TWI816539B - 共模濾波器 - Google Patents

共模濾波器 Download PDF

Info

Publication number
TWI816539B
TWI816539B TW111133338A TW111133338A TWI816539B TW I816539 B TWI816539 B TW I816539B TW 111133338 A TW111133338 A TW 111133338A TW 111133338 A TW111133338 A TW 111133338A TW I816539 B TWI816539 B TW I816539B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
wire
conductor
turn
common mode
mode filter
Prior art date
Application number
TW111133338A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202314748A (zh
Inventor
莊嘉成
Original Assignee
乾坤科技股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 乾坤科技股份有限公司 filed Critical 乾坤科技股份有限公司
Publication of TW202314748A publication Critical patent/TW202314748A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI816539B publication Critical patent/TWI816539B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F17/04—Fixed inductances of the signal type  with magnetic core
    • H01F17/045—Fixed inductances of the signal type  with magnetic core with core of cylindric geometry and coil wound along its longitudinal axis, i.e. rod or drum core
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H01F27/2823—Wires
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/008—Details of transformers or inductances, in general with temperature compensation
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F17/00—Fixed inductances of the signal type 
    • H01F2017/0093—Common mode choke coil
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F41/00—Apparatus or processes specially adapted for manufacturing or assembling magnets, inductances or transformers; Apparatus or processes specially adapted for manufacturing materials characterised by their magnetic properties
    • H01F41/02—Apparatus or processes specially adapted for manufacturing or assembling magnets, inductances or transformers; Apparatus or processes specially adapted for manufacturing materials characterised by their magnetic properties for manufacturing cores, coils, or magnets
    • H01F41/04—Apparatus or processes specially adapted for manufacturing or assembling magnets, inductances or transformers; Apparatus or processes specially adapted for manufacturing materials characterised by their magnetic properties for manufacturing cores, coils, or magnets for manufacturing coils
    • H01F41/06—Coil winding
    • H01F41/064—Winding non-flat conductive wires, e.g. rods, cables or cords
    • H01F41/069—Winding two or more wires, e.g. bifilar winding

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Coils Or Transformers For Communication (AREA)
  • Piezo-Electric Or Mechanical Vibrators, Or Delay Or Filter Circuits (AREA)
  • Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)

Abstract

一種共模濾波器，包含磁芯、第一導線及第二導線。第一導線纏繞於磁芯上，包含N圈，N為大於1的整數。第二導線纏繞在磁芯上，包含N圈。第一導線的第(S+1)圈堆疊在第一導線的內圈及第二導線的內圈之上，S為小於(N-1)的正整數。

