WO1990004283A1 - Reluctance motor - Google Patents

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WO1990004283A1
WO1990004283A1 PCT/JP1989/001033 JP8901033W WO9004283A1 WO 1990004283 A1 WO1990004283 A1 WO 1990004283A1 JP 8901033 W JP8901033 W JP 8901033W WO 9004283 A1 WO9004283 A1 WO 9004283A1
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WO
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position detection
power supply
detection signal
excitation
coils
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Application number
PCT/JP1989/001033
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English (en)
French (fr)
Inventor
Itsuki Bahn
Original Assignee
Kabushikigaisya Sekogiken
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Priority claimed from JP63266114A external-priority patent/JPH02114884A/ja
Priority claimed from JP1124406A external-priority patent/JPH02307391A/ja
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Priority to EP89911086A priority patent/EP0422226B1/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/14—Electronic commutators
    • H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/08—Reluctance motors
    • H02P25/086—Commutation
    • H02P25/089—Sensorless control

Definitions

  • the present invention relates to a reluctance motor, and more particularly to a reluctance motor that can be used in various applications in place of conventional induction motors and semiconductor motors (plush motors).
  • a stator having a plurality of magnetic poles, a rotor concentrically arranged and rotatably supported and having a plurality of salient poles, and a stator magnetic pole sequentially excited and a corresponding rotation
  • a reluctance motor in which a rotor is rotated by a magnetic attractive force acting between the salient poles.
  • the reluctance motor has the disadvantage that its application fields are limited. In other words, there have been examples of practical use as a direct drive type drive source for a robot arm and a small stepping motor. However, it has been applied to applications requiring a high rotational speed, power sources for vehicles powered by batteries, and the like. It is difficult to apply.
  • the exciting coil of the reluctance motor has a large inductance, and the magnetic energy stored in the exciting coil is remarkably large. Therefore, it takes time for energy storage and depletion, so that the rise and fall of the current flow is delayed, torque is reduced (torque is reduced), and anti-torque is generated. Torque And the anti-torque increases. Also, compared to a three-phase Y-connection type DC motor, the number of times magnetic energy is accumulated and released per magnetic pole during one rotation of the rotor is larger. Then, due to the inductance of the exciting coil, the exciting current increases at the end of energizing the exciting coil that does not contribute to the generation of the output torque, and a large Joule loss occurs.
  • a position g detection device for sequentially transmitting the rotation according to the rotation position g of the rotor; an energization control circuit connected to a DC power supply for sequentially energizing the excitation coil according to the position detection signal;
  • the magnetic energy stored in the excitation coil whose energization has been stopped when the current supply to the excitation coil is stopped is caused to flow into another excitation coil which is energized when the current supply is stopped.
  • the magnetic energy stored in the excitation coil is rapidly eliminated by flowing the magnetic energy stored in the excitation coil whose power has been stopped into another excitation coil which is energized.
  • the exciting current flowing in another exciting coil that has been energized is rapidly increased, so that the generation of anti-torque due to the stored magnetic energy and the decrease in torque due to a delay in the rise of the exciting current (reduction) Torque generation) can be prevented.
  • a reluctance motor having excellent performances such as high-speed operation can be provided.
  • FIG. 1 shows a three-phase single-wave relaxation according to the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a development view showing the rotor and the armature of FIG. 1 together with the position detecting element.
  • FIG. 3 is a schematic circuit diagram showing a position detecting device used together with the motor body of FIG. 1,
  • FIG. 4 is a schematic circuit diagram showing an energization control circuit used with the detection device of FIG. 3,
  • FIG. 5 is a graph showing an exciting current curve and an output torque curve of the motor body of FIG.
  • FIG. 6 is a timing chart showing changes with time of various signals in the position detection device of FIG. 3,
  • FIG. 7 is a schematic circuit diagram showing an energization control circuit of a motor according to a second embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a sectional view showing a main body of a three-phase reluctance electric motor according to a third embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a developed view showing the rotor and the armature of FIG. 8
  • FIG. 10 is a circuit diagram showing a position detecting device used together with the motor body of FIG. 8,
  • FIG. 11 is a circuit diagram of an energization control circuit used with the device of FIG. 10,
  • FIG. 12 is a timing chart showing various signals in the position detection device g of FIG.
  • Fig. 13 is the same graph as Fig. 5 for the motor body in Fig. 8,
  • FIG. 14 shows a two-phase reluctance according to a fourth embodiment of the present invention. Schematic diagram showing the main body of a type electric motor
  • FIG. 15 is a development view showing the motor body of FIG. 14 together with the position detecting element.
  • FIG. 16 is a circuit diagram showing a conduction control circuit used together with the motor body of FIG. 14,
  • FIG. 17 is a timing chart showing various signals in the position detection device used in the fourth and fifth embodiments.
  • FIG. 18 is a graph showing excitation current curves in the fourth and fifth embodiments.
  • FIG. 19 is a schematic circuit diagram showing an energization control circuit provided in a motor according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a circuit diagram of an energization control circuit used in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a circuit diagram showing an energization control circuit according to a seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 22 is an axial sectional view showing a main body of a three-phase reluctance electric motor according to an eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 23 is a developed view showing the rotor and the armature shown in FIG. 22,
  • FIG. 24 is a schematic plan view showing the annular magnet shown in FIG.
  • FIG. 25 is a schematic plan view showing an induction coil provided on the peripheral wall of the rotating body of FIG. 22,
  • FIG. 26 is a schematic circuit diagram of a constant speed control system including a frequency generator consisting of an annular magnet and an induction coil.
  • FIG. 27 is a circuit diagram showing a location detection device g in the eighth embodiment,
  • FIG. 28 is a diagram for explaining the principle of torque generation between the rotor salient poles and the armature magnetic poles in FIG.
  • FIG. 29 is a circuit diagram of an energization control circuit provided in a motor according to a ninth embodiment of the present invention.
  • FIG. 30 is a graph showing the change in the exciting current in the ninth embodiment
  • FIG. 31 is a partial circuit diagram showing a modification of the position detecting device provided in the motor of the ninth embodiment
  • FIG. 32 is a partial circuit diagram showing another modified example of the position detecting device g.
  • FIG. 33 is a diagram showing the main body of the electric motor according to the tenth embodiment of the present invention.
  • FIG. 34 is an expanded view of the motor body of FIG. 33
  • FIG. 35 is a circuit diagram of an energization control circuit used in the tenth embodiment
  • FIG. 36 is a diagram showing the main body of the electric motor according to the eleventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 37 is a circuit diagram showing a position detector mounted on the electric motor according to the 12th embodiment of the present invention.
  • FIG. 38 is a circuit diagram showing an energization control circuit in the 12th embodiment.
  • FIG. 39 is a graph showing the position detection signal from the position g detector of Fig. 37 and the excitation current
  • FIG. 40 is a view showing a modification of the magnetic pole shape.
  • the three-phase single-wave reluctance motor includes the motor body shown in FIG.
  • the motor body includes a rotor 1 fitted to a rotating shaft 5 rotatably supported by a bearing (not shown) provided on an outer casing (not shown), and a motor 1 arranged coaxially with the rotor and fixed to the casing.
  • an armature (stator) 16 both of which are made of a laminate of silicon steel plates as conventionally known.
  • Eight salient poles 1 a to 1 h each having a width of 180 electrical degrees hereinafter, various angle parameters are represented by electrical angles
  • the armature 16 has an annular magnetic core 16 ′ that can freely form a magnetic path, and has six magnetic poles 16 a to 16 f each having a width of 180 degrees on the inner peripheral surface of the magnetic core. Are formed at equal intervals, and the salient poles la ⁇ of the rotor 1 are opposed to each other with a gap of, for example, about 0.15 mm.
  • Excitation coils 17a to 1 ff are fitted in the magnetic poles 16a to 16f, respectively.
  • the excitation coils 17a and 17d are connected in series with each other.
  • this connected body is referred to as an excitation coil pair K of the first carrier.
  • Excitation coils 17b and 17e and excitation coils 17c and 17f are also connected in the same manner, and are referred to as second and third phase excitation coil pairs L and M, respectively.
  • the rotation vibration preventing function described later excitation of one of a pair of magnetic poles arranged symmetrically with respect to the rotation axis 5 is performed.
  • the number of coil turns is larger by a predetermined number than the number of coil turns to the other magnetic pole.
  • the salient poles la to lh and the magnetic poles 16a to 16f have different widths in the rotation axis direction of their opposing surfaces, and generate a leakage magnetic flux between the opposing surfaces to generate an output curve of the motor. (To be described later) is made flat.
  • the motor further includes the position detection / concealment shown in FIG.
  • This position detector detects three rotational positions of the salient poles 1 a to 1 h of the rotor 1. Each of the three positions is composed of an air-core coil having a diameter of 5 mm and about 100 turns. These detection elements (hereinafter referred to as “detection coils”) are separated from each other by 120 degrees, and their coil surfaces are spaced from each other by a gap between the side surfaces of the salient poles 1a to 1h.
  • the armature 16 is fixed to the armature 16 so that it can face each other.
  • the position detection device includes an oscillator 7 having an oscillation frequency of about 1 to 5 MHz.
  • the output side of the oscillator 7 is a bridge circuit including a detection coil 10 a to 10 c and a resistor 15 a to 15 e. It is closely related to This bridge circuit is adjusted so that none of the coils 10 a to 10 c is balanced with the salient poles 1 a to l h of the rotor 1 facing each other.
  • the bridge circuit is composed of a diode 11a-: a low-pass filter consisting of I1d and capacitors 12a-12d, an observing circuit 13a-13c, and a differentiating circuit 8a.
  • FF circuits hereinafter referred to as FF circuits 9a to 9c via 88c.
  • the anodes of diodes 11a to 11c are connected to the connection point between the coil 10a to 10c and the resistor 15a to: I5c, respectively.
  • the power source of these diodes 11a to llc is a capacitor with one end grounded. They are connected to the other ends of 12a to 12c and the positive input terminals of operational amplifiers 13a to l3c, respectively.
  • the anode of the diode lid is connected to the connection point of the resistors 15d and 15e, and the other end of the capacitor 12d, one end of which is grounded, and the opamps 13a to 13c.
  • the cathode is connected to the negative input terminal of.
  • the output terminals of the operational amplifiers 13a to 13c are connected to the input terminals of the differential circuits 8a to 8c, respectively.
  • the output terminals of the differential circuits 8a to 8c correspond to the FF circuits 9a to 9c.
  • One set input terminal is connected to another reset input terminal corresponding to these FF circuits.
  • the set output terminals of the FF circuits 9a to 9c are connected to the output terminals 6a to 6c of the position g detector g, respectively.
  • the motor further includes an energization control circuit shown in FIG. 4, and supplies an excitation current to the excitation coils 17 a to 17 f of the armature 16, that is, the first to third phase excitation coil pairs K to M. It is designed to shut off.
  • the input terminals 4 a to 4 c of the energization control circuit are, on the one hand, surrounded by the output terminals 6 a to 6 c of the position detection device g described above, and on the other hand, the AND circuits 14 a to 14 c of the energization control circuit Are connected to one of the input terminals.
  • the other input terminal of these AND circuits is connected to the AND circuit through an operational amplifier 40a which forms a Chishowa circuit described later, It is connected to a reference voltage input terminal 40 to which a reference voltage for variably controlling the motor output torque is applied.
  • the output terminals of the AND circuit 14 are connected to the positive terminal 2a of the DC power supply and one end of the first to third phase excitation coil pairs K to M via the inverting circuit. Are connected to the bases of the transistors (switching elements) 20a, 20c, and 20e interposed between them.
  • the other end of each of the first to third phase excitation coil pairs is connected to the negative terminal 2b of the DC power supply and the negative input terminal of the operational amplifier 40a via transistors 20b, 20d, and 20f.
  • One end of a resistor 22 for detecting the exciting current flowing through the first to third phase exciting coil pairs is connected to the emitters of the transistors 20b, 20d, and 20f, and the other end is connected to a diode 21.
  • a, 21 c, 21 e are connected to the anode.
  • the cathodes of these diodes are connected to one end of the first to third phase excitation coils K to M, and the diode is connected between the other end of the first to third phase excitation coil pairs and the positive terminal of the DC power supply.
  • 21b, 21d, 21f intervene.
  • the detection circuit 10a to 10c does not face any of the salient poles 1a to 1h of the rotor 1. Therefore, when the detection coil 10a is not facing the salient pole, the diode 11a and the capacitor The output of the low-pass filter composed of 12a and the output of the low-pass filter composed of the diode 1ld and the capacitor 12d are equal to each other, and the output of the operational amplifier 13a is at a low level.
  • the output of the operational amplifier 13a is at a low level.
  • one of the detection coils faces one of the salient poles.
  • the impedance of the detection coil 10a decreases due to iron loss (eddy current loss and hysteresis loss).
  • the voltage applied to the positive input terminal of the operational amplifier 13a increases, and the operational output 25 goes high (illustrated by reference numerals 25a and 25b in FIG. 6). That is, with the rotation of the rotor 1, the rectangular wave signal 25 is not transmitted from the object 13a.
  • a pulse signal (reference numeral 31 in FIG. 6) a, 31b, 32a, 32b, 33a, and 33b).
  • the FF circuits 9a to 9c to which these pulse signals are input produce low-level outputs at the output terminals 6a to 6c of the reset position detecting device when the motor power is turned on. After that, high level output 2 from operational amplifier 1 3a
  • a pulse signal 31a is generated, and a high-level output appears at the output terminal 6a.
  • the pulse signal 32a is applied to the reset input terminal of the FF circuit 9a, and the output terminal 6a of the position g detection device g is applied. Becomes low level.
  • the pulse signal 32a is applied to the set input terminal of the FF circuit 9b, and the output of the terminal 6b becomes high.
  • a pulse signal 33a is generated and applied to the reset input terminal of the FF circuit 9b and the set input terminal of the FF circuit 9c, respectively, the terminal
  • the outputs of 6b and 6c are low level and high level, respectively.
  • the rectangular wave output from the output terminals 6a to 6c of the position detection device that is, the positions of the salient poles of the rotor connected to the excitation coil pairs K to M of the first to third phases. (Indicated by rectangular curves 28 to 30 in FIG. 6, respectively, hereinafter referred to as first to third phase position detection signals).
  • the magnetic poles 16b and 16f of the armature 16 are magnetized, the salient poles 1b and 1f are magnetically attracted, and the stub 1 moves in the direction indicated by the arrow A-1 in FIG. To rotate.
  • the second phase g detection signal 29 becomes low level and at the same time, the high level third phase detection signal 30a becomes the input of the conduction control circuit.
  • terminal 4c energization of the excitation coil pair is cut off, and the excitation coil pair M is energized.
  • the rotor 1 rotates roughly 120 degrees, the energizing coil pair M is cut off and the energizing coil pair K is energized.
  • the energizing mode switches cyclically from exciting coil to K exciting coil pair L ⁇ exciting coil pair M to exciting coil pair M every 120 ° rotation.
  • the motors generate an output torque when K to M are successively and continuously fired to be energized.
  • the magnetic poles at the axially symmetric positions are magnetized into the N pole and the S pole as shown in FIG.
  • the leakage magnetic fluxes passing through the non-excited magnetic poles are in opposite directions to each other, thereby preventing occurrence of anti-torque.
  • the excitation coil pair K is energized.
  • the flowing exciting current is applied to the positive input terminal of the operational amplifier 40a via the reference voltage input terminal 40 of the conduction control circuit shown in FIG. 4 and exceeds the set value corresponding to the variably settable reference voltage.
  • the operational amplifier output becomes low level, the gate of the AND circuit 14a is closed, and the transistor 20a becomes non-conductive.
  • the magnetic energy stored in the exciting coil pair K is released as a current flowing through the diode 21a, the transistor 20b, and the resistor 22.
  • the operational amplifier 40a cooperates with the AND circuit 14a to set the exciting current and the above setting.
  • the transistor 20a is turned on and off according to the magnitude relationship with the value, and the exciting current, that is, the output torque of the motor, is controlled. The same applies to the other phases.
  • the operational amplifier 40a functions as a chiyotsuba circuit together with the AND circuits 14a to 14c.
  • the excitation coil pair L of the second phase when the excitation coil pair L of the second phase is energized over a section equal to the width 180 degrees of the position detection signal 29a of the second phase indicated by the arrow 36, the excitation coil pair L Because of the large inductance, a delay occurs in the rise of the conduction current as shown in the first half of the dashed curve 34. In addition, since a large amount of magnetic energy is emitted, the falling part of the conduction current is extended as shown in the latter half of the curve 34.
  • an arrow 37 indicates a 180-degree section in which positive torque is generated. Therefore, the torque decreases in the first half of the curve 34 (hereinafter referred to as generation of reduced torque), and a large counter torque is generated in the second half. Therefore, the efficiency of the conventional motor is reduced and the rotation speed is reduced.
  • both the transistors 20a and 20b become non-conductive, resulting from the magnetic energy stored in the exciting coil pair K.
  • the excitation current decreases rapidly (see the curve 34 for the falling time of the second phase signal 29a) .
  • the returned magnetic energy is generally built into the DC power supply.
  • the width of the falling part of the conduction curve 34 decreases as the power supply voltage increases, and the width of the falling part becomes 3 No substantial anti-torque is generated unless it exceeds 0 degrees
  • the other energization curves 3 4 b and 3 4 c When the motor rotates at high speed, the position detection signal width is reduced. Use a DC power supply with a higher terminal voltage to reduce the width of the falling part of the conduction curve.
  • the maximum possible rotational speed of the motor can be determined according to the value of the DC power supply voltage, while the output torque of the motor is applied to the reference voltage input terminal 40. That is, it can be controlled in accordance with the value of the reference voltage. That is, the maximum rotation speed and output torque of the motor can be controlled independently.
  • a flat output torque can be obtained. That is, as described above, the widths of the salient poles 1 a to 1 h of the rotor 1 in the rotation axis direction and the magnetic poles 16 a to 16 f of the armature 16 are different in size from each other, and the salient poles and the magnetic poles are different. Leakage magnetic flux is generated between the opposing surfaces of the motor, and as a result, the output torque of the motor becomes flat after time point B as shown by the dashed curves 41a to 41c in FIG. However, as the rotational speed of the motor increases, the output characteristics change from the curve 41a to the curve 41c, and the width of the torque flat portion decreases.
  • the detection coils 1 Oa to lO are preferably set so that the energization start timing is advanced, that is, the energization is started near the rise of the torque curve.
  • the arrangement position of c By adjusting the arrangement position of c, a flat and large output torque is obtained as shown by the exciting current curves 35a to 35c indicated by broken lines in FIG.
  • arrows 38 and 39 indicate the width (120 degrees) of the high-level first phase position detection signal 29a and the width (180 degrees) at which positive torque can be obtained, respectively.
  • the width of the descending portion of the exciting current curve 35b is smaller than the width of the section indicated by the arrow 39a, no counter torque is generated.
  • the width of section 39a is twice the width of section 37a (similarly for curves 35a and 35c). Therefore, the flat portion of the output torque is longer and the ribbles of the output torque are smaller and The motor at a higher speed It becomes possible to change.
  • the flat portion of the torque curve can be made longer by changing the shape of the salient poles of the rotor 1 facing the magnetic poles of the armature 16.
  • the action of preventing the tillage vibration of the electric motor according to the present embodiment will be described.
  • the number of turns of the exciting coil around the pair of magnetic poles symmetrically arranged with respect to the rotation axis 5 is made different from each other to prevent vibration. That is, when the same number of exciting coils are fitted to a pair of magnetic poles as usual, for example, the magnetic poles 16a and 16d magnetically attract the salient poles la and 1e in the radial direction. Ideally, they cancel each other out, and an output torque is generated by the circumferential suction force.
  • the rotor 1 vibrates, for example, upon receiving a force acting in the direction of the arrow 3a or in the opposite direction.
  • the salient poles 1a to 1h of the rotor 1 and the magnetic poles 16a to of the armature 16 are arranged opposite to each other with a small gap of about 0.15mm. It is desirable to eliminate vibration.
  • the number of turns of one of the exciting coil pairs 17a, 17b, 17c arranged symmetrically with respect to the rotation axis 5 and connected in series with each other is changed to the other, 17b, 17e, 17c.
  • the rotor 1 rotates during rotation by arrows 3a, 3b, 3 Receives a force acting only in the c direction.
  • the device of the second embodiment can operate even when a DC power supply having a lower terminal voltage, for example, a battery, is used as compared with the device of the first embodiment.
  • the difference is that it can serve as a drive source.
  • the reluctance motor of the second embodiment is equipped with a circuit shown in FIG. 7 instead of the energization control circuit of FIG. 4, and this energization control circuit has an operational amplifier 40a shown in FIG.
  • a backflow prevention diode 18 and a capacitor 19 are provided in place of the AND circuits 14a to 14c.
  • a high-level position detection signal for example, signals 28a, 29a, 30 from the position g detection device to one of the input terminals 4a to 4c of the conduction control circuit.
  • the phase excitation coil pairs K to M are sequentially energized, and the motor rotates.
  • the exciting current is determined by the voltage between DC power supply terminals 2a and 2b and the output torque curve 4 shown in Fig. 5.
  • the exciting current takes a substantially constant value in the center of the conduction period when the back electromotive force becomes flat.
  • the exciting current increases, and the output torque increases to compensate for the torque decrease shown in the latter half of the output torque curve.
  • the capacity of the capacitor 19 is small, the width of each of the rising portion and the falling portion of the exciting current becomes correspondingly small, so that even when the motor is operated at a high speed, the motor is destroyed. The generation of torque and anti-torque is prevented. That is, the motor can be operated at high speed and with high efficiency. Further, when one transistor pair adjacent to each phase excitation coil is turned off at the same time as the other transistor pair, the capacitor 19 can be removed.
  • the motor of the present embodiment is different from the first embodiment in which the magnetic energy stored in the exciting coil is returned to the DC power supply, and prevents the return of the stored magnetic energy to the smoothing capacitor built in the DC power supply.
  • the stored magnetic energy is stored in the next energized exciting coil via the capacitor 19 while the magnetic energy is rapidly extinguished and lost in each of the adjacent exciting coils. Allow to accumulate. Therefore, the DC power supply voltage may be low.
  • the capacity of the capacitor 19 is set to 0.1 ⁇ F or less in the motor having an output of 30 OW according to the present embodiment, the time required for the disappearance and accumulation of the magnetic energy is within 20 / isec, and the motor is operated every minute. It can be operated at a speed of 100,000 revolutions. However, when operating at normal tillage speed, set the capacitor capacity to a value that can reliably prevent anti-torque generation, and reduce eddy current loss that forms part of iron loss to improve efficiency. It is desirable.
  • FIG. 8 A three-phase reluctance motor according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 8 to 11.
  • FIG. 8 A three-phase reluctance motor according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 8 to 11.
