TWI807250B - 切換電容式降壓電力轉換器的啟動 - Google Patents

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Abstract

本發明涉及切換電容式降壓電力轉換器的啟動。用於切換電容式電力轉換器的電路實施方式以及/或者這種轉換器的操作方法，其穩健的應對各種啟動場景、是有效且成本低的、並且具有達到穩態轉換器操作的快速啟動時間。實施方式通過對電荷泵電容器放電和/或預充電來防止電荷泵電容器在轉換器關閉期間完全放電以及/或者在切換操作之前的啟動時段期間再平衡電荷泵電容器。實施方式可以包括專用再平衡器電路，該專用再平衡器電路包括耦合至轉換器的輸出電壓的電壓感測電路以及被配置成根據來自電壓感測電路的指示輸出電壓的輸出信號對各個電荷泵電容器朝向目標穩態倍數的轉換器的輸出電壓充電或放電的平衡電路。實施方式防止或限制在啟動狀態期間到轉換器的湧入電流。

Description

切換電容式降壓電力轉換器的啟動
本發明包括用於降壓切換電容式電力轉換器以及/或者這種轉換器的操作方法，更具體地，本發明涉及切換電容式降壓電力轉換器的啟動。
許多電子產品，特別是移動計算和/或通信產品及部件(例如，筆記本電腦、超薄電腦、平板設備、LCD顯示器和LED顯示器)需要多個電壓位準。例如，射頻發射機功率放大器可能需要相對高的電壓(例如，12V或更高)，而邏輯電路系統可能需要低的電壓位準(例如，1V至2V)。還有其他電路系統可能需要中間電壓位準(例如，5V至10V)。
電力轉換器通常用於從諸如電池的公共電源產生較低或較高的電壓。一種類型的電力轉換器包括轉換器電路(例如，基於開關-電容器網路的電荷泵)、控制電路系統、以及一些實施方式中的輔助電路系統例如偏置電壓產生器、時脈發生器、電壓調節器、電壓控制電路等。從較高的輸入電壓(例如，VIN)電源產生 較低的輸出電壓(例如，VOUT)水準的電力轉換器通常被稱為降壓轉換器或減壓轉換器，之所以這樣稱呼是因為VOUT<VIN，並且因此轉換器使輸入電壓“減壓”。從較低的輸入電壓電源產生較高的輸出電壓位準的電力轉換器通常被稱為升壓轉換器或增壓轉換器，因為VOUT>VIN。在許多實施方式中，電力轉換器可以是雙向的，該電力轉換器根據電源如何連接至轉換器而成為升壓轉換器或降壓轉換器。如本公開內容中所使用的，術語“電荷泵”指被配置成將VIN增壓或減壓至VOUT的切換電容式網路。這種電荷泵的示例包括級聯乘法器切換電容式網路、迪克森(Dickson)切換電容式網路、梯形(Ladder)切換電容式網路、串並聯切換電容式網路、斐波那契(Fibonacci)切換電容式網路和倍增型(Doubler)切換電容式網路，所有這些電荷泵都可以被配置成多相網路或單相網路。如本領域中已知的，可以通過例如如下根據DC-DC電力轉換器來構建AC-DC電力轉換器：首先，將AC輸入整流成DC電壓；並且然後，將DC電壓施加至DC-DC電力轉換器。
圖1是現有技術降壓電力轉換器100的框圖。在所示示例中，電力轉換器100包括通用轉換器電路102和控制器104。轉換器電路102可以是例如電荷泵，並且被配置成在端子V1+、V1-處從電壓源106接收輸入電壓VIN以及將輸入電壓VIN轉換成端子V2+、V2-處的較低的輸出電壓VOUT。輸出電壓VOUT可以耦合在輸出電容器COUT和負載108的兩端。
控制器104接收一組輸入信號並且產生一組輸出信號。這些輸入信號中的一些輸入信號沿著輸入信號路徑110到達。這些輸入信號攜帶指示轉換器電路102的操作狀態的資訊。控制器104還接收至少時脈信號CLK，並且可以接收一個或更多個外部輸入信號/外部輸出信號I/O，其可以為類比、數位或類比和數位二者的組合。基於接收到的輸入信號，控制器104產生一組控制信號112，所述一組控制信號112控制轉換器電路102的內部部件(例如，內部開關，諸如低電壓FET特別是MOSFET)，以使轉換器電路102將VIN減壓至VOUT。在一些實施方式中，輔助電路(未示出)可以向控制器104(以及可選地直接向轉換器電路102)提供各種信號例如時脈信號CLK、輸入信號/輸出信號I/O、以及諸如通用供應電壓VDD和電晶體偏置電壓VBIAS的各種電壓。
圖2是包括可以用作圖1的通用轉換器電路102的實例的單相對稱級聯乘法器的轉換器電路200的一個實施方式的示意圖。轉換器電路200被配置成在端子V1+、V1-處接收輸入電壓(例如，VIN，在該示例中為25V)，並且將輸入電壓轉換成端子V2+、V2-處的較低的輸出電壓(例如，VOUT，在該示例中為5V)。所示出的轉換器電路200將以已知方式由圖1的控制器104控制。
級聯乘法器是可以提供高轉換增益的切換電容式網路。如本公開內容中使用的，轉換增益表示：(1)電壓增益，如果切換電容式網路產生大於輸入電壓的輸出電壓(VOUT>VIN)；或者(2)電流增益，如果切換電容式網路產生小於輸入電壓的輸 出電壓(VIN>VOUT)。通過使級聯乘法器迴圈通過不同的拓撲狀態來使能量從輸入端轉移至輸出端。經由電荷轉移路徑使電荷從輸入電壓轉移至輸出電壓。每個拓撲狀態下的電荷轉移電容器的數目和配置設置轉換增益。電荷轉移電容器通常也被稱為“快速電容器”或“泵電容器”，並且可以是耦合至轉換器電路200的積體電路實施方式的外部部件。
在示出的示例中，轉換器電路200包括五個串聯連接的開關S1至S5。所述開關可以是例如MOSFET開關，並且各個開關S1至S5可以包括具有公共閘極連接並且被配置成用作單個開關的串聯連接的MOSFET堆疊。為了方便討論開關順序，開關S1、S3和S5有時統稱為“奇數開關”，並且開關S2和S4有時統稱為“偶數開關”。
轉換器電路200還包括至少第一“低側”相開關S7和第二“低側”相開關S8、以及第一“高側”相開關S6和第二“高側”相開關S9。在一些電荷泵實施方式中，各個泵電容器Cx可以耦合至其自身的一對相開關(低側加高側)。仍將主要存在兩種開關狀態(如由下面描述的P1至P2時脈波形控制)，並且因此，這些相開關中的一些相開關將與其他開關同相地開關。低側相開關S7、S8可以將第一相節點PN1和第二相節點PN2連接至V2-端子。V1-端子通常連接至V2-端子，並且因此共用與V2-端子相同的電壓。然而，在一些實施方式中，V1-端子和V2-端子可以不直接連接，並且因此可以 具有不同的電壓。高側相開關S6、S9可以將第一相節點PN1和第二相節點PN2連接至V2+端子。為了方便討論開關順序，高側相開關S6和低側相開關S8有時統稱為“偶數相開關”，並且低側相開關S7和高側相開關S9有時統稱為“奇數相開關”。
所示的MOSFET實施方式假設每個MOSFET電晶體的體端子和源極端子連接在一起，以使導通電阻RON和管芯面積最小化，同時使電力效率最大化。當使用常規的矽處理技術製造時，每個MOSFET電晶體具有跨其源極端子和汲極端子兩端的固有體二極體。因此，如圖2所示，開關S1至S9具有各自的固有體二極體D1至D9。由於固有體二極體D1至D5的存在和極性，因此存在從端子V2+到端子V1+的正向電氣路徑，即使在開關S1至S5中的全部開關都已斷開時。
控制器104中的時脈源通常通過電平移位元器和閘極驅動電路系統(未示出)產生不交疊的時脈波形P1和P2，所述時脈波形P1和P2耦合至各個開關S1至S9並且控制各個開關S1至S9的導通狀態/關斷狀態。在許多實施方式中，所示的轉換器電路200將配有幾乎相同的電路，不同之處僅在於將在相反的相上操作部件開關。
第一泵電容器C1將開關S1與開關S2之間的第一堆疊節點VC1連接至相節點PN1。類似地，第三泵電容器C3將開關S3與開關S4之間的第三堆疊節點VC3連接至相節點PN1。第二泵電容 器C2將開關S2與開關S3之間的第二堆疊節點VC2連接至相節點PN2。類似地，第四泵電容器C4將開關S4與開關S5之間的第四堆疊節點VC4連接至相節點PN2。通常地，在每個堆疊節點VCX處以及跨端子V1+、V1-兩端和端子V2+、V2-兩端的電壓將由電壓測量電路(未示出，但是通常被包括作為控制器104的一部分)來監測。第五堆疊節點Vx連接至轉換器電路200的端子V2+(電力轉換器的最終輸出是VOUT)。
所示的轉換器電路200具有四個階段。第一階段包括開關S1、第一堆疊節點VC1和第一泵電容器C1；第二階段包括開關S2、第二堆疊節點VC2和第二泵電容器C2；第三階段包括開關S3、第三堆疊節點VC3和第三泵電容器C3；以及第四階段包括開關S4、第四堆疊節點VC4和第四泵電容器C4。第五串聯開關S5將第四階段連接至第五堆疊節點Vx，該第五堆疊節點Vx連接至端子V2+。
響應於沿著輸入信號路徑110接收一個或更多個輸入信號，控制器104向轉換器電路200(如上所述，其為圖1的通用轉換器電路102的實例)輸出一組控制信號112。這些控制信號使串聯開關S1至S5、低側相開關S7、S8和高側相開關S6、S9根據特定順序改變狀態。因此，轉換器電路200以選定的頻率在第一操作狀態與第二操作狀態之間重複地轉變。
例如，在由具有邏輯“1”狀態的P1時脈波形和具有邏輯“0”狀態的P2時脈波形限定的第一操作狀態期間，控制器104：(1)閉合奇數開關S1、S3、S5、低側相開關S7和高側相開關S9；並且(2)斷開偶數開關S2、S4、高側相開關S6和低側相開關S8。在由具有邏輯“1”狀態的P2時脈波形和具有邏輯“0”狀態的P1時脈限定的第二操作狀態期間，控制器104：(1)斷開奇數開關S1、S3、S5、低側相開關S7和高側相開關S9；並且(2)閉合偶數開關S2、S4、高側相開關S6和低側相開關S8。控制器104以這樣的方式控制和排序所有開關S1至S9的轉變，以便併入當在第一操作狀態與第二操作狀態之間進行轉變時所需的任何必要的死區時間。作為在第一操作狀態與第二操作狀態之間交替的結果，電荷以已知方式被劃分並且從端子V1+、V1-傳遞至端子V2+、V2-。
用於所示實施方式的最大轉換增益為5，因為存在四個階段。這意味著由轉換器電路200在端子V1+、V1-兩端接收到的輸入電壓為在端子V2+、V2-兩端產生的輸出電壓的五倍高。因此，例如，如果在端子V1+、V1-兩端施加25V，則電容器C1至C4兩端的電壓將分別逐漸地減小至20V、15V、10V和5V，使得端子V2+、V2-兩端的電壓為5V。
諸如圖1所示的降壓切換電容式電力轉換器呈現了許多的設計挑戰。一個挑戰在於這樣的電力轉換器必須能夠從各種狀況以穩健的方式啟動。這些狀況根據電容器COUT處的初始電壓相對於電荷泵電容器(例如，圖2的示例中的C1至C4)中的每一 個電荷泵電容器處的電壓來變化。根據這樣的電壓，轉換器電路節點可能經受過壓狀況或欠壓狀況、開關應力、以及/或者過度的湧入電流。例如，電容器COUT通常具有比電荷泵電容器Cx(例如，圖2中的電容器C1至C4)的單個電容或集總電容CPUMP大得多的電容。COUT與電荷泵電容器Cx中的每一個電荷泵電容器之間的電壓的足夠大的不平衡可能導致過壓場景或欠壓場景，從而對開關施加應力並且/或者在電荷泵切換開始時導致過度的湧入電流。這些挑戰中的一些挑戰也可能適於升壓切換電容式電力轉換器。
本發明涉及應對這些挑戰並且提供高效的、低成本的、穩健的和高性能的基於切換電容式網路的電力轉換器的電路和方法。
本發明包括用於降壓切換電容式電力轉換器的許多電路實施方式以及/或者這種轉換器的操作方法，其穩健的應對所有啟動場景(包括中間狀態)、是高效且低成本的、並且具有達到穩態電力轉換器操作的相當快速的啟動時間。
本發明的一個方面包括電力轉換器實施方式，其通過防止或限制泵電容器Cx在轉換器電路被禁用或處於關閉狀態下時完全放電來避免或減輕湧入電流。一種防止泵電容器Cx完全或全部放電的方法在於：至少在關閉狀態期間，保持至少使“低側”相開 關閉合(導通)，使得朝向電路接地下拉耦合至泵電容器Cx的底部端子的相節點。在替選實施方式中，下拉裝置與相應低側相開關並聯耦合，並且被動地或主動地操作以將相節點朝向電路接地下拉。
本發明的另一方面包括在啟動狀態的預切換時段期間再平衡電荷泵電容器以防止過電壓或欠電壓狀況、開關應力和/或過度的湧入電流的實施方式。再平衡涉及通過在開始電荷泵切換操作之前同時或順序地對電荷泵電容器放電和/或預充電來將跨電荷泵電容器Cx中的每一個電荷泵電容器兩端的電壓設置成近似目標倍數的電荷泵輸出端子處的電壓VOUT。再平衡實施方式中的一些實施方式涉及專用電路，而其他再平衡實施方式涉及僅少量的電路修改和/或應用於電荷泵開關Sx的時脈定時序列的修改。
其他實施方式通過降低在切換電容式電力轉換器啟動時電荷轉移的速率或者通過在啟動時的一些持續時間中選擇性地將電荷泵與輸出電容器COUT隔離來避免這種中間再平衡步驟。
在附圖和下面的描述中闡明本發明的一個或更多個實施方式的細節。根據說明書和附圖以及根據權利要求書，本發明的其他特徵、目的和優點將明顯。
100:降壓電力轉換器
102:轉換器電路
104:控制器
106:電壓源
108:輸出負載/負載
110:輸入信號路徑
112:控制信號
200:轉換器電路
300:降壓電荷泵
302a,302b,302X:切換式下拉裝置
400:切換電容式降壓電力轉換器的框圖
402:再平衡器電路
404:第一匯流排
406:第二匯流排
500:再平衡器電路
502:電壓感測子電路
504:至差分放大器
506:電流鏡電路
508:可切換偏移電流電路
510:電流源
580:開關下拉電阻器電路
590:平衡比較器
592:比較器電路
600:再平衡器電路
602:電壓感測子電路
604:差分放大器
606:電流鏡電路
608:偏置產生器