Description

共模濾波器
本發明關於共模濾波器，特別是一種寬頻通訊中加強模態轉換的共模濾波器。
共模扼流圈(common mode choke，CMC)係為一種電性濾波器，共模扼流圈應用於差動訊號時會抑制差動訊號共有的雜訊電流，同時允許差動訊號通過，防止共模雜訊干擾差動訊號中的資料，該共有的雜訊電流稱為共模雜訊。共模扼流圈在各種雜訊環境中的電路系統得到廣泛應用。例如，共模扼流圈可設置在車用收發器及控制器局域網(controller area network，CAN)總線之間，也可設置在車用乙太網路(Automotive Ethernet)標準100/1000Base-T1收發器的網路端口，以阻擋源自網路中多種設備的雜訊與干擾。
理想情況下，共模扼流圈包含兩根導線，兩根導線均勻纏繞在磁芯上以形成兩個繞組，提供相等的電感且不形成寄生電容，從而對差動訊號進行相等的雜訊抑制。實際應用中，共模扼流圈通常通過將堆疊繞組堆疊在底部繞組而形成，以於有限的結構空間中增加電感。然而，磁芯的磁導率係頻率相關，因此，堆疊繞組及底部繞組的電感會隨資料傳輸率變化，導致抗噪能力下降，增加電磁干擾及使模態轉換(mode conversion)惡化。
此外，若堆疊繞組到底部繞組的電容耦合及底部繞組到堆疊繞組的電容耦合不匹配或相距太遠，則會造成差動訊號的幅度及/或相位不匹配。隨著 電性系統提高傳輸率，相位失配也會急劇增加。
本發明實施例提供一種共模濾波器，包含磁芯、第一導線及第二導線。第一導線纏繞於磁芯上，包含N圈，N為大於1的整數。第二導線纏繞在磁芯上，包含N圈。第一導線的第(S+1)圈堆疊在第一導線的內圈及第二導線的內圈之上，S為小於(N-1)的正整數。
本發明實施例提供另一種共模濾波器，包含磁芯、第一導線及第二導線。第一導線纏繞於磁芯上，包含N圈，N為大於1的整數。第二導線纏繞在磁芯上，包含N圈。第一導線的第(S+1)圈堆疊在第二導線的第S圈及第二導線的第(S+1)圈之上，S為小於(N-1)的正整數。第二導線的第(T+1)圈堆疊在第一導線的第T圈及第一導線的第(T+1)圈之上，T為小於(N-1)且不同於S的正整數。
本發明實施例提供另一種共模濾波器，包含磁芯、第一導線及第二導線。第一導線纏繞於磁芯上，包含N圈，N為大於1的整數。第二導線纏繞在磁芯上，包含N圈。第一導線的第(S+1)圈堆疊在第一導線的第(S-1)圈與第一導線的第S圈之間，S為大於1且小於(N-1)的正整數。
1,3-8:共模濾波器
10:磁芯
100,110:端部
101,102:起始端
111,112:結束端
120:中柱
A0至A24,A(S-1),A(S),A(S+1),A(S+2),A(T-1),A(T),A(T+1):圈
B0至B24,B(S-1),B(S),B(S+1),B(S+2),B(T-1),B(T),B(T+1):圈
g1,g2:凹槽
S1至S4:側邊
w1,w2:導線
第1圖係為本發明實施例中之共模濾波器的剖面圖。
第2A圖及第2B圖顯示第1圖中的共模濾波器的端部的側視圖。
第2C圖顯示第1圖中的共模濾波器的中柱的展開圖。
第3A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器的部分剖面圖。
第3B圖顯示第3A圖中的共模濾波器的電容耦合之示意圖。
第4A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器的部分剖面圖。
第4B圖顯示第4A圖中的共模濾波器的電容耦合之示意圖。
第5A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器的部分剖面圖。
第5B圖顯示第5A圖中的共模濾波器的電容耦合之示意圖。
第6A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器的部分剖面圖。
第6B圖顯示第6A圖中的共模濾波器的電容耦合之示意圖。
第7A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器的部分剖面圖。
第7B圖顯示第7A圖中的共模濾波器的電容耦合之示意圖。
第8A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器的部分剖面圖。
第8B圖顯示第8A圖中的共模濾波器的電容耦合之示意圖。
本文中所使用的術語“內圈”係為與磁芯直接接觸的線圈，而術語“外圈”係為不與磁芯直接接觸並堆疊在內芯之上的線圈。
第1圖係為本發明實施例中之共模濾波器1的剖面圖。共模濾波器1可從發送端接收一對差動訊號，將差動訊號傳輸到接收端，同時大幅抑制共模雜訊。共模濾波器1可包含導線w1、導線w2及磁芯10。導線w1及導線w2可對稱纏繞於磁芯10之上，用以於寬頻應用中實現繞組電感匹配、電容耦合匹配、輸入/輸出電感匹配，增強抗噪能力，改善模態轉換同時減小差動訊號的相位差。
磁芯10可包含端部100、端部110及中柱120，端部100可包含起始端 101及起始端102，端部110可包含結束端111及結束端112。導線w1及導線w2的起始端可分別連接到起始端101及102，導線w1及導線w2可沿中柱120纏繞以形成N圈導線w1及N圈導線w2，接著導線w1及導線w2的結束端可分別連接到結束端111及112，N是大於1的整數，例如N=11。導線w1可形成圈A0到A10，而導線w2可形成圈B0到B10。
N圈導線w1及N圈導線w2可包含相同數量的內圈及相同數量的外圈，藉以實現對稱的繞組(winding)結構。換句話說，導線w1的內圈數等於導線w2的內圈數，導線w1的外圈數等於導線w2的外圈數，藉以保證無論共模濾波器1的資料傳輸率如何變化導線w1及導線w2皆具有相等的電感，從而提高寬頻應用的抗噪性並改善模態轉換。如第1圖所示，導線w1包含9個內圈及2個外圈，導線w2包含9個內圈及2個外圈，因此導線w1及導線w2包含相等數量的內圈(=9)，及相等數量的外圈(=2)。
另外，亦可依據匹配順序將導線w1的外圈及導線w2的外圈短間隔交替排列，及可將導線w1的外圈或導線w2的外圈堆疊在導線w1及/或w2的內圈之上，抵消導線w1到導線w2的電容耦合及導線w2到導線w1的電容耦合，使導線w1及導線w2之間的淨電容耦合為零，並使差動訊號之間沒有或僅有微不足道的相位差。在一些實施例中，匹配順序可包含導線w1的第(S+1)圈堆疊在導線w1的內圈及導線w2的內圈之上，S為小於(N-1)的正整數。例如，S=4，導線w1的第5圈(A5)可堆疊在圈A4及圈B4之間的凹槽及圈A4及圈B4之上。在另一例子中，S=8，導線w1的第9圈(A9)可堆疊在圈A8及圈B8之間的凹槽及圈A8及圈B8之上。在其他實施例中，匹配順序可包含導線w2的第(S+1)圈堆疊在導線w1的內圈及導線w2的內圈之上，S為小於(N-1)的正整數。例如，S=2，導線w2的第3 圈(B3)可堆疊在圈B2及圈A2之間的凹槽及圈B2及圈A2之上。在另一例子中，S=6，導線w2的第7圈(B7)可堆疊在圈B6及圈A6之間的凹槽及圈B6及圈A6之上。因此，導線w2(B3，B7)的外圈及導線w1(A5，A9)的外圈交替佈置，並且以3個內圈的間隔彼此分開。此外，導線w2的外圈(B3，B7)及導線w1的外圈(A5，A9)依據匹配順序而堆疊在導線w1的內圈及導線w2的內圈上，藉以形成導線w1及導線w2的對稱結構。