  • FIG. 8 A three-phase reluctance motor according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 8 to 11.
  • the motor of this embodiment has a motor body (FIG. 8) having basically the same configuration as the motor body of FIG. And detection coils 110a to 110c (FIG. 9) corresponding to the coils 10a to 10c.
  • the motor body consists of a rotor 101 with seven salient poles 101 a to 101 g and six magnetic poles 1 16 fitted with excitation coils 1 17 a to l 17 f, respectively.
  • An armature 1 16 having a to 1 16 f and a rotating shaft 105 are provided.
  • the motor is provided with a position detecting device (FIG. 10) corresponding to the position detecting device in FIG. 3, and the position detecting device is connected to the first detecting coil 110a in accordance with the coil.
  • a resistor circuit comprising resistors 115a to 115c.
  • a low-pass filter consisting of diodes llla, 111b and capacitors 112a, 112b, an operational amplifier 113, and a logic circuit 118 are connected.
  • This logic circuit is composed of circuits used for the control circuit of a three-phase Y-type semiconductor motor, and has six output terminals 118a to 118f. More specifically, one diode 11a of the low-pass filter has a node connected to the junction of the coil 110a and the resistor 115a, and a capacitor whose one end is grounded. A power source is connected between the other end of the 1 1 2 a and the positive input terminal of the operational amplifier 1 1 3.
  • the other diode 1 1 1b is connected to a node at the junction of resistors 1 1 1 5b and 1 1 5c, and is connected to the other end of the capacitor 1 1 2b, one end of which is grounded.
  • a power source is connected to the negative input terminal of the operational amplifier.
  • the output terminal of the operational amplifier 1 13 is connected to the input side of the logic circuit 1 18 and interposed between them. It is connected to the input terminal of the inverting circuit 1 13 a.
  • reference numerals 114a and 114b denote circuits connected to the coils 110b and 110c, respectively, each of which is associated with the coil 110a. It consists of elements corresponding to a ridge circuit, a low-pass filter and an operational amplifier, and is connected to an oscillator 110 common to the three coils and corresponding to element 7 in FIG.
  • Symbols 113b and 113c represent inversion circuits corresponding to the anti-tilling circuit 113a.
  • the motor further includes an energization control circuit (FIG. 11) corresponding to the circuit of FIG.
  • the input terminals 1 55a to I 55f of the conduction control circuit are connected to the output terminals 1 18a to 1 18f of the position detection and concealment, respectively. Then, the input terminals 1 55a-: 155 c are connected on the one hand to the bases of the transistors 120b, 120d, 120f, and on the other hand, the diode 149a and the transistor 144a.
  • the three transistors (switching elements) 120 a, 120 c, and 120 e each have an emitter connected to the positive terminal 102 a of the DC power supply via the inverting circuit. Have been.
  • each switching transistor is connected to the negative terminal 102b of the DC power supply via the corresponding one of the switching transistors 120b, 120d, and 120f and the resistor 122a for detecting the exciting current. They are connected to the other ends of the corresponding excitation coils 1117a, 117c, and 117e, respectively.
  • the excitation coil Diode 121 a is parallel to the series body of 117 a and transistor 120 b, and diode 121 b is parallel to the series body of this exciting coil and transistor 120 a. Is closely related to Diodes 12c, 12d and 12e, 12f are also connected to excitation coils 11c and 11e.
  • connection point between the transistors 120b, 120d, 120f and the resistor 122a is connected to the positive input terminal of the operational amplifier 140a, and the negative input terminal of the amplifier is connected to the exciting current (
  • the motor is connected to a reference voltage input terminal 140 to which a reference voltage for variably controlling the electric motor (output torque) is applied, and the output terminal cooperates with the OBE amplifier 140a to form a later-described chopper circuit.
  • Lanista has been attached to the base of the 141A.
  • the excitation coils 1 1 1 7 b, 1 1 7 d and 1 1 7 f correspond to the above-mentioned various circuit elements related to the excitation coils 1 1 1 a, 1 1 7 c and 1 1 7 e.
  • the symbols 1 2 b, 1 0, 1 1 b, 18 a, 1 48 b and 1 49 b are the above-mentioned elements 122 a, 1 0 a, 1 1, 1 47 a, 1 47 b and The elements corresponding to 1 49a are shown below.
  • detection coil 1 110 a to 110 c are opposed to any one of the salient poles 101 a to 101 g of the rotor 101.
  • the output 125 of the operational amplifier 113 goes high as in the first embodiment (reference numeral 125 in FIG. 12). a, 125 b). That is, a rectangular wave signal 125 is transmitted from the operational amplifier 113 along with the rotation of the rotor 101.
  • reference numeral 126 denotes the output of the inverting circuit 113a.
  • the output terminals 1 18 a to 18 From I 18 f, the position detection signal 1 3 of the square wave representing the rotation position of the rotor is obtained. 1 to 136 (Fig. 12) are transmitted respectively.
  • the signals 13 1 and 1 34 have a 180 degree phase difference with each other
  • the signals 13 2 and 1 35 have a 180 degree phase difference with each other
  • the signals 13 3 and 1 36 have a phase difference of 180 degrees.
  • the signals 13 1 to 13 3 and the signals 13 34 to 13 36 have a phase difference of 120 degrees from each other.
  • the transistor When the power is turned on, for example, when the high-level position detection signal 1 34 a, 1 32 a from the position g detection device is applied to the input terminals 15 5 b, 15 55 a of the energization control circuit, the transistor The two transistors in the motors 120c and 120d and the block D conduct, respectively, and the excitation coils 1117b and 117c are energized. As a result, the magnetic poles 1 16b and 1 16c of the armature 16 are magnetized, and the salient poles 1 1 1b and 1 0 1c are magnetically attracted, and the rotor 10 1 is shown in Fig. 8. Rotate in the direction indicated by arrow A-3. Thereafter, when the rotor rotates through 30 degrees, the excitation coil 1 17b is de-energized, the excitation coil 1 17d is energized, the salient pole 101 d is attracted, and the rotating torque is reduced. appear.
  • the energization mode changes every time the rotor 101 rotates 60 degrees, in other words, the excitation polarity of the magnetic poles of the armature changes.
  • the rotor 101 is driven in the direction indicated by the arrow A-3.
  • the leakage magnetic flux passing through the non-excited magnetic pole is The directions are opposite to each other, and the generation of anti-torque is prevented.
  • the high-level position detection signal 1311a When the above-described position detection signal, for example, the high-level position detection signal 1311a is generated, energization to the excitation coil 117a is started.
  • the rising of the exciting current flowing through the coil 117a due to the inductance of the exciting coil using the DC power supplies 102a and 102b of high output voltage ( 137a) is improved.
  • the voltage between both ends of the resistor 122a representing the exciting current is applied to the negative input terminal of the operational amplifier 140a via the reference voltage input terminal 140 of the conduction control circuit, and the voltage corresponding to the variably settable reference voltage is set.
  • the operational output becomes high level and the transistor 141 a becomes nonconductive, and the power supply from the DC power supply to the exciting coil 117 a is interrupted. At this time, current is supplied from the capacitor 147a to the excitation coil 117a. After that, when the voltage across the resistor 122a drops to a predetermined value determined by the hysteresis characteristic of the The power returns to the low level, the transistor 14 1 a conducts again, and the energization to the exciting coil 1 17 a resumes. As described above, the operational amplifier 140a cooperates with the transistor 1441a to control the exciting current, that is, the output torque of the motor, according to the magnitude of the exciting current and the set value.
  • the opamps 140a and 140b function as a chishowa circuit together with the transistors 141a and 141b.
  • the maximum operating speed of the motor and the motor output torque can be controlled independently and independently of each other, as in the above-described embodiments.
  • the capacitor 147a unlike the conventional unstable chow bar circuit in which the chow bar frequency changes due to the change in the impedance of the exciting coil accompanying the change in the amount of magnetic flux passing through the magnetic pole, the capacitor 147a, There is a case where the frequency of the chitsuba determined according to the capacity of 147b does not fluctuate.
  • the chitsubasa circuit since the chitsubasa circuit is not related to the DC power supply voltage in operation, it is not affected by the fluctuation of the DC power supply voltage. Therefore, it is not necessary to use a large-capacity rectifying capacitor in a power supply of a type that obtains DC from AC using a rectifying capacitor, particularly in a three-phase power supply, and the configuration of the power supply can be simplified.
  • the width of the AC power supply voltage that contributes to the supply of the exciting current is determined by the AC power supply voltage. It is about two-thirds of the half cycle width.
  • the exciting current associated with the signal falls.
  • a high-level g-detection signal 1332a is generated, and energization of the exciting coil 1 17c is started, and the exciting current flowing through the coil rises as indicated by a broken line 139a.
  • the magnetic energy stored in the excitation coil 117a is a diode 121b, a capacitor 148a, a resistor 122a, and a diode 122a.
  • the exciting current flowing through the coil 117a is rapidly reduced as shown by the broken line 137b, and the capacitor 148 is discharged. Charge a.
  • the diode 149a prevents the current caused by the stored magnetic energy from flowing into the DC power supply.
  • This capacitor charging voltage is applied to the exciting coil 117c, and the exciting current of the coil rises quickly.
  • the same effect as when the DC power supply voltage is increased is obtained, and the width of both the falling of the exciting current of the coil 117a and the rising of the exciting current of the coil 117c is obtained. a does not exceed an electrical angle of 30 degrees, which causes the generation of anti-torque.
  • the excitation current of the coil 117a changes as indicated by reference numeral 139b by the chopper control by the operational amplifier 140a and the transistor 141a. Then hi The energization control of the excitation coil 117 e is performed in the same manner as described above in accordance with the generation and disappearance of the level detection signal 133 a.
  • the same energization control is performed when the position detection signals 134 to 136 occur and disappear.
  • the operational amplifier 140 b and the transistor 14 1 b perform the chiyotsuba control, and the capacitor 147 b is charged and discharged, and the exciting coils 1 17 b, 117 d and 117 f are excited. Electric current flows.
  • curves 1 17a,-: I 17f show the torque generated by energizing the excitation coils 1 17a-117 f with the passage of time.
  • the curve 145 represents the excitation coil 1 1 7 It shows the torque generated by energizing the second excitation coil group consisting of b, 117d, and 117f.
  • Reference numerals 144a and 145a denote torque generation sections related to the exciting current flowing through coils 117c and 117d, respectively.
  • the generated output torque of the motor is equal to the sum of the torques 144 and 145, and the fluctuation over time is small, similar to the output torque of a three-phase Y-type semiconductor motor.
  • Curve 146 shows the characteristics of the exciting current of the conventional reluctance motor. The exciting current takes a small value at the beginning of energization due to the inductance of the exciting coil, and reverses at the center of the energizing period. It takes a smaller value due to the generation of the electromotive force. Ma In addition, the exciting current that suddenly increases with the decrease in the back electromotive force at the end of energization does not contribute to the output torque of the motor and causes Joule loss.
  • a counter torque is generated due to the magnetic energy released.
  • a remarkably large torque 142 is generated when the rotor salient pole starts to face the armature magnetic pole, while the torque decreases when the salient pole separates from the magnetic pole.
  • the width of the salient pole in the rotation axis direction is different from that of the magnetic pole, and as a result, a flat output torque characteristic 1442a is obtained. .
  • the rotor 201 is rotated by the magnetic attraction generated by a pair of magnetic poles adjacent to each other. As a result, the rotating shaft 205 is constantly pressed against the bearing during rotation of the rotor, so that no vibration occurs.
  • a two-phase reluctance motor according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 14 to 16.
  • the motor has a motor body having basically the same configuration as the motor body shown in FIGS. 1 and 8, and the body is fitted to the rotating shaft 205 as shown in FIG.
  • a rotor 201 having zero salient poles 210a to 210j and an excitation coil (two excitation coils are denoted by reference numerals 2117a and 2177b) are fitted respectively.
  • the exciting coil is made of a thick wire to reduce the loss in the exciting coil to improve the efficiency of the motor, and to generate a required magnetic flux even in a reluctance motor having no field magnet.
  • a coil mounting space having a volume sufficient to accommodate such an exciting coil is provided.
  • the excitation coils 217a and 217e are connected to each other in series or in parallel.
  • this connection is referred to as a first excitation coil pair K, (FIG. 16).
  • the excitation coils 2 17 b and 2 17 f, the excitation coils 2 17 c and 2 17 g, and the excitation coils 2 17 d and 2 17 h are also connected to each other.
  • the excitation coil pair is called L,, M,, S, (Fig. 16).
  • the electric motor has a position detecting device having basically the same configuration as that shown in FIG. However, it does not include the elements corresponding to the logic circuit 118, the block circuit 114b and the inverting circuit 113c in FIG.
  • the detection coils 208 a and 208 b shown in Fig. 15 are used.
  • the two detection coils are the same as those shown in Fig. 9 and are spaced apart by 90 degrees in electrical angle from each other, and are arranged so as to be able to face the side surfaces of the salient poles 201a to 201j. ing.
  • the two detection coils 208a and 208b are arranged so as to generate a detection signal approximately 30 degrees before the salient poles penetrate the magnetic poles.
  • the motor further includes an energization control circuit shown in FIG.
  • This energization control circuit operates according to the 6 types of g detection signals. Compared to the circuit shown in Fig. 11 that controls the energization of two excitation coils, the difference is that the energization of four pairs of excitation coils is controlled according to four types of position detection signals. However, since the configuration is basically the same as that of FIG. 11, detailed description of the configuration is omitted.
  • elements corresponding to those in FIG. 11 are denoted by similar reference numerals. For example, element 202a corresponds to element 102a in FIG.
  • the energization control circuit detects the detection coils 208 applied to the input terminals 255a to 255d, respectively.
  • the energization to the first to fourth excitation coil pairs K, to S is controlled according to the output of a and the inverted output and the output of the detection coil 208 b and the inverted output, that is, the position detection signals 271 to 274. For example, when the high-level detection signal 271a is generated, the current to the first exciting coil pair K is started, and the exciting current flowing through the coil pair K 'is represented by the curve 224a.
  • the control by the opamp and the transistor is performed in the section indicated by reference numeral 270.
  • the signal 271a disappears, the exciting current of the coil pair K 'falls as indicated by the curve 224b.
  • a curve 224c shows a rising portion of the exciting current flowing through the coil pair L, in response to the high-level position detection signal 273a.
  • signals 272a and 274a The exciting current also rises and falls as shown by the broken line.
  • the conduction width exceeds 180 degrees due to the release of the magnetic energy stored in the excitation coil, which is a cause of anti-torque. Therefore, as described above, the detection coils 208a and 208b are arranged in a phase leading direction of about 30 degrees to advance the power-on start time to prevent the generation of anti-torque.
  • the motor is provided with a position detection device (not shown) similar to the device g in FIG. 10 and similar to the position g detection / concealment used in the fourth embodiment, and a power supply shown in FIG. And a control circuit.
  • the position detection device includes a plurality of OR circuits. The OR operation of the position detection signals 271, 274, the OR operation of the signals 271, 272, and the logic of the signals 272, 273 in the fourth embodiment.
  • the position detection signals 382 to 385 (Fig. 17) corresponding to the logical sum and the logical sum of the signals 273 and 274 are generated and applied to the input terminals 355a to 355d of the conduction control circuit, respectively. I'm sorry.
  • the position detection coils corresponding to the elements 208a and 208b in FIG. 15 are used for energizing the excitation coil at the center of the generation period of the noise level signal g and the excitation coil, respectively.
  • the motor is arranged so that it coincides with the point at which the resulting motor output torque takes the maximum value.
  • the motor is basically the same as that of the fourth embodiment. Operate. That is, the four exciting coil pairs K,, M,, L, and S 'are sequentially energized in this order over an electrical angle of 90 degrees in accordance with the above-described position detection signals 382 to 385. As a result, the motor can operate with high torque and high speed, but with high efficiency.
  • the energization to the exciting coil pair M is started according to the position detection signal 3883a generated simultaneously with the disappearance of the signal 3882a.
  • the magnetic energy stored in the exciting coil pair K is converted into the stored magnetic energy in the exciting coil pair ⁇ , and the fall time of the exciting current of the coil pair ⁇ , indicated by reference numeral 3 23, respectively.
  • the rise time of the exciting current of the coil pair M ' is shortened. That is, the exciting currents of the coil pairs ⁇ and ⁇ rapidly rise as shown by the broken line 3 23 c. You.
  • the width of the period 323 is variable by adjusting the capacity of the capacitor 348, and is set to a suitable value according to the operating speed of the motor. Then, the exciting current is maintained at the set value by the chiva control during the energizing period, and rapidly decreases with the disappearance of the position detection signal 383a.
  • the energization control circuit of this motor (FIG. 20) has basically the same configuration as that of FIG. 19, except that the configuration is simplified by removing the chicory circuit.
  • elements corresponding to those in FIG. 19 are denoted by similar reference numerals.
  • reference numeral 455a represents an element corresponding to element 355a in FIG.
  • the electric motor can be operated by a low-voltage power supply such as a batch power supply, and is useful as a drive source for a small electric vehicle. Preferably, it is provided as a mere drive source without accurate motor output torque control.
  • the transistors 420a and 420b become nonconductive.
  • the magnetic energy stored in the exciting coil pair K is released as a current that changes along the curve corresponding to the curve 3 23 b with time.
  • the diode 449 and the capacitor 448 due to the action of the diode 449 and the capacitor 448, most of the discharged air energy flows into the exciting coil pair M, which is already conducting at the time.
  • the exciting current flowing through the coil pair rises quickly along a curve corresponding to the curve 3233G.
  • the generation of reduced torque and anti-torque is suppressed, and the motor can operate at high speed.
  • the electric motor of this embodiment is provided with an energization control circuit shown in FIG. 21.
  • This circuit is different from the energization control circuit of FIG. Further, this chip circuit differs from that of the above embodiment in that a monostable circuit is used.
  • elements corresponding to the elements in FIG. 20 are denoted by similar reference numerals.
  • the resistance 5 When the voltage applied to both ends of the amplifier, that is, the voltage applied to the positive input terminal of the operational amplifier 550 exceeds the reference voltage applied to the negative input terminal of the amplifier, a high-level output is sent from the operational amplifier 550 to the stable circuit 503.
  • the high-level output sent from the monostable circuit activated by this high-level output is inverted by the AND circuit after the level is inverted by the inverting circuit.
  • the gate of the AND circuit 506a is closed, the supply of the high-level position detection signal is cut off, the transistor 520b becomes non-conductive, and the exciting current decreases. After a predetermined time, the output of the monostable circuit 503 goes low, and the AND circuit 50
  • Gate 6a opens, transistor 520b conducts and the exciting current increases. After all, the above-described operation is repeated by the glow circuit composed of the operational amplifier 550, the monostable circuit 503, and the AND circuit 506a, and the exciting current is controlled to the reference voltage applied to the reference voltage terminal.
  • the other excitation coil pairs L “, M”, and S " are also connected to the input terminals 507a and 507b built in the elements 550 and 503 and the AND circuit 506b and the block C" which cooperate with these elements, respectively. Similar control is performed by a chitsubasa circuit composed of an integrated AND circuit (not shown).
  • This motor has a small and flat motor body and uses not two but three position detecting elements.
  • the feature is that the configuration is simplified.
  • the motor main body is provided with a substrate 603, and a rotating shaft is provided by ball bearings 605 and 606 disposed in a cylindrical body 610 fitted in a hole formed in the center of the substrate.
  • 604 is rotatably supported.
  • the center of a mild steel rotating body 602 formed in an inverted cup shape is fixed, and a rotor 601 is fixed to the inner peripheral surface of the peripheral wall of the rotating body 602.
  • the rotator 602 may be made of an aluminum plate to increase the eddy current loss, that is, the position detection output described later.
  • the rotor 60 1 and the stator 6 16 which are respectively made of the laminated silicon sales plate, have seven salient poles 60 1 a to 60 1 g and six magnetic poles 6 16 a to 6 16 f, respectively. And the magnetic poles face each other with a gap of about 0.15 mm. The widths of the salient poles and the magnetic poles are set to, for example, 2 Omm and 15 mm. Excitation coils 6 17 a to 6 17 f are mounted on the magnetic poles.
  • the ring-shaped magnet 609 fixed to the bottom of the bent extension 614 of the rotating body peripheral wall is magnetized with 40 N and S magnetic poles (Fig. 24), and the reference numeral 611 is not shown. Represents N and S magnetic poles.
  • An induction coil 613 (FIG. 25) is disposed on the surface of the substrate 603 facing the magnet 609, and the induction coil is formed of a bent conductor formed by a printed wiring technique.
  • Reference numeral 6 12 denotes a bent conductor not shown.
  • a low-frequency generator (indicated by reference numeral 6556 in FIG. 26) is configured to generate an electric signal having a frequency proportional to the rotation speed.
  • the output terminal of the frequency generator 656 is connected to the input terminal of the frequency-to-voltage conversion circuit 657, and the output terminal of the circuit 657 is connected to the positive input terminal from the terminal 657 to indicate the set rotation speed. Connected to the negative input terminal of operational amplifier 658 to which positive voltage is applied. Further, the output terminal 658a of the operational amplifier 658 is connected to a terminal corresponding to the reference voltage terminal 140 of the conduction control circuit of FIG.
  • the motor has a position g detection device shown in FIG. 27, and the detection device includes detection coils 608 a and 608 b fixed to the substrate 603.
  • the two detection coils are opposed to the stepped conductors 6 14 a to 6 14 c (FIG. 23) provided on the bent extension portion 6 14 of the rotating body peripheral wall and have a predetermined angle of 60 + 1 2 with each other.
  • the stepped conductors are formed by breath molding and each has a width of 120 degrees.
  • the conductor 614a is disposed farthest from the detection coil, and the conductor 614c is disposed closest to the detection coil. Represents
  • the detection coils 608a and 608b form bridge circuits in cooperation with the resistors 643a to 643d, respectively, and the input side of each bridge circuit has an oscillation frequency of 1 to 5 MHz.
  • the output side is connected to a low-pass filter consisting of a capacitor and a diode. 646 b is closely related to its counterpart.
  • the output terminal of the operational amplifier 646 a is connected to the positive input terminal of each of the operational amplifiers 618 a to 618 c, and the negative input terminals of these operational amplifiers are connected to the reference voltage terminal 640.
  • reference numerals 640a to 640c denote voltage dividing resistors.
  • the output terminal of the operational amplifier 618a is connected to the output terminal 623a of the position g detecting device, and is connected to one input terminal of the AND circuit 610a via an inverting circuit. ing.
  • the output terminal of the operational amplifier 618b is connected to the other input terminal of the AND circuit 610a, and is connected to one input terminal of the AND circuit 610b via an inverting circuit.
  • the output terminal of the operational amplifier 618c is connected to the other end of the AND circuit 610b.