610a...610d:
610x,610y:再平衡驅動器
700,720,740:時序圖
800:切換電容式電力轉換器
802:開關方塊
900:流程圖
902...912:步驟框
1000:切換電容式電力轉換器
1002:開關方塊
1100:切換電容式電力轉換器
1102:電壓調節器
1202:控制器
1300:過程流程圖
1302:步驟框
1400:過程流程圖
1402,1404:步驟框
1500:過程流程圖
1502:步驟框
1600:過程流程圖
1602,1604:步驟框
1700:過程流程圖
1702,1704:步驟框
1800:過程流程圖
1802...1810:步驟框
1900:過程流程圖
1902,1904:步驟框
C1:第一泵電容器
C2:第二泵電容器
C3:第三泵電容器
C4:第四泵電容器
Cx:電荷泵電容器/泵電容器
COUT:輸出電容器
CLK:時脈信號
D1...D9:固有體二極體
DA...DD,DF,DR:體二極體
FLAG:平衡比較器的輸出
I1:第一電流源
I2:第二電流源
IOFFSET:偏移電流
IREF:參考電流
I/O:輸入/輸出信號
L:電感器
M0...M4,MM,MN,MP,MP0,MP1:FET
mR,nR:電阻器
N1,N2,n1...n3,nx:節點
PN1:將第一相節點/相節點
PN2:第二相節點/相節點
PNX:相節點
R,R0...R4:電阻器
RPD:下拉電阻器
S1...S9:開關/通路
S1A...S9A:開關/通路
SA...SD:開關
SDis2:開關
Sw,Sw0...Sw4:開關
SwCHG:第一開關
SwDIS:第二開關
SwD,SwPD:開關
t1...t5:時間
V1+,V1-,V2+,V2-:端子
Vbias:電晶體偏置電壓
VC1:第一堆疊節點
VC2:第二堆疊節點
VC3:第三堆疊節點
VC4:第四堆疊節點
VCX:堆疊節點
VOS1,VOS2:電壓偏移
VREG:經調節的電壓
VX:第五堆疊節點/堆疊節點
VDD:通用供應電壓
VIN:輸入電壓
VOUT:輸出電壓
xVOUT:參考電壓
圖1是現有技術的降壓電力轉換器的框圖。
圖2是包括可以用作圖1的通用轉換器電路的實例的單相對稱級聯乘法器的轉換器電路的一個實施方式的示意圖。
圖3A是可以用作圖1的電力轉換器中的轉換器電路的降壓電荷泵的一個實施方式的示意圖，所述降壓電荷泵被修改成防止電荷泵電容器在關閉狀態下完全放電和/或被修改成使在啟動期間來自輸出電容器的湧入電流最小化。
圖3B是可以用作圖3A的下拉裝置中的一個或兩個的切換式下拉裝置的示意圖，所述切換式下拉裝置包括與電阻器串聯的基於電晶體的開關。
圖4是被配置為與專用再平衡器電路一起使用的切換電容式降壓電力轉換器的框圖。
圖5A是適用於用作圖4的再平衡器電路的第一類型的再平衡器電路的示意圖。
圖5B是適用於與圖5A的再平衡器電路結合使用的開關下拉電阻器電路的示意圖。
圖5C是適用於與圖5A的再平衡器電路結合使用的平衡比較器的示意圖。
圖6A是適用於用作圖4的再平衡器電路的再平衡器電路的第二實施方式的示意圖。
圖6B是適用於在圖6A的再平衡器電路中使用的再平衡驅動器的第一實施方式的示意圖。
圖6C是適用於在圖6A的再平衡器電路中使用的再平衡驅動器的第二實施方式的示意圖。
圖7A是在電荷泵操作開始之前和之後解決場景1(非預充電的COUT、非預充電的Cx)的一組開關定時序列的圖。
圖7B是在電荷泵操作開始之前和之後解決場景2(預充電的COUT、非預充電的Cx)的一組開關定時序列的圖。
圖7C是在電荷泵操作開始之前和之後解決場景3(非預充電的COUT、預充電的Cx)的一組開關定時序列的圖。
圖8是可以選擇性地作為降壓轉換器或升壓轉換器操作並且可以與輸入電壓源選擇性地隔離的切換電容式電力轉換器的框圖。
圖9是降低的電荷轉移速率處理的一個實施方式的流程圖。
圖10是可以與VOUT選擇性地隔離的切換電容式電力轉換器的框圖。
圖11是使用電壓調節器而不是斷連開關(disconnect switch)來與輸出電壓VOUT隔離的切換電容式電力轉換器的框圖。
圖12是可以在圖11所示的電路中使用的電壓調節器的一個實施方式的更詳細的框圖。
圖13是示出防止電荷泵電容器在具有多個電荷泵電容器和各自耦合至至少一個相應電荷泵電容器的多個低側相開關的切換電容式電力轉換器的關閉狀態期間完全放電的第一方法的過程流程圖。
圖14是示出防止在具有多個電荷泵電容器和各自耦合至至少一個相應電荷泵電容器的多個低側相開關的切換電容式電力轉換器 中電荷泵電容器完全放電和/或使湧入電流最小化的第二方法的過程流程圖。
圖15是示出了在具有各自連接在相應的相鄰串聯連接開關對之間的多個電荷泵電容器的切換電容式電力轉換器內限制湧入電流和/或避免開關過應力的第一啟動方法的過程流程圖。
圖16是示出了在切換電容式電力轉換器內限制湧入電流和/或避免開關過應力的第二啟動方法的過程流程圖，其中，電力轉換器被配置成耦合在第一電壓與第二電壓之間。
圖17是示出了在切換電容式電力轉換器內限制湧入電流和/或避免開關過應力的第三啟動方法的過程流程圖，其中，電力轉換器被配置成耦合在第一電壓與第二電壓之間。
圖18是示出了對切換電容式降壓電力轉換器中的多個電荷泵電容器進行再平衡的第一方法的過程流程圖。
圖19是示出了對切換電容式降壓電力轉換器中的多個電荷泵電容器進行再平衡的第二方法的過程流程圖，其中，每個電荷泵電容器在堆疊節點處連接在相應的相鄰串聯連接開關對之間。
在各個附圖中，相同的附圖標記和標號指示相同的元件。
本發明包括用於可靠的啟動切換電容式降壓電力轉換器的電路和方法，所述電路和方法穩健地應對所有的啟動場景(包括中間狀態)、是高效且低成本的，並且具有達到穩態電力轉換器 操作的相當快速的啟動時間。
電荷泵狀態
通常，切換電容式電力轉換器或電荷泵將在以下三種不同狀態中的至少一種狀態下操作：穩態、關閉狀態和啟動狀態。在穩態或“正常”操作狀態期間，這種電荷泵接收輸入電壓VIN，並且通過將連接切換至泵電容器Cx來將輸入電壓VIN轉換成輸出電壓VOUT，輸出電壓VOUT為VIN的一部分。在關閉狀態下，不存在電荷泵切換活動。在啟動狀態下，在電荷泵的輸入端子兩端呈現電壓差，並且電路活動能夠最終致使電荷泵開始切換，以便使用泵電容器Cx將來自輸入端處的電壓源的電荷轉移至輸出電壓--即，從關閉狀態轉變至穩態操作。在本發明的一些實施方式中，啟動狀態可以包括：預切換時段，其中，電荷泵中的一些電路系統是活動的(例如，以再平衡電容器節點)但是電荷泵切換是禁用的(其中，電荷泵切換被限定為應用由控制器104產生的時脈波形P1和P2以控制電荷泵開關Sx)；以及後續切換時段，其中，電荷泵切換開始但尚未達到穩態操作。
然而，每個泵電容器Cx兩端的電壓相對於彼此以及相對於輸出電容器COUT兩端的電壓可能使得在前幾個切換週期中，電荷泵開關Sx可能經受電壓應力並且/或者在電荷泵輸入端子和輸出端子處的湧入電流可能過大。因此，在啟動相期間，可能有 必要首先相對於輸出電容器上的電壓來再平衡泵電容器上的電壓(注意，輸出電容器可以包括多個單獨的電容器)。
特別地，在啟動期間，當泵電容器Cx和輸出電容器COUT相對于彼此不平衡時，在電荷泵開關Sx兩端可能存在瞬態電壓應力的問題，這意味著它們具有非零電壓，其從它們對於特定VIN值或VOUT值的穩態值明顯偏離。此外，切換電容式電力轉換器的實施方式在啟動時可能經受各種電容器充電狀態，這例如由在長的關閉持續時間之後的電力轉換器的啟動和/或在故障狀況(例如，短路故障)之後的電力轉換器的重新啟動導致。例如，在長的關閉持續時間之後啟動這種電力轉換器時，電容器或電容COUT或Cx可能都不會被初始預充電(場景1)。在啟動之前的其他狀況下，泵電容器Cx(具有集總電容CPUMP)可能不具有電荷(例如，由於洩漏)，而大得多的電容COUT保持預充電(場景2)。在又一其他狀況下，例如，在轉換器負載兩端短路之後啟動時，泵電容器Cx可能被預充電，而COUT可能放電(場景3)。在COUT和/或泵電容器Cx處於不同的預充電和/或放電程度的情況下，也可能出現中間狀況。良好的轉換器設計應該能夠應對這些啟動狀況中的所有啟動狀況。
在場景2(預充電的COUT、非預充電的Cx)中，當首先啟用低側相開關S7、S8時以及在初始切換週期期間，端子V2+和堆疊節點VCX可能經受過電壓。在場景3(非預充電的COUT、預充電的Cx)中，當較大電壓的電容器放電成較低電壓的電容器 時，端子V2+和堆疊節點VCX也可能在初始切換週期中經受過電壓。此外，基於FET的開關的導通電阻RON可以低至約2毫歐。在電荷泵開關中具有如此低的導通電阻的情況下，這樣的啟動狀況可能導致初始切換週期期間的損壞級別的電流湧入，並且導致開關特別是FET(尤其是MOSFET)開關的過電壓應力。另外，基於FET的開關通常每個開關都需要閘極驅動電路，所述閘極驅動電路可以至少包括電平移位元器電路和電晶體驅動器電路。大的電流湧入和過電壓應力也可能容易損壞一個或更多個電荷泵開關的電晶體驅動器電路。
應對針對切換電容式電力轉換器的未知啟動充電狀態的一種簡單解決方案是在啟動開始之前對所有的電容器放電以產生已知的充電狀態，或者將高電壓額定FET用於電荷泵開關以減輕FET過電壓應力。然而，該解決方案效率低下、浪費電荷(這對於電池供電的應用來說是高度不期望的)並且需要更長的啟動時間來使電力轉換器操作穩態。此外，諸如蜂窩電話的特定應用可能不容許或不允許電力轉換器部件隨意的使輸出電容器COUT放電。
稍微更好的解決方案是在啟動之前利用預充電電路對電荷泵電容器Cx和輸出電容器COUT二者進行初始充電。例如，當施加25V DC的輸入電壓時，如果圖2中的泵電容器C1至C4和輸出電容器COUT(圖1)被預充電至圖2中所示的示出目標電壓位準，則開關S1至S5中的每一個開關兩端的最大啟動電壓將僅為5V，並且因此不需要效率更低的較高電壓的開關。然而，這種解 決方案可能仍然效率低下並且仍然需要更長的啟動時間來達到正常的穩態電力轉換器操作，特別是因為輸出電容器COUT通常遠大於泵電容器的集總電容CPUMP並且可能需要更長的時間來預充電。
切換電容式電力轉換器和/或這種電力轉換器的操作方法的更實際的電路實施方式應該能夠穩健地應對所有的啟動場景(包括中間狀態)、是高效的、低成本的並且具有達到穩態轉換器操作的快速啟動時間。下面呈現了可以單獨或組合使用的許多解決方案，以通過防止湧入電流或使湧入電流最小化以及/或者避免開關過應力來實現這些期望的特性。一種解決方案類別涉及在關閉狀態期間和/或在啟動狀態的預切換時段期間保持泵電容器上的電荷或關斷輸出電容器COUT對泵電容器的充電。另一解決方案類別是在啟動狀態的預切換時段期間或替選地在啟動狀態的切換時段期間再平衡泵電容器上的電荷或電壓。再平衡解決方案中的一些解決方案涉及專用電路系統，而其他再平衡解決方案涉及僅少量的電路修改和/或應用於電荷泵開關Sx的時脈時序的修改。又一解決方案類別通過降低啟動時的電荷轉移速率來避免再平衡同時達到相同的穩健目標。再一解決方案類別通過在啟動狀態的預切換時段期間選擇性地隔離電荷泵輸入端子或輸出端子來避免再平衡同時達到相同的穩健目標。
A.通過相節點下拉防止湧入電流
本發明的一個方面包括通過防止或限制電荷泵電容 器Cx在電力轉換器的關閉期間完全放電來避免或減輕啟動時的突然或不受控的湧入電流的實施方式。例如，可以發生關閉以節省諸如蜂窩電話的掌上型電子裝置的電池壽命。這種實施方式解決了場景2的問題(預充電的COUT、非預充電的Cx)，這意味著一些電壓在端子V2+處是可用的，而在泵電容器Cx兩端存在很小甚至沒有電壓。在本節中描述的電路和方法中的每一個都可以通過防止或限制在切換開始時從輸出電容器COUT流向各個泵電容器Cx的電流湧入來緩解場景2中的啟動過電壓的問題。正是這種電流湧入可能引起堆疊節點VCX上的過電壓應力。
在對於圖2所示的示例實施方式的常規關閉狀態下，開關S1至S9中的所有開關都斷開(關斷)。防止泵電容器Cx完全放電的一種方法是在至少關閉狀態期間保持至少“低側”相開關S7和S8閉合(導通)，使得朝向電路接地(即，V2-處的電勢)下拉相節點PN1、PN2。因此，電荷泵電容器Cx通過固有體二極體D2至D5保持關斷端子V2+處的電壓(即，VOUT)的充電。可以通過適當地程式設計或配置控制器104來控制開關S7和S8的狀態。
在一些情況下，在關閉狀態期間保持開關S7和S8閉合(導通)可能是不可行的，例如，所述情況可以是其中用於控制開關S7和S8的狀態的相應驅動器由在關閉狀態下不可用的供應電壓供電的情況。替選的實施方式處理這種限制。例如，圖3A是 可以用作圖1的電力轉換器100中的轉換器電路102的降壓電荷泵300的一個實施方式的示意圖，所述降壓電荷泵300被修改成防止電荷泵電容器在關閉狀態下完全放電和/或被修改成使在啟動期間來自輸出電容器COUT的湧入電流最小化。在示出的示例中，下拉裝置302a、302b與相應的低側相開關S7、S8並聯耦合。
例如，下拉裝置302a、302b可以是具有在啟動後穩態操作期間足夠小到用以支持電容器C1至C4的充電同時足夠大到用以使當相節點PN1、PN2切換時的電力損耗最小化的電阻值的簡單的電阻器。這種電阻器可以具有固定值，或者值為可變的，或者具有在製造時設置的值。針對用於許多應用的基於電阻器的下拉裝置302a、302b的合適的電阻值可以是100Ω至200Ω。由於僅電阻器的下拉裝置302a、302b始終連接在電路中，因此它們能夠防止電荷泵電容器在關閉狀態期間放電而無需任何供應電壓。
