TWI842317B - 電源供應電路及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

一種電源供應電路包含一電壓產生電路、一過電流保護電路以及一功率開關電路。電壓產生電路用以產生一第一電壓。過電流保護電路用以依據一參考電壓以及一感測電壓產生一比較電壓。過電流保護電路中的一電壓箝制電路用以依據第一電壓以及比較電壓產生一第二電壓。功率開關電路用以依據第二電壓以及一輸入電壓產生一輸出電流。感測電壓產生於功率開關電路中的一節點且相關於輸出電流。

Description

電源供應電路及其控制方法
本揭示是關於電源供應電路的技術。特別關於一種具有過電流保護機制的電源供應電路及其控制方法。
隨著半導體的發展，現今已發展出各種電路。在實際應用中，許多電路中會設置有一或多個功率開關。藉由控制此一或多個功率開關可提供輸出電流至後端的負載以使負載正常運作。然而，當負載過大時，將會導致過大的輸出電流流經此一或多個功率開關，甚至造成電路燒燬。
本揭示之一些實施方式是關於一種電源供應電路。電源供應電路包含一電壓產生電路、一過電流保護電路以及一功率開關電路。電壓產生電路用以產生一第一電壓。過電流保護電路用以依據一參考電壓以及一感測電壓產生一比較電壓。過電流保護電路中的一電壓箝制電路用以依據第一電壓以及比較電壓產生一第二電壓。功率開關 電路用以依據第二電壓以及一輸入電壓產生一輸出電流。感測電壓產生於功率開關電路中的一節點且相關於輸出電流。
本揭示之一些實施方式是關於一種電源供應電路的控制方法。控制方法包含以下操作：由一電壓產生電路產生一第一電壓；由一過電流保護電路依據一參考電壓以及一感測電壓產生一比較電壓；由過電流保護電路中的一電壓箝制電路依據第一電壓以及比較電壓產生一第二電壓；以及由一功率開關電路依據第二電壓以及一輸入電壓產生一輸出電流。感測電壓產生於功率開關電路中的一節點且相關於輸出電流。
100,600:電源供應電路
110,610:電壓產生電路
120,620:過電流保護電路
122,622:電壓箝制電路
130,630:功率開關電路
132,632:感測電路
612:直流電壓源
700:控制方法
VCHP,V1:第一電壓
VG,V2:第二電壓
Q1-Q4,M1-M4,M7-M8,T1-T2,T4-T5:電晶體
M5-M6,T3:功率開關
C1-C4:耦合電容
B1-B4:反相器
VIN1,VIN2:輸入電壓
CLK:時脈訊號
VREF1,VREF2:參考電壓
VCS1,VCS2:感測電壓
VOCP,V4:比較電壓
VOCP’,V4’:反相比較電壓
R1-R4,R01-R02:電阻
OP1,OP3:比較器
OP2,OP4:運算放大器
N1-N7,O1-O4:節點
GND:地端
ICC1,ICC2:輸出電流
VCC1,VCC2:輸出電壓
IB1:電流
VMID,VX,VY,VPL,V3:電壓
L:負載
D1-D3:時間區間
TP1:時間點
P1,P2,P3:路徑
A1:線性區
A2:飽和區
S710,S720,S730,S740:操作
為讓本揭示之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能夠更明顯易懂，所附圖式之說明如下：第1圖是依照本揭示一些實施例所繪示的一電源供應電路的示意圖；第2圖是依照本揭示一些實施例所繪示的第1圖電源供應電路的波形圖；第3圖是依照本揭示一些實施例所繪示的第1圖電源供應電路於一正常模式下的示意圖；第4圖是依照本揭示一些實施例所繪示的第1圖電源供應電路於一過電流模式下的示意圖； 第5圖是依照本揭示一些實施例所繪示的一功率開關的特性示意圖；第6圖是依照本揭示一些實施例所繪示的一電源供應電路的示意圖；以及第7圖是依照本揭示一些實施例所繪示一電源供應電路的一控制方法的流程圖。