  • the output terminals of the AND circuits 619a and 619b are connected to the output terminals 623b and 623c of the concealment detection and concealment, respectively.
  • the output terminal of the obeverm 646b is an input terminal of the block B, which includes elements corresponding to the above-described elements 618a to 618c, 619a, 619b, and 640a to 640c.
  • the output side of the block B ′ is connected to the output terminals 623 d to 623 f of the position detection device.
  • the motor has a conduction control circuit (not shown) of the same configuration as the conduction control circuit shown in Fig. 11, and the six input terminals of this conduction control circuit have output terminals 623a to 623f of the position detecting device. Are connected respectively.
  • the motor of the eighth embodiment shown in FIGS. The operation is substantially the same as that of the motor of the third embodiment. Therefore, the operation will be briefly described below.
  • the voltage applied to the positive input terminal of the operational amplifier 658 exceeds the voltage applied to the negative input terminal, and the reference voltage input terminal of the conduction control circuit (corresponds to terminal 140 in Fig. 11).
  • the voltage supplied to is at its maximum.
  • the exciting current is maximized, and the motor has excellent starting characteristics.
  • the voltage applied to the negative input terminal of the operational amplifier 658 approaches the voltage applied to the positive input terminal.
  • the output of the observing power that determines the exciting current decreases, and the motor is driven at a constant speed with the output torque according to the load.
  • the motor output torque is generated. That is, taking the salient pole 601a and the magnetic pole 616a as an example, the interaction between the magnetic fluxes P, G and H shown in FIG. appear. These magnetic fluxes are considered leakage magnetic flux.
  • the broken line represents the magnetic flux passing through the back surface of the salient pole 601a.
  • the generated magnetic fluxes are only P and G, and a torque corresponding to the curved line 142 in FIG. 12 is generated.
  • the magnetic flux H that is, the generated torque increases with the penetration of the salient pole.
  • the generated torque at this time is represented by a flat curve 144a.
  • the operational amplifier When the detection coil 608a faces the conductor 614a, the operational amplifier The voltage supplied from 646 a to the positive input terminals of the operational amplifiers 6 18 a to 6 18 c exceeds the voltage applied to the negative input terminals of the operational amplifiers 6 18 a to 6 18 c, and the operational amplifier 6 18 a ⁇ 6 18 c generate high level output. As a result, the gates of the AND circuits 619a and 619b are closed, and only the output terminal 623a of the position g detection device transmits a high level position g detection signal.
  • the detection coil 608a faces the conductor 614b with the tillage of the rotor 601 and the rotor 602
  • the voltage applied to the positive input terminals of the operational amplifiers 618a to 618c Is lower than the voltage applied to the negative input terminal of the op amp 618a, while still exceeding the voltage applied to the negative input terminals of the operational amplifiers 618b and 618c.
  • the output of the operational amplifier 618a changes to a low level, while the output of the operational amplifiers 618b and 618c is maintained at a high level.
  • a high-level position detection signal is transmitted only from the output terminal 623b.
  • the voltage applied to the positive input terminals of the operational amplifiers 618a to 618c changes the negative voltage of the overdrive 618a and 618b.
  • the voltage applied to the input terminal is lower than the voltage applied to the negative input terminal of the operational amplifier 6 18 c while it is lower than the voltage applied to the input terminal. Therefore, a high-level position signal is transmitted only from the output terminal 623c.
  • the detection coil 608b As a result, a high-level position detection signal having a width of 120 degrees is not sequentially transmitted from the terminals 623d to 623f.
  • the subsequent operation of the motor is shown in Figs. 12 and 13 Since it is the same as that of the third embodiment described with reference to FIG.
  • a DC motor having a diameter of 50 mm, a height of 8 mm, and an output torque of about 300 to 500 gcm, which has better performance than a DC motor using a rare earth metal magnet.
  • An electric motor can be manufactured. Therefore, the electric motor of this embodiment is suitable for a drive source of a floppy disk, for example.
  • the motor according to the ninth embodiment of the present invention has the same structure as the motor body, the position detecting element and the position g detecting device shown in FIGS. 8 to 10 respectively.
  • a detection device both not shown
  • an energization control circuit shown in FIG. 29 are provided.
  • the energization control circuit corresponds to the circuit shown in Fig. 11, but lacks the circuit of the horn.
  • elements corresponding to the elements in FIG. 11 are denoted by similar reference numerals.
  • the electric motor of the present embodiment operates basically in the same manner as the motor of the third embodiment shown in FIGS.
  • FIG. 30 corresponding to FIG. 13 shows the change with time of the exciting current in the energization control.
  • the position detection devices of these modifications are intended to improve the motor starting characteristics by enabling a series of high-level position detection signals to be reliably and continuously generated without time intervals.
  • reference numerals 718 a, 718 c, 718 d and 7 18 f indicate the corresponding terminals among the output terminals 1 18 a to l 18 f of the position detecting device g in FIG. 10, respectively, and reference numerals 7 18 a, to 7 1 8 f, indicate the terminals connected to the input terminals 755 a to 755 f of the conduction control circuit in Fig. 29, respectively.
  • the terminal 718a is connected to the terminal 718b, via the diode connected to the terminal 718a, and the diode connected to both terminals, and the inverting circuit 708a. I have.
  • Terminal 718 c is connected to terminal 718 c, and the anode is connected to terminal 718 b ′ via a diode whose both terminals are connected to each other and an inverting circuit 708 a.
  • terminal 718 d is connected to terminal 718 d ′ and terminal 718 e ′ via diode and anti-tilt circuit 708 b
  • terminal 718 f is connected to terminal 718 f, and to a terminal 718 e, via a diode and inversion circuit 708 b.
  • high-level position detection is performed from terminals 718b and 718b only when a high-level position detection signal is not transmitted from terminals 718a 'and 718c' to the conduction control circuit.
  • a signal is transmitted, and only when the position detection signal cannot be transmitted from the terminals 7 18 d and 7 18 f, the position g detection signal is not transmitted from the terminal 7 18 e ′.
  • a series of signals are transmitted without interruption.
  • reference numerals 7 13, 7 1 a, 7 1 b, 7 18 a and 7 18 a to 7 1 '8 f correspond to the elements 1 13, 1 1 a, 1 in FIG. 1 b, 1 18 and 1 18 a ⁇ : 1 1 8
  • the elements corresponding to f are shown.
  • the position detecting device shown in FIG. 32 is different from the one shown in FIG. 10 in that the operational amplifiers 7 13 and the operational amplifiers (not shown) built in each of the pros and socks 7 14 a and 7 14 b have a logic circuit. The difference is that two inverting circuits are interposed between 718. In the type of packing shown in FIGS.
  • the detection coil connected to each operational amplifier has a diameter that cannot be ignored with respect to the width of the salient pole, and accordingly, the output of each operational amplifier The rising and falling curves are sloped.
  • a time gap may occur between a series of high-level position detection signals transmitted from the terminals 1118a to 1118f in FIG.
  • the device g in FIG. 32 three pairs of inverting circuits generate complete rectangular waves having phases opposite to each other and supply them to the logic circuit 718. As a result, the time gap between the aforementioned signals is eliminated.
  • FIGS. 33 to 35 a three-phase single-wave motor according to a tenth embodiment of the present invention will be described.
  • the main difference between the motor of the present embodiment and the motor of the ninth embodiment is that the motor body is smaller.
  • the motor body is composed of a rotor 801 having four salient poles 801 a to 81 d and a rotating shaft 805, a first phase to a third phase.
  • an armature 816 having first- to third-phase magnetic poles 816a to 816c respectively fitted with the excitation coils 817a to 817c of the Corresponds to the circuit shown in Fig. 10, Fig. 31 or Fig. 32.
  • a detection coil 810a to 810c which forms a position detection device in cooperation with a circuit (not shown) having three output terminals corresponding to the terminals 118a to 118c, for example. Is fixed.
  • the output terminals of the position detecting device are connected to the input terminals 804a to 804c of the conduction control circuit shown in FIG. 35, respectively.
  • This energization control circuit has substantially the same configuration as that of FIG. 7, except that it has no element corresponding to the capacitor 19 in FIG. In FIG. 35, elements corresponding to the elements in FIG. 7 are denoted by similar reference numerals.
  • the energization control circuit performs energization control substantially the same as in each of the above-described embodiments according to the position detection signals corresponding to signals 1331 to 133 shown in FIG. Control is performed as shown in Fig. 30 corresponding to Fig. 3. Since the description of the third embodiment with reference to FIG. 13 is clear, the description of FIG. 30 is omitted.
  • the motor of this embodiment differs from the motor of the tenth embodiment in that the output torque is greatly increased. That is, as shown in FIG. 36, the motor of the present embodiment has magnetic poles 816a, 816c each having a pair of magnetic pole pieces in the armature of the motor body. Are separated from each other by the same electrical angle as the width of the salient poles (the negative part is denoted by 81a, ⁇ 801d '). Then, notches 803a to 803c are formed in the portion of the armature 816 'corresponding to the center of the gap between the adjacent magnetic poles, respectively. I have.
  • the magnetic flux passing through the magnetic pole 816b becomes salient poles 801a, 801
  • the shunt current flows through d, and the torque generated by the interaction between the magnetic pole 816c and the salient pole 801d acts as a counter torque, thereby reducing the output torque.
  • the motor of the present embodiment for example, when the excitation coil 817b is energized, the magnetic flux passing through the magnetic poles 816b, closes through the salient poles, and thus the magnetic resistance decreases. As a result, the magnetic attraction acting between the pair of magnetic poles and the salient poles increases.
  • the output torque is about four times that of the case where the magnetic pole configuration shown in Fig. 34 is used.
  • the width between a pair of pole pieces of each magnetic pole is increased so as to reduce the number of salient poles and increase the volume of the exciting coil mounting space.
  • the motor body of this embodiment is used, for example, together with the detection coil shown in FIG. 34 and the energization control circuit shown in FIG.
  • This motor has a motor main body (not shown) corresponding to the motor main body of FIG. 14 used in the fourth embodiment and a motor detecting device (not shown) corresponding to the position detecting / concealing device of FIG. (Fig. 37) And an energization control circuit corresponding to the energization control circuit in FIG. 16 (FIG. 38).
  • the detecting coils 910a and 910b are arranged at a distance of (180 + 90) degrees from each other.
  • the smoothing capacitors for rectification corresponding to the capacitors 112a and 112b in FIG. 10 have been removed.
  • the input to the opamps 913a and 913b is rectified by the diode placed in front of it, so the capacitor is not an essential element. However, removing the capacitor facilitates the integration of the circuit. is there.
  • inverting circuits 913d and 913e corresponding to the inverting circuits 713d and 713e in FIG. 32 are provided at the subsequent stage of the operational amplifier 913a, and the operational amplifier 913b is also provided.
  • a similar inversion circuit is provided.
  • the AND circuits 940a to 940d function in the same manner as the logic circuit 718 in FIG.
  • the basic configuration of the energization control circuit in FIG. 38 is the same as the circuit in FIG. 16, except that the chopper circuit has been eliminated.
  • symbols B "and C" represent the energization control circuits for the excitation coil pairs M 'and S.
  • the operation of the motor of this embodiment is substantially the same as that of the fourth embodiment.
  • the op amps 913a and 913b in FIG. 37 output rectangular wave signals corresponding to the signals 271 and 272 in FIG. 17, respectively.
  • Signals 273 and 274 in Fig. 17 are output from the inverting circuit 913d and the inverting circuit disposed after the operational amplifier 913b.
  • a corresponding rectangular wave signal is transmitted.
  • square wave signals corresponding to the signals 382 to 385 in FIG. 17 are transmitted, and each signal is at a high level in a 360-degree cycle (reference numerals 982a to 982 in FIG. 39).
  • each high-level signal has a width of 90 degrees.
  • a series of high-level signals are generated continuously without a time interval. As a result, the starting performance of the motor is ensured.
  • the capacitor 947 is charged to a voltage higher than the power supply voltage by the magnetic energy stored in the excitation coil pair via the diodes 921a, 92lb, and the like.
  • the exciting current flowing through the coil pair that has been de-energized quickly falls, preventing the occurrence of counter torque.
  • the capacitor charging voltage flows into the coil pair that has been energized and makes the exciting current flowing through the coil pair rise quickly, thereby preventing torque reduction.
  • each of the above embodiments may not particularly point out the features of the configuration, operation, and effects of each of the embodiments.
  • each of the embodiments is, of course, a feature that has been described with respect to the related embodiment. Is provided.
  • each phase position detection signal can be generated by a known means including an AND circuit provided in a conventional Y-type direct-current DC motor.
  • a time gap is easily generated between the position detection signals, for example, between the signals 28a and 29a, which may cause a disadvantage that the starting torque cannot be generated with the three-phase single-wave motor. is there.
  • the detection coil is arranged facing the salient poles of the rotor in order to obtain a position detection signal. It may be arranged to face the protrusion of the aluminum plate. Further, a magnetoresistive element may be arranged to face the magnetic pole of the magnet rotor that rotates synchronously with the rotor, and a change in output of the magnetoresistive element may be detected as a position detection signal.
  • a pair of armature magnetic poles are arranged at equal intervals and at equal intervals.
  • the magnetic pole teeth may be formed, and the pair of magnetic pole teeth may be magnetized to the N pole and the S pole, respectively, so that the magnetic flux leaked from one magnetic pole tooth is eliminated by the other magnetic pole tooth.
  • the rotor 1 is provided with 16 salient poles. The output torque of the motor is doubled.
  • each of the armature magnetic poles may be constituted by n pairs of magnetic pole teeth having the same width and arranged at equal intervals, and the number of salient poles of the rotor may be increased accordingly. In this case, the output torque becomes n times.
  • the number of turns of the pair of exciting coils is made different from each other in order to prevent rotational vibration.
  • the rotating shaft 5 is replaced with a broken line in FIG. It may be supported by bearings in a state where it is eccentric about 20 to one side (upper right) of (3).
  • the gap between the magnetic pole 16 b and the salient pole 1 b is the smallest, and the gap between the magnetic pole 16 a and the salient pole 1 a and between the magnetic pole 16 c and the salient pole 1 d are slightly larger. Therefore, the rotor 1 receives only the force acting on the upper right with respect to the broken line 3 during rotation, and rotation vibration is prevented.
  • the protrusion length of the magnetic poles 16a to 16c is made longer by about 202 than the length of the other magnetic poles to reduce the gap length, thereby achieving the same rotation vibration preventing effect. Is also good.
  • the first When a low-voltage DC power supply is used as the motor according to the embodiment It may also be operable.
  • a required number of diodes for preventing backflow are inserted into the DC power supply positive terminal side, but the diodes may be inserted into the DC power supply negative terminal side.
  • the output torque characteristic may be flattened by earliering the energization start timing.
  • a monostable circuit in which a differentiating circuit is provided at the output terminal of the operational amplifier 240a and the output side is connected to the base of the transistor 241a is used.
  • a similar differentiating circuit and a single stable circuit may be provided between the operational amplifier 240 b and the transistor 241 b in the latter stage of the differentiating circuit. In this case, when the exciting current flowing through the exciting coil pair K, exceeds the set value corresponding to the reference voltage applied to terminal 240, differentiation is performed according to the high-level output sent from operational amplifier 240a.
  • the logical sum of the adjacent ones of the position detection signals in the fourth embodiment is referred to as the position g detection signal.
  • differential pulses generated in response to one rising edge and the other falling edge of these signals are applied to the set input terminal and reset input terminal of the flip-flop circuit, and the signal from the set output terminal of the flip-flop circuit is applied.
  • the energization control circuit is described in which the chivalve circuit is removed from the energization control circuit of the fifth embodiment.
  • this energization control circuit is also applicable to the third and fourth embodiments.
  • the chicken circuit described in the seventh embodiment can be provided in the fourth and fifth embodiments.
  • the rotor is provided radially outward of the armature in the eighth embodiment, it may be provided radially inward of the armature.
  • two detection coils are used as position detection elements in order to reduce cost and improve heat resistance.
  • the present invention is not limited to this.
  • a combination of a rotating body having N poles, S poles, and non-magnetic pole portions each having a width of 120 degrees and two Hall elements may be used.
  • the motor output torque may be increased by using magnetic poles having the shape shown in FIG. That is, the reluctance motor is proportional to the exciting current even after the excited magnetic poles are magnetically saturated, and the output torque of the magnet type DC motor is A larger output torque can be generated, and this output torque is generated due to the leakage magnetic flux as described with reference to FIG.
  • the shape of the magnetic pole 16a in Fig. 40 was created by focusing on the above characteristics, and the width Z between the magnetic path open ends of the magnetic pole 16a in the rotation direction of the rotor is smaller than the width of the magnetic pole. Have been. In this case, when a certain portion of the magnetic pole coil 17a is saturated, the open end of the magnetic pole becomes oversaturated, and the leakage magnetic flux and the output torque increase.