在一些應用中，僅使用用於下拉裝置302a、302b的電阻器可能由於當在穩態操作期間相節點PN1、PN2切換時的電力損耗而損害輕負載效率。在替選的實施方式中，下拉裝置302a、302b可以是基於電晶體的裝置，其在關閉狀態和/或啟動狀態的預切換時段期間被啟用(使得完全或部分導電)但在穩態操作期間可以被禁用(使基本上不導電)，以減少或消除他們的存在對電荷泵300的影響。例如，下拉裝置302a、302b可以是電阻電晶體(包括MOSFET)、可變電阻電晶體(包括MOSFET)、分段電晶體(包括MOSFET)、基於電晶體的電流吸收器等。如果在關閉狀態 期間供應電壓是可用的，則在關閉狀態期間和/或在首次啟用電荷泵開關之前(即，在啟動狀態的預切換時段期間)可以啟用下拉裝置302a、302b，但是在其他時間例如在穩態操作期間未接合。如果在關閉狀態期間供應電壓是不可用的，則在僅預切換時段期間可以啟用下拉裝置302a、302b，但是在其他時間例如在穩態操作期間未接合。
在任何情況下，當下拉裝置302a、302b接合時，它們緩慢地(與低側相開關S7、S8相比)朝向電路接地(即，V2-處的電勢)下拉耦合至泵電容器Cx的底部端子的相節點PN1、PN2。如果下拉裝置302a、302b在關閉狀態期間接合，則電荷泵電容器Cx相對於端子V2+處的電壓不完全放電。如果下拉裝置302a、302b在關閉狀態期間未接合但在啟動狀態的預切換時段期間接合，則電荷泵電容器Cx可以在關閉狀態期間完全放電，但是在啟動狀態的預切換時段期間將以減低的速率通過固有體二極體D2至D5緩慢地關斷從端子V2+處的電壓的充電。當在電荷泵切換開始時啟用低側相開關S7、S8時，任何一種方式都可以避免或最小化從COUT朝向泵電容器Cx的電流湧入的幅度。在一些實施方式中，如果下拉裝置302a、302b在預切換時段中接合，則可以監測相節點PN1、PN2處的電壓，使得一旦相節點PN1、PN2被拉到接近於接地，則下拉裝置302a、302b就可以不接合(禁用/斷連)。此後，開關S7和S8可以導通並且切換，直至達到穩態操作為止。
在變型實施方式中，下拉裝置302a、302b可以是與諸如電阻器的阻抗串聯的二進位開關FET。例如，圖3B是可以用作圖3A的下拉裝置302a、302b中的一個或兩個的切換式下拉裝置302x的示意圖，該切換式下拉裝置302x包括與電阻器RPD串聯的基於電晶體的開關SwPD。注意，開關SwPD和電阻器RPD的連接順序可以反向。
通常，每個相節點PNx僅需要一個切換式下拉裝置302x。然而，在一些情況下(例如，如果出於各種原因實現每個泵電容器的單獨的相節點連接，例如以便於管芯或電路板佈局)，圖3B的切換式下拉裝置302x可以以每個電荷泵電容器為基礎來實現(即，用於電荷泵電容器Cx中的每一個電荷泵電容器的一個切換式下拉裝置302x)。
對於包括開關的下拉裝置302a、302b，下拉裝置302a、302b在關閉狀態和/或預切換時段期間的狀態可以通過適當地程式設計或配置控制器104來控制。下拉裝置302a、302b可以被視為用於電阻或電流控制方式的“軟”下拉裝置，其中所述裝置在相節點PNx上下拉。相反，開關S7和S8具有非常低的導通電阻，並且在閉合(導通)時將非常強烈地(“硬”)下拉相節點PNx。
應當注意，在本節中描述的用於下拉相節點PNx的電路和方法可以與以下描述的電路和方法結合使用。
B.再平衡解決方案
1.專用平衡器電路
本發明的一個方面包括在切換開始之前在啟動狀態的預切換時段期間再平衡電荷泵電容器的實施方式。再平衡涉及通過在開始切換操作之前同時或順序地對電荷泵電容器放電和/或預充電來將跨電荷泵電容器Cx中的每一個電荷泵電容器(例如，圖2和圖3中的C1至C4)兩端的電壓設置成近似(例如，在大約±20%內)目標倍數的輸出端子(例如，圖2和圖3中的V2+)處的電壓。
用以再平衡切換電容式降壓轉換器中的電荷泵電容器的一種方法是使用專用再平衡器電路。例如，圖4是被配置為與專用再平衡器電路一起使用的切換電容式降壓電力轉換器的框圖400。示出的實施方式類似於圖1的電路，但是包括通過第一匯流排404耦合至轉換器電路102並且通過第二匯流排406耦合至控制器104的再平衡器電路402。再平衡器電路402的功能在於：(1)感測在啟動狀態的預切換時段期間COUT兩端的輸出電壓VOUT，並且輸出指示輸出電壓的信號，以及(2)根據指示輸出電壓的輸出信號，通過對電荷泵電容器朝向相應的穩態倍數的VOUT充電或放電來平衡電荷泵電容器兩端的電壓。如果泵電容器兩端的電壓高於其相應的穩態倍數的VOUT，則泵電容器放電。如果泵電容器兩端的電壓低於其相應的穩態倍數的VOUT，則對泵電容器充電。
再平衡器電路402的實施方式可以包括一個或更多個子電路。例如，圖5A是適用於用作圖4的再平衡器電路402的 第一類型的再平衡器電路500的示意圖。圖5B是適用於與圖5A的再平衡器電路500結合使用的開關下拉電阻器電路580的示意圖。圖5C是適用於與圖5A的再平衡器電路500結合使用的平衡比較器590的示意圖。
在圖5A中，在啟動期間，諸如圖3A所示類型的切換電容式轉換器電路的輸出電壓VOUT被施加至電壓感測子電路502。更具體地，VOUT被施加至包括串聯連接電阻器nR和R的分壓器，其中，n表示縮放因數。縮放的電壓耦合至差分放大器504的第一輸入端，該差分放大器504的輸出端耦合至FET M0的閘極。FET M0的源極耦合至差分放大器504的第二輸入端和電阻器R0，該電阻器R0耦合至電路接地。FET M0的汲極耦合至電流鏡電路506中的鏡驅動器FET MM的汲極和閘極。經調節的電壓VREG為差分放大器504供電。
在該示例中，通過VIN向切換電容式電力轉換器供應到電流鏡電路506的輸入電壓。示例電流鏡電路506包括四個鏡像支路，所述四個鏡像支路包括FET M1至M4，所述FET M1至M4具有耦合至VIN的相應源極、耦合至相應電阻器R1至R4的相應汲極、以及耦合至FET MM的汲極和閘極(並且因此耦合至FET M0的汲極)的相應閘極。在操作中，VOUT由差分放大器504感測，並且參考電流IREF通過FET M0和FET MM產生，所述參考電流IREF等於差分放大器504的輸入端處的電壓除以R0：IREF=xVOUT/R0，其中， xVOUT與VOUT以比例1/(n+1)成比例，並且n是針對電阻nR的縮放因數。
參考電流IREF與VOUT成比例，並且以已知方式在鏡像支路中的每一個鏡像支路中被鏡像。鏡像支路中的每一個鏡像支路中的鏡像電流產生由相應電阻器R1至R4的值設置的相應電壓。因此，在該示例中，應該將R1設置為使得在連接至堆疊節點VC1的節點處IREF×R1理想地等於4×VOUT，該堆疊節點VC1是電容器C1的“頂”板(參見圖3A)。類似地，應該將R2設置為使得在連接至堆疊節點VC2的節點處IREF×R2理想地等於3×VOUT；應該將R3設置為使得在連接至堆疊節點VC3的節點處IREF×R3理想地等於2×VOUT；以及應該將R4設置為使得在連接至堆疊節點VC4的節點處IREF×R4理想地等於1×VOUT。替選地，電阻器R1至R4的值可以相同，而每個鏡像支路中的FET M1至M4的尺寸比例可以相對于FET MM成比例縮放以實現類似的結果。
圖5A的再平衡器電路500可以在對耦合至電荷泵電容器Cx(例如，圖3A中的C1至C4)的“底”板的下拉電路進行操作之後使用。圖5B中的開關下拉電阻器電路580與圖3B的切換式下拉裝置302x基本相同，但是在上下文中示出為耦合在泵電容器Cx與電路接地之間。在啟動狀態的預切換時段期間，在再平衡器電路500接合之前，開關下拉電阻器電路580的開關SwPD閉合，因此，通過小的下拉電阻器RPD(例如，100Ω至200Ω)將相應的電荷泵電容器Cx的“底”板(其耦合至相節點PNX)系至電 路接地，以能夠通過電荷泵電容器Cx的“頂”板進行充電。
注意，儘管開關下拉電阻器電路580(以及圖3B的切換式下拉裝置302x)允許對泵電容器Cx充電，但是與低側相開關S7、S8相比，這種開關下拉電路的電阻性質意指泵電容器Cx的充電發生的慢得多，並且電容器電壓可能與目標電壓明顯不同，這取決於充電或放電電流×開關下拉電路RON。這與再平衡器電路402的目標相矛盾，再平衡器電路402的目標旨在使泵電容器電壓達到特定的電壓位準。再次，開關下拉電阻器電路580(以及圖3B的切換式下拉裝置302x)的目標是通過實現關斷從COUT對Cx的軟充電來使從COUT到泵電容器Cx的湧入電流最小化。一旦相節點PN1、PN2到達電路接地或泵電容器Cx完全軟充電，則可以通過低側相開關S7、S8將相節點PN1、PN2拉低，並且然後，再平衡器電路402可以能夠使泵電容器Cx朝向相應穩態倍數的VOUT充電或放電。可以在啟用再平衡器電路402的同時與啟用低側相開關S7、S8並聯來保持啟用開關下拉電阻器電路580，或者可以通過在啟用再平衡器電路402之前斷開開關SwPD來禁用開關下拉電阻器電路580。
返回參照圖5A，由電流鏡電路506的鏡像支路輸出的電壓表示如下目標電壓：泵電容器C1至C4應該相對於感測到的輸出電壓VOUT朝向該目標電壓充電或放電。在啟動期間，如果VOUT為高，則參考電壓xVOUT將為高，導致IREF的值高，並且因此電阻 器R1至R4中的每一個電阻器兩端的目標電壓的值高。因此，在啟動狀態的預切換時段期間，泵電容器C1至C4以及它們的具有較低電壓的相應的堆疊節點VCX將開始充電至相應的電阻器R1至R4兩端的目標電壓(即，數倍的VOUT)。相反，在啟動期間，如果VOUT為低(例如，由於諸如短路的故障事件)，則參考電壓xVOUT將為低，導致IREF的值低，並且因此電阻器R1至R4中的每一個電阻器兩端的目標電壓的值低。因此，在啟動狀態的預切換時段期間，泵電容器C1至C4以及它們的相應的堆疊節點VCX上的任何過電壓將開始放電通過電阻器R1至R4至電路接地。充電時間或放電時間與泵電容器C1至C4的電容和參考電流IREF成比例。因此，每個鏡支路被配置成提供響應於參考電流IREF的相應的目標倍數的轉換器的輸出電壓以及通過相應的電阻器到電路接地的電路路徑二者。
在圖5A示出的實施方式中，可選的開關Sw0至Sw4可以包括在相應電阻器R0至R4與電路接地之間。當再平衡器電路500在使用中時(例如，在啟動狀態的預切換時段期間)，開關Sw0至Sw4將閉合。可以在穩態操作期間斷開開關Sw0至Sw4，以避免通過再平衡器電路500的電力消耗。
儘管可以在定時的基礎上使用再平衡器電路500，但是穩健且快速動作的實施方式優選地包括有源電壓平衡比較電路，以同時或順序地測量和平衡堆疊節點VCX處的電壓。例如，圖5C的平衡比較器590的實例可以通過包括串聯連接電阻器nR和mR的分壓器連接至每個堆疊節點VCX(即，相應的泵電容器Cx的頂 板)，其中，n表示縮放因數，以及m表示可設置或可調節的值。縮放電壓耦合至由經調節的電壓VREG供電的比較器電路592的第一輸入端。來自圖5A的再平衡器電路500的電壓xVOUT耦合至比較器電路592的第二輸入端作為參考電壓。平衡比較器590被配置成從比較器電路592提供邏輯“低”或邏輯“高”的FLAG輸出，該比較器電路592可以耦合至邏輯控制電路系統(未示出，但是可以是多輸入及閘)或控制器104內的電路系統。
在操作中，當再平衡器電路402在電荷泵的啟動狀態的預切換時段期間接合並且充電/放電的過程開始時，相應平衡比較器590將堆疊節點VCX處的電壓(表示跨泵電容器Cx兩端的電壓)與xVOUT進行比較。在一個示例實施方式中，各個平衡比較器590被配置成要求其相應泵電容器Cx兩端的電壓在目標值的期望範圍(例如，80%至120%)內，以便產生“在範圍中”FLAG輸出(其根據邏輯控制電路系統的需要可以為邏輯“高”或“低”)。可以例如通過改變電阻器nR和mR的分壓比，例如通過設置或調節電阻器mR的值來設置期望範圍。
平衡比較器590的FLAG輸出可以用作到邏輯控制電路系統的輸入，所述輸入確定何時所有的電容器都滿足指定的“在範圍中”狀況，在此狀況下，電壓平衡過程停止並且啟動狀態從預切換時段轉變至電荷泵切換開始但尚未達到穩態操作的後續切換時段。例如，可以通過斷開圖5A中的開關Sw0至Sw4來禁用再 平衡器電路500。
在定時的再平衡序列上使用平衡比較器590的一個優點在於切換電容式電力轉換器不必等待再平衡器電路402和轉換器電路102二者中固有的最壞情況RC時間常數來確保泵電容器Cx是電壓平衡的。如果在場景1、2或3之間將轉換器電路102重新開機至中間狀況(例如，COUT和/或CPUMP處於不同的預充電和/或放電程度)，則這可以節省啟動時間和恢復時間。
為了穩健性，將再平衡器電路500配置成處理在特定應用中可能出現的非典型狀態是有用的，所述特定應用例如為其中COUT完全放電的在負載端子兩端發生短路的情況(請注意，在短路之後重新開機切換電容式電力轉換器類似於場景3中的啟動)。在其中輸出電壓VOUT接近於電路接地或在電路接地處的短路的情況下，然後，根據VOUT產生的IREF可能不足以使再平衡器電路500正常操作。因此，提供下述偏移電流是有用的，所述偏移電流在檢測到短路時和/或當VOUT小於足以產生足夠值的IREF的期望水準時啟用。
參照圖5A，可切換偏移電流電路508包括電流源510，該電流源510耦合至差分放大器504的第一輸入並且通過開關Sw耦合至經調節的電壓VREG。開關Sw基於對短路狀況或接近短路狀況的檢測而斷開或閉合。在一些實施方式中，將“短路狀況”限定為小於或等於VOUT的目標值的約20%的VOUT的電壓位準可能有 用，VOUT應為VIN/Div，其中Div為針對切換電容式轉換器電路300的所設計的轉換增益比。短路狀況可以以許多已知的方式來檢測，所述許多已知的方式包括通過使用與圖5C的平衡比較器590類似的電路對VOUT進行縮放並且將VOUT與參考電壓進行比較。