磁芯10可以是具有四邊的矩形柱狀，及可由鐵氧材料或其他導磁材料製成。導線w1及導線w2可以是具有絕緣表面的導線。實線表示導線w1及導線w2在磁芯10的第一側的繞組部分，虛線表示導線w1及導線w2在磁芯10的其他側的繞組部分。
第2A圖及第2B圖分別顯示端部100及110的側視圖，且第2C圖顯示中柱120的展開圖。中柱120可展開為側邊S1至S4。以下將解釋導線w1及導線w2的一種繞線方法，用以形成第1圖中的繞組結構。繞線方法包含步驟S21至S29，以下參考第2A圖至第2C圖進行說明。任何合理的技術變更或是步驟調整都屬於本發明所揭露的範疇。
S21將導線w1及導線w2的起始端分別固定在起始端101及起始端102，將導線w1及導線w2沿端部100的側壁上的凹槽g1設置，準備繞線。
S22將導線w1及導線w2沿側邊S1至S4平行纏繞，完成圈A0及圈B0；
S23於側邊S1，圈A1及圈B1交叉，接著將圈A1及圈B1平行纏繞，完成圈A1及圈B1；
S24將圈B2向前堆疊至側邊S1之圈A1及B1之間的凹槽，然後將圈B2 沿圈A1及B1之間的凹槽纏繞，使圈A2與圈A1平行並靠近中柱120纏繞，藉以完成圈A2及圈B2；
S25將圈A3與圈A2平行並靠近中柱120纏繞，使圈B3和圈A2及圈A3交叉，然後將圈B3平行於圈A3並靠近中柱120纏繞，藉以完成圈A3及圈B3；
S26將圈A4向前堆疊在圈A3及B3之間的凹槽，然後將圈B4沿圈A3及B3之間的凹槽纏繞，並將圈B4與圈B3平行並靠近中柱120纏繞，藉以完成圈A4及圈B4；
S27將圈B5與圈B4平行並靠近中柱120纏繞，使圈A5和圈B4及圈B5 交叉，然後將圈A5平行於圈B5並靠近中柱120纏繞，藉以完成圈A5及圈B5；
S28按照步驟S24至S27的流程，纏繞圈A6至A9及圈B6至B9；及
S29將導線w1及導線w2沿端部110側壁上的凹槽g2設置，並將導線w1及導線w2的末端分別連接至結束端111及112。
在步驟S21中，分別從起始端101及起始端102開始繞導線w1及導線w2(第2A圖)。從起始端101及102到圈A0及B0的起點的導線段分別稱為導線w1及導線w2的起始段。在步驟S22中，依次纏繞導線w1及導線w2以形成圈A1及B1(第2C圖)。中柱120展開為側邊S1至S4。於側邊S1，導線w1或導線w2形成前四分之一圈；於側邊S2，導線w1或導線w2形成四分之二圈；於側邊S3，導線w1或導線w2形成四分之三圈；於側邊S4，導線w1或導線w2形成一圈。在步驟S23中，圈A1及圈B1交叉，交換導線w1及導線w2的繞線順序。在步驟S24中，將圈B2堆疊在圈A1及圈B1之間的凹槽，形成導線w2的外圈。圈A2及圈B2的大部分皆為分開纏繞。在步驟S25中，使圈B3與圈A2及圈A3交叉，再次交換導線w1及導線w2的繞線順序。在步驟S26中，將圈A4堆疊在圈A3及圈B3之間的凹槽，形成導線w1的外圈。圈A4及圈B4的大部分皆為分開纏繞。在步驟S27中，使圈A5 與圈B4及圈B5交叉，交換導線w1及導線w2的繞線順序。因此，步驟S23至S27遵循交叉堆疊的模式重複進行纏繞，並於步驟S28繼續進行，形成相等的導線w1及導線w2的內圈數(=9)及外圈數(=2)，且導線w2的外圈B3、B7及導線w1的外圈A5、A9按照匹配順序交替排列，產生相等的導線w1及導線w2的繞組電感及相等的電容耦合，從而加強抗噪能力，改善模態轉換，同時降低了寬頻應用差動訊號的相位差。在步驟S29中，導線w1及導線w2的繞組分別在結束端111及結束端112處終止(第2B圖)。圈A1及圈B10到結束端111及結束端112的線段分別稱為導線w1及導線w2的結束段。因此，導線w1及導線w2的繞組均從端部100開始並終止於端部110，從而使導線w1及導線w2的起始段的輸入電感互相匹配及使導線w1及導線w2的末端段的輸出電感互相匹配，進一步改善寬頻應用的模態轉換。
第3A圖顯示本發明實施例中之共模濾波器3於側邊S1的部分剖面圖。共模濾波器3通過與共模濾波器1相似的繞線方法形成，不同之處在於共模濾波器3的導線w1及導線w2分別繞成24圈。
導線w1的第(S+1)圈可堆疊在導線w1的第S圈及導線w2的第S圈上，S為小於(N-1)的正整數，且導線w2的第(T+1)圈可堆疊在導線w1的第T圈及導線w2的第T圈上，T為小於(N-1)且不同於S的正整數。例如，若T=2，S=4，外圈B3(=2+1)可堆疊在內圈B2及內圈A2之間的凹槽，外圈A5(=4+1)可堆疊在內圈A4及內圈B4之間的凹槽。
導線w1的第(S+1)圈及導線w2的第(S+1)圈可互相交叉，導線w1的第(T+1)圈及導線w2的第(T+1)圈可互相交叉，(S+1)及(T+1)為不同的奇數，藉以實現導線w1及導線w2的對稱結構。例如，若(T+1)=3，(S+1)=5，則圈B3及圈A3互 相交叉，圈A5及圈B5互相交叉。
在圖3A圖中，叉號表示繞線順序交換。例如，圈B2及圈A2之間的交叉表示繞線順序從導線w2接著導線w1(B2接著A2)變為導線w1接著導線w2(A3接著B3)，並且圈A(S)及圈B(S)之間的交叉表示繞線順序從導線w1接著導線w2(A(S)接著B(S))變為導線w2接著導線w1(B(S+1)接著A(S+1))。
導線w1形成19個內圈及5個外圈(A5、A9、A13、A17、A21)，導線w2形成18個內圈及6個外圈(B3、B7、B11、B15、B19、B23)，因此共模濾波器3的加總內圈數為37，且加總外圈數為11。因此，導線w1的內圈數實質上等於導線w2的內圈數(18
Figure 111133338-A0305-02-0010-17
19)，導線w1的外圈數實質上等於導線w2的外圈數(5
Figure 111133338-A0305-02-0010-18
6)，因此無論傳輸率及磁導率如何變化，導線w1及導線w2的繞組電感都實質上相等，有利於高速傳輸。
由於每個差動訊號都會在導線w1或導線w2的任一圈產生壓降，因此導線w1及/或導線w2的不同圈之間將存在電位差，導致相鄰圈之間的電容耦合。第3B圖顯示共模濾波器3的電容耦合示意圖。在第3B中，粗線表示導線w1及導線w2的不同圈之間的偏向(directional)電容耦合，細線表示導線w1或導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，虛線表示導線w1及導線w2的匹配圈之間的零電容耦合。
例如，圈B(S)及圈A(S+1)之間的粗線表示由於電位差而存在於圈B(S)及圈A(S+1)之間的偏向電容耦合，導致圈B(S)及圈A(S+1)之間感應產生第一耦合電流。圈A(T)及圈B(T+1)之間的粗線表示由於電位差而存在於圈A(T)及圈 B(T+1)之間的偏向電容耦合，導致圈A(T)及圈B(T+1)之間感應產生第二耦合電流。第一耦合電流及第二耦合電流的方向可相反，並可互相抵消以實現補償。若S及T彼此靠近，則可在高速傳輸中進行補償而不會大幅影響差動訊號之間的相位差。在一些實施例中，T及S之間的絕對差值|T-S|可等於正偶數。若T=3，S=5，絕對差值|T-S|等於2，則無論傳輸率如何變化，差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化。絕對差值越小，則差動訊號之間的相位差就越小。