Description

明 細 害
リラクタンス型電動機
技 術 分 野
本発明は、 リラク タンス型電動機に関し、 特に、 従来 の誘導電動機および半導体電動機 （プラシ レスモータ） に代えて各種用途に使用可能なリラク タンス型電動機に 関する。
背 景 技 術
複数の磁極を有する固定子と、 これと同心状に配され かつ回転自在に支持されると共に複数の突極を有する回 転子とを備え、 順次励磁される固定子磁極とこれに対応 する回転子突極との間に作用する磁気吸引力で回転子を 回転させるようにしたリ ラクタンス型電動機が知られて いる。 しかし、 リラク タンス型電動機には応用分野が限 定される と云う不都合がある。 すなわち、 ロボッ ト ァー ムのダイ レク ト ドライプ式駆動源および小型のステツビ ングモータとして実用化された例があるが、 高回転速度 が要求される用途， バッテリを電源とする自動車用動力 源等に適用するこ とは困難である。
詳し く は、 リ ラクタンス型電動機の励磁コイルはイン • ダク タンスが大き く、 励磁コイルに蓄積される磁気エネ ルギが著し く大き くなる。 従って、 エネルギ蓄積， 消滅 に時間を要し通電電流の立ち上がり， 立ち下がりが遅れ、 減 トルクが発生する （ ト ルクが減少する） と共に反 トル クが発生し、 電動機回転速度の増大に伴って減トルクお よび反トルクが増大する。 また、 3相 Y結線型の直流電 動機に比べて、 回転子が 1回転する間に一つの磁極につ いての磁気エネルギの蓄積， 放出回数が い。 そして、 励磁コイルのインダクタンスに起因して、 出力トルクの 発生に寄与しない励磁コイルへの通電末期において励磁 電流が増大し、 大きいジュール損失が発生する。 結果と して、 効率が低下し、 回転速度が著しく小さくなる。 特 に、 電動機の出力トルクを増大させるベく突極および磁 極の配設数を増加し、 或は、 突極ど磁極間の間隙を小さ くすると、 回転速度が顕著に減少する。 すなわち、 斯か る場合、 蓄積磁気エネルギに起因して励磁電流の立ち上 がり， 立ち下がりに要する時間が更に増大する。 また、 励磁電流を増大させ、 或は、 約 1 2ないし 2 4ボルトの バッチリ電源を用いた場合にもモータ回転速度が低下す る。
さらに、 マグネッ ト回転子を有する直流電動機のトル ク曲線 （ N， S磁極によるもの） が対称であるのに対し て、 リラクタンス型電動機ではこれが非対称となる。 即 ち、 突極が磁極に接近するときに著しく大きい トルクが 発生する一方で、 突極が磁極から離反するときのトルク が小さい。 従って、 電動機出力トルクに脈動が生.じる。 そして、 直流電動機での通常の運転技法に従って、 磁極 を通る磁束が飽和した状態でも励磁電流に比例して大き い出力 トルクを発生可能なリラクタンス型電動機を磁束 飽和状態で運転可能とすると、 磁束飽和前後において励 磁コイルのインダクタンスが大き く変化する。 この結果、 励磁電流制御が困難になる。
そして、 リラク タンス型電動機の出力 トルクを増大さ せるために磁極および突極の数を増大させると、 電動機 本体の構成が複雑となる。 また、 励磁コイルの往復通電 ができずかつ複数系統の励磁コイルを要するので高価な 通電制御回路が必要になる。 さらに、 交流電源出力を整 流するための直流電源裝箧に例えばコンバータまたはィ ンバ一 夕を用いると、 電動機が大型かつ高価になる。 こ れに加えて、 入力交流電圧のビーク値付近のみが通電さ れ、 すなわち、 波高値の高いパルス通電が行われ、 通電 開始時， 通電停止時に大きい電気ノイズが発生すると共 にパルス通電を平滑するために、 大容量の、 従って、 大 型でかつ高価な平滑コンデンサを設ける必要が生じる。 また、 斯かるパルス通電を行う こ とは給電側にも負担と なり望ま し く ない。
更に、 リラク タンス型電動機では出力 トルクの発生に 寄与しない方向に大きい磁極一突極間磁気吸引力が作用 し、 振動が発生する。
発 明 の 関 示
本発明の目的は、 小型かつ廉価で、 高速運転が可能で ある等の各種運転特性に優れ、 しかもバッテリ電源によ り駆動可能で、 従って、 各種装置の駆動源として使用可 能なリ ラク タンス型電動機を提供することにある。
上述の目的を達成するため、 本発明によれば、 複数の 突極を有する回転子と励磁コイルが夫々嵌装された複数 の磁極を有する電機子とを有するリラクタンス型電動機 が提供され、 該電動機は、 前記複数の励磁コイルに対応 する数の位置検出信号を前記回転子の回転位 gに応じて 順次送出するための位 g検出装置と、 直流電源に接統さ れ前記位置検出信号に応じて前記励磁コィルを順次通電 させるための通電制御回路と、 各前記励磁コイルへの通 電の停止時に当該通電停止された励磁コイルに蓄積され た磁気エネルギを前記通電停止時に通電開始される別の 励磁コイルに流入させることによ り、 当該蓄積磁気エネ ルギを急速に消滅させると共に前記別の励磁コイルに流 れる励磁電流を急速に立ち上がらせるための回路手段と を備える。
上述のように、 本発明は、 通電停止された励磁コイル に蓄積された磁気エネルギを通電開始される別の励磁コ ィルに流入させることにより励磁コイルに蓄積された磁 気エネルギを急速に消滅させると共に通電開始された別 の励磁コイルに流れる励磁電流を急速に立ち上がらせる ようにしたので、 蓄積磁気エネルギに起因する反トルク の発生および励磁電流の立ち上がりの遅れに起因する ト ルクの減少 （減トルクの発生） を防止できる。 結果とし て、 高速度で運転可能等の各種性能に優れたリラクタン ス型電動機が提供される。
図 面 の 簡 単 な 説 明
第 1 図は本発明の第 1 の実施例による 3相片波リラク タンス型電動機の本体を示す概略断面図、
第 2図は第 1 図の回転子および電機子を位置検出素子 と共に示す展開図、
第 3図は第 1 図の電動機本体と共に用いられる位置検 出装置を示す概略回路図、
第 4図は第 3図の検出装蚩と共に用いられる通電制御 回路を示す概略回路図、
第 5図は第〗 図の電動機本体の励磁電流曲線および出 力トルク曲線を示すグラフ、
第 6図は第 3図の位置検出裝萤における各種信号の時 間経過に伴う変化を示すタイミングチヤ一 ト、
第 7図は本発明の第 2の実施例の電動機の通電制御回 路を示す概略回路図、
第 8図は本発明の第 3の実施例による 3相リラクタン ス型電動機の本体を示す断面図、
第 9図は第 8図の回転子および電機子を示す展開図、 第 1 0図は第 8図の電動機本体と共に用いられる位蚩 検出装萤を示す回路図、
第 1 1 図は第 1 0図の装置と共に用いられる通電制御 回路の回路図、
第 1 2図は第〗 0図の位萤検出裝 gにおける各種信号 を示すタイ ミングチャー ト、
第 1 3図は第 8図の電動機本体についての第 5図と同 様のグラフ、
第 1 4図は本発明の第 4の実施例の 2相リラクタンス 型電動機の本体を示す概略図、
第 1 5図は第 1 4図の電動機本体を位置検出素子と共 に示す展開図、
第 1 6図は第 1 4図の電動機本体と共に用いられる通 電制御回路を示す回路図、
第 1 7図は第 4及び第 5の実施例において用いられる 位置検出装箧における各種信号を示すタイ ミングチヤ一 卜、
第 1 8図は第 4及び第 5の実施例における励磁電流曲 線を示すグラフ、
第 1 9図は本発明の第 5の実施例の電動機に装備され る通電制御回路を示す概略回路図、
第 2 0図は本発明の第 6の実施例において用いられる 通電制御回路の回路図、
第 2 1 図は本発明の第 7の実施例における通電制御回 路を示す回路図、
第 2 2図は本発明の第 8の実施例の 3相リラクタンス 型電動機の本体を示す軸方向断面図、
第 2 3図は第 2 2図の回転子及び電機子を示す展開図、 第 2 4図は第 2 2図の環状マグネッ トを示す概略平面 図、
第 2 5図は第 2 2図の回転体周壁に設けた誘導コイル を示す概略平面図、
第 2 6図は環状マグネッ ト及び誘導コィルよりなる周 波数発電機を舍む定速制御系の概略回路図、 第 2 7図は第 8の実施例における位匿検出装 gを示す 回路図、
第 2 8図は第 2 2図の回転子突極と電機子磁極間での トルク発生原理を説明するための図、
第 2 9図は本発明の第 9の実施例による電動機に装備 される通電制御回路の回路図、
第 3 0図は第 9の実施例における励磁電流変化を示す グラフ、
第 3 1 図は第 9の実施例の電動機に装備される位置検 出装置の変形例を示す部分回路図、
第 3 2図は位置検出装 gの別の変形例を示す部分回路 図、
第 3 3図は本発明の第 1 0の実施例による電動機の本 体を示す図、
第 3 4図は第 3 3図の電動機本体を展開して示す図、 第 3 5図は第 1 0の実施例で用いられる通電制御回路 の回路図、
第 3 6図は本発明の第 1 1の実施例による電動機の本 体を示す図、
第 3 7図は本発明の第 1 2の実施例による電動機に搭 载される位置検出器を示す回路図、
第 3 8図は第 1 2の実施例における通電制御回路を示 す回路図、 '
第 3 9図は第 3 7図の位 g検出器からの位置検出信号 及び励磁電流を示すグラフ、 および 第 4 0図は磁極形状の変形例を示す図である。
発明を実施するための最良の形態
本発明の第 1 の実施例による 3相片波リラクタンス型 電動機は第 1図に示す電動機本体を備えている。 電動機 本体は、 図示しない外側筐体に設けた軸受け （図示略） により回転自在に支持した回転軸 5に嵌着された回転子 1 と、 該回転子と同軸状に配され筐体に固定された電機 子 （固定子） 1 6とを備え、 両者は従来公知のように珪 素鑲板の積層体よ りなる。 回 ¾子 1の外周面には夫々 1 8 0度電気角 （以下、 各種角度パラメータを電気角で 示す。 ） の幅を有する 8つの突極 1 a〜 1 hが 3 6 0度 の位相差をおいて周方向に等間隔で形成されている。 又、 電機子 1 6は磁路を形成自在の環状磁心 1 6 ' を有し、 磁心内周面には夫々 1 8 0度の幅を有する 6つの磁極 1 6 a〜 1 6 f が周方向に等間隔に形成され、 回転子 1の 突極 l a〜； 1 11と 0. ：!〜 0. 2 mm例えば約 0. 1 5 mmの空隙をおいて対向している。 そして、 磁極 1 6 a 〜 1 6 f には励磁コイル 1 7 a〜 1 Ί f が夫々嵌装され ている。 励磁コイル 1 7 a， 1 7 dは互いに直列に接続 され、 以下、 この接続体を第 1栢の励磁コイル対 Kと云 う。 励磁コイル 1 7 b， 1 7 eおよび励磁コイル 1 7 c， 1 7 f も同様に接続され、 これらを夫々第 2， 第 3相の 励磁コイル対 L， Mと云う。
そして、 後述の回転振動防止作用を達成すべく、 回転 軸 5に閲して対称に配された一対の磁極の一方への励磁 コイル卷回数は他方の磁極へのコイル卷回数よりも所定 数だけ大き くざれている。 さらに、 突極 l a〜 l hおよ び磁極 1 6 a〜 1 6 f は、 両者の対向面の回転軸方向幅 が互いに異り、 両対向面間に漏れ磁束を発生させて電動 機の出力曲線 （後述） が平坦になるようにしている。
電動機は第 3図に示す位置検出装匿をさらに備えてい る。 この位瑟検出装置は、 回転子 1の突極 1 a〜 1 hの 回転位置を検出するための、 5mm直径でかつ約 1 00 ターンの空心コイルより夫々なる 3つの位 g検出素子 1 O a〜 l O c (第 3図） を含み、 これらの検出素子 （以 下、 検出コイルと云う） は互いに 1 20度離間すると共 に夫々のコィル面が突極 1 a〜 1 hの側面に空隙を介し て対向可能なように電機子 1 6に固定されている。 また、 位置検出裝蚩は発振周波数が約 1 〜 5MH zの発振器 7 を備え、 発振器 7の出力側は検出コイル 1 0 a〜 1 0 c と抵抗 1 5 a〜 1 5 eとよりなるブリッジ回路に接統さ れている。 このブリッジ回路は、 コイル 1 0 a〜 1 0 c のいずれもが回転子 1の突極 1 a〜 l hに対向していな い状態で平衡するように調整されている。 そして、 ブリ ッジ回路は、 ダイオー ド 1 1 a〜 ： I 1 dとコンデンサ 1 2 a〜 1 2 dとよ り夫々なるローバスフィルタ， ォベア ンブ 1 3 a〜 1 3 cおよび微分回路 8 a〜 8 cを介して フリップフロップ回路 （以下 F F回路と云う） 9 a〜 9 cに接統ざれている。
より詳しくは、 ダイオー ド 1 1 a〜 1 1 cのアノー ド は、 コイル 1 0 a〜 1 0 cと抵抗 1 5 a〜： I 5 c との接 統点に夫々接統ざれ、 これらダイオード 1 1 a〜 l l c の力ソー ドは、 一端が接地されたコンデンサ 1 2 a〜 1 2 cの他端およびオペアンプ 1 3 a〜 l 3 cの正入力端 子に夫々接続ざれている。 そして、 ダイオー ド l i dは 抵抗 1 5 d， 1 5 eの接続点にアノー ドが接統され、 ま た、 一端が接地されたコンデンサ 1 2 dの他端およびォ ペアンブ 1 3 a〜 1 3 cの負入力端子にカソードが接続 されている。 オペアンプ 1 3 a〜 1 3 cの出力端子は微 分回路 8 a〜 8 cの入力端子に夫々接銃され、 微分回路 8 a〜 8 cの出力端子は、 F F回路 9 a〜 9 cの対応す る一つのセッ ト入力端子とこれら F F回路の対応する別 の一つのリセッ ト入力端子とに夫々接銃されている。 F F回路 9 a〜9 cのセッ ト出力端子は、 位 g検出装 gの 出力端子 6 a〜 6 cに夫々接銃されている。
電動機は、 第 4図に示す通電制御回路をさらに備え、 電機子 1 6の励磁コイル 1 7 a〜 1 7 f すなわち第 1〜 第 3相の励磁コィル対 K〜Mへの励磁電流を供給および 遮断するようになっている。
通電制御回路の入力端子 4 a〜 4 cは、 一方では上述 の位置検出装 gの出力端子 6 a〜 6 cに接繞され、 他方 では通電制御回路の AN D回路 1 4 a〜 1 4 cの夫々の 一方の入力端子に接続されている。 そして、 これら AN D回路の他方の入力端子は、 当該 AN D回路と協働して 後述のチヨツバ回路を成すオペアンブ 40 aを介して、 電動機出力トルクを可変制御するための基準電圧が印加 される基準電圧入力端子 40に接统されている。 また、 A N D回路 1 4： a〜 1 4 cの夫々の出力端子は、 反転回 路を介して、 直流電源の正端子 2 aと第 1〜第 3相の励 磁コイル対 K〜Mの一端との間に介在する トランジスタ (スイ ッチング素子） 20 a， 20 c, 20 eのベース に接続されている。 第 1〜第 3相の励磁コイル対の夫々 の他端は トランジスタ 20 b， 20 d, 20 f を介して 直流電源の負端子 2 bおよびオペアンプ 40 aの負入力 端子に接銃されている。 そして、 トランジスタ 20 b， 20 d, 20 f のェミッタには第 1〜第 3相の励磁コィ ル対に流れる励磁電流を検出するための抵抗 22の一端 が接続され、 その他端がダイオー ド 2 1 a, 2 1 c, 2 1 eのアノー ドに接統されている。 これらダイオー ドの カソー ドは第 1〜第 3相の励磁コイル K〜Mの一端に接 続され、 第 1〜第 3相の励磁コイル対の他端と直流電源 正端子との間にはダイオー ド 2 1 b， 2 1 d, 2 1 f が 介在している。
以下、 上述の構成のリラクタンス型電動機の作動を説 明する。
電動機に装備された位萤検出裝 g (第 3図〉 のプリツ ジ回路は、 検出コイル 1 0 a〜 1 0 cが回転子 1の突極 1 a〜 1 hのいずれにも対向していない場合に平衡する ようになつている。 従って、 検出コイル 1 0 aが突極に 対向していないときは、 ダイオー ド 1 1 a, コンデンサ 1 2 aからなるローバスフィルタの出力とダイオー ド 1 l d， コンデンサ 1 2 dからなるローパスフィルタの出 力とは互いに等し く、 オペアンプ 1 3 aの出力はローレ ベルとなる。 但し、 実際には、 電動機の回転停止時、 検 出コイルのいずれか一つが突極のいずれか一つに対向し ている。 従って例えば、 検出コイル 1 0 aが突極に対向 していると、 鉄損 （渦流損とヒスチリシス損） に起因し て検出コイル 1 0 aのインビーダンスが減少するので抵 抗 1 5 aでの電圧降下が大きくなり、 オペアンプ 1 3 a の正入力端子への印加電圧が増大してオペアンブ出力 2 5はハイ レベルとなる （第 6図に符号 25 a， 25 bで 例示する）。 すなわち、 回転子 1 の回転に伴ってォベア ンブ 1 3 aからは矩形波信号 25が送出ざれる。
検出コイル 1 0 b， 1 0 cの夫々が突極 l a〜 l hの いずれかの側面に対向したときにも、 抵抗 1 5 b， 1 5 cでの電圧降下が大きくなりローパスフィルタ 1 1 b， 1 2 bおよび 1 1 c， 1 2 cを介して印加される入力電 圧が増大してオペアンプ 1 3 b， 1 3 cの出力 26， 2 7 (第 6図） がハイレベルとなり （第 6図に符号 26 a, 26 b, 27 a, 27 bで例示する）、 回転子 1の回転 に伴って両オペアンプから矩形波信号 26， 27が送出 される。 上記矩形波信号 25〜27は互いに 1 20度の 位相差を有している。
微分回路 8 a〜 8 cはオペアンプ出力 2 5〜 27の立 ち上がりを検出する度にパルス信号 （第 6図に符号 3 1 a， 3 1 b， 32 a， 32 b, 33 a， 33 bで例示す る） を夫々発生する。 これらパルス信号を入力する F F 回路 9 a〜9 cは、 電動機電源投入時にリセッ トざれ位 置検出装置の出力端子 6 a〜6 cにローレベル出力が現 れる。 その後、 オペアンプ 1 3 aからハイ レベル出力 2
5 aが供耠されると、 パルス信号 3 1 aが発生して出力 端子 6 aにハイ レベル出力が現れる。 電動機の回転に伴 つてオペアンプ 1 3 bからハイレベル出力 26 aが送出 されると、 パルス信号 32 aが F F回路 9 aのリセッ ト 入力端子に印加ざれて位 g検出装 gの出力端子 6 aの出 力がローレベルとなる。 これと同時に、 パルス信号 32 aが F F回路 9 bのセッ ト入力端子に印加されて端子 6 bの出力がハイ レベルとなる。 その後、 パルス信号 33 aが発生して F F回路 9 bのリセッ ト入力端子および F F回路 9 cのセッ ト入力端子に夫々印加ざれると、 端子
6 b， 6 cの出力が夫々ローレベルおよびハイ レベルと なる。 結局、 電動機の回転に伴って、 位置検出装置の出 力端子 6 a〜6 cから矩形波出力すなわち第 1〜第 3相 の励磁コイル対 K〜Mに閬連する回転子の突極の位置を 表す信号 （第 6図に矩形曲線 28〜30で夫々示し、 以 下、 第 1〜第 3相の位置検出信号と云う） が送出される。
さて、 電動機電源の投入時、 通電制御回路 （第 4図） において、 直流電源の正負端子 2 a， 2 bから当該回路 への給電が行われる。 また、 オペアンプ 40 aの負入力 端子に正入力端子に加わる電圧よ りも低い電圧が印加さ れ、 オペアンプ 4 0 aからハイレベル出力が A N D回路 1 4 a〜 ： 1 4 cに印加され、 これら A N D回路のゲー ト が開く。 上述のように、 電動機の起動時、 位蚩検出装箧 の検出コイル 1 0 a〜 1 0 cのいずれか一つが電動機本 体の回転子 1の突極 1 a〜 l hのいずれか一つに対向し ている。
斯かる状態において、 例えば、 位匿検出装蚩からハイ レベルの第 2相の位置検出信号 2 9 aが通電制御回路 (第 4図） の入力端子 4 bに印加されると、 このハイレ ベル信号 2 9 aがトランジスタ 2 0 dのベースに印加さ れると共にゲー ト開状態にある A N D回路 1 4 bから送 出されたハイ レベル出力が反転回路においてローレベル 出力に変換された後にトランジスタ 2 0 cのベースに印 加ざれる。 従って、 トランジスタ 2 0 c， 2 0 dが導通 して励磁コイル 1 7 b， 1 7 e (第 2相の励磁コイル対 L ) が通電される。 この結果、 電機子 1 6の磁極 1 6 b， 1 6 f が磁化されて突極 1 b， 1 f が磁気的に吸引され、 回耘子 1 が第 1 図に矢印 A— 1で示す方向に回転する。 その後、 回転子 1 が 9 0度にわたり回転すると、 第 2相 の位 g検出信号 2 9がローレベルがなると同時にハイレ ベルの第 3相の位箧検出信号 3 0 aが通電制御回路の入 力端子 4 c に印加される。 すなわち、 励磁コイル対しの 通電が断たれ、 励磁コイル対 Mが通電される。 回転子 1 がざらに 1 2 0度回転すると、 励磁コイル対 Mの通電が 断たれて励磁コイル対 Kが通電される。 この様に、 通電モー ドは 1 2 0度の回転毎に、 励磁コ ィル対 K 励磁コ イル対 L→励磁コイル対 Mとサイク リ ックに交替し、 結果と して、 励磁コイル対 K〜Mが順次 かつ連銃して通電されて電動機は出力トルクを発生する。 このとき軸対称の位置にある磁極同士は、 第 2図に示す ように、 N極および S極に磁化される。 このように、 励 磁される 2つの磁極が常に逆極性になっているため、 非 励磁磁極を通る漏れ磁束は互いに反対方向となり、 反ト ルクの発生が防止される。
上述の各相励磁コイルの通電時、 例えばハイ レベルの 第 1相の位置検出信号 2 8 aが発生して第 1相の励磁コ ィル対 Kが通電されている間、 励磁コイル対 Kに流れる 励磁電流が、 第 4図に示す通電制御回路の基準電圧入力 端子 4 0 を介してオペアンプ 4 0 aの正入力端子に印加 されかつ可変設定可能な基準電圧に対応する設定値を越 えると、 オペアンプ出力がロー レベルとなり、 A N D回 路 1 4 aのゲー ト が閉じ、 ト ランジスタ 2 0 aが不導通 となる。 このと き、 励磁コイル対 Kに蓄積ざれている磁 気エネルギは、 ダイオー ド 2 1 a， ト ランジスタ 2 0 b および抵抗 2 2を介して流れる電流と して放出され、 そ の後、 当該電流がオペアンプ 4 0 aのヒスチリシス特性 に応じて定まる所定値まで低下したときにオペアンプ出 力がハイ レベルに復帰して ト ランジスタ 2 0 aが再び導 通し、 励磁電流が流れる。 このよ うに、 オペアンプ 4 0 aは A N D回路 1 4 aと協働して、 励磁電流と上記設定 値との大小関係に応じて トランジスタ 2 0 aを導通， 遮 断させ、 励磁電流すなわち電動機の出力トルクを制御す る。 その他の相についても同様で、 結局、 オペアンプ 4 0 aは A N D回路 1 4 a〜 1 4 c と共にチヨツバ回路と して機能する。
次に、 第 5図を参照して、 本実施例による電動機の作 動上の特徴をさらに説明する。
