational amplifier OP c of the controller D is not large enough. In general, a transistor in an emitter circuit is sufficient for this.

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

Schaltungsanordnung zur Stabilisierung des Regelverhaltens von direkt geregelten Umrichtern, in der eine Subtraktionsschaltung zur Vermeidung eines niederfrequenten Oszillierens auf der Ausgangsspannung des direkt geregelten Regelkreises des Umrichters in die Regelschleife eingefügt wird.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zur Stabilisierung des Regelverhaltens von direkt geregelten Umrichtern
Umrichter mit mehreren AusgangsSpannungen werden vorzugsweise mittels Übertragern mit mehreren Ausgangswicklungen realisiert. Bei dieser Schaltungsart wird mindestens eine AusgangsSpannung direkt durch einen Rückkopplungskreis zwischen Ausgang und
Steuereingang des Umrichters geregelt, während die übrigen an den Ausgangsklemmen des Umrichters abgreifbaren Ausgangsspan¬ nungen zwar durch die Rückkopplung verändert, jedoch einzeln indirekt durch eine Nachregeleinheit einem Verbraucher bzw. einer Last angepaßt werden können. Diese Schaltungsart bringt den Vorteil mit sich, daß eine Vielzahl von AusgangsSpannungen mit nur einem Umrichtersystem erzeugbar sind.
Bei dem direkt rückgekoppelten Steuerkreis wird die Ausgangs- Spannung des Umrichters als Ist-Spannungspotential mit einem
Soll-Spannungspotential verglichen und eine Spannungspotential- differenz über eine Regeleinheit dem Umrichter wieder als Stellgröße zugeführt. Die AusgangsSpannungen des Umrichters werden je nach Sollwertabweichung angehoben oder verringert. Alε Regler werden dabei bevorzugt Regler mit einem I-Anteil eingesetzt, da diese zu einer vernachlässigbaren stationären Regelabweichung führen.
Ein Nachteil dieser in Fig.l abgebildeten Schaltungsanordnung besteht jedoch darin, daß es bei geringer Last am Ausgang des direkt geregelten Kreises zu niederfrequenten Oszillationen kommt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine einfache Schaltungsanordnung anzugeben, mit der die Schwingungser- scheinungen insbesondere bei Schwachlast am direkt geregelten Kreis vermieden werden. Die Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.
Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß oszillierende Überlagerungen in der AusgangsSpannung im direkt geregelten Kreis bei Umrichtern vermieden werden.
Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß der Frequenzgang der Regelstrecke unabhängig von der Last am direkt geregelten Kreis ist.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Weitere Besonderheiten der Erfindung werden aus der nachfol¬ genden näheren Erläuterung eines Ausführungsbeispiels anhand von schematischen Zeichnungen ersichtlich.
Es zeigen:
Figur la ein Schaltnetzteil mit mehreren AusgangsSpannungen, Figur lb, lc Schaltungsausgestaltungen des Umrichters, Figur 2a, 2b eine Ausgestaltung eines direkt geregelten Kreises,
Figur 3a, 3b, 3c, 3d Bodediagramme, Figur 4 eine modulare Schaltungsanordnung sowie in Figur 5 eine schaltungstechnische Realisierung der in Figur 4 gezeigten modularen Schaltungsanordnung.
Die in Figur la dargestellte Schaltungsanordnung gibt den Stand der Technik wieder und ist in der Beschreibungseinlei¬ tung bereits erwähnt worden. Bei dieser Schaltungsanordnung wird das an einem ersten Ausgang des Umrichters U abgreifbare Spannungspotential UAX zur Regelung des Umrichters und damit auch zur Voreinstellung der weiteren an den Ausgängen deε Umrichters anliegenden AusgangsSpannungen UA2 bis UA* verwen- det. Zur besseren Anpassung an die jeweiligen Lastsituationen an den Anschlußklemmen A2 bis Ax des Umrichters U werden jeweils ein Nachregler NR zwischen der Ausgangsklemme A2 bis Ax des Umrichters U und den an diese angeschlossenen Schalt- kreise zwischengeschaltet. Im direkt geregelten Steuerkreis wird ein Ist-Soll Spannungspotentialvergleich durchgeführt und die aus dem Vergleich resultierende Potentialdifferenz über ein
Regelelement REI, insbesondere einem Integrierer, dem Umrich- ter U am Eingang ES als Stellpotential S wieder zugeführt.
In Figur lb ist ein Sperrwandler und in Figur lc ist ein Durchflußumrichter dargestellt der im Umrichter U integriert sein können.