此外，圈A(S)及圈A(S+1)之間的細線表示由於圈A(S)的電位高於A(S+1)圈的電位，因此會發生圈A(S)到圈A(S+1)的偏向電容耦合，圈B(S)及B(S+1)圈之間的細線表示由於圈B(S)的電位高於B(S+1)圈的電位，因此會發生圈B(S)到B(S+1)圈的偏向電容耦合。由於從圈A(S)到圈A(S+1)的電容耦合量等於圈B(S)到圈B(S+1)的電容耦合量，因此差動訊號之間的相位差保持不變。
至於圈A(S)及圈B(S)之間的虛線，由於圈A(S)及圈B(S)的電位相同，所以圈A(S)及圈B(S)之間的電容耦合為0。
因此，共模濾波器3中的電容耦合所產生之差動訊號之間的相位差不會發生變化或僅微幅變化，且與傳輸率無關。
在一些實施例中，導線w1的5個外圈(A5、A9、A13、A17、A21)及導線w2的6個外圈(B3、B7、B11、B15、B19、B23)中的一或多個可向前移動以減少導線w1及導線w2之間的電容耦合。例如，如第3A圖及第3B圖所示，圈B3可向前移動一圈以位於圈B1及B2之間的凹槽。如此一來，圈B3及圈A2之間的電容耦合將不再存在，且圈B3及圈B1之間的電容耦合增加。相應地，導線w2的自 電容值(self-capacitance)增加，降低導線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值(cross-coupling capacitance)，減少差動訊號的傳輸時間(上升時間/下降時間)，減少差動訊號的失真，有利於總線(bus-line)或多點網絡的應用。
在其他實施例中，導線w1的5個外圈(A5、A9、A13、A17、A21)及導線w2的6個外圈(B3、B7、B11、B15、B19、B23)中的一或多個可向後移動以增加導線w1及導線w2之間的電容耦合。例如，如第3A圖及第3B圖所示，圈B3可向後移動一圈以位於圈A2及A3之間的凹槽。如此一來，圈B3及圈B2之間的電容耦合不再存在，且圈B3及圈A3之間的電容耦合增加。相應地，導線w2的自電容值減小，導線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值可增加至適合阻抗匹配的值，有利於共模濾波器3的輸出及外部傳輸系統的阻抗匹配。
在其他實施例中，導線w1的5個外圈(A5、A9、A13、A17、A21)及導線w2的6個外圈(B3、B7、B11、B15、B19、B23)中的一或多個可向前移動，並且導線w1及導線w2的剩餘外圈中的一或多個可向後移動，以實現導線w1及導線w2之間的理想交叉耦合電容值、導線w1的理想自電容值及導線w2的理想的自電容值。
第4A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器4的部分剖面圖。共模濾波器4的繞組結構與共模濾波器3相似，但導線w1及導線w2的外圈由共模濾波器4中導線w1的圈A2領先開始，而不是如共模濾波器3中導線w2的圈B3領先開始，使導線w1的外圈增加一圈，增加繞組結構的對稱性。共模濾波器4的繞組結構可通過重複堆疊及交叉產生。每條導線w1及導線w2中可在共模濾波器4中形成24圈。
導線w1的第(S+1)圈可堆疊在導線w1的第S圈及導線w2的第S圈之上，S為小於(N-1)的正整數，且導線w2的第(T+1)圈可堆疊在導線w1的第T圈及導線w2的第T圈之上，T為小於(N-1)且不同於S的正整數。例如，若S=1，T=3，外圈A2(=1+1)可堆疊在內圈A1及內圈B1之間的凹槽，外圈B4(=3+1)可堆疊在內圈B3及內圈A3之間的凹槽。
導線w1的第(S+1)圈及導線w2的第(S+1)圈可互相交叉，導線w1的第(T+1)圈及導線w2的第(T+1)圈可互相交叉，(S+1)及(T+1)為不同的正偶數，藉以實現導線w1及導線w2的對稱繞組結構。例如，若(S+1)=2，(T+1)=4，則圈A2及圈B2互相交叉，圈B4及圈A4互相交叉。
在圖4A圖中，叉號表示繞線順序交換。例如，圈A(S)及圈B(S)之間的交叉表示繞線順序從導線w1接著導線w2(A(S)接著B(S))變為導線w2接著導線w1(B(S+1)接著A(S+1))，並且圈B(T)及圈A(T)之間的交叉表示繞線順序從導線w2接著導線w1(B(T)接著A(T))變為導線w1接著導線w2(A(T+1)接著B(T+1))。
導線w1形成18個內圈及6個外圈(A2、A6、A10、A14、A18、A22)，導線w2形成18個內圈及6個外圈(B4、B8、B18、B16、B20、B24)，因此共模濾波器4的加總內圈數為36，且加總外圈數為18。因此，導線w1的內圈數等於導線w2的內圈數(18=18)，導線w1的外圈數等於外圈數線w2的圈數(6=6)，無論傳輸率及磁導率如何變化，導線w1及導線w2的繞組電感都會相等，有利於高速傳輸。
第4B圖顯示共模濾波器4的電容耦合示意圖。在第4B中，粗線表示 導線w1及導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，細線表示導線w1或導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，虛線表示導線w1及導線w2的匹配圈之間的零電容耦合。
如圖3B所示，於高速傳輸時，圈B(S)及圈A(S+1)之間的偏向電容耦合可通過圈A(T)及圈B(T+1)之間的偏向電容耦合來補償，且若S及T彼此靠近，則差動訊號之間的相位差不會發生變化或僅微幅變化。在一些實施例中，T及S之間的絕對差值|T-S|可等於正偶數。若T=3，S=1，則絕對差值|T-S|等於2。絕對差值越小，則差動訊號之間的相位差就越小。第4B圖中的導線w1或導線w2(細線)的偏向電容耦合或導線w1及導線w2(虛線)之間的零電容耦合相似於第3B圖，為簡潔起見，這裡省略其解釋。
因此，共模濾波器4中的電容耦合所產生之差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化，且與傳輸率無關。進一步而言，共模濾波器4的外圈比共模濾波器3的外圈更多，且共模濾波器4的內圈比共模濾波器3的內圈更少，藉以減小結構尺寸，增加繞組結構的對稱性，同時改善模態轉換。
第5A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器5的部分剖面圖。共模濾波器5的繞組結構與共模濾波器4相似，但導線w1及導線w2的外圈由共模濾波器5中導線w2的圈B2領先開始，而不是如共模濾波器4中導線w1的圈A2領先開始。共模濾波器5的纏繞結構可通過交替地同時堆疊及交叉導線w1及導線w2的連續偶數圈，及緊貼中柱120纏繞導線w1及導線w2的奇數圈來產生。每條導線w1及導線w2中可在共模濾波器5中形成24圈。
導線w1或導線w2的第(S+1)圈可堆疊在導線w1的第S圈及導線w2的第S圈上，S為小於(N-1)的正奇數。例如，若S=1，則外圈B2(=1+1)可堆疊在內圈A1及內圈B1之間的凹槽，若S=3，則外圈A4(=3+1))可堆疊在內圈B3及內圈A3之間的凹槽。共模濾波器5的相鄰2外圈越靠近，則差動訊號之間的相位差越小。