在本文中所使用的用詞『耦接』亦可指『電性耦接』，且用詞『連接』亦可指『電性連接』。『耦接』及『連接』亦可指二個或多個元件相互配合或相互互動。
參考第1圖。第1圖是依照本揭示一些實施例所繪示的電源供應電路100的示意圖。
以第1圖示例而言，電源供應電路100包含電壓產生電路110、過電流保護電路120以及功率開關電路130。電壓產生電路110耦接過電流保護電路120。過電流保護電路120耦接功率開關電路130。
電壓產生電路110用以於節點N1產生第一電壓VCHP。第1圖中的電壓產生電路110為一電荷泵(用以透過過電流保護電路120間接地控制功率開關電路130中的N型功率開關M5-M6)，但本揭示不以此為限。N型功率開關的電子飄移率較快，因此具有較小面積的優點。
以第1圖示例而言，電壓產生電路110包含電晶體Q1-Q4、耦合電容C1-C4以及反相器B1-B2，其中電 晶體Q1-Q4為雙極性電晶體。電壓產生電路110可依據輸入電壓VIN1(例如：5伏特)以及時脈訊號CLK於節點N1產生電壓較高的第一電壓VCHP(例如：10伏特)。由於時脈訊號CLK為高頻訊號，因此第一電壓VCHP中會存在漣波(ripple)，如第2圖所示。
雖然上述電壓產生電路110的實現方式是以特定種類的電荷泵為例，但本揭示不以此實現方式為限。在一些其他的實施例中，電壓產生電路可為其他種電荷泵或者不為電荷泵。
過電流保護電路120用以依據參考電壓VREF1以及來自功率開關電路130的感測電壓VCS1產生比較電壓VOCP。
以第1圖示例而言，過電流保護電路120包含比較器OP1、反相器B3以及電壓箝制電路122。比較器OP1的負輸入端接收參考電壓VREF1。比較器OP1的正輸入端接收來自功率開關電路130的感測電壓VCS1。比較器OP1比較參考電壓VREF1以及感測電壓VCS1以於其輸出端產生比較電壓VOCP。反相器B3接收比較電壓VOCP且對其進行反相以產生反相比較電壓VOCP’。
電壓箝制電路122依據來自比較器OP1的比較電壓VOCP以及來自電壓產生電路110的第一電壓VCHP於節點N2產生第二電壓VG。以第1圖示例而言，電壓箝制電路122包含電晶體M1-M4以及電阻R1-R2。在這個例子中，電晶體M1、M3以及M4為N型 電晶體，且電晶體M2為P型電晶體。另外，在這個例子中，電晶體M1-M4皆為高壓電晶體。於此揭示所稱的「高壓電晶體」是指耐壓較高(例如：耐壓達到12伏特)的電晶體。電晶體M1耦接於節點N1與節點N2之間，且電晶體M2亦耦接於節點N1與節點N2之間。電晶體M3耦接於電晶體M1的控制端(節點N3)與地端GND之間。電晶體M4耦接於電晶體M2的控制端(節點N4)與地端GND之間。電阻R1耦接於節點N1與電晶體M1的控制端之間。電阻R2耦接於節點N1與電晶體M2的控制端之間。比較器OP1的輸出端耦接電晶體M3的控制端且比較電壓VOCP可導通或斷開電晶體M3。反相器B3的輸出端耦接電晶體M4的控制端且反相比較電壓VOCP’可被傳輸至電晶體M4的控制端以導通或斷開電晶體M4。藉由電壓箝制電路122的運作，第二電壓VG會產生於節點N2。
功率開關電路130用以依據第二電壓VG以及輸入電壓VIN1產生輸出電流ICC1，且將輸出電流ICC1提供予負載L。
以第1圖示例而言，功率開關電路130包含功率開關M5-M6、電阻R3以及感測電路132，其中感測電路132包含電晶體M7-M8、運算放大器OP2以及電阻R4。在這個例子中，功率開關M5-M6以及電晶體M7為N型電晶體，且電晶體M8為P型電晶體。另外，在這個例子中，功率開關M6為高壓電晶體。