如果檢測到短路狀況，則開關Sw閉合，並且偏移電流IOFFSET將由電流源510產生並被施加至差分放大器504的第一輸入，從而使通過將VOUT施加至包括串聯連接的電阻器nR和R的分壓器正常產生的電壓偏斜。一旦短路狀況結束或被認為結束(例如，在VOUT的值高於限定“短路狀況”的水準的情況下，或者在一段時間之後)，然後開關Sw可以再次斷開。包括可切換偏移電流電路508的小缺點在於：可以在針對泵電容器Cx的目標電壓中創建偏移，這意味著泵電容器Cx可能不是理想平衡的。然而，偏移將受到限制，並且短路狀況通常應很少發生。實現類似結果的可切換偏移電流電路508的替選實現方式是在差分放大器504本身內引入系統的或優先的偏移，使得差分放大器504的輸出即使在輸出電壓VOUT接近電路接地或處於電路接地(即短路狀況)時也針對IREF產生足夠的值。在差分放大器504內引入這樣的偏移的一種方式是以已知的方式使在差分放大器504內使用的電晶體/器件的尺寸偏斜。
如應當理解的，電流鏡電路506可以具有用於不同轉換比的切換電容式電力轉換器的更少或更多的鏡像支路。另外，對於多相電力轉換器，鏡像支路中的一些或全部可以被複製以連接 至不同的相位。在一些應用中，鏡支路電阻器(例如R1至R4)中的一個或更多個可以是可變的以適應可以被配置成具有不同轉換比(例如，除以2或除以3)的切換電容式電力轉換器。在2019年4月16日公佈的題為“Selectable Conversion Ratio DC-DC Converter”的美國專利第10,263,514號中描述了一種這樣的電力轉換器，該專利被轉讓給本發明的受讓人並且據此通過引用併入本文。
圖4的再平衡器電路402可以用其他電路系統來實現。例如，圖6A是適用於用作圖4的再平衡器電路402的再平衡器電路600的第二實施方式的示意圖。在圖6A中，諸如圖3A所示的類型的切換電容式轉換器電路的輸出電壓VOUT在啟動期間被施加至電壓感測子電路602。更具體地說，VOUT被施加至差分放大器604的第一輸入，該差分放大器604的輸出耦合至FET M0的閘極。注意，如在圖5A中，如果需要，可以首先通過分壓器對VOUT進行縮放。FET M0的源極耦合至差分放大器604的第二輸入和電阻器R0，電阻器R0耦合至電路接地。FET M0的汲極耦合至在電流鏡電路606中的FET MP0的汲極和閘極並且耦合至FET MP1的閘極。經調節的供電電壓VREG對差分放大器604供電。實質上，電壓感測子電路602實現電壓-電流轉換器，其中電壓VOUT被轉換成在圖6A中標記為IREF的比例電流。
在該示例中，到電流鏡電路606的供應電壓由輸入 電壓VIN供應至耦合的切換電容式轉換器電路。示例電流鏡電路606包括一個鏡像支路，該鏡像支路包括FET MP1，該FET MP1具有耦合至VIN的源極以及耦合至串聯連接的電阻器R1至R3的汲極。串聯連接的電阻器R1至R3又轉而耦合至電路接地。電壓感測子電路602、電流鏡電路606和串聯連接的電阻R1至R3可以被認為包括偏置產生器608。
VOUT由差分放大器604感測，並且參考電流IREF通過FET M0和FET MP0產生，該參考電流IREF等於差分放大器604的輸入處的電壓除以R0：IREF=VOUT/R0。參考電流IREF與VOUT成正比，並且以已知方式在鏡像支路中鏡像。鏡像支路中的鏡電流產生一組由電阻器R1至R3的值確定相應電壓。因此，在該示例中，R1至R3應被設置成使得在節點n1處的IREF×(R1+R2+R3)理想地等於4×VOUT。類似地，R2至R3應被設置成使得在節點n2處的IREF×(R2+R3)理想地等於3×VOUT；R3應被設置成使得在節點n3處的IREF×R3理想地等於2×VOUT。因此，節點nx處的所產生的電壓均是所耦合的轉換器電路的輸出電壓VOUT的倍數。根據所感測的輸出電壓VOUT在節點nx處產生電壓的替選方法是可能的，並且包括使用運算放大器或電壓倍增器(未示出)。
節點nx處的電壓和輸出電壓VOUT耦合至再平衡驅動器610a至610d，再平衡驅動器610a至610d又轉而連接至相應的堆疊節點VCX，所述堆疊節點VCX是各個泵電容器Cx(參見圖3A)的“頂”板。再平衡驅動器610a至610d通過相應的堆疊節 點VCX向泵電容器Cx提供電荷，或者從相應的堆疊節點VCX針對泵電容器Cx提供放電路徑，使得堆疊節點VCX處的電壓變得近似等於節點nx處的相應電壓。以這種方式，泵電容器Cx被充電至近似等於節點nx處的相應電壓的電壓。
圖6B是適用於在圖6A的再平衡器電路600中使用的再平衡驅動器610x的第一實施方式的示意圖。在該實施方式中，再平衡驅動器610x包括電壓緩衝器，該電壓緩衝器包括在推挽拓撲中耦合在VIN與VOUT之間的串聯連接的FET MN和MP。FET MN和MP的閘極耦合至來自圖6A的再平衡器電路600中的偏置產生器608的節點nx的電壓。可以在節點nx與N型FET MN和P型FET MP的閘極端子之間分別引入可選的電壓偏移VOS1、VOS2，使得電壓緩衝器將其輸出節點(即，FET MN和MP的源極端子)更準確地偏移至節點nx處的電壓。
電壓緩衝器的輸出節點耦合至啟用/禁用開關SwD，啟用/禁用開關SwD又轉而耦合至堆疊節點VCX。當在啟動狀態的預切換時段期間需要再平衡時，則啟用(閉合)開關SwD。一旦再平衡完成並且電荷泵切換開始，則SwD禁用(斷開)以將電壓緩衝器與堆疊節點VCX隔離。
當開關SwD啟用(閉合)時，如果泵電容器Cx兩端的電壓較低，則在節點nx處產生的、由再平衡驅動器610x緩衝的電壓從VIN通過FET MN對相應的泵電容器Cx充電，並且否則 如果泵電容器Cx兩端的電壓較高，則通過FET MP提供到VOUT的放電路徑。再平衡驅動器610x的替選實施方式可以具有耦合至電路接地而不是VOUT的FET MP的汲極端子。雖然該替選實施方式在需要時實現類似的放電功能，但是從泵電容器去除的電荷被浪費並且不能被收回。
如果不使用電壓偏移VOS1、VOS2，則電壓緩衝器仍然工作，不同之處在於當主要通過N型FET MN預充電時緩衝器輸出電壓將最終比節點nx處的電壓低(近似等於FET MN閾值電壓的量)，並且當主要通過P型FET MP放電時緩衝器輸出電壓將最終比節點nx處的電壓高(近似等於FET MP閾值電壓的量)。可以在其中閾值電壓誤差可容許的應用中省略電壓偏移VOS1、VOS2。
注意，可以通過使用跨堆疊節點VC4和堆疊節點VX(堆疊節點VX耦合至轉換器輸出電壓VOUT)的下拉裝置(例如，圖3B中的切換式下拉裝置302x)來更簡單地實現圖6A中針對堆疊節點VC4節點的再平衡驅動器610d，這是因為期望平衡之後的堆疊節點VC4處的電壓應等於VOUT。
圖6A的再平衡器電路600與圖5A的再平衡器電路500相比的一個優點在於：當泵電容器Cx放電時，過量電荷由再平衡驅動器610x轉移至輸出電容器COUT(即，VOUT的源)，而不是放電至電路接地。此外，再平衡驅動器610x不必同時從VIN拉電流以在VCX堆疊節點處實現期望的電壓位準。值得注意的是， 過量的泵電容器電荷到輸出電容器COUT的直接轉移浪費較少，並且在執行泵電容器放電時降低的VIN電流汲取可以將對切換電容式電力轉換器進行再平衡的持續時間縮短至少兩倍。
圖6C是適用於在圖6A的再平衡器電路600中使用的再平衡驅動器610y的第二實施方式的示意圖。在所示的實施方式中，再平衡驅動器610y包括可切換電流源，該可切換電流源包括耦合在轉換器電路的輸入電壓VIN與第一開關SwCHG之間的第一電流源I1。第一開關SwCHG串聯連接至第二開關SwDIS。第二電流源I2耦合在第二開關SwDIS與轉換器電路的輸出電壓VOUT之間。電流源I1、I2和開關SwCHG、SwDIS之間的中點耦合至堆疊節點VCX。在變型實施方式中，第一電流源I1和第一開關SwCHG的相對順序可以反向，並且第二電流源I2和第二開關SwDIS的相對順序可以反向。在其他變型實施方式中，第一電流源I1和第一開關SwCHG可以耦合至較高電壓的堆疊節點(例如，上面堆疊節點VCX)而不是VIN，而第二電流源I2和第二開關SwDIS可以耦合至電路接地或較低電壓的堆疊節點(例如，下麵堆疊節點VCX)。
當第一開關SwCHG啟用(閉合)而第二開關SwDIS禁用(斷開)時，第一電流源I1對相應的泵電容器Cx充電，該泵電容器的頂板連接至相關聯的堆疊節點VCX。相反地，當第一開關SwCHG禁用(斷開)而第二開關SwDIS啟用(閉合)時，第二電流源I2對相應的泵電容器Cx放電，該泵電容器Cx的頂板連接至相關聯的堆疊節點VCX。針對特定泵電容器Cx是否需要充電功能或 放電功能可以通過首先例如通過使用圖5C的平衡比較器590比較每個堆疊節點電壓VCX和輸出電壓VOUT來確定。一旦第一開關SwCHG或第二開關SwDIS啟用，則繼續監測或測量相應的堆疊節點電壓VCX，以確定一旦相關聯的堆疊節點電壓VCX達到其目標電壓則啟用後的開關是否可以斷開。
更一般地，專用再平衡器電路402的優點在於：即使當堆疊節點VCX和/或VOUT具有接近零的電壓時，再平衡器電路402也不會卡住或浪費時間進行不必要的再平衡，從而減少啟動時間。使用專用再平衡器電路402對泵電容器Cx兩端的電壓進行再平衡可以防止電荷泵開關(包括相應的驅動器電路中的電晶體)在啟動時因大範圍各種初始狀況而產生的過應力。在一些實施方式中，僅需要再平衡器電路402的一個核心單元(例如，圖5A中的電壓感測子電路502和電流鏡電路506，或者圖6A中的偏置產生器608)對所有泵電容器Cx進行充電或放電兩者。另外，可以通過使用電壓比較器監測泵電容器Cx兩端的電壓並選擇要採取的最佳動作(例如，僅充電、僅放電或不需要再平衡)來減少啟動時間。
2.在預切換期間對電荷泵電容器的再平衡
本發明的另一方面包括在啟動狀態的預切換時段期間(即，在電荷泵切換開始之前)通過重新利用電荷泵內的現有開關或現有開關通路對電荷泵電容器進行再平衡從而降低設計複雜性和面積的實施方式。
例如，當對圖2的降壓轉換器電路200進行再平衡時，C1兩端的電壓理想地應被設置成約4×VOUT，C2兩端的電壓理想地應被設置成約3×VOUT，C3兩端的電壓理想地應被設置成約2×VOUT，並且C4兩端的電壓理想地應被設置成約1×VOUT。更一般地，如果單相對稱級聯倍增器的轉換增益為n，其中n為整數，則將存在(n-1)個泵電容器，泵電容器兩端的最大穩態電壓將為(n-1)×VOUT，並且泵電容器兩端的最小穩態電壓將為1×VOUT。再平衡涉及對n-1個電荷泵電容器同時或順序地進行放電和/或預充電至近似其穩態倍數的VOUT的電壓位準。還應當注意，再平衡的概念還可以適用於其他類型的電荷泵，但是用於對泵電容器進行再平衡的目標電壓位準可能不同。例如，具有轉換增益n的串並聯電荷泵配置對其所有泵電容器將具有1×VOUT的相同的穩態電壓。
在電荷泵的一些實施方式中，例如圖3A所示的示例，電荷泵的開關Sx(例如，圖3A中的S1至S9)中的一些或全部可以實現為分段FET。分段FET具有多個平行的獨立可控的汲極至源極傳導通路，獨立可控的汲極至源極傳導通路包括至少一個主開關通路Sx和至少一個輔助開關通路SxA。可以通過控制與該通路相關聯的FET閘極端子獨立地斷開或閉合每個汲極至源極傳導通路。輔助開關通路SxA具有與主開關通路Sx相比高的導通電阻RON。在其他實施方式中，一個或更多個較小的輔助FET SxA可以與一個或更多個相應的主開關Sx(例如，圖3A中的S1至S9) 並聯地連接。較小的並聯輔助開關SxA具有與相應的主開關Sx相比高的導通電阻RON。輔助開關/通路SxA的優點在於：它們限制了電容器之間電荷轉移的速率，這是因為與相應的主開關Sx相比具有相對高的RON。
在具有輔助開關/通路SxA的電荷泵實施方式中，一種用於在啟動狀態的預切換時段期間對電荷泵電容器進行再平衡的技術涉及使用現有的輔助開關/通路SxA和專用的初始化開關定時序列來基於所呈現的場景對電荷泵電容器Cx進行預充電或放電。有益地，該技術不需要新的電荷泵電路通路，而僅基於對電荷泵電容器Cx兩端的電壓(即，堆疊節點VCX處的電壓)的測量來選擇一組時脈定時序列。可以例如通過連接至每個堆疊節點VCX(即，相應的泵電容器Cx的頂板)的圖5C的平衡比較器590的實例來測量電壓。如果需要，平衡比較器590可以包括在控制器104中。
例如，圖7A是在電荷泵操作開始之前和之後解決場景1(非預充電的COUT、非預充電的Cx)的一組開關定時序列的圖700。使用圖3A所示的電荷泵300示例，在時間t0之前的關閉狀態下，所有開關Sx(包括輔助開關/通路SxA)最初都斷開(關斷)。如果COUT兩端的電壓和堆疊節點VCX處的電壓都被測量為低於某期望值，或者對於特定應用被認為基本上為零，則檢測到場景1。在t0處開始啟用電荷泵300時，啟動狀態的預切換時段開始，其中應用了先前在圖3A中描述的相節點下拉概念的實施方式。例如，可 以通過在從時間t0至時間t1的時間段期間閉合(導通)輔助開關/通路S7A和S8A同時斷開(關斷)所有其他開關Sx和SxA來關斷從COUT電容器上的任何可用電荷對泵電容器Cx的預充電。