導線w1的第(S+1)圈及導線w1的第S圈可互相交叉，或導線w2的第(S+1)圈及導線w2的第S圈可互相交叉,(S+1)為正偶數，用以實現導線w1及導線w2的對稱繞組結構，並產生相似於共模濾波器4的模態轉換。例如，若(S+1)=2，則圈B2及圈B1互相交叉，若(S+1)=4，圈A4及圈A3互相交叉。
導線w1形成18個內圈及6個外圈(A4、A8、A12、A16、A20、A24)，導線w2形成18個內圈及6個外圈(B2、B6、B10、B14、B18、B22)，因此共模濾波器5的加總內圈數為36，且加總外圈數為12。因此，導線w1的內圈數等於導線w2的內圈數(18=18)，導線w1的外圈數等於外圈數線w2的圈數(6=6)，無論傳輸率及磁導率如何變化，導線w1及導線w2的繞組電感都相等，有利於高速傳輸。
共模濾波器5的36個內圈包含交替佈置的18個導線w1內圈及18個導線w2內圈。即，導線w1的圈A1以外的內圈之兩側皆與導線w2的內圈相鄰，導線w2的圈B24以外的內圈之兩側皆與導線w1的內圈相鄰。因此，共模濾波器5的導線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值約為共模濾波器3的兩倍，有利於阻抗匹配。
第5B圖顯示共模濾波器5的電容耦合示意圖。在第5B中，粗線表示導線w1及導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，細線表示導線w1或導線w2的不 同圈之間的偏向電容耦合，虛線表示導線w1及導線w2的匹配圈之間的零電容耦合。
在高速傳輸中，圈B(S)及圈A(S+1)之間的偏向電容耦合可通過圈A(S)及圈B(S+1)之間的偏向電容耦合來補償，使差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化。第5B圖中的導線w1或導線w2(細線)的偏向電容耦合或導線w1及導線w2(虛線)之間的零電容耦合相似於第3B圖，為簡潔起見，這裡省略其解釋。
共模濾波器5中的電容耦合所產生之差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化，且與傳輸率無關。進一步而言，共模濾波器5比共模濾波器3提供更多的外圈及更少的內圈，減小結構尺寸，增加繞組結構的對稱性，同時加強模式轉換。
第6A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器6的部分剖面圖。共模濾波器6具有與共模濾波器5相似的繞組結構，不同之處在於共模濾波器5中的每一外圈向後移動一圈可形成共模濾波器6。共模濾波器6的纏繞結構可通過交替地同時堆疊及交叉導線w1及導線w2的連續偶數圈，及緊貼中柱120纏繞導線w1及導線w2的奇數圈來產生。每條導線w1及導線w2中可在共模濾波器6中形成24圈。
在一些實施例中，導線w1的第(S+1)圈可堆疊在導線w1的第S圈及導線w2的第(S+1)圈之上，且導線w1的第(S+2)圈可與導線w2的第(S+1)圈平行地纏繞在中柱120上，S是小於(N-2)的正奇數整數。在其他實施例中，導線w2的第(S+1) 圈可堆疊在導線w2的第S圈及導線w1的第(S+1)圈上，並且第(S+2)圈導線w2的第(S+1)圈可平行於導線w1的第(S+1)圈纏繞在中柱120上，S是小於(N-1)的正奇數整數。例如，若S=1，則外圈B2(=1+1)可堆疊在內圈B1及內圈A2之間的凹槽，且內圈B3及內圈A2平行纏繞於中柱120。若S=3，則外圈A4(=3+1)可堆疊在內圈A3及內圈B4之間的凹槽，且內圈A5及內圈B4平行纏繞於中柱120。共模濾波器6的相鄰2外圈越靠近，則差動訊號之間的相位差越小。
在一些實施例中，導線w1的第(S+1)圈及導線w2的第S圈可互相交叉，並且導線w1的第(S+1)圈及導線w2的第(S+2)圈可互相交叉，(S+1)為正偶數。例如，若(S+1)=4，則圈A4及圈B3互相交叉，圈A4及圈B5互相交叉。在其他實施例中，導線w2的第(S+1)圈及導線w1的第S圈可互相交叉，並且導線w2的第(S+1)圈及導線w1的(S+2)圈可互相交叉，(S+1)為正偶數。例如，若(S+1)=2，則圈B2及圈A1互相交叉，圈B2及圈A3互相交叉。本實施例可實現導線w1及導線w2的對稱繞組結構，從而產生相似於共模濾波器4及5的模態轉換。
導線w1形成18個內圈及6個外圈(A4、A8、A12、A16、A20、A24)，導線w2形成18個內圈及6個外圈(B2、B6、B10、B14、B18、B22)，因此共模濾波器6的加總內圈數為36，且加總外圈數為12。因此，導線w1的內圈數等於導線w2的內圈數(18=18)，導線w1的外圈數等於外圈數線w2的圈數(6=6)，無論傳輸率及磁導率如何變化，導線w1及導線w2的繞組電感都相等，有利於高速傳輸。
共模濾波器6的36個內圈的佈置與共模濾波器5相似，因此共模濾波器6的導線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值也約為共模濾波器3的兩倍，有利於阻抗匹配。
第6B圖顯示共模濾波器6的電容耦合示意圖。在第6B中，粗線表示導線w1及導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，細線表示導線w1或導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，虛線表示導線w1及導線w2的匹配圈之間的零電容耦合。
在高速傳輸中，圈B(S)及圈A(S+1)之間的偏向電容耦合可通過圈A(S+1)及圈B(S+2)之間的偏向電容耦合來補償，使差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化。第6B圖中的導線w1或導線w2(細線)的偏向電容耦合或導線w1及導線w2(虛線)之間的零電容耦合相似於第3B圖，為簡潔起見，這裡省略其解釋。
共模濾波器6中的電容耦合所產生之差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化，且與傳輸率無關。進一步而言，共模濾波器6比共模濾波器3提供更多的外圈及更少的內圈，減小結構尺寸，增加繞組結構的對稱性，同時加強模式轉換。
第7A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器7的部分剖面圖。共模濾波器7具有與共模濾波器3相似的繞組結構，不同之處在於共模濾波器3中的每一外圈向後移動一圈以形成共模濾波器7。共模濾波器7的繞組結構可通過相似於共模濾波器3的繞線方法製作。每條導線w1及導線w2中可在共模濾波器7中形成24圈。
導線w1的第(S+1)圈可堆疊在導線w2的第S圈及導線w2的第(S+1)圈 之上，S為小於(N-1)的正整數。例如，若S=4，則外圈A5(=4+1)可堆疊在內圈B4及內圈B5之間的凹槽。此外，導線w2的第(T+1)圈可堆疊在導線w1的第T圈及導線w1的第(T+1)圈之上，T為小於(N-1)的正整數。例如，若T=2，則外圈B3(=2+1)可堆疊在內圈A3及內圈A4之間的凹槽。