功率開關M5與功率開關M6耦接於輸入電壓VIN1與負載L之間。詳細而言，功率開關M5的第一端接收輸入電壓VIN1。功率開關M5的第二端與功率開關M6的第一端耦接於節點N5。功率開關M6的第二端耦接至負載L且用以提供輸出電流ICC1。功率開關M5的控制端以及功率開關M6的控制端皆耦接至節點N2。位於節點N2的第二電壓VG可導通或斷開功率開關M5以及功率開關M6。電阻R3耦接於節點N2與地端GND之間。此電阻R3可避免節點N2的電壓為浮動的(floating)。
在這個例子中，功率開關M5與功率開關M6背對背連接於輸入電壓VIN1與負載L之間。也就是說，功率開關M5的源極端直接耦接功率開關M6的源極端，使得功率開關M5的體二極體(body diode)與功率開關M6的體二極體為反向設置。據此，可避免輸出電流ICC1從負載L倒灌回輸入端，因此這個架構可應用於一些標準中(例如：Type-C)。然而，本揭示不以此架構為限。在一些其他的實施例中，可改為功率開關M5的汲極端直接耦接功率開關M6的汲極端，此亦可達到防止電流倒灌的效果。
另外，本揭示不以功率開關電路包含兩個功率開關為限。一些其他的實施例中的功率開關電路可包含僅一個或超過兩個功率開關。再者，本揭示亦不以功率開關電路為N型電晶體為限。一些其他的實施例中的功率開關電路可由P型電晶體實現。
電晶體M7的第一端耦接功率開關M5的第一端。電晶體M7的第二端與電晶體M8的第一端耦接於節點N6。電晶體M7的控制端耦接節點N2。位於節點N2的第二電壓VG可導通或斷開電晶體M7。電晶體M8的第二端耦接於節點N7。電晶體M8的控制端耦接運算放大器OP2的輸出端。運算放大器OP2的正輸入端耦接節點N5以接收電壓VMID。運算放大器OP2的負輸入端耦接節點N6以接收電壓VX。運算放大器OP2可對電壓VMID與電壓VX進行放大以輸出一放大電壓進而導通或斷開電晶體M8。電阻R4耦接於節點N7與地端GND之間。
感測電路132用以感測輸出電流ICC1以於節點N7產生相關於輸出電流ICC1的感測電壓VCS1。詳細而言，倘若電壓VMID與電壓VX相等，流經功率開關M5的電流與流經電晶體M7的電流會與兩者的面積(或稱為寬長比(aspect ratio，W/L))成正比。舉例而言，在功率開關M5的面積與電晶體M7的面積之間的比例為1000：1的情況下，當流經功率開關M5的輸出電流ICC1為1安培時，流經電晶體M7與電晶體M8的電流為1毫安培。流經電晶體M8的電流與電阻R4可決定感測電壓VCS1的電壓值。在這個例子中，當流經功率開關M5的輸出電流ICC1越大時，流經電晶體M7與電晶體M8的電流將會越大，使得感測電壓VCS1也會越高。
關於如何控制電壓VMID與電壓VX相等，當電壓VX較低時，運算放大器OP2所輸出的放大電壓會較 高。當運算放大器OP2所輸出的放大電壓較高時，電晶體M8的導通程度會較小，使得電壓VX增加。藉由此負回授控制可使電壓VMID與的電壓VX保持相等。
以下將進一步針對電源供應電路100的正常模式與過電流模式進行詳細描述。
第2圖是依照本揭示一些實施例所繪示的第1圖電源供應電路100的波形圖。第3圖是依照本揭示一些實施例所繪示的第1圖電源供應電路100於正常模式下的示意圖。