In Figur 2a ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung wie¬ dergegeben. Ein Ist-Soll Spannungspotentialvergleich wird dabei zwischen der durch eine Regeleinheit R nachgeregelten AusgangsSpannung UAX des Umrichters U und einem Sollpotential- wert USOLL durchgeführt. Eine aus dem Ist-Soll Spannungspoten¬ tialvergleich resultierende PotentialSpannung wird an einen Regler REI, der beispielsweise auch in diesem Ausführungsbei¬ spiel ein Regler mit I-Anteil ist, weitergeleitet. Die inte¬ grierte VergleichsSpannung wird über ein Modul SV wieder an den Eingang ES des Umrichters als Stellgröße S für diesen angelegt. In dem Modul SV ist ein rückgekoppelter Operations¬ verstärker OPR angeordnet. An den Operationsverstärker OPR kann bei einem nicht galvanisch getrennten Aufbau des Umrich¬ ters U die AusgangsSpannung UAX direkt oder bei einer galvani- sehen Trennung zwischen Eingangs- und Ausgangsseite innerhalb des Umrichters U am Ausgang einer primärseitigen Hilfswicklung AH eine zu UAX proportionale Spannung Usv angeschlossen werden. An dem im Modul SV angeordneten Operationsverstärker 0PR ist ein erster Eingang über einen Widerstand RR3 an einem Massebe- zugspotential der Ausgangsklemmen AH des Umrichters U und über einen weiteren Widerstand RR4 mit dem Ausgang der RegelSchal¬ tung R verbunden. Der zweite Eingang des Operationsverstärkers OPR ist über einen Widerstand RR2 mit dem Spannungspotential der Ausgangsklemme AH des Umrichters U verbunden. Das Spannungspotential des Stellsignal S, das am Ausgang des Ope¬ rationsverstärkers OP2 anliegt, wird sowohl über einen Wider- stand RR1 an einem zweiten Eingang des Operationsverstärkers OPR zurückgeführt als auch direkt an den Eingang Es des Umrich¬ ters U angelegt. Der so beschaltete Operationsvertärker OPR im Modul SV ist als Subtrahierverstärker ausgebildet. Durch das Einbringen des Moduls SV wird die Phase der Regelstrecke deε Umrichters
Fstrβcke (f)= UAα (f)/USM0D (f) (MOD steht für modifizierte
Strecke) wesentlich verbessert.
Dieses Schaltungsprinzip ist auf alle Umrichtertopologien (wie z.B. Sperrwandler, Durchflußwandler...) anwendbar, deren dyna¬ misches Verhalten mit abnehmender Belastung langsamer wird, das heißt, daß sich die Eckfrequenzen El, E2,... wie z.B. in Figur 3a gezeigt, bei kleiner werdender Belastung zu kleineren Fre¬ quenzen hin verschieben.
Mit Hilfe des Phasenregelmoduls SV wird eine Regelstabilität des Umrichters, insbesondere bei Schwachlast herbeigeführt. Diese Schaltungsausgestaltung kann beispielsweise auch bei Umrichtern eingefügt werden, bei dem Vorkehrungen getroffen werden, daß die Spannung bei Schwachlast an den Nachregelele- menten nicht einbricht. Diese Schaltungsausgeεtaltungen werden in den nachfolgenden Figuren beschrieben.
In Fig. 2b ist eine Ausgestaltung einer Regeleinheit R darge¬ stellt. Diese Regeleinheit R ist nur Wirksam, das heißt es nimmt ein Spannungspotential auf, wenn die Belastung von UAl gering ist. Bei etwas größerer Last an den Ausgangskleπtmen von UAl verhält sich die Regeleinheit R wie zwei Durchkontaktierun- gen. Diese Regeleinheit R gliedert sich in die einzelnen Funk¬ tionseinheiten wie Strommeßeinheit IA! und Sollwertbildungsein- heit SW zur Vorgabe eines Spannungspotentialdifferenzwertes UDIF.SOLL/ einer Ansteuereinheit TA für ein Stellelement T sowie ein am Stellelement T anliegendes Modul UDIF zur Ermittlung der am Stellelement T anliegenden Differenzspannung UDIF. Die ein- gangsseitigen Anschlußklemmen EN der Regeleinheit R sind mit einem Kondensator Cp und die Ausgangsanεchlußklemmen AN sind ebenfalls mit einem Kondensator Ca verbunden. Das Ausgangsspan¬ nungspotential U.Al der Regeleinheit NR stellt das Ist-Span¬ nungspotential für die Rückkoppelschleife, beziehungsweise für den rückgekoppelten Schaltkreis des Umrichters U dar.