導線w1的第(S+1)圈及導線w2的第(S+1)圈可互相交叉，導線w1的第(T+1)圈及導線w2的第(T+1)圈可互相交叉，(S+1)及(T+1)為不同的奇數，藉以實現導線w1及導線w2的對稱結構。例如，若(T+1)=3，(S+1)=5，則圈B3及圈A3互相交叉，圈A5及圈B5互相交叉。
導線w1形成19個內圈及5個外圈，導線w2形成18個內圈及6個外圈，因此共模濾波器7的加總內圈數為37，且加總外圈數為11。因此，導線w1的內圈數實質上等於導線w2的內圈數(18
Figure 111133338-A0305-02-0019-19
19)，導線w1的外圈數實質上等於導線w2的外圈數(5
Figure 111133338-A0305-02-0019-20
6)，無論傳輸率及磁導率如何變化，導線w1及導線w2的繞組電感都實質上相等，有利於高速傳輸。
在共模濾波器7中，導線w1的每一外圈都堆疊在導線w2的2個內圈之上，導線w2的每一外圈都堆疊在導線w1的2個內圈之上，因此，共模濾波器7的導線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值增加到共模濾波器3的大約1.5倍，有利於阻抗匹配。
第7B圖顯示共模濾波器7的電容耦合示意圖。在第7B中，粗線表示導線w1及導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，細線表示導線w1或導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，虛線表示導線w1及導線w2的匹配圈之間的零電容耦 合。
於高速傳輸時，圈B(S)及圈A(S+1)之間的偏向電容耦合可通過圈A(T)及圈B(T+1)之間的偏向電容耦合來補償，且若S及T彼此靠近，則差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化。在一些實施例中，T及S之間的絕對差值|T-S|可等於偶數。例如，若T=3，S=5，則絕對差值|T-S|等於2。絕對差值越小，則差動訊號之間的相位差就越小。
參考第3B圖及第7B圖，共模濾波器7的外圈B3電容性耦合至內圈A2及A3，而不是像共模濾波器3般與內圈B2及A3產生電容性耦合，同樣的原理也適用於其他外圈。與共模濾波器3相比，導線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值增加，而共模濾波器7的導線w1及導線w2的自電容值減小。
由於導線w1及導線w2(細線)的自電容值減少的量相等，且導線w1及導線w2(虛線)之間的電容耦合為0，因此共模濾波器7的電容耦合保持對稱，提供與共模濾波器3中相同的模態轉換。
共模濾波器7中的電容耦合所產生之差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化，且與傳輸率無關。此外，共模濾波器7提供了實質上對稱的繞組結構，同時改善寬頻應用的模態轉換。
第8A圖顯示本發明實施例中之另一種共模濾波器8的部分剖面圖。共模濾波器8具有與共模濾波器3相似的繞組結構，不同之處在於共模濾波器3中的每一外圈向前移動一圈可形成共模濾波器8。共模濾波器8的繞組結構可通過類 似於共模濾波器3的繞線方法製作。每條導線w1及導線w2可在共模濾波器8中形成24圈。
導線w1的第(S+1)圈可堆疊在導線w1的第(S-1)圈及導線w1的第S圈之上，S為大於1且小於(N-1)的正整數。例如，若S=4，則外圈A5(=4+1)可堆疊在內圈A3及內圈A4之間的凹槽。進一步而言，導線w2的第(T+1)圈可堆疊在導線w2的第(T-1)圈及導線w2的第T圈之上，T為小於(N-1)的正整數且與S不同。例如，若T=2，則外圈B3(=2+1)可堆疊在內圈B1及內圈B2之間的凹槽。在一些實施例中，T及S之間的絕對差值|T-S|可等於偶數。例如，若T=3，S=5，則絕對差值|T-S|等於2。絕對差值越小，則差動訊號之間的相位差就越小。
導線w1的第(S+1)圈及導線w2的第(S+1)圈可互相交叉，導線w1的第(T+1)圈及導線w2的第(T+1)圈可互相交叉，(S+1)及(T+1)為不同的奇數，藉以實現導線w1及導線w2的對稱結構。例如，若(T+1)=3，(S+1)=5，則圈B3及圈A3互相交叉，圈A5及圈B5互相交叉。
導線w1形成19個內圈及5個外圈，導線w2形成18個內圈及6個外圈，因此共模濾波器8的加總內圈數為37，且加總外圈數為11。因此，導線w1的內圈數實質上等於導線w2的內圈數(18
Figure 111133338-A0305-02-0021-21
19)，導線w1的外圈數實質上等於導線w2的外圈數(5
Figure 111133338-A0305-02-0021-22
6)，無論傳輸率及磁導率如何變化，導線w1及導線w2的繞組電感都實質上相等，有利於高速傳輸。
在共模濾波器8中，導線w1的每一外圈堆疊在導線w1的2個內圈之上，導線w2的每一外圈堆疊在導線w2的2個內圈之上，因此，共模濾波器8的導 線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值約減小到共模濾波器3的0.5倍，有利於總線或多點網絡。
第8B圖顯示共模濾波器8的電容耦合示意圖。在第8B中，粗線表示導線w1及導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，細線表示導線w1或導線w2的不同圈之間的偏向電容耦合，虛線表示導線w1及導線w2的匹配圈之間的零電容耦合。
由於導線w1或導線w2的每一外圈都堆疊在同一導線的2個內圈之上，因此導線w1及導線w2之間沒有偏向電容耦合，導致差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化。
參考第3B圖及第8B圖，共模濾波器8的外圈B3電容性耦合至內圈B2及B3，而不是像共模濾波器3般與內圈B2及A3產生電容性耦合，同樣的原理也適用於其他外圈。與共模濾波器3相比，導線w1及導線w2之間的交叉耦合電容值值減小，同時共模濾波器8的導線w1及導線w2的自電容值值增加。
由於導線w1及導線w2(細線)的自電容值增加的量相等，且導線w1及導線w2(虛線)之間的電容耦合為0，因此共模濾波器8的電容耦合保持對稱，提供與共模濾波器3中相同的模態轉換。
共模濾波器8中的電容耦合所產生之差動訊號之間的相位差都不會變化或僅微幅變化，且與傳輸率無關。此外，共模濾波器8提供了實質上對稱的繞組結構，同時加強寬頻通訊的模式轉換。
雖然導線w1及導線w2中的每一個在共模濾波器3至8中形成24圈，但是熟習於本技藝之人士可知導線w1及導線w2可形成其他數量的線圈以滿足各種設計限制及應用需求。
以上該僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
1:共模濾波器
10:磁芯
100,110:端部
101,102:起始端
111,112:結束端
120:中柱
A0至A10:圈
B0至B10:圈
w1,w2:導線