一併參考第2圖與第3圖。在正常模式(時間區間D1)下，流經功率開關M5的輸出電流ICC1並未過大，代表流經電晶體M7與電晶體M8的電流亦未過大。據此，感測電壓VCS1會低於參考電壓VREF1。由於感測電壓VCS1低於參考電壓VREF1，因此比較電壓VOCP具有低邏輯值且反相比較電壓VOCP’具有高邏輯值。低邏輯值的比較電壓VOCP會斷開電晶體M3且高邏輯值的反相比較電壓VOCP’會導通電晶體M4。位於節點N4的電壓VY會透過導通的電晶體M4被地端GND的地電壓下拉(形成電流IB1)。電流IB1與電阻R2可決定電壓VY的電壓值(例如：7伏特)。此時電壓VY(例如：7伏特)與第一電壓VCHP(例如：10伏特)之間的差值可使電晶體M2導通。而第一電壓VCHP可透過導通的電晶體M2對節點N2充電(對應路徑P1)以使第二電壓VG增加至與第一電壓VCHP相等(例如：10伏特)。
一併參考第2圖與第4圖。第4圖是依照本揭示一些實施例所繪示的第1圖電源供應電路100於過電流模式下的示意圖。
如第2圖示例而言，在時間點TP1，負載L的狀態發生改變(例如：從輕負載轉為重負載)，因此輸出電流ICC1突然快速增加。當輸出電流ICC1增加時，代表流經電晶體M7與電晶體M8的電流亦增加，使得感測電壓VCS1增加。當感測電壓VCS1等於或高於參考電壓VREF1，代表進入過電流模式(時間區間D2)。
參考第4圖。由於感測電壓VCS1等於或高於參考電壓VREF1時，因此比較電壓VOCP具有高邏輯值且反相比較電壓VOCP’具有低邏輯值。高邏輯值的比較電壓VOCP會導通電晶體M3且低邏輯值的反相比較電壓VOCP’會斷開電晶體M4。由於電晶體M4斷開，第一電壓VCHP將透過電阻R2對節點N4充電，使得位於節點N4的電壓VY增加(例如：10伏特)進而斷開電晶體M2。另外，位於節點N3的電壓VPL會透過導通的電晶體M3被地端GND的地電壓下拉(對應路徑P2)。由於電壓VPL降低(例如：5伏特)，因此電晶體M1的導通程度變小。由於電晶體M1的導通程度變小，第二電壓VG將會降低(對應路徑P3)。由於第二電壓VG降低(例如：4伏特)，因此功率開關M5-M6的導通程度會變小。由於功率開關M5-M6的導通程度變小，輸出電流ICC1將會受到限制進而達到過電流保護的效果。
參考第5圖。第5圖是依照本揭示一些實施例所繪示的一功率開關的特性示意圖。如前所述，由於時脈訊號CLK為高頻訊號，因此第一電壓VCHP中會存在漣波。
在正常模式下(第3圖)，功率開關M5-M6是操作於線性區A1。雖然第一電壓VCHP(閘極)存在漣波，但閘極-源極電壓的改變並不會對電流的變化造成顯著的變化。據此，在正常模式下，第一電壓VCHP的漣波並不會對輸出電流ICC1或輸出電壓VCC1造成顯著的影響。
然而，在過電流模式下(第4圖)，功率開關M5-M6是操作於飽和區A2。閘極-源極電壓的改變將會對電流的變化造成顯著的變化。相較於一些相關技術，在本揭示中，電阻R2(其電阻值例如1百萬歐姆)可達到低通濾波的效果，因此電壓VPL的漣波相較於第一電壓VCHP的漣波小很多。此外，由於第二電壓VG為電壓VPL與電晶體M1臨界電壓的差值(其中電晶體M1臨界電壓為固定)，因此當電壓VPL的漣波很小或幾乎沒有漣波時，第二電壓VG的漣波亦會很小或幾乎沒有漣波。據此，提供至負載L的輸出電壓VCC1或輸出電流ICC1的漣波亦會很小或幾乎沒有漣波。
另外，相較於一些相關技術，在本揭示中，在進入過電流模式(時間區間D2)後，第一電壓VCHP並不會降低且會維持與正常模式(時間區間D1)相同的電壓值(例如：10伏特)。據此，當電源供應電路100自過電流 模式(時間區間D2)恢復為正常模式(時間區間D3)時，整體的恢復時間(recovery time)會較短。
參考第6圖。第6圖是依照本揭示一些實施例所繪示的電源供應電路600的示意圖。
以第6圖示例而言，電源供應電路600包含電壓產生電路610、過電流保護電路620以及功率開關電路630。電壓產生電路610耦接過電流保護電路620。過電流保護電路620耦接功率開關電路630。