在該示例中，使用輔助開關/通路S7A和S8A代替圖3B所示的單獨的切換式下拉裝置302x。輔助開關/通路S7A和S8A的相對高的RON導致相節點PN1、PN2的“軟”下拉。在時間t1處，輔助開關/通路S7A和S8A斷開(閉合)，並且相應的主開關S7和S8閉合(導通)以用於相節點PN1、PN2的“硬”下拉。在變型實施方式中，輔助開關/通路S7A和S8A可以在時間t1與t5之間與相應的閉合後的主開關S7和S8並聯地保持閉合。在一些實施方式中，高側相開關S6、S9不需要具有相應的輔助開關/通路S6A、S9A；然而，在圖7A所示的示例中，高側相開關S6、S9確實具有相應的可選輔助開關/通路S6A、S9A。
時間t1可以被實現為在時間t0之後的固定持續時間，或者基於當檢測到相節點PN1、PN2已經達到足夠充分接近電荷泵300的V2-端子處的電壓的電壓時以及/或者當檢測到泵電容器Cx已經關斷從COUT電容器充分地充電時被實現為可變持續時間。注意，在場景1中，考慮到開始時COUT電容器兩端的電壓位準相對低，時間t0與時間t1之間的持續時間很可能短到相對不必要的程度。因此，可以跳過或省略在時間t0與時間t1之間啟用輔助開關/通路S7A和S8A的該預充電步驟。此外，由於泵電容器Cx兩端的電壓(即，堆疊節點VCX處的電壓)也都較低，並且通常足夠接近COUT 兩端的電壓，因此場景1中的相節點“軟”下拉或再平衡並不總是需要，並且可以跳過。
如圖7A所示，預切換時段在t1處結束並且電荷泵切換在時間t5處開始，其中切換由時脈波形P1和P2控制。在時間t5之後，輔助開關/通路S7A和S8A可以繼續斷開(關斷)，或者可以與其相應的主開關S7和S8並聯地切換，以進一步減小每個組合分段FET S7/S7A和S8/S8A的導通電阻RON。因此，與輔助開關/通路S7A和S8A相關聯的定時波形在時間t5之後用虛線示出。從時間t1至時間t5及以後的所有輔助開關/通路及其相應的主開關的斷開和閉合可以由圖1的控制器104管理。
從時間t1至時間t5的時段可以是啟動狀態的切換時段中電荷泵切換可以開始但是尚未實現穩態操作的一部分。從時間t1至時間t5的持續時間取決於應用，但是可以是例如決定繞過再平衡過程所花費的時間。根據實現方式，時間t5可能與時間t1交疊(即，時間t1和時間t5同時發生)，或者從時間t1至時間t5的延遲可以小於或等於電荷泵週期，電荷泵週期是電荷泵切換頻率的倒數(從技術上講，延遲也可以大於電荷泵週期，但是這會增加電荷泵的總啟動時間)。還應注意，對在時間t1與時間t5之間的中間時間點標記的省略僅是使得用於時間點t1和t5的標記與圖7B和圖7C中的相同命名的時間點匹配。
作為另一示例，圖7B是在電荷泵操作開始之前和之 後解決場景2(預充電的COUT、非預充電的Cx)的一組開關定時序列的圖720。與圖7A類似，輔助開關/通路S7A和S8A在從時間t0至時間t1的時間段期間閉合(導通)以用作“軟”下拉裝置，而所有其他開關在啟動狀態的預切換時段期間斷開(關斷)。這確保了相節點PN1、PN2通過電阻RON耦合至電荷泵300的V2-端子處的電路接地，以緩慢地關斷從輸出電容器COUT上的電荷對電荷泵電容器Cx的預充電。此後，在時間t1處--當檢測到相節點PN1、PN2已經達到足夠充分接近電荷泵300的V2-端子處的電壓的電壓時--輔助開關/通路S7A和S8A斷開(關斷)。在變型實施方式中，輔助開關/通路S7A和S8A可以在時間t1與t5之間與相應的閉合後的主開關S7和S8並聯地保持閉合。在時間t1處或在時間t1之後不久，開關S7和S8在從時間t1至時間t5的時間段期間閉合(導通)；時間t5標記啟動狀態的預切換時段的結束和由時脈波形P1和P2控制的切換操作的開始。與時序圖700類似，與輔助開關/通路S7A和S8A相關聯的定時波形在時間t5之後用虛線示出。這指示輔助開關/通路S7A和S8A可以繼續斷開(關斷)，或者可以與其相應的主開關S7和S8並聯地切換，以進一步減小組合的導通電阻RON。
在時間t1處開始，輔助開關/通路S1A至S3A、S5A全部閉合(更一般地，除了Sm-1A之外的輔助開關/通路S1A至SmA都將在時間t1處閉合，其中m是在V1+與V2+電荷泵端子之間串聯連接的開關的數目)。在時間t1之後，(m-1)個所選擇的輔助 開關/通路在若干時間段內以相對於端子V1+的反向順序(S3A至S1A，在所示示例中)逐漸地斷開。在所示示例中，以反向順序，輔助開關/通路S3A至S1A從時間t3至時間t5逐漸地斷開。值得注意的是，輔助開關/通路S5A在整個初始化階段保持閉合，因此使電荷泵電容器C4與輸出電容器COUT保持並聯地連接。因此，對於本示例，當所有輔助開關/通路S1A至S3A從時間t1至時間t3全部閉合時，耦合至端子V1+的電壓源將對泵電容器C1至C3進行預充電。在時間t3處，輔助開關/通路S3A斷開，並且電荷泵電容器C3停止充電。在時間t4處，輔助開關/通路S2A斷開，並且電荷泵電容器C2停止充電。最後，在時間t5處，輔助開關/通路S1A斷開，並且電荷泵電容器C1停止充電。同樣在時間t5處，輔助開關/通路S5A斷開，並且電荷泵電容器C4停止由輸出電容器COUT充電。在時間t5處或在時間t5之後，可以開始跟隨時脈波形P1和P2的切換操作(在時間t5之後的虛線定時脈衝線指示輔助開關/通路S1A至S3A、S5A可以被切換成跟隨相應的主開關S1至S3、S5的狀態或者保持斷開)。注意，對在時間t1與時間t3之間的中間時間點標記的省略僅是使得用於時間點t1和t3至t5的標記與圖7A和圖7C中的相同命名的時間點匹配。
考慮到每個電荷泵電容器C1至C4的值、輔助開關/通路S1A至S3A、S5A的導通電阻以及相對於Vx節點處的電壓位準的在每個堆疊節點VC1至VC4處的電壓位準，時間點t3、t4和t5可以由定時電路(未示出)固定，或者可以由在時間t1之後啟動 的自我調整時間段來確定。替選地，可以使用如電壓或電流比較器的電路或者圖5C的平衡比較器590的實例在整個時間t1至t5期間來監測每個堆疊節點VC1至VC4處的電壓位準(即，每個電荷泵電容器C1至C4兩端的電壓位準)。當測量堆疊節點VCX的電壓位準處於其目標或足夠接近其目標時，對相應的泵電容器Cx進行充電的最接近的輔助開關/通路SxA斷開(關斷)，以使預充電路徑通過串聯連接的輔助開關/通路從端子V1+斷開連接。因此，斷開輔助開關/通路SxA可以是所測量的堆疊節點電壓的函數，而不是固定序列的函數。
例如，參照圖3A，可以將堆疊節點VC1至VC4處的電壓與相應的參考電壓進行比較，以確定泵電容器C1至C4兩端的電壓何時近似(例如，在約±20%內)目標倍數的輸出電容器COUT兩端的電壓。例如，當泵電容器C3已經充電至其目標電壓範圍(即，2×VOUT)時，耦合至堆疊節點VC3的比較器可以使開關S3斷開，因此限定時間t3。其他時間點將以類似方式限定。
實現時序圖720的替選實施方式涉及使用在每個堆疊節點VCX與V1+端子之間連接的一組不同的輔助開關/通路。然而，雖然該替選實施方式提供了關於其中每個輔助開關/通路可以在時間t1至時間t5之間斷開的順序的靈活性，但是每個輔助開關/通路可以不再與現有的主開關Sx並聯，從而引入增加複雜性並且需要次級ESD保護方案的新通路。
由於預切換時段的一個目標是將電荷泵電容器Cx預充電至目標電壓位準，因此明顯的是，在整個時間t1至t5期間閉合第一“低側”相開關S7和第二“低側”相開關S8是必要的。
雖然時序圖720示出了輔助開關/通路S1A至S3A、S5A在從時間t1至時間t5的特定時間段期間連續地被設置成導通狀態，但是在替選實施方式中，輔助開關/通路S1A至S3A、S5A在這些時間段期間可以被脈衝導通和關斷，以避免過多的功率耗散/熱耗散。還應注意，為清楚起見，未示出所有開關的斷開與閉合之間的死區時間，但是可能需要一些死區時間以避免可能導致泵電容器Cx的不期望的充電或放電的暫態連接。
作為又一示例，圖7C是在電荷泵操作開始之前和之後解決場景3(非預充電的COUT、預充電的Cx)的一組開關定時序列的圖740。在這種情況下，輔助開關/通路S7A和S8A在從時間t0至時間t1的時間段期間閉合(導通)以用作“軟”下拉裝置，而所有其他開關在啟動狀態的預切換時段期間斷開(關斷)。這確保了相節點PN1、PN2通過電阻RON耦合至V2-端子處的電路接地，以緩慢地關斷從輸出電容器COUT上的電荷對電荷泵電容器Cx的預充電。此後，開關S7和S8從時間t1至時間t5閉合(導通)；時間t5標記啟動狀態的預切換時段的結束和由時脈波形P1和P2控制的切換操作的開始。雖然時序圖740示出了輔助開關/通路S7A和S8A從時間t1至時間t5斷開(關斷)，但是輔助開關/通路S7A 和S8A替代地可以被切換成始終跟隨相應的開關S7和S8的狀態。注意，因為電荷泵電容器Cx在這種場景下預充電，所以從時間t0至時間t1的時段通常比圖7B所覆蓋的情況短。還應注意，如果電荷泵電容器Cx實際上已完全預充電，並且輸出電容器COUT根本沒有預充電，則該處理序列可能是多餘的。然而，穩健的電路設計應支援其中電荷泵電容器Cx沒有完全預充電並且輸出電容器COUT稍微預充電的中間場景。此外，從設計的角度來看，該序列通過減少啟動序列中的可選狀態的數目來說明降低實現複雜性，從而允許實現相同的狀態序列，並且依賴於根據需要為較短或較長的序列持續時間以實現穩健的啟動。
在時間t1處開始，輔助開關/通路S2A至S5A全部閉合，然後輔助開關/通路S2A至S5A從時間t2至時間t5以相對於端子V1+的正向順序(S2A至S5A，在所示示例中)逐漸地斷開(更一般地，輔助開關/通路S2A至SmA將在時間t1處全部閉合，其中m是在V1+與V2+電荷泵端子之間的串聯連接的開關的數目)。值得注意的是，開關S1和S1A(如果存在)在整個初始化階段保持斷開，因此使電荷泵電容器與端子V1+處的VIN電壓隔離。因此，對於本示例，當輔助開關/通路S2A至S5A從時間t1至時間t2全部閉合時，電荷泵電容器C1至C4將放電至耦合至Vx節點的輸出電容器COUT中。在時間t2處，輔助開關/通路S2A斷開並且電荷泵電容器C1停止放電。在時間t3處，輔助開關/通路S3A斷開並且電荷泵電容器C2停止放電。在時間t4處，輔助開關 /通路S4A斷開並且電荷泵電容器C3停止放電。最後，在時間t5處，輔助開關/通路S5A斷開並且電荷泵電容器C4停止放電。在時間t5處，可以開始跟隨時脈波形P1和P2的切換操作(在時間t5之後的虛線定時脈衝線指示輔助開關/通路S2A至S5A可以被切換成跟隨相應的開關S2至S5的狀態或者保持斷開)。
與圖7B所示的示例一樣，從時間t1至時間t5的間隔的持續時間可以由定時電路(未示出)固定或者可以是可變的並且由一個或更多個因素確定，一個或更多個因素包括泵電容器電壓、輸出電容器COUT處的電壓以及輔助開關/通路S2A至S5A的導通電阻。因此，斷開輔助開關/通路SxA可以是所測量的堆疊節點電壓(例如，泵電容器電壓)的函數，而不是固定序列的函數。雖然時序圖740示出了輔助開關/通路S2A至S5A在從時間t1至時間t5的特定時間段期間連續地被設置成導通狀態，但是在替選實施方式中，輔助開關/通路S2A至S5A在這些時間段期間可以被脈衝導通和關斷，以避免過多的功率耗散/熱耗散。還要注意，為清楚起見，未示出所有開關的斷開與閉合之間的死區時間。
實現時序圖740的替選實施方式涉及使用在每個堆疊節點VCX與Vx節點之間連接的一組不同的輔助開關/通路。然而，雖然該替選實施方式提供了關於其中每個輔助開關/通路可以在時間t1至時間t5之間斷開的順序的靈活性，但是每個輔助開關/通路可以不再與現有的主開關Sx並聯，從而引入增加複雜性並且需要 次級ESD保護方案的新通路。
實現時序圖740的又一實施方式涉及使用在每個堆疊節點VCX與V2-端子處的電路接地之間連接的一組不同的輔助開關/通路。除了共用複雜性和ESD次級保護的缺點之外，該方法還更浪費，這是因為每個電荷泵電容器Cx都放電至地而不是將其電荷轉移至輸出電容器COUT。
更一般地，與專用再平衡器電路402相比，本發明的優點在於其簡單性、面積效率和降低的ESD風險。泵電容器Cx兩端的電壓可以類似地再平衡，以防止電荷泵開關(包括相應的驅動器電路中的電晶體)在啟動時因大範圍各種初始狀況而產生過應力。本發明的該方面通過重新利用電荷泵300內的現有開關或現有開關通路來實現，從而消除了對再平衡器電路402的需求。
3.通過與輸入電壓源解耦對電容器進行再平衡
在啟動時對切換電容式降壓電力轉換器中的電荷泵電容器進行再平衡的又一個方面涉及針對選定的時間使該轉換器作為升壓轉換器反向運行，然後恢復至降壓操作。從場景2(預充電的COUT、非預充電的Cx)啟動時並且如果輸出電容器COUT足夠大到以使升壓操作期間可能發生的任何VOUT電壓下降最小化，則該方法最有效。
圖8是可以選擇性地作為降壓轉換器或升壓轉換器操作並且可以與電壓源106選擇性地隔離的切換電容式電力轉換器 800的框圖。基本電路與圖1的電路類似，其中增加了包括斷連開關SDis1的開關方塊802。斷連開關SDis1可以包括具有被配置有相反極性的相應的體二極體DF和DR的兩個單獨的串聯連接的FET開關，以在斷連開關SDis1斷開時使電壓源106與轉換器電路102的端子V1+基本上完全隔離。替選地，斷連開關SDis1可以包括提供合適的雙向隔離的單個電晶體(例如，基於GaAs或GaN或SOI技術的電晶體)，或者提供合適的雙向隔離的任何其他類型的開關。從控制器104至開關方塊802的控制信號(未示出)對斷連開關SDis1的斷開狀態或閉合狀態進行控制。