Claims (11)

  1. 一種共模濾波器，包含：一磁芯；一第一導線，纏繞於該磁芯上，包含N圈，N為大於1的整數；及一第二導線，纏繞在該磁芯上，包含N圈；其中，該第一導線的一第(S+1)圈堆疊在該第一導線的一內圈及該第二導線的一內圈之上，S為小於(N-1)的正整數。
  2. 如請求項1所述之共模濾波器，其中：該第一導線的該內圈為該第一導線的一第S圈；該第二導線的該內圈為該第二導線的一第S圈；及該第二導線的一第(T+1)圈堆疊在該第一導線的一第T圈及該第二導線的一第T圈之上，T為小於(N-1)且不同於S的正整數。
  3. 如請求項2所述之共模濾波器，其中：該第一導線的該第(S+1)圈與該第二導線的一第(S+1)圈互相交叉；該第一導線的一第(T+1)圈與該第二導線的該第(T+1)圈互相交叉；及(S+1)及(T+1)係奇數。
  4. 如請求項2所述之共模濾波器，其中：該第一導線的該第(S+1)圈與該第二導線的一第(S+1)圈互相交叉；該第一導線的一第(T+1)圈與及第二導線的該第(T+1)圈互相交叉；及(S+1)及(T+1)是偶數。
  5. 如請求項1所述之共模濾波器，其中：該第一導線的該內圈為該第一導線的一第S圈；該第二導線的該內圈為該第二導線的一第S圈；及該第一導線的該第(S+1)圈及該第二導線的該第S圈互相交叉。
  6. 如請求項1所述之共模濾波器，其中：該第一導線的該內圈為該第一導線的一第S圈；該第二導線的該內圈為該第二導線的一第(S+1)圈；及該第一導線的一第(S+2)圈與該第二導線的該第(S+1)圈平行纏繞於該磁芯上。
  7. 一種共模濾波器，包含：一磁芯；一第一導線，纏繞於該磁芯上，包含N圈，N為大於1的整數；及一第二導線，纏繞在該磁芯上，包含N圈；其中，該第一導線的一第(S+1)圈堆疊在該第二導線的一第S圈及該第二導線的一第(S+1)圈之上，S為小於(N-1)的正整數；及該第二導線的一第(T+1)圈堆疊在該第一導線的一第T圈及該第一導線的一第(T+1)圈之上，T為小於(N-1)且不同於S的正整數。
  8. 如請求項7所述之共模濾波器，其中：該第一導線的該第(S+1)圈及該第二導線的該第(S+1)圈互相交叉；及該第二導線的該第(T+1)圈及該第一導線的該第(T+1)圈互相交叉。
  9. 一種共模濾波器，包含：一磁芯；一第一導線，纏繞於該磁芯上，包含N圈，N為大於1的整數；及一第二導線，纏繞在該磁芯上，包含N圈；其中，該第一導線的一第(S+1)圈堆疊在該第一導線的一第(S-1)圈與該第一導線的一第S圈之間，S為大於1且小於(N-1)的正整數。
  10. 如請求項9所述之共模濾波器，其中：該第二導線的一第(T+1)圈堆疊在該第二導線的一第(T-1)圈及該第二導線的一第T圈之間，T為小於(N-1)且不同於S的正整數。
  11. 如請求項10所述之共模濾波器，其中：該第一導線的該第(S+1)圈與該第二導線的一第(S+1)圈互相交叉；及該第二導線的該第(T+1)圈及該第一導線的一第(T+1)圈互相交叉。
TW111133338A 2021-09-24 2022-09-02 共模濾波器 TWI816539B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US202163247811P 2021-09-24 2021-09-24
US63/247,811 2021-09-24
US17/849,735 US20230096266A1 (en) 2021-09-24 2022-06-27 Common mode filter for enhancing mode conversion in broadband communication
US17/849,735 2022-06-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW202314748A TW202314748A (zh) 2023-04-01
TWI816539B true TWI816539B (zh) 2023-09-21