電壓產生電路610用以於節點O1產生第一電壓V1。電壓產生電路610可包含一直流電壓源612。直流電壓源612可為一電壓轉換電路。在實際應用上，第一電壓V1中可能存在漣波(如第6圖所示的交流電源)。
過電流保護電路620用以依據參考電壓VREF2以及來自功率開關電路630的感測電壓VCS2產生比較電壓V4。
以第6圖示例而言，過電流保護電路620包含比較器OP3、反相器B4以及電壓箝制電路622。比較器OP3的負輸入端接收參考電壓VREF2。比較器OP3的正輸入端接收來自功率開關電路630的感測電壓VCS2。比較器OP3比較參考電壓VREF2以及感測電壓VCS2以於其輸出端產生比較電壓V4。反相器B4接收比較電壓V4且對其進行反相以產生反相比較電壓V4’。
電壓箝制電路622依據來自比較器OP3的比較電壓V4以及來自電壓產生電路610的第一電壓V1於節 點O2產生第二電壓V2。以第6圖示例而言，電壓箝制電路622包含電晶體T1-T2。在這個例子中，電晶體T1為N型電晶體，且電晶體T2為P型電晶體。電晶體T1耦接於節點O1與節點O2之間，且電晶體T2亦耦接於節點O1與節點O2之間。比較器OP3的輸出端耦接電晶體T2的控制端且比較電壓V4可導通或斷開電晶體T2。反相器B4的輸出端耦接電晶體T1的控制端且反相比較電壓V4’可被傳輸至電晶體T1的控制端以導通或斷開電晶體T1。藉由電壓箝制電路622的運作，第二電壓V2會產生於節點O2。
功率開關電路630用以依據第二電壓V2以及輸入電壓VIN2產生輸出電流ICC2，且將輸出電流ICC2提供予負載L。
以第6圖示例而言，功率開關電路630包含功率開關T3、電阻R01以及感測電路632，其中感測電路632包含電晶體T4-T5、運算放大器OP4以及電阻R02。在這個例子中，功率開關T3以及電晶體T4-T5為P型電晶體。
功率開關T3耦接於輸入電壓VIN2與負載L之間。詳細而言，功率開關T3的第一端接收輸入電壓VIN2。功率開關T3的第二端耦接至負載L且用以提供輸出電流ICC2。功率開關T3的控制端(節點O2)透過電阻R01耦接輸入電壓VIN2。位於節點O2的第二電壓V2可導通或斷開功率開關T3。
電晶體T4的第一端耦接功率開關T3的第一端。電晶體T4的第二端與電晶體T5的第一端耦接於節點O3。電晶體T4的控制端耦接節點O2。位於節點O2的第二電壓V2可導通或斷開電晶體T4。電晶體T5的第二端耦接於節點O4。電晶體T5的控制端耦接運算放大器OP4的輸出端。運算放大器OP4的正輸入端接收輸出電壓VCC2。運算放大器OP4的負輸入端耦接節點O3以接收電壓V3。運算放大器OP4放大輸出電壓VCC2與電壓V3以輸出一放大電壓以導通或斷開電晶體T5。電阻R02耦接於節點O4與地端GND之間。
感測電路632用以感測輸出電流ICC2以於節點O4產生相關於輸出電流ICC2的感測電壓VCS2。詳細而言，倘若輸出電壓VCC2與電壓V3相等，流經功率開關T3的電流與流經電晶體T4的電流會與兩者的面積成正比。舉例而言，在功率開關T3的面積與電晶體T4的面積之間的比例為1000：1的情況下，當流經功率開關T3的輸出電流ICC2為1安培時，流經電晶體T4與電晶體T5的電流為1毫安培。流經電晶體T5的電流與電阻R02可決定感測電壓VCS2的電壓值。在這個例子中，當流經功率開關T3的輸出電流ICC2越大時，流經電晶體T4與電晶體T5的電流將會越大，使得感測電壓VCS2也會越高。關於如何控制輸出電壓VCC2與電壓V3相等相似於前述實施例，故於此不再贅述。