Um die separat nachgeregelte Ausgangsεpannungen UAX bei schwa¬ cher Belastung des direkt geregelten Schaltkreises ausreichend mit einem Spannungspotential versorgen zu können, wird das Spannungspotential OA1 angehoben.
Die Erhöhung der Ausgangsspannungen UA2, ...,UAX an den Aus¬ gangsklemmen A2, ... ,AX läßt sich dadurch erreichen, daß mit Hilfe eines Transistors T eine DifferenzSpannung UDIF = UAX - UAl im direkt geregelten Rückkopplungskreis aufgebaut wird. Da die Spannung LLAi immer auf den gleichen Spannungswert geregelt, stellt sich das Spannungspotential an der Trafowicklung des Umrichters U bzw. am Pulskondensator CP auf den Wert
Figure imgf000007_0001
+ UDIF ein. Das Spannungspotential UAX an den weiteren Ausgängen des Umrichters U erhöht sich in etwa im selben Verhältnis wie die AusgangsSpannung UAX. Der Sollwert für UDIF>βon wird abhängig vom Laststrom IA2 bestimmt
Figure imgf000007_0002
und ist für größere IAi gleich null. Die zusätzlichen Verluste UDIF,SOI-L * IAX sind daher klein und im Leerlauf gleich null.
Eine weitere Schaltungsanordnung zur Regelung eines Umrichters mit einem direkt geregelten Kreis, wie er unter Figur 2a darge¬ stellt ist, ist in einer schematischen Darstellung in Fig. 4 und einer dazugehörigen Schaltungsausgestaltung in Fig. 5 abge¬ bildet.
In den Figuren 3a, 3b sind zur Schaltungsanordnung in Figur l dazugehörige Bodediagramme abgebildet.
In dem Bodediagramm 3a ist der Betrag der Übertragungsfunktion, gebildet aus der AusgangsSpannung UAX und dem im Rückkopplungs- zweig gebildeten Rückkopplungssignal Us über der Frequenz f und für unterschiedliche Lasten aufgetragen.
Im Bodedigramm 3b ist die zum Bodediagramm 3a zugehörige Phase angegeben. Die Phasenreserve geht bei geringer Last gegen 90° (Grad) . Wenn ein Regler RE mit I-Anteil zum Einsatz kommt (zusätzliche Phase von -90°) geht die Phasenreserve gegen 0°, d.h. die Schwingbedingung wird erfüllt und es kommt zu nieder¬ frequenten Oszillationen.
Im Bodediagramm 3c ist der Betrag der Übertragungsfunktion, gebildet aus der AusgangsSpannung UAX und die modifizierte RegelsignalSpannung USMOD (siehe Fig 2a), gezeigt.
Im Bodediagramm 3d ist das Phasenverhalten der erfindungsgemä¬ ßen Schaltungsanordnung bei unterschiedlicher Last über der Frequenz angegeben.
Durch das Rückkoppeln von UHV, einer zu UAX proportionalen Span¬ nung, kann die Streckenverstärkung, wie in Figur 3c darge¬ stellt, begrenzt werden. Da der Betragsverlauf flach ist (zuvor Abfall mit 20 dB pro Dekade) ergibt sich eine um 90° verbes- serte (d.h. größere) Phase. Wenn bei dieser modifizierten Strecke ein Regler mit I-Anteil zum Einsatz kommt, bleiben stets 90° Phasenreserve.
In der Figur 4 ist eine schematische Schaltungsanordnung eines Schaltnetzteils abgebildet, bei der die AusgangsSpannung UAX direkt geregelt wird und die weiteren AusgangsSpannungen UA2, ... ,UAX des Umrichters U ausreichend mit einem Spannungspo- tential selbst bei Schwachlast am Ausgang des direkt rückgekop¬ pelten Regelkreises versorgt werden können.