對於啟動，轉換器電路102可以被配置成通過使輸出電容器COUT兩端的電壓VOUT成為轉換器電路102的電力源而不是電壓源106而在升壓模式下操作(注意，許多電荷泵設計可以通過改變施加電壓源的位置而在升壓模式下操作)。因此，在啟動期間，斷連開關SDis1被設置成斷開狀態以使電壓源106與轉換器電路102斷開連接，僅留下輸出電容器COUT兩端的電壓VOUT作為用於轉換器電路102的電力源。可以開始跟隨時脈波形P1和P2的切換操作，使得電荷從輸出電容器COUT通過泵電容器Cx朝向轉換器電路102的V1+端子轉移。該初始啟動狀態的持續時間可以例如通過如上所述測量堆疊節點VCX處的電壓來確定，或者通過設置預定持續時間來確定。一旦泵電容器Cx適當地被充電至其穩態電壓(在這種情況下，電壓VOUT的倍數)，斷連開關SDis1就閉合，從而通過將電壓源106重新連接至轉換器電路102來重新配置轉換 器電路102以在降壓模式下操作。因此，轉換器電路102從啟動升壓模式恢復至降壓操作。注意，可以在初始反向升壓模式與正常正向降壓操作之間引入短暫的中間狀態，其中電荷泵切換暫停，然後斷連開關SDis1閉合。只要斷連開關SDis1可以以逐步方式閉合以使V1+端子處的電壓瞬變或湧入電流最小化，就可以跳過或忽略該中間狀態。還應注意，如果V1+、V1-電荷泵端子兩端的電壓源106的存在或連接可以與轉換器電路102的啟動一起排序，則可以完全省略斷連開關SDis1。例如，電壓源106在關閉狀態下可以與轉換器電路102斷開連接或者使電壓源106成為高阻抗。當啟用轉換器電路102時，電壓源106可以保持斷連或高阻抗，同時轉換器電路102開始以反向升壓模式啟動。在升壓模式下該初始啟動狀態結束時，然後對於啟動的其餘部分以及對於作為降壓轉換器的穩態操作電壓源106可以連接至轉換器電路102或者使電壓源106成為低阻抗。更一般地，本發明的優點在於：在啟動狀態的預切換時段期間，泵電容器再平衡在不需要專用再平衡器電路402或專用的開關定時序列的情況下發生。
C.降低啟動時的電荷轉移速率
在各種啟動場景下實現電荷泵的穩健啟動的新技術涉及在啟動開始時(即，沒有任何預切換時段或其他初始化階段的情況下)且在降壓模式下通過P1和P2時脈波形開始電荷泵的切換，但是每個切換週期具有降低的電荷轉移速率，因此VCX堆疊節點 (參見圖3A)中的每一個處具有降低的電壓變化速率。可以以若干方式來實現這樣的電荷轉移速率的降低。
例如，圖9是降低的電荷轉移速率處理的一個實施方式的流程圖900。從關閉狀態開始(步驟框902)，啟用跟隨時脈波形P1和P2的電荷泵切換(步驟框904)。此後，如果電荷泵(CP)電容器兩端的測量的電壓在期望的值範圍之外(步驟框906)，則在啟動階段中可以將串聯連接的電荷泵開關(例如，圖3A中的S1至S5)的導通電阻RON增加選定的持續時間或一定數目的切換週期(步驟框908)。如果CP電容器兩端的測量的電壓在期望的值範圍內(步驟框906)，則對於啟動操作的其餘部分(步驟框910)和穩態操作期間(步驟框912)將通常減小用於功率效率的RON。注意，如由虛線標記的“固定時間替選路徑”所指示的，如果將增加的RON(步驟框908)僅作為在減小RON(步驟框910)之前的固定的持續時間應用，則可以省略框906處的重複測試。在這兩種情況下，以稍長的啟動時間為代價，每個切換週期的電荷轉移速率將降低，而RON增加。
可以通過暫時使用相應的輔助開關/通路SxA代替主開關Sx選定的持續時間或一定數目的切換週期來控制串聯連接的電荷泵開關(例如，S1至S5)的導通電阻RON，輔助開關/通路SxA中的每一個具有比相應的主開關Sx高的導通電阻RON。可以使用分段FET來實現輔助通路SxA；僅利用一個或幾個(少於全 部)分段產生針對分段FET的較高有效RON。輔助開關SxA還可以是與相應的主開關Sx並聯地連接的並且被配置成具有比相應的主開關Sx高的導通電阻RON的單獨的較小FET。可以通過適當地程式設計或配置控制器104來控制輔助開關/通路SxA代替主開關Sx以增加RON(步驟框908)的選擇。
替選地或另外地，可以通過降低針對這些開關的FET閘極驅動電壓選定的持續時間和/或一定數目的切換週期(這也是時間的測量)來增加串聯連接的電荷泵開關的導通電阻RON。可以通過適當地程式設計或配置控制器104來控制FET閘極驅動電壓。
針對串聯連接的電荷泵開關的增加的RON的持續時間可以由固定或可變的定時電路(未示出)設置，或者可以由一個或更多個因素確定，一個或更多個因素包括泵電容器電壓、VIN、VOUT、和VCX(即，堆疊節點VCX處的電壓)以及電容器(例如，C1至C4和/或COUT)的尺寸。例如，參照圖9，可以將堆疊節點處的電壓VCX與相應的參考電壓進行比較，以確定在整個啟動期間泵電容器Cx兩端的電壓是否在期望值之外(步驟框906)，從而確定何時以針對串聯連接的電荷泵開關的增加的RON(步驟框908)退出啟動階段，並且代替以減小的RON(步驟框910)操作。可以在VIN和VOUT(COUT兩端)處進行類似的測量。
除了暫時增加導通電阻RON之外，可以將電荷泵切 換的頻率(例如，時脈波形P1和P2的頻率)增加持續增加的RON的全部或部分持續時間。此後，電荷泵切換的頻率可以恢復至用於功率效率的正常值。例如，對於許多應用，針對P1和P2的正常時脈頻率可以在約100kHz至約1MHz的範圍內。當串聯連接的電荷泵開關的RON暫時增加時，時脈頻率也可以增加例如2倍或更多倍。增加的時脈頻率降低每個VCX堆疊節點處的電壓變化速率，直至消除或減輕可能的湧入電流問題為止。可以通過適當地程式設計或配置控制器104來控制電荷泵切換的頻率。
在如圖2或圖3A的電路的單相對稱級聯倍增器的特殊情況下，可以通過調用定時序列來減輕啟動時的湧入電流和開關過應力，使得針對所包括的電荷泵的第一切換週期以時脈波形P2變為邏輯“1”而不是邏輯“0”開始，以避免在第一切換週期中使最接近COUT的泵電容器(例如，圖3A中的泵電容器C4)快速放電，特別是針對場景3(非預充電的COUT、預充電的CPUMP)。該方法在多相電荷泵操作的情況下或在其他啟動場景中可能不太有益。
以上技術的益處在於其可以僅使用現有的控制和電荷泵電路來實現。此外，可以通過測量堆疊節點電壓VCX來智慧地應用這樣的技術以確定應用哪個啟動場景，從而允許選擇最佳的對應解決方案。然而，如果需要，可以獨立于用於某些應用的啟動場景來進行這樣的技術的選擇和應用。
D.通過與輸出電壓源解耦啟動
從各種啟動場景中穩健地啟動切換電容式降壓轉換器的另一方法是在轉換器電路102的輸出與輸出電容器COUT兩端的電壓VOUT之間添加開關。這種方法消除了對再平衡的需求。例如，圖10是可以與輸出電容器COUT和輸出負載108選擇性地隔離的切換電容式電力轉換器1000的框圖。基本電路與圖1的電路類似，其中增加了包括斷連開關SDis2的開關方塊1002。
與圖8所示的示例一樣，斷連開關SDis2可以包括具有被配置有相反極性的相應的體二極體DF和DR的兩個單獨的串聯連接的FET開關，以在斷連開關SDis2斷開時使輸出電壓VOUT與轉換器電路102的輸出端子V2+基本上完全隔離。替選地，斷連開關SDis2可以包括提供合適的雙向隔離的單個電晶體(例如，基於GaAs或GaN或SOI技術的電晶體)，或者提供合適的雙向隔離的任何其他類型的開關。根據VX和VOUT電壓的相對值，斷連開關SDis2還可以是具有開關體偏置能力的單個電晶體。從控制器104至開關方塊1002的控制信號(未示出)對斷連開關SDis2的斷開狀態或閉合狀態進行控制。
可選地，例如如果需要過濾雜訊/EMI或者如果存在斷電節點VX的電路系統，則中間電容器CVX可以在開關方塊1002與轉換器電路102之間耦合在轉換器電路102的輸出端子V2+、V2-兩端。中間電容器CVX兩端的電壓為Vx，並且中間電容器CVX的電容通常將設置成比輸出電容器COUT的電容小得多，並且比每 個電荷泵電容器Cx的電容小(例如，CVX等於每個電荷泵電容器的約10%)。
在關閉和啟動期間，斷連開關SDis2被設置成斷開狀態，以使轉換器電路102與輸出電容器COUT和輸出負載108斷開連接。在該示例中，關閉配置允許在不對輸出電容器COUT進行放電因此不影響負載108的情況下的堆疊節點VCX的放電以及因此電荷泵電容器Cx的放電。可以使用從每個堆疊節點VCX和VX連接至接地的輔助開關/通路SxA來實現堆疊節點VCX的放電。在堆疊節點VCX、Vx放電並且鑒於中間電容器CVX的小尺寸的情況下，圖10所示的切換電容式電力轉換器1000基本上總是在場景1(非預充電的CVX、非預充電的CPUMP)中啟動。因此，在啟動狀態的切換時段期間，可以以正常方式(即，應用時脈波形P1和P2)切換轉換器電路102直至電荷泵電容器Cx和中間電容器CVX被充電至期望的電壓(輸入電壓VIN的一部分)為止。一旦電荷泵電容器Cx處於足夠的電壓位準(例如，在目標電壓的±20%內)，則斷連開關SDis2可以閉合，以使轉換器電路102的端子V2+、V2-兩端的輸出電容器COUT和輸出負載108重新連接以進行穩態操作。
在許多應用中，在中間電容器CVX和輸出電容器COUT兩端的電壓均衡時，以逐步方式閉合斷連開關SDis2以防止通過轉換器電路102的開關Sx的大電流湧入或湧出可能是有用的。斷 連開關SDis2的逐步閉合可以是基於時間的，或者可以是通過斷連開關SDis2的測量電流的函數。
圖11是使用電壓調節器1102而不是斷連開關SDis2與輸出電壓VOUT隔離的切換電容式電力轉換器1100的框圖。中間電容器CVX在電壓調節器1102與轉換器電路102之間耦合在轉換器電路102的端子V2+、V2-兩端。如本領域已知的，電壓調節器是被設計成自動保持恒定電壓位準的系統，並且通常包括基於電感器的切換調節器。控制電路啟用或禁用電壓調節器1102；控制電路可以是控制器104的一部分，或者可以在電壓調節器1102的內部，或者可以是單獨的電路(未示出)。
在第一啟動示例中，電壓調節器1102最初被禁用，將輸出電壓VOUT與轉換器電路102的端子V2+隔離。然後，可以以正常方式(即，施加時脈波形P1和P2)切換轉換器電路102直至電荷泵電容器Cx達到期望的電壓(輸入電壓VIN的一部分)為止。此後，電壓調節器1102以已知方式被啟用並且自動地處理VX與VOUT之間的任何電壓差，以將VOUT設置並調節至期望的水準。
在第二啟動示例中，電壓調節器1102在轉換器電路102根據時脈波形P1和P2開始切換的同時被啟用。電壓調節器1102還以已知方式在處理VX與VOUT之間的任何電壓差的同時自動地控制並調節VOUT。
圖12是可以在圖11中所示的電路中使用的電壓調 節器1102的一個實施方式的更詳細的框圖。電壓調節器1102接收正輸入端子和負輸入端子兩端的輸入電壓並且產生正輸出端子和負輸出端子兩端的輸出電壓。通過以已知方式斷開和閉合電感器L周圍的開關SA、SB、SC、SD(或其中的一個子集)來實現正輸出端子和負輸出端子兩端的電壓調節。
在所示的示例中，開關SA串聯連接在正輸入端子與電感器L之間，並且開關SC串聯連接在正輸出端子與電感器L之間。開關SB以分流配置耦合至開關SA與電感器L之間的節點N1。開關SD以分流配置耦合至開關SC與電感器L之間的節點N2。當被製造為MOSFET電晶體時，如圖12所示開關SA至SD具有相應的固有體二極體DA至DD。
控制器1202對開關SA至SD中的每一個的操作進行控制(省略了到開關SA至SD的控制線連接以避免混亂)，控制器1202可以在電壓調節器1102的內部或外部。特別地，控制器1202可以向開關SA至SD提供不交疊的時脈相p1、p2(時脈相p1、p2可以具有與先前針對轉換器電路102描述的兩相時脈波形P1、P2不同的相位)，但是到開關SA至SD的附加時脈相也是可能的。可以通過至少斷開開關SA和SC來有效地禁用電壓調節器1102。
在各種實施方式中，電壓調節器1102可以包括所示的四個開關SA至SD的子集或全部，從而實現減壓電壓轉換器(僅開關SA、SB)、增壓電壓轉換器(僅開關SC、SD)或非反向減壓 -增壓電壓轉換器(所有開關SA至SD)。出於通用的目的，將考慮存在所有開關SA至SD，儘管對於一些配置，一些開關可能被強制閉合(因此起到短路的作用)，而對於其他配置，其他開關可以被強制斷開。然而，應當理解，如果僅需要特定功能，則電壓調節器1102的實施方式實際上可以省略開關SA至SD中的一些。
在所示的實施方式中，控制器1202可以將電壓調節器1102配置成在不同的操作模式操作(然而，通常電壓調節器不必是可重新配置的)。
例如，電壓調節器1102可以被配置成通過在每個切換週期期間閉合開關SC同時斷開SD而在減壓模式下操作。開關SA將基於由控制器1202設置的時脈相之一(例如，p1)的占空比或導通時間在導通狀態與關斷狀態之間轉變。開關SB將基於其他相位時脈(例如，p2)在與開關SA的導通狀態和關斷狀態互補的關斷狀態與導通狀態之間轉變。電壓調節器1102的不可重新配置的實現方式省略了開關SD，並且通過與正輸出端子的直接連接來代替開關SC，從而減少部件計數和所需的積體電路面積。
作為另一示例，電壓調節器1102可以被配置成通過在每個切換週期期間閉合開關SA同時斷開開關SB而在增壓模式下操作。開關SD將基於由控制器1202設置的占空比或導通時間在導通狀態和關斷狀態之間轉變。開關SC將在與開關SD的導通狀態和關斷狀態互補的關斷狀態和導通狀態之間轉變。電壓調節器1102 的不可重新配置的實現方式省略了開關SB，並且通過與正輸入端子的直接連接來代替開關SA，從而減少了部件計數和所需的積體電路面積。
作為又一示例，電壓調節器1102可以被配置成在非反向減壓-增壓模式下操作。在這種類型的配置中，在由控制器1202設置的特定時脈相期間，所有開關SA至SD在導通狀態與關斷狀態之間轉變，開關SA至SD中的一些在相同的時間並且開關SA至SD中的一些在不同的時間轉變。