在正常模式下，流經功率開關T3的輸出電流ICC2並未過大，代表流經電晶體T4的電流亦未過大。據此，感測電壓VCS2會低於參考電壓VREF2。由於感測電壓VCS2低於參考電壓VREF2，因此比較電壓V4具有低邏輯值且反相比較電壓V4’具有高邏輯值。低邏輯值的比較電壓V4會導通電晶體T2且高邏輯值的反相比較電壓V4’會導通電晶體T1。在第一電壓V1偏低(正常模式)的情況下，透過電晶體T2的電壓傳輸並不理想而透過導通電晶體T1的電壓傳輸較為理想。由於電晶體T1被反相比較電壓V4’導通，第一電壓V1可透過導通的電晶體T1對節點O2充電進而提高第二電壓V2，進而完全導通功率開關T3。同於前述實施例，由於功率開關T3在正常模式下是操作於線性區，因此第一電壓V1的漣波並不會對輸出電流ICC2或輸出電壓VCC2造成顯著的影響。
在過電流模式下，輸出電流ICC2突然快速增加。當輸出電流ICC2增加時，代表流經電晶體T4與電晶體T5的電流亦增加，使得感測電壓VCS2增加。當感測電壓VCS2等於或高於參考電壓VREF2時，比較電壓V4具有高邏輯值且反相比較電壓V4’具有低邏輯值。高邏輯值的比較電壓V4會斷開電晶體T2且低邏輯值的反相比較電壓V4’會斷開電晶體T1。由於電晶體T1-T2的導通電阻(RON)增加，位於節點O2的第二電壓V2將會透過電阻R01被輸入電壓VIN2上拉。當第二電壓V2增加時，功率開關T3的電阻值會增加且導通程度會變小。由 於功率開關T3的導通程度變小，輸出電流ICC2將會受到限制進而達到過電流保護的效果。斷開的電晶體T1-T2可避免第一電壓V1的漣波被傳輸至節點O2。由於位於節點O2的第二電壓V2的漣波很小或幾乎沒有漣波，因此提供至負載L的輸出電壓VCC2或輸出電流ICC2的漣波亦會很小或幾乎沒有漣波。
參考第7圖。第7圖是依照本揭示一些實施例所繪示一電源供應電路的控制方法700的流程圖。在一些實施例中，控制方法700可應用至第1圖的電源供應電路100或第6圖的電源供應電路600，但本揭示不以上述為限。
以第7圖示例而言，控制方法700包含操作S710、操作S720、操作S730以及操作S740。為了易於理解，以下將搭配第1圖的電源供應電路100對上述該些操作進行描述。
在操作S710中，由電壓產生電路110產生第一電壓VCHP。在第1圖的實施例中，功率開關M5-M6為N型電晶體，且電壓產生電路110為一電荷泵。
在操作S720中，由過電流保護電路120依據參考電壓VREF1以及感測電壓VCS1產生比較電壓VOCP。在第1圖的實施例中，當感測電壓VCS1低於參考電壓VREF1時，比較電壓VOCP具有低邏輯值(例如：邏輯值0)。當感測電壓VCS1等於或高於參考電壓VREF1時，比較電壓VOCP具有高邏輯值(例如：邏輯值1)。
在操作S730中，由過電流保護電路120中的電壓箝制電路122依據第一電壓VCHP以及比較電壓VOCP產生第二電壓VG。在第1圖的實施例中，藉由設置電壓箝制電路122，可使第二電壓VG的漣波很小或幾乎沒有漣波。
在操作S740中，由功率開關電路130依據第二電壓VG以及輸入電壓VIN1產生輸出電流ICC1。在第1圖的實施例中，由於第二電壓VG(功率開關M5-M6的控制端的電壓)的漣波很小或幾乎沒有漣波，因此由功率開關M5-M6所產生的輸出電壓VCC1以及輸出電流ICC1的漣波亦會很小或幾乎沒有漣波。
綜上所述，在本揭示中，電壓箝制電路可避免輸出電壓以及輸出電流在過電流模式下產生過大的漣波。
雖然本揭示已以實施方式揭示如上，然其並非用以限定本揭示，任何本領域具通常知識者，在不脫離本揭示之精神和範圍內，當可作各種之更動與潤飾，因此本揭示之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
100:電源供應電路
110:電壓產生電路
120:過電流保護電路
122:電壓箝制電路
130:功率開關電路
132:感測電路