従来の電動機において、 例えば、 矢印 3 6で示す第 2 相の位置検出信号 2 9 aの幅 1 8 0度に等しい区間にわ たり第 2相の励磁コイル対 Lに通電すると、 励磁コイル 対 Lの大きいインダクタンスのために、 通電電流の立ち 上がりにおいて破線曲線 3 4の前半部で示す遅れが生じ る。 また、 大きい磁気エネルギを放出するので、 通電電 流の下降部が曲線 3 4の後半部で示すように延長される。 ここで、 矢印 3 7は正トルクを発生する 1 8 0度の区間 を示す。 従って、 曲線 3 4の前半部ではトルクが減少し (以下、 減トルクの発生と云う） 、 後半部では大きい反 トルクを発生する。 従って、 従来の電動機は効率が低下 しかつ回転速度が低くなる。
本実施例の電動機によれば、 斯かる不都合が除去され る。 以下、 その理由を説明する。 例えば、 第 2相の位 g 検出信号 2 9 aに応じた第 2相の励磁コイル対 Lの通電 時、 直流電源端子 2 aから高い電圧が印加されるので、 励磁電流は第 5図に破線で示す通電曲線 3 4 bのように 急速に立ち上がり、 これにより減トルクの発生が防止さ れる。 その他の相の励磁コイルについても同様である。 電動機を高速回耘させる場合、 位 g検出信号の幅が小さ くなるので、 これに応じて通電曲線の立ち上がり部の幅 を小さ くすべく、 より端子電圧の高い直流電源を用いる。
また、 各相位 g検出信号例えば第 1相の信号 2 8 aの 立ち下がり時、 ト ランジスタ 2 0 a， 2 0 bが共に不導 通となり、 励磁コイル対 Kに蓄積された磁気エネルギに 起因してダイォー ド 2 1 b—電源端子 2 a， 2 b—抵抗 2 2→ダイォー ド 2 1 aなる経路に沿って電流が流れ、 即ち、 電源にエネルギが還流される。 結果として、 励磁 電流は急速に減少する （第 2相の信号 2 9 aの立ち下が り時についての曲線 3 4を参照〉 。 斯く還流される磁気 エネルギは、 一般には、 直流電源に内蔵された大容量の 整流用コンデンサに蓄積される。 ここで、 通電曲線 3 4 の降下部の幅 （矢印 3 7 aで示す） は電源電圧が高いほ ど小さ くなり、 この降下部の幅が 3 0度を越えなければ 実質的な反トルクが発生しない。 その他の通電曲線 3 4 b , 3 4 cについても同様である。 電動機を高速回転さ せる場合、 位置検出信号幅が小さくなるのに対応して通 電曲線の降下部の幅を小さくすべく、 端子電圧がより高 い直流電源を用いる。
ここで注目すべきは、 本実施例装萤によれば、 電動機 の可能最大回転速度を直流電源電圧の値に応じて決定可 能な一方、 電動機の出力トルクを基準電圧入力端子 4 0 に印加する基準電圧の値に応じて制御可能な点にある。 すなわち、 電動機の最大回転速度および出力トルクを独 立に制御できる。
さらに、 本実施例装置によれば、 平坦な出力トルクを 得ることができる。 すなわち、 上述のように、 回転子 1 の突極 1 a〜 1 hの回転軸方向幅と電機子 1 6の磁極 1 6 a〜 1 6 f のそれとは互いに大きさが異なり、 突極と 磁極の対向面間に漏れ磁束が発生し、 その結果、 第 5図 に破線曲線 4 1 a〜4 1 cで示すように電動機の出力ト ルクは時点 B以降で平坦になる。 但し、 電動機の回転速 度が増大するにつれて出力特性は曲線 4 1 aから 4 1 c に向けて変化し、 トルク平坦部の幅が狭くなる。
そこで、 出力トルク特性をさらに平坦にするため、 好 ましく は、 通電開始時期が早まるように、 すなわち、 ト ルク曲線の立ち上がり近傍で通電が開始されるように検 出コイル 1 O a〜 l O cの配設位置を調節することによ り、 第 5図に破線で表した励磁電流曲線 3 5 a〜 3 5 c で示すように、 平坦でかつ大きい出力トルクを得ている。 図中、 矢印 3 8， 3 9はハイレベルの第 1相の位 g検出 信号 2 9 aの幅 （ 1 2 0度） および正トルクの得られる 幅 （ 1 8 0度） を夫々表す。 ここで、 励磁電流曲線 3 5 bの降下部の幅が矢印 3 9 aで示す区間の幅よりも小さ ければ反トルクは発生しない。 区間 3 9 aの幅は、 区間 3 7 aの幅の 2倍で （曲線 3 5 a， 3 5 c についても同 様） 、 従って、 出力トルクの平坦部が長く出力トルクの リツブルが小さくなると共に、 電動機をよ り高速度で回 転可能になる。 なお、 電機子 1 6の磁極に対向する回転 子 1の突極の形状を変更することにより、 トルク曲線の 平坦部をより長くできる。
次に、 第 1図を再び参照して、 本実旌例による電動機 の回耘振動防止作用を説明する。 回転軸 5に閬して対称 に配された一対の磁極への励磁コイル卷回数を上述のよ うに互いに異ならせて振動防止を図っている。 すなわち、 通常のように一対の磁極に同一卷回数の励磁コイルを嵌 装した場合、 例えば、 磁極 1 6 a, 1 6 dが突極 l a, 1 eを半径方向に磁気的に吸引する力は理想的には互い に相殺され、 円周方向の吸引力により出力トルクが発生 する。 しかしながら、 半径方向吸引力が著しく大きいの で、 回転子 1の回転中に夫々の磁極とこれに対向する突 極との空隙の寸法に僅かでも相違があったり回転軸 5の 軸受けに僅かでも加工誤差があると、 回転子 1は、 例え ば矢印 3 a方向またはこれと反対方向に作用するカを受 けて振動する。 回転子 1 の突極 1 a〜 1 hと電機子 1 6 の磁極 1 6 a〜 ： I 6 f とは約 0. 1 5mmの小さい空隙 をおいて対向して配されているので、 斯かる振動を解消 することが望ましい。
そこで例えば、 回転軸 5に関して対称に配されかつ互 いに直列に接続した励磁コイル対の一方 1 7 a， 1 7 b, 1 7 cの卷数を他方 1 7 b， 1 7 e, 1 7 f の卷数より も所定数だけ多く した構成の各相励磁コイル対 K〜Mに 順次通電すると、 回転中に回転子 1 は矢印 3 a， 3 b， 3 c方向にのみに作用する力を受ける。 結局、 回転子 1 に加わる力の作用方向は矢印で示す方向 3 a→ 3 b→ 3 c→3 aへと順次変化するものの、 回転子 1 は破線 3に 関して片側 （右上方） に向う同一方向領域に作用する力 のみを受け、 従って、 回転子 1の回転軸 5は軸受けに押 圧されたまま回耘し、 振動を生じない。 但し、 回転軸 5 により駆動される負荷により加えられる力が矢印 3 bの 方向に作用するようにする。
以下、 本発明の第 2の実施例による 3相片波リラクタ ンス型電動機を説明する。
第 2の実施例の装置は、 第 1 の実施例のものに比べて、 端子電圧の低い直流電源例えばバッテリを使用した場合 にも作動可能で、 従って、 バッチリを電源とする電気自 動車等の駆動源として供し得る点が異なる。 このため、 第 2の実施例のリラクタンス型電動機は第 4図の通電制 御回路に代えて第 7図に示す回路を装備し、 この通電制 御回路は第 4図に示すオペアンプ 4 0 aおよび A N D回 路 1 4 a〜 l 4 c に代えて逆流防止用ダイオード 1 8お よびコンデンサ 1 9を備えている。
第 1 の実施例の場合と同様、 位 g検出装置から通電制 御回路の入力端子 4 a〜 4 cのいずれかにハイレベルの 位 g検出信号たとえば信号 2 8 a， 2 9 a , 3 0 aが印 加されると、 各相励磁コイル対 K〜Mが順次通電され、 電動機が回転する。 このとき、 励磁電流は、 直流電源端 子 2 a， 2 b間の電圧と第 5図に示す出力 トルク曲線 4 1 a〜 4 1 cに比例する逆起電力との差を励磁コイルの 抵抗値で除した値をとる。 従って、 励磁電流は、 逆起電 力が平坦になる通電期間の中央部において略一定値をと る。 一方、 逆起電力が減少する通電期間の後半部では励 磁電流が増大し、 出力トルクが増大して出力トルク曲線 の後半部に示す トルク減少を補償する。
そして、 例えばハイ レベルの第 1の位置検出信号 2 8 aの立ち下がりに伴って第 1相の励磁コイル対 Kへの通 電が断たれると、 励磁コイル対 Kに蓄積された磁気エネ ルギに起因して励磁コイル対 K， ダイオー ド 2 1 b， コ ンデンサ 1 9およびダイオー ド 2 1 aからなる経路に沿 つて電流が流れ （第 7図）、 コンデンサ 1 9を高電圧に まで充電する。 この結果、 蓄積磁気エネルギが急速に消 滅し、 曲線 3 4 a (第 5図） で示すように励磁電流が減 少する。 このとき通電制御回路の入力端子には第 2の位 箧検出信号 2 9 aが既に印加されトランジスタ 2 0 C , 2 0 dが導通しているので、 直流電源電圧と共にコンデ ンサ 1 9の充電電圧が第 2相の励磁コイル対 Lに印加さ れる。 結果として、 励磁コイル対 Lに流れる励磁電流が 第 5図に曲線 3 5 bで示すように急速に立ち上がり、 そ の後、 上述のように略一定値となる。 第 3相の励磁コィ ル対 Mについても同様である。
ここで、 コンデンサ 1 9の容量が小さいと、 これに応 じて励磁電流の立ち上がり部および立ち下がり部の夫々 の幅が小さくなり、 電動機を高速運転した場合にも滅ト ルクおよび反トルクの発生が防止ざれる。 即ち、 電動機 を高速かつ高効率で運転できる。 さらに、 各相励磁コィ ルの相隣るものの一方の トランジスタ対のオフ動作と同 時に他方のトランジスタ対のオン動作する場合は、 コン デンサ 1 9を除去可能である。
本実施例の電動機は、 励磁コイルの蓄積した磁気エネ ルギを直流電源に還流させる上記第 1の実施例とは異な り、 直流電源に内蔵の平滑コンデンサへの蓄積磁気エネ ルギの還流を逆流防止用ダイォー ド 1 8により阻止する 一方で、 コンデンサ 1 9を介して上記蓄積磁気エネルギ を次に通電される励磁コイルに蓄積させて相隣る励磁コ ィルの夫々において磁気エネルギを急速に消滅および蓄 積させる。 従って、 直流電源電圧は低くても良い。
本実施例による出力 3 0 O Wの電動機においてコンデ ンサ 1 9の容量を 0 . 1 x F以下にした場合、 上記磁気 エネルギの消滅， 蓄積に要する時間は 2 0 /i s e c以内 となり、 電動機を毎分 1 0万回転の速度で運転可能であ る。 但し、 通常の回耘速度で運転する場合にはコンデン サ容量を反トルク発生を確実に防止可能な値以上に設定 し、 鉄損の一部をなす渦流損失を低減して効率向上を図 ることが望ましい。
第 8図ないし第 1 1図を参照して、 本発明の第 3の実 施例による 3相リラクタンス型電動機を説明する。
この実施例の電動機は、 第 1図の電動機本体と基本的 に同一構成の電動機本体 （第 8図） と、 第 2図の検出コ ィル 1 0 a〜 1 0 cに対応する検出コイル 1 1 0 a〜 1 1 0 c (第 9図） とを備えている。 電動機本体は、 7つ の突極 1 0 1 a〜 1 0 1 gを有する回転子 1 0 1 と、 励 磁コイル 1 1 7 a〜 l 1 7 f を夫々嵌装した 6つの磁極 1 1 6 a〜 1 1 6 f を有する電機子 1 1 6と、 回転軸 1 05とを備えている。 また、 電動機は第 3図の位置検出 装置に対応する位置検出装置 （第 1 0図） を備え、 この 位置検出装瑟は、 第 1の検出コイル 1 1 0 aに関連して、 当該コ イルと抵抗 1 1 5 a〜 1 1 5 c とよ りなるプリッ ジ回路を有している。 そして、 ブリ ッジ回路には、 ダイ オー ド l l l a， 1 1 1 bとコンデンサ 1 1 2 a， 1 1 2 bと よ りなるローパスフ ィルタ， オペアンプ 1 1 3お よび論理回路 1 1 8が接銃され、 この論理回路は 3相 Y 型半導体電動機の制御回路に憤用されている回路からな り、 6つの出力端子 1 1 8 a〜 1 1 8 f を有している。 よ り詳し く は、 ローバスフ ィルタの一方のダイオー ド 1 1 1 aはコイル 1 1 0 aと抵抗 1 1 5 aとの接統点にァ ノー ドが接続され、 また、 一端が接地ざれたコンデンサ 1 1 2 aの他端とオペアンプ 1 1 3の正入力端子とに力 ソー ドが接続されている。 そして、 他方のダイオー ド 1 1 1 bは抵抗 1 1 5 b， 1 1 5 cの接統点にァノ一ドが 接続され、 また、 一端が接地されたコンデンサ 1 1 2 b の他端とオペアンプ 1 1 3の負入力端子とに力ソー ドが 接铳されている。 オペアンプ 1 1 3の出力端子は論理回 路 1 1 8の入力側に接続されると共に両者間に介在する 反転回路 1 1 3 aの入力端子に接銃されている。
第 1 0図中、 符号 1 1 4 a， 1 1 4 bはコイル 1 1 0 b, 1 1 0 cに夫々閲連する回路を示し、 各該回路はコ ィル 1 1 0 aに関連するプリツジ回路， ローパスフィル タおよびオペアンプに対応する要素からなり、 3つのコ ィルに共通でかつ第 3図の要素 7に対応する発振器 1 1 0に接銃されている。
符号 1 1 3 b， 1 1 3 cは反耘回路 1 1 3 aに対応する 反転回路を表す。
電動機は、 第 4図の回路に対応する通電制御回路 （第 1 1図） をさらに備えている。 透電制御回路の入力端子 1 55 a〜： I 55 f は、 位置検出装匿の出力端子 1 1 8 a〜 1 1 8 f に夫々接銃されている。 そして、 入力端子 1 55 a〜： 1 5 5 cは、 一方では トランジスタ 1 20 b， 1 20 d, 1 20 f のベースに接続され、 他方ではダイ オー ド 1 49 aおよびト ランジスタ 1 4 1 aを介して直 流電源の正端子 1 02 aに接続されたェミッタを夫々有 する 3つのトランジスタ （スイッチング素子） 1 20 a, 1 20 c, 1 20 eのベースに反転回路を介して夫々接 铳されている。 各スイッチングト ランジスタのコレクタ は、 一端がスイッチングトランジスタ 1 20 b， 1 20 d， 1 2 0 f の対応するもの及び励磁電流検出用の抵抗 1 22 aを介して直流電源の負端子 1 02 bに夫々接続 された励磁コイル 1 1 7 a， 1 1 7 c, 1 1 7 eの対応 するものの他端に接統されている。 そして、 励磁コイル 1 1 7 a及びト ランジスタ 1 20 bの直列体にはダイォ ー ド 1 2 1 aが、 また、 この励磁コイル及びトランジス タ 1 2 0 aの直列体にはダイォー ド 1 2 1 bが夫々並列 に接統されている。 励磁コィル 1 1 7 c及び 1 1 7 eに ついても同様にダイオー ド 1 2 1 c， 1 2 1 d及び 1 2 1 e, 1 2 1 f が接統されている。
さらに、 トランジスタ 1 20 b， 1 20 d, 1 20 f と抵抗 1 22 aとの接統点はオペアンプ 1 40 aの正入 力端子に接統され、 該アンプの負入力端子は、 励磁電流 (電動榇出力トルク） を可変制御するための基準電圧が 印加される基準電圧入力端子 1 40に接統ざれ、 出力端 子はォべアンプ 1 40 aと協働して後述のチヨヅパ回路 をなす ト ランジスタ 1 4 1 aのベースに接銃されている。
励磁コィル 1 1 7 b， 1 1 7 d及び 1 1 7 f について も励磁コイル 1 1 7 a， 1 1 7 c及び 1 1 7 eに関連す る上述の各種回路要素に対応し第 1 1図に符号 D〜Fで 夫々示す回路要素が設けられている。 そして、 符号 1 2 2 b, 1 0 , 1 1 b, 1 8 a, 1 48 b及び 1 49 bは、 上述の要素 1 22 a， 1 0 a, 1 1 , 1 47 a, 1 47 b及び 1 49 aに夫々対応する要素を 示す。
以下、 第 1 2図及び第 1 3図を参照して、 第 8図〜第 1 1図に示す第 3の実施例による ラクタンス型電動機 の作動を説明する。
電動機の運転閲始時、 検出コイル 1 1 0 a〜 1 1 0 c のいずれか一つが回転子 1 0 1の突極 1 0 1 a〜 l 0 1 gのいずれか一つに対向している。 例えば、 検出コイル 1 1 0 aが突極に対向していると、 第 1の実施例の場合 と同様、 オペアンプ 1 1 3の出力 1 25はハイレベルと なる （第 1 2図に符号 1 25 a, 1 25 bで例示する）。 すなわち、 回転子 1 0 1 の回転に伴ってオペアンプ 1 1 3からは矩形波信号 1 25が送出される。 第 1 2図中、 符号 1 2 6は反転回路 1 1 3 aの出力を示す。 同様に、 検出コイル 1 1 0 b， 1 1 0 cの夫々がいずれかの突極 に対向したときにも、 プロック 1 1 4 a， 1 1 4 b中の 図示しないオペアンプの出力 1 2 7， 1 29がハイレべ ルとなり （第 6図に符号 1 27 a， 1 27 b, 1 29 a, 1 29 bで例示する）、 回転子 1 0 1の回転に伴って両 オペアンプから矩形波信号 1 27， 1 29が夫々送出さ れる。 また、 反転回路 1 1 3 b， 1 1 3 cから矩形波信 号 1 2 8， 1 3 0が夫々送出される。 上記矩形波信号 1 25， 1 27及び 1 29は互いに 1 20度の位相差を有 している。 信号 1 26， 1 28， 1 30についても同様 である。
これら矩形波信号 1 2 5〜 1 3 0を入力する論理回路 1 1 8の出力端子 1 1 8 a〜： I 1 8 f からは、 回転子の 回転位置を表す矩形波の位置検出信号 1 3 1〜 1 36 (第 1 2図） が夫々送出される。 信号 1 3 1及び 1 34 同士， 信号 1 3 2及び 1 35同士ならびに信号及び 1 3 3及び 1 36同士は互いに 1 80度の位相差を有し、 信 号 1 3 1〜 1 3 3同士および信号 1 3 4〜 1 3 6同士は 互いに 1 2 0度の位相差を有している。
さて、 電動機電源の投入時、 直流電源の正負端子 1 0 2 a, 1 0 2 bから通電制御回路 （第 1 1 図） への給電 が行われる。 また、 オペアンプ 1 40 a, 1 40 bの負 入力端子に正入力端子に加わる電圧よりも高い電圧が夫 々印加され、 両オペアンプからローレベル出力がトラン ジスタ 1 4 1 a， 1 4 1 bに夫々印加され、 これら トラ ンジスタが導通する。 さらに、 検出コイル 1 1 0 a〜 1 1 0 cのいずれか一つが回転子突極 1 0 1 a〜： 1 0 1 f のいずれか一つに対向している。
電源投入時、 例えば、 位 g検出装置からハイ レベルの 位萤検出信号 1 3 4 a， 1 3 2 aが通電制御回路の入力 端子 1 5 5 b， 1 5 5 aに印加される場合、 トランジス タ 1 2 0 c， 1 2 0 d及びプロック D内の 2つのト ラン ジスタが夫々導通して励磁コイル 1 1 7 b， 1 1 7 cが 通電される。 この結果、 電機子 1 6の磁極 1 1 6 b， 1 1 6 cが磁化されて突極 1 0 1 b， 1 0 1 cが磁気的に 吸引され、 回転子 1 0 1 が第 8図に矢印 A— 3で示す方 向に回転する。 その後、 回転子が 3 0度にわたり回転す ると、 励磁コイル 1 1 7 bの通電が断たれ、 励磁コイル 1 1 7 dが通電され、 突極 1 0 1 dが吸引されて回転ト ルクが発生する。
この様に、 回転子 1 0 1が 6 0度回転する毎に通電モ ー ドが変化し、 換言すれば、 電機子の磁極の励磁極性が 磁極 1 1 6 b (N極） ， 1 1 6 c ( S極） →磁極 1 1 6 c ( S極） ， 1 1 6 d (N極） —磁極 1 6 d (N極） ， 1 1 6 e ( S極〉 →磁極 1 1 6 e ( S極） ， 1 1 6 f ( N極） →磁極 1 1 6 f (N極） ， 1 1 6 a (S極〉 とサ イクリックに交替する。 結果として、 回転子 1 0 1が矢 印 A— 3方向に駆動される。 このとき、 励磁される 2つ の磁極が常に逆極性になっているため、 非励磁磁極を通 る漏れ磁束は互いに反対方向となり、 反トルクの発生が 防止される。
上述の位置検出信号例えばハィ レベルの位置検出信号 1 3 1 aの発生時、 励磁コイル 1 1 7 aへの通電が開始 される。 ここで、 第 1の実施例の場合と同様、 高出力電 圧の直流電源 1 02 a, 1 02 bを用いて励磁コイルの イングクタンスに起因するコイル 1 1 7 aに流れる励磁 電流の立ち上がり （符号 1 37 aで示す） の遅れを改善 している。 その後、 励磁電流を表す抵抗 1 22 aの両端 電圧が、 通電制御回路の基準電圧入力端子 1 40を介し てオペアンプ 1 40 aの負入力端子に印加されかつ可変 設定可能な基準電圧に対応する設定値を越えると、 オペ アンブ出力がハイ レベルとなり ト ランジスタ 1 4 1 aを 不導通とし、 直流電源から励磁コイル 1 1 7 aへの通電 が中断する。 このとき、 コンデンサ 1 47 aから励磁コ ィル 1 1 7 aに電流が供給される。 その後、 抵抗 1 22 aの両端電圧がオペアンプ 1 0 aのヒステリシス特性 に応じて定まる所定値まで低下したときにオペアンプ出 力がロー レベルに復帰して ト ランジスタ 1 4 1 aが再び 導通し、 励磁コイル 1 1 7 aへの通電が再開される。 こ のように、 オペアンプ 1 40 aは ト ランジスタ 1 4 1 a と協働して、 励磁電流と上記設定値との大小簡係に応じ て励磁電流すなわち電動機の出力 トルクを制御する。 そ の他の励磁コイルについても同様で、 オペアンブ 1 40 a, 1 40 bは ト ランジスタ 1 4 1 a, 1 4 1 bと共に チヨツバ回路と して機能する。 これによ り、 上記各実施 例の場合と同様、 電動機の最大運転速度と電動機出力 ト ルクとを互いに別個独立に制御可能である。
ここで、 注目すべきは、 磁極を通る磁束量の変化に伴 う励磁コイルのイ ンピーダンス変化に起因してチヨツバ 周波数が変化する従来の不安定なチヨツバ回路と異なり、 主にコンデンサ 1 47 a， 1 47 bの容量に応じて定ま るチヨ ツバ周波数は変動しないこ とにある。 また、 チヨ ツバ回路は、 作動上、 直流電源電圧と関連を有しないの で、 直流電源電圧の変動の影響を受けない。 従って、 整 流コンデンサを用いて交流から直流を得る タイプの電源、 特に 3相電源において、 整流コンデンサに大容量のもの を用いる必要がなく、 電源の構成を簡易にできる。 しか も、 交流電源電圧のビーク値を前記基準電圧に関連する 設定励磁電流値に対応する値の 2倍以上に設定した場合、 励磁電流の通電に寄与する交流電源電圧の幅は、 交流電 源電圧の半サイ クル幅の約 3分の 2となる。 結果と して、 ピーク電圧近傍でのパルス的通電を行う従来のコンパ一 タを用いた場合と異なり、 交流電源側における通電幅が 広くなり、 機械的， 電気的ノイズの発生を防止できる。