在電壓調節器1102的所有配置中，控制器1202以如下方式對所有開關SA至SD的轉變進行排序：以已知的方式根據減壓模式、增壓模式或減壓-增壓模式來合併在開關SA至SD的操作期間所需的任何必要的時脈相或死區時間。
基於指示圖11中的切換電容式電力轉換器1100的操作狀態的資訊，控制器1202發送控制信號以對開關SA至SD的占空比進行控制並且因此對電壓調節器1102的輸出電壓進行調節。因此，其使用接收到的一些或全部信號例如輸入信號路徑110上的信號、時脈信號CLK和/或輸入/輸出信號I/O限定到控制器104的回饋環路。
益處
本文描述的方法和裝置被設計成使得切換電容式電力轉換器可以從涉及電荷泵電容器Cx和輸出電容器COUT兩者的初始電壓狀況的各種啟動場景中穩健地啟動，並且在合理快速的啟動 時間內穩健地啟動。
本領域普通技術人員應該清楚，可以結合使用許多以上解決方案。例如，本文描述的用於防止電荷泵電容器在關閉期間完全放電的電路和方法可以與本文描述的用於在啟動之前對電荷泵電容器進行再平衡的電路和方法組合。
方法
本發明的另一方面包括防止電荷泵電容器在切換電容式電力轉換器的關閉狀態期間完全放電的方法。例如，圖13是示出防止電荷泵電容器在具有多個電荷泵電容器和各自耦合至至少一個相應的電荷泵電容器的多個低側相開關的切換電容式電力轉換器的關閉狀態期間完全放電的第一方法的過程流程圖1300。該方法包括在關閉狀態期間保持多個低側相開關閉合(步驟框1302)。
圖14是示出防止在具有多個電荷泵電容器和各自耦合至至少一個相應的電荷泵電容器的多個低側相開關的切換電容式電力轉換器中電荷泵電容器完全放電以及/或者使湧入電流最小化的第二方法的過程流程圖1400。該方法包括：將相應的下拉裝置與多個低側相開關中的一個或更多個並聯地耦合(步驟框1402)；以及將每個下拉裝置配置成在電力轉換器的至少一個選定狀態期間防止電荷泵電容器的完全放電和/或使湧入電流最小化(步驟框1404)。
以上方法的附加方面可以包括以下中的一個或更多個：其中，多個下拉裝置中的至少一個是電阻器；其中，多個下拉裝置中的至少一個是基於電晶體的裝置，並且還包括將基於電晶體 的裝置配置成在電力轉換器的至少一個選定狀態期間至少部分地導電，並且在電力轉換器的至少一個其他狀態下基本上不導電；以及/或者其中，多個下拉裝置中的至少一個是包括與電阻器串聯的基於電晶體的開關的切換式下拉裝置或基於電晶體的電流吸收器。
本發明的另一方面包括以下啟動方法：對切換電容式電力轉換器中的多個電荷泵電容器進行再平衡以及/或者限制到這樣的電荷泵電容器的湧入電流；以及/或者防止電荷泵開關的過應力。
作為另一示例，圖15是示出在具有各自連接在串聯連接的開關Sx的相應的相鄰對之間的多個電荷泵電容器的切換電容式電力轉換器內限制湧入電流以及/或者避免開關過應力的第一啟動方法的過程流程圖1500。該方法包括將串聯連接的開關Sx的導通電阻RON增加第一選定的持續時間和/或第一數目的切換週期、以及/或者增加串聯連接的開關Sx的導通電阻RON直至在多個電荷泵電容器中的任何一個兩端的第一測量電壓在相應的期望值範圍內為止(步驟框1502)。
作為又一示例，圖16是示出在具有多個電荷泵電容器的切換電容式電力轉換器內限制湧入電流以及/或者避免開關過應力的第二啟動方法的過程流程圖1600，其中，電力轉換器被配置成耦合在第一電壓源與第二電壓源之間。該方法包括：在操作的啟動模式下，使第二電壓源與電力轉換器斷開連接，並且在電壓轉換的降壓模式下操作電力轉換器，直至多個電荷泵電容器從第一電壓源充電至期望的電壓為止(步驟框1602)；以及此後，將第二 電壓源連接至電力轉換器，並且使電力轉換器能夠在電壓轉換的降壓模式下操作(步驟框1604)。
作為又一示例，圖17是示出在具有多個電荷泵電容器的切換電容式電力轉換器內限制湧入電流以及/或者避免開關過應力的第三啟動方法的過程流程圖1700，其中，電力轉換器被配置成耦合在第一電壓源與第二電壓源之間。該方法包括：在操作的啟動模式下，使第一電壓源與電力轉換器斷開連接，並且在電壓轉換的反向升壓模式下操作電力轉換器，直至多個電荷泵電容器從第二電壓源充電至期望的電壓為止(步驟框1702)；以及此後，將第一電壓源連接至電力轉換器，並且使電力轉換器能夠在電壓轉換的降壓模式下操作(步驟框1704)。
作為另一示例，圖18是示出對切換電容式電力轉換器中的多個電荷泵電容器進行再平衡的第一啟動方法的過程流程圖1800。該方法包括：將電荷泵電容器對連接在n個串聯連接的開關Sx的相應的相鄰對之間，每個串聯的開關Sx具有相應的輔助開關/通路SxA(步驟框1802)；將第一高側相開關和第二高側相開關耦合至至少一個相應的電荷泵電容器(步驟框1804)；將第一低側相開關和第二低側相開關耦合至至少一個相應的電荷泵電容器，每個低側相開關具有相應的輔助開關/通路(步驟框1806)；通過借助於保持第一低側相開關和第二低側相開關的輔助開關/通路在第一時間段期間閉合同時斷開第一高側相開關和第二高側相開關以及n個串聯連接的開關Sx和相應的輔助開關/通路來在電力轉換器的至少一個選定狀態期間防止電荷泵電容器的完全放電來限制對多 個電荷泵電容器的湧入電流(步驟框1808)；以及在第一時間段之後通過閉合第一低側相開關和第二低側相開關、可選地斷開第一低側相開關和第二低側相開關的輔助開關/通路、保持第一高側相開關和第二高側相開關斷開、保持n個串聯連接的開關Sx斷開、閉合n個串聯連接的開關Sx中的m個開關的輔助開關/通路(其中m小於n)然後在一個或更多個時間段內逐漸地斷開n個串聯連接的開關Sx中的m個輔助開關/通路中的一個或更多個來對多個電荷泵電容器內的電壓進行平衡(步驟框1810)。
以上方法的附加方面可以包括以下中的一個或更多個：以反向順序逐漸斷開n個串聯連接的開關Sx中的m個輔助開關/通路中的至少一些；或者以正向順序逐漸地斷開n個串聯連接的開關Sx中的m個輔助開關/通路中的至少一些。
以上方法的附加方面可以包括以下中的一個或更多個：其中，多個串聯連接的開關Sx中的至少一些包括具有比相應的開關Sx高的導通電阻RON的相應的輔助開關/通路SxA，還包括通過使用輔助開關/通路SxA代替相應的開關Sx來增加串聯連接的開關Sx的導通電阻RON；其中，多個串聯連接的開關Sx各自包括場效應電晶體(FET)，場效應電晶體(FET)具有對FET的導通電阻RON進行控制的閘極，每個FET被配置成具有耦合至閘極驅動電壓的源極，還包括通過降低到FET的相應閘極的閘極驅動電壓來增加串聯連接的開關Sx的導通電阻RON；以及/或者將開關Sx的切換的頻率增加第二選定的持續時間和/或第二數目的切換週期、以及/或者增加開關Sx的切換的頻率直至在多個電荷泵電容器中的 任何一個兩端的第二測量電壓在相應的期望值範圍內為止。
圖19是示出對切換電容式電力轉換器中的多個電荷泵電容器進行再平衡的第二方法的過程流程圖1900，其中，每個電荷泵電容器在堆疊節點處連接在串聯連接的開關Sx的相應的相鄰對之間。該方法包括：感測轉換器的輸出電壓並且產生指示輸出電壓的信號(步驟框1902)；以及根據所產生的指示輸出電壓的信號，對每個電荷泵電容器朝向相應倍數的轉換器的輸出電壓充電或放電(步驟框1904)。
以上方法的附加方面可以包括以下中的一個或更多個：在預切換時段期間，通過電阻路徑將多個電荷泵電容器選擇性地連接至電路接地；在預切換時段之後，將多個電荷泵電容器選擇性地連接至電路接地；根據所產生的指示輸出電壓的信號產生參考電流，並且回應於參考電流向每個堆疊節點提供相應倍數的轉換器的輸出電壓；感測轉換器的輸出電壓包括將放大器電路耦合至轉換器的輸出電壓，還包括根據所產生的指示輸出電壓的信號產生參考電流，並且當輸出電壓不足以產生針對參考電流的適當的值時向比較器提供偏移電流(或在比較器內插入偏移)；其中，可以通過多個再平衡驅動器發生對每個電荷泵電容器進行充電或放電，每個再平衡驅動器耦合至相應的堆疊節點並且耦合至從所產生的指示輸出電壓的信號中得出的電壓，並且被配置成向相應的堆疊節點提供充電路徑以及/或者提供從相應的堆疊節點至轉換器的輸出電壓或電路接地之一的放電路徑。
製造技術和選項
如本公開內容中所使用的，術語“MOSFET”包括具有其電壓確定電晶體的導電性的絕緣閘極的任何場效應電晶體(FET)並且包括具有金屬或類金屬、絕緣體和/或半導體結構的絕緣閘極。術語“金屬”或“類金屬”包括至少一種導電材料(例如鋁、銅或其他金屬，或高摻雜的多晶矽、石墨烯或其他電導體)，“絕緣體”包括至少一種絕緣材料(例如二氧化矽或其他介電材料)，並且“半導體”包括至少一種半導體材料。
如本公開內容中所使用的，術語“無線電頻率”(RF)是指在約3kHz至約300GHz的範圍內的振盪速率。該術語還包括無線通訊系統中使用的頻率。RF頻率可以是電磁波的頻率或者電路中的交流電壓或電流的頻率。
可以實現本發明的各種實施方式以滿足各種規範。除非以上另有說明，否則對合適的部件值的選擇是設計選擇的問題。本發明的各種實施方式可以以任何合適的積體電路(IC)技術(包括但不限於MOSFET結構)或者以混合或分立電路形式來實現。可以使用任何合適的基底和工藝來製造積體電路實施方式，包括但不限於標準體矽、絕緣體上矽(SOI)和藍寶石上矽(SOS)。除非以上另有說明，否則本發明的實施方式可以以其他電晶體技術例如雙極、LDMOS、BCD、GaAs HBT、GaN HEMT、GaAs pHEMT和MESFET技術來實現。然而，本發明的實施方式在使用基於SOI或SOS的工藝來製造時或者在使用具有類似特性的工藝來製造時特別有用。使用SOI或SOS工藝在CMOS中進行的製造使得電路能夠具有低功耗、由於FET堆疊而在操作期間承受高電力信號的能 力、良好的線性度以及高頻操作(即，高達並超過50GHz的無線電頻率)。由於通常可以通過精心設計而使寄生電容保持小(或處於最小，在所有單元上保持均勻，從而允許對其進行補償)，因此單片IC實現特別有用。
可以根據特定規範和/或實現技術(例如，NMOS、PMOS或CMOS，以及增強模式或耗盡模式電晶體器件)來調節電壓位準和/或使電壓和/或邏輯信號極性反向。部件電壓、電流和功率處理能力可以根據需要例如通過調整器件尺寸、串列“堆疊”部件(特別是FET)以承受更大的電壓以及/或者使用多個並行部件來處理更大的電流進行調整。可以添加附加的電路部件以增強所公開的電路的性能以及/或者在不顯著改變所公開的電路的功能的情況下提供附加的功能。
根據本發明的電路和器件可以單獨使用或與其他部件、電路和器件組合使用。本發明的實施方式可以被製造為積體電路(IC)，積體電路(IC)可以被封裝在IC封裝和/或模組中以易於處理、製造和/或改進性能。特別地，本發明的IC實施方式通常用於其中這樣的IC中的一個或更多個與其他電路塊(例如，濾波器、無源部件和可能的附加IC)組合至一個封裝件中的模組中。然後，通常將IC和/或模組與通常在印刷電路板上的其他部件組合，以形成諸如蜂窩電話、膝上型電腦或電子平板的最終產品，或形成可以用於諸如車輛、測試設備、醫療裝置等的各種產品的較高級別模組。通過模組和元件的各種配置，這樣的IC通常使得能夠進行通常為無線通訊的通信模式。
結論
已經描述了本發明的多個實施方式。應當理解，可以在不脫離本發明的精神和範圍的情況下進行各種修改。例如，上述步驟中的一些可以與順序無關，並且因此可以以與所描述的順序不同的順序來執行。此外，上述步驟中的一些可以是可選的。關於以上標識的方法所描述的各種活動可以以重複、串列或並行的方式來執行。
應當理解，前面的描述旨在說明而不是限制本發明的範圍，本發明的範圍由所附權利要求的範圍限定，並且其他實施方式也在權利要求的範圍內。特別地，本發明的範圍包括所附權利要求書中闡述的一種或更多種處理、機器、製造或物質組成的任何和所有可行的組合。(注意，用於權利要求元素的括弧標記是為了易於引用這樣的元素，並且其本身並不指示元素的特定必需順序或枚舉；此外，這樣的標記可以在從屬權利要求中作為對其他元素的引用而重新使用，而不被認為是開始衝突的標記序列)。
102:轉換器電路
104:控制器
106:電壓源
108:輸出負載/負載
110:輸入信號路徑
112:控制信號
400:切換電容式降壓電力轉換器的框圖
402:再平衡器電路
404:第一匯流排
406:第二匯流排
COUT:輸出電容器
CLK:時脈信號
I/O:輸入/輸出信號
V1+,V1-,V2+,V2-:端子
Vbias:電晶體偏置電壓
VDD:通用供應電壓
VIN:輸入電壓
VOUT:輸出電壓

Claims (30)

  1. 一種切換電容式電力轉換器，包括：(a)具有多個電荷泵電容器的一電荷泵；(b)各自耦合至所述多個電荷泵電容器中至少一者的多個低側相開關；以及(c)耦合至所述多個低側相開關的一控制器；其中，所述控制器被配置成通過在所述切換電容式電力轉換器的一關閉狀態期間保持所述多個低側相開關閉合來防止所述電荷泵電容器在所述關閉狀態期間完全放電。
  2. 一種切換電容式電力轉換器，包括：(a)具有多個電荷泵電容器的一電荷泵；(b)各自耦合至所述多個電荷泵電容器中至少一者的多個低側相開關；以及(c)與所述多個低側相開關中的相應的低側相開關並聯耦合的多個下拉裝置；其中，所述多個下拉裝置被配置成防止所述電荷泵電容器在所述切換電容式電力轉換器的一關閉狀態期間完全放電。
  3. 如請求項2之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個下拉裝置中一第一下拉裝置和一第二下拉裝置中至少之一是電阻器。