Eine schaltungstechnische Realisierung ist in Figur 5 darge¬ stellt und bezieht sich auf die Figur 4 dargestellten Funktionsblöcke. In der dargestellten εchaltungstechnischen Realisierung wirken die Funktionsblöcke Regeleinheit R, Ansteuerschaltung TA, erster Subtrahierter SI, zweiter Sub¬ trahierter S2, Regler RE2 und Tiefpaß TP wie folgt zusammen: Der Ausgangsstrom wird mittels eines Meßshunts SH in ein äqui- valentes Spannungspotential überführt. Aus diesem Spannungspo¬ tential wird ein Sollwert für ein lastabhängiges Differenz- spannungspotential UDIF,S0LL gebildet. Eine Möglichkeit dieε zu erreichen ist durch nachfolgende stetige Funktion in der Form
UDIF / S0LL = K * ( UREF - IAi )
zum Ausdruck gebracht. Dieser lineare Zusammenhang kann durch eine Subtrahierschaltung SI, gebildet aus den Widerständen
Rsn Rs2/ Rs3/ Rs4 sowie einen Operationsverstärker OPs erreicht werden. Um Lastsprünge am Ausgang des Nachreglerelementes NR besser überbrücken zu können sollte die Spannung UDIF, SOLL nicht zu schnell abgebaut werden, da es durch ein schlagartiges Ent¬ laden des Kondensators von CPULS nach CAUS zu Spannungsüberhö¬ hungen bei UA^ kommen kann. Aus diesem Grund wird ein Tiefpaß TP mit zwei Zeitkonstanten eingesetzt ( RT1, RT2, Dτ und Cτ ) . Dieser gibt bei einer sprunghaften Belastung von UAX den Soll¬ wert unverzögert, bei einer Entlastung verzögert weiter. Zur Messung von UDIFISOLL ist eine zweite Subtrahierschaltung S2, gebildet aus den Widerständen RD1, RD2, RD3 und RD4 sowie dem Operationsverstärker OPD vorgesehen. Ein der zweiten Subtra¬ hierschaltung nachgeschalteteε Modul bildet das Regelelement RE2, gebildet aus den Widerständen RC1, RC2 und einen Opera¬ tionsverstärker OPc. Als Regler kann neben beliebigen Regler¬ typen wie beispielsweise ein PID-Regler, vorzugsweise ein P- Regler verwendet werden. Eine Ansteuerschaltung für den Tran¬ sistor T ist dann erforderlich, wenn die AusgangsSpannung deε Operationsverstärkers OPc des Reglers D nicht groß genug ist. Im allgemeinen genügt hierfür ein Transistor in Emitterschal¬ tung.

Claims

Patentansprüche
1. Sehaltungsanordnung zur Regelung von mehreren Ausgangs- Spannungen eines Umrichters (U) , von denen eine erste Aus- gangsspannung (UAl) den Umrichter (U) durch ein Regelsignal (S) steuert und mindestens eine weitere AusgangsSpannung (UA2, UA3) durch weitere Nachregeleinheiten (NRx) konstant gehalten werden, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in dem das Regelsignal (S) für den Umrichter (U) bilden¬ den Rückkoppelkreis eine Phasenregeleinheit (SV) angeordnet ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruchl, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Phasenregeleinheit (SV) mit einem SubtraktionsSchal¬ tung (OPR, RR1, RR2, RR3, RR4, Cl) gebildet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß im Phasenregelkreiε (SV) ein DifferenzVerstärker (OPR) angeordnet ist, dessen erster Eingang über einen ersten Widerstand (RR3) mit einem Massebezugspotential und einem zweiten Widerstand (RR4) mit einem Ausgang eines die Diffe- renzspannung zwischen der ersten AusgangsSpannung (UAl) und einer Sollspannung (USOLL) weiterleitenden Regelkreises (REI)verbunden ist, daß der zweite Eingang des Differenzver¬ stärker (OPR) über einen dritten Widerstand (RR2) mit einem den Operationsverstärker (OPR) versorgenden Spannungspoten- tial (UHV) und daß der zweite Eingang über einen vierten Widerstand (RR1) mit dem Ausgang des Differenzverstärkers (OPR) verbunden ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruchl, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß für die VersorgungsSpannung (USV) des Differenzverstär¬ kers (OPR) bei einem nicht galvanisch getrennten Aufbau des Umrichters (U) direkt die AusgangsSpannung UAl, oder bei einer galvanischen Trennung zwischen Eingangs- und Ausgangs- Spannung innerhalb des Umrichters (U) eine zur Ausgangsspan¬ nung (UAl) proportionale Spannung, die an einem Hilfsspan- nungsausgang AH abgreifbar ist, verwendet wird.
PCT/DE1997/000342 1996-03-08 1997-02-26 Schaltungsanordnung zur stabilisierung des regelverhaltens von direkt geregelten umrichtern WO1997033360A1 (de)

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CHEN-CHING LIU ET AL.: "A SYSTEMATIC METHOD FOR THE STABILITY ANALYSIS OF MULTIPLE OUTPUT CONVERTERS", 17TH ANNUAL IEEE POWER ELECTRONICS SPECIALISTS CONFERENCE, 1986, pages 144 - 153, XP002035636 *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 7, no. 210 (P - 223) 16 September 1983 (1983-09-16) *

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