さて、 第 1 3図中、 太い縦線で示す時点でハイレベル の位置検出信号 1 3 1 aが消滅すると、 当該信号に閬連 する励磁電流が立ち下がる。 これと同時にハイレベルの 位 g検出信号 1 3 2 aが発生して励磁コイル 1 1 7 cへ の通電が開始され、 当該コイルに流れる励磁電流は破線 1 39 aで示すように立ち上がる。 このとき、 第 2の実 施例の場合と同様、 励磁コイル 1 1 7 aに蓄積された磁 気エネルギはダイオード 1 2 1 b， コンデンサ 1 48 a， 抵抗 1 22 a， ダイオー ド 1 2 1 aおよび励磁コイル 1 1 7 aからなる経路に沿って流れる電流として放出され、 これに伴ってコイル 1 1 7 aに流れる励磁電流は破線 1 37 bで示すように迅速に減少すると共に、 コンデンサ 1 48 aを充電する。 ダイオード 1 49 aは蓄積磁気ェ ネルギに起因する電流の直流電源への流入を阻止する。 このコンデンサ充電電圧が励磁コイル 1 1 7 cに印加さ れ、 当該コイルの励磁電流を迅速に立ち上がらせる。 こ の結果、 直流電源電圧を増大させた場合と同様の効果が 奏され、 コイル 1 1 7 aの励磁電流の立ち下がり及びコ ィル 1 1 7 cの励磁電流の立ち上がりの双方の幅 1 38 aは、 反トルクの発生を招来する電気角 3 0度を上回ら ない。 なお、 オペアンプ 1 40 a びトランジスタ 1 4 1 aによるチヨッパ制御によりコイル 1 1 7 aの励磁電 流は符号 1 39 bで示すように変化する。 その後、 ハイ レベルの位 g検出信号 1 33 aの発生および消滅に応じ て励磁コ イル 1 1 7 eについての通電制御が上述の場合 と同様に行われる。
そして、 位置検出信号 1 34〜 1 36の発生時および 消滅時においても同様の通電制御が行われる。 この通電 制御中、 オペアンプ 1 40 b及び ト ランジスタ 1 4 1 b によるチヨツバ制御が行われると共にコンデンサ 1 47 bが充放電し、 励磁コイル 1 1 7 b， 1 1 7 dおよび 1 1 7 f に励磁電流が流れる。
第 1 2図中、 曲線 1 1 7 a， 〜 ： I 1 7 f ， は励磁コィ ル 1 1 7 a〜 1 1 7 f への通電によ り発生する トルクを 時間経過と共に示し、 曲線 1 44は励磁コイル 1 1 7 a， 1 1 7 c, 1 1 7 eからなる第 1の励磁コイル群への通 電によ り発生する トルクを示し、 さらに、 曲線 1 45は 励磁コ イル 1 1 7 b， 1 1 7 d, 1 1 7 f からなる第 2 の励磁コ イル群への通電によ り発生する トルクを示す。 又、 符号 1 44 a， 1 45 aはコ イル 1 1 7 c， 1 1 7 dに流れる励磁電流に関連する トルク発生区間を表す。 電動機の発生出力 トルク は トルク 1 44， 1 45を合成 したものに等し く、 3相 Y型接铳の半導体電動機の出力 トルク に類似して時間経過に伴う変動が小さい。 なお、 曲線 1 46は従来のリラク タンス型電動機の励磁電流特 性を示し、 励磁電流は、 通電初期では励磁コイルのイン ダク タ ンスに起因して小さい値をと り、 通電期間中央部 では逆起電力の発生に起因して更に小さい値をとる。 ま た、 通電末期において逆起電力の減少に伴って急増する 励磁電流は、 電動機の出力トルクに寄与せず、 ジュール 損失を招来する。 そして、 破線 1 4 6 aで示すように放 出される磁気エネルギに起因して反トルクが発生する。 そして、 従来のリラクタンス型電動機では、 回転子突極 が電機子磁極に対向し始めるときに著しく大きい トルク 1 4 2が発生する一方で、 突極が磁極から離反するとき にトルクが減少する。 本実施例によれば、 第 1の実施例 の場合と同様、 突極の回転軸方向幅と磁極のそれとは互 いに異なり、 結果として、 平坦な出力トルク特性 1 4 2 aを得ている。
また、 注目すべきは、 相隣接する一対の磁極が発生す る磁気吸引力によ り回転子 2 0 1 を回転させるので、 磁 極と回転子突極間において半径方向に作用する力のべク トルが回耘子の回転に同期して回転する点で、 結果とし て、 回転子の回転中、 回転軸 2 0 5が軸受けに常時押し 付けられて振動が発生しない。
第 1 4図ないし第 1 6図を参照して、 本発明の第 4の 実施例による 2相リラクタンス型電動機を説明する。
電動機は、 第 1 図及び第 8図の電動機本体と基本的に は同一構成の電動機本体を備え、 該本体は、 第 1 4図に 示すように、 回転軸 2 0 5に嵌着されかつ 1 0個の突極 2 0 1 a〜 2 0 1 j を有する回転子 2 0 1 と、 励磁コィ ル （ 2つの励磁コイルを符号 2 1 7 a， 2 1 7 bで示す） が夫々嵌裝された 8個の磁極 2 1 6 a〜2 1 6 と環状 磁心 2 1 6， とを有する電機子 2 1 6とを備えている。 そして、 励磁コイルを太い電線で構成して励磁コイルに おける銷損を低減させて電動機の効率向上を図ると共に 界磁マグネッ ト を有しないリラクタンス型電動機におい ても所要の磁束を発生可能とし、 更に、 斯かる励磁コィ ルを収容するに足る容積のコイル装着空間を設けている。 励磁コィル 2 1 7 a， 2 1 7 eは互いに直列又は並列に 接続され、 以下、 この接統体を第 1の励磁コイル対 K， (第 1 6図） と云う。 励磁コイル 2 1 7 b， 2 1 7 f、 励磁コイル 2 1 7 c， 2 1 7 gおよび励磁コイル 2 1 7 d， 2 1 7 hも互いに接統され、 これらを夫々第 2〜第 4の励磁コイル対 L， ， M， ， S， （第 1 6図） と云う。 電動樣は、 第 1 0図のものと基本的には同一構成の位 置検出装置を備えている。 但し、 第 1 0図の論理回路 1 1 8， プロック回路 1 1 4 bおよび反転回路 1 1 3 cに 対応する要素を含まず、 検出コイル 1 1 0 a， 1 1 0 b に代えて、 第 1 5図に示す検出コイル 20 8 a， 208 bを用いている。 両検出コイルは第 9図に示すものと同 一で、 互いに電気角で 9 0度だけ離隔して配されると共 に、 突極 20 1 a〜 20 1 j の側面と対向可能に配され ている。 なお、 後述の理由で、 両検出コイル 208 a， 208 bは突極が磁極に侵入する約 30度手前で検出信 号を発生するように配されている。
電動機は第 1 6図の通電制御回路を更に備えている。 この通電制御回路は、 6種類の位 g検出信号に応じて 6 つの励磁コイルへの通電を制御する第 1 1 図の回路に比 ベ、 4種類の位置検出信号に応じて 4対の励磁コイルへ の通電を制御する点が異なる。 しかしながら、 基本的に は第 1 1 図のものと同一構成であるので、 詳細な構成説 明を省略する。 第 1 6図中、 第 1 1図の要素に対応する 要素を類似の符号で示す。 例えば、 要素 2 02 aは第 1 1図の要素 1 0 2 aに対応する。 また、 符号 C ' で示す プロックは、 2つの励磁コイル対 M， および S， ならび にその周辺要素を含む。
第 1 7図及び第 1 8図を参照すると、 第 1 4図〜第 1 6図の電動機の運転中、 通電制御回路は、 入力端子 25 5 a〜 2 55 dに夫々印加される検出コイル 208 aの 出力及び反転出力ならびに検出コィル 20 8 bの出力及 び反転出力すなわち位置検出信号 27 1〜 274に応じ て第 1 〜第 4の励磁コイル対 K， 〜S， への通電を制御 する。 例えば、 ハイ レベルの位 g検出信号 27 1 aの発 生時、 第 1の励磁コイル対 K， への通電が開始されてコ ィル対 K ' に流れる励磁電流が曲線 224 aで示すよう に立ち上がり、 符号 27 0で示す区間においてオペアン ブおよびトランジスタによるチヨツバ制御が実行され、 また、 信号 27 1 aの消滅時にコイル対 K ' の励磁電流 が曲線 224 bで示すように立ち下がる。 第 1 8図中、 曲線 224 cは、 ハイレベルの位 g検出信号 273 aに 応じてコイル対 L， に流れる励磁電流の立ち上がり部分 を示す。 同様に、 信号 272 a及び 274 aに関連する 励磁電流も破線で示すように立ち上がり、 また、 立ち下 がる。
なお、 本実施例では励磁コイルに蓄積された磁気エネ ルギの放出に起因して通電幅が 1 80度を上回り、 反ト ルク発生要因となる。 そこで、 上述のように検出コイル 208 a, 20 8 bを約 30度位相進み方向に配して通 電閬始時期を早めて反トルクの発生を防止している。
次に、 本発明の第 5の実施例による 2相リラクタンス 型電動機を説明する。
電動機は、 第 1 0図の装 gと類似のかつ上記第 4の実 施例において用いた位 g検出装匿に類似する位蚩検出装 置 （図示略） と、 第 1 9図に示す通電制御回路とを備え ている。 位置検出装箧は複数の論理和回路を備え、 第 4 の実施例における位置検出信号 2 7 1， 2 74の論理和， 信号 2 7 1， 2 7 2の論理和， 信号 272， 273の論 理和および信号 273， 274の論理和に夫々対応する 位置検出信号 3 8 2〜3 85 (第 1 7図） を発生させて 通電制御回路の入力端子 355 a〜 355 dに夫々印加 するようになつている。 そして、 第 1 5図の要素 208 a, 2 0 8 bに夫々対応する位置検出コイルは、 ノヽィ レ ベルの位 g検出信号の発生期間の中央部と、 夫々の励磁 コ イルへの通電に伴って発生する電動機出力トルクが最 大値をとる時点とが合致するよう 位匿に配設されてい る。
電動機は上記第 4の実施例のものと基本的には同様に 作動する。 すなわち、 上述の位置検出信号 3 8 2〜3 8 5に応じて 4つの励磁コイル対 K， ， M， ， L， および S ' がこの順序で順次 9 0度の電気角にわたって通電さ れる。 結果として、 電動機は高トルクかつ高速で、 しか も高効率で運転可能である。
詳し く は、 電動機への電源投入時、 例えばハイレベル の位置検出信号 3 8 2 a (第 1 7図〉 が通電制御回路に 印加されると、 励磁コイル対 K， への通電が開始されて 励磁電流が曲線 3 2 3 aで示すように立ち上がる （第 1 8図） 。 その後、 上述の各実施例の場合と同様、 ォペア ンプ 3 5 0及びト ランジスタ 3 4 1 により励磁電流につ いてのチヨツバ制御が行われると共にこれに伴ってコン デンサ 3 4 7が充放電する。 ハイ レベル信号 3 8 2 aが 消滅すると、 励磁コイル対 K， に蓄積された磁気エネル ギに起因する電流がダイオー ド 3 2 1 a， 3 2 1 bを含 む轻路に沿って流れてコンデンサ 3 4 8を充電し、 蓄積 磁気エネルギは曲線 3 2 3 bで示すように消滅する。
そして、 信号 3 8 2 aの消滅と同時に発生する位 g検 出信号 3 8 3 aに応じて励磁コイル対 M， への通電が開 始される。 このとき、 励磁コイル対 K， に蓄積ざれた磁 気エネルギが励磁コイル対 Μ， での蓄稹磁気エネルギに 転化され、 符号 3 2 3により夫々示すコイル対 Κ， の励 磁電流の立ち下がり時間及びコイル対 M ' の励磁電流の 立ち上がり時間が短縮される。 すなわち、 コイル対 Μ， の励磁電流が破線 3 2 3 cで示すように迅速に立ち上が る。 なお、 上述の実施例の場合と同様、 期間 3 2 3の幅 は、 コンデンサ 3 4 8の容量を調整することにより可変 で、 電動機の運転速度に応じた好適値に設定される。 そ して、 励磁電流は、 通電期間中、 チヨツバ制御により設 定値に保持され、 位置検出信号 3 8 3 aの消滅に伴って 急減する。 励磁コイル対 L， 及び S， に係る通電制御も 同様に行われる。
次に、 本発明の第 6の実施例の電動機を説明する。 この電動機の通電制御回路 （第 2 0図） は、 基本的に は第 1 9図のものと同一構成で、 但しチヨツバ回路を除 去して樣成を簡易にした点が異なる。 第 2 0図中、 第 1 9図の要素に対応する要素を類似の符号を付して示す。 例えば、 符号 4 5 5 aは第 1 9図の要素 3 5 5 aに対応 する要素を表す。 そして、 この電動機はバッチリ電源等 の低電圧電源によ り作動可能で、 小型の電動自動車の駆 動源として有用である。 好ましく は、 正確な電動機出力 トルク制御を伴わない単なる駆動源として供される。 電動機への電源投入時、 例えば、 通電制御回路の入力 端子 4 5 5 aに第 1 8図の位匿検出信号 3 8 2 aに対応 する信号が印加されると、 曲線 3 2 3 aに対応する曲線 に沿って励磁電流が増大する。 励磁コイル対 K ' のイン ダクタンスが大きいので励磁電流の立ち上がり時間は長 くなる。 但し、 電動機を低速回転させるに充分でかつ直 流電源 4 0 2 a， 4 0 2 bからの供耠電圧に応じた励磁 電流が流れ、 電動機が起動する。 次に、 入力端子 4 5 5 cに信号 3 8 3 aに対応する位置検出信号が印加されて 励磁コイル対 M， が通電される。 その後、 信号 3 8 4 a， 3 8 5 aに対応する位置検出信号の印加に応じて電動機 が加速運転される。
その後、 例えば信号 3 8 2 aに対応する位蚩検出信号 が立ち下がると ト ランジスタ 4 2 0 a， 4 2 0 bが不導 通となる。 このとき、 励磁コイル対 K， に蓄積された磁 気エネルギは、 時間経過に伴って曲線 3 2 3 bに対応す る曲線に沿って変化する電流として放出される。 しかし、 ダイオー ド 4 4 9及びコンデンサ 4 4 8の作用により、 放出 ¾気エネルギの大部分は、 当該時点において既に導 通している励磁コイル対 M， に流入する。 結果として、 当該コィル対に流れる励磁電流は曲線 3 2 3 Gに対応す る曲線に沿って迅速に立ち上がる。 これにより、 減トル ク及び反トルクの発生が抑制され、 電動機は高速運転可 能である。
以下、 本発明の第 7の実施例を説明する。
この実施例の電動機は第 2 1図に示す通電制御回路を 備え、 この回路は第 2 0図の通電制御回路に比べてチヨ ツバ回路を含む点が異なる。 また、 このチヨツバ回路は 単安定回路を用いた点で上述の実施例のものと相違する。 図中、 第 2 0図中の要素に対応する要素に類似の符号を 付して示す。
電動機の運転時、 例えば励磁コイル対 K " に流れる励 磁電流の増大に伴って、 当該励磁電流を表す抵抗 5 2 2 の両端電圧すなわちオペアンプ 550の正入力端子に加 わる電圧が当該アンブの負入力端子に加わる基準電圧を 上回ると、 オペアンプ 550からハイ レベル出力が単安 定回路 503に送出される。 このハイレベル出力によつ て付勢された単安定回路から送出ざれるハイ レベル出力 は、 反転回路においてレベル反転された後に A N D回路
506 aの一方の入力端子に印加される。 結果として、 AN D回路 506 aのゲー トが閉じてハイ レベルの位匮 検出信号の供袷が遮断されて トランジスタ 520 bが不 導通になり、 励磁電流が滅少する。 所定時間後、 単安定 回路 503の出力がローレベルになり、 AN D回路 50
6 aのゲー トが開き、 トランジスタ 520 bが導通して 励磁電流が増大する。 結局、 オペアンブ 550， 単安定 回路 503及び AN D回路 506 aからなるチヨツバ回 路が上述の作動を繰り返し、 励磁電流は基準電圧端子に 印加される基準電圧に制御される。 その他の励磁コイル 対 L" ， M" ， S" についても、 要素 550, 503及 びこれら要素と協働する AN D回路 506 b， ブロック C" に内蔵され入力端子 507 a, 507 bに夫々接統 した A N D回路 （図示略） からなるチヨツバ回路により 同様の制御が行われる。
第 22図〜第 27図を参照して、 本発明の第 8の実施 例による 3相リラクタンス型電動機を説明する。 この電 動機は電動機本体を小型かつ偏平に構成した点および 3 つではなく 2つの位置検出素子を用いることにより装置 構成を簡略にした点とに特徴がある。
第 2 2図に示すように、 電動機本体は基板 603を備 え、 この基板の中心に穿設した孔に嵌入した円筒体 6 1 0内に配されたボール軸受け 60 5， 60 6により回転 軸 604が回転自在に支持されている。 回転軸 604の 上端には、 逆カップ状に形成されかつ軟鋼製の回転体 6 02の中心が固定され、 該回転体 602の周壁内周面に は回転子 60 1 が固定されている。 なお、 回転体 602 をアルミニューム板で構成することにより後述の渦流損 失すなわち位置検出出力を増大させても良い。
積層珪素銷板よ り夫々なる回転子 60 1及び固定子 6 1 6は 7つの突極 60 1 a〜60 1 g及び 6つの磁極 6 1 6 a〜 6 1 6 f を夫々有し、 突極および磁極は互いに 約 0. 1 5mmの間隙をおいて対向している。 突極及び 磁極の幅は、 例えば 2 Ommおよび 1 5mmに設定され ている。 そして、 磁極には励磁コイル 6 1 7 a〜 6 1 7 f が装着されている。
回転体周壁の屈曲延長部 6 1 4の底面に固定した環状 のマグネッ ト 6 0 9には 40個の N， S磁極が着磁され (第 24図）、 符号 6 1 1 は図示を省略した N， S磁極 を表す。 マグネッ ト 60 9に対向する基板 603の面上 には誘導コイル 6 1 3 (第 25図） が配され、 当該誘導 コイルはブリン ト配線技術により形成された屈曲導体よ りなる。 符号 6 1 2は図示を省略した屈曲導体を表す。 マグネッ ト 60 9及び誘導コイル 6 1 3は、 回転体 60 2の回転速度に比例する周波数の電気信号を発生するた めの阇波数発電機 （第 2 6図に符号 6 5 6で示す） を構 成している。 周波数発電機 6 5 6の出力端子は周波数一 電圧変換回路 6 5 7の入力端子に接続され、 回路 6 5 7 の出力端子は、 正入力端子に端子 6 5 9から設定回転速 度を表す基準正電圧が印加されるオペアンプ 6 5 8の負 入力端子に接統されている。 さらに、 オペアンプ 6 5 8 の出力端子 6 5 8 aは、 第 1 1図の通電制御回路の基準 電圧端子 1 4 0に対応する端子に接統ざれている。
また、 電動機は第 2 7図の位 g検出装置を有し、 当該 検出装置は基板 6 0 3に固定された検出コイル 6 0 8 a, 6 0 8 bを含む。 両該検出コイルは、 回転体周壁の屈曲 延長部 6 1 4に設けた段付き導体 6 1 4 a〜 6 1 4 c (第 2 3図） に対向してかつ互いに所定角度 6 0 + 1 2 O n (ここで、 nは 0または正の整数で、 本実施例では n = 1 〉 だけ離隔して配ざれている。 段付き導体は、 ブ レス成形により形成され夫々 1 2 0度の幅を有し、 導体 6 1 4 aが検出コイルから最も離隔し、 また、 導体 6 1 4 cが最も近接して配されている。 第 2 3図中、 符号 R は段付き導体の図示省略部分を表す。
検出コイル 6 0 8 a， 6 0 8 bは抵抗 6 43 a〜 64 3 d と協働して夫々ブリ ッジ回路を構成し、 各該ブリツ ジ回路の入力側は発振周波数が 1〜 5 M H zの発振器 6 0 7に接続され、 出力側はコンデンサ及びダイオー ドか らなるローパスフ ィルタを介してオペアンプ 6 4 6 a， 646 bの対応するものに接統されている。 オペアンプ 646 aの出力端子はオペアンプ 6 1 8 a〜 6 1 8 cの 夫々の正入力端子に接銃され、 これらオペアンプの負入 力端子は基準電圧端子 640に接統されている。 図中、 符号 640 a〜 640 cは分圧抵抗である。
そして、 オペアンプ 6 1 8 aの出力端子は位 g検出装 置の出力端子 6 23 aに接統され、 また、 反転回路を介 して A N D回路 6 1 9 aの一方の入力端子に接統されて いる。 オペアンプ 6 1 8 bの出力端子は A N D回路 6 1 9 aの他方の入力端子に接続されると共に反転回路を介 して A N D回路 6 1 9 bの一方の入力端子に接続されて いる。 また、 オペアンプ 6 1 8 cの出力端子は AN D回 路 6 1 9 bの他方に接続されている。 AN D回路 6 1 9 a, 6 1 9 bの出力端子は位蚩検出装匿の出力端子 62 3 b， 6 23 c に夫々接続されている。 さらに、 ォベア ンブ 646 bの出力端子は上記各種要素 6 1 8 a〜 6 1 8 c, 6 1 9 a, 6 1 9 b及び 640 a〜 640 cに対 応する要素を含むプロック B， の入力側に接铳され、 該 ブロック B ' の出力側は位蚩検出装萤の出力端子 623 d〜 6 2 3 f に接統されている。
電動機は第 1 1 図に示す通電制御回路ど同一構成の通 電制御回路 （図示略） を備え、 この通電制御回路の 6つ の入力端子には上記位置検出装置の出力端子 623 a〜 623 f が夫々接続されている。
第 2 2図〜第 2 7図に示す第 8の実施例の電動機は、 上記第 3の実施例の電動機と略同様に作動する。 従って、 以下、 簡略に作動を説明する。
電動機の起動時、 オペアンプ 6 5 8の正入力端子に印 加される電圧が負入力端子への印加電圧を上回り、 通電 制御回路の基準電圧入力端子 （第 1 1図の端子 1 4 0に 対応） に供耠される電圧が最大となる。 この結果、 励磁 電流が最大となり、 電動機は起動特性に優れる。 その後、 電動機回転数が設定回転数付近に達すると、 オペアンプ 6 5 8の負入力端子への印加電圧が正入力端子への印加 電圧に近付く。 これに伴って励磁電流を决定するォベア ンブ出力が減少し、 電動機は負荷に応じた出力トルクで 定速運転される。
電動機の運転時、 回転子突極と電機子磁極間に磁気的 吸引力が発生し、 電動機出力トルクが発生する。 すなわ ち、 突極 6 0 1 a及び磁極 6 1 6 aを例にとると、 第 2 8図に示す磁束 P， G及び H間の相互作用により突極 6 0 1 aを回転させる力が発生する。 これら磁束は洩れ磁 束と考えられる。 図中、 破線は突極 6 0 1 aの裏面を通 る磁束を表す。 突極 6 0 1 aが磁極 6 1 6 aに侵入開始 したとき、 発生磁束は P， Gのみであり、 第 1 2図の曲 線 1 4 2に対応する トルクが発生する。 その後、 突極の 侵入に伴って磁束 Hすなわち発生トルクが増大する。 こ のときの発生トルクは平坦な曲線 1 4 2 aで表される。
次に、 位 g検出信号の発生について説明する。 検出コ ィル 6 0 8 aが導体 6 1 4 aに対向すると、 オペアンプ 646 aからオペアンプ 6 1 8 a〜 6 1 8 cの正入力端 子に供給ざれる電圧がオペアンブ 6 1 8 a〜 6 1 8 cの 負入力端子への印加電圧を上回り、 オペアンプ 6 1 8 a 〜 6 1 8 cはハイ レベル出力を発生する。 この結果、 A N D回路 6 1 9 a， 6 1 9 bのゲー トが閉じ、 位 g検出 装置の出力端子 623 aのみからハィレベルの位 g検出 信号が送出される。 その後、 回転子 60 1及び回転体 6 02の回耘に伴い検出コイル 60 8 aが導体 6 1 4 bに 対向すると、 オペアンプ 6 1 8 a〜 6 1 8 cの正入力端 子への印加電圧がォベアンブ 6 1 8 aの負入力端子への 印加電圧を下回る一方で、 オペアンプ 6 1 8 b， 6 1 8 cの負入力端子への印加電圧を依然として上回る。 結果 として、 オペアンプ 6 1 8 aの出力がローレベルに変化 する一方で、 オペアンブ 6 1 8 b， 6 1 8 cの出力はハ ィレベルに維持される。 この結果、 出力端子 623 bの みからハイ レベルの位置検出信号が送出される。 検出コ ィル 6 0 8 aが導体 6 1 4 cに対向すると、 オペアンプ 6 1 8 a〜6 1 8 cの正入力端子への印加電圧がォベア ンブ 6 1 8 a， 6 1 8 bの負入力端子への印加電圧を下 回る一方、 オペアンプ 6 1 8 cの負入力端子への印加電 圧を上回る。 従って、 出力端子 6 23 cのみからハイ レ ベルの位置信号が送出される。 検出コイル 608 bにつ いても同様で、 結果として、 幅 1 20度のハイレベル位 置検出信号が端子 623 d〜62 3 f から順次送出ざれ る。 これ以降の電動機の作動は、 第 1 2図及び第 1 3図 を参照して説明した第 3の実施例の場合と同様であるの で、 説明を省略する。