VCHP:第一電壓
VG:第二電壓
Q1-Q4,M1-M4,M7-M8:電晶體
M5-M6:功率開關
C1-C4:耦合電容
B1-B3:反相器
VIN1:輸入電壓
CLK:時脈訊號
VREF1:參考電壓
VCS1:感測電壓
VOCP:比較電壓
VOCP’:反相比較電壓
R1-R4:電阻
OP1:比較器
OP2:運算放大器
N1-N7:節點
GND:地端
ICC1:輸出電流
VCC1:輸出電壓
IB1:電流
VMID,VX,VY,VPL:電壓
L:負載

Claims (10)

  1. 一種電源供應電路，包含：一電壓產生電路，用以產生一第一電壓；一過電流保護電路，用以依據一參考電壓以及一感測電壓產生一比較電壓，其中該過電流保護電路包含：一電壓箝制電路，用以依據該第一電壓以及該比較電壓產生一第二電壓；以及一功率開關電路，用以依據該第二電壓以及一輸入電壓產生一輸出電流，其中該感測電壓產生於該功率開關電路中的一節點且相關於該輸出電流；其中當該感測電壓等於或高於該參考電壓時，該電源供應電路進入過電流模式而使得提供該輸出電流之該功率開關電路所包含的至少一功率開關的導通程度變小。
  2. 如請求項1所述的電源供應電路，其中該電壓箝制電路包含：一第一電晶體，耦接於一第一節點與一第二節點之間；以及一第二電晶體，耦接於該第一節點與該第二節點之間，其中該第一電壓產生於該第一節點且該第二電壓產生於該第二節點。
  3. 如請求項2所述的電源供應電路，其中該電 壓箝制電路更包含：一第一電阻，耦接於該第一節點與該第一電晶體的一控制端之間；一第二電阻，耦接於該第一節點與該第二電晶體的一控制端之間；一第三電晶體，耦接於該第一電晶體的該控制端與一地端之間；以及一第四電晶體，耦接於該第二電晶體的該控制端與該地端之間。
  4. 如請求項3所述的電源供應電路，其中該比較電壓用以導通或斷開該第三電晶體，且一反相比較電壓用以導通或斷開該第四電晶體。
  5. 如請求項4所述的電源供應電路，其中該過電流保護電路更包含：一比較器，其中該比較器的一負輸入端用以接收該參考電壓，該比較器的一正輸入端用以接收該感測電壓，且該比較器的一輸出端用以產生該比較電壓；以及一反相器，用以反相該比較電壓以產生該反相比較電壓。
  6. 如請求項4所述的電源供應電路，其中該功率開關電路包含： 一第一功率開關；一第二功率開關，其中該第一功率開關與該第二功率開關背對背連接於該輸入電壓與一負載之間；以及一感測電路，用以感測該輸出電流以產生該感測電壓。
  7. 如請求項2所述的電源供應電路，其中該比較電壓用以導通或斷開該第二電晶體，且一反相比較電壓用以導通或斷開該第一電晶體。
  8. 如請求項7所述的電源供應電路，其中該功率開關電路包含：一第一功率開關，耦接於該輸入電壓與一負載之間；一電阻，其中該第一功率開關的一控制端透過該電阻耦接該輸入電壓；以及一感測電路，用以感測該輸出電流以產生該感測電壓。
  9. 如請求項1所述的電源供應電路，其中當該輸出電流越大時，該感測電壓越高。
  10. 一種電源供應電路的控制方法，包含：由一電壓產生電路產生一第一電壓；由一過電流保護電路依據一參考電壓以及一感測電壓 產生一比較電壓；由該過電流保護電路中的一電壓箝制電路依據該第一電壓以及該比較電壓產生一第二電壓；以及由一功率開關電路依據該第二電壓以及一輸入電壓產生一輸出電流，其中該感測電壓產生於該功率開關電路中的一節點且相關於該輸出電流；其中當該感測電壓等於或高於該參考電壓時，進入過電流模式而使得提供該輸出電流之該功率開關電路所包含的至少一功率開關的導通程度變小。
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