Family

ID=85660893

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW111133338A TWI816539B (zh) 2021-09-24 2022-09-02 共模濾波器

Country Status (3)

Country Link
US (1) US20230096266A1 (zh)
CN (1) CN115863021A (zh)
TW (1) TWI816539B (zh)

Also Published As

Publication number Publication date
US20230096266A1 (en) 2023-03-30
CN115863021A (zh) 2023-03-28
TW202314748A (zh) 2023-04-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US20200185145A1 (en) Common mode filter
JP5530265B2 (ja) 電力増幅器
US9755606B2 (en) Common mode filter and ESD-protection-circuit-equipped common mode filter
JP2010165953A (ja) コイル部品及びこれを用いた差動伝送回路用ｌｃフィルタ
JP6303123B2 (ja) コモンモードノイズフィルタ
JP2009021558A (ja) トランス部品
TWI707369B (zh) 電感裝置
CN110098815B (zh) 可平衡感应电感及分布电容的共模滤波器
US10979015B2 (en) Common-mode choke coil
US7439842B2 (en) Laminated balun transformer
JP4400557B2 (ja) ノイズ抑制回路
TW201714188A (zh) 耦合電感裝置
US6970064B2 (en) Center-tap transformers in integrated circuits
TWI697920B (zh) 積體電感
JP2021517743A (ja) コモンモードコイル部材及びその製造方法
TWI816539B (zh) 共模濾波器
US20180190423A1 (en) Common mode choke coil
WO2012144360A1 (ja) 高周波トランス、高周波部品および通信端末装置
JPH04317307A (ja) 変成器
JP2016195289A (ja) コモンモードフィルタ
JP2004080436A (ja) コモンモード信号抑制回路
JPWO2011086822A1 (ja) コモンモードフィルタおよびコモンモードフィルタ用インダクタ
JP2015220476A (ja) コモンモードノイズフィルタ
JP3260181B2 (ja) 誘導結合型ハイブリッドカプラ
TWM612524U (zh) 混成式電感裝置