  4. 如請求項2之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個下拉裝置中一第一下拉裝置和一第二下拉裝置中至少之一是一 基於電晶體的裝置，所述基於電晶體的裝置被配置成在所述切換電容式電力轉換器的所述關閉狀態期間至少部分地導電，而在其他時間基本上不導電。
  5. 如請求項2之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個下拉裝置中一第一下拉裝置和一第二下拉裝置中至少之一是一切換式下拉裝置，該切換式下拉裝置包括與所述電阻器串聯的一基於電晶體的開關。
  6. 如請求項2之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個下拉裝置中一第一下拉裝置和一第二下拉裝置中至少之一包括電流吸收器。
  7. 一種切換電容式電力轉換器，包括：(a)一第一輸入端子和一第二輸入端子、以及一第一輸出端子和一第二輸出端子；(b)連接在所述第一輸入端子與所述第一輸出端子之間的多個串聯連接的開關S1至Sn，各個所述串聯連接的開關具有一第一輔助開關/通路SxA；(c)各自連接在所述多個串聯連接的開關的相應的相鄰對之間的多個電荷泵電容器；(d)各自耦合在所述第一輸出端子與至少一個相應所述電荷泵電容器之間的多個第一與第二高側相開關，各個所述高側相開關可選地具有一第二輔助開關/通路； (e)各自耦合在所述第二輸出端子與至少一個相應所述電荷泵電容器之間的多個第一與第二低側相開關，各個所述低側相開關具有一第三輔助開關/通路；(f)一控制器，所述控制器耦合至所述多個串聯連接的開關、所述第一與第二高側相開關、所述第一與第二低側相開關以及所述第一、第二與第三輔助開關/通路；其中，所述控制器被配置成通過以下來防止所述電荷泵電容器在所述切換電容式電力轉換器的一啟動狀態的一第一時間段期間完全放電：在所述第一時間段期間保持所述第一與第二低側相開關的所述第三輔助開關/通路閉合，同時斷開所述第一與第二高側相開關以及所述第二輔助開關/通路，以及所述多個串聯連接的開關S1至Sn和所述第一輔助開關/通路；以及其中，所述控制器被配置成通過以下來在所述第一時間段之後平衡所述多個電荷泵電容器中的電壓：閉合所述第一與第二低側相開關，可選地斷開所述第一與第二低側相開關的所述第三輔助開關/通路，保持所述第一與第二高側相開關斷開，保持所述多個串聯連接的開關S1至Sn斷開，閉合所述串聯連接的開關S1至Sn中的m個開關的所述第一輔助開關/通路，其中，m小於n，以及然後，在一個或更多個時間段上逐漸地斷開所述串聯連接的開關S1至Sn中的所述m個第一輔助開關/通路中的一個或更多個。
  8. 如請求項7之切換電容式電力轉換器，其中，所述串聯連接的開關S1至Sn中的所述m個第一輔助開關/通路中的至少一些以相對於所述第一輸入端子的反向順序逐漸地斷開。
  9. 如請求項7之切換電容式電力轉換器，其中，所述串聯連接的開關S1至Sn中的所述m個第一輔助開關/通路中的至少一些以相對於所述第一輸入端子的正向順序逐漸地斷開。
  10. 如請求項7之切換電容式電力轉換器，其中，所述串聯連接的開關S1至Sn中的所述m個第一輔助開關/通路中的至少一些根據一測量的堆疊節點電壓來斷開。
  11. 一種切換電容式電力轉換器，包括：(a)一第一輸入端子和一第二輸入端子、以及一第一輸出端子和一第二輸出端子；(b)連接在所述第一輸入端子與所述第一輸出端子之間的多個串聯連接的開關Sx；(c)各自連接在所述多個串聯連接的開關的相應的相鄰對之間的多個電荷泵電容器；以及(d)耦合至所述多個串聯連接的開關的一控制器；其中，所述控制器被配置成通過以下來降低所述多個電荷泵電容器之間的電荷轉移速率：將所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON增加一第一選定的持續時間和/或一第一數目的切換週期、以及/或者增加所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON直至所述多個電荷泵 電容器中的任何一個電荷泵電容器兩端的一第一測量電壓在一相應的期望值範圍內為止。
  12. 如請求項11之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個串聯連接的開關Sx中的至少一些開關Sx包括相應的一輔助開關/通路SxA，所述輔助開關/通路SxA具有與所述相應的開關Sx相比較高的導通電阻RON，以及其中，所述控制器被配置成通過使用所述輔助開關/通路SxA代替所述相應的開關Sx來增加所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON。
  13. 如請求項12之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個串聯連接的開關Sx以一選定的頻率切換，並且所述控制器還被配置成將切換的頻率增加一第二選定的持續時間和/或一第二數目的切換週期、以及/或者增加切換的頻率直至所述多個電荷泵電容器中的任何一個電荷泵電容器兩端的一第二測量電壓在一相應的期望值範圍內為止。
  14. 如請求項11之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個串聯連接的開關Sx各自包括一場效應電晶體(FET)，所述場效應電晶體(FET)具有控制所述場效應電晶體的導通電阻RON的閘極，每個所述場效應電晶體被配置成使其閘極耦合至一閘極驅動電壓的源極，以及，其中，所述控制器被配置成通過降低到所述場效應電晶體的相應閘極的所述閘極驅動電壓來增加所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON。
  15. 如請求項14之切換電容式電力轉換器，其中，所述多個串聯連接的開關Sx以一選定的頻率切換，並且所述控制器還被配置成將切換的頻率增加一第二選定的持續時間和/或一第二數目的切換週期、以及/或者增加切換的頻率直至所述多個電荷泵電容器中的任何一個電荷泵電容器兩端的一第二測量電壓在一相應的期望值範圍內為止。
  16. 一種防止電荷泵電容器在一切換電容式電力轉換器的關閉狀態期間完全放電的方法，所述切換電容式電力轉換器具有多個電荷泵電容器和各自耦合至至少一個相應電荷泵電容器的多個低側相開關，所述方法包括在所述關閉狀態期間保持所述多個低側相開關閉合。
  17. 一種防止在一切換電容式電力轉換器中電荷泵電容器完全放電和/或使一湧入電流最小化的方法，所述切換電容式電力轉換器具有多個電荷泵電容器和各自耦合至至少一個相應電荷泵電容器的多個低側相開關，所述方法包括：(a)將一相應下拉裝置與所述多個低側相開關中的一個或更多個低側相開關並聯耦合；以及(b)將各個所述下拉裝置配置成在所述切換電容式電力轉換器的至少一個選定狀態期間，以防止所述電荷泵電容器完全放電和/或使所述湧入電流最小化。
  18. 如請求項17之防止在一切換電容式電力轉換器中電荷泵電容器完全放電和/或使湧入電流最小化的方法，其中，所述多個下拉裝置中的至少一個下拉裝置是一電阻器。
  19. 如請求項17之防止在一切換電容式電力轉換器中電荷泵電容器完全放電和/或使湧入電流最小化的方法，其中，所述多個下拉裝置中的至少一個下拉裝置是一基於電晶體的裝置，所述方法還包括：將所述基於電晶體的裝置配置成在所述切換電容式電力轉換器的所述至少一個選定狀態期間至少部分地導電，以及在所述切換電容式電力轉換器的至少一個其他狀態下基本上不導電。
  20. 如請求項17之防止在一切換電容式電力轉換器中電荷泵電容器完全放電和/或使湧入電流最小化的方法，其中，所述多個下拉裝置中的至少一個下拉裝置是包括與一電阻器串聯的一基於電晶體的開關的一切換式下拉裝置。
  21. 如請求項17之防止在一切換電容式電力轉換器中電荷泵電容器完全放電和/或使湧入電流最小化的方法，其中，所述多個下拉裝置中一第一下拉裝置和一第二下拉裝置中至少之一包括電流吸收器。
  22. 一種限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止一切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，包括：(a)連接在n個串聯連接的開關Sx的相應的相鄰對之間的所述電荷泵電容器對，各個所述串聯連接的開關Sx具有一第一輔助開關/通路SxA； (b)將多個第一與第二高側相開關耦合至至少一個相應的所述電荷泵電容器；(c)將多個第一與第二低側相開關耦合至至少一個相應的所述電荷泵電容器，各個所述低側相開關具有一第二輔助開關/通路；(d)通過以下來限制對所述多個電荷泵電容器的湧入電流：通過在一第一時間段期間保持所述第一與第二低側相開關的所述第二輔助開關/通路閉合同時斷開所述第一與第二高側相開關及所述n個串聯連接的開關Sx以及所述第一輔助開關/通路來防止在所述切換電容式電力轉換器的至少一個選定狀態期間所述電荷泵電容器完全放電；以及(e)通過以下來在所述第一時間段之後平衡所述多個電荷泵電容器中的電壓：閉合所述第一與第二低側相開關，可選地斷開所述第一與第二低側相開關的所述第二輔助開關/通路，保持所述第一與第二高側相開關斷開，保持所述n個串聯連接的開關Sx斷開，閉合所述n個串聯連接的開關Sx中的m個開關的所述第一輔助開關/通路，其中，m小於n，以及然後，在一個或更多個時間段上逐漸地斷開所述n個串聯連接的開關Sx中的所述m個第一輔助開關/通路中的一個或更多個。
  23. 如請求項22之限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止一切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，還包括以反向順序逐漸地斷開所述n個串聯連接的開關Sx中的所述m個第一輔助開關/通路中的至少一些。
  24. 如請求項22之限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止一切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，還包括以正向順序逐漸地斷開所述n個串聯連接的開關Sx中的所述m個第一輔助開關/通路中的至少一些。
  25. 如請求項22之限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止一切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，還包括根據一測量的堆疊節點電壓來斷開所述串聯連接的開關S1至Sn中的所述m個第一輔助開關/通路中的至少一些。
  26. 一種限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，其中，各個所述電荷泵電容器連接在多個串聯連接的開關Sx的相應的相鄰對之間，所述方法包括：將所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON增加一第一選定的持續時間和/或一第一數目的切換週期、以及/或者增加所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON直至所述多個電荷泵電容器中的任何一個的兩端的一第一測量電壓在一相應的期望值範圍內為止。
  27. 如請求項26之限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，其中，所述多個串聯連接的開關Sx中的至少一些開關Sx包括相應的一輔助開關/通路SxA，所述輔助開關/通路SxA具有與所述相應的開關Sx相比較高的導通電阻RON，所述方法還包括通過使用所述輔助開關/ 通路SxA代替所述相應的開關Sx來增加所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON。
  28. 如請求項27之限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，還包括將所述串聯連接的開關Sx的切換的頻率增加一第二選定的持續時間和/或一第二數目的切換週期、以及/或者增加所述串聯連接的開關Sx的切換的頻率直至所述多個電荷泵電容器中的任何一個電荷泵電容器兩端的一第二測量電壓在一相應的期望值範圍內為止。
  29. 如請求項26之限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，其中，所述多個串聯連接的開關Sx各自包括一場效應電晶體(FET)，所述場效應電晶體(FET)具有控制所述場效應電晶體的導通電阻RON的閘極，各個所述場效應電晶體被配置成使其閘極耦合至一閘極驅動電壓的源極，所述方法還包括通過降低到所述場效應電晶體的相應閘極的所述閘極驅動電壓來增加所述串聯連接的開關Sx的導通電阻RON。
  30. 如請求項29之限制到多個電荷泵電容器的湧入電流和/或防止切換電容式電力轉換器中的過應力的方法，還包括將所述串聯連接的開關Sx的切換的頻率增加一第二選定的持續時間和/或一第二數目的切換週期、以及/或者增加所述串聯連接的開關Sx的切換的頻率直至所述多個電荷泵電容器中的任何一個電荷泵電容器兩端的一第二測量電壓在一相應的期望值範圍內為止。
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