本実施例によれば、 例えば、 直径 5 0 m m， 高さ 8 m m， 出力トルクが約 3 0 0〜 5 0 0 g c mの、 希土類金 厲製マグネッ トを用いた直流電動機よりも優れた性能の 電動機を製造可能である。 従って、 本実施例の電動機は、 例えばフロッピィディスクの駆動源に好適である。
本発明の第 9の実施例による電動機は、 第 8図〜第 1 0図の電動機本体， 位匮検出素子及び位 g検出装箧と構 成が夫々同一の電動機本体， 位置検出素子及び位 g検出 装箧 （いずれも図示省略） と、 第 2 9図に示す通電制御 回路とを備えている。 通電制御回路は第 1 1図の回路に 対応し、 但し、 チヨツバ回.路を欠く。 第 2 9図中、 第 1 1図の要素に対応する要素を類似の符号を付して示す。 本実旌例の電動機は、 第 8図〜第 1 1図に示す第 3の実 施例のものと基本的には同様に作動する。 通電制御にお ける励磁電流の時間経過に伴う変化を第 1 3図に対応す る第 3 0図に示す。
第 3 1 図及び第 3 2図を参照して、 上記第 9の実施例 の電動機に搭載される位匿検出装 gの 2つの変形例を説 明する。 これら変形例の位置検出装瑟は、 一連のハイ レ ベルの位 g検出信号を時間的間隔をおく ことなく確実に 連続発生可能とすることによって電動機起動特性の向上 を企図している。
第 3 1 図において、 符号 7 1 8 a， 7 1 8 c， 7 1 8 d及び 7 1 8 f は、 第 1 0図の位置検出装 gの出力端子 1 1 8 a〜 l 1 8 f のうちの対応する端子を夫々示し、 また、 符号 7 1 8 a， 〜 7 1 8 f ， は第 2 9図の通電制 御回路の入力端子 755 a〜755 f に夫々接铳された 端子を示す。 端子 7 1 8 aは、 端子 7 1 8 a， に接統さ れると共にァノー ドが両端子に接続されたダイオー ド及 び反転回路 70 8 aを介して端子 7 1 8 b ' に接続され ている。 端子 7 1 8 cは、 端子 7 1 8 c ， に接続される と共にアノー ドが両端子に接銃されたダイオー ド及び反 転回路 7 08 aを介して端子 7 1 8 b ' に接続されてい る。 同様に、 端子 7 1 8 dは端子 7 1 8 d ' に接統され ると共にダイォー ド及び反耘回路 708 bを介して端子 7 1 8 e ' に接統され、 端子 7 1 8 f は端子 7 1 8 f ， に接続されると共にダイオー ド及び反転回路 708 bを 介して端子 7 1 8 e， に接続されている。
上記構成によれば、 端子 7 1 8 a ' 及び 7 1 8 c ' か ら通電制御回路へハイ レベルの位置検出信号が送出され ない場合に限り端子 7 1 8 b， からハイレベルの位置検 出信号が送出され、 又、 端子 7 1 8 d， 及び 7 1 8 f ， から位置検出信号が送出ざれない場合に限り端子 7 1 8 e ' から位 g検出信号が送出ざれる。 この結果、 一連の 信号が間断なく送出される。
第 3 2図において、 符号 7 1 3， 7 1 a, 7 1 b, 7 1 8及び 7 1 8 a〜7 1' 8 f は、 第 1 0図の要素 1 1 3， 1 1 a, 1 1 b, 1 1 8及び 1 1 8 a〜： 1 1 8 f に夫々対応する要素を示す。 第 32図の位置検出装箧 は、 第 1 0図のものに比べ、 オペアンプ 7 1 3及びプロ 、ソク 7 1 4 a， 7 1 4 bの夫々に内蔵のオペアンプ （図 示略） と論理回路 7 1 8間に 2つの反転回路を夫々介設 した点が異なる。 第 1 0図及び第 32図に示すタイプの 装蚩において、 各オペアンプに閧連する検出コイルは突 極の幅に対して無視できない大きさの直径を有し、 従つ て、 各オペアンプ出力の立ち上がり曲線及び立ち下がり 曲線は傾斜する。 結果として、 第 1 0図の端子 1 1 8 a 〜 1 1 8 f から送出される一連のハイ レベルの位置検出 信号間に時間的な間隙が発生する可能性がある。 一方、 第 32図の装 gでは 3対の反転回路において互いに位相 が反対でかつ完全な矩形波を生成し、 これを論理回路 7 1 8に供耠している。 この結果、 上述の信号間の時間的 間隙が除去される。
第 3 3図〜第 3 5図を参照して、 本発明の第 1 0の実 施例による 3相片波電動機を説明する。
本実施例の電動機は、 上記第 9の実施例のものに比べ、 電動機本体を小型にした点が主に相違する。
第 3 3図及び第 34図に示すように、 電動機本体は、 4つの突極 80 1 a〜8 0 1 d及び回転軸 805を有す る回転子 80 1 と、 第 1相〜第 3相の励磁コイル 8 1 7 a〜 8 1 7 cが夫々嵌装された第 1相〜第 3相の磁極 8 1 6 a〜 8 1 6 c を有する電機子 8 1 6とを備え、 電機 子には第 1 0図， 第 3 1 図または第 32図に示す回路に 対応しかつ例えば端子 1 1 8 a〜 1 1 8 cに対応する 3 つの出力端子を有する回路 （図示略） と協働して位置検 出装置をなす検出コイル 8 1 0 a〜 8 1 0 cが固定され ている。 そして、 位置検出装置の出力端子は、 第 35図 の通電制御回路の入力端子 804 a〜 804 cに夫々接 銃されている。 この通電制御回路は第 7図のものと略同 —構成で、 第 7図のコンデンサ 1 9に対応する要素を有 しない点のみが相違する。 第 35図中、 第 7図の要素に 対応する要素を類似の符号で示す。 通電制御回路は、 第 1 2図に示す信号 1 3 1 〜 1 33に対応する位箧検出信 号に じて上記各実施例の場合と略同様の通電制御を行 い、 励磁電流を第 1 3図に対応する第 30図に示すよう に制御する。 第 1 3図を参照した上記第 3の実施例の説 明から明かなので、 第 3 0図の説明を省略する。
次に、 沐発明の第 1 1 の実施例による電動機を説明す る。
この実施例の電動機は、 上記第 1 0の実施例のものに 比べ、 出力トルクを大幅に増大させた点が異なる。 即ち、 本実施例の電動機は、 第 36図に展閲して示すように、 電動機本体の電機子が夫々一対の磁極片を有する磁極 8 1 6 a， 〜 8 1 6 c ， を備え、 一対の磁極片は、 突極 (—部を符号 8 0 1 a， 〜80 1 d ' で示す） の幅と同 一の電気角だけ互いに離隔している。 そして、 電機子 8 1 6 ' の、 相隣る磁極同士の間隙の中央に対応する部分 には切り欠き 8 0 3 a， 〜 803 c ， が夫々形成されて いる。
電動機の運転時、 上記第 1 0の実施例のものにあって は、 例えば磁極 8 1 6 bが N極に励磁されたとき磁極 8 1 6 bを通る磁束は突極 80 1 a， 80 1 dを介して分 流し、 また、 磁極 8 1 6 c と突極 80 1 d間の相互作用 によ り発生する ト ルクは反トルク と して作用し、 出力 ト ルクを減少させる。 一方、 本実施例の電動機では、 例え ば励磁コ イル 8 1 7 b， への通電時、 磁極 8 1 6 b， を 通る磁束は突極を介して閉じ、 従って、 磁気抵抗が小さ く なる。 結果と して、 一対の磁極と突極間に作用する磁 気吸引力が増大する。 そして、 電機子 8 1 6 ' の切り欠 き 80 3 a， 〜 8 03 c ' 形成部位において磁気抵抗が 増大するので、 磁極を通る磁束が別の磁極に分流しない。 この結果、 第 34図に示す磁極構成を用いた場合に比べ、 出力 ト ルクが約 4倍になる。
好ま し く は、 各々の磁極の一対の磁極片間の幅を増大 させて突極数を減少しかつ励磁コイル装着空間の容積を 増大させるよう にする。 また、 本実施例の電動機本体は、 例えば第 34図の検出コイル及び第 35図の通電制御回 路と共に用いられる。
以下、 本発明の第 1 2の実施例による 2相リラク タン ス型電動機を説明する。
この電動機は、 上記第 4の実施例で用いた第 1 4図の 電動機本体に対応する電動機本体 （図示略） と、 第 1 0 図の位萤検出装匿に対応する位蚩検出装蚩 （第 37図〉 と、 第 1 6図の通電制御回路に対応する通電制御回路 (第 3 8図） とからなる。
第 3 7図の位 g検出装置において、 検出コイル 9 1 0 a, 9 1 0 bは互いに （ 1 80 + 90 ) 度だけ離間して 配されている。 そして、 第 1 0図のコンデンサ 1 1 2 a， 1 1 2 bに対応する整流用の平滑コンデンサは除去され ている。 オペアンブ 9 1 3 a， 9 1 3 bへの入力はその 前段に配されたダイォー ドにより整流されるのでコンデ ンサは必須要素ではない一方で、 コンデンサ除去により 回路の集積化が容易になるからである。 また、 第 32図 の反転回路 7 1 3 d， 7 1 3 eに対応する反転回路 9 1 3 d， 9 1 3 eがオペアンプ 9 1 3 aの後段に設けられ、 オペアンブ 9 1 3 bについても同様の反転回路が設けら れている。 A N D回路 940 a〜 940 dは第 32図の 論理回路 7 1 8と同様に機能する。 第 38図の通電制御 回路の基本構成は第 1 6図の回路と同一で、 但しチヨッ パ回路が除去されている。 図中、 符号 B" 及び C" は励 磁コイル対 M' 及び S， についての通電制御用回路を表 す。
本実施例の電動機の作用は上記第 4の実施例のものと 略同様である。 例えば、 第 37図のオペアンブ 9 1 3 a， 9 1 3 bは第 1 7図の信号 27 1， 272に夫々対応す る矩形波信号を出力する。 オペアンプ 9 1 3 aの後段に 配された反転回路 9 1 3 d及びオペアンプ 9 1 3 bの後 段の反転回路からは、 第 1 7図の信号 27 3， 274に 夫々対応する矩形波信号が送出される。 そして、 AN D 回路 940 a〜 940 dからは第 1 7図の信号 382〜 385に対応する矩形波信号が送出され、 各々の信号は 360度周期でハイ レベル （第 39図に符号 982 a〜 985 aで例示する） となり、 各ハイ レベル信号は 90 度の幅を有する。 上記各実施例の場合と同様、 これら一 連のハイ レベル信号に応じて励磁コイル対 K， ， し， ， M， 及び S ' の対応するものが通電されて第 39図の破 線曲線に沿って変化する励磁電流が流れる。 しかも、 第 32図の位置検出装置について説明したように、 一連の ハイ レベル信号は時間的間隔をおかずに連続して発生す る。 結果と して、 電動機の起動性能が担保される。
そして、 上記各実施例の場合と同様、 ダイオー ド 92 1 a, 92 l b等を介して励磁コィル対に蓄積された磁 気エネルギによ り コンデンサ 947が電源電圧を上回る 電圧まで充電され、 これによ り、 通電停止したコイル対 に流れる励磁電流が迅速に立ち下がり、 反 トルクの発生 を防止する。 また、 コンデンサ充電電圧は通電開始した コイル対に流入して当該コイル対に流れる励磁電流の立 ち上がり を迅速にし、 減 トルクの発生を防止する。
説明の便宜上、 上記各実施例の説明では各実施例の構 成， 作用， 効果上の特徴を特に指摘しない場合があるが、 各実施例は、 勿論、 これに関連する実施例について説明 した特徴を備える。
本発明は上述の実施例に限定されず、 種々の変形が可 能である。
例えば、 上記各実施例において、 スイッチング素子と しての ト ランジスタ （例えばトランジスタ 20 a ) に代 えてその他の半導体素子を使用しても良い。 また、 上記 第 1の実施例ではチヨツバ制御により トランジスタ 20 a, 2 0 c， 2 0 eをオンオフさせたが、 トランジスタ 20 a, 20 bおよびト ランジスタ 20 c， 20 dなら びにト ランジスタ 20 e， 20 f をオンオフさせても良 い。 その他の実施例についても同様の変形が可能である。 また、 各相位置検出信号を従来の Y型接統直流電動機に 装備される AN D回路からなる公知の手段により発生可 能である。 但し、 この場合には位萤検出信号間たとえば 信号 2 8 a， 2 9 a間に時間的な空隙が発生し易く、 3 相片波電動機では起動トルクが発生できないと云う不都 合を生じることがある。
上記各実施例では位置検出信号を得るべく検出コイル を回転子の突極に臨んで配したが、 回転子と同一形状の アルミニューム板を回転子と同期回転可能に設けると共 に検出コイルをアルミニューム板の突部に対向して配し ても良い。 また、 回転子と同期回転するマグネッ ト回転 子の磁極に磁気抵抗素子を対向して配し、 磁気抵抗素子 の出力変化を位置検出信号として検出しても良い。
さらに、 各相励磁コイルへの通電時における非励磁磁 極を通る漏れ磁束をさらに小さくすべく、 電機子の磁極 の各々を互いに幅が等し くかつ等間隔に配される一対の 磁極歯で構成すると共に一対の磁極齒を夫々 N極， S極 に磁化して一方の磁極歯からの漏れ磁束を他方の磁極歯 で消滅させるようにしても良い。 この場合、 例えば第 1 の実施例では回転子 1 に 1 6個の突極を設ける。 電動機 の出力 トルクは 2倍になる。 さらに、 電機子の磁極の各 々を、 互いに幅が等しくかつ等間隔に配された n対の磁 極歯で構成すると共に、 回転子の突極の数をこれに応じ て増加させても良く、 この場合、 出力トルクは n倍にな る。
上記各実施例では回転振動防止のために一対の励磁コ ィルの卷数を互いに相違させたが、 これに代えて、 例え ば第 1 の実旌例において回転軸 5を第 1図の破線 3の片 側 （右上方） に約 2 0 偏心させた状態で軸受けにより 支持するようにしても良い。 この場合、 磁極 1 6 bと突 極 1 b間の空隙が一番小さくなり、 磁極 1 6 aと突極 1 a間および磁極 1 6 c と突極 1 d間の空隙が少し大きく なる。 従って、 回転子 1 は回転中に破線 3に関して右上 方に作用する力のみを受け、 回転振動防止が図られる。 また、 磁極 1 6 a〜 1 6 cの突出長さをその他の磁極の 長さよ りも約 2 0 2だけ長く して空隙長を小さく し、 同 様の回転振動防止作用を達成するようにしても良い。
なお、 上記第 1 の実施例の通電制御回路 （第 4図） の 直流電源正端子 2 a側に上記逆流 止用ダイオー ド 1 8 に対応するダイオー ドを挿入することによ り、 第 1の実 施例に係る電動機をして低電圧の直流電源を用いた場合 にも作動可能としても良い。 そして、 上記各実施例では 所要数の逆流防止用ダイオ- ドを直流電源正端子側に挿 入したが、 当該ダイオー ドを直流電源負端子側に挿入し ても良い。
又、 第 2の実施例においても、 第 1の実施例の場合と 同様、 通電開始時期を早めて出力トルク特性を平坦化し ても良い。
第 4の実施例の電動機の通電制御回路において、 オペ アンプ 2 4 0 aの出力端子に微分回路を設けると共に出 力側を ト ランジスタ 2 4 1 aのべ一スに接繞した単安定 回路を微分回路の後段に設け、 更に、 オペアンプ 2 4 0 bと ト ランジスタ 2 4 1 b間に同様の微分回路及び単安 定回を介設しても良い。 この場合、 励磁コイル対 K， に 流れる励磁電流が端子 2 4 0に印加される基準電圧に対 応する設定値を上回ったときにオペアンプ 2 4 0 aから 送出されるハイ レベル出力に応じて微分回路からパルス が送出されると、 単安定回路から所定幅のハイレベル出 力がト ランジスタ 2 4 1 aのベースに印加され、 該トラ ンジスタが不導通になる。 その後、 励磁電流が設定値を 下回ると トランジスタが再び導通する。 斯かる動作が繰 り返されてチヨツバ制御が行われる。 その他の励磁コィ ル対についても同様のチヨツバ制御が行われる。 第 3の 実施例についても同様の変形が可能である。
上記第 5の実施例において、 第 4の実施例における位 置検出信号の相隣るもの同士の論理和を位 g検出信号と したが、 これら信号の一方の立ち上がり及び他方の立ち 下がりに応じて発生する微分パルスをフリヅブフロッブ 回路のセッ ト入力端子及びリセッ ト入力端子に印加し、 当該フリ ップフロップ回路のセッ ト出力端子からの信号 を位 g検出信号として用いても良く、 これにより、 一連 のハイ レベルの位置検出信号を連統的に発生でき、 電動 機が確実に自起動する。 この場合、 励磁電流の立ち下が りが遅延しても、 この遅延に起因して反トルクは発生し ない。
第 6の実施例において、 第 5の実施例の通電制御回路 からチヨツバ回路を除去した通電制御回路を説明したが、 この通電制御回路は第 3及び第 4の実施例にも適用可能 である。 また、 第 7の実施例において説明したチヨツバ 回路を第 4及び第 5の実施例に装備可能である。
第 8の実施例では回転子を電機子の半径方向外方に設 けたが、 電機子の半径方向内方に設けても良い。 また、 第 8の実施例ではコス ト低減および耐熱性向上のために 位置検出素子と して 2つの検出コイルを用いたが、 これ に限定されない。 例えば、 夫々 1 2 0度の幅の N極， S 極， 無磁極部を設けた回転体と 2つのホール素子との組 合せを用いても良い。
また、 第 4 0図に示す形状の磁極を用いて電動機出力 トルクの増大を図っても良い。 即ち、 リラクタンス型電 動機は、 励磁された磁極が磁気的に飽和した後にも励磁 電流に比例しかつマグネッ ト型直流電動機の出力トルク よりも大きい出力トルクを発生可能で、 この出力トルク は第 2 8図を参照して説明したように洩れ磁束に起因し て発生する。 第 4 0図の磁極 1 6 aの形状は上記特性に 着目して創案したもので、 回転子の回転方向における磁 極 1 6 aの磁路開放端間の幅 Zは磁極の幅よりも小さく されている。 この場合、 磁極コイル 1 7 aの或る部分が 飽和したとき磁極開放端は過飽和となり、 洩れ磁束ひい ては出力トルクが増大する。
上記夫々の変形例は、 上述の変形例説明において説明 の便宜上特に指摘しない実施例にも適用可能である。

Claims

請 求 の 範 囲
複数の突極を有する回転子と励磁コイルが夫々嵌装 された複数の磁極を有する電機子とを有するリラクタ ンス型電動機において、 前記複数の励磁コイルに対応 する数の位匿検出信号を前記回転子の回転位箧に応じ て順次送出するための位 S検出装置と、 直流電源と、 前記直流電源に接続され前記位置検出信号に応じて前 記励磁コイルを順次通電させるための通電制御回路と、 各前記励磁コイルへの通電の停止時に当該通電停止さ れた励磁コィルに蓄積された磁気エネルギを前記通電 停止時に通電開始される別の励磁コイルに流入させる ことによ り、 当該蓄稹磁気エネルギを急速に消滅させ ると共に前記別の励磁コイルに流れる励磁電流を急速 に立ち上がらせるための回路手段とを備えることを特 徴とするリラク タンス型電動機。
. 複数の突極を有する回転子と励磁コイルが夫々嵌装 された複数の磁極を有する電機子とを有する リラク タ ンス型電動機において、 複数の位置検知信号よ りなる 第 1 の位置検知信号群および前記複数の位 g検知信号 の対応するものに対して夫々所定の位相差を有する複 数の位箧検知信号よ り なる第 2の位置検知信号群を前 記回転子の回転位置に応じて嬾次送出するための位蚩 検知装置と、 直流電源と、 前記直流電源に接続され前 記第 1 の位 g検知信号群に応じて第 1 の励磁コイル群 をなす励磁コ イルを順次通電させると共に前記第 2の 位 g検知信号群に応じて第 2の励磁コイル群をなす励 磁コイルを順次通電させるための通電制御回路と、 各 前記励磁コィルへの通電の停止時に当該通電停止され た励磁コイルに蓄積された磁気エネルギを前記通電停 止時に通電開始される別の励磁コィルに流入させるこ とによ り、 当該蓄積磁気エネルギを急速に消滅させる と共に前記別の電機子コィルに流れる電機子電流を急 速に立ち上がらせるための回路手段とを備えるリラク タンス型電動機。
3 . 各前記励磁コイルに流れる励磁電流が上限値を上回 つたときに当該励磁コ イルへの通電を停止させると共 に前記励磁電流が下限値を下回ったときに通電を再開 させるためのチヨツバ回路を含む請求の範囲第 1項ま たは第 2項記載のリラクタンス型電動機。
4 . 前記位箧検知装 gは、 前記位 g検知信号の夫々を時 間的に互いに重畳させることなくかつ連続的に順次発 生するようにされ、 各該位 g検知信号は所定電気角の 幅を有する請求の範囲第 1項または第 2項記載のリラ クタンス型電動機。
5 . 前記位 g検知装置は、 互いに所定の電気角だけ離間 して前記電機子に固定され前記位置検知信号を発生す るための複数の位置検知素子を含む請求の範囲第 1項 または第 2項記載のリラクタン'ス型電動機。
6 . 前記夫々の位置検知素子は、 前記位匿検出装蚩をし て最大トルク発生区間において各前記励磁コィルへの 通電を行わせるに足る前記位置検知信号を発生可能と する配設位匿に固定される請求の範囲第 5項記載のリ ラク タ ンス型電動機。
. 前記通電制御回路は、 各前記励磁コイルに夫々接統 された ト ランジスタを含み、 各前記位 g検出信号に応 じて前記 ト ランジスタを導通， 遮断させる請求の範囲 第 1 項または第 2項記载のリラク タンス型電動機。
. 前記回路手段は、 前記直流電源と各前記励磁コイル 間に介在し前記磁気エネルギの前記直流電源への還流 を阻止するためのダイオー ドを含む請求の範囲第 1 項 または第 2項記載のリ ラクタンス型電動機。
. 互いに 1 2 0度電気角の間隔をおいて配された 3つ の位置検出素子を有し回転子の突極の回転位 gに応じ て第 1 〜第 3相の位置検出信号を発生させるための位 置検出装置と、 第 1 〜第 3相の励磁コイルの両端に夫 々接続されると共に各々がこれに対応する励磁コイル と接統体を構成するスイッチング素子と、 前記スイ ツ チング素子の対応するものに夫々逆接続ざれたダイォ ー ド と、 各前記位置検出信号に応じて前記スィッチン グ素子の対応するものを当該位 g検出信号の幅に対応 する期間にわた り導通させて前記第 1 〜第 3相の励磁 コイルの対応するものを通電させるための通電制御回 路と、 各前記励磁コイルの通電電流を基準電圧に対応 する設定値に保持するためのチヨツバ回路と、 各前記 励磁コ イルの通電開始時及び通電停止時に夫々発生す る減トルクおよび反トルクを抑制するに足る大きさの 電圧を前記通電制御回路に供耠するための直流電源と を備え、 前記位置検出素子は、 固定子に固定されると 共に前記位箧検出装置をして前記第 1〜第 3相の励磁 コイルの通電に伴って最大かつ平坦な電動機出力トル クを発生させるに足る前記位置検出信号を発生可能と する配設位匿に配される 3相片波通電のリラクタンス 型電動機。
1 0 . 前記直流電源に対して順方向に挿入された逆流防 止用ダイオー ドをざらに含み、 相ついで発生する位 g 検出信号の一方が消滅しかつ他方が発生するときに前 記一方の位 g検出信号に閬連する励磁コィルに蓄積さ れた磁気エネルギが前記直流電源に還流することを前 記逆流防止用ダイォー ドにより阻止すると共に前記磁 気エネルギを前記他方の位箧検出信号に関連する励磁 コイルでの蓄積磁気エネルギに急速に転換し、 これに より前記減トルク及び反トルクを最小にする請求の範 囲第 9項記載の 3相片波通電のリラクタンス型電動機。
1 1 . 前記回転子は、 互いに同一の幅を有しかつ等間隔 で配された 8つの突極を有し、 前記固定子は、 前記突 極と同一の幅を夫々有すると共に互いに等間隔かつ前 記突極と僅かな間隙をおいて夫々配された 6'つの磁極 を有する請求の範囲第 9項または第 1 0項記載の 3相 片波通電のリラクタンス型電動機。
1 2 . 前記回転子の回転軸に関して互いに対称に配され た 2つの磁極に夫々装着され互いに接統された 2つの 励磁コイルから夫々なる 3つの励磁コイル対を設け、 各該励磁コイル対の一方の励磁コイルの卷数を他方の 励磁コ イルの卷数よりも所定巻数だけ大きく設定し、 これにより磁極と突極間において回転子半径方向に作 用する磁気吸引力が機械角 1 8 0度以内の領域でのみ 変化可能とした請求の範囲第 9項または第 1 0項記载 の 3相片波通電のリラクタンス型電動機。
3 . 前記突極と前記固定子の一側半周に配された磁極 との間において回転子半径方向に作用する磁気吸引力 と、 前記突極と前記固定子の他側半周に配された磁極 との間において前記回転子半径方向に作用する磁気吸 引力とに僅かな差が発生するように、 前記磁極と前記 突極間の夫々の間隙長を設定した請求の範囲第 9項ま たは第 1 0項記载の 3相片波通電のリラクタンス型電 動機。
4. 互いに 9 0度電気角の間隔をおいて配された 2つ の位置検出素子を有し、 回転子の突極の回転位箧に応 じて、 互いに時間的に重昼せずかつ互いに連続しかつ 9 0度電気角の幅を夫々有する第 1 〜第 4の位置検出 信号を発生させるための位置検出装置と、 第〗相の励 磁コ イル対をなす第 1 及び第 2の励磁コイルと、 第 2 相の励磁コイル対をなす第 3及び第 4の励磁コイルと、 前記第 1〜第 4の励磁コイルの両端に夫々接統ざれた ト ランジスタと、 前記第 1 〜第 4の位匮検出信号に応 じて前記夫々の トランジスタをサイクリックに付勢し て直流電源から前記第 1〜第 4の励磁コ イルの対応す るものへの通電を行い、 一方向の電動機出力トルクを 発生させるための通電制御回路と、 各前記励磁コイル と前記トランジスタのこれに対応するものとの接続体 に夫々並列に逆接統されたダイオー ドと、 前記直流電 源と前記通電制御回路間において前記直流電源に対し て順方向に挿入された逆流防止用ダイオードと、 前記 通電制御回路と前記直流電源間において前記直流電源 と並列に接統されたコンデンサと、 前記位置検出装匿 をして各前記励磁コィルの通電区間を最大トルク発生 区間に合致させるに足る前記位 g検出信号を発生可能 とする配設位置に前記位 g検出素子が固定された電機 子と、 各前記位置検出信号の消滅時に、 前記逆接続ざ れたダイォー ドを介する当該位 g検出信号に関連する 励磁コ イルに蓄積された磁気エネルギの前記直流電源 への還流を前記逆流防止用ダイオー ドと協働して阻止 すると共に前記蓄積磁気エネルギを前記信号消滅時に 発生する別の位置検出信号に関連する別の励磁コイル に流入させるための回路手段とを備え、 これにより、 前記蓄積磁気エネルギの放出に伴う反トルクの発生及 び前記別の励磁コイルに流れる励磁電流の立ち上がり の遅れに伴う減トルクの発生を除去して高速で運転可 能と した 2相リ ラクタンス型電動機。
1 5 . 前記通電制御回路と前記直流電源間に順方向接統 されたダイオー ドと、 前記通電制御回路と前記直流電 源間に挿入された半導体スイ ッチング素子と、 前記半 導体スイ ッチング素子を導通， 遮断させて各前記励磁 コイルの励磁電流を所定範囲内に制御するためのチヨ ツバ回路とを含む請求の範囲第 1 4項記載の 2相リラ ク タンス型電動機。
6 . 2つの位蚩検出素子を有し、 回転子の突極の回転 位萤に応じて、 互いに時間的に重昼せずかつ互いに連 統しかつ 1 8 0度電気角の幅を夫々有する複数の位置 検出信号からなる第 1 の位置検出信号群及び互いに時 間的に重畳せずかつ互いに連続しかつ 9 0度電気角の 幅を夫々有する複数の位匿検出信号からなる第 2の位 置検出信号群を発生させるための位置検出装 gと、 第 1 及び第 2の励磁コイルからなる第 1 相の励磁コイル 対と、 第 3及び第 4の励磁コイルからなる第 2相の励 磁コ イル対と、 前記第 1 〜第 4の励磁コ イルの両端に 夫々接続された ト ランジスタと、 前記第 1 の位蚩検出 信号群に応じて前記 ト ランジスタのうちの前記第 1， 第 2の励磁コ イルに夫々関連するものを交互に付勢す ると共に前記第 2の位 g検出信号群に応じて前記 ト ラ ンジスタのうちの前記第 3， 第 4の励磁コイルに夫々 関連するものを交互に付勢して直流電源から前記第 1 〜第 4の励磁コ イルの対応する のへの通電を行い、 —方向の電動機出力 ト ルクを発生させるための通電制 御回路と、 各前記励磁コイルと前記 ト ランジスタのこ れに対応するものとの接続体に夫々並列に逆接続され たダイオー ドと、 前記直流電源と前記通電制御回路間 において前記直流電源に対して夫々順方向に挿入され た逆流防止用ダイオー ドと、 前記通電制御回路と前記 直流電源間において前記直流電源と夫々並列に接統さ れたコンデンサと、 前記第 1〜第 4の励磁コイルが夫 々装着された磁極を有すると共に、 前記位置検出装置 をして各前記磁極への前記突極の任意の一つが侵入す る回転子回転位箧よりも所定電気角だけ手前の回転位 置において各前記励磁コイルへの通電を開始させるに 足る位置検出信号を発生可能とする配設位 gに前記位 箧検出素子が固定された電機子と、 各前記位置検出信 号の消滅時に、 前記逆接繞されたダイオー ドを介する 当該位置検出信号に閬連する励磁コイルに蓄積された 磁気エネルギの前記直流電源への遣流を前記逆流防止 用ダイオー ドと協働して阻止すると共に前記蓄積磁気 エネルギを前記信号消滅時に発生する別の位匿検出信 号に関連する別の励磁コイルに流入させるための回路 手段とを備え、 これによ り、 前記蓄稹磁気エネルギの 放出に伴う反トルクの発生及び前記別の励磁コィルに 流れる励磁電流の立ち上がりの遅れに伴う減トルクの 発生を除去して電動機の高速運転を可能とした 2相リ ラク タンス型電動機。
7 . 各前記逆流防止用ダイオー ドと前記直流電源間に 夫々挿入された半導体スイッチング素子と、 前記夫々 の半導体スイ ッチング素子を導通， 遮断させて各前記 励磁コ イルの励磁電流を所定範囲内に制御するための チヨ ツバ回路とを含む請求の範囲第 1 6項記載の 2相 リラク タンス型電動機。
8 . 互いに 1 2 0度電気角だけ離隔して配された 3つ の位 g検出素子を有し、 回転子の突極の回転位匱に応 じて、 互いに時間的に重畳せずかつ互いに連統した複 数の位置検出信号からなる第 1 の位蚩検出信号群及び 互いに時間的に重畳せずかつ互いに連統しかつ前記第 1 の位置検出信号群の対応するものと 6 0度電気角の 位相差を夫々有する複数の位蚩検出信号からなる第 2 の位置検出信号群を発生ざせるための位置検出装萤と、 第 1 及び第 2の励磁コイルからなる第 1 相の励磁コィ ル対と、 第 3及び第 4の励磁コ イルからなる第 2相の 励磁コ イル対と、 第 5及び第 6の励磁コイルからなる 第 3相の励磁コ イル対と、 前記第 1 〜第 6の励磁コィ ルの両端に夫々接統された ト ランジスタ と、 前記第 1 の位 g検出信号群に応じて前記 ト ランジスタのうちの 前記第 1， 第 3及び第 5の励磁コイルに夫々関連する ものをサイク リ ックに付勢すると共に前記第 2の位 g 検出信号群に応じて前記 ト ランジスタのうちの前記第 2 , 第 4及び第 6の励磁コイルに夫々関連するものを サイ ク リ ック に付勢して直流電源から前記第 1 〜第 6 の励磁コイルの対応するものへの通電を行い、 一方向 の電動機出力 ト ルクを発生させるための通電制御回路 と、 各前記励磁コイルと前記 ト ランジスタのこれに対 応するものとの接続体に夫々並列に逆接続されたダイ ォー ドと、 前記直流電源と前記通電制御回路間におい て前記直流電源に対して夫々順方向に挿入ざれた逆流 防止用ダイオー ドと、 前記通電制御回路と直流電源間 δ において前記直流電源と夫々並列に接続されたコンデ ンサと、 前記位蚩検出装置をして各前記励磁コイルの 通電区間を最大トルク発生区間に合致させるに足る前 記位箧検出信号を発生可能とする配設位置に前記位置 検出素子が固定された電機子と、 各前記位匿検出信号0 の消滅時に、 前記逆接統されたダイオー ドを介する当 該位萤検出信号に閬連する励磁コイルに蓄積された磁 気エネルギの前記直流電源への還流を前記逆流防止用 ダイオー ドと協働して阻止すると共に前記蓄積磁気ェ ネルギを前記信号消滅時に発生する別の位 g検出信号5 に閬連する別の励磁コイルに流入させるための回路手 段とを備え、 これによ り、 前記蓄積磁気エネルギの放 出に伴う反トルクの発生及び前記別の励磁コィルに流 れる励磁電流の立ち上がりの遅れに伴う減トルクの発 生を除去して高速で運転可能とした 3相リラクタンス0 型電動機。
1 9 . 各前記逆流防止用ダイオー ドと前記直流電源間に 夫々挿入された半導体スイッチング素子と、 前記夫々 の半導体スイッチング素子を導通， 遮断させて各前記 励磁コ イルの励磁電流を所定範囲内に制御するための5 チヨツバ回路とを含む請求の範囲第 1 8項記載の 3相 リラク タンス型電動機。
0 . 互いに （ 6 0 + 1 2 0 n ) 度電気角 （ nは正の整 数） だけ離隔して配された 2つの位置検出素子および 回転子と同期回転自在にされた位置検出用の回転体に 設け られると共に各前記位 g検出素子との問での物理 的相互作用の度合を互いに異にしかつ夫々 1 2 0度電 気角の幅を有する 3つの被検出部材を n組含んでなる 被検出部を有し、 前記回転体の回転位置に応じて、 夫 々 1 2 0度電気角の幅を有すると共に互いに時間的に 重疊せずかつ互いに連続した複数の位 S検出信号から なる第 1 の位！:検出信号群及び互いに時間的に重昼せ ずかつ互いに連統しかつ前記第 1 の位置検出信号群の 対応するものと 6 0度電気角の位相差を夫々有する複 数の位 g検出信号からなる第 2の位箧検出信号群を発 生させるための位置検出装匿と、 第 1 及び第 2の励磁 コイルからなる第 1 相の励磁コ イル対と、 第 3及び第 4の励磁コイルからなる第 2相の励磁コ イル対と、 第 5及び第 6の励磁コイルからなる第 3相の励磁コイル 対と、 前記第 1 〜第 6の励磁コ イルの両端に夫々接統 された ト ランジスタと、 前記第 1 の位置検出信号群に 応じて前記 ト ランジスタのうちの前記第 1， 第 3及び 第 5の励磁コ イルに夫々閬連するものをサイク リ ック に付勢すると共に前記第 2の位萤検出信号群に応じて 前記 ト ランジスタのうちの前記第 2 , 第 4及び第 6の 励磁コ イルに夫々関連するものをサイク リ ックに付勢 して直流電源から前記第 1〜第 6の励磁コイルの対応 するものへの通電を行い、 一方向の電動機出力トルク を発生させるための通電制御回路と、 前記直流電源と 前記通電制御回路間に夫々順方向に挿入されたダイォ ー ドと、 前記通電制御回路の直流電源側に夫々並列に 接铳された小容量のコンデンサと、 前記直流電源と前 記ダイォー ド間に夫々挿入された半導体スィツチング 素子と、 前記夫々の半導体スイッチング素子を導通， 遮靳させて各前記励磁コィルの励磁電流を所定範囲内 に制御するためのチヨツバ回路とを備え、 前記位箧検 出素子を電機子に固定すると共に前記位箧検出装置を して各前記励磁コイルの通電区間を最大トルク発生区 間に合致させるに足る前記位置検出信号を発生可能と する配設位蛋に配した 3相リラクタンス型電動機。 2 1 . 前記回転体は偏平な逆カップ状に形成されると共 に中央部が回転軸の上端が固定され、 前記回転子は前 記回転体の内周面に固定されると共に互いに等間隔で 配された 7つの突極を有し、 前記電機子は前記第 1 〜 第 6の励磁コイルが夫々装着されると共に互いに等間 隔で配された磁極を有する請求の範囲第 2 0項記載の 3栢リ ラクタンス型電動機。
2 2 . 前記回転体の回転速度を表す信号を発生するため の速度検出器を含み、 前記チヨ パ回路は、 前記速度 検出器の出力に基づいて各前記励磁コイルの励磁電流 を前記電動機の負荷に応じて制御して前記電動機を定 速運転させる請求の範囲第 2 0項または第 2 1 項記載 の 3相リラク タンス型電動機。
3 . 2つの位置検出素子を有し、 回転子の突極の回転 位置に応じて、 互いに時間的に重昼せずかつ互いに連 統しかつ 9 0度電気角の幅を夫々有する第 1 〜第 4の 位 g検出信号を発生させるための位蚩検出装置と、 第 1 相の励磁コイル対をなす第 1 及び第 2の励磁コィル と、 第 2相の励磁コイル対をなす第 3及び第 4の励磁 コイルと、 前記第 1 〜第 4の励磁コイルの両端に夫々 接铳された ト ランジスタと、 前記第 1 〜第 4の位置検 出信号に応じて前記第 1， 第 3， 第 2及び第 4の励磁 コイルに夫々接続した前記ト ランジスタを導通させる ための通電制御回路と、 直流電源と、 前記直流電源か ら各前記励磁コイルへの通電を許容するように直流電 源に対して順方向に挿入ざれた逆流防止用ダイオー ド と、 前記位 g検出装置をして各前記励磁コイルの通電 区間を最大 トルク発生区間に合致させるに足る前記位 置検出信号を発生可能とする配設位置に前記位蚩検出 素子が固定された電機子と、 各前記位匿検出信号の消 滅時に、 当該位 g検出信号に関連する励磁コイルに蓄 積ざれた磁気エネルギの前記直流電源への還流を前記 逆流防止用ダイオー ド と協働して阻止すると共に前記 蓄積磁気エネルギを前記信号消滅時に発生する別の位 匿検出信号に関連する別の励磁コィルでの蓄積磁気ェ ネルギに転化させるための回路手段とを備え、 これに より、 各前記励磁コイルの励磁電流の立ち上がり及び 立ち下がりを迅速として反トルク及び減トルクの発生 を抑制すると共に前記直流電源に低電圧タイブのもの を使用可能とした 2相リラクタンス型電動機。
2 4. 3つの位 g検出素子を有し、 回転子の突極の回転 位匿に応じて、 互いに時間的に重畳せずかつ互いに連 铳すると共に夫々 1 2 0度電気角の幅を有する第 1 〜 第 3の位置検出信号及び互いに時間的に重畳せずかつ 互いに連続すると共に夫々 1 2 0度電気角の幅を有し かつ前記第 1の位置検出信号群の対応するものと 6 0 度電気角の位相差を夫々有する第 4〜第 6の位置検出 信号を発生させるための位蚩検出装 gと、 前記第 1 〜 第 6の励磁コイルの両端に夫々接続された トランジス タと、 前記第 1 〜第 6の位 g検出信号に応じて前記ト ランジスタの前記第 1， 第 3， 第 5， 第 2， 第 4及び 第 6の励磁コイルに夫々関連するものを導通させるた めの通電制御回路と、 直流電源と、 前記直流電源と前 記通電制御回路間において前記直流電源に対して夫々 順方向に挿入され前記直流電源から前記通電制御回路 への電力供給を許容する逆流防止用ダイオー ドと、 前 記位置検出装置をして各前記励磁コイルの通電区間を 最大トルク発生区間に合致させるに足る前記位置検出 信号を発生可能とする配設位置に前記位置検出素子が 固定された電機子と、 各前記位蚩検出信号の消滅時に、 当該位置検出信号に関連する励磁コイルに蓄積された 磁気エネルギの前記直流電源への還流を前記逆流防止 用ダイオー ドと協働して阻止すると共に前記蓄積磁気 エネルギを前記信号消滅時に発生する別の位置検出信 号に関連する別の励磁コイルに流入させるための回路 手段とを備え、 これにより、 各前記励磁コイルの励磁 電流の立ち上がり及び立ち下がりを迅速として反トル ク及び減トルクの発生を抑制すると共に前記直流電源 に低電圧タイプのものを使用可能とした 3相リラクタ ンス型電動機。
2 5 . 3つの位 g検出素子を有し、 回転子の突極の回転 位'置に応じて、 互いに時間的に重畳せずかつ互いに連 続すると共に夫々 1 2 0度電気角の幅を有する第 1 〜 第 3の位匿検出信号を発生させるための位蚩検出装 g と、 前記第 1 〜第 3の位箧検出信号に応じて第 1〜第 3の励磁コイルの両端に夫々接統された トランジスタ を導通させるための通電制御回路と、 直流電源と、 前 記直流電源と前記通電制御回路間において前記直流電 源に対して順方向に挿入され前記直流電源から前記通 電制御回路への電力供給を許容する一つの逆流防止用 ダイオー ドと、 前記位置検出装置をして各前記励磁コ ィルの通電区間を最大 トルク発生区間に合致させるに 足る位置検出信号を発生可能とする配設位 gに前記位 匿検出素子が固定された電機子と、 各前記位置検出信 号の消滅時に、 当該位萤検出信号に関連する励磁コィ ルに蓄積された磁気エネルギの前記直流電源への還流 を前記逆流防止用ダイオー ドと協働して阻止すると共 に前記蓄積磁気エネルギを前記信号消滅時に発生する 別の位置検出信号に閬連する別の励磁コイルに流入さ せるための回路手段とを備え、 これによ り、 各前記励 磁コイルの励磁電流の立ち上がり及び立ち下がりを迅 速と して反トルク及び減トルクの発生を抑制すると共 に前記直流電源に低電圧タイプのものを使用可能とし た 3相リラクタンス型電動機。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0524318A4 (ja) * 1991-02-12 1994-02-16 Kabushikigaisha Sekogiken
EP0528046A4 (ja) * 1991-03-07 1994-02-23 Kabushikigaisha Sekogiken
JP7423796B2 (ja) 2020-01-30 2024-01-29 テルモ カーディオバスキュラー システムズ コーポレイション ステッピングモータ駆動システム及びチュービングオクルーダーシステム

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07236296A (ja) * 1994-02-22 1995-09-05 Secoh Giken Inc １個の位置検知素子により３相の位置検知信号を得る装置
US6262510B1 (en) 1994-09-22 2001-07-17 Iancu Lungu Electronically switched reluctance motor
WO1997018617A1 (en) * 1995-11-15 1997-05-22 Palmer, Charles, L. Method and apparatus for improving the efficiency of a permanent magnet motor
US5661381A (en) * 1996-02-15 1997-08-26 Dana Corporation Apparatus for external inductance sensing for variable-reluctance motor commutation
CN111371143B (zh) * 2020-03-24 2022-05-27 北京经纬恒润科技股份有限公司 一种充放电系统

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5418018A (en) * 1977-07-11 1979-02-09 Ricoh Co Ltd Pulse motor drive circuit
JPS54102508A (en) * 1978-01-31 1979-08-13 Nippon Pulsmotor Co Ltd Coil current controlling pulse motor drive gear
JPS63220791A (ja) * 1987-03-09 1988-09-14 Secoh Giken Inc 高速電動機

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4164696A (en) * 1977-08-10 1979-08-14 Teletype Corporation Stepping motor excitation
JPH0695824B2 (ja) * 1985-01-14 1994-11-24 株式会社日立製作所 磁石式直流機の固定子
SE454928B (sv) * 1986-10-10 1988-06-06 Ems Electronic Motor Systems Drivanordning for en reluktansmotor

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5418018A (en) * 1977-07-11 1979-02-09 Ricoh Co Ltd Pulse motor drive circuit
JPS54102508A (en) * 1978-01-31 1979-08-13 Nippon Pulsmotor Co Ltd Coil current controlling pulse motor drive gear
JPS63220791A (ja) * 1987-03-09 1988-09-14 Secoh Giken Inc 高速電動機

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP0422226A4 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0524318A4 (ja) * 1991-02-12 1994-02-16 Kabushikigaisha Sekogiken
EP0528046A4 (ja) * 1991-03-07 1994-02-23 Kabushikigaisha Sekogiken
JP7423796B2 (ja) 2020-01-30 2024-01-29 テルモ カーディオバスキュラー システムズ コーポレイション ステッピングモータ駆動システム及びチュービングオクルーダーシステム

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